JP2698614B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
- Publication number
- JP2698614B2 JP2698614B2 JP63160163A JP16016388A JP2698614B2 JP 2698614 B2 JP2698614 B2 JP 2698614B2 JP 63160163 A JP63160163 A JP 63160163A JP 16016388 A JP16016388 A JP 16016388A JP 2698614 B2 JP2698614 B2 JP 2698614B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- smoothing capacitor
- commercial power
- choke
- discharge lamp
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] 本発明は、商用交流電圧を入力とし、放電灯を高周波
点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
[従来の技術] 従来、商用電源の交流電圧を整流平滑した直流電圧を
インバータに入力し、インバータによって高周波に変換
して放電灯に供給し、放電灯を高周波点灯させる放電灯
点灯装置が広く用いられている。この種の点灯装置にお
いて、商用交流電圧の整流出力を平滑しているのは、放
電灯に供給される高周波電流の包絡線が商用交流周期で
変動しないようにすることにより、放電灯の再点孤現象
を実質的に無くし、放電灯の発光効率を向上させて装置
の消費電力を少なくし、また光のちらつきも無くして、
照明装置としての性能を向上させるためである。
インバータに入力し、インバータによって高周波に変換
して放電灯に供給し、放電灯を高周波点灯させる放電灯
点灯装置が広く用いられている。この種の点灯装置にお
いて、商用交流電圧の整流出力を平滑しているのは、放
電灯に供給される高周波電流の包絡線が商用交流周期で
変動しないようにすることにより、放電灯の再点孤現象
を実質的に無くし、放電灯の発光効率を向上させて装置
の消費電力を少なくし、また光のちらつきも無くして、
照明装置としての性能を向上させるためである。
しかしながら、商用交流電圧を整流平滑すると、商用
電源から平滑コンデンサへ流入する電流が商用交流電圧
のピーク値付近でのみ流れることになり、商用交流電圧
の半サイクル毎に休止期間を持つピーク値の高い電流と
なるため、入力力率が悪く、また交流基本周波に対して
多くの高次高調波電流成分を含むことになり、同じ交流
配電系に継がれる他の機器への高周波ノイズの混入等の
悪影響があった。そのため、入力電流の力率を高くする
と共に、高調波成分を低減し、且つ可能な限り平坦な直
流平滑電圧をインバータを供給するために、以下に述べ
るように、各種の工夫がなされている。
電源から平滑コンデンサへ流入する電流が商用交流電圧
のピーク値付近でのみ流れることになり、商用交流電圧
の半サイクル毎に休止期間を持つピーク値の高い電流と
なるため、入力力率が悪く、また交流基本周波に対して
多くの高次高調波電流成分を含むことになり、同じ交流
配電系に継がれる他の機器への高周波ノイズの混入等の
悪影響があった。そのため、入力電流の力率を高くする
と共に、高調波成分を低減し、且つ可能な限り平坦な直
流平滑電圧をインバータを供給するために、以下に述べ
るように、各種の工夫がなされている。
従来例1 第4図は従来例の回路図である。この従来例では、イ
ンバータINVとして、プッシュプル形のインバータを用
いている。全波整流器DB1の正出力端子は、発振トラン
スTの1次巻線N1,N2の各一端に接続されている。発振
トランスTの1次巻線N1,N2の各他端は、夫々トランジ
スタQ10,Q20のコレクタ・エミッタ間とチョークL1を介
して全波整流器DB1の負出力端子に接続されている。発
振トランスTの1次巻線N1,N2には、共振用のコンデン
サC10が並列接続されている。トランジスタQ10とトラン
ジスタQ20の夫々のベースは、抵抗R10,R20を介して全波
整流器DB1の正入力端子に接続されると共に、発振トラ
ンスTの帰還巻線N3の両端に夫々接続されている。発振
