JP2637601B2 - 高調波抑制装置の制御方法 - Google Patents
高調波抑制装置の制御方法Info
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- JP2637601B2 JP2637601B2 JP2080265A JP8026590A JP2637601B2 JP 2637601 B2 JP2637601 B2 JP 2637601B2 JP 2080265 A JP2080265 A JP 2080265A JP 8026590 A JP8026590 A JP 8026590A JP 2637601 B2 JP2637601 B2 JP 2637601B2
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- winding
- current
- transformer
- power
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は系統連系に必要な基本波電圧を上位系統から
変圧器を介して供給し、高調波補償電圧のみを発生させ
る方式の電力用アクティブフィルタにおいて、広範囲の
周波数領域で***振等の高調波拡大現象を抑制すること
を目的とした制御方法に関するものである。
変圧器を介して供給し、高調波補償電圧のみを発生させ
る方式の電力用アクティブフィルタにおいて、広範囲の
周波数領域で***振等の高調波拡大現象を抑制すること
を目的とした制御方法に関するものである。
［従来の技術］ 電力系統の高調波対策として用いられる高調波抑制用
のフィルタとして、第４図に示すような構成を有するも
のを特願平１−197438号で提案した。
のフィルタとして、第４図に示すような構成を有するも
のを特願平１−197438号で提案した。
図において、３巻線変圧器５は受電変圧器であり、１
次（電源）側巻数と２次（負荷）側巻線、３次側巻線の
比はn:1:1としている。
次（電源）側巻数と２次（負荷）側巻線、３次側巻線の
比はn:1:1としている。
電源４に接続された３巻線変圧器５の２次巻線端子に
母線６が設置され、２次巻線と３次巻線の同極性端子間
にインバータの結合用変圧器８の片側巻線を直列に接続
し、この結合用変圧器の他の巻線側にインバータを接続
する。また、母線６に接続されている高調波発生負荷１
に対して例えば３次、５次高調波に同調したＬ−Ｃフィ
ルタ群が母線６に接続される。
母線６が設置され、２次巻線と３次巻線の同極性端子間
にインバータの結合用変圧器８の片側巻線を直列に接続
し、この結合用変圧器の他の巻線側にインバータを接続
する。また、母線６に接続されている高調波発生負荷１
に対して例えば３次、５次高調波に同調したＬ−Ｃフィ
ルタ群が母線６に接続される。
また、高調波発生負荷１から発生し、Ｌ−Ｃフィルタ
群２によって吸収できなかった高調波電流を検出するCT
9が母線６に結合され、高調波電流検出器10で、抑制の
対象となる高調波電流が取り出され、制御回路11でイバ
ータ制御信号が形成され、３巻線変圧器の２次巻線に流
入する高調波電流を打ち消す方向で補償する電流をイン
バータ12が発生する。
群２によって吸収できなかった高調波電流を検出するCT
9が母線６に結合され、高調波電流検出器10で、抑制の
対象となる高調波電流が取り出され、制御回路11でイバ
ータ制御信号が形成され、３巻線変圧器の２次巻線に流
入する高調波電流を打ち消す方向で補償する電流をイン
バータ12が発生する。
この構成で、電源４から３巻線変圧器５の３次側を基
本波電圧Voを供給し、インバータ12はこの電圧Voの上に
所要のVnを結合変圧器８を介して重畳させ、系統母線６
に連系できることになる。
本波電圧Voを供給し、インバータ12はこの電圧Voの上に
所要のVnを結合変圧器８を介して重畳させ、系統母線６
に連系できることになる。
実際には母線６の電圧Voと三次巻線の作るVoの若干の
差を補正する補正用基本波電圧をもインバータ12は発生
させる必要がある。
差を補正する補正用基本波電圧をもインバータ12は発生
させる必要がある。
この構成によりインハータの容量を小さくすることが
でき、例えば高調波発生負荷１がサイクロコンバータで
あったり、変圧器の投入等で２次に近い周波数における
***振による高調波拡大現象も抑制することができる。
補償動作中、インバータによる補償電流は電源４に流れ
るが、電源４は上位系統にあるため小さな値となり、事
実上何等の影響を生じない。
でき、例えば高調波発生負荷１がサイクロコンバータで
あったり、変圧器の投入等で２次に近い周波数における
***振による高調波拡大現象も抑制することができる。
補償動作中、インバータによる補償電流は電源４に流れ
るが、電源４は上位系統にあるため小さな値となり、事
実上何等の影響を生じない。
［発明が解決しようとする課題］ 上述のように原理的には高調波発生負荷で発生する高
調波による、特定次の***振等の拡大現象を抑制するこ
とが出来るが、この場合、等価的には変圧器のインピー
ダンスを短絡した場合と同一となり、***振周波数が高
い方へ移動する結果となる。よって、その新たな***振
