JP2698615B2 - 回路素子測定装置 - Google Patents
回路素子測定装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は四端子対測定を行う回路素子測定装置の改良
に関する。
に関する。
（従来技術とその問題点） 回路素子の高精度測定を行う要求は近年増々高まって
いる。このような測定のために四端子対測定を採用して
いる測定装置がある。
いる。このような測定のために四端子対測定を採用して
いる測定装置がある。
第４図は、従来技術の四端子対測定を行う回路素子測
定装置の概略回路図である。
定装置の概略回路図である。
四端子対を構成する４本の線路、CL1、CL2、CL3、CL4
により被測定回路素子ZXを測定器を構成する信号源SS、
電圧計VM、電流計AM、零検出増幅器Ａに接続する。
により被測定回路素子ZXを測定器を構成する信号源SS、
電圧計VM、電流計AM、零検出増幅器Ａに接続する。
被測定回路素子ZXを以下において素子ZXと呼称し、そ
のインピーダンス値をもZXで表わす。
のインピーダンス値をもZXで表わす。
線路CL1、CL2、CL3、CL4はそれに限定するものではな
いが同軸ケーブルとするのが一般的であり、それらの外
被の素子ZX側端末g11、g21、g31、g41は互いに接続され
基準電位にある。線路CL1、CL2の中心導体の素子ZX側端
末l11、l21は素子ZXの一方の端子に接続される。線路CL
3、CL4の中心導体の素子ZX側端末l31、l41は素子ZXの他
方の端子に接続される。
いが同軸ケーブルとするのが一般的であり、それらの外
被の素子ZX側端末g11、g21、g31、g41は互いに接続され
基準電位にある。線路CL1、CL2の中心導体の素子ZX側端
末l11、l21は素子ZXの一方の端子に接続される。線路CL
3、CL4の中心導体の素子ZX側端末l31、l41は素子ZXの他
方の端子に接続される。
線路CL1、CL2、CL3、CL4の中心導体と外被の素子ZXと
反対側（測定器側）端末は、それぞれ端末l12、g12、l
22、g22、l32、g32、l42、g42である。
反対側（測定器側）端末は、それぞれ端末l12、g12、l
22、g22、l32、g32、l42、g42である。
端末l12、g12間には信号源SSと信号源抵抗Rsの直接回
路が接続される。
路が接続される。
端末l22、g22間には電圧計VMが接続される。
端末l32、g32はそれぞれ零検出増幅器Ａの反転入力端
子と非反転入力端子に接続される。零検出増幅器Ａの反
転入力端子と出力端子間には帰還抵抗Rfが接続される。
その出力は狭帯域増幅／位相補償増幅器NBA（以下NBAと
のみ呼称する）に導入され、最終的に電圧制御電流源VC
Cを出力電流（複素電流）を制御する。
子と非反転入力端子に接続される。零検出増幅器Ａの反
転入力端子と出力端子間には帰還抵抗Rfが接続される。
その出力は狭帯域増幅／位相補償増幅器NBA（以下NBAと
のみ呼称する）に導入され、最終的に電圧制御電流源VC
Cを出力電流（複素電流）を制御する。
NBAは入力信号を複素検波し、検波出力を出力する
が、前掲4274A、4275Aに用いるものと同様である。端末
l42、g42間には抵抗Rcと電流計及び電圧制御電流計VCC
の直列回路が並列接続される。なお電圧制御電流源VC
C、抵抗Rc、電流計AMをテブナン等価な電圧制御電圧
源、抵抗、電圧計で置き換えてもよい。
が、前掲4274A、4275Aに用いるものと同様である。端末
l42、g42間には抵抗Rcと電流計及び電圧制御電流計VCC
の直列回路が並列接続される。なお電圧制御電流源VC
C、抵抗Rc、電流計AMをテブナン等価な電圧制御電圧
源、抵抗、電圧計で置き換えてもよい。
第４図の回路では、端末l32、g32間電圧が実質的に
零、即ちl32を流れる電流が実質的に零となるように、
自動制御される。その結果、素子ZXに印加される電圧VX
が電圧計VMの指示として得られる。さらに素子ZXを流れ
る電流IXは電流計AMの指示として得られる。電圧計VM、
流計AMは信号SSの検出力を基準として複素電圧又は複素
電流を測定するから、ZXは複素値で下式に従って求めら
れる。
零、即ちl32を流れる電流が実質的に零となるように、
自動制御される。その結果、素子ZXに印加される電圧VX
が電圧計VMの指示として得られる。さらに素子ZXを流れ
る電流IXは電流計AMの指示として得られる。電圧計VM、
流計AMは信号SSの検出力を基準として複素電圧又は複素
