JP2006158073A - キャパシタの充放電方法および電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 少ないエネルギー損失で、コンデンサを充電できるキャパシタの充放電方法および電力変換装置を提供する。
【解決手段】 直流電圧Ｅの電源１は連続的に出力電圧が可変するＤＣ／ＤＣコンバータ４１を介して容量Ｃのコンデンサ２と接続される。電源１より出力される電気エネルギーは、コンデンサ２と直列に挿入された微小抵抗値の電流検出抵抗Ｒ１を介して蓄積される。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、インダクタＬ１をスイッチングすることによって、電源１の出力電圧を所定電圧まで昇圧するように構成されている。コンデンサ２の充電に要求される時間と経路の寄生抵抗値とから計算して、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１出力電圧を最低限必要な程度に制御しながら上昇させていくことで、低エネルギー損失でのコンデンサ２の充電が実現できる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、出力電圧が可変の電力変換装置を介してコンデンサに充電を行うキャパシタの充放電方法、および電力変換装置に関し、とくに低電力損失でコンデンサに充電を行うようにしたものに関する。

図１１に示すような従来のストロボ点灯回路では、第１のスイッチｓｗ１をオンして直流電圧Ｅの電源１に接続された容量Ｃのコンデンサ２に充電を行い、その後、第１のスイッチｓｗ１をオフし、第２のスイッチｓｗ２をオンにすることでストロボ点灯回路などの負荷３にエネルギーが供給される。その場合、電源１のエネルギーをコンデンサ２に充電する過程で、配線抵抗ｒ等による損失が生じる。すなわち、電源１から負荷３に供給可能な電力Ｗは下記の式（１）となるが、他方で、最終的にコンデンサ２に蓄えられ、放電可能となるエネルギーはＣＥ²／２であるから、その差ＣＥ²／２のエネルギーは配線抵抗ｒ等で消費される。

Ｗ＝Ｅ×ＣＥ＝ＣＥ² …（１）
そして、コンデンサ２の充放電を目的とするストロボ点灯回路のようなものにおいては、エネルギー損失の大部分を占めることになる。

特許文献１には、発電手段を有する電源に接続されたキャパシタに高能率で充放電する電気エネルギー貯蔵方法の発明が開示されている。ここには、電源として太陽電池が想定されており、従来技術として、コンデンサに充電をする場合、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いる方法の存在、およびその問題点が指摘されている。

しかし、電力変換装置をストロボ点灯回路等のパルス電源として用いる場合は、太陽電池を電源とする場合とは異なり、コンデンサを充電する時の条件は常にほぼ同じであるから、特許文献１で懸念されるような低パワー時の効率低下は問題にならない。また、通常、コンデンサを電源電圧と異なる電圧まで充電するために、何らかの電力変換装置がすでに搭載されていて、そこに改良を加えるだけでよいこともある。

これに対して特許文献２には、放電用のコンデンサを充電するためのコンデンサ充電回路の発明についての記載がある。ここでは、定電流充電の値を時間の経過にしたがって小さくしたり、定電流充電の開始時の電力を一定値に制限したりして、最大充電電力を平均化して最大入力電力を小さくすることによって、その電力変換効率が向上し、かつ装置が小型化して安価になる効果があった。
特開２００１−３０９５６９号公報 特開２００４−１２９３４５号公報

ところが、特許文献２の発明では、コンデンサを充電するための経路の寄生抵抗におけるエネルギー損失については考慮されていないため、コンデンサの充電を高変換効率で行えないという問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、少ないエネルギー損失でコンデンサを充電できるキャパシタの充放電方法および電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明では、上記問題を解決するために、出力電圧が可変の電力変換装置を介してコンデンサに充電を行うキャパシタの充放電方法であって、前記電力変換装置を与えられた電源と接続して、前記出力電圧を連続して、あるいは段階的に上昇させながら前記コンデンサに電荷を充電することを特徴とするキャパシタの充放電方法が提供される。

また、本発明では直流電源によって与えられた電圧から連続的に変化する出力電圧を取り出す電力変換装置において、前記直流電源より出力される電気エネルギーを蓄積するコンデンサと、前記直流電源と前記コンデンサとの間に接続されたインダクタおよびスイッチングトランジスタによって前記出力電圧を所定電圧まで昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記コンデンサの電圧に基づいて、前記コンデンサに供給される電流値が一定の大きさに保持されるように前記スイッチングトランジスタの導通時間を制御する制御回路とを具備することを特徴とする電力変換装置が提供できる。