周波数の高調波電流が負荷より流出すると、その周波数
での高調波拡大現象は抑制出来ない問題点があった。
調波による、特定次の***振等の拡大現象を抑制するこ
とが出来るが、この場合、等価的には変圧器のインピー
ダンスを短絡した場合と同一となり、***振周波数が高
い方へ移動する結果となる。よって、その新たな***振
周波数の高調波電流が負荷より流出すると、その周波数
での高調波拡大現象は抑制出来ない問題点があった。
［課題を解決するための手段］ 本発明は電力用アクティブフィルタにおいて、広範囲
の周波数領域で生じる高調波拡大現象を抑制するため、
負荷電流から高調波電流を検出し、その信号を積分＋比
例回路を通してインバータ電流指令信号とする制御方法
にある。
の周波数領域で生じる高調波拡大現象を抑制するため、
負荷電流から高調波電流を検出し、その信号を積分＋比
例回路を通してインバータ電流指令信号とする制御方法
にある。
以下にその詳細を説明する。まず、ここで高調波拡大
現象を生じる理由を説明する。本発明が適用される第４
図の回路を等価的に表わしてみると第１図のとおりであ
る。高調波発生負荷であるサイクロコンバータ（以下CC
と略す）は、比較的高％インピーダンスの受電トランス
Trを介して系統に接続されている。また、アクティブフ
ィルタ（以下AFと略す）を流れる高調波電流Iafは受電T
rと並列に電源側と接続された形で表わされる。
現象を生じる理由を説明する。本発明が適用される第４
図の回路を等価的に表わしてみると第１図のとおりであ
る。高調波発生負荷であるサイクロコンバータ（以下CC
と略す）は、比較的高％インピーダンスの受電トランス
Trを介して系統に接続されている。また、アクティブフ
ィルタ（以下AFと略す）を流れる高調波電流Iafは受電T
rと並列に電源側と接続された形で表わされる。
CCはサイリスタをスイッチ素子として用いていること
から、遅相無効電力を発生する。よって力率改善のた
め、受電Trより負荷側に進相コンデンサＣを設けてい
る。
から、遅相無効電力を発生する。よって力率改善のた
め、受電Trより負荷側に進相コンデンサＣを設けてい
る。
CCは、出力周波数に対応して、電源側に低次の高調波
電流を流出するが、AFがない状態では、受電Trを含めた
電源側のインダクタンスと、進相コンデンサのキャパシ
タンスにより高調波拡大現象を生じる。
電流を流出するが、AFがない状態では、受電Trを含めた
電源側のインダクタンスと、進相コンデンサのキャパシ
タンスにより高調波拡大現象を生じる。
この現象に対応するためAFを第１図により説明したよ
うに導入するのであるが、すでに述べたようにAFの容量
を低減できる接続となっている。
うに導入するのであるが、すでに述べたようにAFの容量
を低減できる接続となっている。
次にAFを前述のように導入した場合について、電源へ
流出する高調波電流の抑制について説明する。
流出する高調波電流の抑制について説明する。
本方式の場合は、AFに流れ込む電流は必ず電源に流出
することから、AFによって高調波を吸収補償するのでは
なく、電源への拡大流出を抑制補償することが、本発明
の目的である。
することから、AFによって高調波を吸収補償するのでは
なく、電源への拡大流出を抑制補償することが、本発明
の目的である。
AF自体は電流源として動作するが、上記の抑制効果を
持たすには、AFも含めた電源側のインピーダンスがコン
デンサ群に対して高インピーダンスであるか、***振周
波数においても高調波拡大現象を生じないインピーダン
スであるように見なせればよい。
持たすには、AFも含めた電源側のインピーダンスがコン
デンサ群に対して高インピーダンスであるか、***振周
波数においても高調波拡大現象を生じないインピーダン
スであるように見なせればよい。
そこで、第２図に示すように、AFを任意のインピーダ
ンス特性素子Ｋ（Ｓ）と置き換えて考察する。
ンス特性素子Ｋ（Ｓ）と置き換えて考察する。
今、第１図において進相コンデンサＣの接続点Ａ点か
ら電源側のインピーダンスZs（Ｓ）は、次式で与えられ
る。
ら電源側のインピーダンスZs（Ｓ）は、次式で与えられ
る。
なお、Lsは第１図の電源のインダクタンス、Ltは受電
Trのインダクタンスである。
Trのインダクタンスである。
一方、電源側への高調波電流の拡大流出を抑制するた
めに、第３図に示すようなLC振動回路に制動抵抗を付加
した回路が第１図の回路と等価になるように検討する。
めに、第３図に示すようなLC振動回路に制動抵抗を付加
した回路が第１図の回路と等価になるように検討する。
第３図より***振が生じない電源インピーダンスLa,R
aを任意に設定すると電源側のインピーダンスZs（Ｓ）
は次式となる。
aを任意に設定すると電源側のインピーダンスZs（Ｓ）
は次式となる。
Zs（Ｓ）＝LaS＋Ra （２） よって、（１），（２）式より が得られ、Ｋ（Ｓ）は次式として求まる。
また、Ｋ（Ｓ）が（４）式で与えられた場合、電源側
へ流出する電流の高調波成分Isに対してAFの電流Iafは
次式で与えられる。なお、Isは負荷電流から基本波成分
を除去した電流である。
