JP2750072B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
源から与えられる入力電圧を定電圧に変換して負荷に直
流電力を供給する電力変換装置、例えば交流電源を整流
するダイオードブリッジの脈流出力を一定電圧の直流に
変換する電力変換装置に関するものである。
うに、交流電源ACを整流するダイオードブリッジDB
の脈流出力を、昇圧チョッパ回路1を用いて直流に変換
して負荷2に供給するものがある。昇圧チョッパ回路1
は、インダクタL0 、スイッチ要素SW0 との直列回路
をダイオードブリッジDBの出力に接続し、スイッチ要
素SW0 に並列にダイオードD0 を介してコンデンサC
0 を接続したものであり、コンデンサC0 の両端電圧を
負荷2に電源として供給する構成となっている。
W0 のオン時に、インダクタL0 に磁気エネルギを蓄積
し、スイッチ要素SW0 のオフ時に、上記磁気エネルギ
によりインダクタL0 の両端に発生する電圧をダイオー
ドブリッジDBの出力電圧に加えた電圧で、コンデンサ
C0 を充電し、コンデンサC0 の両端電圧Vc0としてダ
イオードブリッジDBの脈流出力を直流に変換してい
る。
素SW0 のオンデューティを、図28(b)に示すよう
に、同図(a)に示すダイオードブリッジDBの出力電
圧V inの変化に応じて変化させることにより、インダク
タL0 に蓄えられる磁気エネルギを変化させ、インダク
タL0 に流れる電流IL の波形を、ダイオードブリッジ
DBの出力波形に相似させ、入力電流歪みを抑制しなが
ら、一定の出力電圧V c0を得るようにしてある。
力変換装置では、特に耐圧の関係からインダクタL0 と
して大形のものが必要であり、またインダクタL0 の磁
気エネルギによりノイズが輻射される問題があった。本
発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目的
とするところは、入力電流歪みを抑制して、一定の電圧
の直流電力を負荷に供給でき、且つ小型化が可能であ
り、ノイズを発生しない電力変換装置を提供することに
ある。
目的を達成するために、少なくとも複数のコンデンサと
スイッチ要素からなる第1及び第2の電力変換回路を備
え、第1の電力変換回路が負荷に直流電力を供給すると
共に、第2の電力変換回路が入力電圧が高い期間におけ
る電力を蓄積し、入力電圧が低い期間において第1の電
力変換回路が直流電源から供給される電力と共に上記第
2の電力変換回路から供給される電力を受けて負荷に一
定電圧の直流電力を供給し、第1及び第2の電力変換回
路に総合的に取り込まれる入力電流波形を入力電圧に相
似させるようにしてある。
に、入力電圧が高いとき、第2の電力変換回路が入力電
圧に相似する波形の電流を取り込んで電力を蓄積すると
共に、第1の電力変換回路が略一定の電流を取り込み、
入力電圧が低いとき、第1の電力変換回路が入力電圧に
相似する波形の電流を取り込むと共に、第2の電力変換
回路が電流を取り込むことなく第1の電力変換回路に電
力を供給し、第1の電力変換回路が直流電源から供給さ
れる電力と共に上記第2の電力変換回路から供給される
電力とを受けて負荷に一定電圧の直流電力を供給するよ
うにすればよい。
高いとき、第2の電力変換回路が入力電圧に相似する波
形の電流を取り込んで電力を蓄積すると共に、第1の電
力変換回路が略一定の電流を取り込み、入力電圧が低い
とき、第1の電力変換回路が電流を取り込まず、第2の
電力変換回路が入力電圧に相似する波形の電流を取り込
んで第1の電力変換回路に電力を供給し、第1の電力変
換回路が上記第2の電力変換回路から供給される電力を
用いて負荷に一定電圧の直流電力を供給するようにして
もよい。
変換回路で蓄積した電力が移され、且つその電力を第1
の電力変換回路に供給する蓄積手段を個別に設けてもよ
い。また、請求項5に示すように、負荷が別の電力変換
手段であってもよい。さらに、請求項6に示すように、
負荷がインバータ回路であってもよい。上記第1及び第
2の電力変換回路としては、具体的には、請求項7に示
すように、キャパシタの充電電荷を制御するものとする
ことができる。
負荷に直流電力を供給すると共に、第2の電力変換回路
が入力電圧が高い期間における電力を蓄積し、入力電圧
が低い期間において第1の電力変換回路が直流電源から
供給される電力と共に上記第2の電力変換回路から供給
される電力を受けて負荷に一定電圧の直流電力を供給
し、第1及び第2の電力変換回路に総合的に取り込まれ
る入力電流波形を入力電圧に相似させることにより、入
力電流歪みを抑制して、一定の電圧の直流電力を負荷に
供給する。しかも、少なくとも複数のコンデンサとスイ
ッチ要素からなる第1及び第2の電力変換回路を用いる
ことにより、大形のインダクタが必要ないようにし、小
型化を可能とし、ノイズ輻射を起こさないようにする。
示す。本実施例では、図1(a)に示すように、複数の
コンデンサとスイッチ要素からなるスイッチドキャパシ
タ回路3,4を、ダイオードブリッジDBと負荷2との
間に設けてある。ここで、一方のスイッチドキャパシタ
回路3が負荷2に対して電力を供給する。そして、他方
