JP2650555B2 - 同期型スペクトル拡散変調装置 - Google Patents
同期型スペクトル拡散変調装置Info
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- JP2650555B2 JP2650555B2 JP5409492A JP5409492A JP2650555B2 JP 2650555 B2 JP2650555 B2 JP 2650555B2 JP 5409492 A JP5409492 A JP 5409492A JP 5409492 A JP5409492 A JP 5409492A JP 2650555 B2 JP2650555 B2 JP 2650555B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は同期型スペクトル拡散変
調装置に係り、特に、キャリヤ変調を用いたスペクトル
拡散（以下“ＳＳ”と略記する）変調における、キャリ
ヤと拡散符号とが同期関係を有する、同期型スペクトル
拡散変調装置の改良に関する。
調装置に係り、特に、キャリヤ変調を用いたスペクトル
拡散（以下“ＳＳ”と略記する）変調における、キャリ
ヤと拡散符号とが同期関係を有する、同期型スペクトル
拡散変調装置の改良に関する。
【０００２】
【技術的背景】最近ＳＳ通信において、ＳＳ技術による
多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来てい
る。周知の如く、電波資源は有限なので周波数を有効に
利用する必要がある。その点、ＳＳ信号は原理的に周波
数利用効率の向上に寄与できるものである。その故は、
ＳＳ信号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワ
ースペクトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信
電波等に与える影響は少なく、既存の通信周波数帯での
混用が可能になるため、その面での効用も大きい。以上
の理由により、ＳＳによる無線通信も身近になりつつあ
り、今後、車両等に搭載しての移動体間通信応用など、
その将来性や発展性を嘱望されている。
多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来てい
る。周知の如く、電波資源は有限なので周波数を有効に
利用する必要がある。その点、ＳＳ信号は原理的に周波
数利用効率の向上に寄与できるものである。その故は、
ＳＳ信号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワ
ースペクトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信
電波等に与える影響は少なく、既存の通信周波数帯での
混用が可能になるため、その面での効用も大きい。以上
の理由により、ＳＳによる無線通信も身近になりつつあ
り、今後、車両等に搭載しての移動体間通信応用など、
その将来性や発展性を嘱望されている。
【０００３】
【従来の技術】従来の同期型スペクトル拡散変調装置
は、図１に示すように、局部発振器（ＯＳＣ）９の出力
C(t)を、位相同期ループ（ＰＬＬ）型角度変調回路１０
のキャリヤ同期用及び拡散符号発生器（ＰＮＧ）８のク
ロック信号用として用いており、広く使われている。か
かる従来装置の構成及び動作について、図１のブロック
図に沿って説明する。
は、図１に示すように、局部発振器（ＯＳＣ）９の出力
C(t)を、位相同期ループ（ＰＬＬ）型角度変調回路１０
のキャリヤ同期用及び拡散符号発生器（ＰＮＧ）８のク
ロック信号用として用いており、広く使われている。か
かる従来装置の構成及び動作について、図１のブロック
図に沿って説明する。
【０００４】入力端子Inより情報S(t)が加算器２を介し
て電圧制御発振器（ＶＣＯ）１３に供給され、ここで情
報信号による角度変調が行われる。ＶＣＯ出力は情報に
より角度変調（ここではその一種である周波数変調）さ
れた角度変調出力信号ｆm(t)となり、分周器５と拡散変
調用の乗算器７に供給される。分周器５は、位相比較器
６での位相比較レンジを超えることのないように事前に
周波数偏移を下げるために用いられ、入力信号周波数原
理的に分周数Ｎだけ下げるよう機能する。位相比較器６