へ流出する電流の高調波成分Isに対してAFの電流Iafは
次式で与えられる。なお、Isは負荷電流から基本波成分
を除去した電流である。
Ｇ（Ｓ）は伝達関数である。
（５）式を時間領域の信号になおすと、 これにより、電源へ流出する負荷電流から高調波成分Is
（または第１図中のId）を検出し、その信号を、比例＋
積分、すなわち 回路を通してインバータ電流指令信号とすることによ
り、AF電流Iafを流し、電源側に流出する高調波電流を
抑制できる。また、電源側に既存する高調電圧源の影響
もLa,Raの与え方によって任意の値に抑制することが可
能となる。
（または第１図中のId）を検出し、その信号を、比例＋
積分、すなわち 回路を通してインバータ電流指令信号とすることによ
り、AF電流Iafを流し、電源側に流出する高調波電流を
抑制できる。また、電源側に既存する高調電圧源の影響
もLa,Raの与え方によって任意の値に抑制することが可
能となる。
第５図に補償特性グラフを示す。AFが無い場合は、２
次あるいは３次近傍に***振点が存在し、第２高調波が
負荷より発生すると、電源へ流入する同高調波電流は約
４倍に拡大する。それに対し、AFを用いる場合は１〜２
次調波では最大約1.5倍程度拡大しているが、***振は
充分抑制できている。
次あるいは３次近傍に***振点が存在し、第２高調波が
負荷より発生すると、電源へ流入する同高調波電流は約
４倍に拡大する。それに対し、AFを用いる場合は１〜２
次調波では最大約1.5倍程度拡大しているが、***振は
充分抑制できている。
一方AF電流は、低次になる程拡大する傾向にあるが、
LCフィルタとの役割分担等、良好な結果を示している。
LCフィルタとの役割分担等、良好な結果を示している。
次に、負荷に第２高調波電流源が存在した場合、本発
明のAF制御を用いた場合と用いない場合のシュミレーシ
ョン波形を第６図（イ）、（ロ）に示す。本発明のAF制
御を用いない場合、電源へ流入する高調波電流が拡大し
て、脈動を生じる不安定現象が見られる。一方、本発明
のAF制御を用いた場合は、電源へ流入する電流、受電点
電圧ともに安定に抑制されることが明らかになった。
明のAF制御を用いた場合と用いない場合のシュミレーシ
ョン波形を第６図（イ）、（ロ）に示す。本発明のAF制
御を用いない場合、電源へ流入する高調波電流が拡大し
て、脈動を生じる不安定現象が見られる。一方、本発明
のAF制御を用いた場合は、電源へ流入する電流、受電点
電圧ともに安定に抑制されることが明らかになった。
また電源に第２高調波電圧源が存在した場合、本発明
のAF制御を用いた場合と用いない場合のシュミレーショ
ン波形を第７図（イ）、（ロ）に示す。これによれば、
本発明のAF制御を用いることによって、負荷に流入する
高調波電流は安定に抑制されることが明らかとなった。
のAF制御を用いた場合と用いない場合のシュミレーショ
ン波形を第７図（イ）、（ロ）に示す。これによれば、
本発明のAF制御を用いることによって、負荷に流入する
高調波電流は安定に抑制されることが明らかとなった。
［発明の効果］ 本発明は電力系統において負荷への受電用３巻線変圧
器の２次側（負荷側）と３次側の端子間を結ぶ結合変圧
器を介して高調波補正電流を発生する電力用アクティブ
フィルタに対し、検出負荷高調波電流を伝達関数によ
り、振幅、位相変換した信号を与えることにより系統の
高調波拡大現象を抑制することができる。
器の２次側（負荷側）と３次側の端子間を結ぶ結合変圧
器を介して高調波補正電流を発生する電力用アクティブ
フィルタに対し、検出負荷高調波電流を伝達関数によ
り、振幅、位相変換した信号を与えることにより系統の
高調波拡大現象を抑制することができる。
また、本発明の制御に用いる伝達関数Ｇ（Ｓ）は積
分、比例形のため、負荷電流計測系等から入るノイズ等
の影響等を除去できる有利さがある。
分、比例形のため、負荷電流計測系等から入るノイズ等
の影響等を除去できる有利さがある。
第１図は本発明における系統とアクティブフィルタの主
回路接続図である。 第２図はアクティブフィルタの等価回路図である。 第３図はアクティブフィルタを用いた系統の第１図との
等価回路図である。 第４図は既提案の系統におけるアクティブフィルタ接続
図である。 第５図は本発明による高調波電流の補償特性の一例を示
す。 第６図（イ）、（ロ）は負荷に高調波電流源が存在する
場合に、本発明のAF制御を用いたときの特性と用いない
ときの特性をそれぞれ示す。 第７図（イ）、（ロ）は電源に高調波電圧源が存在する
場合に、本発明のAF制御を用いたときの特性と用いない
ときの特性をそれぞれ示す。 １……高周波発生負荷、２……LCフィルタ群、３……ア
クティブフィルタ、４……電源、５……３巻線変圧器、
６……母線、８……結合変圧器、９……CT、10……高調
波電流検出器、11……制御回路。
回路接続図である。 第２図はアクティブフィルタの等価回路図である。 第３図はアクティブフィルタを用いた系統の第１図との
等価回路図である。 第４図は既提案の系統におけるアクティブフィルタ接続
図である。 第５図は本発明による高調波電流の補償特性の一例を示
す。 第６図（イ）、（ロ）は負荷に高調波電流源が存在する