トランスTの2次巻線N4には放電灯Laが接続されてお
り、その両端には高周波電圧が得られる。
ンバータINVとして、プッシュプル形のインバータを用
いている。全波整流器DB1の正出力端子は、発振トラン
スTの1次巻線N1,N2の各一端に接続されている。発振
トランスTの1次巻線N1,N2の各他端は、夫々トランジ
スタQ10,Q20のコレクタ・エミッタ間とチョークL1を介
して全波整流器DB1の負出力端子に接続されている。発
振トランスTの1次巻線N1,N2には、共振用のコンデン
サC10が並列接続されている。トランジスタQ10とトラン
ジスタQ20の夫々のベースは、抵抗R10,R20を介して全波
整流器DB1の正入力端子に接続されると共に、発振トラ
ンスTの帰還巻線N3の両端に夫々接続されている。発振
トランスTの2次巻線N4には放電灯Laが接続されてお
り、その両端には高周波電圧が得られる。
全波整流器DB1の正出力端子と負出力端子との間に
は、逆方向のダイオードD0を介して平滑コンデンサC0が
接続されている。ダイオードD0と平滑コンデンサC0の接
続点は、チョークL10とダイオードD10,D20を介して、発
振トランスTの1次巻線N1,N2の中間タップに接続され
ている。
は、逆方向のダイオードD0を介して平滑コンデンサC0が
接続されている。ダイオードD0と平滑コンデンサC0の接
続点は、チョークL10とダイオードD10,D20を介して、発
振トランスTの1次巻線N1,N2の中間タップに接続され
ている。
つまり、この従来例にあっては、プッシュプル形イン
バータINVにおける発振トランスTの各1次巻線N1,N2に
中間タップを設け、各1次巻線N1,N2に発生する電圧の
一部を、入力側の平滑コンデンサC0に帰還するものであ
る。この方式の特徴は、平滑コンデンサC0の充電電流は
必ず発振トランスTの1次巻線N1,N2を通る点にあり、
このため、商用電源Vsからの入力電流I inはパルス状の
波形ではなく、第5図に示すように、比較的滑らかな波
形となる。
バータINVにおける発振トランスTの各1次巻線N1,N2に
中間タップを設け、各1次巻線N1,N2に発生する電圧の
一部を、入力側の平滑コンデンサC0に帰還するものであ
る。この方式の特徴は、平滑コンデンサC0の充電電流は
必ず発振トランスTの1次巻線N1,N2を通る点にあり、
このため、商用電源Vsからの入力電流I inはパルス状の
波形ではなく、第5図に示すように、比較的滑らかな波
形となる。
この従来例にあっては、商用電源Vsの電圧がコンデン
サC0の電圧Vc0よりも高い期間は、インバータINVへは商
用電源Vsから直接に電流が流れ、1次巻線N1,N2の一部
を介して平滑コンデンサC0を充電する。逆に、商用電源
Vsの電圧が平滑コンデンサC0の電圧Vc0よりも低い期間
は、インバータINVへはコンデンサC0より電流が流れ、
商用電源Vsからは流れなくなる。したがって、インバー
タINVの入力電源は、コンデンサC0の電圧Vc0で脈流電圧
を谷埋めした波形となる。この方式は、入力力率が高
く、脈流電圧が低電圧の期間にも安定な出力が得られる
が、入力電流I inの波形に休止期間ができるため、入力
電流の歪率が大きいという欠点を有する。
サC0の電圧Vc0よりも高い期間は、インバータINVへは商
用電源Vsから直接に電流が流れ、1次巻線N1,N2の一部
を介して平滑コンデンサC0を充電する。逆に、商用電源
Vsの電圧が平滑コンデンサC0の電圧Vc0よりも低い期間
は、インバータINVへはコンデンサC0より電流が流れ、
商用電源Vsからは流れなくなる。したがって、インバー
タINVの入力電源は、コンデンサC0の電圧Vc0で脈流電圧
を谷埋めした波形となる。この方式は、入力力率が高
く、脈流電圧が低電圧の期間にも安定な出力が得られる
が、入力電流I inの波形に休止期間ができるため、入力
電流の歪率が大きいという欠点を有する。
従来例2 第6図は他の従来例の回路図である。この回路にあっ
ては、全波整流器DB1と平滑コンデンサC0の間に、昇圧
形チョッパーCHPを挿入したものである。昇圧形チョッ
パーCHPは、全波整流器DB1の整流出力端に、スイッチン
グ用のトランジスタQ0を介してチョークL0を接続して、
トランジスタQ0の両端に逆流阻止用のダイオードD0を介
して平滑コンデンサC0を接続してなるものであり、駆動
