JP2688367B2 - Inverter control device - Google Patents
Inverter control deviceInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、マイクロコンピュータ（以下CPUと略称す
る）を使用し、瞬時空間ベクトル法により高速ディジタ
ル制御される、PWMインバータによる３相誘導電動機
（以下IMと略称する）の磁束及びトルクの制御装置に関
するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Industrial field of application) The present invention uses a microcomputer (hereinafter abbreviated as CPU) to perform high-speed digital control by an instantaneous space vector method, and a three-phase induction motor by a PWM inverter ( The present invention relates to a magnetic flux and torque control device (hereinafter abbreviated as IM).
（従来の技術） IMの制御方式は近年インバータ制御が一般的である
が、騒音や過渡応答などの問題から瞬時空間ベクトル制
御が脚光を浴びており、例えば昭和63年８月に社団法人
電気学会から発行された昭和63年電気学会産業応用部門
全国大会講演論文集の第361〜364頁に掲載された論文
「誘導電動機の二次磁束制御に基づくトルク制御法とそ
の特性」などにも発表されている。(Prior Art) Inverter control is commonly used in IM control systems in recent years, but instantaneous space vector control is in the spotlight due to problems such as noise and transient response. For example, the Institute of Electrical Engineers of Japan in August 1988. It was also published in the paper, "Torque control method based on secondary magnetic flux control of induction motor and its characteristics", published on pages 361 to 364 of Proceedings of the Japan Society of Electrical Engineers of Japan, Industrial Application Division, published in 1988. ing.
第２図は瞬時空間ベクトル法を用いたIMの制御系の一
例のブロック図であり、この図によって従来技術による
瞬時空間ベクトル制御の制御方式を説明する。FIG. 2 is a block diagram of an example of an IM control system using the instantaneous space vector method, and the control system of the instantaneous space vector control according to the prior art will be described with reference to this figure.
Vdcなる値を持つ直流電圧現１から供給される電圧
は、一般的に知られる６個のトランジスタによって構成
される３相インバータ部（以下INVと略称する）２を介
してIM3へ接続される。The voltage supplied from the DC voltage source 1 having a value of V dc is connected to IM3 via a commonly known three-phase inverter unit (hereinafter abbreviated as INV) 2 composed of six transistors. .
CPU演算部６には、直流変換器（以下DCCTと略称す
る）７が検出したIM3の電流信号と、IM3の回転速度に比
例した周波数のパルスを発生するPG4の出力信号と、更
に、外部からのトルク指令τ＊とが入力され、これらを
後述する方法により演算算出されたベース信号をベース
回路５へ出力する。In the CPU operation unit 6, a current signal of IM3 detected by a DC converter (hereinafter abbreviated as DCCT) 7, an output signal of PG4 that generates a pulse of a frequency proportional to the rotation speed of IM3, and further from the outside And the torque command τ * are input, and a base signal calculated and calculated by a method described later is output to the base circuit 5.
ベース回路５はCPU演算部６から入力されるベース信
号に応じて、INV 2の各トランジスタをオン／オフさせ
てIM3を駆動する。The base circuit 5 turns on / off each transistor of INV 2 in response to the base signal input from the CPU calculation unit 6 to drive IM 3.
尚、DCCT7の出力であるIM3の電流信号は、図示してな
い変換演算器によって空間ベクトル値に変換される。The current signal of IM3, which is the output of DCCT7, is converted into a space vector value by a conversion calculator (not shown).
次に、CPU演算部６の演算ブロック図を第３図に示し
更に詳細に説明する。図中DCCT7及びPG4は第２図に示し
たものであり、各入出力の脚字として示した（ｎ−
１），（ｎ）及び（ｎ＋１）はサンプリング周期Ｔ毎の
第（ｎ−１）回目，第ｎ回目のサンプリング時点での値
及び第（ｎ＋１）回目のサンプリング時点での値である
ことを示す。Next, a calculation block diagram of the CPU calculation unit 6 is shown in FIG. 3 and will be described in more detail. In the figure, DCCT7 and PG4 are those shown in FIG. 2, and are shown as the letters of each input / output (n-
1), (n), and (n + 1) indicate the values at the (n-1) th sampling time, the nth sampling time, and the (n + 1) th sampling time at each sampling period T. .
第（ｎ−１）回目のサンプリング時点Ts(n-1)におい
て、IM3の電流(n-1)を読み込み、それによりその時点
の瞬時磁束(n-1)を磁束演算部８により演算する。瞬
時磁束(n-1)も勿論空間ベクトル値である。At the (n-1) th sampling time Ts (n-1) , the current (n-1) of IM3 is read, and the instantaneous magnetic flux (n-1) at that time is calculated by the magnetic flux calculator 8. . The instantaneous magnetic flux (n-1) is also a space vector value.
