JP2594917B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents
電力変換装置の制御装置Info
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- JP2594917B2 JP2594917B2 JP61201455A JP20145586A JP2594917B2 JP 2594917 B2 JP2594917 B2 JP 2594917B2 JP 61201455 A JP61201455 A JP 61201455A JP 20145586 A JP20145586 A JP 20145586A JP 2594917 B2 JP2594917 B2 JP 2594917B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、サイクロコンバータなどの電力変換装置に
より可変速駆動される交流機をベクトル制御装置にて駆
動させる為に、所望の周波数を位相遅れなく電動機に供
給するための電力変換装置の制御装置に関する。
より可変速駆動される交流機をベクトル制御装置にて駆
動させる為に、所望の周波数を位相遅れなく電動機に供
給するための電力変換装置の制御装置に関する。
サイクロコンバータによる交流可変速駆動システムに
おいて、最近循環電流方式サイクロコンバータ等により
出力周波数を向上させ、高速回転機への適用拡大が種々
検討されている。その際、電流位相のずれを補償するこ
とは例えば特公昭59−23195号公報で公知である。ま
た、近年のマイクロプロセツサ技術の急速な進歩によ
り、前記駆動システムの制御演算をデイジタル計算機に
より行なわせた方が、従来のアナログ回路より安価な制
御装置を提供出来るようになつてきた。
おいて、最近循環電流方式サイクロコンバータ等により
出力周波数を向上させ、高速回転機への適用拡大が種々
検討されている。その際、電流位相のずれを補償するこ
とは例えば特公昭59−23195号公報で公知である。ま
た、近年のマイクロプロセツサ技術の急速な進歩によ
り、前記駆動システムの制御演算をデイジタル計算機に
より行なわせた方が、従来のアナログ回路より安価な制
御装置を提供出来るようになつてきた。
しかし、その結果制御系がアナログ的な連続系から、
サンプル値制御系に変る為、サンプル値制御特有の問題
が発生してきた。特に、後述のように高い周波数まで制
御を行なおうとすると、サンプリング時間を無視出来な
くなつてくる。
サンプル値制御系に変る為、サンプル値制御特有の問題
が発生してきた。特に、後述のように高い周波数まで制
御を行なおうとすると、サンプリング時間を無視出来な
くなつてくる。
従来、サイクロコンバータの出力周波数を上げ、モー
タの回転数を上げる場合、特公昭59−23195に示すごと
く、電流制御系の応答遅れによる悪影響を補償する制御
方法に関しては、提案されている。しかしながら、これ
ら従来方法は、連続系での考えでしか配慮されておら
ず、制御装置にデイジタル計算機を用いて、サンプル値
制御を行なつた場合、指令信号の伝達遅れ、サンプル値
の検出遅れによる応答遅れ等に対しては、何ら考慮され
ていない。本発明の目的は、電流制御系の応答遅れとサ
ンプル値制御による応答遅れを補償し精度良く制御でき
る電力変換装置の制御装置を提供することにある。
タの回転数を上げる場合、特公昭59−23195に示すごと
く、電流制御系の応答遅れによる悪影響を補償する制御
方法に関しては、提案されている。しかしながら、これ
ら従来方法は、連続系での考えでしか配慮されておら
ず、制御装置にデイジタル計算機を用いて、サンプル値
制御を行なつた場合、指令信号の伝達遅れ、サンプル値
の検出遅れによる応答遅れ等に対しては、何ら考慮され
ていない。本発明の目的は、電流制御系の応答遅れとサ
ンプル値制御による応答遅れを補償し精度良く制御でき
る電力変換装置の制御装置を提供することにある。
交流信号の制御をサンプル値制御にて行なつた場合、
サンプル値制御特有の問題である指令の伝達遅れ、検出
値の遅れなどは、交流量の位相遅れとなることに着目
し、本発明においては、制御系の基準交流指令に対し
て、位相遅れを補償すべく、あらかじめ位相を与えるよ