は一般にアナログ乗算タイプでの±π／２ラジアンの位
相比較レンジから、ディジタルタイプの±２πラジアン
のもの迄、広く用いられている。
て電圧制御発振器（ＶＣＯ）１３に供給され、ここで情
報信号による角度変調が行われる。ＶＣＯ出力は情報に
より角度変調（ここではその一種である周波数変調）さ
れた角度変調出力信号ｆm(t)となり、分周器５と拡散変
調用の乗算器７に供給される。分周器５は、位相比較器
６での位相比較レンジを超えることのないように事前に
周波数偏移を下げるために用いられ、入力信号周波数原
理的に分周数Ｎだけ下げるよう機能する。位相比較器６
は一般にアナログ乗算タイプでの±π／２ラジアンの位
相比較レンジから、ディジタルタイプの±２πラジアン
のもの迄、広く用いられている。
【０００５】なお、角度変調出力信号ｆm(t)の周波数偏
移Δｆは一般に±数10kHz になるので、このままの角度
変調出力信号ｆm(t)と局部発振信号C(t)との位相比較で
は、位相比較レンジを大幅に超えてＰＬＬ(Phase Locke
d Loop）同期が不可能となり、正しい角度変調はできな
くなる。従って分周数Ｎを有する分周器５は必須とな
る。かかる分周器５の出力信号ｆd(t)は位相比較器６に
供給されて、局部発振器（ＯＳＣ）９の出力C(t)との位
相比較が行われる。
移Δｆは一般に±数10kHz になるので、このままの角度
変調出力信号ｆm(t)と局部発振信号C(t)との位相比較で
は、位相比較レンジを大幅に超えてＰＬＬ(Phase Locke
d Loop）同期が不可能となり、正しい角度変調はできな
くなる。従って分周数Ｎを有する分周器５は必須とな
る。かかる分周器５の出力信号ｆd(t)は位相比較器６に
供給されて、局部発振器（ＯＳＣ）９の出力C(t)との位
相比較が行われる。
【０００６】角度変調において、変調指数ｍf は周波数
偏移Δｆを変調周波数ｆm で割ったものとして表現され
るから、位相比較器６において、この場合の位相比較レ
ンジを±π／２とすると、変調指数ｍf が最大になる変
調周波数ｆm は、最も低い変調周波数ｆmL（オーディオ
周波数では例えば30Hz）であり、従って、分周器５にお
ける分周周波数偏移Δｆ／Ｎは、（ΔＦ／Ｎ）≦（π／
２)*ｆmLに設定される。実際例で説明すると、ＶＣＯ１
３からの角度変調出力の周波数偏移を８kHz とすると、
最低変調周波数ｆmLが３０Hzの場合は分周数Ｎは約170
となる。
偏移Δｆを変調周波数ｆm で割ったものとして表現され
るから、位相比較器６において、この場合の位相比較レ
ンジを±π／２とすると、変調指数ｍf が最大になる変
調周波数ｆm は、最も低い変調周波数ｆmL（オーディオ
周波数では例えば30Hz）であり、従って、分周器５にお
ける分周周波数偏移Δｆ／Ｎは、（ΔＦ／Ｎ）≦（π／
２)*ｆmLに設定される。実際例で説明すると、ＶＣＯ１
３からの角度変調出力の周波数偏移を８kHz とすると、
最低変調周波数ｆmLが３０Hzの場合は分周数Ｎは約170
となる。
【０００７】位相比較器６の出力はループフィルタ（Ｌ
Ｆ）４及び加算器２を介して誤差信号Ｅr(t)としてＶＣ
Ｏ１３に供給されている。一般に、ループの応答は情報
周波数帯よりも低い周波数領域で応答するように設計さ
れているから、ＶＣＯ１３では情報信号による周波数変
調が行われる。このようにして得られた角度変調出力信
号ｆm(t)は、上記局部発振信号C(t)との同期関係が保た
れている。
Ｆ）４及び加算器２を介して誤差信号Ｅr(t)としてＶＣ
Ｏ１３に供給されている。一般に、ループの応答は情報
周波数帯よりも低い周波数領域で応答するように設計さ
れているから、ＶＣＯ１３では情報信号による周波数変
調が行われる。このようにして得られた角度変調出力信
号ｆm(t)は、上記局部発振信号C(t)との同期関係が保た
れている。
【０００８】局部発振信号C(t)は拡散符号発生器８にク
ロック信号として供給され、拡散符号P(t)を発生させて
いる。得られた拡散符号P(t)は乗算器７に供給され、こ
こで前記角度変調出力信号ｆm(t)との乗算による拡散変
調が行われ、スペクトル拡散（ＳＳ）変調波P(t)ｆm(t)
が端子Out より出力される。本装置において、以上のよ
うにＳＳ変調波における拡散符号P(t)と角度変調キャリ
ヤとに同期関係が保たれていることが、同期型ＳＳ変調
装置と呼ばれる所以である。
