JP2650555B2 - 同期型スペクトル拡散変調装置 - Google Patents
同期型スペクトル拡散変調装置Info
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- JP2650555B2 JP2650555B2 JP5409492A JP5409492A JP2650555B2 JP 2650555 B2 JP2650555 B2 JP 2650555B2 JP 5409492 A JP5409492 A JP 5409492A JP 5409492 A JP5409492 A JP 5409492A JP 2650555 B2 JP2650555 B2 JP 2650555B2
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- Japan
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- signal
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- modulator
- modulation
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は同期型スペクトル拡散変
調装置に係り、特に、キャリヤ変調を用いたスペクトル
拡散(以下“SS”と略記する)変調における、キャリ
ヤと拡散符号とが同期関係を有する、同期型スペクトル
拡散変調装置の改良に関する。
調装置に係り、特に、キャリヤ変調を用いたスペクトル
拡散(以下“SS”と略記する)変調における、キャリ
ヤと拡散符号とが同期関係を有する、同期型スペクトル
拡散変調装置の改良に関する。
【0002】
【技術的背景】最近SS通信において、SS技術による
多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来てい
る。周知の如く、電波資源は有限なので周波数を有効に
利用する必要がある。その点、SS信号は原理的に周波
数利用効率の向上に寄与できるものである。その故は、
SS信号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワ
ースペクトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信
電波等に与える影響は少なく、既存の通信周波数帯での
混用が可能になるため、その面での効用も大きい。以上
の理由により、SSによる無線通信も身近になりつつあ
り、今後、車両等に搭載しての移動体間通信応用など、
その将来性や発展性を嘱望されている。
多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来てい
る。周知の如く、電波資源は有限なので周波数を有効に
利用する必要がある。その点、SS信号は原理的に周波
数利用効率の向上に寄与できるものである。その故は、
SS信号は広い周波数帯域に拡散されて、変調波のパワ
ースペクトル密度が非常に小さいので、他の従来の通信
電波等に与える影響は少なく、既存の通信周波数帯での
混用が可能になるため、その面での効用も大きい。以上
の理由により、SSによる無線通信も身近になりつつあ
り、今後、車両等に搭載しての移動体間通信応用など、
その将来性や発展性を嘱望されている。
【0003】
【従来の技術】従来の同期型スペクトル拡散変調装置
は、図1に示すように、局部発振器(OSC)9の出力
C(t)を、位相同期ループ(PLL)型角度変調回路10
のキャリヤ同期用及び拡散符号発生器(PNG)8のク
ロック信号用として用いており、広く使われている。か
かる従来装置の構成及び動作について、図1のブロック
図に沿って説明する。
は、図1に示すように、局部発振器(OSC)9の出力
C(t)を、位相同期ループ(PLL)型角度変調回路10
のキャリヤ同期用及び拡散符号発生器(PNG)8のク
ロック信号用として用いており、広く使われている。か
かる従来装置の構成及び動作について、図1のブロック
図に沿って説明する。
【0004】入力端子Inより情報S(t)が加算器2を介し
て電圧制御発振器(VCO)13に供給され、ここで情
報信号による角度変調が行われる。VCO出力は情報に
より角度変調(ここではその一種である周波数変調)さ
