JP2649766B2 - 等化後選択合成ダイバーシチ受信方式 - Google Patents
等化後選択合成ダイバーシチ受信方式Info
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- JCCNYMKQOSZNPW-UHFFFAOYSA-N loratadine Chemical compound C1CN(C(=O)OCC)CCC1=C1C2=NC=CC=C2CCC2=CC(Cl)=CC=C21 JCCNYMKQOSZNPW-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0802—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル自動車電話
システム、ディジタル携帯電話システム、ディジタルコ
ードレス電話システムなどのディジタル移動通信システ
ムや、ディジタル衛星通信システム，ディジタル移動体
衛星通信システム等のディジタル無線通信システムに用
いられる選択合成ダイバーシチ受信方式に関するもので
ある。
システム、ディジタル携帯電話システム、ディジタルコ
ードレス電話システムなどのディジタル移動通信システ
ムや、ディジタル衛星通信システム，ディジタル移動体
衛星通信システム等のディジタル無線通信システムに用
いられる選択合成ダイバーシチ受信方式に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】近年、自動車電話、携帯電話といった陸
上移動体通信システムのディジタル化が提唱されるにあ
たり、種々のディジタル無線技術に関する研究、開発、
実用化が行なわれている。現在、次世代のディジタル自
動車電話システムとして、情報伝送速度が４２kbpsとい
う中速度のシステムがとりあげられているが、将来は伝
送効率をあげるため、数百〜数Mbpsクラスの極めて高速
度で広帯域のディジタル移動通信システムの開発が望ま
れている。
上移動体通信システムのディジタル化が提唱されるにあ
たり、種々のディジタル無線技術に関する研究、開発、
実用化が行なわれている。現在、次世代のディジタル自
動車電話システムとして、情報伝送速度が４２kbpsとい
う中速度のシステムがとりあげられているが、将来は伝
送効率をあげるため、数百〜数Mbpsクラスの極めて高速
度で広帯域のディジタル移動通信システムの開発が望ま
れている。
【０００３】ところで、このような広帯域ディジタル移
動通信システムでは、陸上移動通信システム特有のレイ
リーフェージングによる受信レベルの落ち込みにより生
じる誤り率特性の劣化、並びに周波数選択性フェージン
グによる符号間干渉を起因とする誤り率特性の劣化が大
きな問題となる。ここで、前者のレイリーフェージング
による受信レベルの落ち込みに対する対策技術として
は、空間的に離された複数の異なるアンテナにより信号
を受信し、その受信信号を選択あるいは合成することに
より受信特性を改善する空間ダイバーシチ受信方式が研
究、開発されており、後者の周波数選択性フェージング
による符号間干渉に対する対策技術としては、周波数選
択性フェージング通信路の時間応答の逆応答を複数の遅
延線により推定、実現するトランスバーサル型フィルタ
において、そのフィードバックタップに等化器出力の判
定結果を帰還する判定帰還型等化器が研究、開発されて
いる。これまでに、上記２つの伝送技術を組み合わせた
復調方式として図３、及び図４に示す等化後選択合成ダ
イバーシチ受信方式が提案されている。
動通信システムでは、陸上移動通信システム特有のレイ
リーフェージングによる受信レベルの落ち込みにより生
じる誤り率特性の劣化、並びに周波数選択性フェージン
グによる符号間干渉を起因とする誤り率特性の劣化が大
きな問題となる。ここで、前者のレイリーフェージング
による受信レベルの落ち込みに対する対策技術として
は、空間的に離された複数の異なるアンテナにより信号
を受信し、その受信信号を選択あるいは合成することに
より受信特性を改善する空間ダイバーシチ受信方式が研
究、開発されており、後者の周波数選択性フェージング
による符号間干渉に対する対策技術としては、周波数選
択性フェージング通信路の時間応答の逆応答を複数の遅
延線により推定、実現するトランスバーサル型フィルタ
において、そのフィードバックタップに等化器出力の判
定結果を帰還する判定帰還型等化器が研究、開発されて
いる。これまでに、上記２つの伝送技術を組み合わせた
復調方式として図３、及び図４に示す等化後選択合成ダ
イバーシチ受信方式が提案されている。
【０００４】図３は受信レベル比較によりブランチを選
択する２ブランチ等化後選択合成ダイバーシチ受信方式
の構成法を表しており、ブランチＩ（１１）、ブランチ
II（２１）の２つのアンテナブランチに対して各々独立
の受信回路Ｉ（１２）、II（１３）、及び等化器Ｉ（１
４）、II（２４）を設置し、ブランチＩにおける信号の
受信レベルを検出する受信レベル検出器Ｉ（１０３）の
出力Ｒ1 （１０４）とブランチIIにおける信号の受信レ
ベルを検出する受信レベル検出装置II（２０３）の出力
Ｒ2 （２０４）とを受信レベル比較器５４において比較
し、受信レベルの大きいブランチの等化器出力の判定値
をブランチ選択器３３により選択した後、判定データ系
列３４として出力する方式である。しかしながら、周波
数選択性フェージング通信路では、必ずしも受信レベル
の大きいブランチの方が等化精度が良いとは限らず、逆
に受信レベルが小さくても等化精度が良好であるブラン
チも存在し、結果としてダイバーシチ受信方式を適用す
る等化器の方が、ダイバーシチを適用しない通常の等化
器よりも受信特性が劣化するという問題があった。この
問題を解決する手法として特公平４−１１１５４２号の