ロック信号として供給され、拡散符号P(t)を発生させて
いる。得られた拡散符号P(t)は乗算器７に供給され、こ
こで前記角度変調出力信号ｆm(t)との乗算による拡散変
調が行われ、スペクトル拡散（ＳＳ）変調波P(t)ｆm(t)
が端子Out より出力される。本装置において、以上のよ
うにＳＳ変調波における拡散符号P(t)と角度変調キャリ
ヤとに同期関係が保たれていることが、同期型ＳＳ変調
装置と呼ばれる所以である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このように、同期型Ｓ
Ｓ変調装置を構成する際にＰＬＬ型角度変調回路１０が
用いられ、ＰＬＬ回路内に分周器の分周数Ｎが必須とな
る。即ち、ＶＣＯ１３と位相比較器６の間に分周器５が
存在するため、位相比較器６に供給される局部発振出力
周波数がＮ逓倍されてＶＣＯ１３の角度変調出力信号と
なるから、局部発振出力信号中のジッタやＶＣＯ１３の
出力ジッタがＮ逓倍（ここでは 170倍）されて増えるた
め、分周数Ｎはなるべく大きくしない方が良く、従って
角度変調出力の周波数偏移も大きくできないので、Ｓ／
Ｎ的に不利な、変調度の浅い装置設計を余技なくされる
という課題があった。
Ｓ変調装置を構成する際にＰＬＬ型角度変調回路１０が
用いられ、ＰＬＬ回路内に分周器の分周数Ｎが必須とな
る。即ち、ＶＣＯ１３と位相比較器６の間に分周器５が
存在するため、位相比較器６に供給される局部発振出力
周波数がＮ逓倍されてＶＣＯ１３の角度変調出力信号と
なるから、局部発振出力信号中のジッタやＶＣＯ１３の
出力ジッタがＮ逓倍（ここでは 170倍）されて増えるた
め、分周数Ｎはなるべく大きくしない方が良く、従って
角度変調出力の周波数偏移も大きくできないので、Ｓ／
Ｎ的に不利な、変調度の浅い装置設計を余技なくされる
という課題があった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題に鑑み
てなされたものであり、情報信号のレベルを調整するレ
ベル調整器と、前記情報信号を１次変調する角度変調器
と、前記角度変調器からの出力信号を１／Ｎに分周して
分周出力を得る分周器と、前記分周器からの分周出力と
電圧制御発振器からのクロック信号とを位相比較する位
相比較器と、前記位相比較器からループフィルタを通し
た出力と前記レベル調整器からの出力とを減算してルー
プの誤差信号を出力すると共に、該誤差信号により前記
電圧制御発振器からのクロック信号を無変調化する減算
器と、前記電圧制御発振器からの無変調化した前記クロ
ック信号により拡散符号を発生する拡散符号発生器と、
前記拡散符号発生器からの拡散符号と前記分周器からの
分周出力とを乗算してスぺクトル拡散変調信号を出力す
る乗算器とを具備したことを特徴とする同期型スぺクト
ル拡散変調装置を提供するものである。
てなされたものであり、情報信号のレベルを調整するレ
ベル調整器と、前記情報信号を１次変調する角度変調器
と、前記角度変調器からの出力信号を１／Ｎに分周して
分周出力を得る分周器と、前記分周器からの分周出力と
電圧制御発振器からのクロック信号とを位相比較する位
相比較器と、前記位相比較器からループフィルタを通し
た出力と前記レベル調整器からの出力とを減算してルー
プの誤差信号を出力すると共に、該誤差信号により前記
電圧制御発振器からのクロック信号を無変調化する減算
器と、前記電圧制御発振器からの無変調化した前記クロ
ック信号により拡散符号を発生する拡散符号発生器と、
前記拡散符号発生器からの拡散符号と前記分周器からの
分周出力とを乗算してスぺクトル拡散変調信号を出力す
る乗算器とを具備したことを特徴とする同期型スぺクト
ル拡散変調装置を提供するものである。
【００１１】
【実施例】本発明の同期型スペクトル拡散変調装置の一
実施例について、図１のブロック図を参照し乍ら説明す
る。この図において、１２は角度変調器、１４は減算器
（引算回路）、１６はレベル調整器であり、その他、図
２に示した従来装置と同一構成部分には同一符号を付し
て、その詳細な説明を省略する。
実施例について、図１のブロック図を参照し乍ら説明す
る。この図において、１２は角度変調器、１４は減算器
（引算回路）、１６はレベル調整器であり、その他、図
２に示した従来装置と同一構成部分には同一符号を付し
て、その詳細な説明を省略する。
