JP2628892B2 - マイクロ波変調器及び移動体識別システム - Google Patents
マイクロ波変調器及び移動体識別システムInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はマイクロ波により、比較的近距離においてデ
ータの送受信を行う移動体識別システムの応答装置にお
けるマイクロ波変調器及び移動体識別システムに関する
ものである。
ータの送受信を行う移動体識別システムの応答装置にお
けるマイクロ波変調器及び移動体識別システムに関する
ものである。
従来の技術 近年、マイクロ波帯の移動体識別システムは工場内の
部品の管理或いは人に応答器を所持させてのゲート管理
や入退室監理等に広く使用されているが、このようなマ
イクロ波移動体識別システムの応答装置は特に、軽量，
小型，安価であることが要請される。
部品の管理或いは人に応答器を所持させてのゲート管理
や入退室監理等に広く使用されているが、このようなマ
イクロ波移動体識別システムの応答装置は特に、軽量，
小型，安価であることが要請される。
従来、マイクロ波移動体識別システムとしては第７図
に示すような質問装置７と応答装置８を備えたものがあ
る。この質問装置７では、発振器701で発生した周波数f
0の無変調波は、分配器702により２つに分配され、この
分配された一方はサーキュレータ703を介して送受信ア
ンテナ704より質問信号として上記応答装置へ放射さ
れ、他方はホモダイン検波の局部発振源として混合器70
5に送られる。上記応答装置８では、信号処理803により
内蔵データが、例えばディジタル的に周波数変調（FS
K）または振幅変調（ASK）等され、この変調された信号
によって送受信アンテナ801で受信された上記質問信号
はダイオード等で構成された変調器802で変調されて送
受信アンテナ801より応答信号として、質問装置７に再
放射される。上記質問装置７に再放射された応答信号
は、送受信アンテナ704によって受信され、サーキュレ
ータ703を通って混合器705に到る。そして混合器705に
おいて発振器701に局部発振源としてホモダイン検波さ
れる信号処理部706で上記データが復調される。上記質
問装置７がホモダイン方式においては通常、応答装置８
の変調方式としてAM又はPM方式が考えられる。以下、質
問装置７のホモダイン検波出力と応答装置８の変調方式
の関係について詳しく述べる。第７図において、 を応答装置８への入力信号、即ち質問信号（無変調波）
とすると変調器802で変調信号に応じた操作が施され、
送受信アンテナから応答信号 として再放射される。このような変調器802は反射型と
呼ばれ、この原理上応答信号 の大きさはともに入力信号 の大きさを超えない。変調信号は内蔵データで振幅変調
（ASK）或いは周波数変調（FSK）されたパルス状の信号
であり、応答信号 は各々変調信号の高電位（例えば3V）及び低電位（例え
ば0v）の時の反射波である。この応答信号 が質問装置７の送受信アンテナ704によって受信され、
サーキュレータ703を通って混合器705に入る時の信号を
各々 とする。また、質問装置７における局部発振信号を とすると の関係は第８図に示すたようになる。ただし、 の大きさはそれぞれ の大きさ比例し、 のなす角度は と のなす角度に等しい。また、局部発振信号 とのなす角度はそれぞれ質問装置７と応答装置８の間の
距離に応じて変化するが、ここではその距離が一定であ
るとして説明する。
に示すような質問装置７と応答装置８を備えたものがあ
る。この質問装置７では、発振器701で発生した周波数f
0の無変調波は、分配器702により２つに分配され、この
分配された一方はサーキュレータ703を介して送受信ア
ンテナ704より質問信号として上記応答装置へ放射さ
れ、他方はホモダイン検波の局部発振源として混合器70
5に送られる。上記応答装置８では、信号処理803により
内蔵データが、例えばディジタル的に周波数変調（FS
K）または振幅変調（ASK）等され、この変調された信号
によって送受信アンテナ801で受信された上記質問信号
はダイオード等で構成された変調器802で変調されて送
受信アンテナ801より応答信号として、質問装置７に再
