JP2550620B2 - High frequency oscillation type proximity switch - Google Patents
High frequency oscillation type proximity switchInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の分野〕 本発明は物体検知の応答速度を向上させた高周波発振
型の近接スイッチに関するものである。Description: FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to a high-frequency oscillation type proximity switch with improved response speed for object detection.
（従来技術） 従来高周波発振型の近接スイッチには例えば第10図に
示すような発振回路が用いられている。この発振回路は
コイルＬとコンデンサC1から成る共振回路にトランジス
タ1,2から成る電流ミラー回路３の一方のトランジスタ
１のコレクタが接続される。トランジスタ1,2のエミッ
タには夫々同一の抵抗値を有するエミッタ抵抗R1,R2が
電源端に接続されている。又共振回路には更に電源端よ
り抵抗R3,ダイオード4,5と抵抗R4が接続される。トラン
ジスタ２のコレクタはトランジスタ1,2のベースに接続
され、又トランジスタ６と抵抗R5を介して接地されてい
る。抵抗R3とダイオード４の接続点にはトランジスタ７
のベースが接続される。トランジスタ７はエミッタフォ
ロワ型のトランジスタであってエミッタ抵抗R6を有して
おり、その出力がトランジスタ６のベースに与えられ
る。そしてトランジスタ７のエミッタからの発振出力が
エミッタフォロワ接続されたトランジスタ８によって検
波されその出力が比較器９に与えられる。比較器９は所
定の閾値レベルが設定され、そのレベルを越えるときに
物体検知信号が出力回路10より外部に出力される。(Prior Art) Conventionally, an oscillating circuit as shown in, for example, FIG. 10 is used for a proximity switch of a high frequency oscillation type. In this oscillation circuit, the collector of one transistor 1 of the current mirror circuit 3 composed of transistors 1 and 2 is connected to a resonance circuit composed of a coil L and a capacitor C1. The emitters of the transistors 1 and 2 have emitter resistors R1 and R2 having the same resistance value connected to the power supply terminal. A resistor R3, diodes 4, 5 and a resistor R4 are further connected to the resonance circuit from the power source end. The collector of the transistor 2 is connected to the bases of the transistors 1 and 2, and is grounded via the transistor 6 and the resistor R5. A transistor 7 is provided at the connection point between the resistor R3 and the diode 4.
The base of is connected. The transistor 7 is an emitter follower type transistor having an emitter resistance R6, and its output is given to the base of the transistor 6. The oscillation output from the emitter of the transistor 7 is detected by the transistor 8 connected to the emitter follower, and the output is given to the comparator 9. A predetermined threshold level is set in the comparator 9, and an object detection signal is output from the output circuit 10 to the outside when the threshold level is exceeded.
このような従来の高周波発振型近接スイッチにおい
て、共振回路に流れる電流はトランジスタ７によって電
圧に変換されエミッタフォロワ出力がトランジスタ６に
帰還される。従ってトランジスタ６を流れる電流が電流
ミラー回路３を介して共振回路に正帰還されて発振を継
続している。そして第11,12図に示すように共振回路の
コイルＬに物体が近接し物体までの距離ｌが小さくなる
と、共振回路のコンダクタンスgaが大きくなり（ga＝g
a1）、物体がなくなれば共振回路のコンダクタンスgaが
小さくなる（ga＝ga2）。この共振回路のコンダクタン
スgaの変化が抵抗R5の逆数で定まる発振回路の負性コン
ダクタンスgx0より大きくなれば発振を停止し、このコ
ンダクタンスgx0より小さくなれば発振するため、発振
の有無によって物体の近接を検出することができる。In such a conventional high frequency oscillation type proximity switch, the current flowing in the resonance circuit is converted into a voltage by the transistor 7, and the emitter follower output is fed back to the transistor 6. Therefore, the current flowing through the transistor 6 is positively fed back to the resonance circuit via the current mirror circuit 3 to continue the oscillation. Then, as shown in FIGS. 11 and 12, when an object approaches the coil L of the resonance circuit and the distance l to the object decreases, the conductance g a of the resonance circuit increases (g a = g
a1 ), the conductance g a of the resonant circuit becomes smaller if there is no object (g a = g a2 ). If the change in the conductance g a of this resonance circuit becomes larger than the negative conductance g x0 of the oscillation circuit that is determined by the reciprocal of the resistance R5, the oscillation stops, and if it becomes smaller than this conductance g x0 , the oscillation occurs. Can be detected.
（発明が解決しようとする問題点） このような従来の近接スイッチにおいて、第12図に示
すように物体が近接すれば発振が停止し物体が遠ざかれ
ば発振が再開される。従って近接スイッチの応答速度は
発振の開始速度と停止速度との合計時間であると考える
ことができる。一般的に発振回路は発振の立上り（開
始）速度が非常に遅く停止速度は比較的速い。そのため
近接スイッチの応答速度が発振開始速度によって制限さ
れるという問題点があった。(Problems to be Solved by the Invention) In such a conventional proximity switch, as shown in FIG. 12, oscillation is stopped when an object approaches, and oscillation is restarted when the object moves away. Therefore, the response speed of the proximity switch can be considered to be the total time of the oscillation start speed and the oscillation stop speed. In general, the oscillation circuit has a very slow rising (starting) speed and a relatively high stopping speed. Therefore, there is a problem that the response speed of the proximity switch is limited by the oscillation start speed.