【００１２】入力端子Inからの情報S(t)は、角度変調器
１２と、レベル調整器１６を介して減算器１４の負入力
端子に、夫々供給される。角度変調器１２として例えば
電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いれば、周波数変調が容
易に行える。角度変調器１２よりの出力信号ｆm(t)は、
分周器１５と拡散変調用の乗算器７に供給される。分周
器１５からはＮ分の１に分周された分周出力ｆd(t)が得
られ、逆変調回路を構成する位相比較器６に供給され
る。
１２と、レベル調整器１６を介して減算器１４の負入力
端子に、夫々供給される。角度変調器１２として例えば
電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いれば、周波数変調が容
易に行える。角度変調器１２よりの出力信号ｆm(t)は、
分周器１５と拡散変調用の乗算器７に供給される。分周
器１５からはＮ分の１に分周された分周出力ｆd(t)が得
られ、逆変調回路を構成する位相比較器６に供給され
る。
【００１３】位相比較器６ではＶＣＯ１１出力との位相
比較が行なわれ、その位相比較出力は、ループフィルタ
４により、ループの誤差信号と分周出力ｆd(t)の分周周
波数偏移Δｆ／Ｎに対応する復調出力d(t)となり、減算
器１４の正入力端子に供給される。従って、減算器１４
ではレベル調整器１６にてレベルを調整された情報信号
との引算が行われる。これにより、復調出力d(t)は打ち
消されてループの誤差信号のみがＶＣＯ１１に供給され
る。
比較が行なわれ、その位相比較出力は、ループフィルタ
４により、ループの誤差信号と分周出力ｆd(t)の分周周
波数偏移Δｆ／Ｎに対応する復調出力d(t)となり、減算
器１４の正入力端子に供給される。従って、減算器１４
ではレベル調整器１６にてレベルを調整された情報信号
との引算が行われる。これにより、復調出力d(t)は打ち
消されてループの誤差信号のみがＶＣＯ１１に供給され
る。
【００１４】かかる打ち消し動作により、ＶＣＯ１１の
出力は無変調化された信号Ｃ'(t)となり、拡散符号発生
器８に拡散符号発生用のクロック信号として供給され
る。得られた拡散符号P(t)を乗算器７に供給することに
より、前記角度変調器１２の出力信号ｆm(t)への乗算に
よる拡散変調が行われて、ＳＳ変調出力信号P(t)ｆm(t)
が生成され、出力端子Out より出力される。
出力は無変調化された信号Ｃ'(t)となり、拡散符号発生
器８に拡散符号発生用のクロック信号として供給され
る。得られた拡散符号P(t)を乗算器７に供給することに
より、前記角度変調器１２の出力信号ｆm(t)への乗算に
よる拡散変調が行われて、ＳＳ変調出力信号P(t)ｆm(t)
が生成され、出力端子Out より出力される。
【００１５】以上のように、角度変調出力のキャリヤ周
波数と拡散符号P(t)には同期関係が成立して、同期型Ｓ
Ｓ変調装置として動作することになる。分周器１５は、
従来例に用いている分周器５とは異なり、位相比較器６
における無変調化ＶＣＯ出力Ｃ'(t)と分周器１５の分周
角度変調信号との位相比較が、位相比較レンジを超えな
いようにする働きをしている。また、ループフィルタ４
は、位相比較器出力中の高周波成分（ＶＣＯ出力周波数
と分周出力周波数の乗算された２倍の周波数成分）を除
去する機能と、ループの応答を設定する機能とを有して
いる。
波数と拡散符号P(t)には同期関係が成立して、同期型Ｓ
Ｓ変調装置として動作することになる。分周器１５は、
従来例に用いている分周器５とは異なり、位相比較器６
における無変調化ＶＣＯ出力Ｃ'(t)と分周器１５の分周
角度変調信号との位相比較が、位相比較レンジを超えな
いようにする働きをしている。また、ループフィルタ４
は、位相比較器出力中の高周波成分（ＶＣＯ出力周波数
と分周出力周波数の乗算された２倍の周波数成分）を除
去する機能と、ループの応答を設定する機能とを有して
いる。
【００１６】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明に係わる同
期型スペクトル拡散変調装置によると、とくに、電圧制
御発振器からの無変調化したクロック信号により拡散符
号発生器で拡散符号を発生させているため、角度変調し
た情報信号を拡散符号発生器からの拡拡散符号により乗
