JP2621495B2 - ゲート駆動回路 - Google Patents
ゲート駆動回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、ゲート電圧を制御することでオン・オフ
する電圧駆動形（静電誘導形）半導体スイッチ、例えば
MOSFET、SIT（静電誘導形トランジスタ）、IGBT（絶縁
ゲート形バイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチ
を駆動するためのゲート駆動回路に関する。
する電圧駆動形（静電誘導形）半導体スイッチ、例えば
MOSFET、SIT（静電誘導形トランジスタ）、IGBT（絶縁
ゲート形バイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチ
を駆動するためのゲート駆動回路に関する。
（従来の技術） 電圧駆動形半導体スイッチは、ゲート電圧を変化させ
るだけでスイッチを開閉できるため、通常のバイポーラ
トランジスタの如くベース電流で制御するものに比較し
て、駆動電力が極めて小さいのが特徴である。このゲー
ト駆動回路は例えば第12図に示す如く構成されており、
図において、GDUはゲートドライブユニット、RGはゲー
ト抵抗、Q1は例えばMOSFET等のスイッチ素子Q0からなる
電圧駆動形半導体スイッチ、LDは高周波負荷、VMは電源
を示している。ここで、ゲートドライブユニットGDU
は、直列接続された正負の駆動用電源VH,VLと、トラン
ジスタを直列接続してなる駆動用スイッチDSと、この駆
動用スイッチDSをオン・オフさせるためのパルスを出力
するパルス発生器PGとからなっている。
るだけでスイッチを開閉できるため、通常のバイポーラ
トランジスタの如くベース電流で制御するものに比較し
て、駆動電力が極めて小さいのが特徴である。このゲー
ト駆動回路は例えば第12図に示す如く構成されており、
図において、GDUはゲートドライブユニット、RGはゲー
ト抵抗、Q1は例えばMOSFET等のスイッチ素子Q0からなる
電圧駆動形半導体スイッチ、LDは高周波負荷、VMは電源
を示している。ここで、ゲートドライブユニットGDU
は、直列接続された正負の駆動用電源VH,VLと、トラン
ジスタを直列接続してなる駆動用スイッチDSと、この駆
動用スイッチDSをオン・オフさせるためのパルスを出力
するパルス発生器PGとからなっている。
このゲート駆動回路では、パルス発生器PGにより駆動
用スイッチDSをオン・オフさせることで、第13図に示す
ように出力電圧eAを電源VH,VLの二値の電圧VHとVLとの
どちらかに切換え、ゲート電圧VG′をそのしきい値電圧
Vthに対し図示のように制御して半導体スイッチQ1を駆
動していた。
用スイッチDSをオン・オフさせることで、第13図に示す
ように出力電圧eAを電源VH,VLの二値の電圧VHとVLとの
どちらかに切換え、ゲート電圧VG′をそのしきい値電圧
Vthに対し図示のように制御して半導体スイッチQ1を駆
動していた。
（発明が解決しようとする課題） ここで、第12図に示す如く半導体スイッチQ1内のゲー
トにはゲート・ドレイン間容量CGDやゲート・ソース間
容量CGSが存在するので、その充放電に関して以下のよ
うな問題が生じる。
トにはゲート・ドレイン間容量CGDやゲート・ソース間
容量CGSが存在するので、その充放電に関して以下のよ
うな問題が生じる。
すなわち、各容量CGD,CGSはそれぞれ実際には非線形
の特性を示し、またCGDはスイッチ動作時に複雑な帰還
作用をするので、厳密には非常に複雑な動作をする。さ
らにスイッチ動作時のソース側インダクタンスLSによる
ゲート駆動回路への悪影響も無視することができない。
の特性を示し、またCGDはスイッチ動作時に複雑な帰還
作用をするので、厳密には非常に複雑な動作をする。さ
らにスイッチ動作時のソース側インダクタンスLSによる
ゲート駆動回路への悪影響も無視することができない。
ここでは単にゲート・ソース間容量CGSのみが存在す
るものとして話を進める。
るものとして話を進める。
まず、容量CGS〔Ｆ〕を電圧Ｖ〔Ｖ〕まで充電するエ
ネルギーＷは であり、この時、制動抵抗（ゲート抵抗）RGにはＷと同