放射される。上記質問装置７に再放射された応答信号
は、送受信アンテナ704によって受信され、サーキュレ
ータ703を通って混合器705に到る。そして混合器705に
おいて発振器701に局部発振源としてホモダイン検波さ
れる信号処理部706で上記データが復調される。上記質
問装置７がホモダイン方式においては通常、応答装置８
の変調方式としてAM又はPM方式が考えられる。以下、質
問装置７のホモダイン検波出力と応答装置８の変調方式
の関係について詳しく述べる。第７図において、 を応答装置８への入力信号、即ち質問信号（無変調波）
とすると変調器802で変調信号に応じた操作が施され、
送受信アンテナから応答信号 として再放射される。このような変調器802は反射型と
呼ばれ、この原理上応答信号 の大きさはともに入力信号 の大きさを超えない。変調信号は内蔵データで振幅変調
（ASK）或いは周波数変調（FSK）されたパルス状の信号
であり、応答信号 は各々変調信号の高電位（例えば3V）及び低電位（例え
ば0v）の時の反射波である。この応答信号 が質問装置７の送受信アンテナ704によって受信され、
サーキュレータ703を通って混合器705に入る時の信号を
各々 とする。また、質問装置７における局部発振信号を とすると の関係は第８図に示すたようになる。ただし、 の大きさはそれぞれ の大きさ比例し、 のなす角度は と のなす角度に等しい。また、局部発振信号 とのなす角度はそれぞれ質問装置７と応答装置８の間の
距離に応じて変化するが、ここではその距離が一定であ
るとして説明する。
を次式のようにおく Vl＝Vlsin（ωｔ＋θ２） （１） 但し、ω＝２πｆであり、ｆは質問信号（無変調波）
の周波数である。
の周波数である。
質問装置７において行なわれるホモダイン検波出力は
局部発振信号 と信号 の内積である。従って、 に対応するホモダイン検波出力は、 式（４），（５）においてそれぞれ第２項は、高域遮
断フィルタ等で除去されるので、ホモダイン検波電圧の
peak−to−peakをVdetとすると、式（４）（５）及び第
８図より ここで、 VONcosθON−VOFFcosθOFF＝Kcosα （７） VONsinθON−VOFFsinθOFF＝Ksinα （８） とおくと、 となる。ただし、Ｋとαは より、 一方、 （Kcosα）２＋（Ksinα）２＝K2より となる。
局部発振信号 と信号 の内積である。従って、 に対応するホモダイン検波出力は、 式（４），（５）においてそれぞれ第２項は、高域遮
断フィルタ等で除去されるので、ホモダイン検波電圧の
peak−to−peakをVdetとすると、式（４）（５）及び第
８図より ここで、 VONcosθON−VOFFcosθOFF＝Kcosα （７） VONsinθON−VOFFsinθOFF＝Ksinα （８） とおくと、 となる。ただし、Ｋとαは より、 一方、 （Kcosα）２＋（Ksinα）２＝K2より となる。
このようなホモダイン検波の出力Vdetを大きくするに
は、式（９），（11）から局部発振信号の大きさ（Vl）
が一定の時、VON,VOFFをそれぞれ最大にし、θON−θ
OFF＝π即ち、 が互いに逆方向に向くようにすれば良いことがわかる。
ただし、式（９）の角度αは、式（10）で表わされ、 が決定されると一意に求まる。
は、式（９），（11）から局部発振信号の大きさ（Vl）
が一定の時、VON,VOFFをそれぞれ最大にし、θON−θ
OFF＝π即ち、 が互いに逆方向に向くようにすれば良いことがわかる。
ただし、式（９）の角度αは、式（10）で表わされ、 が決定されると一意に求まる。
従って、応答装置８より送信される反射波 の大きさを各々最大にし且つ、反射波 を互いに逆方向（位相差＝π）にすればVdetを大きすす
ることができる。これは即ち、信号処理部803からの変
調信号によって、質問信号（無変調波）がほぼ０−πの
位相変調（PSK）することに相当する。
ることができる。これは即ち、信号処理部803からの変
調信号によって、質問信号（無変調波）がほぼ０−πの
位相変調（PSK）することに相当する。
発明が解決しようとする課題 しかしながら、第７図の移動体識別システムに於いて