電流を測定するから、ZXは複素値で下式に従って求めら
れる。
Zx＝Vx/IX 複素電圧、電流の測定法については周知であり、測定
器全体の動作とともに、例えば前掲4274A、4275Aに開示
されている。校正は、被測定素子を短絡、開放（さらに
既知の第３インピーダンスを用いることもある）で置換
えて周知の方法で行われる。
器全体の動作とともに、例えば前掲4274A、4275Aに開示
されている。校正は、被測定素子を短絡、開放（さらに
既知の第３インピーダンスを用いることもある）で置換
えて周知の方法で行われる。
以上詳述した回路素子測定装置は、低周波においては
非常に良好に動作するが、信号周波数が高くなるに従
い、以下に述べる問題点が明らかになってくる。まず前
提を述べ、問題点を次に述べる。
非常に良好に動作するが、信号周波数が高くなるに従
い、以下に述べる問題点が明らかになってくる。まず前
提を述べ、問題点を次に述べる。
まず、第２図を参照して、線路CL（特性インピーダン
スZo、線路長ｌ、伝搬定数γ）の伝達特性は下式で与え
られる。
スZo、線路長ｌ、伝搬定数γ）の伝達特性は下式で与え
られる。
端末l1、g1間の電圧をV1、端子l2、g2間の電圧をV2と
し、受信端の終端インピーダンスをZ2とすると、 又端末l1、g1から線路CL側をみたインピーダンスはそ
れをZiとすると、 第４図の線路のCL2において、電圧計VMの指示電圧V12
は、上記V2の式からZ2＝∞とおき、端子l11、g11間電圧
V11から、 V12＝V11/coshγ1l1 となる。但しl1、γ１は線路CL1の線路長と伝搬定数で
ある。
し、受信端の終端インピーダンスをZ2とすると、 又端末l1、g1から線路CL側をみたインピーダンスはそ
れをZiとすると、 第４図の線路のCL2において、電圧計VMの指示電圧V12
は、上記V2の式からZ2＝∞とおき、端子l11、g11間電圧
V11から、 V12＝V11/coshγ1l1 となる。但しl1、γ１は線路CL1の線路長と伝搬定数で
ある。
又、上記Z1に相当するインピーダンスZi1はCL1におい
て、 Zi1＝Zocoshγ1l1/sinhγ1l1 となる。
て、 Zi1＝Zocoshγ1l1/sinhγ1l1 となる。
線路が無損失であればγ１は純虚数となり、又無損失
に近ければ、l1が管内波長の1/4のとき（線路は共振
し）V2は非常に大きくなり、又Zi1は０に近くなる。従
って、第４図の回路は不安定不精確になる。時にはZi1
が非常に小さくなり、素子Zxに電圧が印加されなくな
る。同様の考察により、線路CL3において線路長が、CL3
の管内波長の1/4になると、線路CL3に流れ込む電流は非
常に小さくなり、NBAを含む帰還回路のループゲインは
極端に小さくなる。従って第４図の回路の動作は不安定
となり、正確な測定が困難になる。
に近ければ、l1が管内波長の1/4のとき（線路は共振
し）V2は非常に大きくなり、又Zi1は０に近くなる。従
って、第４図の回路は不安定不精確になる。時にはZi1
が非常に小さくなり、素子Zxに電圧が印加されなくな
る。同様の考察により、線路CL3において線路長が、CL3
の管内波長の1/4になると、線路CL3に流れ込む電流は非
常に小さくなり、NBAを含む帰還回路のループゲインは
極端に小さくなる。従って第４図の回路の動作は不安定
となり、正確な測定が困難になる。
（発明の目的） 本発明の目的は、四端子対測定を行う際に被測定素子
を接続するのに用いるそれぞれの線路をそれぞれの特性
インピーダンス等で終端することにより、広域帯に渉り
安定で精確な測定が可能な回路素子測定装置を提供する
ことである。
を接続するのに用いるそれぞれの線路をそれぞれの特性
インピーダンス等で終端することにより、広域帯に渉り
安定で精確な測定が可能な回路素子測定装置を提供する
ことである。
（発明の概要） 本発明の一実施例では、被測定素子を接続するための
線路をそれぞれの特性インピーダンスで終端するように
し、線路の共振による影響を排除あるいは軽減して、広
域帯かつ高精度四端子対測定を可能にしている。また、
低周波における精度を高く保つため、高周波においての
み漸近的に上記終端がなされるようにもできる。
線路をそれぞれの特性インピーダンスで終端するように
し、線路の共振による影響を排除あるいは軽減して、広
域帯かつ高精度四端子対測定を可能にしている。また、
低周波における精度を高く保つため、高周波においての
み漸近的に上記終端がなされるようにもできる。
（発明の実施） 第１図は本発明の実施例の回路素子測定装置である。