また、この時のIM3のロータ位置θm(n-1)をロータ位
置検出部９によってPG4から送られるパルスにより検出
し、一方、外部から入力されるトルク指令τ＊からすべ
り周波数演算部10において求めたすべり周波数指令ωｓ
＊ (n-1)と共に磁束指令演算部11へ入力し、このサンプ
リング時点Ts(n-1)より２サンプリング周期後の、すな
わち第（ｎ＋１）回目のサンプリング時点Ts(n+1)にお
ける磁束指令値＊ (n+1)を演算する。更にこのサンプ
リング時点Ts(n+1)における電流指令値＊ (n+1)を、こ
の磁束指令値＊ (n+1)を用いて電流指令演算12によっ
て演算する。Further, the rotor position θ m (n-1) of IM3 at this time is detected by the pulse sent from PG4 by the rotor position detection unit 9, while the slip frequency calculation unit 10 is detected from the torque command τ * input from the outside. Obtained slip frequency command ω s
* (N-1) is input to the magnetic flux command calculation unit 11, and two sampling cycles after this sampling time Ts (n-1) , that is, at the (n + 1) th sampling time Ts (n + 1) . Calculate the magnetic flux command value * (n + 1) . Further, the current command value * (n + 1) at this sampling time T s (n + 1) is calculated by the current command calculation 12 using this magnetic flux command value * (n + 1) .
また、サンプリング時点Ts(n-1)からTs(n)までの出力
電圧ベクトルの積分値Δ(n-1)を、カウンタ弁16が出
力するスイッチング信号とそれを出力する期間Tpから電
圧ベクトル積分演算部17によって演算する。In addition, the integral value Δ (n-1) of the output voltage vector from the sampling time T s (n-1) to T s (n) is calculated from the switching signal output by the counter valve 16 and the period T p during which it is output. It is calculated by the voltage vector integration calculation unit 17.
ベクトル演算部13では、磁束(n-1)，磁束指令値
＊ (n+1)と電流(n-1)，電流指令値＊ (n+1)及び電圧
ベクトル積分値Δ(n-1)を入力して、サンプリング時
点Ts(n+1)に磁束及び電流がそれぞれ、(n+1)＝＊
(n+1)、(n+1)＝＊ (n+1)となるように、サンプリン
グ時点Ts(n)で出力すすべき電圧ベクトルにサンプリン
グ周期Ｔを乗じた値Δ（ｎ）を演算する。In the vector calculation unit 13, the magnetic flux (n-1) and the magnetic flux command value
* (N + 1) and current (n-1) , current command value * (n + 1) and voltage vector integration value Δ (n-1) are input and the magnetic flux at sampling time T s (n + 1) And current are (n + 1) = *
Calculate the value Δ (n) by multiplying the sampling period T by the voltage vector to be output at the sampling time T s (n) so that (n + 1) , (n + 1) = * (n + 1) To do.
ベクトル選択部14では、ベクトル演算部で算出された
Δ（ｎ）に応じて、第４図に示すINV 2の出力電圧ベ
クトル１〜６の中からΔ（ｎ）と方向がほぼ等し
い電圧ベクトルを選択し、またその電圧ベクトルに対し
てINV 2のスイッチングするべきトランジスタ数が少な
い方の零電圧ベクトルを選択し、前記電圧ベクトルと共
にカウンタ弁16へ出力する。In the vector selection unit 14, according to Δ (n) calculated by the vector calculation unit, a voltage vector whose direction is almost equal to Δ (n) is selected from the output voltage vectors 1 to 6 of INV 2 shown in FIG. A zero voltage vector having a smaller number of transistors of INV 2 to be switched with respect to the selected voltage vector is selected and output to the counter valve 16 together with the voltage vector.
スイッチング期間演算部15では、ベクトル選択部14で
選ばれた電圧ベクトルをINV 2が出力する期間Tpを Tp＝｜Δ（ｎ）|/V …… から演算し、カウンタ弁16へ出力する。ここで、Ｖは電
圧ベクトル１〜６へ出力する。ここで、Ｖは電圧ベ
クトル１〜６の絶対値である。また、Tp＞Ｔの場合
にはTp＝Ｔとする。The switching period calculation unit 15 calculates the period T p during which INV 2 outputs the voltage vector selected by the vector selection unit 14 from T p = | Δ (n) | / V ... And outputs it to the counter valve 16. . Here, V is output to the voltage vectors 1 to 6 . Here, V is the absolute value of the voltage vectors 1 to 6 . When T p > T, T p = T.