回路A1によりスイッチング用のトランジスタQ0を高周波
でスイッチングすることにより、全波整流器DB1の整流
出力端に得られるピーク電圧よりも高い電圧が平滑コン
デンサC0に得られる。すなわち、トランジスタQ0のオン
期間でチョークL0にエネルギーを蓄え、トランジスタQ0
のオフ期間でチョークL0の自己誘導起電力を商用電源Vs
の全波整流出力に重畳して平滑コンデンサC0を充電する
ものである。したがって、商用電源Vsの瞬時電圧値が低
い期間でも、チョークL0の起電力が加わるため、商用電
源Vsからの入力電源I inには休止期間がほとんど発生し
ないという利点を持ち、入力力率が高く、しかも入力電
流の高調波成分を低く抑えることが可能である。
ては、全波整流器DB1と平滑コンデンサC0の間に、昇圧
形チョッパーCHPを挿入したものである。昇圧形チョッ
パーCHPは、全波整流器DB1の整流出力端に、スイッチン
グ用のトランジスタQ0を介してチョークL0を接続して、
トランジスタQ0の両端に逆流阻止用のダイオードD0を介
して平滑コンデンサC0を接続してなるものであり、駆動
回路A1によりスイッチング用のトランジスタQ0を高周波
でスイッチングすることにより、全波整流器DB1の整流
出力端に得られるピーク電圧よりも高い電圧が平滑コン
デンサC0に得られる。すなわち、トランジスタQ0のオン
期間でチョークL0にエネルギーを蓄え、トランジスタQ0
のオフ期間でチョークL0の自己誘導起電力を商用電源Vs
の全波整流出力に重畳して平滑コンデンサC0を充電する
ものである。したがって、商用電源Vsの瞬時電圧値が低
い期間でも、チョークL0の起電力が加わるため、商用電
源Vsからの入力電源I inには休止期間がほとんど発生し
ないという利点を持ち、入力力率が高く、しかも入力電
流の高調波成分を低く抑えることが可能である。
[発明が解決しようとする課題] 上述の従来例1では、インバータINV内の発振トラン
スTの1次巻線に生じる自己誘導電圧で平滑コンデンサ
C0を充電することによって、商用電源Vsから直接平滑コ
ンデンサC0へ充電することを避けて、商用電源Vs、イン
バータINV、平滑コンデンサC0の充電経路を取らせるこ
とにより、商用電源Vsから平滑コンデンサC0への電流導
通期間を広げ、入力電流I inのピーク値を低減しようと
するものである。しかしながら、この従来例にあって
は、全波整流器DB1の出力と並列に平滑コンデンサC0を
設けているために、商用電源Vsの瞬時電圧値が低い期間
において、第5図に示すように、商用電源Vsからの入力
電流I inに休止期間Tが発生し、入力力率としては90%
以上を達成することが可能であるが、入力電流I inに奇
数次の高調波成分が多く含まれるという欠点があった。
スTの1次巻線に生じる自己誘導電圧で平滑コンデンサ
C0を充電することによって、商用電源Vsから直接平滑コ
ンデンサC0へ充電することを避けて、商用電源Vs、イン
バータINV、平滑コンデンサC0の充電経路を取らせるこ
とにより、商用電源Vsから平滑コンデンサC0への電流導
通期間を広げ、入力電流I inのピーク値を低減しようと
するものである。しかしながら、この従来例にあって
は、全波整流器DB1の出力と並列に平滑コンデンサC0を
設けているために、商用電源Vsの瞬時電圧値が低い期間
において、第5図に示すように、商用電源Vsからの入力
電流I inに休止期間Tが発生し、入力力率としては90%
以上を達成することが可能であるが、入力電流I inに奇
数次の高調波成分が多く含まれるという欠点があった。
また、上述の従来例2では、昇圧形チョッパーCHPの
チョークL0へエネルギーを蓄えるための電源はあくまで
も全波整流出力であるので、商用電源Vsの瞬時電圧値が
低い期間では蓄積エネルギーが小さく、高い期間では蓄
積エネルギーが大きくなる。このため、商用電源Vsの瞬
時電圧値がピーク値に達したときには、チョークL0の蓄
積エネルギーも大きくなり、したがって、自己誘導起電
力も高くなってしまう。それ故、平滑コンデンサC0の電
圧も商用電源Vsのピーク電圧に比べて2倍以上の高い値
となってしまうため、チョッパーCHPやインバータINVに
用いるトランジスタとして高耐圧のものが必要となり、
装置コストが高価になるという欠点があった。また、チ
ョッパー動作に基づき全波整流器DB1を介して流れるチ