じ損失が発生し、消費される。このような動作で容量C
GSの充電、放電を周波数で繰り返すと、その時の消費
電力Ｐは Ｐ＝×CGS×V2 〔Ｗ〕 であることが知られている。半導体スイッチQ1が一般的
な電力用MOSFETの場合、例えばCGS＝10〔nF〕,V＝10
〔Ｖ〕，＝10〔MHz〕では、Ｐ＝10×106×10×10-9×
102＝10〔Ｗ〕という値となる。この電力Ｐは半導体ス
イッチQ1を駆動するために消費されるもので、装置の効
率を上げるためには零にしたいものである。
ネルギーＷは であり、この時、制動抵抗（ゲート抵抗）RGにはＷと同
じ損失が発生し、消費される。このような動作で容量C
GSの充電、放電を周波数で繰り返すと、その時の消費
電力Ｐは Ｐ＝×CGS×V2 〔Ｗ〕 であることが知られている。半導体スイッチQ1が一般的
な電力用MOSFETの場合、例えばCGS＝10〔nF〕,V＝10
〔Ｖ〕，＝10〔MHz〕では、Ｐ＝10×106×10×10-9×
102＝10〔Ｗ〕という値となる。この電力Ｐは半導体ス
イッチQ1を駆動するために消費されるもので、装置の効
率を上げるためには零にしたいものである。
一方、上記ゲート駆動回路では容量CGSとゲート配線
のインダクタンスLGとによって直列共振が生じ、ゲート
抵抗RGの値が適正でないと第14図の如く半導体スイッチ
Q1のオン・オフ制御が乱れてしまうこととなり、第13図
の如く正常に作動するためには適正な値のゲート抵抗RG
が必要である。
のインダクタンスLGとによって直列共振が生じ、ゲート
抵抗RGの値が適正でないと第14図の如く半導体スイッチ
Q1のオン・オフ制御が乱れてしまうこととなり、第13図
の如く正常に作動するためには適正な値のゲート抵抗RG
が必要である。
以上のことから、LGとCGSとで決まる共振周波数 に近いか、またはこれを越える周波数では半導体スイッ
チQ1をオン・オフ制御することは難しかった。
チQ1をオン・オフ制御することは難しかった。
更に、通常の電力用半導体スイッチ素子では、内部の
インダクタンスLGのみでなく外部に配線のインダクタン
スが生ずるので、このインダクタンスをも考慮すると動
作限界周波数はかなり低いものとなる。例えば総合的な
LG≒20〔nH〕、CGS≒10〔nF〕では、 となり、つまり10MHz以上での電圧駆動によるスイッチ
ング動作は困難となる。更にここでは詳述しないが、主
回路電流によるインダクタンスLSにおける電圧降下は、
半導体スイッチQ1の高周波動作に悪影響を及ぼしてい
る。
インダクタンスLGのみでなく外部に配線のインダクタン
スが生ずるので、このインダクタンスをも考慮すると動
作限界周波数はかなり低いものとなる。例えば総合的な
LG≒20〔nH〕、CGS≒10〔nF〕では、 となり、つまり10MHz以上での電圧駆動によるスイッチ
ング動作は困難となる。更にここでは詳述しないが、主
回路電流によるインダクタンスLSにおける電圧降下は、
半導体スイッチQ1の高周波動作に悪影響を及ぼしてい
る。
本発明は上述した種々の問題点を解決するために提案
されたもので、その目的とするところは、消費電力を低
減し、しかも駆動周波数の上限を引き上げて高周波スイ
ッチングを可能にしたゲート駆動回路を提供することに
ある。
されたもので、その目的とするところは、消費電力を低
減し、しかも駆動周波数の上限を引き上げて高周波スイ
ッチングを可能にしたゲート駆動回路を提供することに
ある。
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明は、ゲート駆動電圧
よりも十分に高い交流電圧源と直列リアクトルとからな
る交流電流源によってゲートを駆動することにより、電
力損失を押えて、駆動周波数の上限を引き上げるように
したものである。
よりも十分に高い交流電圧源と直列リアクトルとからな
る交流電流源によってゲートを駆動することにより、電
力損失を押えて、駆動周波数の上限を引き上げるように
したものである。
（作用） 本発明によれば、交流電圧源に従来のゲート抵抗に代
わる直列リアクトルを接続して交流電流源を構成し、こ
の電流源によりゲートに電流を注入するようにしたた
め、上記リアクトルからの電力の回生が可能になって電
力の損失が少なくなり、また、半導体スイッチのゲート