本装置の目的は第４図の装置と同じであり、第４図にお
けると同様の機能及び性能を有する部分には同一の参照
番号を付してある。
本装置の目的は第４図の装置と同じであり、第４図にお
けると同様の機能及び性能を有する部分には同一の参照
番号を付してある。
第１図において、抵抗R1、R2、R3、R4をそれぞれ線路
CL1、CL2、CL3、CL4の特性インピーダンスに等しく選
ぶ。
CL1、CL2、CL3、CL4の特性インピーダンスに等しく選
ぶ。
このようにすれば、各線路の伝達関数（出力／入力）
と、入力インピーダンスは、（式１）、（式２）に対応
して次式のようになる。簡単のため（式１）、（式２）
によって説明する。
と、入力インピーダンスは、（式１）、（式２）に対応
して次式のようになる。簡単のため（式１）、（式２）
によって説明する。
第２図において、 （式４）……Z1＝Zo 従って、線路CLの損失が小さければ、V2はV1を位相シ
フトしたものとなり、振幅は同一に保たれる。
フトしたものとなり、振幅は同一に保たれる。
従って回路は位相シフトのみが周波数により変化する
ので、NBAの位相補償を周知技術により行えば、NBAを含
む負帰還ループの安定性が保たれる。従って広域帯に渉
って精確な測定を行うことができる。
ので、NBAの位相補償を周知技術により行えば、NBAを含
む負帰還ループの安定性が保たれる。従って広域帯に渉
って精確な測定を行うことができる。
素子Zxの変化による位相シフトは±18.4゜の範囲であ
り、周波数による位相シフトの補償のみ考慮すればよ
い。
り、周波数による位相シフトの補償のみ考慮すればよ
い。
次に第１図の回路を改良した実施例を第３図に示す。
まず第１図の回路を点検する。従来（第４図に示すよう
に）線路CL2の中心導体には電流が流れず、該中心導体
と素子Zxの接触抵抗による誤差は生じなかった。しか
し、第１図の回路では電流が流れ、素子Zxに印加される
電圧が低周波でもわずかの誤差をもって測定されるよう
になる。同様に、線路CL4の中心導体の端末l41と素子Zx
との接触抵抗も素子Zxを流れる電流を測定する電流計Ａ
の指示に影響する。従って、第１図の回路は安定性が増
し、高周波における精度は向上したが、低周波における
精度に改善すべき点を有している。
まず第１図の回路を点検する。従来（第４図に示すよう
に）線路CL2の中心導体には電流が流れず、該中心導体
と素子Zxの接触抵抗による誤差は生じなかった。しか
し、第１図の回路では電流が流れ、素子Zxに印加される
電圧が低周波でもわずかの誤差をもって測定されるよう
になる。同様に、線路CL4の中心導体の端末l41と素子Zx
との接触抵抗も素子Zxを流れる電流を測定する電流計Ａ
の指示に影響する。従って、第１図の回路は安定性が増
し、高周波における精度は向上したが、低周波における
精度に改善すべき点を有している。
第３図において、端末l12、g12間には抵抗R10とイン
ダクタL10の直列回路を、端末l22、g22間には抵抗R2と
コンデンサC20の直列回路を、端末l42、g42間には抵抗R
4とコンデンサC40の直列回路を挿入する。また端末l32
と零検出増幅器の反転端子間には抵抗R30とインダクタL
30の直列回路を抵抗R3と並列に挿入する。各素子の参照
記号でそれらの値も表わし、以下のようにその値を定め
る。ここにR10＝R2、L10/C20＝R2 2とし、1/（２πC
20R2）の値は高周波の安定性を欠かない程度に大きく選
ぶ。その値は典型的な50Ω同軸線路において、線路長が
2mのときでも3MHz位である。このようにすれば、素子Zx
に印加される電圧は信号周波数によらず略一定に保たれ
る。その理由はR10とL10の直列回路とR2とC20の直列回
路の並列接続が定抵抗回路となるからである。線路CL1
とCL2を同一仕様のものに選べばさらに良い結果が得ら
れる。その場合はR10＝R2＝R1となる。
ダクタL10の直列回路を、端末l22、g22間には抵抗R2と
コンデンサC20の直列回路を、端末l42、g42間には抵抗R
4とコンデンサC40の直列回路を挿入する。また端末l32
と零検出増幅器の反転端子間には抵抗R30とインダクタL
30の直列回路を抵抗R3と並列に挿入する。各素子の参照
記号でそれらの値も表わし、以下のようにその値を定め
る。ここにR10＝R2、L10/C20＝R2 2とし、1/（２πC
20R2）の値は高周波の安定性を欠かない程度に大きく選
ぶ。その値は典型的な50Ω同軸線路において、線路長が
2mのときでも3MHz位である。このようにすれば、素子Zx