ョッパー電流は高周波の三角波となるため、これが商用
電源Vsに流れることを防止するための高周波除去フィル
タ回路FTを大きく、高価なものになるという欠点を有し
ていた。
チョークL0へエネルギーを蓄えるための電源はあくまで
も全波整流出力であるので、商用電源Vsの瞬時電圧値が
低い期間では蓄積エネルギーが小さく、高い期間では蓄
積エネルギーが大きくなる。このため、商用電源Vsの瞬
時電圧値がピーク値に達したときには、チョークL0の蓄
積エネルギーも大きくなり、したがって、自己誘導起電
力も高くなってしまう。それ故、平滑コンデンサC0の電
圧も商用電源Vsのピーク電圧に比べて2倍以上の高い値
となってしまうため、チョッパーCHPやインバータINVに
用いるトランジスタとして高耐圧のものが必要となり、
装置コストが高価になるという欠点があった。また、チ
ョッパー動作に基づき全波整流器DB1を介して流れるチ
ョッパー電流は高周波の三角波となるため、これが商用
電源Vsに流れることを防止するための高周波除去フィル
タ回路FTを大きく、高価なものになるという欠点を有し
ていた。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、商用電源からの入力電流の高
調波成分を少なくするとともに、入力力率を改善し、放
電灯に供給される高周波電流の包絡線が商用交流周期に
おいて略一定となる放電灯点灯装置を提供することにあ
る。
その目的とするところは、商用電源からの入力電流の高
調波成分を少なくするとともに、入力力率を改善し、放
電灯に供給される高周波電流の包絡線が商用交流周期に
おいて略一定となる放電灯点灯装置を提供することにあ
る。
[課題を解決するための手段] 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
1図に示すように、商用電源Vsの交流電圧を整流し、第
1の平滑コンデンサC1により平滑してインバータINVに
入力し、インバータINVの高周波出力にて放電灯Laを点
灯する装置において、インバータINVの一部から帰還し
た電流にて充電される第2の平滑コンデンサC2を設け、
第2の平滑コンデンサC2の電圧を商用電源Vsの整流出力
と第1の平滑コンデンサC1の同極間に接続されるチョー
クL0に断続的に印加すると共に、第2の平滑コンデンサ
C2の電圧を商用電源Vsのピーク電圧よりも低く設定した
ことを特徴とするものである。
1図に示すように、商用電源Vsの交流電圧を整流し、第
1の平滑コンデンサC1により平滑してインバータINVに
入力し、インバータINVの高周波出力にて放電灯Laを点
灯する装置において、インバータINVの一部から帰還し
た電流にて充電される第2の平滑コンデンサC2を設け、
第2の平滑コンデンサC2の電圧を商用電源Vsの整流出力
と第1の平滑コンデンサC1の同極間に接続されるチョー
クL0に断続的に印加すると共に、第2の平滑コンデンサ
C2の電圧を商用電源Vsのピーク電圧よりも低く設定した
ことを特徴とするものである。
[作用] 本発明にあっては、このように、商用交流電圧の整流
平滑電圧にて駆動されるインバータINVの一部から帰還
した電流にて充電される第2の平滑コンデンサC2の電圧
を商用電源Vsの整流出力と第1の平滑コンデンサC1の同
極間に接続されるチョークL0に断続的に印加するように
したから、チョークL0に断続的に印加される電圧値が略
一定となり、チョッパーCHPを用いる従来例に比べる
と、チョークL0に蓄積されるエネルギーが安定化され
る。しかも、第2の平滑コンデンサC2の電圧を商用電源
Vsのピーク電圧よりも低く設定したから、チョークL0を
小形化でき、使用する回路素子の耐圧も低く設計するこ
とができるものである。
平滑電圧にて駆動されるインバータINVの一部から帰還
した電流にて充電される第2の平滑コンデンサC2の電圧
を商用電源Vsの整流出力と第1の平滑コンデンサC1の同
極間に接続されるチョークL0に断続的に印加するように
したから、チョークL0に断続的に印加される電圧値が略
一定となり、チョッパーCHPを用いる従来例に比べる
と、チョークL0に蓄積されるエネルギーが安定化され
る。しかも、第2の平滑コンデンサC2の電圧を商用電源
Vsのピーク電圧よりも低く設定したから、チョークL0を
小形化でき、使用する回路素子の耐圧も低く設計するこ