は、質問装置７と応答装置８の間の距離が変化すると質
問装置７の混合器705へ入力される信号 の振幅VON,VOFF及び位相θON,θOFFも変化し、 （ｎ＝0,1,2,…）となる時、式（９）よりホモダイン検
波出力がVdet＝０となる。即ち、復調出力が消滅してし
まい、この距離に於いては、システムが動作しないとい
う大きな問題があった。
は、質問装置７と応答装置８の間の距離が変化すると質
問装置７の混合器705へ入力される信号 の振幅VON,VOFF及び位相θON,θOFFも変化し、 （ｎ＝0,1,2,…）となる時、式（９）よりホモダイン検
波出力がVdet＝０となる。即ち、復調出力が消滅してし
まい、この距離に於いては、システムが動作しないとい
う大きな問題があった。
また、応答装置の低消費電力化と応答装置からの反射
波の位相差（π）を大きくすることとの両立ができなか
った。
波の位相差（π）を大きくすることとの両立ができなか
った。
課題を解決するための手段 本発明は前記の問題を解決するために、質問装置とし
ては２系統のホモダイン検波法を用いる。
ては２系統のホモダイン検波法を用いる。
また、これに対する応答装置のマイクロ波変調器は長
さL1の伝送線路と長さL2の先端開放並列線路より成るイ
ンピーダンス変換回路と、印加電圧に応じて障壁容量の
変化するダイオードと、該ダイオードに変調信号を印加
するためのバイアス供給回路を備え、上記伝送線路（長
さL1）の一端には、送受信アンテナと上記先端開放並列
線路（長さL2）を、他端には上記ダイオード及び上記バ
イアス供給回路を接続し、上記インピーダンス変換回路
を調整して、上記ダイオードへの印加電圧が高電位のと
きの反射係数と低電位のときの反射係数の位相差が概略
π若しくはその近傍になるようにしている。
さL1の伝送線路と長さL2の先端開放並列線路より成るイ
ンピーダンス変換回路と、印加電圧に応じて障壁容量の
変化するダイオードと、該ダイオードに変調信号を印加
するためのバイアス供給回路を備え、上記伝送線路（長
さL1）の一端には、送受信アンテナと上記先端開放並列
線路（長さL2）を、他端には上記ダイオード及び上記バ
イアス供給回路を接続し、上記インピーダンス変換回路
を調整して、上記ダイオードへの印加電圧が高電位のと
きの反射係数と低電位のときの反射係数の位相差が概略
π若しくはその近傍になるようにしている。
作 用 応答装置の送受信アンテナより入力した無変調波であ
る質問信号は、信号処理部において内蔵データで周波数
変調又は振幅変調された信号によりダイオードで変調さ
れ、インピーダンス変換回路によりダイオードへの印加
電圧が高電位のときの反射係数と低電位のときの反射係
数の位相差が概略π又はその近傍になるような応答信号
となり、送受信アンテナより質問器に向けて再放射され
る。従って、良好な０−π位相変調器が構成される。
る質問信号は、信号処理部において内蔵データで周波数
変調又は振幅変調された信号によりダイオードで変調さ
れ、インピーダンス変換回路によりダイオードへの印加
電圧が高電位のときの反射係数と低電位のときの反射係
数の位相差が概略π又はその近傍になるような応答信号
となり、送受信アンテナより質問器に向けて再放射され
る。従って、良好な０−π位相変調器が構成される。
また、バイアス供給回路からダイオードに与えられる
電圧はダイオードを導通させることはない。
電圧はダイオードを導通させることはない。
実施例 第１図は、本発明の変調器を備えた応答装置と該応答
装置に質問信号を発信し且つ応答装置からの応答信号を
受信する質問装置の実施例の構成図である。先づ質問装
置について説明する。
装置に質問信号を発信し且つ応答装置からの応答信号を
受信する質問装置の実施例の構成図である。先づ質問装
置について説明する。
図において１は質問装置であり、該質問装置は２系統
のホモダイン検波を行うように構成されている。そし
て、周波数f0の信号を発生する発振器101は分配器102を
介してサーキュレータ103及び分配器106に接続され、サ
ーキュレータ103は送受信アンテナ104及び分配器105に
接続される。上記分配器105及び106の各一方の出力は混
合器107に、又他方の出力は混合器108に導かれ、上記両