カウンタ弁16は、ベクトル選択部14で選ばれた電圧ベ
クトルに相当するスイッチング信号を期間Tpだけトラン
ジスタのベース回路５へ出力し、その後残りの期間（T-
Tp）は零電圧ベクトルに相当するスイッチング信号をベ
ース回路５へ出力する。The counter valve 16 outputs a switching signal corresponding to the voltage vector selected by the vector selection unit 14 to the base circuit 5 of the transistor for a period T p , and then for the remaining period (T-
T p ) outputs a switching signal corresponding to the zero voltage vector to the base circuit 5.
このように、所定のサンプリング周期Ｔ毎に瞬時磁束
(n-1)を演算し、トルク指令τ＊ (n-1)に応じて２サン
プリング周期後の磁束指令＊ (n+1)を演算して、２サ
ンプリング周期後には瞬時磁束(n+1)が磁束指令値
＊ (n+1)に一致するような電圧ベクトルΔ（ｎ）/Tを
求める。そうして、第４図に示したINV 2の出力電圧ベ
クトル１〜６の中からそれに近い方向のものを１つ
選び、｜Δ（ｎ）｜に相当する期間だけINV 2からそ
れを出力するようにしてIM3を制御している。In this way, the instantaneous magnetic flux at every predetermined sampling period T
(n-1) is calculated, and the magnetic flux command * (n + 1) after two sampling cycles is calculated according to the torque command τ * (n-1) , and the instantaneous magnetic flux (n + 1 ) is calculated after two sampling cycles. ) Is the magnetic flux command value
* Find the voltage vector Δ (n) / T that matches (n + 1) . Then, one of the output voltage vectors 1 to 6 of INV 2 shown in FIG. 4 is selected in the direction close to it, and it is output from INV 2 only for the period corresponding to | Δ (n) |. I control IM3 in this way.
（発明が解決しようとする課題） 瞬時磁束がトルク指令τ＊に応じた磁束指令値＊
に遅れることなく追従するために、出力させるべき電圧
ベクトルにサンプリング周期Ｔを乗じた値Δ（ｎ）を
求める際に、その前の周期であるサンプリング時点T
s(n-1)からTs(n)までの電圧ベクトルの積分値Δ(n-1)
が必要であり、カウンタ弁16の出力の通りにINV 2のト
ランジスタが動作していると仮定して演算している。(Problems to be Solved by the Invention) Instantaneous magnetic flux is a magnetic flux command value * according to the torque command τ * .
To obtain a value Δ (n) that is obtained by multiplying the voltage vector to be output by the sampling period T, in order to follow the sampling time T without delay,
Integration value of voltage vector from s (n-1) to T s (n) Δ (n-1)
Is required, and the calculation is performed on the assumption that the transistor of INV 2 is operating according to the output of the counter valve 16.
然し乍ら、実際のINV 2にはトランジスタの短絡防止
期間Td（デットタイムとも言う）が存在し、INV 2のト
ランジスタはカウンタ弁16の出力通りにはスイッチング
せず、短絡防止期間Tdだけ遅れることがある。このよう
な時にはΔ(n-1)の計算に誤差を生じ、これを使用し
て演算されるΔ（ｎ）に誤差が含まれることになり、
IM3に誤った電圧ベクトルを印加することになり、瞬時
磁束が磁束指令値＊に追従せずにトルク脈動の原因
となる。However, the actual INV 2 has a transistor short-circuit prevention period T d (also called dead time), and the INV 2 transistor does not switch according to the output of the counter valve 16 and is delayed by the short-circuit prevention period T d. There is. In such a case, an error occurs in the calculation of Δ (n-1) , and the error is included in Δ (n) calculated using this.
An incorrect voltage vector will be applied to IM3, and the instantaneous magnetic flux will not follow the magnetic flux command value * and will cause torque pulsation.
本発明は、前述のごとき不具合点を解決するためにな
されたものである。The present invention has been made to solve the above-mentioned problems.
（課題を解決するための手段） 前述の欠点は、電圧ベクトルの積分値Δ(n-1)の演
算において、INV 2の持つ短絡防止期間Tdによるスイッ
チングの遅れを考慮していないことに起因している。(Means for Solving the Problem) The above-mentioned drawback is caused by not considering the delay of switching due to the short circuit prevention period T d of INV 2 in the calculation of the integral value Δ (n-1) of the voltage vector. doing.