のスイッチドキャパシタ回路4がダイオードブリッジD
Bの出力電圧(以下、入力電圧と呼ぶ)Vinが高いとき
に、ダイオードブリッジDBから供給される電力(エネ
ルギ)を蓄え、入力電圧Vinが低いとき(交流電源AC
のゼロクロス点の近傍の期間)、蓄えた電力をスイッチ
ドキャパシタ回路3に供給する。つまりは、スイッチド
キャパシタ回路3では、入力電圧Vinが高いときには、
ダイオードブリッジDBから供給される電力を用いて負
荷2に一定電圧の電力の供給を行い、入力電圧Vinが低
いときには、ダイオードブリッジDBから供給される電
力に加えて、スイッチドキャパシタ回路4から供給され
る電力を用いて、負荷2に一定電圧の電力の供給を行
う。なお、スイッチドキャパシタ回路3,4で取り込む
電流のトータル波形は入力電圧Vin波形に相似させ、入
力電流歪みを抑制するようにしてある。また、スイッチ
ドキャパシタ回路3は電圧を一体化する機能を持つため
電圧変換を行う機能を持つことは言うまでもないが、ス
イッチドキャパシタ回路4も、ダイオードブリッジDB
から供給される電力の電圧変換を行ってスイッチドキャ
パシタ回路3に供給するようにしてある。
パシタ回路3,4の構成要素を示し、同図(b)はコン
デンサが1個の場合、同図(c)はコンデンサが2個の
場合を示す。図1(b)では、ダイオードブリッジDB
の出力の正極側のライン(以下正極ラインと呼ぶ)に直
列にスイッチ要素SW2 ,SW3 を接続し、スイッチ要
素SW2 ,SW3 の接続点とダイオードブリッジDBの
出力の負極側のライン(以下負極ラインと呼ぶ)との間
にコンデンサC2 を接続した構成になっている。
ン,オフし、スイッチ要素SW2 がオンのとき、ダイオ
ードブリッジDB側から印加される出力電圧でコンデン
サC2を充電して、ダイオードブリッジDB側から供給
されるエネルギを蓄え、スイッチSW3 がオンのとき、
負荷2側にコンデンサC2 の充電電荷を電源として電力
を供給する(蓄えたエネルギを負荷2側に伝達する)。
素SW2 ,SW3 を直列に接続し、スイッチ要素S
W2 ,SW3 の接続点とダイオードブリッジDBの負極
ラインとの間に、スイッチ要素SW4a、コンデンサ
C3 、スイッチ要素SW4cの直列回路と、スイッチ要素
SW4b、コンデンサC4 、スイッチ要素SW4dの直列回
路とを並列接続し、スイッチ要素SW4aとコンデンサC
3 との接続点と、コンデンサC 4 とスイッチ要素SW4d
との接続点との間にスイッチ要素SW5 を接続した構成
になっている。
(c)の場合にも交互にオン,オフし、スイッチ要素S
W2 がオンでダイオードブリッジDB側から電力の供給
を受け、このときスイッチ要素SW4a〜SW4d,SW5
のオン,オフにより、コンデンサC3 ,C4 を直列に接
続したり、あるいは並列に接続したりして、ダイオード
ブリッジDBから供給される電力をコンデンサC3 ,C
4 に蓄積する。例えば、スイッチ要素SW4a〜SW4dを
オンで、スイッチ要素SW5 をオフとしたときには、コ
ンデンサC3 ,C4 が並列に接続され、スイッチ要素S
W4b,SW4c,SW5 がオンで、スイッチ要素SW4a,
SW4dがオフのとき、コンデンサC3 ,C4 が並列に接
続される。そして、スイッチSW3 がオンのとき、負荷
2側にコンデンサC3 ,C4 の充電電荷を電源として電
力を供給する。この場合にも、コンデンサC3 ,C4 を
直並列に接続切換することで、入力電圧Vinの電圧変換
が行われる。
の組み合わせにより、スイッチドキャパシタ回路3,4
は夫々形成されている。つまり、スイッチドキャパシタ
回路3,4は、複数のコンデンサの充電電荷の制御を行
うことにより、所望のエネルギがコンデンサに蓄えれる
ように構成すればよい。具体的には、スイッチドキャパ
シタ回路3,4の複数のコンデンサの合成容量が大きく
なれば、それに応じて蓄えられるエネルギが大きくな
り、逆に小さくすれば、蓄えられるエネルギが小さくな
る。従ってそれに応じて、所望のエネルギをコンデンサ
に蓄えることが可能である。そこで、本実施例では、負
荷2への電力の供給時には、コンデンサに蓄積されたエ
ネルギが所望の一定値になるように、コンデンサの接続
を切り換えて、負荷2への電力を供給する。これによ
り、一定電圧の直流電力を負荷2に供給することができ
るようになっている。
コンデンサからなる回路に流れる電流の積分値も変化す
る。つまりは、合成容量を大きくすれば、流れる電流の
積分値が大きくなり、合成容量を小さくすれば、流れる
電流の積分値が小さくなる。そこで、本実施例のスイッ
チドキャパシタ回路3,4は、ダイオードブリッジDB
から入力電流を取り込む際には、トータル電流(=入力
電流)が入力電圧Vinに相似する波形になるようにして
ある。これにより、入力電流歪みを抑制することができ
るようになっている。
本実施例では、ダイオードブリッジDBの出力にスイッ
チドキャパシタ回路3,4を並列接続し、スイッチドキ
ャパシタ回路4の出力にストレージキャパシタC5 を設
け、このストレージキャパシタC5 にスイッチドキャパ
シタ回路4で蓄えた電荷を一旦移し、このストレージキ