混合器で夫々ホモダイン検波されたホモダイン検波出力
X,Yは信号処理部109で復調され受信信号として取り出さ
れる。従って質問装置１では、発振器101で発生した周
波数f0の無変調波は、分配器102により２つに分配さ
れ、この分配された一方はサーキュレータ103を介して
送受信アンテナ104より質問信号として後述する応答装
置２に放射される。分配器102で分配された他方の信号
は、分配器106に入り、等振幅で90゜の位相差をもつ２
つの局部発振源として分配されて、混合器107及び108に
送られる。応答装置２からの応答信号は送受信アンテナ
104により受信され、サーキュレータ103を通ったあと分
配器105で等振幅，同相の２つの信号に分配され、それ
ぞれ混合器107及び108に到る。そして、混合器107及び1
08でホモダイン検波され、各々X,Yという２つの出力を
得る。この２出力は互いに90゜だけ位相の異なる等振幅
の信号であり、式（９）を用いると次式のように表わせ
る。
のホモダイン検波を行うように構成されている。そし
て、周波数f0の信号を発生する発振器101は分配器102を
介してサーキュレータ103及び分配器106に接続され、サ
ーキュレータ103は送受信アンテナ104及び分配器105に
接続される。上記分配器105及び106の各一方の出力は混
合器107に、又他方の出力は混合器108に導かれ、上記両
混合器で夫々ホモダイン検波されたホモダイン検波出力
X,Yは信号処理部109で復調され受信信号として取り出さ
れる。従って質問装置１では、発振器101で発生した周
波数f0の無変調波は、分配器102により２つに分配さ
れ、この分配された一方はサーキュレータ103を介して
送受信アンテナ104より質問信号として後述する応答装
置２に放射される。分配器102で分配された他方の信号
は、分配器106に入り、等振幅で90゜の位相差をもつ２
つの局部発振源として分配されて、混合器107及び108に
送られる。応答装置２からの応答信号は送受信アンテナ
104により受信され、サーキュレータ103を通ったあと分
配器105で等振幅，同相の２つの信号に分配され、それ
ぞれ混合器107及び108に到る。そして、混合器107及び1
08でホモダイン検波され、各々X,Yという２つの出力を
得る。この２出力は互いに90゜だけ位相の異なる等振幅
の信号であり、式（９）を用いると次式のように表わせ
る。
ここで、α,Kは各々式（10），（11）で表わされる。
式（12），（13）のθｌ−α，及びＫは質問装置１と応
答装置２の間の距離ｄに応じて変化するから、距離ｄ
と、２つのホモダイン検波出力X,Yの関係を模式的に表
すと、第２図のようになる。図からわかるようにX,Yは
それぞれ1/4波長毎に零点を生ずるが、同時に零にはな
らない。即ち、Ｘ＝０の時、Ｙは正または負の最大値と
なっており、情報はＸまたはＹのどちらかに常に保存さ
れることになる。従って、２系統のホモダイン検波出力
X,Yを信号処理部109でそれぞれ別々に復調した後、X,Y
のいづれか一方の出力が零にならないことを利用して、
データが正しく復調される。このように、互いに90゜だ
け位相のずれた２系統のホモダイン検波を行えば、質問
装置１と応答装置２の間の距離に拘わりなく、常にシス
テムを動作させることができる。
式（12），（13）のθｌ−α，及びＫは質問装置１と応
答装置２の間の距離ｄに応じて変化するから、距離ｄ
と、２つのホモダイン検波出力X,Yの関係を模式的に表
すと、第２図のようになる。図からわかるようにX,Yは
それぞれ1/4波長毎に零点を生ずるが、同時に零にはな
らない。即ち、Ｘ＝０の時、Ｙは正または負の最大値と
なっており、情報はＸまたはＹのどちらかに常に保存さ
れることになる。従って、２系統のホモダイン検波出力
X,Yを信号処理部109でそれぞれ別々に復調した後、X,Y
のいづれか一方の出力が零にならないことを利用して、
データが正しく復調される。このように、互いに90゜だ
け位相のずれた２系統のホモダイン検波を行えば、質問
装置１と応答装置２の間の距離に拘わりなく、常にシス
テムを動作させることができる。
次に応答装置に用いた本発明の変調器について詳細に
説明する。
説明する。
第１図中２は応答装置であって、該応答装置２は送受