とができるものである。
[実施例1] 第1図は本発明の一実施例の回路図であり、第2図は
上記回路の動作波形図である。全波整流器DB1の交流入
力端は商用電源Vsに接続されている。商用電源Vsと全波
整流器DB1の間には、高周波除去用のフィルタコンデン
サC3が配されている。全波整流器DB1の正出力端子は、
チョークL0を介して第1の平滑コンデンサC1の正端子に
接続されている。全波整流器DB1の負出力端子は、第1
の平滑コンデンサC1の負端子に接続されている。この平
滑コンデンサC1の両端電圧は、インバータINVの入力電
圧とされている。インバータINVの高周波出力は、放電
灯Laのような負荷に印加されている。インバータINVの
一部から帰還された電流は、全波整流器DB2にて全波整
流され、第2の平滑コンデンサC2を充電させる。第2の
平滑コンデンサC2はトランジスタQ0を介してチョークL0
の両端に接続されている。トランジスタQ0は駆動回路A1
にて高速でオンオフされる。第2の平滑コンデンサC2の
電圧は、第1の平滑コンデンサC1の電圧よりも低く、且
つ全波整流器DB1による整流出力のピーク電圧よりも低
く設定されており、トランジスタQ0のオン期間には、全
波整流器DB1から第1の平滑コンデンサC1に流れる充電
電流と同じ方向に、第2の平滑コンデンサC2からチョー
クL0に電流が流れるように、その極性が設定されてい
る。
上記回路の動作波形図である。全波整流器DB1の交流入
力端は商用電源Vsに接続されている。商用電源Vsと全波
整流器DB1の間には、高周波除去用のフィルタコンデン
サC3が配されている。全波整流器DB1の正出力端子は、
チョークL0を介して第1の平滑コンデンサC1の正端子に
接続されている。全波整流器DB1の負出力端子は、第1
の平滑コンデンサC1の負端子に接続されている。この平
滑コンデンサC1の両端電圧は、インバータINVの入力電
圧とされている。インバータINVの高周波出力は、放電
灯Laのような負荷に印加されている。インバータINVの
一部から帰還された電流は、全波整流器DB2にて全波整
流され、第2の平滑コンデンサC2を充電させる。第2の
平滑コンデンサC2はトランジスタQ0を介してチョークL0
の両端に接続されている。トランジスタQ0は駆動回路A1
にて高速でオンオフされる。第2の平滑コンデンサC2の
電圧は、第1の平滑コンデンサC1の電圧よりも低く、且
つ全波整流器DB1による整流出力のピーク電圧よりも低
く設定されており、トランジスタQ0のオン期間には、全
波整流器DB1から第1の平滑コンデンサC1に流れる充電
電流と同じ方向に、第2の平滑コンデンサC2からチョー
クL0に電流が流れるように、その極性が設定されてい
る。
このように、第1図の回路ではインバータINVの入力
端子に接続される第1の平滑コンデンサC1の他に、この
コンデンサC1の電圧Vc1よりも低い電圧で、且つ商用電
源Vsのピーク電圧よりも低い電圧に充電される第2のコ
ンデンサC2を設け、コンデンサC2の電圧Vc2をトランジ
スタQ0を介して全波整流器DBの整流出力端の一端と第1
のコンデンサC1の一端間に接続されたチョークL0に断続
的に印加せしめることにより、トランジスタQ0のオン期
間では第2のコンデンサC2の電圧がチョークL0に加わ
り、チョークL0にエネルギーが蓄積され、トランジスタ
Q0のオフ期間ではチョークL0の自己誘電電圧が全波整流
出力に重畳され、第1の平滑コンデンサC1に充電される
ようにしたものである。第2のコンデンサC2の電圧が商
用電源Vsのピーク電圧に対して低く、且つ略一定値であ
るため、チョークL0の自己誘導電圧は商用電源Vsの瞬時
電圧値が低い期間では有効に重畳され、第1の平滑コン
デンサC1へ商用電源Vsからの入力電圧I inを流し、逆に
商用電源Vsの瞬時電圧値の方が高い期間においては、ト
ランジスタQ0のオンオフによるチョークL0の電流変化が
少ないので、チョークL0の自己誘導電圧そのものが小さ
くなり、その重畳効果は少なくなる。その結果、商用電
源Vsの瞬時電圧値の低い期間において、商用電源Vsから
の入力電流I inの休止期間が無くなり、放電灯Laに流れ
る電流ILaが安定すると共に、入力力率が高くなり、入
力電流の高調波成分が低減されるものであり、且つ第1
のコンデンサC1の電圧Vc1も商用電源Vsのピーク電圧の