れた角度変調出力信号fm(t)となり、分周器5と拡散変
調用の乗算器7に供給される。分周器5は、位相比較器
6での位相比較レンジを超えることのないように事前に
周波数偏移を下げるために用いられ、入力信号周波数原
理的に分周数Nだけ下げるよう機能する。位相比較器6
は一般にアナログ乗算タイプでの±π/2ラジアンの位
相比較レンジから、ディジタルタイプの±2πラジアン
のもの迄、広く用いられている。
て電圧制御発振器(VCO)13に供給され、ここで情
報信号による角度変調が行われる。VCO出力は情報に
より角度変調(ここではその一種である周波数変調)さ
れた角度変調出力信号fm(t)となり、分周器5と拡散変
調用の乗算器7に供給される。分周器5は、位相比較器
6での位相比較レンジを超えることのないように事前に
周波数偏移を下げるために用いられ、入力信号周波数原
理的に分周数Nだけ下げるよう機能する。位相比較器6
は一般にアナログ乗算タイプでの±π/2ラジアンの位
相比較レンジから、ディジタルタイプの±2πラジアン
のもの迄、広く用いられている。
【0005】なお、角度変調出力信号fm(t)の周波数偏
移Δfは一般に±数10kHz になるので、このままの角度
変調出力信号fm(t)と局部発振信号C(t)との位相比較で
は、位相比較レンジを大幅に超えてPLL(Phase Locke
d Loop)同期が不可能となり、正しい角度変調はできな
くなる。従って分周数Nを有する分周器5は必須とな
る。かかる分周器5の出力信号fd(t)は位相比較器6に
供給されて、局部発振器(OSC)9の出力C(t)との位
相比較が行われる。
移Δfは一般に±数10kHz になるので、このままの角度
変調出力信号fm(t)と局部発振信号C(t)との位相比較で
は、位相比較レンジを大幅に超えてPLL(Phase Locke
d Loop)同期が不可能となり、正しい角度変調はできな
くなる。従って分周数Nを有する分周器5は必須とな
る。かかる分周器5の出力信号fd(t)は位相比較器6に
供給されて、局部発振器(OSC)9の出力C(t)との位
相比較が行われる。
【0006】角度変調において、変調指数mf は周波数
偏移Δfを変調周波数fm で割ったものとして表現され
るから、位相比較器6において、この場合の位相比較レ
ンジを±π/2とすると、変調指数mf が最大になる変
調周波数fm は、最も低い変調周波数fmL(オーディオ
周波数では例えば30Hz)であり、従って、分周器5にお
ける分周周波数偏移Δf/Nは、(ΔF/N)≦(π/
2)*fmLに設定される。実際例で説明すると、VCO1
3からの角度変調出力の周波数偏移を8kHz とすると、
最低変調周波数fmLが30Hzの場合は分周数Nは約170
となる。
偏移Δfを変調周波数fm で割ったものとして表現され
るから、位相比較器6において、この場合の位相比較レ
ンジを±π/2とすると、変調指数mf が最大になる変
調周波数fm は、最も低い変調周波数fmL(オーディオ
周波数では例えば30Hz)であり、従って、分周器5にお
ける分周周波数偏移Δf/Nは、(ΔF/N)≦(π/
2)*fmLに設定される。実際例で説明すると、VCO1
3からの角度変調出力の周波数偏移を8kHz とすると、
最低変調周波数fmLが30Hzの場合は分周数Nは約170
となる。
【0007】位相比較器6の出力はループフィルタ(L
F)4及び加算器2を介して誤差信号Er(t)としてVC
O13に供給されている。一般に、ループの応答は情報
周波数帯よりも低い周波数領域で応答するように設計さ
れているから、VCO13では情報信号による周波数変
調が行われる。このようにして得られた角度変調出力信
号fm(t)は、上記局部発振信号C(t)との同期関係が保た
れている。
F)4及び加算器2を介して誤差信号Er(t)としてVC
O13に供給されている。一般に、ループの応答は情報
周波数帯よりも低い周波数領域で応答するように設計さ
れているから、VCO13では情報信号による周波数変
調が行われる。このようにして得られた角度変調出力信
号fm(t)は、上記局部発振信号C(t)との同期関係が保た
れている。
【0008】局部発振信号C(t)は拡散符号発生器8にク
ロック信号として供給され、拡散符号P(t)を発生させて
いる。得られた拡散符号P(t)は乗算器7に供給され、こ
こで前記角度変調出力信号fm(t)との乗算による拡散変