また、本発明では直流電源によって与えられた電圧から段階的に変化する出力電圧を取り出す電力変換装置において、前記直流電源より出力される電気エネルギーを蓄積するコンデンサと、前記直流電源と前記コンデンサとの間に接続された複数のキャパシタを複数のスイッチによって切り替えることで、異なる電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記コンデンサへの出力電圧が段階的に大きな値に切り替わるように前記複数のスイッチをオンオフ制御する制御回路とを具備することを特徴とする電力変換装置が提供できる。

さらに、本発明では直流電源によって与えられた電圧から段階的に変化する出力電圧を取り出す電力変換装置において、前記直流電源より出力される電気エネルギーを蓄積するコンデンサと、トランスの一次側、または二次側の巻線に設けたタップのスイッチを切り替えることで、その巻線比が変更可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、前記コンデンサへの出力電圧が段階的に大きな値に切り替わるように前記複数のスイッチをオンオフ制御する制御回路とを具備することを特徴とする電力変換装置が提供できる。

本発明によれば、与えられた電源の電圧（Ｅ）をもとに高効率の電力変換装置を用いて変換して、容量（Ｃ）のコンデンサを充電するための電圧（Ｖ）を連続的に、または段階的に上昇させることができる。このとき、電力変換装置の電力効率が１００％であって、その出力電圧が連続的に変化し、コンデンサを充電する経路の寄生抵抗が無視できるとするならば、電源から供給されるエネルギーが理論上では、∫Ｖ・Ｃｄｖ＝ＣＥ²／２となって、エネルギー損失を生じない。実際には、この式のように損失を０とすることは不可能ではあるが、たとえば電力変換装置の変換効率が８０％で、寄生抵抗による電圧降下が０．１Ｅに抑えられるとしたときは、電源から供給されるエネルギーは０．７５ＣＥ²となってエネルギー損失を従来の半分に低減できる。

以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置を示す回路図である。

同図において、直流電圧Ｅの電源１は連続的に出力電圧が可変するＤＣ／ＤＣコンバータ４１を介して容量Ｃのコンデンサ２と接続される。電源１より出力される電気エネルギーは、コンデンサ２と直列に挿入された微小抵抗値の電流検出抵抗Ｒ１を介して蓄積される。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、インダクタＬ１の電流をスイッチングすることによって、電源１の出力電圧を所定電圧まで昇圧するように構成されている。

ここでは、電源１の直流電圧Ｅを最初から目標値とするのではなく、コンデンサ２の充電に要求される時間と経路の寄生抵抗値とから計算して、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１により最低限必要な程度に制御しながら上昇させていくことで、低エネルギー損失でのコンデンサ２の充電が実現できる。

このＤＣ／ＤＣコンバータ４１の具体的な制御方法としては、たとえばコンデンサ２と直列に微小な電流検出抵抗Ｒ１を入れて、その電圧降下が一定になるように制御するようにしている。すなわち、コンデンサ２を充電するための電流値が一定に保持されるように制御する。コンデンサ２の充電電流の大きさは、コンデンサ２の容量値Ｃと、電力変換装置に要求される充電時間を考慮して決めることができる。

図２は、図１の電力変換装置の具体的構成を示す図である。
同図により、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１とその制御回路５の具体的な構成について説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ４１は、ソースが電源１の＋電極と接続されたスイッチングトランジスタＱ１と、スイッチングトランジスタＱ１のドレインに一端が接続されたインダクタＬ１と、インダクタＬ１とスイッチングトランジスタＱ１のドレインとの接続点にアノードが接続され、カソードが電源１の−電極と接続されたフライホイールダイオードＤ１とから構成されている。

制御回路５は、それぞれ抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して電流検出抵抗Ｒ１の両端と正負の入力端子とが接続されるオペアンプ６と、抵抗Ｒ２のオペアンプ６側の端子に接続される定電流源７と、オペアンプ６の負入力端子と出力端子との間に接続されるコンデンサＣ１と、オペアンプ６の出力端子に接続され、基準の三角波信号と比較するためのコンパレータ８とから構成され、このコンパレータ８の出力端子がスイッチングトランジスタＱ１のゲートに接続されている。