うにした指令用の基準正弦波発生器と検出用の基準正弦
波発生器をもうけ、それぞれの正弦波信号の位相を最適
に調整できるようにしたことを特徴とする。本発明によ
れば、制御系の応答遅れを補償することにより達成され
る。
サンプル値制御特有の問題である指令の伝達遅れ、検出
値の遅れなどは、交流量の位相遅れとなることに着目
し、本発明においては、制御系の基準交流指令に対し
て、位相遅れを補償すべく、あらかじめ位相を与えるよ
うにした指令用の基準正弦波発生器と検出用の基準正弦
波発生器をもうけ、それぞれの正弦波信号の位相を最適
に調整できるようにしたことを特徴とする。本発明によ
れば、制御系の応答遅れを補償することにより達成され
る。
本発明では、第１及び第２の複数台の正弦波発生器を
設けて、個別に位相角θを調整出来るようにし、前記第
１の正弦波発生器である指令用基準正弦波発生器は、制
御系の基準正弦波に対して、位相を適正に調整（進み）
することにより、直流電流指令から交流の実電流を流そ
うとする交流の電圧指令までの間に発生する伝達遅れを
補正することができる。又、前記第２の正弦波発生器で
ある検出用基準正弦波発生器も同じ様に、位相を適正に
調整（遅れ）することによりサンプル値の検出遅れを補
正することができる。以上の様な働きにより、制御対象
と制御系の位相を合わせ応答をよくすることが出来る。
設けて、個別に位相角θを調整出来るようにし、前記第
１の正弦波発生器である指令用基準正弦波発生器は、制
御系の基準正弦波に対して、位相を適正に調整（進み）
することにより、直流電流指令から交流の実電流を流そ
うとする交流の電圧指令までの間に発生する伝達遅れを
補正することができる。又、前記第２の正弦波発生器で
ある検出用基準正弦波発生器も同じ様に、位相を適正に
調整（遅れ）することによりサンプル値の検出遅れを補
正することができる。以上の様な働きにより、制御対象
と制御系の位相を合わせ応答をよくすることが出来る。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第
１図は、サイクロコンバータ１にて、図示していない商
用周波の三相交流電源を可変電圧可変周波の電源に変換
し、負荷である三相誘導電動機２に供給するように構成
された装置において、前記誘導電動機２に正弦波状の交
流電流を流すための制御回路の例を示したものである。
なお、サイクロコンバータ１は、逆並列接続された一対
のサイリスタコンバータから成る正逆変換器を三相交流
の各相ごとに設けた回路にて構成されている。サイクロ
コンバータ１の出力電圧は、各相ごとに設けた位相制御
回路3,4,5から与えられるゲートパルス信号にて可変さ
れる。一方、制御回路は、誘導電動機２の各相交流電流
を制御する交流電流制御回路6,7,8、３相の正弦波指令
を出力する２相/3相変換回路９、本発明となる基準正弦
波発生器20、誘導電動機の一次電流を回転磁界と同方向
成分（励磁電流成分Id）と直交成分（トルク電流成分
Iq）に分離して検出する３相/2相変換回路11より構成さ
れている。
１図は、サイクロコンバータ１にて、図示していない商
用周波の三相交流電源を可変電圧可変周波の電源に変換
し、負荷である三相誘導電動機２に供給するように構成
された装置において、前記誘導電動機２に正弦波状の交
流電流を流すための制御回路の例を示したものである。
なお、サイクロコンバータ１は、逆並列接続された一対
のサイリスタコンバータから成る正逆変換器を三相交流
の各相ごとに設けた回路にて構成されている。サイクロ
コンバータ１の出力電圧は、各相ごとに設けた位相制御
回路3,4,5から与えられるゲートパルス信号にて可変さ
れる。一方、制御回路は、誘導電動機２の各相交流電流
を制御する交流電流制御回路6,7,8、３相の正弦波指令
を出力する２相/3相変換回路９、本発明となる基準正弦
波発生器20、誘導電動機の一次電流を回転磁界と同方向
成分（励磁電流成分Id）と直交成分（トルク電流成分
Iq）に分離して検出する３相/2相変換回路11より構成さ
れている。
誘導電動機を直流電動機と同様に可変速制御させる方
法として、ベクトル制御方法があることは良く知られて
いる。このベクトル制御とは、誘導機の一次電流を回転