そこで例えば実開昭60−145742号等において発振出力
の振幅を所定レベルで弁別し、発振出力が低下すれば振
幅調整用のスイッチング回路を動作させて発振を継続す
るようにした発振回路が提案されている。このような発
振回路では物体が近接したときに発振を継続させること
ができるが、スイッチング動作によって共振回路の発振
状態制御抵抗の抵抗値を切換えているため一定の振幅で
発振を継続させることができず、物体の位置によって振
幅が変化することとなる。そして比較的レベルが小さい
発振状態から発振を立上らせるためには所定の時間がか
かり、応答速度があまり速くならないことがあるという
問題点があった。Therefore, for example, in Japanese Utility Model Laid-Open No. 60-145742, an oscillation circuit is proposed in which the amplitude of the oscillation output is discriminated at a predetermined level, and when the oscillation output decreases, a switching circuit for amplitude adjustment is operated to continue oscillation. ing. With such an oscillation circuit, oscillation can be continued when an object approaches, but since the resistance value of the oscillation state control resistor of the resonance circuit is switched by switching operation, oscillation can be continued with a constant amplitude. Instead, the amplitude changes depending on the position of the object. Further, there is a problem that it takes a predetermined time to start the oscillation from the oscillation state in which the level is relatively low, and the response speed may not be so fast.
本発明はこのような従来の高周波発振型近接スイッチ
の問題点に鑑みてなされたものであって、物体の近接時
にも一定のレベルで発振を継続させるようにすることを
技術的課題とする。The present invention has been made in view of the problems of the conventional high-frequency oscillation type proximity switch, and it is a technical object to keep oscillation at a constant level even when an object is in proximity.
（問題点を解決するための手段） 本発明は共振回路、第１の端子が該共振回路に接続さ
れた電流ミラー回路、及び該電流ミラー回路の第２の端
子に接続され、発振出力に応じた電流値を該電流ミラー
回路の第２の端子に流すことによって電流ミラー回路の
第１の端子より正帰還電流を共振回路に流入させて正帰
還する第１の帰還回路、を有する発振回路と、発振回路
の発振出力を検出する第１の検波回路と、第１の検波回
路の検波出力を所定のレベルと比較することによって物
体を検出する比較器と、比較器の比較出力によって物体
検知信号を出す出力回路と、を有する高周波発振型近接
スイッチであって、電流ミラー回路の第２の端子に発振
回路のコンダクタンスを制御する抵抗として接続され、
制御電圧に応じてその抵抗値を連続的に変化させる電圧
制御抵抗回路、発振回路の発振出力を電圧信号に変換し
て電流ミラー回路の第２の端子に流すことによって電流
ミラー回路の第１の端子より正帰還電流を共振回路に流
入させて正帰還する第２の帰還回路、発振回路の発振出
力を検波して振幅に対応した直流電圧を得る第２の検波
回路、及び該第２の検波回路の検波出力がベースに与え
られその出力を反転増幅して制御電圧として該電圧制御
抵抗回路に与えるトランジスタ、を有する小振幅発振制
御回路を、発振回路に併設したことを特徴とするもので
ある。(Means for Solving the Problems) The present invention relates to a resonance circuit, a current mirror circuit whose first terminal is connected to the resonance circuit, and a second terminal of the current mirror circuit, which responds to an oscillation output. A first feedback circuit for positively feeding back a positive feedback current from the first terminal of the current mirror circuit to the resonant circuit by causing a current value to flow in the second terminal of the current mirror circuit, A first detection circuit for detecting the oscillation output of the oscillation circuit, a comparator for detecting an object by comparing the detection output of the first detection circuit with a predetermined level, and an object detection signal by the comparison output of the comparator A high frequency oscillation type proximity switch having an output circuit for outputting a current mirror circuit connected to the second terminal of the current mirror circuit as a resistor for controlling the conductance of the oscillation circuit,
A voltage control resistor circuit that continuously changes its resistance value according to a control voltage, and an oscillation output of an oscillation circuit is converted into a voltage signal and is supplied to a second terminal of the current mirror circuit, so that A second feedback circuit for positively feeding back a positive feedback current from a terminal to the resonance circuit, a second detection circuit for detecting the oscillation output of the oscillation circuit to obtain a DC voltage corresponding to the amplitude, and the second detection circuit A small-amplitude oscillation control circuit having a transistor to which the detection output of the circuit is applied to the base, which is inverted and amplified to give the output as a control voltage to the voltage controlled resistance circuit, is attached to the oscillation circuit. .