算器でスペクトル拡散をした際に、乗算器からジッター
成分のないスペクトル拡散変調信号を出力することがで
きる。
期型スペクトル拡散変調装置によると、とくに、電圧制
御発振器からの無変調化したクロック信号により拡散符
号発生器で拡散符号を発生させているため、角度変調し
た情報信号を拡散符号発生器からの拡拡散符号により乗
算器でスペクトル拡散をした際に、乗算器からジッター
成分のないスペクトル拡散変調信号を出力することがで
きる。
【図１】従来の代表的同期型スペクトル拡散変調装置の
ブロック構成図。
ブロック構成図。
【図２】本発明の同期型スペクトル拡散変調装置の一実
施例を示すブロック構成図。
施例を示すブロック構成図。
１ 同期型スペクトル拡散変調装置 ４ ループフィルタ（ＬＦ） ５，１５ 分周器 ６ 位相比較器 ７ 乗算器 ８ ＰＮＧ（拡散符号発生器） １０ ＰＬＬ型角度変調回路 １１，１３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １２ 角度変調器 １４ 減算器 １６ レベル調整器
Claims (1)
- 【請求項１】情報信号のレベルを調整するレベル調整器
と、前記情報信号を１次変調する角度変調器と、前記角
度変調器からの出力信号を１／Ｎに分周して分周出力を
得る分周器と、前記分周器からの分周出力と電圧制御発
振器からのクロック信号とを位相比較する位相比較器
と、前記位相比較器からループフィルタを通した出力と
前記レベル調整器からの出力とを減算してループの誤差
信号を出力すると共に、該誤差信号により前記電圧制御
発振器からのクロック信号を無変調化する減算器と、前
記電圧制御発振器からの無変調化した前記クロック信号
により拡散符号を発生する拡散符号発生器と、前記拡散
符号発生器からの拡散符号と前記分周器からの分周出力
とを乗算してスペクトル拡散変調信号を出力する乗算器
とを具備したことを特徴とする同期型スペクトル拡散変
調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5409492A JP2650555B2 (ja) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | 同期型スペクトル拡散変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5409492A JP2650555B2 (ja) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | 同期型スペクトル拡散変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05219014A JPH05219014A (ja) | 1993-08-27 |
| JP2650555B2 true JP2650555B2 (ja) | 1997-09-03 |
Family
ID=12961041
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5409492A Expired - Lifetime JP2650555B2 (ja) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | 同期型スペクトル拡散変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2650555B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07123232B2 (ja) * | 1986-08-06 | 1995-12-25 | 京セラ株式会社 | スペクトラム拡散通信用同期追跡装置 |
| JPS63187822A (ja) * | 1987-01-30 | 1988-08-03 | Hitachi Ltd | 電灯線搬送用スペクトラム拡散通信方式 |
-
1992
- 1992-02-06 JP JP5409492A patent/JP2650555B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05219014A (ja) | 1993-08-27 |
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