第５図はサンプリング時点Ts(n-1)及びTs(n)の前後に
おける、カウンタ弁16の指令する電圧ベクトルと実際に
INV 2の出力する電圧ベクトルとの状況を示す図であ
る。第３図のカウンタ弁16はサンプリング時点Ts(n-1)
まで電圧ベクトルとして(m-1)を、Ts(n-1)から（T
s(n+1)＋Tp）までの間は（ｍ）を、その後Ts(n)まで
は(m+1)を出力しており、電圧ベクトルの積分値Δ
(n-1)はTs(n-1)からTs(n)までの積分なので として従来は演算していた。然し、実際のINV 2の出力
する電圧ベクトルは、カウンタ弁16の出力が変化しても
短絡防止期間Tdだけスイッチングが遅れる場合があるの
で、第５図に示したように短絡防止期間Tdだけ′
（ｍ）や′(m+1)が出力される可能性がある。FIG. 5 shows the voltage vector commanded by the counter valve 16 before and after the sampling times T s (n-1) and T s (n) and the actual values.
It is a figure which shows the condition with the voltage vector which INV2 outputs. The counter valve 16 in FIG. 3 has a sampling time T s (n-1)
(M-1) as a voltage vector from T s (n-1) to (T
s (n + 1) + T p) to between the a (m), then to T s (n) and outputs (m + 1), the integral value of the voltage vector Δ
(n-1) is the integral from T s (n -1) to T s (n), so Conventionally, it was calculated. However, the voltage vectors of the actual INV 2 outputs, there is a case where the output of the counter valve 16 is also delayed switching only short-circuit prevention period T d is changed, a short circuit prevention period T d as shown in FIG. 5 Only ′
(M) or ′ (m + 1) may be output.
従って、何らかの手段で′（ｍ）や′(m+1)を求
めて、 Δ(n-1)＝′（ｍ）Td＋（ｍ）(Tp-Td) ＋′(m+1)Td＋(m+1)(T-Tp-Td) …… によって、短絡防止期間Tdによる補正項を算入して電圧
ベクトルの積分値Δ(n-1)を演算することによって、
実際にIM3に印加される電圧ベクトルの１サンプリング
周期毎の積分値を、より正確に得ることができる。Therefore, ′ (m) and ′ (m + 1) are obtained by some means, and Δ (n-1) = ′ (m) T d + (m) (T p −T d ) + ′ (m + 1 ) T d + (m + 1) (TT p -T d ) ... By calculating the integral value Δ (n-1) of the voltage vector by including the correction term by the short circuit prevention period T d ,
The integrated value of the voltage vector actually applied to IM3 for each sampling period can be obtained more accurately.
すなわち本発明によるインバータ制御装置は、一定サ
ンプリング周期毎にマイクロコンピュータにより所要電
圧指令を演算するベクトル演算部と、前記ベクトル演算
部の出力の電圧ベクトルに応じて３相PWMインバータの
出力の電圧ベクトルを切り替えて３相誘導電動機に電力
を供給するインバータ装置において、電圧ベクトル切り
替え時点において存在する前記３相PWMインバータの上
下アームの短絡防止期間中に前記３相PWMインバータが
出力するベクトルを、該電動機の電流極性と、切り替え
る前の電圧ベクトルに相当するスイッチ指令状態及び切
り替えた後の電圧ベクトルに相当するスイッチ指令状態
との論理演算により求めて、前記ベクトル演算部で用い
る１サンプリング間の電圧ベクトル積分値を求める際に
使用する電圧ベクトルとして、１サンプリング間におけ
る切り替える前後の電圧ベクトルと切り替え時の前記短
絡防止期間中の電圧ベクトルとを用いることを特徴とし
ている。That is, the inverter control device according to the present invention calculates the required voltage command by the microcomputer for every constant sampling period, and the voltage vector of the output of the three-phase PWM inverter according to the voltage vector of the output of the vector calculation unit. In an inverter device that switches to supply electric power to a three-phase induction motor, a vector output by the three-phase PWM inverter during a short-circuit prevention period of the upper and lower arms of the three-phase PWM inverter existing at the time of switching the voltage vector is output from the motor. A voltage vector integration value for one sampling used in the vector operation unit, which is obtained by a logical operation of the current polarity and the switch command state corresponding to the voltage vector before switching and the switch command state corresponding to the voltage vector after switching As the voltage vector used to find It is characterized by the use of the voltage vector in the short-circuit prevention period of time of voltage vectors and switching before and after switching between one sampling.