電圧よりも十分に大きな駆動電圧を交流電圧源から供給
することで駆動周波数の上限がなくなり、高周波で駆動
することができる。
わる直列リアクトルを接続して交流電流源を構成し、こ
の電流源によりゲートに電流を注入するようにしたた
め、上記リアクトルからの電力の回生が可能になって電
力の損失が少なくなり、また、半導体スイッチのゲート
電圧よりも十分に大きな駆動電圧を交流電圧源から供給
することで駆動周波数の上限がなくなり、高周波で駆動
することができる。
（実施例） 以下、図に沿って本発明の実施例を説明する。まず、
第１図及び第２図は本発明の第１実施例であり、第１図
は回路図、第２図はその動作説明図である。
第１図及び第２図は本発明の第１実施例であり、第１図
は回路図、第２図はその動作説明図である。
第１図において、ゲートドライブユニットGDU1は正負
の駆動用電源VH,VLと、オン・オフ指令を出力するパル
ス発生器PG1と、直列接続されたトランジスタTr1,Tr2及
び逆並列接続されたダイオードD1,D2からなる高速駆動
用スイッチDS1とから成っている。そして、トランジス
タTr1,Tr2を交互にオン・オフすることで駆動用スイッ
チDS1の出力端子と電源VH,VLの接続点との間の電圧eAを
方形波電圧として交流電圧源を実現するように構成され
ている。また、駆動用スイッチDS1の出力端子には直列
にリアクトルLG2が接続され、このリアクトルLG2を介し
て半導体スイッチQ1のゲートＧが接続されている。ここ
で、LG2の値は半導体スイッチQ1の内部のインダクタン
スLGの値よりも十分に大きいものとする。なお、基準電
位としては半導体スイッチQ1のソースＳと電源VH,VLの
接続点を結んだ点の電位になっている。
の駆動用電源VH,VLと、オン・オフ指令を出力するパル
ス発生器PG1と、直列接続されたトランジスタTr1,Tr2及
び逆並列接続されたダイオードD1,D2からなる高速駆動
用スイッチDS1とから成っている。そして、トランジス
タTr1,Tr2を交互にオン・オフすることで駆動用スイッ
チDS1の出力端子と電源VH,VLの接続点との間の電圧eAを
方形波電圧として交流電圧源を実現するように構成され
ている。また、駆動用スイッチDS1の出力端子には直列
にリアクトルLG2が接続され、このリアクトルLG2を介し
て半導体スイッチQ1のゲートＧが接続されている。ここ
で、LG2の値は半導体スイッチQ1の内部のインダクタン
スLGの値よりも十分に大きいものとする。なお、基準電
位としては半導体スイッチQ1のソースＳと電源VH,VLの
接続点を結んだ点の電位になっている。
また第１図において、電源VH,VL、パルス発生器PG1及
び駆動用スイッチDS1からなる交流電圧源は、電圧形イ
ンバータを構成している。
び駆動用スイッチDS1からなる交流電圧源は、電圧形イ
ンバータを構成している。
次に、この動作を第２図を参照しつつ説明する。上記
駆動用スイッチDS1の動作により、第２図のeAの如き方
形波が十分高い値で与えられると、主にリアクトルLG2
とeAとの作用で三角波状の交流電流がゲート電流iGとし
て流れる。
駆動用スイッチDS1の動作により、第２図のeAの如き方
形波が十分高い値で与えられると、主にリアクトルLG2
とeAとの作用で三角波状の交流電流がゲート電流iGとし
て流れる。
このiGが正のとき、半導体スイッチQ1の内部のゲート
電圧VG′が上昇し、ゲートしきい値電圧Vthに達すると
半導体スイッチQ1はオフからオンに変わる。なお、この
ときVG′が一時的にVthに固定される。これは半導体ス
イッチQ1のスイッチ動作時におけるゲート・ドレイン間
容量CGD等の影響によるものであり、実用時に必ず見ら
れるものであるが、本発明では無視するものとする。
電圧VG′が上昇し、ゲートしきい値電圧Vthに達すると
半導体スイッチQ1はオフからオンに変わる。なお、この
ときVG′が一時的にVthに固定される。これは半導体ス
イッチQ1のスイッチ動作時におけるゲート・ドレイン間
容量CGD等の影響によるものであり、実用時に必ず見ら
れるものであるが、本発明では無視するものとする。
そして、ゲート電流iGの極性が正から負に変わると
VG′は減少し、これがしきい値Vthより下まわると半導