約1.2倍〜1.5倍程度にすることができるものである。
端子に接続される第1の平滑コンデンサC1の他に、この
コンデンサC1の電圧Vc1よりも低い電圧で、且つ商用電
源Vsのピーク電圧よりも低い電圧に充電される第2のコ
ンデンサC2を設け、コンデンサC2の電圧Vc2をトランジ
スタQ0を介して全波整流器DBの整流出力端の一端と第1
のコンデンサC1の一端間に接続されたチョークL0に断続
的に印加せしめることにより、トランジスタQ0のオン期
間では第2のコンデンサC2の電圧がチョークL0に加わ
り、チョークL0にエネルギーが蓄積され、トランジスタ
Q0のオフ期間ではチョークL0の自己誘電電圧が全波整流
出力に重畳され、第1の平滑コンデンサC1に充電される
ようにしたものである。第2のコンデンサC2の電圧が商
用電源Vsのピーク電圧に対して低く、且つ略一定値であ
るため、チョークL0の自己誘導電圧は商用電源Vsの瞬時
電圧値が低い期間では有効に重畳され、第1の平滑コン
デンサC1へ商用電源Vsからの入力電圧I inを流し、逆に
商用電源Vsの瞬時電圧値の方が高い期間においては、ト
ランジスタQ0のオンオフによるチョークL0の電流変化が
少ないので、チョークL0の自己誘導電圧そのものが小さ
くなり、その重畳効果は少なくなる。その結果、商用電
源Vsの瞬時電圧値の低い期間において、商用電源Vsから
の入力電流I inの休止期間が無くなり、放電灯Laに流れ
る電流ILaが安定すると共に、入力力率が高くなり、入
力電流の高調波成分が低減されるものであり、且つ第1
のコンデンサC1の電圧Vc1も商用電源Vsのピーク電圧の
約1.2倍〜1.5倍程度にすることができるものである。
[実施例2] 第3図は本発明の他の実施例の回路図である。この実
施例はインバータINVとして、自励式インバータを用い
た回路励である。インバータINVの電源となる第1の平
滑コンデンサC1における正出力端子は、発振トランスT
の1次巻線n1の一端に接続されている。1次巻線n1の他
端は、スイッチング用のトランジスタQ1とダイオードD1
を介して、第1の平滑コンデンサC1における負出力端子
に接続されている。1次巻線n1の両端には、共振用のコ
ンデンサC4が並列接続されている。発振トランスTの2
次巻線n2には、放電灯Laよりなる負荷が接続されてい
る。トランジスタQ1のベースには、チョークL4と抵抗R4
の並列回路の一端が接続され、該並列回路の他端は起動
抵抗R5を介して平滑コンデンサC1の正出力端子に接続さ
れるとともに、コンデンサC5を介して帰還巻線n3の一端
に接続されている。帰還巻線n3の他端は、平滑コンデン
サC1の負出力端子に接続されている。発振トランスTの
1次巻線n1には、チョークL2とダイオードD2の直列回路
よりなる帰還充電回路Bを介して、第2の平滑コンデン
サC2が接続されている。トランジスタQ1のオフ時には、
発振トランスTの1次巻線n1に誘起される振動電圧が、
帰還充電回路Bを介して第2の平滑コンデンサC2に印加
され、第2の平滑コンデンサC2を図示された極性に充電
するものである。第2の平滑コンデンサC2はトランジス
タQ0を介してチョークL0の両端に接続されている。トラ
ンジスタQ0は駆動回路A1にて高速でオンオフされる。こ
れによって、チョークL0には断続的に平滑コンデンサC2
の電圧が印加される。平滑コンデンサC2の電圧は、上述
の実施例1と同様に、全波整流器DB1による整流出力の
ピーク電圧よりも低く設定されている。
施例はインバータINVとして、自励式インバータを用い
た回路励である。インバータINVの電源となる第1の平
滑コンデンサC1における正出力端子は、発振トランスT
の1次巻線n1の一端に接続されている。1次巻線n1の他
端は、スイッチング用のトランジスタQ1とダイオードD1
を介して、第1の平滑コンデンサC1における負出力端子
に接続されている。1次巻線n1の両端には、共振用のコ
ンデンサC4が並列接続されている。発振トランスTの2
次巻線n2には、放電灯Laよりなる負荷が接続されてい
る。トランジスタQ1のベースには、チョークL4と抵抗R4
の並列回路の一端が接続され、該並列回路の他端は起動
抵抗R5を介して平滑コンデンサC1の正出力端子に接続さ
れるとともに、コンデンサC5を介して帰還巻線n3の一端
に接続されている。帰還巻線n3の他端は、平滑コンデン