「ダイバーシチ方法」が提案されている。この「ダイバ
ーシチ方法」の受信装置の構成法を図４に、また受信装
置に適用する判定帰還型等化器の構成法を図５に各々示
す。
択する２ブランチ等化後選択合成ダイバーシチ受信方式
の構成法を表しており、ブランチＩ（１１）、ブランチ
II（２１）の２つのアンテナブランチに対して各々独立
の受信回路Ｉ（１２）、II（１３）、及び等化器Ｉ（１
４）、II（２４）を設置し、ブランチＩにおける信号の
受信レベルを検出する受信レベル検出器Ｉ（１０３）の
出力Ｒ1 （１０４）とブランチIIにおける信号の受信レ
ベルを検出する受信レベル検出装置II（２０３）の出力
Ｒ2 （２０４）とを受信レベル比較器５４において比較
し、受信レベルの大きいブランチの等化器出力の判定値
をブランチ選択器３３により選択した後、判定データ系
列３４として出力する方式である。しかしながら、周波
数選択性フェージング通信路では、必ずしも受信レベル
の大きいブランチの方が等化精度が良いとは限らず、逆
に受信レベルが小さくても等化精度が良好であるブラン
チも存在し、結果としてダイバーシチ受信方式を適用す
る等化器の方が、ダイバーシチを適用しない通常の等化
器よりも受信特性が劣化するという問題があった。この
問題を解決する手法として特公平４−１１１５４２号の
「ダイバーシチ方法」が提案されている。この「ダイバ
ーシチ方法」の受信装置の構成法を図４に、また受信装
置に適用する判定帰還型等化器の構成法を図５に各々示
す。
【０００５】図４において、ダイバーシチ受信装置はブ
ランチＩ（１１）、ブランチII（２１）の２つのアンテ
ナブランチに対して各々独立の受信回路Ｉ（１２）、II
（１３）、及び等化器Ｉ（１４）、II（２４）が設置さ
れており、ブランチＩにおける等化器Ｉ（１４）の等化
誤差ｅ1 （ｔ）（１５）の複数シンボルに亘る平均値を
求める等化誤差平均値検出回路Ｉ（１６）の出力バーＥ
1 （１７）とブランチIIにおける等化器II（２４）の等
化誤差ｅ2 （ｔ）（２５）の複数シンボルに亘る平均値
を求める等化誤差平均値検出回路II（２６）の出力バー
Ｅ2 （２７）とを等化誤差比較器３１において比較し、
等化誤差平均値の小さいブランチの等化器出力の判定値
をブランチ選択器３３により選択した後、判定データ系
列３４として出力する方式である。
ランチＩ（１１）、ブランチII（２１）の２つのアンテ
ナブランチに対して各々独立の受信回路Ｉ（１２）、II
（１３）、及び等化器Ｉ（１４）、II（２４）が設置さ
れており、ブランチＩにおける等化器Ｉ（１４）の等化
誤差ｅ1 （ｔ）（１５）の複数シンボルに亘る平均値を
求める等化誤差平均値検出回路Ｉ（１６）の出力バーＥ
1 （１７）とブランチIIにおける等化器II（２４）の等
化誤差ｅ2 （ｔ）（２５）の複数シンボルに亘る平均値
を求める等化誤差平均値検出回路II（２６）の出力バー
Ｅ2 （２７）とを等化誤差比較器３１において比較し、
等化誤差平均値の小さいブランチの等化器出力の判定値
をブランチ選択器３３により選択した後、判定データ系
列３４として出力する方式である。
【０００６】また、図５において、判定帰還型等化器は
フィードフォワードフィルタ３７とフィードバックフィ
ルタ４３とそれらの出力３８，４４を足し合わせる加算
器３９、加算器出力４０を判定する判定器４１、判定器
出力４２と加算器出力４０との差を検出する等化誤差検
出回路４５、並びに等化誤差５７を用いてタップ利得を
計算，更新するタップ利得更新回路５１から構成されて
おり、等化誤差５７を用いてタップ利得を計算し、更新
タップ利得５２，５３を用いてフィードフォワードフィ
ルタ４３及びフィードバックフィルタ３７のタップを更
新することにより、伝搬路の変動に応じて精度良く符号
間干渉を等化することができる。この「ダイバーシチ方
法」のように、等化誤差の平均値を用いてブランチを選
択し、その選択ブランチの等化器出力の判定値をデータ
系列として合成することにより、前述した受信レベルに
よりブランチを選択する等化後選択合成ダイバーシチ受
信方式の問題点を解決し、ダイバーシチ効果による受信
特性改善利得を得ることができる。
フィードフォワードフィルタ３７とフィードバックフィ
ルタ４３とそれらの出力３８，４４を足し合わせる加算
器３９、加算器出力４０を判定する判定器４１、判定器
出力４２と加算器出力４０との差を検出する等化誤差検
出回路４５、並びに等化誤差５７を用いてタップ利得を
計算，更新するタップ利得更新回路５１から構成されて
おり、等化誤差５７を用いてタップ利得を計算し、更新
タップ利得５２，５３を用いてフィードフォワードフィ
ルタ４３及びフィードバックフィルタ３７のタップを更
新することにより、伝搬路の変動に応じて精度良く符号
間干渉を等化することができる。この「ダイバーシチ方
法」のように、等化誤差の平均値を用いてブランチを選
択し、その選択ブランチの等化器出力の判定値をデータ
系列として合成することにより、前述した受信レベルに
よりブランチを選択する等化後選択合成ダイバーシチ受
信方式の問題点を解決し、ダイバーシチ効果による受信
特性改善利得を得ることができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図６に、従来の等化後
選択合成ダイバーシチ受信方式における各ブランチが持
つ等化器の等化精度特性、並びに選択誤りが起きる現象
について示す。ただし、簡単のためブランチ数は２本と
し、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔ
ｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：時分割多元接続）方式を想定
して、バースト信号形式で通信が行なわれる場合を仮定