ャパシタC 5 に移された電荷を電源してスイッチドキャ
パシタ回路3に供給する構成としたものである。
時刻t1 〜t2 の期間Bにおいては、スイッチドキャパ
シタ回路3は図3(c)に示すように一定電流を取り込
み、ダイオードブリッジDBから供給される電力を一定
電圧の直流電力に変換して負荷2に供給する。一方、ス
イッチドキャパシタ回路4は、図3(d)に示すよう
に、同図(a)に示す入力電圧Vinに相似な波形の電流
を取り込み、これにより時刻t1 〜t2 の期間Bにおい
てエネルギを蓄積する。なお、そのエネルギは時刻t1
〜t2 の期間BにおいてストレージキャパシタC5 に移
しておく。
〜t4 の期間Cにおいては、スイッチドキャパシタ回路
3が図3(c)に示すように、入力電圧Vinに相似する
波形の電流を取り込み、このときスイッチドキャパシタ
回路3はダイオードブリッジDBから供給される電力
に、ストレージキャパシタC5 から供給される電力を加
算した電力から、一定電圧の直流電力に変換して負荷2
に供給する。なお、ストレージキャパシタC5 の電荷を
電源としてスイッチドキャパシタ回路3に流れる電流を
図3(e)におけるI3 で示す。ここで、上記スイッチ
ドキャパシタ回路3,4に取り込まれる電流I1 ,I2
の合成電流、つまりは入力電流Iinの波形は、図3
(b)に示すように、入力電圧Vinの波形に相似な波形
になるようにしてある。このため、入力電流歪みが抑制
される。
本実施例は、実施例2のスイッチドキャパシタ回路3,
4を具体的に示したものであり、スイッチドキャパシタ
回路3を、コンデンサC11〜C1n,C21〜C29、スイッ
チ要素S11a 〜S1na 、S11b 〜S1nb 、S21a 〜S
29a 、S21b 〜S29b 、S41〜S46、S51〜S53、
S7 、S8 、S81〜S83、S91〜S9nで構成し、スイッ
チドキャパシタ回路4 をコンデンサC31〜C39、スイッ
チ要素S31a 〜S39a 、S31b 〜S39b 、S61〜S63、
S71〜S76で構成してある。
ず、入力電圧Vinが低い期間Aにおける動作を説明す
る。交流電源ACのゼロクロス点に対応する時刻t0 で
は、スイッチ要素S11a ,S11b をオンすることによ
り、コンデンサC11をダイオードブリッジDBの出力に
接続する。それと同時にスイッチ要素S7 、S21a 〜S
24a、S21b 〜S24b をオンとし、コンデンサC21〜C
24をストレージキャパシタC 5 に並列に接続して充電す
る。
11b 、S21a 〜S24a 、S22b 〜S24 b をオフし、スイ
ッチ要素S41〜S43、S51、S91をオンとする。このと
き、スイッチ要素S21b は引き続きオンのままである。
これにより、コンデンサC11,C21〜C24を直列接続
し、コンデンサC11,C21〜C24の充電電荷を加算した
電圧を負荷2に印加する。この時刻t11では、同時にス
イッチ要素S12a ,S12bをオンとして、コンデンサC
12をダイオードブリッジDBの出力に接続して、コンデ
ンサC12の充電を行う。また、スイッチ要素S25a 〜S
27a 、S25b 〜S27 b をオンとすることにより、コンデ
ンサC25〜C27をストレージキャパシタC5に並列に接
続して充電する。
12b 、S25a 〜S27a 、S26b ,S27 b 、S41〜S43、
S51、S91、S21b 、S41〜S43をオフとし、スイッチ
要素S 44,S45、S52、S92をオンとする。なお、スイ
ッチ要素S25bは引続きオンのままである。これによ
り、コンデンサC12,C25〜C27を直列接続し、コンデ
ンサC12,C25〜C27の両端電圧を加算した電圧を負荷
2に印加する。この時刻t 12では、同時にスイッチ要素
S13a ,S13b をオンとして、コンデンサC13をダイオ
ードブリッジDBの出力に接続して、コンデンサC13の
充電を行う。また、スイッチ要素S28a ,S29a 、S
28b ,S29b をオンとすることにより、コンデンサ
C28,C29をストレージキャパシタC5 に並列に接続し
て充電する。
13b 、S28a ,S29a 、S29b 、S44,S45、S52、S
92、S25b 、S7 をオフとし、スイッチ要素S46、
S53、S93をオンとする。このとき、スイッチ要素S
28b はオンのままである。これにより、コンデンサ
C13、C28、C29を直列接続し、コンデンサC13、
C28、C29の充電電荷を加算した電圧を負荷2に印加す
る。
り、C11<C12<…<C1n である。また、コンデンサC
21〜C29は同じ容量である。コンデンサC11〜C13の容
量は入力電圧Vinに略相似の比率で増加する(つまり
は、入力電圧Vinに略相似の入力電流Iinが流れる)よ
うに設定することにより、入力歪みが抑制される。スイ
ッチドキャパシタ回路3の出力電圧Vout は、入力電圧
Vinが低い期間には、コンデンサC21〜C24の充電電荷
をコンデンサC11の充電電荷に加算し、入力電圧Vinが
高くなるのに伴ってコンデンサC25〜C27とコンデンサ
C12、コンデンサC28,C29とコンデンサC13というよ