体スイッチQ1はオフする。ここで、電圧eAよりゲート電
流iGは約90°遅れ、更にゲート電圧VG′はiGから約90°
遅れた動作をする。
VG′は減少し、これがしきい値Vthより下まわると半導
体スイッチQ1はオフする。ここで、電圧eAよりゲート電
流iGは約90°遅れ、更にゲート電圧VG′はiGから約90°
遅れた動作をする。
このように、半導体スイッチQ1の内部のインダクタン
スLGより十分大きな直列リアクトルLG2を付加して、ゲ
ート電圧VG′より十分大きな駆動電圧eAを与えることに
より、第14図に示したような振動とLSによる悪影響は気
にする必要がなくなり、半導体スイッチQ1のスイッチン
グ周波数の上限がなくなることになる。更に、駆動源の
電圧eAと電流iGは位相が約90°ずれていることから、皮
相電力は大きいが有効電力消費は極く小さな値でよくな
る。
スLGより十分大きな直列リアクトルLG2を付加して、ゲ
ート電圧VG′より十分大きな駆動電圧eAを与えることに
より、第14図に示したような振動とLSによる悪影響は気
にする必要がなくなり、半導体スイッチQ1のスイッチン
グ周波数の上限がなくなることになる。更に、駆動源の
電圧eAと電流iGは位相が約90°ずれていることから、皮
相電力は大きいが有効電力消費は極く小さな値でよくな
る。
すなわち、第２図から明らかなように、電力消費が少
ないのはiGがピーク値の時点からゼロに至る区間はリア
クトルLG2のエネルギーが電源に回生されているからで
ある。例えば、iGが正のピーク値からゼロに至る区間で
は、リアクトルLG2の電流iGはLG2→半導体スイッチQ1の
ゲート→同ソース→電源VLの正極→同負極→駆動用スイ
ッチDS1内のダイオードD2→LG2という経路で流れ、電源
VLにエネルギーを回生している。
ないのはiGがピーク値の時点からゼロに至る区間はリア
クトルLG2のエネルギーが電源に回生されているからで
ある。例えば、iGが正のピーク値からゼロに至る区間で
は、リアクトルLG2の電流iGはLG2→半導体スイッチQ1の
ゲート→同ソース→電源VLの正極→同負極→駆動用スイ
ッチDS1内のダイオードD2→LG2という経路で流れ、電源
VLにエネルギーを回生している。
また、iGが負の期間でも同様に他方の電源VHにエネルギ
ーが回生される。つまり、従来の電圧駆動回路では電力
回生が不可能であったのに対し、この実施例では電力回
生が簡単にできるようにして電力の有効利用を図ったも
のである。
ーが回生される。つまり、従来の電圧駆動回路では電力
回生が不可能であったのに対し、この実施例では電力回
生が簡単にできるようにして電力の有効利用を図ったも
のである。
次に、第３図及び第４図は本発明の第２実施例であ
り、この実施例は第１実施例に対して直列リアクトルL
G2に更に直列に共振コンデンサCrを付加したものであ
る。
り、この実施例は第１実施例に対して直列リアクトルL
G2に更に直列に共振コンデンサCrを付加したものであ
る。
この実施例によれば、CrとLG2による直列共振の効果
により、第４図に示すように交流電圧源の小さな出力電
圧eAを大きな出力電圧eBに変換することができるので、
ゲートドライブユニットGDU2内のeAを発生する部分、す
なわち電源VH,VLと高速駆動用スイッチDS1の容量を極め
て小さくすることができる。但し、この実施例は共振作
用を利用するため適用周波数がほぼ変化しない固定周波
数用途に限られ、例えば13.56MHzや27.12MHzなどの固定
周波数のスイッチング駆動に特に有効である。
により、第４図に示すように交流電圧源の小さな出力電
圧eAを大きな出力電圧eBに変換することができるので、
ゲートドライブユニットGDU2内のeAを発生する部分、す
なわち電源VH,VLと高速駆動用スイッチDS1の容量を極め
て小さくすることができる。但し、この実施例は共振作
用を利用するため適用周波数がほぼ変化しない固定周波
数用途に限られ、例えば13.56MHzや27.12MHzなどの固定
周波数のスイッチング駆動に特に有効である。
次いで、第５図は本発明の第３実施例であり、この実
施例は、交流電圧源及びリアクトルLG2の後段に設けた
絶縁トランスT1を介して半導体スイッチQ1のゲートを駆