している。通常、ＴＤＭＡ１フレームは、既知の信号系
列からなるユニークワード部（等化器ではトレーニング
系列に相当）と、未知の信号系列からなる情報信号部か
ら構成される。
選択合成ダイバーシチ受信方式における各ブランチが持
つ等化器の等化精度特性、並びに選択誤りが起きる現象
について示す。ただし、簡単のためブランチ数は２本と
し、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔ
ｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：時分割多元接続）方式を想定
して、バースト信号形式で通信が行なわれる場合を仮定
している。通常、ＴＤＭＡ１フレームは、既知の信号系
列からなるユニークワード部（等化器ではトレーニング
系列に相当）と、未知の信号系列からなる情報信号部か
ら構成される。
【０００８】図６において、ブランチＩ、ブランチIIの
持つ等化器は、各々区間ｄ１１、ｄ２１では正常に動作
しているが、区間ｄ１２、ｄ２２ではフェージングによ
る受信レベル低下を起因とする同期はずれが生じて、等
化アルゴリズムが発散状態となることが分かる。ここ
で、単に２ブランチの等化誤差を比較選択するだけの手
法の場合、ｃ１２の区間では、ブランチIIの持つ等化器
が正常状態であるにも係わらず、ブランチＩの等化誤差
が偶然ブランチIIの等化誤差よりも小さい状態が生じた
ために、ダイバーシチ方式を適用することによる選択誤
りが生じていることが分かる。更に、区間ｃ１３（ｄ２
２）では両ブランチとも同期はずれを起こしているため
にランダム誤り状態になっており、１フレーム中には二
度と等化アルゴリズムの再引込を行なうことはない。
持つ等化器は、各々区間ｄ１１、ｄ２１では正常に動作
しているが、区間ｄ１２、ｄ２２ではフェージングによ
る受信レベル低下を起因とする同期はずれが生じて、等
化アルゴリズムが発散状態となることが分かる。ここ
で、単に２ブランチの等化誤差を比較選択するだけの手
法の場合、ｃ１２の区間では、ブランチIIの持つ等化器
が正常状態であるにも係わらず、ブランチＩの等化誤差
が偶然ブランチIIの等化誤差よりも小さい状態が生じた
ために、ダイバーシチ方式を適用することによる選択誤
りが生じていることが分かる。更に、区間ｃ１３（ｄ２
２）では両ブランチとも同期はずれを起こしているため
にランダム誤り状態になっており、１フレーム中には二
度と等化アルゴリズムの再引込を行なうことはない。
【０００９】ここで、前述した平均等化誤差を比較して
ブランチを選択する等化後選択合成ダイバーシチ受信方
式では、各ブランチが持つ判定帰還型等化器は全て独立
の関係にあり、あるブランチが持つ判定帰還型等化器の
等化出力の判定結果は、異なるブランチが持つ判定帰還
型等化器に影響を及ぼすことはない。すなわち、各ブラ
ンチのもつ判定帰還型等化器の性能は、１ブランチで受
信する場合に得られる通常の判定帰還型等化器の性能そ
のものであり、ダイバーシチ受信方式を適用することに
より得られる受信特性の改善効果は、単に伝搬状態の悪
い通信路を回避することにより得られるだけのものでし
かなく、ダイバーシチ受信方式を判定帰還型等化器に適
用することにより得られるメリットを完全に生かしてい
るとはいえない。
ブランチを選択する等化後選択合成ダイバーシチ受信方
式では、各ブランチが持つ判定帰還型等化器は全て独立
の関係にあり、あるブランチが持つ判定帰還型等化器の
等化出力の判定結果は、異なるブランチが持つ判定帰還
型等化器に影響を及ぼすことはない。すなわち、各ブラ
ンチのもつ判定帰還型等化器の性能は、１ブランチで受
信する場合に得られる通常の判定帰還型等化器の性能そ
のものであり、ダイバーシチ受信方式を適用することに
より得られる受信特性の改善効果は、単に伝搬状態の悪
い通信路を回避することにより得られるだけのものでし
かなく、ダイバーシチ受信方式を判定帰還型等化器に適
用することにより得られるメリットを完全に生かしてい
るとはいえない。
【００１０】本発明の目的は、等化誤差の積算による同
期はずれを回避し、さらにランダム選択誤りを防止する
ことができる等化後選択合成ダイバーシチ受信方式を提
供することにある。
期はずれを回避し、さらにランダム選択誤りを防止する
ことができる等化後選択合成ダイバーシチ受信方式を提
供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明による等化後選択合成ダイバーシチ受信方式
は、周波数選択性フェージングにより生じる符号間干渉
を等化する判定帰還型等化器を複数のアンテナから構成
されるアンテナダイバーシチ受信機の各ブランチに対し
て独立に設置し、等化誤差の平均値が最小となるアンテ
ナブランチの等化器出力判定値を選択，合成する等化後
選択合成ダイバーシチ受信方式において、複数シンボル
に亘る平均等化誤差が最小となるブランチの等化器出力
判定値を選択，合成すると共に、その選択判定値を用い
て全ての判定帰還型等化器の等化誤差を再計算し、全て
の判定帰還型等化器のタップ利得係数の更新を再計算し
た等化誤差を用いて行なうことを特徴とする構成を有し
ている。
に、本発明による等化後選択合成ダイバーシチ受信方式
は、周波数選択性フェージングにより生じる符号間干渉
を等化する判定帰還型等化器を複数のアンテナから構成
されるアンテナダイバーシチ受信機の各ブランチに対し
て独立に設置し、等化誤差の平均値が最小となるアンテ
ナブランチの等化器出力判定値を選択，合成する等化後
選択合成ダイバーシチ受信方式において、複数シンボル
に亘る平均等化誤差が最小となるブランチの等化器出力
判定値を選択，合成すると共に、その選択判定値を用い
て全ての判定帰還型等化器の等化誤差を再計算し、全て