（作用） このような特徴を有する本発明によれば、電流ミラー
回路によって電流駆動される共振回路と、電流ミラー回
路を介して共振回路に正帰還する第１の帰還回路とを有
する発振回路に、発振出力を電圧に変換する第１の検波
回路及び比較器と出力回路を設けている。この発振回路
に並列に小振幅発振制御回路を接続している。そして小
振幅発振制御回路は発振の振幅レベルを第２の検波回路
によって検波して電圧に変換し、その信号をトランジス
タによって反転増幅して第２の帰還回路の帰還電流を制
御し、検波電圧が大きくなれば帰還電流を下げるように
している。従って物体の近接に対応する共振回路のコン
ダクタンスの変化に小振幅発振制御回路が付された発振
回路のコンダクタンスが追従することとなり、物体が近
接している際にもほぼ一定の小振幅で発振動作を継続す
ることができる。そして物体が遠ざかれば小振幅発振制
御回路は動作しなくなり、その振幅が物体の位置に基づ
いて変化するようになる。そして発振出力を検波し一定
の閾値が設定された比較器によって振幅レベルを弁別す
ることによって近接する物体を検出するようにしてい
る。(Operation) According to the present invention having such a feature, an oscillation circuit having a resonance circuit that is current-driven by a current mirror circuit and a first feedback circuit that positively feeds back to the resonance circuit via the current mirror circuit is provided. A first detection circuit for converting the oscillation output into a voltage, a comparator, and an output circuit are provided. A small amplitude oscillation control circuit is connected in parallel with this oscillation circuit. The small-amplitude oscillation control circuit detects the amplitude level of oscillation by the second detection circuit and converts it into a voltage, which is inverted and amplified by the transistor to control the feedback current of the second feedback circuit, so that the detected voltage is When it becomes larger, the feedback current is reduced. Therefore, the conductance of the oscillating circuit with the small-amplitude oscillation control circuit follows the change in the conductance of the resonance circuit corresponding to the approach of the object, and the oscillating operation with a constant small amplitude even when the object is approaching. Can continue. When the object moves away, the small-amplitude oscillation control circuit stops operating, and its amplitude changes based on the position of the object. Then, the oscillating output is detected, and the amplitude level is discriminated by the comparator in which a certain threshold value is set, so that an object in proximity is detected.
（発明の効果） そのため本発明によれば、物体が近接している状態で
はその位置にかかわらず発振回路の振幅はほとんど変化
せずほぼ一定の低いレベルに保つことができる。そして
物体が遠ざかれば発振が急激に立上り大きい振幅レベル
まで極めて短時間で振幅を増大させることができる。こ
のように本発明によれば発振回路に小振幅発振制御回路
を付加するだけの簡単な構成で物体の近接時にも発振を
一定レベルで継続させることができ、物体検出の応答速
度を向上させることができる。そして本発明は物体検知
のための第１の検波回路、第１の帰還回路と小振幅での
発振継続用に用いる第２の検波回路、第２の帰還回路の
独立のものとしているため、小振幅発振制御回路が動作
していない大振幅の発振時には発振回路をＡ級,B級動作
のいずれの回路ともすることができ、回路選択の自由度
を増すことができる。(Effects of the Invention) Therefore, according to the present invention, when an object is in proximity, the amplitude of the oscillation circuit hardly changes regardless of its position, and can be maintained at a substantially constant low level. When the object moves away, the oscillation sharply rises and the amplitude can be increased to a large amplitude level in an extremely short time. As described above, according to the present invention, the oscillation can be continued at a constant level even when an object is approaching with a simple configuration in which a small-amplitude oscillation control circuit is added to the oscillation circuit, and the response speed of object detection is improved. You can In the present invention, the first detection circuit for detecting an object, the first feedback circuit, the second detection circuit used for continuing oscillation with a small amplitude, and the second feedback circuit are independent, During large-amplitude oscillation in which the amplitude oscillation control circuit is not operating, the oscillation circuit can be either class A or class B operation, and the degree of freedom in circuit selection can be increased.
（実施例の構成） 第１図は本発明の第１の実施例によるＢ級動作する発
振回路を有する近接スイッチを示す回路図である。本図
において従来例と同一部分は同一符号を付している。本
実施例においても発振コイルＬとコンデンサC1から成る
共振回路にトランジスタ1,2から成る電流ミラー回路３
を接続し、その発振出力をエミッタフォロワ型に接続さ
れたトランジスタ７で電圧信号に変換し、更にトランジ
スタ６のベースに与えてそのコレクタ電流によって電流
ミラー回路３を介して共振回路に正帰還している。ここ
で抵抗R3〜R6、ダイオード4,5、トランジスタ6,7は発振
出力によって電流ミラー回路３の正帰還電流を制御する
第１の帰還回路11を構成している。又電流ミラー回路３
はトランジスタ１のコレクタを第１の端子、トランジス
タ２のコレクタを第２の端子とする。そして抵抗R6の両
端の電圧はトランジスタ８のベースに与えられる。トラ
ンジスタ８は前述した従来例と同様にエミッタに抵抗R
7,R8が接続されエミッタフォロワとして動作するもので
ある。そして抵抗R8に並列にコンデンサC2が接続され発
振出力を検波してその振幅に応じた直流レベルに変換す
る第１の検波回路12を構成している。この検波回路12の
出力は所定の閾値レベルが設定された比較器９に与えら
れる。比較器９はこの閾値レベルより低いレベルの電圧
に変化したときに物体の近接を検出するものであって、
その出力は出力回路10を介して物体検知出力として外部
に出力される。(Structure of Embodiment) FIG. 1 is a circuit diagram showing a proximity switch having an oscillation circuit which operates in class B according to the first embodiment of the present invention. In this figure, the same parts as those of the conventional example are denoted by the same reference numerals. Also in this embodiment, the current mirror circuit 3 including the transistors 1 and 2 is provided in the resonance circuit including the oscillation coil L and the capacitor C1.