磁界と同方向成分（励磁電流成分Id）と直交成分（トル
ク電流成分Iq）に分離し、一次電流の大きさを、IdとIq
の大きさにて制御し、回転磁界に対する電流の位相をIq
/Idの比に応じたすべり周波数を与えることにより制御
する方法である。第１図は、前述のベクトル制御を行な
うために、図示していない別の回路より励磁電流指令Id
＊とトルク電流指令Iq ＊が２相/3相変換回路９に入力さ
れ、一次電流の周波数指令ω１ ＊が基準正弦波発生器20
に入力される。基準正弦波発生器20にて、たがいに90゜
位相差をもつ２相正弦波信号sin（ω１ ＊ｔ＋θ１）,co
s（ω１ ＊ｔ＋θ１）が作られ、その出力は２相/3相変
換回路９に入力される。２相/3相変換回路９では、
（１），（２）式に示されるベクトル演算を行ない各相
の交流電流指令iu ＊,iv ＊,iw ＊を出力する。
法として、ベクトル制御方法があることは良く知られて
いる。このベクトル制御とは、誘導機の一次電流を回転
磁界と同方向成分（励磁電流成分Id）と直交成分（トル
ク電流成分Iq）に分離し、一次電流の大きさを、IdとIq
の大きさにて制御し、回転磁界に対する電流の位相をIq
/Idの比に応じたすべり周波数を与えることにより制御
する方法である。第１図は、前述のベクトル制御を行な
うために、図示していない別の回路より励磁電流指令Id
＊とトルク電流指令Iq ＊が２相/3相変換回路９に入力さ
れ、一次電流の周波数指令ω１ ＊が基準正弦波発生器20
に入力される。基準正弦波発生器20にて、たがいに90゜
位相差をもつ２相正弦波信号sin（ω１ ＊ｔ＋θ１）,co
s（ω１ ＊ｔ＋θ１）が作られ、その出力は２相/3相変
換回路９に入力される。２相/3相変換回路９では、
（１），（２）式に示されるベクトル演算を行ない各相
の交流電流指令iu ＊,iv ＊,iw ＊を出力する。
交流電流制御回路6,7,8には、前記各相交流電流指令i
u ＊,iv ＊,iw ＊と電流検出器12にて検出された交流電流
帰還量との偏差が入力され、その出力信号は、各相変換
器の出力電圧に応じた制御信号eu ＊,ev ＊,ew ＊が出力さ
れる。また、交流電流制御系の応答遅れによる制御誤差
を補償する目的で、３相/2相変換回路11が設けられてお
り、この回路には、交流電流帰還量（iu,iv,iw）が入力
され、（１），（２）式のθ１をθ２に置き換えた逆演
算にて、Id,Iq信号が検出される。なお前記Id,Iq信号と
指令値であるId ＊,Iq ＊の偏差が、電流制御系の応答遅
れによる制御誤差であり、この制御系の応答遅れは、図
示されていない別の回路にて補償されるものとする。
u ＊,iv ＊,iw ＊と電流検出器12にて検出された交流電流
帰還量との偏差が入力され、その出力信号は、各相変換
器の出力電圧に応じた制御信号eu ＊,ev ＊,ew ＊が出力さ
れる。また、交流電流制御系の応答遅れによる制御誤差
を補償する目的で、３相/2相変換回路11が設けられてお
り、この回路には、交流電流帰還量（iu,iv,iw）が入力
され、（１），（２）式のθ１をθ２に置き換えた逆演
算にて、Id,Iq信号が検出される。なお前記Id,Iq信号と
指令値であるId ＊,Iq ＊の偏差が、電流制御系の応答遅
れによる制御誤差であり、この制御系の応答遅れは、図
示されていない別の回路にて補償されるものとする。
以上述べた制御演算をデイジタル計算機にて行なわせ
た場合、第２図に示すような構成となる。第２図の15は
デイジタル計算機を示し、他の回路は、第１図の同一番
号に示すものと同じである。第２図において、図示しな
い別の回路より励磁電流指令Id ＊，トルク電流指令
Iq ＊,1次周波数指令ω１ ＊が計算機15にデイジタルのデ
ータとして入力され、前述の制御演算を所定時間毎に実
施し、演算結果は、各相電圧指令eu ＊,ev ＊,ew ＊とし
て、各相位相制御回路3,4,5に入力される。その動作を
第３図にてさらに説明する。第３図（１）は、Ｕ相電圧
指令eu ＊とＵ相交流電流iuの動作波形を示し、同図
（２）はデイジタル計算機15が所定のサンプリング時間
毎に演算を開始するタイミングを示し、同図（３）は、
前記タイミングに応じて、計算機15が演算している時間
をタイムチヤートとして示している。今、時刻t1にて指