の判定帰還型等化器のタップ利得係数の更新を再計算し
た等化誤差を用いて行なうことを特徴とする構成を有し
ている。
【００１２】
【発明の原理】図７は、本発明による等化誤差再計算型
等化後選択合成ダイバーシチ受信方式の等化精度特性を
表しており、本発明方式が従来方式に対して大きな改善
効果が得られることを示している。ただし、簡単のため
ブランチ数は２本としている。
等化後選択合成ダイバーシチ受信方式の等化精度特性を
表しており、本発明方式が従来方式に対して大きな改善
効果が得られることを示している。ただし、簡単のため
ブランチ数は２本としている。
【００１３】図において、まず、区間ｄ３１，ｄ４１で
は、ブランチＩ，IIの持つ等化器は各々正常に動作して
いる。ここで、ブランチＩではフェージングによる受信
レベルの落ち込みにより、区間ｄ３２で等化の同期はず
れが生じている。しかしながら、常に選択合成した判定
データを用いて等化誤差を再計算し、選択合成後の判定
データ系列をフィードバックタップに入力することによ
り、ブランチＩの等化器ではトレーニング系列を用いて
等化を行なっている状態と等価となり、区間ｄ３２（ｃ
２２）において等化アルゴリズムの再引込を行なうこと
ができる。同様に、区間ｄ４２（ｃ２３）では、ブラン
チIIの等化器が一旦同期はずれを生じるものの、ブラン
チＩの判定データを用いて等化アルゴリズムの再引込を
行なうことができ、同期はずれによる等化アルゴリズム
の発散状態、すなわちランダム誤り発生状態に移行する
ことがない。また、以上の現象は、等化誤差の積算によ
り生じる同期外れの場合についても当てはめることがで
きる。
は、ブランチＩ，IIの持つ等化器は各々正常に動作して
いる。ここで、ブランチＩではフェージングによる受信
レベルの落ち込みにより、区間ｄ３２で等化の同期はず
れが生じている。しかしながら、常に選択合成した判定
データを用いて等化誤差を再計算し、選択合成後の判定
データ系列をフィードバックタップに入力することによ
り、ブランチＩの等化器ではトレーニング系列を用いて
等化を行なっている状態と等価となり、区間ｄ３２（ｃ
２２）において等化アルゴリズムの再引込を行なうこと
ができる。同様に、区間ｄ４２（ｃ２３）では、ブラン
チIIの等化器が一旦同期はずれを生じるものの、ブラン
チＩの判定データを用いて等化アルゴリズムの再引込を
行なうことができ、同期はずれによる等化アルゴリズム
の発散状態、すなわちランダム誤り発生状態に移行する
ことがない。また、以上の現象は、等化誤差の積算によ
り生じる同期外れの場合についても当てはめることがで
きる。
【００１４】
【作用】本発明のように比較選択した判定値を用いて全
ての判定帰還型等化器における等化誤差を再計算し、そ
の等化誤差と判定データを用いてトランスバーサルフィ
ルタのタップ利得係数を更新することにより、従来の判
定帰還型等化器の欠点であった等化誤差の積算による同
期はずれの問題や、ダイバーシチ方式を適用した場合に
生じるランダム選択誤りの問題を解決することができ、
発明方式による判定帰還型等化器の良好な追従特性と等
化精度特性、並びに伝搬路に対するダイバーシチ効果に
より、従来の等化後選択合成ダイバーシチ受信方式の誤
り率特性を大幅に改善することができる。この誤り率特
性の大幅な改善により、陸上移動体通信システムの広帯
域化によるスループットの上昇、携帯機の省送信電力
化、チャネル間干渉の低減等に貢献することができる。
ての判定帰還型等化器における等化誤差を再計算し、そ
の等化誤差と判定データを用いてトランスバーサルフィ
ルタのタップ利得係数を更新することにより、従来の判
定帰還型等化器の欠点であった等化誤差の積算による同
期はずれの問題や、ダイバーシチ方式を適用した場合に
生じるランダム選択誤りの問題を解決することができ、
発明方式による判定帰還型等化器の良好な追従特性と等
化精度特性、並びに伝搬路に対するダイバーシチ効果に
より、従来の等化後選択合成ダイバーシチ受信方式の誤
り率特性を大幅に改善することができる。この誤り率特
性の大幅な改善により、陸上移動体通信システムの広帯
域化によるスループットの上昇、携帯機の省送信電力
化、チャネル間干渉の低減等に貢献することができる。
【００１５】
【実施例】図１に、本発明による等化誤差再計算型等化
後選択合成ダイバーシチ受信方式の構成法を示す。ただ
し、簡単のためアンテナブランチ数を２本としている。
図１において、ブランチＩ（１１），ブランチII（２
１）で受信された高周波信号は、各々独立の受信回路Ｉ
（１２），II（１３）によりベースバンド信号１３，２
３として等化器Ｉ（１４），II（２４）にそれぞれ入力
される。ここで、等化器Ｉ，IIの等化誤差１５，２５は
それぞれ等化誤差平均値検出回路Ｉ（１６），II（２
６）に入力され、等化ポイントを含めた過去Ｎシンボル
分の等化誤差の平均値を計算し、その平均等化誤差値バ
ーＥ1 （１７），バーＥ2 （２７）は等化誤差比較器３
１に入力され、平均等化誤差の小さいブランチが選択さ
れる。その選択情報３２はブランチ選択器３３に入力さ
れ、等化器Ｉからの判定値ハットａ1 （ｔ）（１８）と
等化器２からの判定値ハットａ2 （ｔ）（２８）の何れ
かを選択し、３４の判定データ値ハットａ（ｔ）として
検出する。
後選択合成ダイバーシチ受信方式の構成法を示す。ただ
し、簡単のためアンテナブランチ数を２本としている。
図１において、ブランチＩ（１１），ブランチII（２
１）で受信された高周波信号は、各々独立の受信回路Ｉ
（１２），II（１３）によりベースバンド信号１３，２
３として等化器Ｉ（１４），II（２４）にそれぞれ入力
される。ここで、等化器Ｉ，IIの等化誤差１５，２５は
それぞれ等化誤差平均値検出回路Ｉ（１６），II（２
６）に入力され、等化ポイントを含めた過去Ｎシンボル