この制御回路５では、オペアンプ６に接続された抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１によって位相が補償され、スイッチングトランジスタＱ１に対するオンオフの間隔を制御できる。また、インダクタＬ１からコンデンサ２に流れ込む充電電流Ｉの大きさは、電流検出抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値の比によって決定される。すなわち、定電流源７における電流値をＩ１とするとき、充電電流Ｉは下記の式（２）により制御できる。

Ｉ＝Ｉ１×（Ｒ２／Ｒ１） …（２）
以上、第１の実施形態では、直流電圧Ｅの電源１より出力される電気エネルギーを蓄積するコンデンサ２と、電源１とコンデンサ２との間に接続されたインダクタＬ１およびスイッチングトランジスタＱ１によって出力電圧を所定電圧まで昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ４１と、コンデンサ２の電圧に基づいて、コンデンサ２に供給される電流値が一定の大きさに保持されるようにスイッチングトランジスタＱ１の導通時間を制御する制御回路５とを具備したので、低エネルギー損失でのコンデンサ２の充電が実現できる。

（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置を示す回路図である。
この電力変換装置では、直流電圧Ｅの電源１が段階的に出力電圧が可変するＤＣ／ＤＣコンバータ４２を介して容量Ｃのコンデンサ２と接続される。このＤＣ／ＤＣコンバータ４２は、容量Ｃのコンデンサ２に蓄積された電荷に応じて、その電圧値を検出してコンデンサ２への出力電圧が段階的に大きな値に切り替わるように制御するスイッチトキャパシタ方式のものを用いている。スイッチトキャパシタ方式の電力変換装置では、出力電圧比を可変とするために、複数のキャパシタとそれらの接続を切り替えるための複数のスイッチが用いられ、その出力電圧比がスイッチトキャパシタの回路構造で決まる。

図４は、図３の電力変換装置の具体的構成を示す図である。
同図により、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の具体的な構成について説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ４２は３個のキャパシタＣ１１〜Ｃ１３と、これらのキャパシタＣ１１〜Ｃ１３の一端を電源１に接続するためのスイッチＳｉ１〜Ｓｉ３と、コンデンサ２に接続するためのスイッチＳｏ１〜Ｓｏ３と、キャパシタＣ１１〜Ｃ１３の他端を接地するためのスイッチＳｇ１〜Ｓｇ３と、キャパシタＣ１１〜Ｃ１３のいずれか２つを直列に接続するためのスイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ２３とから構成されている。

簡単な例では、コンデンサ２個を並列に電源に接続して充電し、その後にそれらを切り離して直列に接続して放電することにより、コンデンサ２への出力電圧を２倍とすることができる。ここでは、３つのキャパシタＣ１１〜Ｃ１３によってコンデンサ２への出力電圧が３倍になるように構成されている。

つぎに、出力電圧比を切り替えるためのスイッチＳｉ１〜Ｓｉ３、Ｓｏ１〜Ｓｏ３、Ｓｇ１〜Ｓｇ３、およびＳ１２，Ｓ１３，Ｓ２３の切り替え動作について説明する。
図５は、第２の実施形態に係る電力変換装置における第１段階のスイッチング動作を示す等価回路図である。

この第１段階では、電源１からその直流電源電圧Ｅの１／３だけがコンデンサ２に充電される。まず、タイミングＴ１でスイッチＳｉ１、スイッチＳ１２，Ｓ２３、およびスイッチＳｇ３をオンに、残りのスイッチをオフにする。これにより、３つのキャパシタＣ１１〜Ｃ１３が電源１に対して直列接続された状態で充電される。つぎのタイミングＴ２では、スイッチＳｏ１〜Ｓｏ３とスイッチＳｇ１〜Ｓｇ３をオンに、残りのスイッチをオフにすることで、３つのキャパシタＣ１１〜Ｃ１３が並列接続された状態で、コンデンサ２に対して放電される。必要に応じタイミングＴ１，Ｔ２の動作を繰り返し、この第１段階におけるスイッチ制御によって、最終的にコンデンサ２にはＥ／３の電圧値まで充電される。