令値であるId ＊,Iq ＊，ω１ ＊のデータと、帰還量であ
るiu ＊,iv ＊,iw ＊のデータを計算機15が取込み、時刻t2
にて、演算が終了し、その結果として電圧指令eu ＊,ev
＊,ew ＊が出力される。以後同様の動作がくり返され
る。第３図（１）の実線で示すｅ′ｕ ＊は、演算遅れな
しに瞬時で所定の電圧指令を出力した場合を示し、これ
はアナログ制御系で構成した電圧指令波形に相当する。
その場合に流れる交流電流を実線のｉ′ｕに示す。これ
に対して、時刻t2だけ遅れたタイミングにて、電圧指令
eu ＊が出力される為、実際には、点線で示されるeu ＊の
電圧指令波形となり、実際に流れる交流電流も点線で示
すiuの波形となる。これは、サンプル値制御により、本
来の位相に対して、位相角θ１だけ遅れた電流が流れる
ことを示している。この位相遅れは、定常的には、前述
の電流制御系の応答遅れによる制御誤差と同様、特公昭
59−23195に示されるような考え方の補償回路を構成す
れば、補正されるかもしれないが、過度的には、補償回
路の遅れのため補正出来ないと言う欠点がある。
た場合、第２図に示すような構成となる。第２図の15は
デイジタル計算機を示し、他の回路は、第１図の同一番
号に示すものと同じである。第２図において、図示しな
い別の回路より励磁電流指令Id ＊，トルク電流指令
Iq ＊,1次周波数指令ω１ ＊が計算機15にデイジタルのデ
ータとして入力され、前述の制御演算を所定時間毎に実
施し、演算結果は、各相電圧指令eu ＊,ev ＊,ew ＊とし
て、各相位相制御回路3,4,5に入力される。その動作を
第３図にてさらに説明する。第３図（１）は、Ｕ相電圧
指令eu ＊とＵ相交流電流iuの動作波形を示し、同図
（２）はデイジタル計算機15が所定のサンプリング時間
毎に演算を開始するタイミングを示し、同図（３）は、
前記タイミングに応じて、計算機15が演算している時間
をタイムチヤートとして示している。今、時刻t1にて指
令値であるId ＊,Iq ＊，ω１ ＊のデータと、帰還量であ
るiu ＊,iv ＊,iw ＊のデータを計算機15が取込み、時刻t2
にて、演算が終了し、その結果として電圧指令eu ＊,ev
＊,ew ＊が出力される。以後同様の動作がくり返され
る。第３図（１）の実線で示すｅ′ｕ ＊は、演算遅れな
しに瞬時で所定の電圧指令を出力した場合を示し、これ
はアナログ制御系で構成した電圧指令波形に相当する。
その場合に流れる交流電流を実線のｉ′ｕに示す。これ
に対して、時刻t2だけ遅れたタイミングにて、電圧指令
eu ＊が出力される為、実際には、点線で示されるeu ＊の
電圧指令波形となり、実際に流れる交流電流も点線で示
すiuの波形となる。これは、サンプル値制御により、本
来の位相に対して、位相角θ１だけ遅れた電流が流れる
ことを示している。この位相遅れは、定常的には、前述
の電流制御系の応答遅れによる制御誤差と同様、特公昭
59−23195に示されるような考え方の補償回路を構成す
れば、補正されるかもしれないが、過度的には、補償回
路の遅れのため補正出来ないと言う欠点がある。
本発明では、前記サンプル値制御による位相遅れ角θ
１を、あらかじめ基準正弦波指令をθ１だけ進めること
により本来の電流位相にて交流電流が流れるようにする
ものである。即ち第３図（１）点線のeu ＊を実線のｅ′
ｕ ＊のタイミングまで進めることにより本来の交流電流
位相（実線のｉ′ｕのタイミング）にしようと言うもの
である。また、指令と同様に、帰還量の検出にも、位相
遅れがある為、検出側にも指令側と同様に検出位相を調
整出来るように、基準正弦波発生回路を指令側と検出側
に分離したところに本発明の特徴がある。その具体的回
路構成を第４図に示す。第４図は、本発明の特徴とする
回路で第１図に示す基準正弦波発生器20の内部構成を示
したものである。周波数指令ω１ ＊の入力信号を積分回
路21にて積分し、ｆω１ ＊ｔの信号を出力し、指令側位
相調整信号θ１と検出側位相調整信号θ２が入力され、
別々の加算器22にて、ｆω１ ＊ｔ信号とθ１あるいはθ
２が加算され、別々の２相正弦波出力回路23に入力され
る。指令用２相正弦波出力回路はsin（ω１ ＊ｔ＋