場合に、本発明のAF制御を用いたときの特性と用いない
ときの特性をそれぞれ示す。 第７図（イ）、（ロ）は電源に高調波電圧源が存在する
場合に、本発明のAF制御を用いたときの特性と用いない
ときの特性をそれぞれ示す。 １……高周波発生負荷、２……LCフィルタ群、３……ア
クティブフィルタ、４……電源、５……３巻線変圧器、
６……母線、８……結合変圧器、９……CT、10……高調
波電流検出器、11……制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 多田 知史 京都府京都市右京区梅津高畝町47番地 日新電機株式会社内 (72)発明者 池田 春男 東京都国分寺市光町２丁目８番地38 財 団法人鉄道総合技術研究所内 (72)発明者 岩重 和美 東京都国分寺市光町２丁目８番地38 財 団法人鉄道総合技術研究所内 (72)発明者 白石 弘 東京都国分寺市光町２丁目８番地38 財 団法人鉄道総合技術研究所内 (56)参考文献 特開 平１−131240（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−240327（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−65024（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】電力系統母線に連系して運用されるアクテ
ィブフィルタの出力電圧のうち、系統母線連系に必要な
基本波電圧成分は該母線の上位系統から３巻線変圧器を
介して供給し、前記３巻線変圧器の２次巻線と３次巻線
の同極性端子間に結合用変圧器の片側巻線を直列に接続
するとともに他の巻線側にインバータを接続して該結合
用変圧器を介して補正用基本波電圧と高調波電圧を発生
させる電力用アクティブフィルタにおいて、高調波発生
負荷の負荷電流から高調波電流を検出し、該高調波電流
による信号を下式演算を行う積分＋比例回路を通して前
記アクティブフィルタを構成する前記インバータの電流
指令信号とすることを特徴とする高調波抑制装置の制御
方法。 但し、 Ls:電源のインダクタンス Lt:3巻線変圧器のインダクタンス La、Ra:***振が生じない電源インピーダンス Is:電源側へ流出する高調波電流
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2080265A JP2637601B2 (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | 高調波抑制装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2080265A JP2637601B2 (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | 高調波抑制装置の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03284128A JPH03284128A (ja) | 1991-12-13 |
| JP2637601B2 true JP2637601B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=13713478
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2080265A Expired - Lifetime JP2637601B2 (ja) | 1990-03-28 | 1990-03-28 | 高調波抑制装置の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2637601B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9825556B2 (en) * | 2015-03-25 | 2017-11-21 | Sunpower Corporation | Converter topologies for common mode voltage reduction |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0834669B2 (ja) * | 1986-06-26 | 1996-03-29 | 三菱電機株式会社 | 高調波抑制装置 |
| JPS6460228A (en) * | 1987-08-27 | 1989-03-07 | Nissin Electric Co Ltd | Series compensating type harmonic suppressor |
-
1990
- 1990-03-28 JP JP2080265A patent/JP2637601B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03284128A (ja) | 1991-12-13 |
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