以下、短絡防止期間Tdにおける電圧ベクトル′
（ｍ）及び′(m+1)の求め方について説明する。Hereinafter, the voltage vector ′ in the short circuit prevention period T d
A method of obtaining (m) and ′ (m + 1) will be described.
第６図はINV 2の１相分の回路図を示し、直流電圧源
１の＋端子と−端子との間に２個のトランジスタTr1とT
r2とが直列接続され、それらの間の接続点ｅからIM3へ
この相の電流ｉを供給するよう構成され、各トランジス
タTr1及びTr2にはそれぞれダイオードD1及びD2が逆並列
に接続されている。図で矢印の方向、すなわち接続点ｅ
からIM3へ向う方向を電流ｉの正の方向とする。FIG. 6 shows a circuit diagram of one phase of INV 2, in which two transistors T r1 and T r are connected between the positive terminal and the negative terminal of the DC voltage source 1.
r2 is connected in series and is configured to supply the current i of this phase from the connection point e between them to IM3, and the diodes D 1 and D 2 are connected in antiparallel to the respective transistors T r1 and T r2. Has been done. The direction of the arrow in the figure, that is, the connection point e
The direction going from to IM3 is the positive direction of the current i.
トランジスタTr1がオン（状態符号Ｓ＝１で表す）で
トランジスタTr2がオフの状態から、トランジスタTr1が
オフ（状態符号Ｓ＝０で表す）すると、電流ｉ＞０（状
態符号Ｉ＝１で表す）の時は電流ｉはダイオードD2を流
れるので、接続点ｅの電位は直ちに一端子の電位とな
る。然し、電流ｉ＜０（状態符号Ｉ＝０を表す）の時
は、トランジスタTr1がオフしても電流ｉはダイオードD
1を流れるので、接続点ｅの電位は＋端子の電位のまま
で、短絡防止期間Tdだけ遅れてトランジスタTr2がオン
した時、初めて接続点ｅの電位は一端子の電位となる。When the transistor T r1 is on (represented by the state code S = 1) and the transistor T r2 is off, and the transistor T r1 is off (represented by the state code S = 0), the current i> 0 (the state code I = 1). Current) flows through the diode D 2 , the potential at the connection point e immediately becomes the potential at one terminal. However, when the current i <0 (representing the status code I = 0), the current also the transistor T r1 is turned off i diode D
Flows through 1, the potential at the connection point e remains the + terminal potential, when the transistor T r2 is delayed by a short circuit prevention period T d is turned on, the potential of the first connection point e becomes the potential of one terminal.
これが短絡防止期間Tdによるスイッチングの遅れであ
り、トランジスタTr1の状態すなわち状態符号Ｓの変化
の方向と、電流ｉの方向すなわち状態符号Ｉの状態に依
存する。脚字ｘにINV 2の各相u,v,wをそれぞれ当て嵌め
るものとして、Sx(m-1)をスイッチングする前の状態、I
xをスイッチング時の電流方向の状態符号として、短絡
防止期間Td中の接続点ｅの電位をこれも状態符号Sx′
（ｍ）で表して、接続点ｅの電位が正の時１、負の時０
とすると、状態符号Sx′（ｍ）は Sx′（ｍ）＝Sx(m)・ｘ＋Sx(m-1) ・ｘ＋Sx(m)・Sx(m-1) …… の論理式で各相についての接続点ｅの電位を表すことが
できる。ここで“."は論理積、“＋”は論理和を、
“−”は否定を意味している。This is a switching delay due to the short-circuit prevention period T d , and depends on the state of the transistor T r1 , that is, the direction of change of the state code S and the direction of the current i, that is, the state of the state code I. Assuming that each phase u, v, w of INV 2 is applied to the letter x, the state before switching S x (m-1) , I
Let x be the state code in the current direction at the time of switching, the potential of the connection point e during the short-circuit prevention period T d is also the state code S x ′.
Expressed as (m) , 1 when the potential at the connection point e is positive, 0 when the potential is negative
Then, the state code S x ′ (m) is S x ′ (m) = S x (m) · x + S x (m-1) · x + S x (m) · S x (m-1) …… The potential of the connection point e for each phase can be expressed by the logical expression of. Here, "." Is the logical product, "+" is the logical sum,
"-" Means negation.
この式によって、短絡防止期間Td中のu,v,w各相の
状態符号Su′（ｍ），Sv′（ｍ）及びSw′（ｍ）を算出
することができる。これを３相２相変換すると となり、INV 2が電圧ベクトルを出力する期間Tp中にお
ける短絡防止期間Tdの電圧ベクトルである′（ｍ）を
算出することができる。With this formula, the state codes S u ′ (m) , S v ′ (m) and S w ′ (m) of the u, v and w phases in the short circuit prevention period T d can be calculated. If you convert this into 3 phase 2 phase Therefore, ′ (m) , which is the voltage vector of the short-circuit prevention period T d in the period T p during which INV 2 outputs the voltage vector, can be calculated.