調が行われ、スペクトル拡散(SS)変調波P(t)fm(t)
が端子Out より出力される。本装置において、以上のよ
うにSS変調波における拡散符号P(t)と角度変調キャリ
ヤとに同期関係が保たれていることが、同期型SS変調
装置と呼ばれる所以である。
ロック信号として供給され、拡散符号P(t)を発生させて
いる。得られた拡散符号P(t)は乗算器7に供給され、こ
こで前記角度変調出力信号fm(t)との乗算による拡散変
調が行われ、スペクトル拡散(SS)変調波P(t)fm(t)
が端子Out より出力される。本装置において、以上のよ
うにSS変調波における拡散符号P(t)と角度変調キャリ
ヤとに同期関係が保たれていることが、同期型SS変調
装置と呼ばれる所以である。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】このように、同期型S
S変調装置を構成する際にPLL型角度変調回路10が
用いられ、PLL回路内に分周器の分周数Nが必須とな
る。即ち、VCO13と位相比較器6の間に分周器5が
存在するため、位相比較器6に供給される局部発振出力
周波数がN逓倍されてVCO13の角度変調出力信号と
なるから、局部発振出力信号中のジッタやVCO13の
出力ジッタがN逓倍(ここでは 170倍)されて増えるた
め、分周数Nはなるべく大きくしない方が良く、従って
角度変調出力の周波数偏移も大きくできないので、S/
N的に不利な、変調度の浅い装置設計を余技なくされる
という課題があった。
S変調装置を構成する際にPLL型角度変調回路10が
用いられ、PLL回路内に分周器の分周数Nが必須とな
る。即ち、VCO13と位相比較器6の間に分周器5が
存在するため、位相比較器6に供給される局部発振出力
周波数がN逓倍されてVCO13の角度変調出力信号と
なるから、局部発振出力信号中のジッタやVCO13の
出力ジッタがN逓倍(ここでは 170倍)されて増えるた
め、分周数Nはなるべく大きくしない方が良く、従って
角度変調出力の周波数偏移も大きくできないので、S/
N的に不利な、変調度の浅い装置設計を余技なくされる
という課題があった。
【0010】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題に鑑み
てなされたものであり、情報信号のレベルを調整するレ
ベル調整器と、前記情報信号を1次変調する角度変調器
と、前記角度変調器からの出力信号を1/Nに分周して
分周出力を得る分周器と、前記分周器からの分周出力と
電圧制御発振器からのクロック信号とを位相比較する位
相比較器と、前記位相比較器からループフィルタを通し
た出力と前記レベル調整器からの出力とを減算してルー
プの誤差信号を出力すると共に、該誤差信号により前記
電圧制御発振器からのクロック信号を無変調化する減算
器と、前記電圧制御発振器からの無変調化した前記クロ
ック信号により拡散符号を発生する拡散符号発生器と、
前記拡散符号発生器からの拡散符号と前記分周器からの
分周出力とを乗算してスぺクトル拡散変調信号を出力す
る乗算器とを具備したことを特徴とする同期型スぺクト
ル拡散変調装置を提供するものである。
てなされたものであり、情報信号のレベルを調整するレ
ベル調整器と、前記情報信号を1次変調する角度変調器
と、前記角度変調器からの出力信号を1/Nに分周して
分周出力を得る分周器と、前記分周器からの分周出力と
電圧制御発振器からのクロック信号とを位相比較する位
相比較器と、前記位相比較器からループフィルタを通し
た出力と前記レベル調整器からの出力とを減算してルー
プの誤差信号を出力すると共に、該誤差信号により前記
電圧制御発振器からのクロック信号を無変調化する減算
器と、前記電圧制御発振器からの無変調化した前記クロ
ック信号により拡散符号を発生する拡散符号発生器と、
前記拡散符号発生器からの拡散符号と前記分周器からの
分周出力とを乗算してスぺクトル拡散変調信号を出力す
る乗算器とを具備したことを特徴とする同期型スぺクト
ル拡散変調装置を提供するものである。
【0011】
【実施例】本発明の同期型スペクトル拡散変調装置の一
実施例について、図1のブロック図を参照し乍ら説明す
る。この図において、12は角度変調器、14は減算器
(引算回路)、16はレベル調整器であり、その他、図
2に示した従来装置と同一構成部分には同一符号を付し