動するようにしたものである。ここで、交流電圧源AC1
は１つの直流電源VDと各々がトランジスタ及びダイオー
ドからなる４つの駆動用スイッチS1〜S4とで示してある
が、これらはあくまで第１実施例の変形例として示して
いるだけであり、交流電圧源としての動作は原理的に第
１実施例と変っていない。
施例は、交流電圧源及びリアクトルLG2の後段に設けた
絶縁トランスT1を介して半導体スイッチQ1のゲートを駆
動するようにしたものである。ここで、交流電圧源AC1
は１つの直流電源VDと各々がトランジスタ及びダイオー
ドからなる４つの駆動用スイッチS1〜S4とで示してある
が、これらはあくまで第１実施例の変形例として示して
いるだけであり、交流電圧源としての動作は原理的に第
１実施例と変っていない。
この実施例において、トランスT1は交流分しか伝送で
きないので、その２次側には通常適正な直流バイアス電
圧を得るために可変の直流電圧源VCと、交流分を損失な
く通過させるためのコンデンサCDとの並列回路が設けら
れることがある。そして、直流電圧源VCの電圧を適正に
設定することで半導体スイッチQ1のオン区間，オフ区間
のデューティ比を管理することができる。もちろん、こ
のバイアス電圧が不要のときにはVCとCDは省略できる。
きないので、その２次側には通常適正な直流バイアス電
圧を得るために可変の直流電圧源VCと、交流分を損失な
く通過させるためのコンデンサCDとの並列回路が設けら
れることがある。そして、直流電圧源VCの電圧を適正に
設定することで半導体スイッチQ1のオン区間，オフ区間
のデューティ比を管理することができる。もちろん、こ
のバイアス電圧が不要のときにはVCとCDは省略できる。
この実施例がこれまでの実施例と全く異なるのは、ト
ランスT1内のもれリアクタンスがLG2の一部として有効
に作用することである。第12図に示した従来の技術でこ
のトランスT1を挿入すると、もれリアクタンスのために
スイッチング周波数の上限が極度に低下するのが常であ
ったのに対し、この実施例ではそのような不都合がな
い。なお、トランスT1の設計時にLG2を含んだトランス
を計画すれば、個別のリアクトルLG2は不要になること
はいうまでもない。
ランスT1内のもれリアクタンスがLG2の一部として有効
に作用することである。第12図に示した従来の技術でこ
のトランスT1を挿入すると、もれリアクタンスのために
スイッチング周波数の上限が極度に低下するのが常であ
ったのに対し、この実施例ではそのような不都合がな
い。なお、トランスT1の設計時にLG2を含んだトランス
を計画すれば、個別のリアクトルLG2は不要になること
はいうまでもない。
次に、第６図及び第７図は本発明の第４実施例であ
り、この実施例は例えば180°位相のずれた２個の半導
体スイッチQ1,Q2を１つの駆動電圧源で駆動するように
したものである。すなわち、第６図に示すように、絶縁
トランスT2の２次側の極性を逆に接続し、直流電圧源VC
による直流バイアス電圧を変えてオン・オフのデューテ
ィ比を適正に設定することで、高周波のハーフブリッジ
形のインバータを構成することができる。なお、第６図
においてGDU4はゲートドライブユニットを、VMH,VMLは
電源を示している。
り、この実施例は例えば180°位相のずれた２個の半導
体スイッチQ1,Q2を１つの駆動電圧源で駆動するように
したものである。すなわち、第６図に示すように、絶縁
トランスT2の２次側の極性を逆に接続し、直流電圧源VC
による直流バイアス電圧を変えてオン・オフのデューテ
ィ比を適正に設定することで、高周波のハーフブリッジ
形のインバータを構成することができる。なお、第６図
においてGDU4はゲートドライブユニットを、VMH,VMLは
電源を示している。
また、第７図はこの実施例の動作を示すものであり、
上記トランスT2,T3の作用により半導体スイッチQ1,Q2の
ゲート電圧VG1′，VG2′の極性を反転させて半導体スイ
ッチQ1,Q2を交互にオン・オフさせることが可能になっ
ている。
上記トランスT2,T3の作用により半導体スイッチQ1,Q2の
ゲート電圧VG1′，VG2′の極性を反転させて半導体スイ
ッチQ1,Q2を交互にオン・オフさせることが可能になっ
ている。