分の等化誤差の平均値を計算し、その平均等化誤差値バ
ーＥ1 （１７），バーＥ2 （２７）は等化誤差比較器３
１に入力され、平均等化誤差の小さいブランチが選択さ
れる。その選択情報３２はブランチ選択器３３に入力さ
れ、等化器Ｉからの判定値ハットａ1 （ｔ）（１８）と
等化器２からの判定値ハットａ2 （ｔ）（２８）の何れ
かを選択し、３４の判定データ値ハットａ（ｔ）として
検出する。
【００１６】次に、この時刻ｔにおける判定データ値ハ
ットａ（ｔ）は、ブランチＩの等化誤差再計算部Ｉ（１
０１）とブランチIIの等化誤差再計算部II（２０１）に
各々入力され、判定データ値ハットａ（ｔ）と、各ブラ
ンチの等化器Ｉ，IIの等化出力ｙ1 （ｔ）（１９），ｙ
2 （ｔ）（２９）との誤差を再計算し、等化誤差再計算
値ｅ1 ’（ｔ）（１０２），ｅ2 ’（ｔ）（２０２）と
して各々等化器Ｉ（１４），II（２４）にフィードバッ
クされる。ただし、３４の判定データ値ハットａ（ｔ）
と等化器出力判定値ハットａ1 （ｔ）（１８）、及びハ
ットａ2 （ｔ）（２８）が相等しい場合、等化誤差を再
計算する必要はない。
ットａ（ｔ）は、ブランチＩの等化誤差再計算部Ｉ（１
０１）とブランチIIの等化誤差再計算部II（２０１）に
各々入力され、判定データ値ハットａ（ｔ）と、各ブラ
ンチの等化器Ｉ，IIの等化出力ｙ1 （ｔ）（１９），ｙ
2 （ｔ）（２９）との誤差を再計算し、等化誤差再計算
値ｅ1 ’（ｔ）（１０２），ｅ2 ’（ｔ）（２０２）と
して各々等化器Ｉ（１４），II（２４）にフィードバッ
クされる。ただし、３４の判定データ値ハットａ（ｔ）
と等化器出力判定値ハットａ1 （ｔ）（１８）、及びハ
ットａ2 （ｔ）（２８）が相等しい場合、等化誤差を再
計算する必要はない。
【００１７】次に、本発明方式に用いる判定帰還型等化
器１４，２４の構成例を図２に示す。図２において、判
定帰還型等化器はフィードフォワードフィルタ３７とフ
ィードバックフィルタ４３とそれらの出力３８，４４を
足し合わせる加算器３９、加算器出力４０を判定する判
定器４１、判定器出力４２と加算器出力４０との差を検
出する等化誤差検出回路４５、４６の等化誤差ｅ
i （ｔ）の平均値であるバーｅi （４８）を検出する等
化誤差平均値検出回路４７、並びに４０の加算出力ｙi
（ｔ）と３４の判定データハットａ（ｔ）から５０の等
化誤差再計算値ｅi （ｔ）を得る等化誤差再計算部４９
と、等化誤差再計算部４９の出力５０を用いてタップ利
得を計算，更新するタップ利得更新回路５１から構成さ
れている。この等化誤差の再計算値５０を用いてタップ
利得を計算し、更新タップ利得５２，５３を用いてフィ
ードフォワードフィルタ３７、及びフィードバックフィ
ルタ４３のタップ利得係数を更新することにより、フィ
ードバックフィルタにおける判定誤りの伝搬による特性
劣化や等化誤差の積算による特性劣化の問題を解決する
ことができ、更に一方のブランチが持つ等化器の等化ア
ルゴリズムが受信レベルの落ち込み等により発散した場
合でも、他方のブランチの等化器が正常に動作していれ
ば、その判定データをトレーニング系列と見做すことが
でき、等化アルゴリズムの発散後の再引込を行なうこと
ができる。
器１４，２４の構成例を図２に示す。図２において、判
定帰還型等化器はフィードフォワードフィルタ３７とフ
ィードバックフィルタ４３とそれらの出力３８，４４を
足し合わせる加算器３９、加算器出力４０を判定する判
定器４１、判定器出力４２と加算器出力４０との差を検
出する等化誤差検出回路４５、４６の等化誤差ｅ
i （ｔ）の平均値であるバーｅi （４８）を検出する等
化誤差平均値検出回路４７、並びに４０の加算出力ｙi
（ｔ）と３４の判定データハットａ（ｔ）から５０の等
化誤差再計算値ｅi （ｔ）を得る等化誤差再計算部４９
と、等化誤差再計算部４９の出力５０を用いてタップ利
得を計算，更新するタップ利得更新回路５１から構成さ
れている。この等化誤差の再計算値５０を用いてタップ
利得を計算し、更新タップ利得５２，５３を用いてフィ
ードフォワードフィルタ３７、及びフィードバックフィ
ルタ４３のタップ利得係数を更新することにより、フィ
ードバックフィルタにおける判定誤りの伝搬による特性
劣化や等化誤差の積算による特性劣化の問題を解決する
ことができ、更に一方のブランチが持つ等化器の等化ア
ルゴリズムが受信レベルの落ち込み等により発散した場
合でも、他方のブランチの等化器が正常に動作していれ
ば、その判定データをトレーニング系列と見做すことが
でき、等化アルゴリズムの発散後の再引込を行なうこと
ができる。
【００１８】最後に、本発明方式の誤り率特性を図８に
示す。ただし、Ｅb ／Ｎ0 は１ビット当たりの信号エネ
ルギーＥb と雑音電力密度Ｎ0 の比を表わし、情報伝送
速度１２８ｋｂｉｔ／ｓｅｃ、最大ドップラ広がりｆd
＝１００Ｈｚ、忘却係数λ＝０．９４、フィードフォワ
ードタップ数４（Ｔｓ／２の間隔、Ｔｓはシンボル周
期）、フィードバックタップ数２（Ｔｓの間隔）、ＴＤ
ＭＡ１フレーム１２８シンボル、トレーニング系列長１
４シンボルの条件下において、独立で平均電力の等しい
レイリーフェージング波が、１シンボル周期Ｔｓ分だけ
遅延時間差を含んで到来する伝搬路を仮定してシミュレ
ーションを行なっている。これらのシミュレーション条
件は次世代ディジタル移動通信システムを想定したもの
として、極めて妥当なものである。また、等化誤差の平
均値を求めるために要するシンボル数Ｎは１シンボル、
すなわち等化ポイントにおける等化誤差値そのものとし
ている。
示す。ただし、Ｅb ／Ｎ0 は１ビット当たりの信号エネ
ルギーＥb と雑音電力密度Ｎ0 の比を表わし、情報伝送
速度１２８ｋｂｉｔ／ｓｅｃ、最大ドップラ広がりｆd
＝１００Ｈｚ、忘却係数λ＝０．９４、フィードフォワ