図５に示す第１段階における各スイッチのオンオフ制御状態をまとめたのが、下記の表１である。

このタイミングＴ１の充電時に、電源１からキャパシタＣ１１〜Ｃ１３に供給される電力Ｗ１は下記の式（３）となるが、
Ｗ１＝（Ｅ／３）×Ｃ（Ｅ／３）＝ＣＥ²／９ …（３）
他方で、タイミングＴ２の放電時にコンデンサ２に蓄えられるエネルギーはＣＥ²／１８となる。したがって、第１段階におけるエネルギー損失は、ＣＥ²／１８となることがわかる。

図６は、第２段階のスイッチング動作を示す等価回路図である。
この第２段階では、コンデンサ２には電源１からその直流電源電圧Ｅの２／３まで充電される。まず、タイミングＴ３でスイッチＳｉ１，Ｓｉ２、スイッチＳ１３，２３、およびスイッチＳｇ３をオンに、残りのスイッチをオフにする。これにより、キャパシタＣ１１，Ｃ１２の並列回路とキャパシタＣ１３とが電源１に対して直列接続された状態で、３つのキャパシタＣ１１〜Ｃ１３は充電される。つぎのタイミングＴ４では、スイッチＳｏ１，Ｓｏ３、スイッチＳ１２、およびスイッチＳｇ２，Ｓｇ３をオンに、残りのスイッチをオフにすることで、キャパシタＣ１１，Ｃ１２の直列回路とキャパシタＣ１３とが電源１に対して並列接続された状態で、３つのキャパシタＣ１１〜Ｃ１３からコンデンサ２に対して放電される。必要に応じタイミングＴ３，Ｔ４の動作を繰り返し、この第２段階におけるスイッチ制御によって、最終的にコンデンサ２には２Ｅ／３の電圧値まで充電される。

図６に示す第２段階における各スイッチのオンオフ制御状態をまとめたのが、下記の表２である。

このタイミングＴ３の充電時に、電源１からキャパシタＣ１１〜Ｃ１３に供給される電力Ｗ２は下記の式（４）となるが、
Ｗ２＝２ＣＥ²／９ …（４）
他方で、タイミングＴ４の放電時にコンデンサ２に新たに蓄えられるエネルギーはＣＥ²／６となる。したがって、第２段階におけるエネルギー損失も、第１段階と同じくＣＥ²／１８となる。

図７は、第３段階のスイッチング動作を示す等価回路図である。
この第３段階では、コンデンサ２には電源１が直接に充電する形となり、直流電源電圧Ｅまで充電される。すなわち、タイミングＴ５でスイッチＳｉ１〜Ｓｉ３、およびスイッチＳｇ１〜Ｓｇ３をオンに、残りのスイッチをオフにする。これにより、キャパシタＣ１１〜Ｃ１３が電源１に対してそれぞれ並列接続された状態で充電される。つぎのタイミングＴ６では、スイッチＳｏ１〜Ｓｏ３、およびスイッチＳｇ１〜Ｓｇ３をオンに、残りのスイッチをオフにすることで、コンデンサ２に３つのキャパシタＣ１１〜Ｃ１３が電源１に対して並列接続された状態で放電される。必要に応じタイミングＴ５，Ｔ６の動作を繰り返し、この第３段階におけるスイッチ制御によって、最終的にコンデンサ２にはＥの電圧値まで充電される。

図７に示す第３段階における各スイッチのオンオフ制御状態をまとめたのが、下記の表３である。

このタイミングＴ５の充電時に、電源１からキャパシタＣ１１〜Ｃ１３に供給される電力Ｗ３は下記の式（５）となるが、
Ｗ３＝ＣＥ²／３ …（５）
他方で、タイミングＴ６の放電時にコンデンサ２に蓄えられるエネルギーは５ＣＥ²／１８となる。したがって、第３段階におけるエネルギー損失は、第１段階、第２段階と同じくＣＥ²／１８となる。

こうして、３段階に区分して充電するときのエネルギー損失の合計はＣＥ²／６となって、はじめから電源電圧Ｅで充電する場合の損失ＣＥ²／２に比較すると１／３まで低減できる。

このように、電力変換装置の出力電圧がコンデンサ２の電圧より少し高くなるように、出力電圧比が低いほうから順に、回路構造を切り替えていくようにすれば、充電時のエネルギー損失を小さくして、高効率化の電力変換装置が実現できる。なお、さらに出力電圧比は小刻みに変えることによって効率を高めることもできるが、その場合には多くのキャパシタとスイッチによる回路構造としなくてはならない。