信アンテナ201と該アンテナに接続された長さL1の伝送
線路202及び長さL2の先端開放並列線路203と、上記伝送
線路202に接続された印加電圧に応じて障壁容量が変化
するダイオード204及び該ダイオード204に変調信号を印
加するバイアス供給回路205と該バイアス供給回路205に
接続された信号処理部206より構成される。そして、本
発明の変調器20は、上記伝送線路202,先端開放並列線路
203,ダイオード204及びバイアス供給回路205より成って
おり、、伝送線路202と先端開放並列線路203は上記マイ
クロ波変調器20のインピーダンス変換回路を形成してい
る。０−π位相変調器を実現するためには、変調用のダ
イオード204の印加電圧が高電圧（例えば3v,ただし逆バ
イアス）の時と、低電位（例えば0v）の時のインピーダ
ンスを知る必要がある。第３図は、マイクロ波帯でよく
使用されているショットキーバリアダイオード（1ss9
9）の2.45GHzにおけるインピーダンス（反射係数）の印
加電圧依存性を測定したものである。
信アンテナ201と該アンテナに接続された長さL1の伝送
線路202及び長さL2の先端開放並列線路203と、上記伝送
線路202に接続された印加電圧に応じて障壁容量が変化
するダイオード204及び該ダイオード204に変調信号を印
加するバイアス供給回路205と該バイアス供給回路205に
接続された信号処理部206より構成される。そして、本
発明の変調器20は、上記伝送線路202,先端開放並列線路
203,ダイオード204及びバイアス供給回路205より成って
おり、、伝送線路202と先端開放並列線路203は上記マイ
クロ波変調器20のインピーダンス変換回路を形成してい
る。０−π位相変調器を実現するためには、変調用のダ
イオード204の印加電圧が高電圧（例えば3v,ただし逆バ
イアス）の時と、低電位（例えば0v）の時のインピーダ
ンスを知る必要がある。第３図は、マイクロ波帯でよく
使用されているショットキーバリアダイオード（1ss9
9）の2.45GHzにおけるインピーダンス（反射係数）の印
加電圧依存性を測定したものである。
図から、逆バイアスが大きくなるに従って障壁容量が
小さくなることがわかる。ただし、抵抗分はほとんど変
らない。このダイオード（1ss99）の印加電圧0v,3v時の
正規分アドミッタンス及び反射係数を表１に示す。
小さくなることがわかる。ただし、抵抗分はほとんど変
らない。このダイオード（1ss99）の印加電圧0v,3v時の
正規分アドミッタンス及び反射係数を表１に示す。
また、バイアス0v時と逆バイアス3v時の反射係数の位
相差は、図から42.2゜となる。従って、このままでは変
調信号（0vと3vとする）を印加しても良好な０−π位相
変調器にはならない。これを良好な０−π位相変調器と
するためには、伝送線路202と先端開放並列線路203より
成るインピーダンス変換回路を調整して印加電圧が高電
位の時の反射係数 と、低電圧の時の反射係数 の位相差をほぼπにすれば良い。
相差は、図から42.2゜となる。従って、このままでは変
調信号（0vと3vとする）を印加しても良好な０−π位相
変調器にはならない。これを良好な０−π位相変調器と
するためには、伝送線路202と先端開放並列線路203より
成るインピーダンス変換回路を調整して印加電圧が高電
位の時の反射係数 と、低電圧の時の反射係数 の位相差をほぼπにすれば良い。
このように の位相差をほぼπにする伝送線路202と先端開放並列線
路203の長さL1,L2の組み合わせは種々考えられるがその
一例を表２に示す。
路203の長さL1,L2の組み合わせは種々考えられるがその
一例を表２に示す。
また、各々のインピーダンス変換回路の場合に、反射
係数 がどのようになるかを第４図のスミスチャート上に示
す。
係数 がどのようになるかを第４図のスミスチャート上に示
す。
図からこれらのL1,L2の長さの組み合わせに於いては
反射係数 の位相差はほぼπとなっていることがわかる。このダイ
オード（1ss99）を用いた時 の位相差がほぼπとなるためのL1の長さの上限は変調信
号が高電位（3v）時の反射係数 の表わすアドミッタンスのコンダクタンス分ｇがｇ1.