に印加される電圧は信号周波数によらず略一定に保たれ
る。その理由はR10とL10の直列回路とR2とC20の直列回
路の並列接続が定抵抗回路となるからである。線路CL1
とCL2を同一仕様のものに選べばさらに良い結果が得ら
れる。その場合はR10＝R2＝R1となる。
また、R30＝R4、L30/C40＝R4 2とし２πC40R4の大きさ
は、２πC20R2と同様に選択される。R30とL30の直列回
路を図示と異なり、端末l32、g32間に挿入するようにす
るようにしてもよい。図示の方法は高インピーダンスの
素子Zxを測定する場合、信号対雑音比の劣化が少く有利
な面がある。
は、２πC20R2と同様に選択される。R30とL30の直列回
路を図示と異なり、端末l32、g32間に挿入するようにす
るようにしてもよい。図示の方法は高インピーダンスの
素子Zxを測定する場合、信号対雑音比の劣化が少く有利
な面がある。
上記の選定により、NBAを含む制御ループの安定性を
損なうことなく低周波の精度が向上する。その理由くR
30とL30の直列回路とR4とC40の直列回路の並列接続が常
に定抵抗となるからである。線路CL3とCL4を同一仕様の
ものとすることはさらに良い結果を与える。また全ての
線路を同一仕様とすれば至便であることは言うまでもな
い。従って第３図の回路は、低周波における動作でも精
度劣化が少く、かつ高周波においても安定性が損われな
い回路素子測定装置が得られる。
損なうことなく低周波の精度が向上する。その理由くR
30とL30の直列回路とR4とC40の直列回路の並列接続が常
に定抵抗となるからである。線路CL3とCL4を同一仕様の
ものとすることはさらに良い結果を与える。また全ての
線路を同一仕様とすれば至便であることは言うまでもな
い。従って第３図の回路は、低周波における動作でも精
度劣化が少く、かつ高周波においても安定性が損われな
い回路素子測定装置が得られる。
第５図の（ａ）、（ｂ）は、第１図あるいは第３図の
対応部分を置き換えるための概略回路である。
対応部分を置き換えるための概略回路である。
第５図においてA51は高入力インピーダンス反転増幅
器で、NBAを含み、端末l32、g32間の電圧を実質的に零
にできる増幅度を有する。
器で、NBAを含み、端末l32、g32間の電圧を実質的に零
にできる増幅度を有する。
（発明の効果） 上述のように、本発明の実施により、低周波における
精度劣化を最小にしつつ、高周波における安定性と精度
を向上ることができる。従って、測定器と被測定素子間
の距離が大きくとも広帯域にわたる測定が可能である。
精度劣化を最小にしつつ、高周波における安定性と精度
を向上ることができる。従って、測定器と被測定素子間
の距離が大きくとも広帯域にわたる測定が可能である。
第１図は本発明の一実施例の回路素子測定装置の概略回
路図、第２図は線路の伝達特性を説明するための回路
図、第３図は第１図の回路素子測定装置を改良した装置
を概略回路図、第４図は従来技術の回路素子測定装置の
概略回路図、第５図は第１図及び第３図の装置の一部を
置換して本発明のさらに他の実施例の回路素子測定装置
を得るための回路の概略回路図である。 Zx:被測回路素子 CL1、CL2、CL3、CL4:線路 SS:（測定用）信号源 VM:（複素）電圧計 NBA:狭帯域増幅／位相補償増幅器 VCC:電圧制御電流源 AM:（複素）電流計 A:零検出増幅器 A51:高入力インピーダンス反転増幅器
路図、第２図は線路の伝達特性を説明するための回路
図、第３図は第１図の回路素子測定装置を改良した装置
を概略回路図、第４図は従来技術の回路素子測定装置の
概略回路図、第５図は第１図及び第３図の装置の一部を
置換して本発明のさらに他の実施例の回路素子測定装置
を得るための回路の概略回路図である。 Zx:被測回路素子 CL1、CL2、CL3、CL4:線路 SS:（測定用）信号源 VM:（複素）電圧計 NBA:狭帯域増幅／位相補償増幅器 VCC:電圧制御電流源 AM:（複素）電流計 A:零検出増幅器 A51:高入力インピーダンス反転増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】被測定素子の一方の端子に印加電圧を与え
るために該一方の端子と信号源を結ぶ第１の線路と、前
記印加電圧を測定するため前記一方の端子と電圧計を接
続するための第２の線路と、前記被測定素子の他方の端
子の電圧を検出するために該他方の端子と零検出増幅器
を結ぶ第３の線路と、前記零検出増幅器の出力に応じて