ードタップ数４（Ｔｓ／２の間隔、Ｔｓはシンボル周
期）、フィードバックタップ数２（Ｔｓの間隔）、ＴＤ
ＭＡ１フレーム１２８シンボル、トレーニング系列長１
４シンボルの条件下において、独立で平均電力の等しい
レイリーフェージング波が、１シンボル周期Ｔｓ分だけ
遅延時間差を含んで到来する伝搬路を仮定してシミュレ
ーションを行なっている。これらのシミュレーション条
件は次世代ディジタル移動通信システムを想定したもの
として、極めて妥当なものである。また、等化誤差の平
均値を求めるために要するシンボル数Ｎは１シンボル、
すなわち等化ポイントにおける等化誤差値そのものとし
ている。
【００１９】図８より、点線で示す従来の等化後選択合
成ダイバーシチ受信方式に比較して、実線で示す本発明
方式による等化誤差再計算型選択合成ダイバーシチ受信
方式の方がフロアー領域において誤り率特性が１桁も改
善されていることが分かる。この、陸上移動通信システ
ムの伝搬モデルに則したシミュレーションの結果から、
実際の陸上移動無線回線においても本発明方式による誤
り率特性の大幅な改善効果が得られることは明らかであ
る。
成ダイバーシチ受信方式に比較して、実線で示す本発明
方式による等化誤差再計算型選択合成ダイバーシチ受信
方式の方がフロアー領域において誤り率特性が１桁も改
善されていることが分かる。この、陸上移動通信システ
ムの伝搬モデルに則したシミュレーションの結果から、
実際の陸上移動無線回線においても本発明方式による誤
り率特性の大幅な改善効果が得られることは明らかであ
る。
【００２０】
【発明の効果】本発明のように、比較選択した判定値を
用いて全ての判定帰還型等化器における等化誤差を再計
算し、その等化誤差再計算値と比較選択した判定データ
を用いてトランスバーサルフィルタのタップ利得係数を
更新することにより、従来の判定帰還型等化器の欠点で
あった等化誤差の積算による同期はずれの問題や、ダイ
バーシチ方式を適用した場合に生じるランダム選択誤り
の問題を解決することができると共に、本発明方式によ
る判定帰還型等化器の良好な追従特性と等化精度特性、
並びに伝搬路に対するダイバーシチ効果により、レイリ
ーフェージングによる受信レベルの落ち込みや、周波数
選択性フェージングによる符号間干渉が問題となる陸上
移動通信路において、その受信特性を大幅に改善するこ
とができる。
用いて全ての判定帰還型等化器における等化誤差を再計
算し、その等化誤差再計算値と比較選択した判定データ
を用いてトランスバーサルフィルタのタップ利得係数を
更新することにより、従来の判定帰還型等化器の欠点で
あった等化誤差の積算による同期はずれの問題や、ダイ
バーシチ方式を適用した場合に生じるランダム選択誤り
の問題を解決することができると共に、本発明方式によ
る判定帰還型等化器の良好な追従特性と等化精度特性、
並びに伝搬路に対するダイバーシチ効果により、レイリ
ーフェージングによる受信レベルの落ち込みや、周波数
選択性フェージングによる符号間干渉が問題となる陸上
移動通信路において、その受信特性を大幅に改善するこ
とができる。
【図１】本発明による等化誤差再計算型等化後選択合成
ダイバーシチ受信方式の構成例を示すブロック図であ
る。
ダイバーシチ受信方式の構成例を示すブロック図であ
る。
【図２】本発明に用いる判定帰還型等化器の構成例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図３】従来の受信レベルによりブランチ選択を行なう
等化後選択合成ダイバーシチ受信方式の例を示すブロッ
ク図である。
等化後選択合成ダイバーシチ受信方式の例を示すブロッ
ク図である。
【図４】従来の等化誤差によりブランチ選択を行なう等
化後選択合成ダイバーシチ受信方式の例を示すブロック
図である。
化後選択合成ダイバーシチ受信方式の例を示すブロック
図である。
【図５】従来の等化誤差によりブランチ選択を行なう等
化後選択合成ダイバーシチ受信方式に用いる判定帰還型
等化器の構成例を示すブロック図である。
化後選択合成ダイバーシチ受信方式に用いる判定帰還型
等化器の構成例を示すブロック図である。
【図６】従来の等化後選択合成ダイバーシチ受信方式に
おける等化精度特性を示すタイムチャートである。
おける等化精度特性を示すタイムチャートである。
【図７】本発明による等化誤差再計算型等化後選択合成
ダイバーシチ受信方式における等化誤差特性を示すタイ
ムチャートである。
ダイバーシチ受信方式における等化誤差特性を示すタイ
ムチャートである。
【図８】本発明による等化誤差再計算型等化後選択合成
ダイバーシチ受信方式の誤り率特性を従来例と比較して
示す特性図である。
ダイバーシチ受信方式の誤り率特性を従来例と比較して
示す特性図である。
１１，２１ ブランチアンテナ １２，２２ 受信回路 １３，２３ ベースバンド信号 １４，２４ 等化器 １５，２５ 等化誤差 １６，２６ 等化誤差平均値検出回路 １７，２７ 等化誤差平均値 １８，２８ 等化器出力の判定値 １９，２９ 等化器出力 １０１，２０１ 等化誤差再計算部 １０２，２０２ 等化誤差再計算値 １０３，２０３ 受信レベル検出器 ３１ 等化誤差比較器 ３２ ブランチ選択情報 ３３ ブランチ選択器 ３４ 判定データ ３６ 等化器入力 ３７ フィードフォワードフィルタ ３８ フィードフォワードフィルタ出力 ３９ 加算器 ４０ 加算器出力 ４１ 判定器 ４２ 等化器出力の判定値 ４３ フィードバックフィルタ ４４ フィードバックフィルタ出力 ４５ 等化誤差検出回路 ４６ 等化誤差 ４７ 等化誤差平均値検出回路 ４８ 等化誤差平均値 ４９ 等化誤差再計算部 ５０ 等化誤差再計算値 ５１ タップ利得更新回路 ５２ フィードバックフィルタのタップ利得更新値 ５３ フィードフォワードフィルタのタップ利得更新値 ５４ 受信レベル比較器 ５５ 選択情報 ５６ 選択情報 ５７ 等化誤差 Ｂ１１ 従来方式のブランチ１における等化誤差特性 Ｂ１２ 発明方式のブランチ１における等化誤差特性 Ｂ２１ 従来方式のブランチ２における等化誤差特性 Ｂ２２ 発明方式のブランチ２における等化誤差特性 ｃ１１，ｃ２１〜ｃ２５ 判定誤り無し区間 ｃ１２ 選択誤り区間 ｃ１３ ランダム誤り区間 ｄ１１〜ｄ４１，ｄ３３、ｄ４３ 収束状態 ｄ１２〜ｄ４２ 発散状態 Ｄ１ 従来方式における判定データ系列 Ｄ２ 発明方式における判定データ系列 ｔ１〜ｔ４ トレーニング系列