θ１）,cos（ω１ ＊ｔ＋θ１）の２相信号を出力し、検
出用２相正弦波出力回路は、sin（ω１ ＊ｔ＋θ２）,co
s（ω１ ＊ｔ＋θ２）の２相信号を出力する。
１を、あらかじめ基準正弦波指令をθ１だけ進めること
により本来の電流位相にて交流電流が流れるようにする
ものである。即ち第３図（１）点線のeu ＊を実線のｅ′
ｕ ＊のタイミングまで進めることにより本来の交流電流
位相（実線のｉ′ｕのタイミング）にしようと言うもの
である。また、指令と同様に、帰還量の検出にも、位相
遅れがある為、検出側にも指令側と同様に検出位相を調
整出来るように、基準正弦波発生回路を指令側と検出側
に分離したところに本発明の特徴がある。その具体的回
路構成を第４図に示す。第４図は、本発明の特徴とする
回路で第１図に示す基準正弦波発生器20の内部構成を示
したものである。周波数指令ω１ ＊の入力信号を積分回
路21にて積分し、ｆω１ ＊ｔの信号を出力し、指令側位
相調整信号θ１と検出側位相調整信号θ２が入力され、
別々の加算器22にて、ｆω１ ＊ｔ信号とθ１あるいはθ
２が加算され、別々の２相正弦波出力回路23に入力され
る。指令用２相正弦波出力回路はsin（ω１ ＊ｔ＋
θ１）,cos（ω１ ＊ｔ＋θ１）の２相信号を出力し、検
出用２相正弦波出力回路は、sin（ω１ ＊ｔ＋θ２）,co
s（ω１ ＊ｔ＋θ２）の２相信号を出力する。
第５図に電流検出のベクトル図を示す。
第５図（ａ）は、交流電流の検出遅れが無い場合、交
流電流（Ｉα,Iβ）を回転磁界と同方向成分（励磁電流
成分Id）と直行成分（トルク電流成分Iq）にベクトル逆
演算したベクトル図を示す。
流電流（Ｉα,Iβ）を回転磁界と同方向成分（励磁電流
成分Id）と直行成分（トルク電流成分Iq）にベクトル逆
演算したベクトル図を示す。
第５図（ｂ）は、検出遅れによる位相遅れθ２を含ん
だ交流電流（Ｉα,Iβ）を同様にベクトル逆演算したベ
クトル図を示す。これより、回転磁界と同方向成分（励
磁電流成分Id）と直行成分（トルク電流成分Iq）は大き
さ（スカラー量）が正確でなくなる。
だ交流電流（Ｉα,Iβ）を同様にベクトル逆演算したベ
クトル図を示す。これより、回転磁界と同方向成分（励
磁電流成分Id）と直行成分（トルク電流成分Iq）は大き
さ（スカラー量）が正確でなくなる。
第５図（ｃ）は、本発明の位相調整による、ベクトル
図を示す。交流電流（Ｉα,Iβ）の位相をθ２進ませる
のではなく、ベクトル逆演算の基準となる回転磁界の位
相をθ２遅らせることにより回転磁界と同方向成分（励
磁電流成分Id）と直行成分（トルク電流成分Iq）の大き
さ（スカラー量）を正確に検出することが出来る。
図を示す。交流電流（Ｉα,Iβ）の位相をθ２進ませる
のではなく、ベクトル逆演算の基準となる回転磁界の位
相をθ２遅らせることにより回転磁界と同方向成分（励
磁電流成分Id）と直行成分（トルク電流成分Iq）の大き
さ（スカラー量）を正確に検出することが出来る。
本発明によれば、制御装置の基準正弦波位相に対し
て、指令用基準正弦波信号の位相，検出用基準正弦波信
号の位相をそれぞれ最適にすることにより、制御装置の
位相と制御対象の位相のずれを補正して、不安定要素を
取り除き、制御装置の性能を上げる効果がある。
て、指令用基準正弦波信号の位相，検出用基準正弦波信
号の位相をそれぞれ最適にすることにより、制御装置の
位相と制御対象の位相のずれを補正して、不安定要素を
取り除き、制御装置の性能を上げる効果がある。
【図面の簡単な説明】 第１図は、本発明の一実施例の回路図、第２図，第３図
は、サンプル制御時の動作説明図、第４図は、位相補正
の詳細ブロック図、第５図は電流検出の説明用ベクトル
図である。 20……基準正弦波発生器、21……積分器、22……加算
器、23……２相正弦波出力、θ１……指令用位相補正
角、θ２……検出用位相補正角、ω１ ＊……一次周波数
指令。
は、サンプル制御時の動作説明図、第４図は、位相補正
の詳細ブロック図、第５図は電流検出の説明用ベクトル
図である。 20……基準正弦波発生器、21……積分器、22……加算
器、23……２相正弦波出力、θ１……指令用位相補正
角、θ２……検出用位相補正角、ω１ ＊……一次周波数
指令。