Is connected, and its oscillation output is converted into a voltage signal by the transistor 7 connected in the emitter follower type, which is further given to the base of the transistor 6 and positively fed back to the resonance circuit via the current mirror circuit 3 by its collector current. There is. Here, the resistors R3 to R6, the diodes 4 and 5, and the transistors 6 and 7 form a first feedback circuit 11 which controls the positive feedback current of the current mirror circuit 3 by the oscillation output. Also current mirror circuit 3
Uses the collector of the transistor 1 as the first terminal and the collector of the transistor 2 as the second terminal. The voltage across resistor R6 is applied to the base of transistor 8. The transistor 8 has a resistor R at the emitter as in the conventional example described above.
7, R8 is connected and operates as an emitter follower. A capacitor C2 is connected in parallel with the resistor R8 to form a first detection circuit 12 for detecting the oscillation output and converting it to a DC level according to its amplitude. The output of the detection circuit 12 is given to the comparator 9 in which a predetermined threshold level is set. The comparator 9 detects the proximity of an object when the voltage changes to a level lower than the threshold level,
The output is output to the outside as an object detection output via the output circuit 10.
さて本実施例による発振回路は図示のように従来の発
振回路に一点鎖線で示す小振幅発振制御回路20を付加し
たものとなっている。小振幅発振制御回路20は電源Vcc
と共振回路のホットエンド間に抵抗R3〜R4と同様に抵抗
R9,ダイオード21,22及び抵抗R10が直列に接続され、ト
ランジスタ７と同様にトランジスタ２のコレクタが電源
端に、ベースが抵抗R9とダイオード21の共通接続点に接
続されている。又、トランジスタ２のコレクタとアース
端間にトランジスタ24,抵抗R11及びFET25の直列接続体
が接続される。トランジスタ23はエミッタ抵抗R12を有
するエミッタフォロワ接続されたトランジスタであっ
て、その出力はトランジスタ24及びトランジスタ26のベ
ースに与えられる。トランジスタ26はコレクタが電源端
に接続されエミッタに抵抗R13及びコンデンサC3から成
る直列回路が接続され、コンデンサC3に並列に抵抗R14
が接続される。又抵抗R13,R14の共通接続点には抵抗R15
を介してトランジスタ27のベースが接続される。トラン
ジスタ27はエミッタが接地されコレクタは抵抗R16を介
して電源端に接続されており、そのコレクタ出力を電圧
制御信号VGとしてFET25に与えるものである。ここで抵
抗R11及びFET25は制御電圧によって抵抗値を変化させる
電圧制御抵抗回路28を構成しており、抵抗R9〜R12、ダ
イオード21,22及びトランジスタ23,24と電圧制御抵抗回
路26は電流ミラー回路の電流を発振出力によって正帰還
させる第２の帰還回路29を構成している。又トランジス
タ26、抵抗R13,R14とコンデンサC3は発振出力を検波し
て振幅に比例した直流電圧を得る第２の検波回路30を構
成している。そしてその出力はトランジスタ27によって
電圧制御抵抗回路28の制御電圧として与えられる。これ
らの発振回路に付加された小振幅発振制御回路20は物体
が近接して共振回路のコンダクタンスが大きくなったと
きにその振幅に対応した正帰還の電圧をFET25に与える
ことによって一定の低いレベルの発振を継続させるよう
にするものである。As shown in the figure, the oscillator circuit according to this embodiment is the conventional oscillator circuit to which a small-amplitude oscillation control circuit 20 shown by a chain line is added. The small amplitude oscillation control circuit 20 is powered by Vcc
Between the resistor and the hot end of the resonant circuit as well as resistors R3 to R4
R9, diodes 21, 22 and resistor R10 are connected in series, and similarly to the transistor 7, the collector of the transistor 2 is connected to the power supply terminal, and the base is connected to the common connection point of the resistor R9 and the diode 21. Further, a series connection body of the transistor 24, the resistor R11 and the FET 25 is connected between the collector of the transistor 2 and the ground terminal. The transistor 23 is an emitter follower-connected transistor having an emitter resistor R12, and its output is given to the bases of the transistor 24 and the transistor 26. The transistor 26 has a collector connected to the power supply terminal, an emitter connected to a series circuit including a resistor R13 and a capacitor C3, and a resistor R14 connected in parallel with the capacitor C3.
Is connected. At the common connection point of resistors R13 and R14, resistor R15
The base of the transistor 27 is connected via. The transistor 27 has an emitter grounded and a collector connected to a power supply terminal via a resistor R16, and supplies the collector output to the FET 25 as a voltage control signal V G. Here, the resistor R11 and the FET 25 constitute a voltage control resistor circuit 28 that changes the resistance value according to a control voltage, and the resistors R9 to R12, the diodes 21, 22 and the transistors 23, 24 and the voltage control resistor circuit 26 are current mirror circuits. A second feedback circuit 29 for positively feeding back the current of 1 by the oscillation output is configured. Further, the transistor 26, the resistors R13 and R14 and the capacitor C3 constitute a second detection circuit 30 which detects the oscillation output and obtains a DC voltage proportional to the amplitude. Then, the output is given as the control voltage of the voltage controlled resistance circuit 28 by the transistor 27. The small-amplitude oscillation control circuit 20 added to these oscillating circuits supplies a positive feedback voltage corresponding to the amplitude to the FET 25 when an object approaches and the conductance of the resonant circuit becomes large. It is intended to continue the oscillation.