次いで、第８図及び第９図は本発明の第５実施例であ
る。この実施例は、半導体スイッチQ1のゲート電圧VG′
がしきい値Vthと交差するときの傾きを大きくして第２
図等に比べてよりシャープな半導体スイッチQ1のオン・
オフを実現するようにしたものである。
る。この実施例は、半導体スイッチQ1のゲート電圧VG′
がしきい値Vthと交差するときの傾きを大きくして第２
図等に比べてよりシャープな半導体スイッチQ1のオン・
オフを実現するようにしたものである。
すなわち、ゲートドライブユニットGDU5に基本スイッ
チング周波数で高い電圧eA1を出力する交流電圧源GD1と
基本スイッチング周波数の３倍の周波数で高い電圧eA3
を出力する交流電圧源GD3とを備え、それぞれ直列リア
クトルLG21とLG23とにより電流iG1,iG3の電流源に変換
した後に合成して半導体スイッチQ1のゲートＧに注入す
ることにより、第９図に示すごとき先端が鋭く尖った波
形のゲート電圧VG′を得ることができる。なお、第９図
には電流iG1,iG3によるゲート電圧も併記してある。こ
のゲート電圧VG′としきい値電圧Vthとの比較により、
オン状態からオフ状態またはオフ状態からオン状態への
遷移を一層高速化することができる。
チング周波数で高い電圧eA1を出力する交流電圧源GD1と
基本スイッチング周波数の３倍の周波数で高い電圧eA3
を出力する交流電圧源GD3とを備え、それぞれ直列リア
クトルLG21とLG23とにより電流iG1,iG3の電流源に変換
した後に合成して半導体スイッチQ1のゲートＧに注入す
ることにより、第９図に示すごとき先端が鋭く尖った波
形のゲート電圧VG′を得ることができる。なお、第９図
には電流iG1,iG3によるゲート電圧も併記してある。こ
のゲート電圧VG′としきい値電圧Vthとの比較により、
オン状態からオフ状態またはオフ状態からオン状態への
遷移を一層高速化することができる。
次に、第10図は本発明の第６実施例を示す動作波形で
ある。この実施例は、前記第１実施例において第２図に
示したVHに対するVLのオンデューティを短く、かつ、VL
を高い電圧にすることでiGの三角波形を変え、結果とし
てゲート電圧VG′の正の部分のみを鋭利に整形したもの
である。この実施例は、特にVGに対する過電圧耐量の小
さい半導体スイッチQ1を駆動する場合に効果的である。
ある。この実施例は、前記第１実施例において第２図に
示したVHに対するVLのオンデューティを短く、かつ、VL
を高い電圧にすることでiGの三角波形を変え、結果とし
てゲート電圧VG′の正の部分のみを鋭利に整形したもの
である。この実施例は、特にVGに対する過電圧耐量の小
さい半導体スイッチQ1を駆動する場合に効果的である。
更に、第11図は本発明の第７実施例であり、第１実施
例における駆動用スイッチDS1のオン・オフ操作を工夫
することで高周波のみでなくオン・オフ区間の長い低周
波のスイッチングにも適用可能としたものである。すな
わち第１図の半導体スイッチQ1をオフからオンにする
時、電源VH側のトランジスタTr1を適宜な時間オンし、
電流iGが流れてVG′がしきい値Vthに達した頃に上記ト
ランジスタTr1をオフすることでリアクトルLG2に流れ続
けるiGは下アームのダイオードD2に流れ、iGがゼロにな
るまで続流する。このとき、第11図に示すようにVG′は
しきい値Vthより十分高いレベルまで上昇しているの
で、続流がなくとも半導体スイッチQ1のオン状態を確実
に維持することができる。
例における駆動用スイッチDS1のオン・オフ操作を工夫
することで高周波のみでなくオン・オフ区間の長い低周
波のスイッチングにも適用可能としたものである。すな
わち第１図の半導体スイッチQ1をオフからオンにする
時、電源VH側のトランジスタTr1を適宜な時間オンし、
電流iGが流れてVG′がしきい値Vthに達した頃に上記ト
ランジスタTr1をオフすることでリアクトルLG2に流れ続
けるiGは下アームのダイオードD2に流れ、iGがゼロにな
るまで続流する。このとき、第11図に示すようにVG′は
しきい値Vthより十分高いレベルまで上昇しているの
で、続流がなくとも半導体スイッチQ1のオン状態を確実
に維持することができる。
また、半導体スイッチQ1をオンからオフにするには上