Claims (1)
- 【請求項１】 周波数選択性フェージングにより生じる
符号間干渉を等化する判定帰還型等化器を複数のアンテ
ナから構成されるアンテナダイバーシチ受信機の各ブラ
ンチに対して独立に設置し、等化誤差の平均値が最小と
なるアンテナブランチの等化器出力判定値を選択，合成
する等化後選択合成ダイバーシチ受信方式において、 複数シンボルに亘る平均等化誤差が最小となるブランチ
の等化器出力判定値を選択，合成すると共に、該選択判
定値を用いて全ての判定帰還型等化器の等化誤差を再計
算し、全ての該判定帰還型等化器のタップ利得係数の更
新を該再計算した等化誤差を用いて行なうことにより、
全てのブランチアンテナに設置されている判定帰還型等
化器の等化精度と伝搬路への追従精度を向上させること
を特徴とする等化後選択合成ダイバーシチ受信方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5023441A JP2649766B2 (ja) | 1993-01-20 | 1993-01-20 | 等化後選択合成ダイバーシチ受信方式 |
| US08/181,197 US5455844A (en) | 1993-01-20 | 1994-01-13 | Selection diversity system using decision feedback equalizer in digital mobile telecommunication systems |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5023441A JP2649766B2 (ja) | 1993-01-20 | 1993-01-20 | 等化後選択合成ダイバーシチ受信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06216816A JPH06216816A (ja) | 1994-08-05 |
| JP2649766B2 true JP2649766B2 (ja) | 1997-09-03 |
Family
ID=12110593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5023441A Expired - Fee Related JP2649766B2 (ja) | 1993-01-20 | 1993-01-20 | 等化後選択合成ダイバーシチ受信方式 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5455844A (ja) |
| JP (1) | JP2649766B2 (ja) |
Families Citing this family (33)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08279781A (ja) * | 1995-04-06 | 1996-10-22 | Fujitsu Ltd | 中継装置、端局装置および受信機 |
| US5751762A (en) * | 1996-02-15 | 1998-05-12 | Ericsson Inc. | Multichannel receiver using analysis by synthesis |
| JP3039365B2 (ja) * | 1996-04-15 | 2000-05-08 | 日本電気株式会社 | 受信同期位置制御方式 |
| US5909465A (en) * | 1996-12-05 | 1999-06-01 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for bidirectional demodulation of digitally modulated signals |
| US5710995A (en) * | 1997-01-16 | 1998-01-20 | Ford Motor Company | Adaptive antenna receiver |
| US5930296A (en) * | 1997-04-08 | 1999-07-27 | Glenayre Electronics, Inc. | Low-complexity bidirectional equalizer |
| US6574293B1 (en) * | 1998-10-28 | 2003-06-03 | Ericsson Inc. | Receivers and methods for reducing interference in radio communications |
| EP1119145A1 (en) * | 2000-01-20 | 2001-07-25 | TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) | Parallel decision feedback equalizer with adaptive thresholding based on noise estimates |