また、このスイッチトキャパシタ方式の電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の回路構造と各キャパシタＣ１１〜Ｃ１３の容量が与えられれば、コンデンサ２の充電特性はスイッチングの回数で決まる。このため、コンデンサ２の電圧を検出して、回路構造を切り替えるだけでなく、あらかじめスイッチング動作をプログラミングしておくようにしてもよい。

以上、第２の実施形態では、直流電圧Ｅの電源１より出力される電気エネルギーを蓄積するコンデンサ２と、電源１とコンデンサ２との間に接続された複数のキャパシタＣ１１〜Ｃ１３を複数のスイッチＳｉ１〜Ｓｉ３、Ｓｏ１〜Ｓｏ３、Ｓｇ１〜Ｓｇ３、およびＳ１２，Ｓ１３，Ｓ２３によって切り替えることで、異なる電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータ４２とを具備し、コンデンサ２への出力電圧が段階的に大きな値に切り替わるように複数のスイッチＳｉ１〜Ｓｉ３、Ｓｏ１〜Ｓｏ３、Ｓｇ１〜Ｓｇ３、およびＳ１２，Ｓ１３，Ｓ２３をオンオフ制御するようにしたので、低エネルギー損失でコンデンサ２の充電が実現できる。

（第３の実施形態）
図８は、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置を示す回路図である。
この電力変換装置は、直流電源１によって与えられた電圧から段階的に変化する出力電圧を取り出すものであって、ここでは、発振回路１１、トランス１２、および整流回路１３によってＤＣ／ＤＣコンバータが構成されている。そして、このトランス１２の二次側で巻線Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３に設けたタップのスイッチｓｗ１１，ｓｗ１２，ｓｗ１３を切り替えることで、トランス１２の巻線比が変更可能となる。また、検出・制御回路１４はコンデンサ２への出力電圧が段階的に大きな値に切り替わるように、これらのスイッチｓｗ１１，ｓｗ１２，ｓｗ１３をオンオフ制御するものである。なお、これらのスイッチｓｗ１１，ｓｗ１２，ｓｗ１３は、動作速度の速い半導体スイッチを想定しているが、これに限定されるものではない。

図９は、図８の電力変換装置の具体的構成を示す図である。
同図により、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する発振回路１１、トランス１２、および整流回路１３の具体的な構成について説明する。発振回路１１は、交流電源１０と抵抗Ｒ１１とから構成され、トランス１２の一次巻線Ｌ１１に所定のエネルギーを供給している。トランス１２の二次側巻線は３つの巻線Ｌ２１〜Ｌ２３から構成され、巻線Ｌ２１の一端はスイッチｓｗ１１を介してダイオードＤ１１と接続されている。また、巻線Ｌ２１とＬ２２の接続点はスイッチｓｗ１２を介して、巻線Ｌ２２とＬ２３の接続点はスイッチｓｗ１３を介して、それぞれダイオードＤ１１と接続されている。

ダイオードＤ１１は整流回路１３を構成するものであって、カソード側にコンデンサ２が接続されている。また、コンデンサ２には２つの直列接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２からなる回路が並列に接続され、さらにこれらのコンデンサＣ２１，Ｃ２２に対して、初期電荷放電用スイッチ回路１５を構成するスイッチｓｗ２１，ｓｗ２２がそれぞれ並列に接続されている。

制御回路１６は、スイッチｓｗ２１，ｓｗ２２の接続点電位をそれぞれ基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２と比較するコンパレータ１７，１８と、コンパレータ１８の出力信号を反転するインバータ１９と、コンパレータ１７の出力信号、およびインバータ１９の信号がそれぞれ入力するアンド回路２０と、コンパレータ１７の出力信号を反転するインバータ２１とから構成されている。したがって、初期電荷放電用スイッチ回路１５のスイッチｓｗ２１，ｓｗ２２をオンオフ制御した後に、スイッチｓｗ２１，ｓｗ２２の接続点の電圧レベルを制御回路１６の基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２と比較することにより、コンデンサＣ２１，Ｃ２２の電圧を検出し、トランス１２の出力電圧がコンデンサ２の電圧を少し上回るように、出力電圧が低い側から順にスイッチｓｗ１１，ｓｗ１２，ｓｗ１３を切り替えるように制御することで、低エネルギー損失でのコンデンサ２の充電が可能になる。