サC1の負出力端子に接続されている。発振トランスTの
1次巻線n1には、チョークL2とダイオードD2の直列回路
よりなる帰還充電回路Bを介して、第2の平滑コンデン
サC2が接続されている。トランジスタQ1のオフ時には、
発振トランスTの1次巻線n1に誘起される振動電圧が、
帰還充電回路Bを介して第2の平滑コンデンサC2に印加
され、第2の平滑コンデンサC2を図示された極性に充電
するものである。第2の平滑コンデンサC2はトランジス
タQ0を介してチョークL0の両端に接続されている。トラ
ンジスタQ0は駆動回路A1にて高速でオンオフされる。こ
れによって、チョークL0には断続的に平滑コンデンサC2
の電圧が印加される。平滑コンデンサC2の電圧は、上述
の実施例1と同様に、全波整流器DB1による整流出力の
ピーク電圧よりも低く設定されている。
電源が投入されると、起動抵抗R5を介してトランジス
タQ1にベース電流が流れてトランジスタQ1がオンとな
り、以後、リンギングチョーク形インバータの発振原理
により、トランジスタQ1が高周波でオンオフし、放電灯
Laには高周波電流が流れる。その包絡線は第1の平滑コ
ンデンサC1の電圧に応じて決まり、商用交流周期に対し
て変動しない。トランジスタQ1のオフ時には帰還充電回
路Bを介して第2の平滑コンデンサC2が充電される。そ
の他の動作については、実施例1と同様である。
タQ1にベース電流が流れてトランジスタQ1がオンとな
り、以後、リンギングチョーク形インバータの発振原理
により、トランジスタQ1が高周波でオンオフし、放電灯
Laには高周波電流が流れる。その包絡線は第1の平滑コ
ンデンサC1の電圧に応じて決まり、商用交流周期に対し
て変動しない。トランジスタQ1のオフ時には帰還充電回
路Bを介して第2の平滑コンデンサC2が充電される。そ
の他の動作については、実施例1と同様である。
[発明の効果] 本発明は上述のように、商用交流電圧の整流平滑電圧
にて駆動されるインバータの一部から帰還した電流にて
充電される第2の平滑コンデンサの電圧を商用電源の整
流出力と第1の平滑コンデンサの同極間に接続されるチ
ョークに断続的に印加するようにしたから、チョークに
断続的に印加される電圧値が一定となり、昇圧形チョッ
パーを用いる従来例に比べると、チョークに蓄積される
エネルギーが安定化されるという効果がある。しかも、
第2の平滑コンデンサの電圧を商用電源のピーク電圧よ
りも低く設定したから、チョークを小さくすることがで
き、インバータを構成する部品、特にスイッチング素子
の耐圧を低く設計することができるとともに、装置を小
形で安価なものとすることができるという効果がある。
にて駆動されるインバータの一部から帰還した電流にて
充電される第2の平滑コンデンサの電圧を商用電源の整
流出力と第1の平滑コンデンサの同極間に接続されるチ
ョークに断続的に印加するようにしたから、チョークに
断続的に印加される電圧値が一定となり、昇圧形チョッ
パーを用いる従来例に比べると、チョークに蓄積される
エネルギーが安定化されるという効果がある。しかも、
第2の平滑コンデンサの電圧を商用電源のピーク電圧よ
りも低く設定したから、チョークを小さくすることがで
き、インバータを構成する部品、特にスイッチング素子
の耐圧を低く設計することができるとともに、装置を小
形で安価なものとすることができるという効果がある。
第1図は本発明の第1実施例の回路図、第2図は同上の
動作波形図、第3図は本発明の第2実施例の回路図、第
4図は従来例の回路図、第5図は同上の動作波形図、第
6図は他の従来例の回路図である。 Vsは商用電源、C1は第1の平滑コンデンサ、C2は第2の
平滑コンデンサ、INVはインバータ、Laは放電灯、Q0は
トランジスタ、L0はチョークである。
動作波形図、第3図は本発明の第2実施例の回路図、第
4図は従来例の回路図、第5図は同上の動作波形図、第
6図は他の従来例の回路図である。 Vsは商用電源、C1は第1の平滑コンデンサ、C2は第2の
平滑コンデンサ、INVはインバータ、Laは放電灯、Q0は
トランジスタ、L0はチョークである。
Claims (1)
- 【請求項1】商用電源の交流電圧を整流し、第1の平滑
コンデンサにより平滑してインバータに入力し、インバ
ータの高周波出力にて放電灯を点灯する装置において、
インバータの一部から帰還した電流にて充電される第2