て、その詳細な説明を省略する。
実施例について、図1のブロック図を参照し乍ら説明す
る。この図において、12は角度変調器、14は減算器
(引算回路)、16はレベル調整器であり、その他、図
2に示した従来装置と同一構成部分には同一符号を付し
て、その詳細な説明を省略する。
【0012】入力端子Inからの情報S(t)は、角度変調器
12と、レベル調整器16を介して減算器14の負入力
端子に、夫々供給される。角度変調器12として例えば
電圧制御発振器(VCO)を用いれば、周波数変調が容
易に行える。角度変調器12よりの出力信号fm(t)は、
分周器15と拡散変調用の乗算器7に供給される。分周
器15からはN分の1に分周された分周出力fd(t)が得
られ、逆変調回路を構成する位相比較器6に供給され
る。
12と、レベル調整器16を介して減算器14の負入力
端子に、夫々供給される。角度変調器12として例えば
電圧制御発振器(VCO)を用いれば、周波数変調が容
易に行える。角度変調器12よりの出力信号fm(t)は、
分周器15と拡散変調用の乗算器7に供給される。分周
器15からはN分の1に分周された分周出力fd(t)が得
られ、逆変調回路を構成する位相比較器6に供給され
る。
【0013】位相比較器6ではVCO11出力との位相
比較が行なわれ、その位相比較出力は、ループフィルタ
4により、ループの誤差信号と分周出力fd(t)の分周周
波数偏移Δf/Nに対応する復調出力d(t)となり、減算
器14の正入力端子に供給される。従って、減算器14
ではレベル調整器16にてレベルを調整された情報信号
との引算が行われる。これにより、復調出力d(t)は打ち
消されてループの誤差信号のみがVCO11に供給され
る。
比較が行なわれ、その位相比較出力は、ループフィルタ
4により、ループの誤差信号と分周出力fd(t)の分周周
波数偏移Δf/Nに対応する復調出力d(t)となり、減算
器14の正入力端子に供給される。従って、減算器14
ではレベル調整器16にてレベルを調整された情報信号
との引算が行われる。これにより、復調出力d(t)は打ち
消されてループの誤差信号のみがVCO11に供給され
る。
【0014】かかる打ち消し動作により、VCO11の
出力は無変調化された信号C'(t)となり、拡散符号発生
器8に拡散符号発生用のクロック信号として供給され
る。得られた拡散符号P(t)を乗算器7に供給することに
より、前記角度変調器12の出力信号fm(t)への乗算に
よる拡散変調が行われて、SS変調出力信号P(t)fm(t)
が生成され、出力端子Out より出力される。
出力は無変調化された信号C'(t)となり、拡散符号発生
器8に拡散符号発生用のクロック信号として供給され
る。得られた拡散符号P(t)を乗算器7に供給することに
より、前記角度変調器12の出力信号fm(t)への乗算に
よる拡散変調が行われて、SS変調出力信号P(t)fm(t)
が生成され、出力端子Out より出力される。
【0015】以上のように、角度変調出力のキャリヤ周
波数と拡散符号P(t)には同期関係が成立して、同期型S
S変調装置として動作することになる。分周器15は、
従来例に用いている分周器5とは異なり、位相比較器6
における無変調化VCO出力C'(t)と分周器15の分周
角度変調信号との位相比較が、位相比較レンジを超えな
いようにする働きをしている。また、ループフィルタ4
は、位相比較器出力中の高周波成分(VCO出力周波数
と分周出力周波数の乗算された2倍の周波数成分)を除
去する機能と、ループの応答を設定する機能とを有して
いる。
波数と拡散符号P(t)には同期関係が成立して、同期型S
S変調装置として動作することになる。分周器15は、
従来例に用いている分周器5とは異なり、位相比較器6
における無変調化VCO出力C'(t)と分周器15の分周
角度変調信号との位相比較が、位相比較レンジを超えな
いようにする働きをしている。また、ループフィルタ4
は、位相比較器出力中の高周波成分(VCO出力周波数
と分周出力周波数の乗算された2倍の周波数成分)を除
去する機能と、ループの応答を設定する機能とを有して
いる。
【0016】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明に係わる同
期型スペクトル拡散変調装置によると、とくに、電圧制
御発振器からの無変調化したクロック信号により拡散符