0となる場合で、この時L1＝0.145λｇとなる。結局、ダ
イオード1ss99を用いた時には、L1,L2を各々、 L1＝0.062λg0.145λｇ （14） L2＝0.300λｇ〜0.360λｇ （15） （λg:誘電体基板内での波長） 付近の範囲内から選べば の位相差をほぼπにすることが出来、また を大きくすることが出来る。そしてこの結果質問装置に
於けるホモダイン検波出力Vdetを大きくすることが可能
になる。また、この変調器においては、ダイオードには
順方向電流が流れないので、応答装置の内蔵電池の消耗
を著しく少くすることができる。
反射係数 の位相差はほぼπとなっていることがわかる。このダイ
オード（1ss99）を用いた時 の位相差がほぼπとなるためのL1の長さの上限は変調信
号が高電位（3v）時の反射係数 の表わすアドミッタンスのコンダクタンス分ｇがｇ1.
0となる場合で、この時L1＝0.145λｇとなる。結局、ダ
イオード1ss99を用いた時には、L1,L2を各々、 L1＝0.062λg0.145λｇ （14） L2＝0.300λｇ〜0.360λｇ （15） （λg:誘電体基板内での波長） 付近の範囲内から選べば の位相差をほぼπにすることが出来、また を大きくすることが出来る。そしてこの結果質問装置に
於けるホモダイン検波出力Vdetを大きくすることが可能
になる。また、この変調器においては、ダイオードには
順方向電流が流れないので、応答装置の内蔵電池の消耗
を著しく少くすることができる。
次に、マイクロ波帯で広く用いられている別のダイオ
ード（1sv183）のインピーダンスの印加電圧依存性を第
５図に示す。このダイオード（1sv183）の高電位時（逆
バイアスの3v）と低電位時（0v）の反射係数の位相差は
図から約20゜である。従ってこのままでは変調信号（0v
/3v）を印加しても良好な０−π位相変調器にならな
い。そこで伝送線路202の長さL1と先端開放並列線路203
の長さL2を、例えば各々L1＝0.37λg,L2＝0.305λｇと
すると、第６図に示すように の位相差θは195゜となり、ほぼ０−πの位相変調器が
実現できる。
ード（1sv183）のインピーダンスの印加電圧依存性を第
５図に示す。このダイオード（1sv183）の高電位時（逆
バイアスの3v）と低電位時（0v）の反射係数の位相差は
図から約20゜である。従ってこのままでは変調信号（0v
/3v）を印加しても良好な０−π位相変調器にならな
い。そこで伝送線路202の長さL1と先端開放並列線路203
の長さL2を、例えば各々L1＝0.37λg,L2＝0.305λｇと
すると、第６図に示すように の位相差θは195゜となり、ほぼ０−πの位相変調器が
実現できる。
発明の効果 従って本発明によれば、障壁容量が印加電圧に応じて
変化するダイオードに対してインピーダンス変換回路を
適宜調整するだけで、非常に良好な特性を持つ概略０−
πの位相変調器を構成することができ、質問装置におけ
るホモダイン検波出力を大きくすることができる。また
質問装置においては、互いに位相が90゜異なる２系統の
ホモダイン検波を行わせれば、質問装置と応答装置の間
の距離が変化した場合も、この距離には関係なく常に良
好な通信を行うことが可能となる。
変化するダイオードに対してインピーダンス変換回路を
適宜調整するだけで、非常に良好な特性を持つ概略０−
πの位相変調器を構成することができ、質問装置におけ
るホモダイン検波出力を大きくすることができる。また
質問装置においては、互いに位相が90゜異なる２系統の
ホモダイン検波を行わせれば、質問装置と応答装置の間
の距離が変化した場合も、この距離には関係なく常に良
好な通信を行うことが可能となる。
また、本発明のマイクロ波変調器に於いては、ダイオ
ードに順方向電流が流れないので、応答装置の内蔵電源
の消耗が極めて少なくなり、内蔵電源の寿命が著しく延
びるとともに、内蔵電源の小型化が実現され、軽量，小
型，安価な応答装置を実現できる。従って、安価で応用
分野が広く、非常に特性の良い移動体識別システムが構
築される。
ードに順方向電流が流れないので、応答装置の内蔵電源
の消耗が極めて少なくなり、内蔵電源の寿命が著しく延
びるとともに、内蔵電源の小型化が実現され、軽量，小
型，安価な応答装置を実現できる。従って、安価で応用
分野が広く、非常に特性の良い移動体識別システムが構
築される。
第１図は本発明を用いた移動体識別システムの実施例の
構成図、第２図は２系統のホモダイン検波出力の説明
図、第３図はダイオード（1ss99）のインピーダンスの
印加電圧依存性を示した図、第４図は本発明の変調器の
一実施例の特性図、第５図はダイオード（1sv183）のイ
ンピーダンスの印加電圧依存性を示した図、第６図は本
発明にダイオード（1sv183）を用いた時の特性図、第７
図は質問装置と応答装置の従来例の構成図、第８図はホ
モダイン検波出力の説明図である。 １……質問装置,2……応答装置,20……変調器,201……
送受信アンテナ,202……伝送線路,203……先端開放並列
線路,204……ダイオード,205……バイアス供給回路。
構成図、第２図は２系統のホモダイン検波出力の説明
図、第３図はダイオード（1ss99）のインピーダンスの
印加電圧依存性を示した図、第４図は本発明の変調器の
一実施例の特性図、第５図はダイオード（1sv183）のイ
ンピーダンスの印加電圧依存性を示した図、第６図は本
発明にダイオード（1sv183）を用いた時の特性図、第７
図は質問装置と応答装置の従来例の構成図、第８図はホ
モダイン検波出力の説明図である。 １……質問装置,2……応答装置,20……変調器,201……
送受信アンテナ,202……伝送線路,203……先端開放並列