次に本実施例の動作について説明する。この発振回路
を動作させると共振回路に流れる電流が第１の帰還回路
11のトランジスタ７によって電圧信号に変換され、その
電圧信号がトランジスタ６を介して電流ミラー回路３の
一方のトランジスタ２に流れる。同様にして共振回路に
流れる電流が第２の帰還回路29のトランジスタ13によっ
て電圧信号に変換されたその電圧がトランジスタ24のベ
ースに加わる。又この電圧はトランジスタ26のベースに
与えられトランジスタ26がオンとなる間だけコンデンサ
C3が充電される。従ってトランジスタ26及びコンデンサ
C3は一種の検波回路として動作することとなり、高周波
の振幅に対応した直流電圧がコンデンサC3の両端に得ら
れることとなる。この検波電圧Vdが小さく0.6V以下のと
きにはトランジスタ27に与えられる電圧も0.6V以下とな
る。従ってトランジスタ27は共振回路の発振が停止して
いたり微小振幅時にはオフであり、そのコレクタからFE
T25に与えられる制御電圧VGは電源電圧に等しい高い値
となる。従って電圧制御抵抗回路28の抵抗値は抵抗R11
のみで定まる値となる。そのため共振回路にわずかに高
周波電圧が流れた場合には、高い増幅率で電流正帰還が
成されることとなって共振回路にフィードバックされ
る。ここでトランジスタ26によって検波されてコンデン
サC3に得られる検波電圧Vdに対する制御電圧VGは、第２
図に示すように約0.6V以下では電源電圧Vccと一致し、
それより高くなければトランジスタ27にベース電流が流
れ始めて急激に低下して零レベルに近いものとなる。そ
して電圧制御抵抗回路28の合成抵抗Rxは検波電圧Vdに対
応して第３図に示すように変化する。従って電圧制御抵
抗回路28のコンダクタンスgxは第３図に示す合成抵抗Rx
の逆数をとることとなり、第４図に示すようにFET25が
オフとなる検波電圧Vdo以下で急激に増加し、検波電圧
がVdoがより大きくなれば零となるように変化する。電
流ミラー回路３のトランジスタ２より流出するコレクタ
電流は、この小振幅発振制御回路20と並列接続される第
１の帰還回路11に流れる電流の和であり抵抗R5によるコ
ンダクタンス分も含まれるため、この発振回路の負性コ
ンダクタンスgx′はコンダクタンスgxと抵抗R5の逆数と
の和、即ち となる。第５図は発振回路の負性コンダクタンスgx′と
検波電圧Vdとの関係を示すものである。Next, the operation of this embodiment will be described. When this oscillator circuit is operated, the current flowing through the resonance circuit is the first feedback circuit.
It is converted into a voltage signal by the transistor 7 of 11, and the voltage signal flows through the transistor 6 to one transistor 2 of the current mirror circuit 3. Similarly, the current flowing in the resonance circuit is converted into a voltage signal by the transistor 13 of the second feedback circuit 29, and the voltage is applied to the base of the transistor 24. This voltage is also applied to the base of transistor 26, and the capacitor is held only while transistor 26 is on.
C3 is charged. Therefore transistor 26 and capacitor
C3 operates as a kind of detection circuit, and a DC voltage corresponding to the amplitude of the high frequency is obtained across the capacitor C3. When the detected voltage V d is small and is 0.6 V or less, the voltage applied to the transistor 27 is also 0.6 V or less. Therefore, the transistor 27 is off when the oscillation of the resonance circuit is stopped or when the amplitude is very small, and the FE
The control voltage V G given to T25 has a high value equal to the power supply voltage. Therefore, the resistance value of the voltage controlled resistance circuit 28 is the resistance R11.
It is a value determined only by. Therefore, when a slight high-frequency voltage flows in the resonance circuit, the current positive feedback is performed with a high amplification factor and is fed back to the resonance circuit. Here, the control voltage V G for the detection voltage V d detected by the transistor 26 and obtained in the capacitor C3 is
As shown in the figure, it is equal to the power supply voltage Vcc below 0.6V,
If it is not higher than that, the base current starts to flow through the transistor 27 and drops sharply to a level close to zero. Then, the combined resistance R x of the voltage control resistance circuit 28 changes as shown in FIG. 3 corresponding to the detection voltage V d . Therefore, the conductance g x of the voltage control resistor circuit 28 is the combined resistance R x shown in FIG.
Therefore, as shown in FIG. 4, the FET 25 rapidly increases below the detection voltage V do at which the FET 25 is turned off, and the detection voltage changes to zero when V do becomes larger. The collector current flowing out of the transistor 2 of the current mirror circuit 3 is the sum of the currents flowing in the first feedback circuit 11 connected in parallel with the small amplitude oscillation control circuit 20 and also includes the conductance component due to the resistor R5. The negative conductance g x ′ of the oscillator circuit is the sum of the conductance g x and the reciprocal of the resistor R5, that is, Becomes FIG. 5 shows the relationship between the negative conductance g x ′ of the oscillator circuit and the detected voltage V d .