号発生器で拡散符号を発生させているため、角度変調し
た情報信号を拡散符号発生器からの拡拡散符号により乗
算器でスペクトル拡散をした際に、乗算器からジッター
成分のないスペクトル拡散変調信号を出力することがで
きる。
期型スペクトル拡散変調装置によると、とくに、電圧制
御発振器からの無変調化したクロック信号により拡散符
号発生器で拡散符号を発生させているため、角度変調し
た情報信号を拡散符号発生器からの拡拡散符号により乗
算器でスペクトル拡散をした際に、乗算器からジッター
成分のないスペクトル拡散変調信号を出力することがで
きる。
【図1】従来の代表的同期型スペクトル拡散変調装置の
ブロック構成図。
ブロック構成図。
【図2】本発明の同期型スペクトル拡散変調装置の一実
施例を示すブロック構成図。
施例を示すブロック構成図。
1 同期型スペクトル拡散変調装置 4 ループフィルタ(LF) 5,15 分周器 6 位相比較器 7 乗算器 8 PNG(拡散符号発生器) 10 PLL型角度変調回路 11,13 電圧制御発振器(VCO) 12 角度変調器 14 減算器 16 レベル調整器
Claims (1)
- 【請求項1】情報信号のレベルを調整するレベル調整器
と、前記情報信号を1次変調する角度変調器と、前記角
度変調器からの出力信号を1/Nに分周して分周出力を
得る分周器と、前記分周器からの分周出力と電圧制御発
振器からのクロック信号とを位相比較する位相比較器
と、前記位相比較器からループフィルタを通した出力と
前記レベル調整器からの出力とを減算してループの誤差
信号を出力すると共に、該誤差信号により前記電圧制御
発振器からのクロック信号を無変調化する減算器と、前
記電圧制御発振器からの無変調化した前記クロック信号
により拡散符号を発生する拡散符号発生器と、前記拡散
符号発生器からの拡散符号と前記分周器からの分周出力
とを乗算してスペクトル拡散変調信号を出力する乗算器
とを具備したことを特徴とする同期型スペクトル拡散変
調装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5409492A JP2650555B2 (ja) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | 同期型スペクトル拡散変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5409492A JP2650555B2 (ja) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | 同期型スペクトル拡散変調装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05219014A JPH05219014A (ja) | 1993-08-27 |
JP2650555B2 true JP2650555B2 (ja) | 1997-09-03 |
Family
ID=12961041
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5409492A Expired - Lifetime JP2650555B2 (ja) | 1992-02-06 | 1992-02-06 | 同期型スペクトル拡散変調装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2650555B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07123232B2 (ja) * | 1986-08-06 | 1995-12-25 | 京セラ株式会社 | スペクトラム拡散通信用同期追跡装置 |
JPS63187822A (ja) * | 1987-01-30 | 1988-08-03 | Hitachi Ltd | 電灯線搬送用スペクトラム拡散通信方式 |
-
1992
- 1992-02-06 JP JP5409492A patent/JP2650555B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05219014A (ja) | 1993-08-27 |
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