うに直列接続するコンデンサの個数を減らしていき、こ
れにより出力電圧Vout を略一定にする。
動作を説明する。時刻t15では、スイッチ要素S28b 、
S46、S81をオンとし、コンデンサC28、C29をダイオ
ードブリッジDBの出力に直列接続して充電する。同時
に、スイッチ要素S63、S76、S38b をオンとし、コン
デンサC38,C39をダイオードブリッジDBの出力に直
列接続して充電する。
S76、S81オフとし、S28a ,S29a ,S28b 、
S29b 、S8 をオンとし、コンデンサC28,C29を並列
に接続し、負荷2に電源の供給を行う。同時に、スイッ
チ要素S38a 、S39a 、S38b 、S39b をオンとし、コ
ンデンサC38,C39を並列接続してストレージキャパシ
タC 5 を充電する。また、スイッチ要素S25b 、S44、
S45、S82をオンとし、コンデンサC25〜C27をダイオ
ードブリッジDBの出力に直列接続して充電すると共
に、スイッチ要素S62、S74、S75、S35b をオンと
し、ダイオードブリッジDBの出力にコンデンサC35〜
37を直列接続して充電する。
ンサC25〜C27を並列接続して、負荷2に電力の供給を
行うと共に、コンデンサC35〜C37を並列接続して、ス
トレージキャパシタC5 の充電を行い、コンデンサC21
〜C24をダイオードブリッジDBの出力に直列接続して
充電すると共に、コンデンサC31〜C34をダイオードブ
リッジDBの出力に直列接続して充電する。
列接続して、負荷2に電力を供給すると共に、コンデン
サC31〜C34を並列接続してストレージキャパシタC5
を充電する。つまり、入力電圧Vinが高い期間Bにおい
ては、スイッチドキャパシタ回路3では入力電圧Vinの
増加に伴って、同容量のコンデンサC21〜C29の直列接
続する個数を変化させることにより、キャパシタの容量
を減少させ、スイッチドキャパシタ回路3に流れる電流
を一定化するようにしてある。ここで、スイッチドキャ
パシタ回路4のコンデンサC31〜C39は、コンデンサC
31〜C34を4Cx、コンデンサC35〜C37を3Cx、コ
ンデンサC38,C39を2Cxとして、直列接続時のキャ
パシタの容量が同容量になるように設定し、このスイッ
チドキャパシタ回路4に流れる電流が入力電圧Vinに相
似する電流波形になるようにしてある。このため、スイ
ッチドキャパシタ回路3,4のトータル電流としての入
力電流I inが入力電圧Vinに略相似し、入力電流歪みが
抑制される。
29を並列放電するため、入力電圧V inの変化に関係な
く、各コンデンサC21〜C29の両端電圧が一定になるよ
うにし、負荷2に一定電圧の電力を供給するようにして
ある。さらに、コンデンサC31〜C39に蓄積された電荷
をストレージキャパシタC5 に移しておくことにより、
先に説明した時刻t0 〜t14における電力の供給を可能
としてある。つまりは、スイッチドキャパシタ回路4と
ストレージキャパシタC5 とは入力電圧Vinが高い期間
における余剰エネルギを蓄積して、入力電圧Vinが低い
ときに負荷2に放出する働きを持つ。
合について説明したが、低下する場合には、上述した動
作を時間的に逆行させるように動作させればよい。 (実施例4)図9に第3の実施例を示す。上述した実施
例3の場合には、入力電圧Vinが低い期間A,Cにおい
て、コンデンサC11〜C1nの容量を変化させていたが、
本実施例の場合には入力電圧Vinが低い期間A,Cで
は、コンデンサC11〜C1nに対応するコンデンサの容量
を一定にしたものである。この場合にはスイッチドキャ
パシタ回路3の回路構成が図4とは異なるが、ここでは
具体回路は図示せず、コンデンサの接続状況から動作を
説明することにする。
えて、コンデンサの容量がC11のものを1個、2C11の
ものを2個,3C11のものを3個,4C11のものを4個
備える。そして、入力電圧Vinが低い期間には、入力電
圧Vinの増加に伴って、容量がC11のコンデンサをダイ
オードブリッジDBの出力に接続、2C11のコンデンサ
を2個ダイオードブリッジDBの出力に直列接続、3C
11のものを3個直列接続、4C11のものを4個直列接続
というようにして順次直列接続するコンデンサの個数を
増加する。但し、この直列接続するコンデンサの個数が
増加しても、直列接続されるコンデンサの合成容量はC
11であり、変化しない。従って、入力電圧Vinの増加に
伴って入力電流Iinが変化する。つまりは、入力電流I
inの波形が入力電圧Vinの波形に相似な波形になり、こ
のため入力歪みが抑制される。
コンデンサの各1つの両端電圧は夫々入力電圧Vinの増
加に関係なく一定の電圧となる。また、コンデンサC21
〜C 29は、実施例3の場合と同様に、ストレージキャパ
シタC5 に並列に接続して充電する。この場合の並列接
続されたコンデンサC21〜C29の両端電圧は一定にな
る。そこで、図9(c)に示すように、図9(a)に示
す直列充電されたコンデンサを並列接続する状態に切り
換え、これらコンデンサの一定電圧をコンデンサC21〜
C29の両端電圧に加算し、負荷2に一定電圧の電力を供
給するようにしてある。