さて実際には物体の接近に伴って共振回路のコンダク
タンスgaは第６図に破線で示すように変化する。そして
物体がコイルＬに接近している位置では共振回路のコン
ダクタンスga、即ちコイルの損失が大きく発振し難い状
態となっているが、共振回路に雑音があればそれが前述
したように高い増幅率で増幅されて共振回路に正帰還が
かけられる。従って発振が立上り振幅が上昇するように
変化することとなるが、振幅が大きくなれば検波電圧Vd
も大きくなってトランジスタ27がオフから徐々にオン状
態となる。従って制御電圧VGが低下することとなってFE
T25の抵抗値が増加する。従って実際には電圧制御抵抗
回路28と発振回路の元の負性抵抗値とを合成した発振回
路の負性コンダクタンスgx′が共振回路のコンダクタン
スgaに追従することとなって第６図に示すように変化す
る。従って第７図に示すように近接スイッチより物体ま
での距離ｌが物体を検出する距離lonより近ければ物体
の位置にかかわらず発振回路の振幅は一定となり、又検
波電圧Vdも一定となって物体がコイルに近接しても低い
レベルで発振が継続される。ここで抵抗R11の値を小さ
くすれば物体が検出コイルＬに接触するまで低い一定の
振幅で発振が継続するが、抵抗R11の抵抗値を大きくす
れば第７図に破線で示すようにある位置で発振が停止す
ることとなる。尚第７図においてVrefは比較器９の閾値
レベルを示している。このように本実施例では物体が検
出距離に極めて近接している場合にも発振が継続され
る。そして物体がlon点より遠ざかって共振回路のコン
ダクタンスgaが発振回路の固定負性コンダクタンス
gxon′より小さくなると小振幅発振制御回路20の負性コ
ンダクタンスgxは零となり、振幅を一定値に制御できな
くなる。その結果振幅値は急激に大きくなり、Ｂ級の動
作領域に入ることとなる。従って第８図（ａ），（ｂ）
に示すように物体が検出距離lonより近い位置l1にある
点及びlonより離れた距離l2にある点を相互に極めて短
時間で移動する場合には、共振回路のコンダクタンスg
a1とga2、及び発振回路の負性コンダクタンスgxon′の
変化は図示のように示すものとなる。ここで第８図
（ｂ）のVd1,Vd2は距離l1,l2での振幅値を示している。
このため物体が遠ざかれば発振振幅が急激に増大する
が、発振は一定レベルから立上るためその立上りが極め
て速くなり高速応答性を実現することができる。Actually, the conductance g a of the resonance circuit changes as shown by the broken line in FIG. 6 as the object approaches. At a position where the object is close to the coil L, the conductance g a of the resonance circuit, that is, the loss of the coil is large and it is difficult to oscillate, but if there is noise in the resonance circuit, it is high amplification as described above. It is amplified at a rate and positive feedback is applied to the resonant circuit. Therefore, the oscillation changes so that the rising amplitude increases, but if the amplitude increases, the detection voltage V d
Becomes larger and the transistor 27 gradually turns from the off state to the on state. Therefore, the control voltage V G decreases and FE
The resistance value of T25 increases. Therefore, in reality, the negative conductance g x ′ of the oscillator circuit, which is a combination of the voltage control resistor circuit 28 and the original negative resistance value of the oscillator circuit, follows the conductance g a of the resonance circuit. It changes as shown. Therefore, as shown in FIG. 7, if the distance l from the proximity switch to the object is shorter than the object detection distance l on , the amplitude of the oscillation circuit becomes constant and the detection voltage V d becomes constant regardless of the position of the object. Even if the object comes close to the coil, the oscillation continues at a low level. Here, if the value of the resistor R11 is decreased, oscillation continues at a low constant amplitude until the object contacts the detection coil L, but if the resistance value of the resistor R11 is increased, a certain position as shown by the broken line in FIG. The oscillation will stop at. In FIG. 7, Vref represents the threshold level of the comparator 9. Thus, in this embodiment, the oscillation is continued even when the object is extremely close to the detection distance. Then, when the object moves away from the l on point, the conductance g a of the resonant circuit becomes a fixed negative conductance of the oscillator circuit.
When it becomes smaller than g xon ′, the negative conductance g x of the small amplitude oscillation control circuit 20 becomes zero and the amplitude cannot be controlled to a constant value. As a result, the amplitude value suddenly increases and enters the class B operating region. Therefore, FIG. 8 (a), (b)
When the object moves to a point at a position l 1 closer than the detection distance l on and a point at a distance l 2 farther than l on from each other in an extremely short time, the conductance g of the resonant circuit is
The changes in a1 and g a2 and the negative conductance g xon ′ of the oscillation circuit are as shown in the figure. Here, V d1 and V d2 in FIG. 8B indicate amplitude values at the distances l 1 and l 2 .
For this reason, the oscillation amplitude sharply increases as the object moves away, but since the oscillation rises from a certain level, its rise is extremely fast and high-speed response can be realized.