INV 2が零ベクトルを出力する期間（T-Tp）中におけ
る短絡防止期間Tdの電圧ベクトルである′(m+1)は、
式及び式の脚字ｍをｍ＋１に置き換えることにより
算出することができる。The voltage vector ′ (m + 1) of the short circuit prevention period T d during the period (TT p ) in which INV 2 outputs the zero vector is
It can be calculated by substituting m + 1 for the expression and the footage m of the expression.
（作用） 実際はINV 2のトランジスタ駆動に短絡防止期間Tdが
あるにも拘らず、従来のごとくそれを無視して出力電圧
のサンプリング周期の間の積分値Δ(n-1)を演算した
場合、１サンプリング周期に２回スイッチングするた
め、最大2Td/T×100（％）の誤差が演算結果Δ(n-1)
に予測され、それによって同じ割合の誤差を持つ電圧ベ
クトルΔ（ｎ）/TがIM3に印加されるため、瞬時磁束
がその時の磁束指令値＊に対して大きい誤差を持つ
ようになり、トルク脈動やトルク誤差の原因となってい
た。(Function) In the case where the transistor drive of INV 2 actually has the short-circuit prevention period T d , it is ignored as in the past and the integral value Δ (n-1) is calculated during the sampling period of the output voltage. Since switching is performed twice in one sampling cycle, the maximum error of 2T d / T × 100 (%) is the calculation result Δ (n-1).
Since the voltage vector Δ (n) / T with the same error is applied to IM3, the instantaneous magnetic flux has a large error with respect to the magnetic flux command value * at that time, and torque pulsation It was a cause of torque error.
本発明のインバータ制御装置によって、前述のごとく
演算処理に必要な演算時点のサンプリング周期のインバ
ータ出力電圧ベクトルの積分値演算に際し、電動機電流
の極性に応じてインバータのトランジスタ短絡防止期間
による補正項を算入することにより、短絡防止期間に起
因する演算誤差はなくなり、トルク脈動やトルク誤差が
低減される。By the inverter control device of the present invention, when calculating the integral value of the inverter output voltage vector of the sampling period at the calculation time required for the calculation processing as described above, the correction term by the transistor short circuit prevention period of the inverter is included according to the polarity of the electric motor current. By doing so, the calculation error caused by the short circuit prevention period is eliminated, and the torque pulsation and the torque error are reduced.
（実施例） 第１図は本発明の一実施例のCPU演算部の演算ブロッ
ク図であり、第３図と異なる所はブロック17がブロック
17′となって機能が追加され、新しいブロック18が加わ
ったことのみなので、第３図と同一部分の説明は省略
し、追加機能のみについて説明する。(Embodiment) FIG. 1 is a calculation block diagram of a CPU calculation unit according to an embodiment of the present invention. A block 17 is a block different from FIG.
The function is added as 17 'and only the new block 18 is added. Therefore, the description of the same parts as those in FIG. 3 will be omitted and only the added function will be described.
追加されたブロック18は電流方向判別部であり、DCCT
7からの電流信号から電流ｉの方向を判別して電流の状
態符号Ｉを電圧ベクトル積分演算部17′へ送る。The added block 18 is the current direction determination unit, DCCT
The direction of the current i is determined from the current signal from 7 and the state code I of the current is sent to the voltage vector integration calculation unit 17 '.
電圧ベクトル積分演算部17′は、カウンタ弁16からベ
ース回路５へ出力されるスイッチング信号の状態符号Ｓ
と電圧ベクトル出力期間Tpと共に、式〜によってサ
ンプリング時点Ts(n-1)からTs(n)までのインバータ出力
電圧ベクトルの積分値Δ(n-1)を算出することによ
り、短絡防止期間Tdによる補正項を算入したインバータ
出力電圧ベクトルの積分値Δ(n-1)をベクトル演算部1
3へ送る。The voltage vector integration calculation unit 17 'determines the state code S of the switching signal output from the counter valve 16 to the base circuit 5.
And the voltage vector output period T p , the short circuit prevention by calculating the integral value Δ (n-1) of the inverter output voltage vector from the sampling time T s (n-1) to T s (n) by The vector calculation unit 1 calculates the integrated value Δ (n-1) of the inverter output voltage vector including the correction term based on the period T d.