は、実施例3と同様に動作させればよい。 (実施例5)図10に第5の実施例を示す。実施例3の
場合には、入力電圧Vinの高い期間Bにおいては、入力
電圧Vinの上昇に伴って同容量のコンデンサC21〜C29
の直列接続される個数を増加させて、合成容量を減少さ
せて、スイッチドキャパシタ回路3で取り込む電流I1
を一定にしていた。これに対して、本実施例では、同容
量のコンデンサC20〜C29を並列接続する個数を、入力
電圧Vinの上昇に伴って減少させ、これにより合成容量
を減少させ、スイッチドキャパシタ回路3で取り込む電
流I1 を一定としたものである。なお、このように動作
させる場合には、図4の回路においてコンデンサC20を
追加すると共に、その接続制御用のスイッチ要素を追加
すればよい。この場合には、各並列接続されるコンデン
サC20〜C29の両端電圧は入力電圧Vinに応じた電圧と
なるので、コンデンサC20〜C29を直列接続してその両
端電圧を加算して一定電圧を得るようにしてある。
力電圧Vinが高い期間Bにおいては、直列接続されるコ
ンデンサC31〜C39の個数を変化させて、直列接続され
るコンデンサの個数に応じて容量をCx,2Cx,3C
x,…と変化させ、入力電圧Vinに関係なく合成容量を
一定にし、入力電圧Vinに相似な電流をスイッチドキャ
パシタ回路4が取り込むようにし、直列充電されたコン
デンサC31〜C39を並列接続してストレージキャパシタ
C5 を充電するようにしていた。
31〜C39を並列充電すると共に、直列接続してストレー
ジキャパシタC5 を充電するようにしたものである。そ
して、並列接続されるコンデンサC31の個数は入力電圧
Vinの上昇に伴って減少させるようにしたものである。
ここで、本実施例では、並列接続時における入力電圧V
inの変化に応じて容量が変化しないようにするために、
コンデンサC31〜C39の容量は、ダイオードブリッジD
Bの出力に単体で接続されるコンデンサの容量はCx、
2個並列に接続されるコンデンサの夫々の容量はCx/
2、3個並列接続されるコンデンサの夫々の容量はCx
/3としてある。従って、合成容量はCxとなり、スイ
ッチドキャパシタ回路4に流れる電流は一定になる。
は、各コンデンサを直列に接続して充電を行う。この場
合には、ストレージキャパシタC5 を入力電圧Vinに関
係しない一定電圧に充電するようにしてある。 (実施例7)図12は実施例3における負荷2を具体的
に示したもので、負荷2がフルブリッジ構成のインバー
タ回路7である場合を示す。このインバータ回路7は、
スイッチ要素Sa〜Sdをブリッジ接続し、スイッチ要
素Sa,Scの接続点とスイッチ要素Sb,Sdの接続
点との間にインバータ回路7の負荷8を接続した構成に
なっている。なお、インバータ回路7以外の電力変換回
路を負荷2とする場合も考えられる。
イッチドキャパシタ回路3の出力にコンデンサCaを接
続し、このコンデンサCaに一旦スイッチドキャパシタ
回路3から供給されるエネルギを蓄積し、コンデンサC
aから供給される電力をインバータ回路9で交流電力に
変換して負荷8に供給するようにしたものである。
ンデンサC11〜C1nとコンデンサC21〜C29側の回路の
上下位置を入力電圧Vinの極性に対する逆としたもので
ある。このようにした場合には、コンデンサC11〜C1n
のダイオードブリッジDBの負極側のスイッチ要素S
11b 〜S1nb を不要とできる。そこで、正極側のスイッ
チ要素S11a〜S1na をS11〜S1nとして示してある。
示す。上述した各実施例では、入力電圧Vinに相似する
電流をスイッチドキャパシタ回路3,4で交互に流すよ
うにしていたが、本実施例では図15に示すように、入
力電圧Vinが高い期間Bにおいては、図15(c)に示
すように、スイッチドキャパシタ回路3で一定の電流I
1 を取り込み、スイッチドキャパシタ回路4側では図1
5(b)に示す所望の入力電流Iinから上記スイッチド
キャパシタ回路3側の電流I1 を差し引いた図15
(d)に示す電流I2 を取り込む。ここで、電流I2 は
入力電圧Vinに相似な電流波形にする。
スイッチドキャパシタ回路3側では電流I1 は取り込ま
ず、スイッチドキャパシタ回路4側のみで電流I2 を取
り込む。なお、このときの電流I2 の波形も入力電圧V
inに相似としてある。このようにしても、電流I1 ,I
2 の合成電流である入力電流Iinの波形が入力電圧V in
に相似し、入力電流歪みを抑制できる。
パシタ回路3から負荷2に電力を供給するようにしてあ
り、入力電圧Vinが低い期間A,Cではスイッチドキャ
パシタ回路3はスイッチドキャパシタ回路4で蓄積した
エネルギをダイオードブリッジDBから供給するエネル
ギに加えたエネルギを用いて、負荷2に一定電圧の電力
を供給するようにしてある。
具体的な実施例を示す。なお、本実施例では、コンデン
サC21〜C29は同じ容量であり、コンデンサC31〜C39
は、C38,C39が2Cx、C35〜C37が3Cx、C31〜
C34が4Cxとし、直列接続時に同容量になるようにし
て設定してある。
フの説明は省略し、コンデンサの接続関係のみを用いて
その動作を説明する。時刻t0 では、コンデンサC38,