（第２実施例の説明） 前述した第１実施例では発振の開始時にはＡ級動作を
行い、物体が遠ざかれば発振振幅が急激に増大する際に
Ｂ級動作に切換わる発振回路としているが、全てＡ級動
作で行わせることによって回路の温度特性を向上させる
ことができる。第９図はこのような発振回路を有する近
接スイッチの構成を示す回路図である。本図において前
述した実施例と同一部分は同一符号を付している。本実
施例は前述した実施例と同様の小振幅発振制御回路20を
有しており、発振回路の第１の帰還回路11′の構成を異
ならせるようにしている。即ち、共振回路のホットエン
ドはコンデンサC4を介して抵抗R17,R18の共通接続点に
接続される。抵抗R17,R18は電源電圧を分圧した分圧回
路であって、その接続点がトランジスタ31に接続され
る。この分圧電圧によって発振のバイアス点が任意に定
まることとなる。さてトランジスタ31はコレクタが電源
に接続されエミッタ抵抗R19を有するエミッタフォロワ
型トランジスタであって、そのエミッタ端はトランジス
タ６のベースに接続されている。又抵抗R19の端子電圧
は前述した実施例と同様の第１の検波回路12に与えられ
る。第１の検波回路12はトランジスタ31のエミッタ電圧
を検波するものであって、その出力は前述した実施例と
同様の比較器９に与えられる。そして比較器９は所定の
閾値レベルVrefと入力信号を比較するものでありその出
力は出力回路に与えられる。本実施例では前述した第１
実施例と異なりトランジスタ７に相当するトランジスタ
31のベース電圧が抵抗R17,R18によって任意に選択さ
れ、高周波信号のみがコンデンサC4を介してトランジス
タ31に入力され交流成分のみが任意のバイアス点で増幅
される。従ってトランジスタ31のベース電圧を例えば電
源電圧の1/2に選択しておくことによって振幅が大きく
なっても常にＡ級動作させることができ、近接スイッチ
の温度特性を向上させることが可能となる。(Explanation of Second Embodiment) In the above-described first embodiment, the class A operation is performed at the start of oscillation, and the oscillation circuit is switched to the class B operation when the oscillation amplitude sharply increases as the object moves away. The temperature characteristics of the circuit can be improved by performing all of the class A operations. FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a proximity switch having such an oscillation circuit. In this figure, the same parts as those in the above-described embodiment are designated by the same reference numerals. This embodiment has a small-amplitude oscillation control circuit 20 similar to that of the above-mentioned embodiment, and the first feedback circuit 11 'of the oscillation circuit has a different configuration. That is, the hot end of the resonance circuit is connected to the common connection point of the resistors R17 and R18 via the capacitor C4. The resistors R17 and R18 are voltage divider circuits that divide the power supply voltage, and their connection points are connected to the transistor 31. The bias voltage of oscillation is arbitrarily determined by this divided voltage. The transistor 31 is an emitter follower type transistor having a collector connected to a power source and having an emitter resistor R19, and its emitter end is connected to the base of the transistor 6. The terminal voltage of the resistor R19 is applied to the first detection circuit 12 similar to that of the above-mentioned embodiment. The first detection circuit 12 detects the emitter voltage of the transistor 31, and its output is given to the comparator 9 similar to that of the above-described embodiment. The comparator 9 compares a predetermined threshold level Vref with the input signal, and its output is given to the output circuit. In this embodiment, the above-mentioned first
Different from the embodiment, a transistor corresponding to the transistor 7
The base voltage of 31 is arbitrarily selected by the resistors R17 and R18, only the high frequency signal is input to the transistor 31 via the capacitor C4, and only the AC component is amplified at an arbitrary bias point. Therefore, by selecting the base voltage of the transistor 31 to be, for example, 1/2 of the power supply voltage, the class A operation can always be performed even if the amplitude becomes large, and the temperature characteristic of the proximity switch can be improved.
第１図は本発明の一実施例による高周波発振型近接スイ
ッチの回路図、第２図は検波電圧Vdに対する電圧制御回
路の制御電圧VGの特性を示すグラフ、第３図は検波電圧
Vdに対する電圧制御抵抗回路の合成抵抗Rxを示すグラ
フ、第４図は検波電圧Vdに対する電圧制御抵抗回路のコ
ンダクタンスgxを示すグラフ、第５図は検波電圧Vdに対
する発振回路の負性コンダクタンスgx′を示すグラフ、
第６図は近接スイッチから物体までの距離ｌに対する共
振回路のコンダクタンスga及び発振回路の負性コンダク
タンスgx′を示すグラフ、第７図は物体までの距離ｌに
対する検波電圧Vdの変化を示すグラフ、第８図は物体の
位置に対する共振回路のコンダクタンスgaと発振回路の
コンダクタンスgx′及び発振振幅を示すタイムチャート
であり、第９図は本願の第２の実施例による近接スイッ
チの回路図である。又第10図は従来の高周波発振型近接
スイッチの一例を示す回路図、第11図は従来の近接スイ
ッチの物体の距離に対する発振振幅の変化を示すグラ
フ、第12図は従来の近接スイッチの物体の位置に対する
共振回路のコンダクタンスgaと発振回路のコンダクタン
スgxoの変化及び発振振幅の変化を示すグラフである。 Ｌ……コイル、1,2,6〜8,23,24,26,27,31……トランジ
スタ、３……電流ミラー回路、９……比較器、10……出
力回路、11′……第１の帰還回路、12……第１の検波回
路、20……小振幅発振制御回路、25……FET、28……電
圧制御抵抗回路、29……第２の帰還回路、30……第２の
検波回路FIG. 1 is a circuit diagram of a high frequency oscillation type proximity switch according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a graph showing characteristics of a control voltage V G of a voltage control circuit with respect to a detection voltage V d , and FIG. 3 is a detection voltage.