Send to 3.
（発明の効果） 以上詳細に説明したように、電圧ベクトル演算に際し
て必要な前回のサンプリング周期における電圧ベクトル
積分値を、従来方式ではINV 2が遅れのない理想的なス
イッチであるとみなして算出した故に、実際には存在す
るトランジスタ短絡防止期間Tdのスイッチングの遅れに
よる演算誤差が生じ、誤まった電圧ベクトルがIM3に印
加され、脈動トルクやトルク誤差を発生していた。(Effects of the Invention) As described in detail above, the voltage vector integration value in the previous sampling period necessary for voltage vector calculation was calculated by assuming that INV 2 is an ideal switch with no delay in the conventional method. Therefore, a calculation error occurs due to a delay in switching of the transistor short-circuit prevention period T d that actually exists, an incorrect voltage vector is applied to IM3, and a pulsating torque and a torque error are generated.
本発明によるインバータ制御装置によれば、電流方向
とスイッチング方向とを調べて簡単な論理演算をするこ
とにより、短絡防止期間TdにおけるINV 2の出力電圧ベ
クトルを求めることができ、それによりトランジスタ短
絡防止期間による補正項を算入することによって、正確
な電圧ベクトル積分演算が可能となり、IM3へ正確な電
圧ベクトルを印加することができるので、脈動トルクや
トルク誤差を小さくすることができる。According to the inverter control device of the present invention, the output voltage vector of INV 2 in the short-circuit prevention period T d can be obtained by checking the current direction and the switching direction and performing a simple logical operation, thereby causing a transistor short circuit. By including a correction term based on the prevention period, an accurate voltage vector integration calculation can be performed and an accurate voltage vector can be applied to IM3, so that the pulsating torque and the torque error can be reduced.
第１図は本発明の一実施例のCPU演算部の演算ブロック
であり、 第２図は瞬時空間ベクトル法を用いたIMの制御系の一例
のブロック図であり、 第３図は第２図のCPU演算部の従来の演算ブロック図で
あって、 第４図はインバータの出力できる電圧ベクトルを示すベ
クトル図、 第５図はサンプリング時点前後におけるカウンタ弁の指
令する電圧ベクトルと実際にインバータが出力する電圧
ベクトルの状況を示す図で、 第６図はインバータの１相分の回路部を示す。 １……直流電圧源 ２……３相インバータ部（INV） ３……３相誘導電動機（IM） ４……パルス発生器（PG）、５……ベース回路 ６……CPU演算部、７……直流変流器（DCCT） ８……磁束演算部、９……ロータ位置検出部 10……すべり周波数演算部、11……磁束指令演算部 12……電流指令演算部、13……ベクトル演算部 14……ベクトル選択部 15……スイッチング期間演算部 16……カウンタ弁 17,17′……電圧ベクトル積分演算部 18……電流方向判別部FIG. 1 is a calculation block of a CPU calculation unit of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram of an example of an IM control system using the instantaneous space vector method, and FIG. 3 is FIG. FIG. 4 is a conventional calculation block diagram of the CPU calculation unit of FIG. 4, FIG. 4 is a vector diagram showing the voltage vector that can be output by the inverter, and FIG. 5 is the voltage vector commanded by the counter valve before and after sampling and the actual output of the inverter FIG. 6 is a diagram showing the situation of the voltage vector to be applied, and FIG. 1 ... DC voltage source 2 ... 3-phase inverter unit (INV) 3 ... 3-phase induction motor (IM) 4 ... Pulse generator (PG), 5 ... Base circuit 6 ... CPU computing unit, 7 ... … DC current transformer (DCCT) 8 …… Magnetic flux calculator, 9 …… Rotor position detector 10 …… Slip frequency calculator, 11 …… Flux command calculator 12 …… Current command calculator, 13 …… Vector calculator Unit 14 …… Vector selection unit 15 …… Switching period calculation unit 16 …… Counter valve 17,17 ′ …… Voltage vector integration calculation unit 18 …… Current direction determination unit
Claims (1)
チング期間演算部から構成され、瞬時電圧ベクトルを演
算された期間出力することにより、３相PWMインバータ
を制御するインバータ制御装置であって、各入出力の脚
字として（ｎ−１），（ｎ），（ｎ＋１）がサンプリン
グ周期毎の第（ｎ−１）回目，第ｎ回目，第（ｎ＋１）
回目のサンプリング時点での値であることを示す場合、 ベクトル演算部は磁束(n-1)，磁束指令値＊ (n+1)と
電流(n-1)，電流指令値＊ (n+1)及び電圧ベクトル積
分値Δ(n-1)を入力して、サンプリング時点Ta(n+1)に
磁束及び電流がそれぞれ、(n+1)＝＊ (n+1)、
(n+1)＝＊ (n+1)となるように、サンプリング時点T
s(n)で出力すべき電圧ベクトルにサンプリング周期Ｔを
乗じた値Δ(n)を算出し、 ベクトル選択部は該ベクトル演算部で算出されたΔ
（ｎ）に応じて、該インバータ装置が出力し得る電圧ベ
クトル１〜６の中からΔ（ｎ）と方向がほぼ等し
い電圧ベクトルを選択し、またその電圧ベクトルに対
して該インバータ装置のスイッチングするべきトランジ
スタの数が少ない方の零ベクトルを選択し、 スイッチング期間演算部は前記ベクトル演算部で算出さ
れたΔ（ｎ）の絶対値と前記電圧ベクトルの絶対値
との比である出力すべき電圧ベクトルの出力期間TPを演
算し、 カウンタ弁は該ベクトル選択部で選択された電圧ベクト
ルをTp間出力し、更に出力すべき零ベクトルを（T-Tp）