C39をダイオードブリッジDBの出力に直列に接続して
充電し、コンデンサC25〜C27をストレージキャパシタ
C5 に並列に接続して充電する。
列に接続し、負荷2に電力を供給する。このとき、コン
デンサC38,C39をストレージキャパシタC5 に並列に
接続して充電する。同時に、コンデンサC35〜C37をダ
イオードブリッジDBの出力に接続して直列充電する。
時刻t12では、コンデンサC25〜C27を再びストレージ
キャパシタC5 に並列に接続して充電する。そのとき、
コンデンサC35〜C37をストレージキャパシタC5 に並
列に接続して充電する。同時に、コンデンサC31〜C34
をダイオードブリッジDBの出力に直列に接続して充電
する。
列に接続し、負荷2に電力を供給する。そのとき、コン
デンサC31〜C34をストレージキャパシタC5 に並列に
接続して充電する。この場合にも、ダイオードブリッジ
DBの出力に接続されるスイッチドキャパシタ回路4の
容量は一定であるので、入力電圧Vinに応じて相似の入
力電流Iinを流すことができ、入力電流歪みを抑制でき
る。また、コンデンサC31〜C39を並列接続してストレ
ージキャパシタC5 を充電することで、ストレージキャ
パシタC5 を入力電圧Vinの変化に関係なく一定の電圧
に充電することができ、コンデンサC25〜C27から負荷
2に供給される電力の電圧値は一定になる。
タC5 に一旦スイッチドキャパシタ回路4の充電電荷を
移すようにしていたが、スイッチドキャパシタ回路3の
コンデンサC25〜C27に直列に充電電荷を移すようにし
てもよいことは言うまでもない。なお、図15における
時刻t1 〜t3 に対応する期間においては、スイッチド
キャパシタ回路3がダイオードブリッジDBの出力から
一定電流を取り込む。つまりは、スイッチドキャパシタ
回路3のダイオードブリッジDBに接続されるキャパシ
タ成分の容量を入力電圧Vinが増加すると減少させ、逆
に入力電圧Vinが低下すると増加させることにより、ス
イッチドキャパシタ回路3にダイオードブリッジDBか
ら供給される電流を一定にする。このとき、スイッチド
キャパシタ回路4は時刻t0 〜t1 (図17及び図18
の場合の時刻t0 〜t14)と同様に動作させる。従っ
て、上記スイッチドキャパシタ回路3の電流をスイッチ
ドキャパシタ回路4の電流に加算した電流(入力電流I
in)の波形が、図15(b)に示すように入力電圧Vin
の波形に相似するようにすれば、入力電流歪みを抑制で
きる。
負荷2に供給する電力は、適宜コンデンサC11〜C1n、
C21〜C29の直列あるいは並列接続による組み合わせ
で、電圧を一定化して負荷2に供給するようにしてあ
る。 (実施例12)第12の実施例を図19に示す。本実施
例の電力変換装置は、ダイオードブリッジDBの出力電
圧Vinである脈流電圧を、その脈流電圧の最大値よりも
低い一定直流電圧Vout (図20(a)参照)に変換す
るものである。本実施例のスイッチドキャパシタ回路5
は、スイッチS1i,S2i(i=1,2,…,n)とコン
デンサC1i,C2i(i=1,2,…,n)とからなるn
個の直列キャパシタ回路5aを複数備える。夫々の直列
キャパシタ回路5aのスイッチS1i(i=1,2,…,
n)とコンデンサC1i(i=1,2,…,n)からなる
直列回路は互いに並列に接続してあり、さらにスイッチ
S2i(i=1,2,…,n)とコンデンサC2i(i=
1,2,…,n)からなる直列回路も互いに並列に接続
してあり、並列接続されたスイッチS1i(i=1,2,
…,n)とコンデンサC1i(i=1,2,…,n)から
なる直列回路ブロックの両端を、夫々スイッチS3 ,S
4 を介してダイオードブリッジDBの出力の正極側に接
続すると共に、スイッチS5 ,S6 を介して負荷2の正
極端に接続してある。また、本実施例ではダイオードブ
リッジDBの出力の両端に、スイッチドキャパシタ回路
5の入力電圧及び入力電流を検出する検出回路6を備
え、この検出回路6の出力に基づいて各スイッチS 1i,
S2i(i=1,2,…,n)のオン,オフ制御を行うよ
うにしてある。
ために、まず概略的な動作について説明しておく。本実
施例では、ダイオードブリッジDBからスイッチドキャ
パシタ回路5に印加される入力電圧Vinが、スイッチド
キャパシタ回路5から負荷2に印加する出力電圧Vout
よりも高い期間においては、入力電圧Vinが出力電圧V
out よりも高い分の電圧に対応する電荷(図20(c)
の斜線で電荷量を示す)を蓄えておき(この電荷はコン
デンサC2i側で蓄える)、入力電圧Vinが出力電圧V
out よりも低い期間において、上記蓄積していた電荷を
入力電圧Vinと共に負荷2に供給することで、図20
(d)の斜線部に示すように、入力電圧Vinが低くなる
期間を埋める(いわゆる谷埋め)を行うことにより、負
荷2に一定電圧の電力を供給するものである。
施例では、ダイオードブリッジDBの出力Vinが上記直
流電圧Vout よりも高い期間(図20におけるt1 〜t
2 )においては、スイッチS4 ,S5 をオフ、スイッチ
S3 をオンとする。この状態で、スイッチS1i,S2iを