以上、第３の実施形態では、直流電圧Ｅの電源１より出力される電気エネルギーを蓄積するコンデンサ２と、トランス１２の一次側、または二次側の巻線に設けたタップのスイッチｓｗ１１，ｓｗ１２，ｓｗ１３を切り替えることで、その巻線比が変更可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、コンデンサ２への出力電圧が段階的に大きな値に切り替わるように複数のスイッチｓｗ１１，ｓｗ１２，ｓｗ１３をオンオフ制御する制御回路１６を具備したので、低エネルギー損失でコンデンサ２の充電が実現できる。

なお、図９の回路ではトランス１２の二次巻線側のタップを切り替えているが、用途によっては、一次巻線側にタップを設けてもよく、あるいは一次側と二次側の両方で、タップの切り替えを行うようにしてもよい。また、タップを切り替えるのではなく、トランスの一次側の電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて変換することも可能である。

（第４の実施形態）
図１０は、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置を示す回路図である。
この電力変換装置では、少なくとも２つの巻線Ｌ３１，Ｌ３２で構成されたフライバックトランスＴを介して出力電圧可変の電力を取り出すことができる。ここでは、フライバックトランスＴの一次巻線Ｌ３１に供給する電源をオンオフ制御するスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフに変化する際にフライバックトランスＴの二次巻線Ｌ３２に発生するフライバックパルスを整流する整流ダイオードＤ２１と、整流ダイオードＤ２１で整流された電流を蓄積するコンデンサ２と、一次巻線Ｌ３１に対して直列に設けて、フライバックパルスを検出するフライバックパルス検出用抵抗Ｒ１２と、制御回路３０とから構成されている。

この制御回路３０は、フライバックパルス検出用抵抗Ｒ１２で検出されたフライバックパルス電流に応じてスイッチング素子Ｑ２のオン時間を制御する制御信号を、そのオフ時間が一定となるように生成してスイッチング素子Ｑ２の制御端子に供給するものであって、基準電源３１と、この基準電源３１が−入力端子に接続されている第１のコンパレータ３２と、フリップフロップ回路３３と、定電流源３４と、この定電流源３４を介して充電されるコンデンサＣ２３と、定電流源３４とコンデンサＣ２３との接続点と＋入力端子が接続されている第２のコンパレータ３５と、第２のコンパレータ３５の基準電源３６と、コンデンサＣ２３両端にそれぞれソースおよびドレインが接続されているスイッチング素子Ｑ３とから構成されている。そして、第１のコンパレータ３２の出力信号はフリップフロップ回路３３のセット入力端子Ｓに供給され、第２のコンパレータ３５の出力信号はフリップフロップ回路３３のリセット入力端子Ｒに供給され、フリップフロップ回路３３の出力信号Ｑはそれぞれスイッチング素子Ｑ２のゲートとスイッチング素子Ｑ３のゲートに供給されている。

ここでは、フライバックパルス検出用抵抗Ｒ１２を流れる電流によって、フライバックパルスが発生している期間に応じて一定のデューティーおよび周波数で制御信号を生成して、デューティーを適正な値で保持しながら高変換効率で充電ができる。

なお、上述した第１〜第４の実施形態では、いずれもストロボ点灯回路を負荷とするパルス電源を意図した電力変換装置について説明したが、本発明はこれらのものに限定されない。たとえば、負荷としてメモリのバックアップ等に使う大容量キャパシタを接続して、その充電を行うものとして、本発明の電力変換装置を用いることもできる。

第１の実施形態に係る電力変換装置を示す回路図である。 図１の電力変換装置の具体的構成を示す図である。 第２の実施形態に係る電力変換装置を示す回路図である。 図３の電力変換装置の具体的構成を示す図である。 第２の実施形態に係る電力変換装置における第１段階のスイッチング動作を示す等価回路図である。 同じく、第２段階のスイッチング動作を示す等価回路図である。 同じく、第３段階のスイッチング動作を示す等価回路図である。 第３の実施形態に係る電力変換装置を示す回路図である。 図８の電力変換装置の具体的構成を示す図である。 第４の実施形態に係る電力変換装置を示す回路図である。 従来のストロボ点灯回路の一例を示す回路図である。