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機に可変電圧可変周波数の交流を
供給する電力変換装置と、前記電力変換装置の出力電流
を検出する電流検出手段と、90度位相差の２相の基準正
弦波信号をサンプル値制御に基づく制御応答遅れを補正
する指令用位相補正角だけ位相調整した第１の基準正弦
波信号および前記２相の基準正弦波信号をサンプル値制
御に基づく検出遅れを補正する検出用位相補正角だけ位
相調整した第２の基準正弦波信号を発生する基準正弦波
信号発生手段と、前記誘導電動機の１次電流のトルク電
流成分と励磁電流成分の指令信号と前記第１の基準正弦
波信号との演算により前記電力変換装置の電流指令信号
を求める第１のベクトル演算手段と、前記電流指令信号
に基づいて前記電力変換装置の出力電流を制御する電流
制御手段と、前記電流検出手段で検出した電流値と前記
第２の基準正弦波信号との演算により前記誘導電動機の
１次電流のトルク電流成分と励磁電流成分を求める第２
のベクトル演算手段とを具備し、前記基準正弦波信号発
生手段は前記第１と第２の基準正弦波信号の位相補正角
をそれぞれ個別に調整できるようにしたことを特徴とす
る電力変換装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61201455A JP2594917B2 (ja) | 1986-08-29 | 1986-08-29 | 電力変換装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61201455A JP2594917B2 (ja) | 1986-08-29 | 1986-08-29 | 電力変換装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6359768A JPS6359768A (ja) | 1988-03-15 |
| JP2594917B2 true JP2594917B2 (ja) | 1997-03-26 |
Family
ID=16441374
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61201455A Expired - Lifetime JP2594917B2 (ja) | 1986-08-29 | 1986-08-29 | 電力変換装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2594917B2 (ja) |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1991017886A1 (en) * | 1990-05-18 | 1991-11-28 | E.I. Du Pont De Nemours And Company | Multilayer heat shrinkable polymeric film containing recycle polymer |
| JPH06270248A (ja) * | 1993-03-23 | 1994-09-27 | Showa Denko Kk | 食品包装用ストレッチフィルムおよびその製造方法 |
| CA2463076A1 (en) * | 2001-10-17 | 2003-04-24 | Avery Dennison Corporation | Multilayered shrink films and articles encapsulated therewith |
| US20090068486A1 (en) * | 2004-12-23 | 2009-03-12 | Blackwell Christopher J | Heat shrink films and articles encapsulated therein |
-
1986
- 1986-08-29 JP JP61201455A patent/JP2594917B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6359768A (ja) | 1988-03-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |