JP3162578B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電源系統の電圧変動及び
高調波を抑制する機能を有する電力変換装置に関する。
高調波を抑制する機能を有する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ア―ク炉のようにその電力変動が
不規則でかつ容量が大きく、また不規則に高調波を発生
する負荷によって生じる電源系統の電圧変動及び高調波
を抑制する場合、負荷の無効電力及び逆相電流及び高調
波電流を補償するための装置を負荷と並列に設置してい
る。その代表例として特開平3-183324号公報に記載され
た技術がある。
不規則でかつ容量が大きく、また不規則に高調波を発生
する負荷によって生じる電源系統の電圧変動及び高調波
を抑制する場合、負荷の無効電力及び逆相電流及び高調
波電流を補償するための装置を負荷と並列に設置してい
る。その代表例として特開平3-183324号公報に記載され
た技術がある。
【０００３】図７は電圧変動及び高調波抑制のための電
力変換装置の概略的な回路構成図であるが、ここでは煩
雑さを避けるため、三相系統を単線結線図として示して
ある。
力変換装置の概略的な回路構成図であるが、ここでは煩
雑さを避けるため、三相系統を単線結線図として示して
ある。
【０００４】図７において、負荷１には交流電源２より
送電線３（そのインピ―ダンスをｊｘｓとする）及び受
電変圧器４（そのインピ―ダンスをｊｘＴとする）を介
して電力が供給される。電圧変動及び高調波抑制のため
の自励式変換装置５は負荷１と並列に設置され、高調波
フィルタ６は負荷１から発生する高調波の抑制及び力率
改善を目的として設置される。
送電線３（そのインピ―ダンスをｊｘｓとする）及び受
電変圧器４（そのインピ―ダンスをｊｘＴとする）を介
して電力が供給される。電圧変動及び高調波抑制のため
の自励式変換装置５は負荷１と並列に設置され、高調波
フィルタ６は負荷１から発生する高調波の抑制及び力率
改善を目的として設置される。
【０００５】制御回路10は、以下のように構成されてい
る。すなわち、変流器11により検出される負荷電流ｉL
と、電圧検出用変圧器12により検出される系統電圧ｖが
入力され、電圧変動を抑制するための電流指令値ｉLOを
求める電流指令演算部13と、変流器14により検出される
電源系統に流れる系統電流ｉS が入力され、電源系統に
流出する高調波を抑制するための高調波電流指令値ｉHO
を求める高調波電流指令演算部15と、電流指令値ｉLO，
ｉHOを加算する加算回路16とを備え、この加算回路16で
加算された自励式変換装置５の電流指令値ｉCOと変流器
17により検出された自励式変換装置５に流れる電流ｉC
との偏差に応じて誤差アンプ（ＡＣＲ）18及びゲ―ト回
路19を介して電流ｉC を制御する構成となっている。
る。すなわち、変流器11により検出される負荷電流ｉL
と、電圧検出用変圧器12により検出される系統電圧ｖが
入力され、電圧変動を抑制するための電流指令値ｉLOを
求める電流指令演算部13と、変流器14により検出される
電源系統に流れる系統電流ｉS が入力され、電源系統に
流出する高調波を抑制するための高調波電流指令値ｉHO
を求める高調波電流指令演算部15と、電流指令値ｉLO，
ｉHOを加算する加算回路16とを備え、この加算回路16で
加算された自励式変換装置５の電流指令値ｉCOと変流器
17により検出された自励式変換装置５に流れる電流ｉC
との偏差に応じて誤差アンプ（ＡＣＲ）18及びゲ―ト回
路19を介して電流ｉC を制御する構成となっている。
【０００６】図８は自励式変換装置の詳細図である。自
励式変換装置５は交流リアクトル２１と、ＧＴＯ２２を
直列に接続し、ＧＴＯ22に並列にダイオ―ド23が接続さ
れたア―ムと、このア―ムに並列にＧＴＯ22がスイッチ
ングする際に発生するリプル電圧を除去し、直流電圧を
平滑化する直流コンデンサ24とで構成されている。
励式変換装置５は交流リアクトル２１と、ＧＴＯ２２を
直列に接続し、ＧＴＯ22に並列にダイオ―ド23が接続さ
れたア―ムと、このア―ムに並列にＧＴＯ22がスイッチ
ングする際に発生するリプル電圧を除去し、直流電圧を
平滑化する直流コンデンサ24とで構成されている。
【０００７】図１の構成において、電流指令演算部13は
負荷電流ｉL と系統電圧ｖとから負荷が消費する無効電
力を演算し、さらにこの無効電力を補正するための電流
指令値ｉLOを演算する。高調波電流指令演算部15は系統
電流ｉS から高調波電流を検出し、さらにこの高調波電
流を抑制するための電流指令値ｉHOを演算する。これら
の電流指令値ｉLOと電流指令値ｉHOは加算回路16によっ
て加算され、自励式変換装置５の電流指令値ｉCOを得て
いる。
負荷電流ｉL と系統電圧ｖとから負荷が消費する無効電
力を演算し、さらにこの無効電力を補正するための電流
指令値ｉLOを演算する。高調波電流指令演算部15は系統
電流ｉS から高調波電流を検出し、さらにこの高調波電
流を抑制するための電流指令値ｉHOを演算する。これら
の電流指令値ｉLOと電流指令値ｉHOは加算回路16によっ
て加算され、自励式変換装置５の電流指令値ｉCOを得て
いる。
【０００８】よって、自励式変換装置５は従来と同様に
誤差アンプ18及びゲ―ト回路19によって制御され、電流
指令値ｉCOに追従した電流が流れる。このように制御す
ることによって負荷１の無効電力変動に対しては開ル―
プ制御により高速に制御されるので、この無効電力変動
に伴う電圧変動を高性能に抑制することができる。ま
た、負荷１より電力系統に流出する高調波に対して閉ル
―プ制御により制御されるので高調波フィルタ６と送電
線３によるリアクタンスによる***振周波数の高調波を
抑制することができると共に高調波フィルタ６による高
調波の増大現象を除くことができ、高調波抑制効果が得
られる。
誤差アンプ18及びゲ―ト回路19によって制御され、電流
指令値ｉCOに追従した電流が流れる。このように制御す
ることによって負荷１の無効電力変動に対しては開ル―
プ制御により高速に制御されるので、この無効電力変動
に伴う電圧変動を高性能に抑制することができる。ま
た、負荷１より電力系統に流出する高調波に対して閉ル
―プ制御により制御されるので高調波フィルタ６と送電
線３によるリアクタンスによる***振周波数の高調波を
抑制することができると共に高調波フィルタ６による高
調波の増大現象を除くことができ、高調波抑制効果が得
られる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の電圧変
動及び高調波抑制のための電力変換装置では、負荷の発
生する逆相電流及び高調波電流の抑制時に自励式変換器
の直流コンデンサ15にリプル電流が流れ、直流電圧にリ
プルが生じる。これに伴い自励式変換器の補償出力電流
に不要な高調波電流が発生する。この現象について以下
で説明する。
動及び高調波抑制のための電力変換装置では、負荷の発
生する逆相電流及び高調波電流の抑制時に自励式変換器
の直流コンデンサ15にリプル電流が流れ、直流電圧にリ
プルが生じる。これに伴い自励式変換器の補償出力電流
に不要な高調波電流が発生する。この現象について以下
で説明する。
【００１０】自励式変換器の出力を電気学会論文誌論文
58-B60 P41〜48「瞬時無効電力の一般化理論とその応
用」において定義されている、いわゆる瞬時実電力，瞬
時虚電力により表わす。簡単化のため系統電圧は３相平
衡しているものと考える。また、自励変換器には原理的
に零相回路がないのでその出力電流は正相分と逆相分に
ついてのみ考えればよい。これらの各相電圧，電流を対
称座標法を用いて表わすと下式となる。
58-B60 P41〜48「瞬時無効電力の一般化理論とその応
用」において定義されている、いわゆる瞬時実電力，瞬
時虚電力により表わす。簡単化のため系統電圧は３相平
衡しているものと考える。また、自励変換器には原理的
に零相回路がないのでその出力電流は正相分と逆相分に
ついてのみ考えればよい。これらの各相電圧，電流を対
称座標法を用いて表わすと下式となる。
【００１１】
【数１】
【００１２】
【数２】 次に前記論文の定義に従い、電圧，電流をαβ軸に変換
し、瞬時実電力ｐ及び瞬時虚電力ｑを求める。
し、瞬時実電力ｐ及び瞬時虚電力ｑを求める。
【００１３】
【数３】
【００１４】
【数４】
【００１５】