Graph showing the combined resistance R x of the voltage controlled resistor circuit for V d, Figure 4 is a graph showing the conductance g x of the voltage controlled resistor circuit for detection voltage V d, Fig. 5 negative oscillation circuit for detection voltage V d A graph showing the sexual conductance g x ′,
FIG. 6 is a graph showing the conductance g a of the resonant circuit and the negative conductance g x ′ of the oscillator circuit with respect to the distance 1 from the proximity switch to the object, and FIG. 7 shows the change of the detection voltage V d with the distance 1 to the object. FIG. 8 is a time chart showing the conductance g a of the resonance circuit, the conductance g x ′ of the oscillation circuit, and the oscillation amplitude with respect to the position of the object, and FIG. 9 is a time chart of the proximity switch according to the second embodiment of the present application. It is a circuit diagram. Further, FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a conventional high-frequency oscillation type proximity switch, FIG. 11 is a graph showing a change in oscillation amplitude with respect to an object distance of the conventional proximity switch, and FIG. 12 is an object of the conventional proximity switch. 3 is a graph showing changes in the conductance g a of the resonance circuit and the conductance g xo of the oscillation circuit and changes in the oscillation amplitude with respect to the position of. L: coil, 1,2,6 to 8,23,24,26,27,31 ... transistor, 3 ... current mirror circuit, 9 ... comparator, 10 ... output circuit, 11 '... th 1 feedback circuit, 12 ... first detection circuit, 20 ... small amplitude oscillation control circuit, 25 ... FET, 28 ... voltage control resistance circuit, 29 ... second feedback circuit, 30 ... second Detection circuit
Claims (2)
された電流ミラー回路、及び該電流ミラー回路の第２の
端子に接続され、発振出力に応じた電流値を該電流ミラ
ー回路の第２の端子に流すことによって電流ミラー回路
の第１の端子より正帰還電流を共振回路に流入させて正
帰還する第１の帰還回路、を有する発振回路と、 前記発振回路の発振出力を検出する第１の検波回路と、 前記第１の検波回路の検波出力を所定のレベルと比較す
ることによって物体を検出する比較器と、 前記比較器の比較出力によって物体検知信号を出す出力
回路と、を有する高周波発振型近接スイッチにおいて、 前記電流ミラー回路の第２の端子に前記発振回路のコン
ダクタンスを制御する抵抗として接続され、制御電圧に
応じてその抵抗値を連続的に変化させる電圧制御抵抗回
路、前記発振回路の発振出力を電圧信号に変換して前記
電流ミラー回路の第２の端子に流すことによって前記電
流ミラー回路の第１の端子より正帰還電流を前記共振回
路に流入させて正帰還する第２の帰還回路、前記発振回
路の発振出力を検波して振幅に対応した直流電圧を得る
第２の検波回路、及び該第２の検波回路の検波出力がベ
ースに与えられその出力を反転増幅して制御電圧として
該電圧制御抵抗回路に与えるトランジスタ、を有する小
振幅発振制御回路を、前記発振回路に併設したことを特
徴とする高周波発振型近接スイッチ。1. A resonance circuit, a current mirror circuit having a first terminal connected to the resonance circuit, and a second terminal of the current mirror circuit, and a current value according to an oscillation output is supplied to the current mirror circuit. An oscillation circuit having a first feedback circuit for positively feeding back a positive feedback current from the first terminal of the current mirror circuit to the resonance circuit by flowing the current to the second terminal of the oscillation circuit, and an oscillation output of the oscillation circuit. A first detection circuit for detecting, a comparator for detecting an object by comparing the detection output of the first detection circuit with a predetermined level, and an output circuit for outputting an object detection signal by the comparison output of the comparator In the high-frequency oscillation type proximity switch having ,, a resistance is connected to the second terminal of the current mirror circuit as a resistance for controlling the conductance of the oscillation circuit, and the resistance value is continuously changed according to the control voltage. A voltage control resistor circuit for converting the oscillation output of the oscillation circuit into a voltage signal and flowing the voltage signal to the second terminal of the current mirror circuit, so that a positive feedback current from the first terminal of the current mirror circuit to the resonance circuit. A second feedback circuit for inflowing and positively feeding, a second detection circuit for detecting an oscillation output of the oscillation circuit to obtain a DC voltage corresponding to the amplitude, and a detection output of the second detection circuit are given to the base. A high-frequency oscillation-type proximity switch characterized in that a small-amplitude oscillation control circuit having a transistor for inverting and amplifying its output and giving it as a control voltage to the voltage control resistor circuit is provided together with the oscillation circuit.
ンジスタを有することを特徴とする特許請求の範囲第１
項機械の高周波発振型近接スイッチ。2. The voltage controlled resistance circuit has a field effect transistor.
High frequency oscillation type proximity switch for machine.
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|---|---|---|---|
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|---|---|
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1987
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