記と同様に電源VL側のトランジスタTr2を適宜な時間オ
ンしてやればよい。このように駆動用スイッチDS1のオ
ン・オフを制御することで、駆動電力を極めて小さくし
た低周波のゲート駆動回路を実現することもできる。
記と同様に電源VL側のトランジスタTr2を適宜な時間オ
ンしてやればよい。このように駆動用スイッチDS1のオ
ン・オフを制御することで、駆動電力を極めて小さくし
た低周波のゲート駆動回路を実現することもできる。
（発明の効果） 以上説明したように本発明によれば、電圧駆動形半導
体スイッチのゲートを交流電圧源及び直列リアクトルか
らなる電源流にて駆動することにより、省電力が可能で
あると共に、動作周波数の限界を上げて半導体スイッチ
の高周波スイッチングを行なうことができるという効果
がある。
体スイッチのゲートを交流電圧源及び直列リアクトルか
らなる電源流にて駆動することにより、省電力が可能で
あると共に、動作周波数の限界を上げて半導体スイッチ
の高周波スイッチングを行なうことができるという効果
がある。
第１図は本発明の第１実施例を示す回路図、第２図はそ
の動作説明図、第３図は本発明の第２実施例を示す回路
図、第４図はその動作説明図、第５図は本発明の第３実
施例を示す回路図、第６図は本発明の第４実施例を示す
回路図、第７図はその動作説明図、第８図は本発明の第
５実施例を示す回路図、第９図はその動作説明図、第10
図は本発明の第６実施例の動作説明図、第11図は本発明
の第７実施例の動作説明図、第12図は従来の技術を示す
回路図、第13図及び第14図はその動作説明図である。 GDU1〜GDU5……ゲートドライブユニット PG1……パルス発生器 S1〜S4,DS1……駆動用スイッチ AC1,GD1,GD3……交流電圧源 VH,VL,VD,VM,VMH,VML……電源 VC……直流電圧源 Q1,Q2……電圧駆動形半導体スイッチ LD……高周波負荷 LG2,LG21,LG23……リアクトル T1〜T3……絶縁トランス Cr,CD……コンデンサ
の動作説明図、第３図は本発明の第２実施例を示す回路
図、第４図はその動作説明図、第５図は本発明の第３実
施例を示す回路図、第６図は本発明の第４実施例を示す
回路図、第７図はその動作説明図、第８図は本発明の第
５実施例を示す回路図、第９図はその動作説明図、第10
図は本発明の第６実施例の動作説明図、第11図は本発明
の第７実施例の動作説明図、第12図は従来の技術を示す
回路図、第13図及び第14図はその動作説明図である。 GDU1〜GDU5……ゲートドライブユニット PG1……パルス発生器 S1〜S4,DS1……駆動用スイッチ AC1,GD1,GD3……交流電圧源 VH,VL,VD,VM,VMH,VML……電源 VC……直流電圧源 Q1,Q2……電圧駆動形半導体スイッチ LD……高周波負荷 LG2,LG21,LG23……リアクトル T1〜T3……絶縁トランス Cr,CD……コンデンサ
Claims (9)
- 【請求項１】電圧駆動形半導体スイッチのゲート駆動回
路において、 ゲート駆動電圧より十分に高い交流電圧を出力する交流
電圧源と直列リアクトルとからなる交流電流源を設け、
この交流電流源により前記半導体スイッチのゲートに電
流を注入して前記半導体スイッチをイン・オフ制御する
ことを特徴とするゲート駆動回路。 - 【請求項２】交流電圧源が、直流電圧源と、複数のスイ
ッチ素子及びこれらのスイッチ素子に逆並列接続された
ダイオードからなる駆動用スイッチとから構成された電
圧形インバータである請求項（１）記載のゲート駆動回
路。 - 【請求項３】交流電圧源に、直列リアクトルと、この直
列リアクトルに直列に接続されたコンデンサとからなる
共振回路が接続され、前記交流電圧源の出力電圧を前記
共振回路により増幅して出力する請求項（１）記載のゲ
ート駆動回路。 - 【請求項４】交流電圧源と半導体スイッチのゲートとの
間に設けた絶縁トランスのもれリアクタンスを直列リア
クトルとして利用する請求項（１）記載のゲート駆動回
路。 - 【請求項５】半導体スイッチのゲートに接続された絶縁
トランスの２次巻線に直列に直流電圧源を接続し、この
直流電圧源の直流バイアス電圧を調整して半導体スイッ
チのオン・オフのデューティー比を設定する請求項