【数５】 ここで ω0 ：基本波角周波数 Ｖ ：電圧実効値 Ｉm ：ｍ次正相電流の実効値 φm ：ｍ次正相電流の位相差（ｍ次正相電圧基準） Ｉn ：ｎ次逆相電流の実効値 φn ：ｎ次逆相電流の位相差（ｎ次逆相電圧基準） (5a)，(5b)，(5c)式を(3),(4) 式に代入すると
【００１６】
【数６】 となるので瞬時実電力ｐ，瞬時虚電力ｑは定義式より以
下となる。
下となる。
【００１７】
【数７】 (8a)，(8b)式より以下がわかる。
【００１８】（ａ）ｍ次正相電流によるｐ，ｑは（ｍ−
１）次の交流成分となりその振巾は３ＶＩm に等しい。
特にｍ＝１すなわち基本波電流についてはｐ，ｑは直流
となり有効電力，無効電力に等しい。
１）次の交流成分となりその振巾は３ＶＩm に等しい。
特にｍ＝１すなわち基本波電流についてはｐ，ｑは直流
となり有効電力，無効電力に等しい。
【００１９】（ｂ）ｎ次逆相電流によるｐ，ｑは（ｎ＋
１）次の交流成分となりその振巾は３ＶＩn に等しい。
特にｎ＝１すなわち基本波電流についてはｐ，ｑは基本
波の２倍周波数の交流として表わされる。
１）次の交流成分となりその振巾は３ＶＩn に等しい。
特にｎ＝１すなわち基本波電流についてはｐ，ｑは基本
波の２倍周波数の交流として表わされる。
【００２０】以上は自励式変換器の出力（交流側）につ
いての物理量である。次にその直流側について考える。
前記論文＜２・２＞項及び＜２・４＞項にある様に瞬時
虚電力ｑはα相とβ相を循環している瞬時電力を表わし
ているので自励式変換器の直流側では０である。また、
瞬時実電力ｐは直流側にも等しく存在する。従ってこの
瞬時実電力ｐが直流回路に流入することにより直流コン
デンサの端子電圧が変動する。今、直流コンデンサの端
子電圧すなわち直流電圧が図９（ａ）に示す様に一定電
圧Ｖd にリプル電圧Δｖd が重畳している場合を考え
る。Δｖd の振巾をΔＶd ，角周波数をω，直流コンデ
ンサに流れる電流をｉd とすると、その瞬時電力は
いての物理量である。次にその直流側について考える。
前記論文＜２・２＞項及び＜２・４＞項にある様に瞬時
虚電力ｑはα相とβ相を循環している瞬時電力を表わし
ているので自励式変換器の直流側では０である。また、
瞬時実電力ｐは直流側にも等しく存在する。従ってこの
瞬時実電力ｐが直流回路に流入することにより直流コン
デンサの端子電圧が変動する。今、直流コンデンサの端
子電圧すなわち直流電圧が図９（ａ）に示す様に一定電
圧Ｖd にリプル電圧Δｖd が重畳している場合を考え
る。Δｖd の振巾をΔＶd ，角周波数をω，直流コンデ
ンサに流れる電流をｉd とすると、その瞬時電力は
【００２１】
【数８】 ｐd ＝ｖd ・ｉd ＝（Ｖd ＋ΔＶd sin ωｔ）・ｉd …(9) となる。直流コンデンサの静電容量をＣ，その電荷をＱ
とすれば
とすれば
【００２２】
【数９】 となるので、これを(9) 式に代入し、
【００２３】
【数１０】 を得る。前述した様にこの直流コンデンサの瞬時電力ｐ
d と(8) 式で得られる瞬時実電力ｐは等しいものであ
る。ΔＶd が充分小さければ(11)式の右辺第２項は省略
できるので下式で表わすことが可能である。
d と(8) 式で得られる瞬時実電力ｐは等しいものであ
る。ΔＶd が充分小さければ(11)式の右辺第２項は省略
できるので下式で表わすことが可能である。
【００２４】
【数１１】 自励変換器10が逆相電流（基本波）を出力している場合
にはＩm ＝０，ｎ＝１を(8) 式に、ω＝２ω0 を(11)，
(13)式に代入し、
にはＩm ＝０，ｎ＝１を(8) 式に、ω＝２ω0 を(11)，
(13)式に代入し、
【００２５】
【数１２】 を得る。(14)式の右辺第２項は４ω0 の周波数成分の瞬
時電力であり、その大きさは
時電力であり、その大きさは
【００２６】
【数１３】 すなわち、逆相出力ｐN に直流電圧リプル率の１／２を
乗じたものに等しい。また、(15)式をΔＶd について表
わすと
乗じたものに等しい。また、(15)式をΔＶd について表
わすと
【００２７】
【数１４】 となる。これはｐN なる逆相電力を出力した場合の直流
電圧リプルを表わしている。
電圧リプルを表わしている。
【００２８】ところで自励変換器10は電圧形のＰＷＭイ
ンバ―タである。従って図９（ａ）に示す如く直流電圧
に２ω0 なる角周波数のリプルがあるとその交流出力電
圧は同図（ｃ）の様に振巾変調された波形となるので、
（２ω0 ±ω0 ）＝３ω0 の高調波を含有することにな
る。従ってその高調波電圧に起因する３次高調波電流が
流れる。これはとりもなおさず(16)式で示された電力成
分と等価である。自励式変換器の出力電流は基本波成分
が主たる成分であることにより高調波電圧（相電圧）を
ＶH とすると、(16)式より
ンバ―タである。従って図９（ａ）に示す如く直流電圧
に２ω0 なる角周波数のリプルがあるとその交流出力電
圧は同図（ｃ）の様に振巾変調された波形となるので、
（２ω0 ±ω0 ）＝３ω0 の高調波を含有することにな
る。従ってその高調波電圧に起因する３次高調波電流が
流れる。これはとりもなおさず(16)式で示された電力成
分と等価である。自励式変換器の出力電流は基本波成分
が主たる成分であることにより高調波電圧（相電圧）を
ＶH とすると、(16)式より
【００２９】
【数１５】 を得る。これは高調波電圧が基本波電圧に直流電圧リプ
ル率の１／２を乗じたものに等しいことを意味してお
り、(17)式よりコンデンサ容量Ｃに反比例することがわ
かる。自励変換器10から電源を見たインピ―ダンスをＸ
とすると高調波電圧ＶH による３次高調波電流の大きさ
は
ル率の１／２を乗じたものに等しいことを意味してお
り、(17)式よりコンデンサ容量Ｃに反比例することがわ
かる。自励変換器10から電源を見たインピ―ダンスをＸ
とすると高調波電圧ＶH による３次高調波電流の大きさ
は
【００３０】
【数１６】 で表わされる。単位法で表わせば
【００３１】
【数１７】 今、一般的な値としてＸ＝10％，ΔＶd ＝10％とする
と、ＩH は基本波電流の17％となる。
と、ＩH は基本波電流の17％となる。
【００３２】以上説明した様に、従来の電圧変動及び高
調波抑制のための電力変換装置は逆相電流及び高調波電
流を補償する際に不要な高調波電流が発生するという問
題がある。本発明はこれを解決するためになされたもの
で、その目的は不要な高調波電流を発生せずに逆相電流
及び高調波電流を抑制できる電圧変動及び高調波抑制の
ための電力変換装置を提供することにある。
調波抑制のための電力変換装置は逆相電流及び高調波電
流を補償する際に不要な高調波電流が発生するという問
題がある。本発明はこれを解決するためになされたもの
で、その目的は不要な高調波電流を発生せずに逆相電流
及び高調波電流を抑制できる電圧変動及び高調波抑制の
ための電力変換装置を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに本発明の電圧変動及び高調波抑制のための電力変換
装置ではブリッジ接続された複数のスイッチング素子を
有し負荷と並列に設けられ系統から供給された電力を変
換する変換器と、上記負荷、上記系統及び上記変換器へ
流れる電流を検出する電流検出手段と、上記系統の電圧
を検出する電圧検出手段と、上記負荷へ流れる電流を検
出する電流検出手段及び電圧検出手段からの出力信号に
基づいて負荷が消費する無効電力を演算しこの無効電力
を補正する第１の電流指令を演算し、上記系統に流れる
電流を検出する電流検出手段の出力信号から高調波電流
を検出しこの高調波電流を抑制する第２の電流指令値を
演算し、上記第１と第２の電流指令値を加算した第３の
電流指令値と上記変換器へ流れる電流を検出する電流検
出手段の出力信号との偏差に応じて上記変換器を構成す
るスイッチング素子をオンオフする制御手段とを有する
電力変換装置において、上記変換器の直流側に接続され
たスイッチング素子のオンオフに起因するリプル電流を
吸収する第１の直流コンデンサと、上記第１の直流コン
デンサに並列に接続された上記変換器の出力瞬時実電力
に起因するリプル電流を吸収する第２の直流コンデンサ
と、上記第２の直流コンデンサに流入する電流を選択す
る電流選択手段とを具備したことを特徴とする。
めに本発明の電圧変動及び高調波抑制のための電力変換
装置ではブリッジ接続された複数のスイッチング素子を
有し負荷と並列に設けられ系統から供給された電力を変
換する変換器と、上記負荷、上記系統及び上記変換器へ
流れる電流を検出する電流検出手段と、上記系統の電圧
を検出する電圧検出手段と、上記負荷へ流れる電流を検
出する電流検出手段及び電圧検出手段からの出力信号に
基づいて負荷が消費する無効電力を演算しこの無効電力
を補正する第１の電流指令を演算し、上記系統に流れる
電流を検出する電流検出手段の出力信号から高調波電流
を検出しこの高調波電流を抑制する第２の電流指令値を
演算し、上記第１と第２の電流指令値を加算した第３の
電流指令値と上記変換器へ流れる電流を検出する電流検
出手段の出力信号との偏差に応じて上記変換器を構成す
るスイッチング素子をオンオフする制御手段とを有する
電力変換装置において、上記変換器の直流側に接続され
たスイッチング素子のオンオフに起因するリプル電流を
吸収する第１の直流コンデンサと、上記第１の直流コン
デンサに並列に接続された上記変換器の出力瞬時実電力
に起因するリプル電流を吸収する第２の直流コンデンサ
と、上記第２の直流コンデンサに流入する電流を選択す
る電流選択手段とを具備したことを特徴とする。
【００３４】
【作用】本発明の電圧変動及び高調波抑制のための電力
変換装置の作用について述べる。電流選択回路と第２の
コンデンサからなる回路は電圧自励式変換器の出力瞬時
有効電力によるリプル電流周波数についてそのインピ―
ダンスが充分小さくなるように定数が設定される。その
周波数成分のリプル電流は第２のコンデンサに流入する
が、そのインピ―ダンスは小さいので電圧リプルは小さ
くなる。また、電圧型自励式変換器のスイッチングに伴
なうリプル電流周波数にとっては電流選択回路と第２の
コンデンサからなる回路のインピ―ダンスは高く設定さ
れ、リプル電流は第１のコンデンサに流れる。このリプ
ル電流の周波数における第１のコンデンサのインピ―ダ
ンスは小さいので電圧リプルは小さくなり、不要な高調
波は生じない。
変換装置の作用について述べる。電流選択回路と第２の
コンデンサからなる回路は電圧自励式変換器の出力瞬時
有効電力によるリプル電流周波数についてそのインピ―
ダンスが充分小さくなるように定数が設定される。その
周波数成分のリプル電流は第２のコンデンサに流入する
が、そのインピ―ダンスは小さいので電圧リプルは小さ
くなる。また、電圧型自励式変換器のスイッチングに伴
なうリプル電流周波数にとっては電流選択回路と第２の
コンデンサからなる回路のインピ―ダンスは高く設定さ
れ、リプル電流は第１のコンデンサに流れる。このリプ
ル電流の周波数における第１のコンデンサのインピ―ダ
ンスは小さいので電圧リプルは小さくなり、不要な高調
波は生じない。
【００３５】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は本発明第１の実施例の電圧変動及び
高調波抑制のための自励式変圧器の概略図であり、図８
の自励式変換装置５にかわるものである。
て説明する。図１は本発明第１の実施例の電圧変動及び
高調波抑制のための自励式変圧器の概略図であり、図８
の自励式変換装置５にかわるものである。
【００３６】図１において、自励式変換装置は交流リア
クトル21と、ＧＴＯ22を直列に接続し、ＧＴＯ22に並列
にダイオ―ド23が接続されたア―ムとから成る自励式変
換器と、第１の直流コンデンサ24と、第２の直流コンデ
ンサ25と、電流選択回路としてのリアクトル26とで構成
される。
クトル21と、ＧＴＯ22を直列に接続し、ＧＴＯ22に並列
にダイオ―ド23が接続されたア―ムとから成る自励式変
換器と、第１の直流コンデンサ24と、第２の直流コンデ
ンサ25と、電流選択回路としてのリアクトル26とで構成
される。
【００３７】第２の直流コンデンサ25とリアクトル26か
ら成る回路ではその定数によって決定される特定の周波
数によってインピ―ダンスは零となる。ここでその周波
数が交流電源周波数ω0 の２倍の周波数２ω0 になる様
に定数を決定する。自励式変換器が逆相電流を出力して
いる場合には(8) 式，(10)式より、直流回路のリプル電
流周波数は２ω0 であるので、リプル電流は全て直流コ
ンデンサ25とリアクトル26に流れるが、インピ―ダンス
が零であるので電圧リプルΔＶd は零となり、(21)式で
表わされる不要な高調波は生じない。
ら成る回路ではその定数によって決定される特定の周波
数によってインピ―ダンスは零となる。ここでその周波
数が交流電源周波数ω0 の２倍の周波数２ω0 になる様
に定数を決定する。自励式変換器が逆相電流を出力して
いる場合には(8) 式，(10)式より、直流回路のリプル電
流周波数は２ω0 であるので、リプル電流は全て直流コ
ンデンサ25とリアクトル26に流れるが、インピ―ダンス
が零であるので電圧リプルΔＶd は零となり、(21)式で
表わされる不要な高調波は生じない。
【００３８】また、ＧＴＯ22のスイッチングによるリプ
ル電流はその周波数が高いので、第２の直流コンデンサ
25とリアクトル18にはそのリプル電流は流れず、第１の
直流コンデンサ24に流れる。こちらのインピ―ダンスは
リプル電流の周波数においては充分小さいのでリプル電
圧は小さく不要な高調波電流は発生しない。ここでは逆
相電流を例に説明したが、第２の直流コンデンサ25とリ
アクトル26の定数を変えることにより、自励式変換器が
高調波電流を出力する場合にも対応できる。
ル電流はその周波数が高いので、第２の直流コンデンサ
25とリアクトル18にはそのリプル電流は流れず、第１の
直流コンデンサ24に流れる。こちらのインピ―ダンスは
リプル電流の周波数においては充分小さいのでリプル電
圧は小さく不要な高調波電流は発生しない。ここでは逆
相電流を例に説明したが、第２の直流コンデンサ25とリ
アクトル26の定数を変えることにより、自励式変換器が
高調波電流を出力する場合にも対応できる。
【００３９】本発明第２の実施例について図２を参照し
て説明する。自励式変換装置は交流リアクトル21とＧＴ
Ｏ22を直列に接続し、ＧＴＯ22に並列にダイオ―ド23が
接続されたア―ムとから成る自励式変換器と、第１の直
流コンデンサ24と第２の直流コンデンサ25ａと第３の直
流コンデンサ25ｂと電流選択回路としての第１のリアク
トル26ａと第２のリアクトル26ｂとで構成される。
て説明する。自励式変換装置は交流リアクトル21とＧＴ
Ｏ22を直列に接続し、ＧＴＯ22に並列にダイオ―ド23が
接続されたア―ムとから成る自励式変換器と、第１の直
流コンデンサ24と第２の直流コンデンサ25ａと第３の直
流コンデンサ25ｂと電流選択回路としての第１のリアク
トル26ａと第２のリアクトル26ｂとで構成される。
【００４０】これは第１の実施例に示した直流コンデン
サとリアクトルとから成る回路を２つにしたものであ
り、それぞれの回路は第１の実施例に示した動作をす
る。ここでそれぞれの回路の直流コンデンサとリアクト
ルの定数を変えて、共振周波数をずらすことにより複数
の周波数成分のリプル電流に対して抑制効果を有するこ
とができる。
サとリアクトルとから成る回路を２つにしたものであ
り、それぞれの回路は第１の実施例に示した動作をす
る。ここでそれぞれの回路の直流コンデンサとリアクト
ルの定数を変えて、共振周波数をずらすことにより複数
の周波数成分のリプル電流に対して抑制効果を有するこ
とができる。
【００４１】また、第２の実施例と同様の効果を有する
回路として図３に示す様な回路も考えられる。また、上
記実施例では直流コンデンサとリアクトルとから成る回
路を２つ有したものを示したが３回路以上有したもので
も良い。
回路として図３に示す様な回路も考えられる。また、上
記実施例では直流コンデンサとリアクトルとから成る回
路を２つ有したものを示したが３回路以上有したもので
も良い。
【００４２】更に上記実施例のリアクトルに並列に抵抗
を挿入して、リプル電流を吸収できる周波数帯域に巾を
持たせても良い。本発明第３の実施例を図面を参照して
説明する。図４において自励式変換装置は交流リアクト
ル21とＧＴＯ22を直列に接続し、ＧＴＯ22に並列にダイ
オ―ド23が接続されたア―ムとからなる自励式変換器
と、直流電流を検出する電流検出器27と、電流選択回路
28と、第１の直流コンデンサ24と、第２の直流コンデン
サ29とで構成されている。
を挿入して、リプル電流を吸収できる周波数帯域に巾を
持たせても良い。本発明第３の実施例を図面を参照して
説明する。図４において自励式変換装置は交流リアクト
ル21とＧＴＯ22を直列に接続し、ＧＴＯ22に並列にダイ
オ―ド23が接続されたア―ムとからなる自励式変換器
と、直流電流を検出する電流検出器27と、電流選択回路
28と、第１の直流コンデンサ24と、第２の直流コンデン
サ29とで構成されている。
【００４３】電流選択回路28は図５に示す様にロ―パス
フィルタ30と、電流検出器31と、ロ―パスフィルタ30の
出力と電流検出器31の出力との差分を求める減算器32
と、出力を制御する出力アンプ33と、リアクトルトラン
ス34とで構成される。
フィルタ30と、電流検出器31と、ロ―パスフィルタ30の
出力と電流検出器31の出力との差分を求める減算器32
と、出力を制御する出力アンプ33と、リアクトルトラン
ス34とで構成される。
【００４４】自励式変換器の直流電流を電流検出器27に
より検出する。検出された直流電流はアクティブフィル
タのロ―パスフィルタ30に入力され、低周波のリプル電
流が抽出される。その信号ｉA * と電流検出器31で検出
されたアクティブフィルタ出力電流ｉA との差を減算器
32で求め、その差が零になる様に出力アンプ33を制御す
る。出力アンプ33はリアクトルトランス34を介して第２
の直流コンデンサ29と直列に接続されており、低周波の
リプル電流は第２の直流コンデンサ29に流入し、電圧リ
プルを抑制する。
より検出する。検出された直流電流はアクティブフィル
タのロ―パスフィルタ30に入力され、低周波のリプル電
流が抽出される。その信号ｉA * と電流検出器31で検出
されたアクティブフィルタ出力電流ｉA との差を減算器
32で求め、その差が零になる様に出力アンプ33を制御す
る。出力アンプ33はリアクトルトランス34を介して第２
の直流コンデンサ29と直列に接続されており、低周波の
リプル電流は第２の直流コンデンサ29に流入し、電圧リ
プルを抑制する。
【００４５】また、ＧＴＯ22のスイッチングに伴なうリ
プル電流は第１の実施例と同様直流コンデンサ24に流入
する。こちらのインピ―ダンスはスイッチングに伴なう
リプル電流の周波数においては充分小さいのでリプル電
圧は小さく不要な高調波電流は発生しない。
プル電流は第１の実施例と同様直流コンデンサ24に流入
する。こちらのインピ―ダンスはスイッチングに伴なう
リプル電流の周波数においては充分小さいのでリプル電
圧は小さく不要な高調波電流は発生しない。
【００４６】また、電流選択回路28として図６に示され
る様なロ―パスフィルタ30と、電流検出器31と、ロ―パ
スフィルタ30の出力と電流検出器31の出力との差を求め
る減算器32と、その差が零となる様に増幅回路35を介し
て制御されるトランジスタ36ａ，36ｂと、ダイオ―ド37
ａ，37ｂとで構成されるアクティブフィルタを用いても
良い。
る様なロ―パスフィルタ30と、電流検出器31と、ロ―パ
スフィルタ30の出力と電流検出器31の出力との差を求め
る減算器32と、その差が零となる様に増幅回路35を介し
て制御されるトランジスタ36ａ，36ｂと、ダイオ―ド37
ａ，37ｂとで構成されるアクティブフィルタを用いても
良い。
【００４７】
【発明の効果】以上述べた本発明によれば自励式変換器
の出力瞬時電力による直流回路のリプル電流を低インピ
―ダンスの回路に流すことにより電圧リプルを小さくす
ることができるので不要な高調波の発生を抑制すること
ができる。
の出力瞬時電力による直流回路のリプル電流を低インピ
―ダンスの回路に流すことにより電圧リプルを小さくす
ることができるので不要な高調波の発生を抑制すること
ができる。
【図１】本発明第１の実施例の電圧変動及び高調波電流
の抑制のための自励式変換装置の概略図。
の抑制のための自励式変換装置の概略図。
【図２】本発明第２の実施例の電圧変動及び高調波電流
の抑制のための自励式変換装置の概略図。
の抑制のための自励式変換装置の概略図。
【図３】本発明の他の実施例の電圧変動及び高調波電流
の抑制のための自励式変換装置の概略図。
の抑制のための自励式変換装置の概略図。
【図４】本発明第３の実施例の電圧変動及び高調波電流
の抑制のための自励式変換装置の概略図。
の抑制のための自励式変換装置の概略図。
【図５】本発明第３の実施例の自励式変換装置の電流選
択回路の概略図。
択回路の概略図。
【図６】図４に示した自励式変換装置の電流選択回路の
他の実施例の概略図。
他の実施例の概略図。
【図７】電圧変動及び高調波電流抑制のための電力変換
装置の概略図。
装置の概略図。
【図８】従来の電圧変動及び高調波電流の抑制のための
自励式変換装置の概略図。
自励式変換装置の概略図。
【図９】自励変換器の入・出力波形。