前記被測定素子を流れる電流を吸引して前記他方の端子
の電圧を零にするための電圧制御電流源を前記他方の端
子に接続するための第４の線路とを有し、前記第１、第
２、第３、第４の線路のそれぞれが、それぞれの測定器
側端でそれぞれの特性インピーダンスに等しい終端素子
を有し、四端子対測定をおこなうための回路素子測定装
置。 - 【請求項２】前記第２の線路の終端素子を、第２の抵抗
とコンデンサの直列接続とし、前記第１の線路の終端素
子を第１の抵抗とインダクタの直列接続とし、前記第
１、第２の抵抗の抵抗値が等しく、かつ該抵抗値の二乗
が前記インダクタの値の前記コンデンサの値に対する比
に等しいことを特徴とする請求項１に記載の回路素子測
定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16706188A JP2698615B2 (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 回路素子測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16706188A JP2698615B2 (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 回路素子測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0217459A JPH0217459A (ja) | 1990-01-22 |
| JP2698615B2 true JP2698615B2 (ja) | 1998-01-19 |
Family
ID=15842675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16706188A Expired - Fee Related JP2698615B2 (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 回路素子測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2698615B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5216373A (en) * | 1990-02-21 | 1993-06-01 | Hewlett-Packard Company | Circuit element measuring apparatus and method for measuring a parameter of a DUT including a compensation network having an admittance characteristic |
| JP2975389B2 (ja) * | 1990-02-21 | 1999-11-10 | 日本ヒューレット・パッカード株式会社 | 回路素子測定装置 |
| JP2960095B2 (ja) * | 1990-02-27 | 1999-10-06 | 日本ヒューレット・パッカード株式会社 | 回路素子測定装置 |
| JP4399084B2 (ja) * | 2000-03-31 | 2010-01-13 | 日置電機株式会社 | 四端子法によるインピーダンス測定方法 |
| JP5430500B2 (ja) * | 2010-06-11 | 2014-02-26 | 日置電機株式会社 | 回路基板検査装置 |
| JP5723707B2 (ja) * | 2011-07-11 | 2015-05-27 | 日置電機株式会社 | 回路基板検査装置 |
| JP6421012B2 (ja) * | 2014-10-24 | 2018-11-07 | 日置電機株式会社 | 回路素子測定装置における配線ケーブル長の判別方法 |
| JP7146558B2 (ja) * | 2018-10-16 | 2022-10-04 | 日置電機株式会社 | インピーダンス測定装置およびインピーダンス測定装置における負帰還回路の調整方法 |
-
1988
- 1988-07-05 JP JP16706188A patent/JP2698615B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0217459A (ja) | 1990-01-22 |
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