（４）記載のゲート駆動回路。 - 【請求項６】複数の絶縁トランスの２次巻線にそれぞれ
半導体スイッチのゲートを接続して複数の半導体スイッ
チを駆動する請求項（５）記載のゲート駆動回路。 - 【請求項７】半導体スイッチの基本スイッチング周波数
の電圧を出力する交流電圧源と、前記基本スイッチング
周波数の３倍の周波数の電圧を出力する交流電圧源とを
備え、これらの交流電圧源の出力を直列リアクトルによ
り合成した請求項（１）記載のゲート駆動回路。 - 【請求項８】交流電圧源の出力波形を、負電圧が大きく
かつ負電圧期間が短くなるようにしてゲート電圧の正側
波形の傾きを大きくした請求項（１）または（２）記載
のゲート駆動回路。 - 【請求項９】駆動用スイッチをオン・オフ制御すること
により、無通電期間を介した正負半波のゲート電流を供
給する請求項（２）記載のゲート駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20054289A JP2621495B2 (ja) | 1989-08-02 | 1989-08-02 | ゲート駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20054289A JP2621495B2 (ja) | 1989-08-02 | 1989-08-02 | ゲート駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0365046A JPH0365046A (ja) | 1991-03-20 |
| JP2621495B2 true JP2621495B2 (ja) | 1997-06-18 |
Family
ID=16426040
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20054289A Expired - Fee Related JP2621495B2 (ja) | 1989-08-02 | 1989-08-02 | ゲート駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2621495B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102280989A (zh) * | 2011-05-31 | 2011-12-14 | 南京航空航天大学 | 自适应电流源驱动电路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1078971C (zh) * | 1997-05-23 | 2002-02-06 | 株式会社东芝 | 使用mos栅型半导体元件的电力变换装置 |
| JP5169416B2 (ja) * | 2008-04-14 | 2013-03-27 | 株式会社デンソー | 電力変換回路の駆動回路及び電力変換システム |
| CN103023285A (zh) * | 2012-12-21 | 2013-04-03 | 上海纳杰电气成套有限公司 | 一种新型高频开关驱动控制电路 |
| US10211827B2 (en) * | 2017-01-31 | 2019-02-19 | Ford Global Technologies, Llc | Resonant gate driver |
-
1989
- 1989-08-02 JP JP20054289A patent/JP2621495B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102280989A (zh) * | 2011-05-31 | 2011-12-14 | 南京航空航天大学 | 自适应电流源驱动电路 |
| CN102280989B (zh) * | 2011-05-31 | 2014-02-05 | 南京航空航天大学 | 自适应电流源驱动电路 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0365046A (ja) | 1991-03-20 |
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