の平滑コンデンサを設け、第2の平滑コンデンサの電圧
を商用電源の整流出力と第1の平滑コンデンサの同極間
に接続されるチョークに断続的に印加すると共に、第2
の平滑コンデンサの電圧を商用電源のピーク電圧よりも
低く設定したことを特徴とする放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63160163A JP2698614B2 (ja) | 1988-06-27 | 1988-06-27 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63160163A JP2698614B2 (ja) | 1988-06-27 | 1988-06-27 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0210696A JPH0210696A (ja) | 1990-01-16 |
JP2698614B2 true JP2698614B2 (ja) | 1998-01-19 |
Family
ID=15709223
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63160163A Expired - Lifetime JP2698614B2 (ja) | 1988-06-27 | 1988-06-27 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2698614B2 (ja) |
-
1988
- 1988-06-27 JP JP63160163A patent/JP2698614B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0210696A (ja) | 1990-01-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4395659A (en) | Power supply device | |
JP3151932B2 (ja) | 電源回路 | |
JP2698614B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
JPH0588067B2 (ja) | ||
JPH04368471A (ja) | 電源装置 | |
JPH0620789A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
JPH0487564A (ja) | 整流平滑装置 | |
JP3277551B2 (ja) | 電源回路 | |
JP2573241B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
JP2619370B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
JPH06284713A (ja) | スイッチング電源回路 | |
JP3016831B2 (ja) | インバータ装置 | |
JPS644312Y2 (ja) | ||
JP2690418B2 (ja) | 電源装置 | |
JPH025677Y2 (ja) | ||
KR890006157Y1 (ko) | 형광등 점등장치 | |
JP3261706B2 (ja) | インバータ装置 | |
JPH04109870A (ja) | 整流平滑装置 | |
JP3811958B2 (ja) | 放電灯点灯回路 | |
KR880000509B1 (ko) | 정출력 특성의 전자식 방전등 점등 장치 | |
JPH0586131B2 (ja) | ||
JP2831069B2 (ja) | 電源装置 | |
JPH09271166A (ja) | 高調波電流抑制回路 | |
JPH03141598A (ja) | インバータ装置 | |
JPH10271826A (ja) | スイッチング電源 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080919 Year of fee payment: 11 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080919 Year of fee payment: 11 |