線路,204……ダイオード,205……バイアス供給回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−123381（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−75584（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−121773（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−199185（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−195623（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】質問信号をアンテナで受信し内臓データで
変調して応答信号として再放射する応答装置のマイクロ
波変調器であって、 長さL1の伝送線路と長さL2の先端開放並列線路より成る
インピーダンス変換回路と、印加電圧に応じて障壁容量
の変化するダイオードと、該ダイオードに変調信号を印
加するためのバイアス供給回路を備え、上記アンテナに
接続される上記伝送線路の一端には上記先端開放並列線
路を、他端には上記ダイオード及び上記バイアス供給回
路を接続し、上記他端に与えられる電圧は上記ダイオー
ドを逆バイアスする範囲内の電圧であること、及び上記
線路の長さL1とL2上記ダイオードの印加電圧が高電圧の
ときの反射係数と低電圧のときの反射係数の位相差が概
略π若しくは、その近傍になるように選ばれていること
を特徴とするマイクロ波変調器。 - 【請求項２】質問装置が質問信号を放射し、応答装置の
マイクロ波変調器によりアンテナで受信した上記質問信
号を変調して応答信号として上記質問装置を再放射し、
上記質問装置が上記応答信号を互いに位相がπ/2異なる
２系統のホモダイン検波を行う移動体識別システムにお
いて、 上記マイクロ波変調器は、長さL1の伝送線路と長さL2の
先端開放並列線路より成るインピーダンス変換回路と、
印加電圧に応じて障壁容量の変化するダイオードと、該
ダイオードに変調信号を印加するためのバイアス供給回
路を備え、上記アンテナに接続される上記伝送線路の一
端には上記先端開放並列線路を、他端には上記ダイオー
ド及び上記バイアス供給回路を接続し、上記他端に与え
られる電圧は上記ダイオードを逆バイアスする範囲内の
電圧であること、及び上記線路の長さL1とL2が上記ダイ
オードへの印加電圧が高電圧のときの反射係数と低電圧
のときの反射係数の位相差が概略π若しくは、その近傍
になるように選ばれていることを特徴とする移動体識別
システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63191107A JP2628892B2 (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | マイクロ波変調器及び移動体識別システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63191107A JP2628892B2 (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | マイクロ波変調器及び移動体識別システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0238984A JPH0238984A (ja) | 1990-02-08 |
| JP2628892B2 true JP2628892B2 (ja) | 1997-07-09 |
Family
ID=16268970
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63191107A Expired - Lifetime JP2628892B2 (ja) | 1988-07-29 | 1988-07-29 | マイクロ波変調器及び移動体識別システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2628892B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7528699B2 (en) | 2002-08-19 | 2009-05-05 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Transponder in communication system |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62123381A (ja) * | 1985-11-25 | 1987-06-04 | Matsushita Electric Works Ltd | 移動体の識別装置 |
-
1988
- 1988-07-29 JP JP63191107A patent/JP2628892B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7528699B2 (en) | 2002-08-19 | 2009-05-05 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Transponder in communication system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0238984A (ja) | 1990-02-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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