１…負荷 ２…電源 ５…自励式変換装置 ６…高調波フィルタ 10…制御回路 11，14，17…変流器 12…電圧検出用変圧器 21…交流リアクトル 22…ＧＴＯ 23…ダイオ―ド 24，25，25ａ，25ｂ，29…直流コンデンサ 26，26ａ，26ｂ…リアクトル 27…電流検出器 28…電流選択回路 30…ロ―パスフィルタ 31…電流検出器 32…減算器 33…出力アンプ 34…リアクトルトランス 35…増幅回路 36ａ，36ｂ…トランジスタ 37ａ，37ｂ…ダイオ―ド
Claims (4)
- 【請求項１】 ブリッジ接続された複数のスイッチング
素子を有し負荷と並列に設けられ系統から供給された電
力を変換する変換器と、前記負荷、前記系統及び前記変
換器へ流れる電流を検出する電流検出手段と、前記系統
の電圧を検出する電圧検出手段と、前記負荷へ流れる電
流を検出する電流検出手段及び電圧検出手段からの出力
信号に基づいて負荷が消費する無効電力を演算しこの無
効電力を補正する第１の電流指令を演算し、前記系統に
流れる電流を検出する電流検出手段の出力信号から高調
波電流を検出しこの高調波電流を抑制する第２の電流指
令値を演算し、前記第１と第２の電流指令値を加算した
第３の電流指令値と前記変換器へ流れる電流を検出する
電流検出手段の出力信号との偏差に応じて前記変換器を
構成するスイッチング素子をオンオフする制御手段とを
有する電力変換装置において、 前記変換器の直流側に接続されたスイッチング素子のオ
ンオフに起因するリプル電流を吸収する第１の直流コン
デンサと、前記第１の直流コンデンサに並列に接続され
た前記変換器の出力瞬時実電力に起因するリプル電流を
吸収する第２の直流コンデンサと、前記第２の直流コン
デンサに流入する電流を選択する電流選択手段とを具備
したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 前記第２の直流コンデンサ及び前記電流
選択手段を複数設けたことを特徴とする請求項１記載の
電力変換装置。 - 【請求項３】 前記電流選択手段は、リアクトルから成
ることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 前記電流選択手段は、前記変換器の直流
電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器により検
出された電流の低周波数のリプル電流を抽出するロ―パ
スフィルタと、アクティブフィルタの出力電流を検出す
る電流検出器と、前記ロ―パスフィルタの出力と前記電
流検出器の出力との差を求める減算器と、前記減算器の
出力を基に低周波数のリプル電流を流すアクティブフィ
ルタとから成ることを特徴とする請求項１記載の電力変
換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18108094A JP3162578B2 (ja) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18108094A JP3162578B2 (ja) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0847243A JPH0847243A (ja) | 1996-02-16 |
| JP3162578B2 true JP3162578B2 (ja) | 2001-05-08 |
Family
ID=16094467
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18108094A Expired - Lifetime JP3162578B2 (ja) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3162578B2 (ja) |
-
1994
- 1994-08-02 JP JP18108094A patent/JP3162578B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0847243A (ja) | 1996-02-16 |
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