オンとすると共に、スイッチS6 をオフとし、ダイオー
ドブリッジDBの出力端の両端にコンデンサC1i,C2i
を直列に接続して充電し、次いでスイッチS2iをオフと
し、スイッチS6 をオンとし、コンデンサC1iを負荷2
に並列に接続し、これらコンデンサC1iの充電電荷を電
源として負荷2に供給する。
供給される電源の電圧が直流電圧V out になるために
は、コンデンサC1i,C2iの容量比を以下のような関係
とすればよい。ここで、コンデンサC1iの電圧をV
1i(=Vout )とし、コンデンサC 2iの電圧をV2i(=
Vin−Vout )とする。 C1i=(Vin−V20 −Vout )C2i/(Vout −V20 ) …(1) なお、V20はコンデンサC2iの充電前の初期電圧を示
す。さらに、入力電流Iinを入力電圧Vinに比例させる
には、次の関係が必要である。ここで、入力電流I inは
コンデンサC1i,C2iの直列合成容量に比例するので、 2C1i・C2i{Vin−(V10+V20)}/(C1i+C2i)=kVin …(2) となる。なお、V10はコンデンサC1iの充電前の初期電
圧を示し、kは容量の単位を持つ任意の定数である。
デンサC1i,C2iの条件は、 C1i=kVin/2(Vout −V10) …(3) C2i=kVin/2(Vin−Vout −V20) …(4) となる。なお、図20(f),(g)は、コンデンサC
1i,C2iの初期電圧V10,V20がゼロである場合に、入
力電圧Vinに相似する入力電流Iinを流すと共に、負荷
2に一定の直流電圧Vout の電源を供給するのに必要な
コンデンサC1i,C2iの容量変化を示す。
C1i,C2iとして図20(f),(g)の容量に設定可
能な直列キャパシタ回路5aを複数設けておき、入力電
圧V in>直流電圧Vout の場合には、検出回路6により
入力電圧Vinを検出し、上記(3),(4)式を満たす
ような容量に設定した直列キャパシタ回路5aを選択
し、コンデンサC1i,C2iを直列充電して、コンデンサ
C1iの両端電圧を電源として負荷2に供給するように動
作する。このようにすれば、入力電圧Vin>直流電圧V
out の期間において、負荷2に一定の直流電圧Vout の
電源を供給することができ、入力電圧Vinに相似する入
力電流Iinを流し、入力電流Iinの歪みを抑制すること
ができる。
間(図20のt2 〜t4 )では、スイッチS3 ,S6 ,
S1i(iは1〜nの全て)をオフとし、スイッチS4 ,
スイッチS5 ,S2i(iは1〜nのいずれか1つ)をオ
ンすることにより、ダイオードブリッジDBの正極端と
負荷2との間にコンデンサC2iを直列に接続し、負荷2
に電力を供給する。ここで、上記コンデンサC2iとして
は、入力電圧Vinの変化に従って、入力電圧Vinと出力
電圧Vout の差が最も近い電圧を持つコンデンサC2iを
接続するように選択される。従って、負荷2に一定電圧
の電力を供給することができる。また、入力電流Iinは
スイッチS5 のスイッチング期間を調整することで、入
力電圧Vinに比例させる。このようにすれば、入力電流
Iinの歪みも改善できる。
示す。本実施例では、検出回路6でコンデンサC1i,C
2iの両端電圧を検出可能してある点に特徴があり、その
他の構成は実施例12と同様の構成になっている。本実
施例では、実施例12のようにコンデンサC 1i,C2iの
設定のみで出力電圧Vout を制御するのではなく、コン
デンサC1i,C2iの初期電圧V10,V20をも制御するこ
とにより、入力電流歪みを抑制し、一定電圧を負荷2に
供給するものである。
V10,V20を、コンデンサC1i,C 2iの両端電圧V
1i(=Vout ),V2i(=Vin−Vout )から5V低い
に設定すると、 V10=Vout −5 ,V20=Vin−Vout −5 となる。これを、(3),(4)式に代入すれば、コン
デンサC1i,C2iの容量は、 C1i=C2i=kVin/10 となり、図22(f),(g)に示すようにコンデンサ
C1i,C2iの容量を入力電圧Vinに比例させた値とする
ことができる。よって、コンデンサC1i,C2iの初期電
圧V10,V20を制御することにより、スイッチS1i,S
2i,S3 〜S6 の制御を実施例12に比べて簡単に行う
ことができる利点がある。
ンサC1i,C2iの初期電圧V10,V 20について解くと、 V10=Vout −kVin/2C1i …(5) V20=Vin(1−k/2C2i)+Vout …(6) となる。ここで、コンデンサC1i,C2iの容量を一定に
すると、初期電圧V10,V20の概略波形は図23に示す
ようになる。このようにC1i,C2iの初期電圧V 10,V
20を制御することにより、入力電圧Vinにかかわらずコ
ンデンサC1i,C 2iの容量を一定にできる。
基本とし、その回路構成を簡素化したものである。実施
例13において、図23に示す期間t1 〜t2にコンデ
ンサC2iに蓄積された電荷は、期間t2 〜t4 で谷埋め
に利用するため、期間t1 〜t2 においては全てのコン
デンサC2iに電荷を蓄積しておかなればならない。しか
し、コンデンサC1iに関してはその初期電圧V10を次に
充電する時のVinに合わせておけば、電荷を蓄積してお
く必要はない。そこで、図24ではコンデンサC 1i を1
つのコンデンサC11で代用して、回路構成を簡素化して
ある。
示す。本実施例では、図26(a)に示すように、スイ
ッチドキャパシタ回路5から負荷2に供給する出力電圧
Vout が、入力電圧Vinの最大値よりもかなり低い場合
に対応するものである。入力電圧Vinが出力電圧Vout
よりも高いとき(Vin>Vout のとき)には、スイッチ
ドキャパシタ回路5は上述の実施例12などと同様に負
荷2に出力電圧Vout の電源を供給する。入力電圧Vin
が出力電圧Vout よりも低いとき(Vin<Vout のと
き)には、適宜複数のコンデンサC2iを直列接続し、入
力電圧Vinが出力電圧Vout よりも高いとき(Vin>V
out のとき)よりもかなり高い出力電圧Vout を電源と
して負荷2に供給する。このようにすれば、一定低電圧
に高電圧パルスを重畳した形の電源を負荷2に供給する
ことができ、例えば負荷2が放電灯である場合における
調光点灯時に放電灯を安定点灯させ、立消えを防止する
ことがでる。
素としては、バイポーラトランジスタ、MOSFET、
あるいはサイリスタなどを用いてもよい。
回路が負荷に直流電力を供給すると共に、第2の電力変
換回路が入力電圧が高い期間における電力を蓄積し、入
力電圧が低い期間において第1の電力変換回路が直流電
源から供給される電力と共に上記第2の電力変換回路か
ら供給される電力を受けて負荷に一定電圧の直流電力を
供給し、第1及び第2の電力変換回路に総合的に取り込
まれる入力電流波形を入力電圧に相似させるので、入力
電流歪みを抑制して、一定の電圧の直流電力を負荷に供
給することができ、しかも少なくとも複数のコンデンサ
とスイッチ要素からなる第1及び第2の電力変換回路を
用いているので、大形のインダクタが必要なく、小型化
が可能となり、ノイズ輻射を起こさない利点がある。
す回路図、(b),(c)は同上のスイッチドキャパシ
タ回路を構成する構成要素を示す回路図である。
る。
る。
る。
る。
場合の動作説明図である。
Claims (7)
- 【請求項1】 電圧が変動する直流電源から与えられる
入力電圧を定電圧に変換して負荷に直流電力を供給する
電力変換装置であって、少なくとも複数のコンデンサと
スイッチ要素からなる第1及び第2の電力変換回路を備
え、第1の電力変換回路が負荷に直流電力を供給すると
共に、第2の電力変換回路が入力電圧が高い期間におけ
る電力を蓄積し、入力電圧が低い期間において第1の電
力変換回路が直流電源から供給される電力と共に上記第
2の電力変換回路から供給される電力を受けて負荷に一
定電圧の直流電力を供給し、第1及び第2の電力変換回
路に総合的に取り込まれる入力電流波形を入力電圧に相
似させて成ることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項2】 入力電圧が高いとき、第2の電力変換回
路が入力電圧に相似する波形の電流を取り込んで電力を
蓄積すると共に、第1の電力変換回路が略一定の電流を
取り込み、入力電圧が低いとき、第1の電力変換回路が
入力電圧に相似する波形の電流を取り込むと共に、第2
の電力変換回路が電流を取り込むことなく第1の電力変
換回路に電力を供給し、第1の電力変換回路が直流電源
から供給される電力と共に上記第2の電力変換回路から
供給される電力とを受けて負荷に一定電圧の直流電力を
供給して成ることを特徴とする請求項1記載の電力変換
装置。 - 【請求項3】 入力電圧が高いとき、第2の電力変換回
路が入力電圧に相似する波形の電流を取り込んで電力を
蓄積すると共に、第1の電力変換回路が略一定の電流を
取り込み、入力電圧が低いとき、第1の電力変換回路が
電流を取り込まず、第2の電力変換回路が入力電圧に相
似する波形の電流を取り込んで第1の電力変換回路に電
力を供給し、第1の電力変換回路が上記第2の電力変換
回路から供給される電力を用いて負荷に一定電圧の直流
電力を供給して成ることを特徴とする請求項1記載の電
力変換装置。 - 【請求項4】 第2の電力変換回路で蓄積した電力が移
され、且つその電力を第1の電力変換回路に供給する蓄
積手段を個別に備えて成ることを特徴とする請求項1乃
至請求項3記載の電力変換装置。 - 【請求項5】 負荷として別の電力変換手段を備えて成
ることを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれかに
記載の電力変換装置。 - 【請求項6】 負荷としてインバータ回路を備えて成る
ことを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれかに記
載の電力変換装置。 - 【請求項7】 上記第1及び第2の電力変換回路がキャ
パシタの充電電荷を制御するものであることを特徴とす
る請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の電力変換装
置。
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