符号の説明

１ 電源
２ コンデンサ
３ 負荷
５ 制御回路
６ オペアンプ
７ 定電流源
８ コンパレータ
１０ 交流電源
１１ 発振回路
１２ トランス
１３ 整流回路
１４ 検出・制御回路
４１，４２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｃ１１〜Ｃ１３ キャパシタ
Ｃ２１，Ｃ２２ コンデンサ
Ｄ１ フライホイールダイオード
Ｄ１１ ダイオード
Ｌ１ インダクタ
Ｌ１１ 一次巻線
Ｌ２１〜Ｌ２３ 巻線
Ｒ１ 電流検出抵抗
Ｓｉ１〜Ｓｉ３、Ｓｏ１〜Ｓｏ３、Ｓｇ１〜Ｓｇ３、Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２３、ｓｗ１１，ｓｗ１２，ｓｗ１３、ｓｗ２１，ｓｗ２２ スイッチ
Ｑ１ スイッチングトランジスタ

Claims (8)

1. 出力電圧が可変の電力変換装置を介してコンデンサに充電を行うキャパシタの充放電方法において、
   前記電力変換装置を与えられた電源と接続して、前記出力電圧を連続して、あるいは段階的に上昇させながら前記コンデンサに電荷を充電することを特徴とするキャパシタの充放電方法。
2. 前記コンデンサに負荷としてストロボ点灯回路を接続して、前記電荷を放電するようにしたことを特徴とする請求項１記載のキャパシタの充放電方法。
3. 直流電源によって与えられた電圧から連続的に変化する出力電圧を取り出す電力変換装置において、
   前記直流電源より出力される電気エネルギーを蓄積するコンデンサと、
   前記直流電源と前記コンデンサとの間に接続されたインダクタおよびスイッチングトランジスタによって前記出力電圧を所定電圧まで昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記コンデンサの電圧に基づいて、前記コンデンサに供給される電流値が一定の大きさに保持されるように前記スイッチングトランジスタの導通時間を制御する制御回路と、
   を具備することを特徴とする電力変換装置。
4. 前記スイッチングトランジスタの導通時間は、前記コンデンサの容量値と前記コンデンサに設定される充電時間とから決定されていることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 直流電源によって与えられた電圧から段階的に変化する出力電圧を取り出す電力変換装置において、
   前記直流電源より出力される電気エネルギーを蓄積するコンデンサと、
   前記直流電源と前記コンデンサとの間に接続された複数のキャパシタを複数のスイッチによって切り替えることで、異なる電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記コンデンサへの出力電圧が段階的に大きな値に切り替わるように前記複数のスイッチをオンオフ制御する制御回路と、
   を具備することを特徴とする電力変換装置。
6. 直流電源によって与えられた電圧から段階的に変化する出力電圧を取り出す電力変換装置において、
   前記直流電源より出力される電気エネルギーを蓄積するコンデンサと、
   トランスの一次側、または二次側の巻線に設けたタップのスイッチを切り替えることで、その巻線比が変更可能なＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記コンデンサへの出力電圧が段階的に大きな値に切り替わるように前記複数のスイッチをオンオフ制御する制御回路と、
   を具備することを特徴とする電力変換装置。
7. 少なくとも２つのコイルで構成されたフライバックトランスを介して出力電圧可変の電力を取り出す電力変換装置において、
   前記フライバックトランスの一次側コイルに供給する電源をオンオフ制御するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子がオンからオフに変化する際に前記フライバックトランスの二次側コイルに発生するフライバックパルスを整流する整流ダイオードと、
   前記整流ダイオードで整流された電流を蓄積するコンデンサと、
   前記一次側コイル、あるいは前記二次側コイルのいずれかに対して直列に設けて、前記フライバックパルスを検出するフライバックパルス検出用抵抗と、
   前記フライバックパルス検出用抵抗で検出されたフライバックパルス電流に応じて前記スイッチング素子のオン時間を制御する制御信号を、そのオフ時間が一定となるように生成して前記スイッチング素子の制御端子に供給する制御回路と、
   を具備することを特徴とする電力変換装置。
8. 前記コンデンサには、蓄積された電気エネルギーが放電される負荷回路が接続されていることを特徴とする請求項３ないし７のいずれかに記載の電力変換装置。
   

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