間出力するものである、 インバータ制御装置において、 １サンプリング周期前から現サンプリング時点までに出
力される電圧ベクトル積分値Δ(n-1)を演算するに当
たって、サンプリング周期をＴ、短絡防止期間をTdとし
て、短絡防止期間における電圧ベクトルを′（ｍ）お
よび′(m+1)としたとき、 を採用して、式中の短絡防止期間Tdにおける電圧ベクト
ルを′（ｍ）および′(m+1)の値を、短絡防止期間
中のu,v,w各相の状態符号をSu′，Sv′，Sw′とし、イ
ンバータの直流電源電圧をVdcとしたとき、それぞれ および によって演算することを特徴とするインバータ制御装
置。1. An inverter control device comprising a vector operation part, a vector selection part, and a switching period operation part, which controls a three-phase PWM inverter by outputting an instantaneous voltage vector during the operated time. (N-1), (n), and (n + 1) as output letters are (n-1) th, nth, and (n + 1) th sampling periods.
To show the value at the time of the second sampling, the vector operation unit calculates the magnetic flux (n-1) , the magnetic flux command value * (n + 1) and the current (n-1) , and the current command value * (n + 1). ) And the voltage vector integrated value Δ (n-1 ) , the magnetic flux and the current at the sampling time T a (n + 1) are (n + 1) = * (n + 1) ,
Sampling time T so that (n + 1) = * (n + 1)
A value Δ (n) obtained by multiplying the voltage vector to be output by s (n) by the sampling period T is calculated, and the vector selection unit calculates Δ by the vector calculation unit.
In accordance with (n) , a voltage vector whose direction is substantially equal to Δ (n) is selected from the voltage vectors 1 to 6 that can be output by the inverter device, and the inverter device is switched with respect to the voltage vector. The zero vector having the smaller number of power transistors is selected, and the switching period calculation unit outputs the voltage that is the ratio of the absolute value of Δ (n) calculated by the vector calculation unit and the absolute value of the voltage vector. The vector output period T P is calculated, the counter valve outputs the voltage vector selected by the vector selection unit for T p , and the zero vector to be output (TT p )
In the inverter control device, which is output for a short period, when calculating the voltage vector integration value Δ (n-1) output from one sampling period before to the current sampling time, the sampling period is T and the short circuit prevention period is T. As d , when the voltage vectors in the short circuit prevention period are ′ (m) and ′ (m + 1) , Is adopted, the voltage vectors in the short circuit prevention period T d in the equation are represented by the values of ′ (m) and ′ (m + 1) , and the state codes of the u, v, w phases during the short circuit prevention period are represented by S u. ′, S v ′, S w ′ and the DC power supply voltage of the inverter is V dc , and An inverter control device characterized by being calculated by.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1120957A JP2688367B2 (en) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | Inverter control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1120957A JP2688367B2 (en) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | Inverter control device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02303389A JPH02303389A (en) | 1990-12-17 |
| JP2688367B2 true JP2688367B2 (en) | 1997-12-10 |
Family
ID=14799174
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1120957A Expired - Fee Related JP2688367B2 (en) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | Inverter control device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2688367B2 (en) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63305763A (en) * | 1987-06-04 | 1988-12-13 | Fuji Electric Co Ltd | Voltage detecting system in voltage type inverter |
-
1989
- 1989-05-15 JP JP1120957A patent/JP2688367B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02303389A (en) | 1990-12-17 |
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