| JP2001256728A (ja) * | 2000-03-10 | 2001-09-21 | Fujitsu Ltd | 半導体装置 |
| US20020021750A1 (en) * | 2000-05-12 | 2002-02-21 | Belotserkovsky Maxim B. | Method and apparatus for selective equalizer tap initialization in an OFDM system |
| US7167516B1 (en) * | 2000-05-17 | 2007-01-23 | Marvell International Ltd. | Circuit and method for finding the sampling phase and canceling precursor intersymbol interference in a decision feedback equalized receiver |
| US7020175B2 (en) * | 2000-09-21 | 2006-03-28 | Motorola, Inc. | MMSE reception of DS-CDMA with transmit diversity |
| US7224726B2 (en) | 2001-03-28 | 2007-05-29 | Broadcom Corporation | System and method for terrestrial high-definition television reception |
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| DE60238228D1 (de) * | 2001-05-11 | 2010-12-23 | Panasonic Corp | Diversitätsempfänger |
| JP2002344362A (ja) * | 2001-05-14 | 2002-11-29 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 等化装置、受信装置、及び等化方法並びに受信方法 |
| JP3691449B2 (ja) * | 2002-03-25 | 2005-09-07 | 三洋電機株式会社 | ダイバーシティ回路およびこの回路を備えるダイバーシティ受信装置 |
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| US20050111593A1 (en) * | 2002-08-30 | 2005-05-26 | Fujitsu Limited | Decoding apparatus |
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| US7126378B2 (en) | 2003-12-17 | 2006-10-24 | Rambus, Inc. | High speed signaling system with adaptive transmit pre-emphasis |
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| US7233164B2 (en) * | 2003-12-17 | 2007-06-19 | Rambus Inc. | Offset cancellation in a multi-level signaling system |
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| US8699644B1 (en) * | 2010-10-28 | 2014-04-15 | Marvell International Ltd. | Adaptive low-complexity channel estimation |
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| JP4850979B1 (ja) * | 2011-05-16 | 2012-01-11 | パナソニック株式会社 | 等化装置及び等化方法 |
| US9521018B1 (en) | 2015-12-18 | 2016-12-13 | Collision Communications, Inc. | Wireless receiver for turbo loop multiuser detection incorporating prior loop residual estimation errors |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5345452A (en) * | 1991-05-29 | 1994-09-06 | Nec Corporation | Adaptive equalizer for removing nonlinear distortions from digital signals |
-
1993
- 1993-01-20 JP JP5023441A patent/JP2649766B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-01-13 US US08/181,197 patent/US5455844A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5455844A (en) | 1995-10-03 |
| JPH06216816A (ja) | 1994-08-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |