JP2023005762A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】新たな回路を追加することなく、負荷状態に応じて効率よく電力を供給すること。【解決手段】１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ１、及び補助巻線Ｐ２を有するトランスＴ１、スイッチング動作により１次巻線Ｐ１への電力の供給又は遮断を行うＦＥＴ１、スイッチング動作を制御する電源制御部２０１、２次巻線Ｓ１から出力される電圧をフィードバックするフィードバック部２０５を備え、電源制御部２０１は停止期間の長さを計測する計測部を有し、スイッチング期間においてＦＥＴ１のスイッチング動作を所定の回数、実施すると停止期間に移行し（Ｓ３０８、Ｓ３０９）、停止期間においてフィードバック部２０５から出力される電圧がスイッチング開始閾値よりも大きくなるとスイッチング期間に移行し（Ｓ３０４～Ｓ３０６）、計測部により計測された停止期間の長さに基づいてスイッチング期間におけるＦＥＴ１がオンしている時間を変化させる（Ｓ３０７）。【選択図】図４

Description

本発明は、商用交流電源等から入力される交流電圧を直流電圧に変換する電源装置、及び電源装置を備える画像形成装置に関する。

商用交流電源等から入力される交流電圧を直流電圧に変換するスイッチング電源装置では、電力供給する負荷の状態に応じたスイッチング制御を行うことが知られている。すなわち、スイッチング電源装置では、負荷へ供給する電力が大きい重負荷状態では、連続的なスイッチング制御を行い、負荷へ供給する電力が小さい軽負荷状態では、電源効率を改善するため、間欠スイッチング制御を行うことが知られている。また、例えば特許文献１に記載されたスイッチング電源装置では、間欠スイッチング制御を行う場合には、ＦＢ（フィードバック）電圧を参照して、ＦＢ電圧が所定の電圧以上になると、スイッチング動作を停止した状態からスイッチング動作を開始する。

特許第６７００７７２号公報

スイッチング電源装置では、電源効率の高いスイッチング制御を行うためには、電力を供給する負荷の状態を精度よく検知する必要がある。例えば、スイッチング電源装置の中には、２次側の負荷状態をトランスの１次巻線に接続された抵抗に流れる電流によって検知する電源装置がある。しかしながら、負荷へ供給する電力が大きい重負荷状態と負荷へ供給する電力が小さい軽負荷状態では、抵抗に流れる電流値が大きく異なる。そのため、負荷状態を精度よく検知するために、負荷状態に応じて抵抗値を切り替えることで検知レンジを切り替えるレンジ切替回路が必要となるため、負荷状態を精度よく検知可能な、電源効率の高い、安価なスイッチング電源装置が望まれている。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、新たな回路を追加することなく、負荷状態に応じて効率よく電力を供給することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明では、以下の構成を備える。

（１）１次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、スイッチング動作により前記１次巻線への電力の供給又は遮断を行う第１のスイッチング素子と、前記スイッチング動作を制御する制御手段と、前記２次巻線から出力される電圧をフィードバックするフィードバック手段と、を備え、前記制御手段は、前記スイッチング動作を行うスイッチング期間と前記スイッチング動作を停止させる停止期間とを繰り返す間欠制御を行うことが可能であり、前記制御手段は、前記停止期間の長さを計測する計測部を含み、前記スイッチング期間において、前記制御手段は前記第１のスイッチング素子の前記スイッチング動作を所定の回数、実施すると前記停止期間に移行し、前記停止期間において、前記制御手段は前記フィードバック手段から出力される電圧に基づいて、前記２次巻線から出力される電圧が目標電圧よりも低下したと判断すると、前記スイッチング期間に移行し、前記制御手段は、前記計測部により計測された前記停止期間の長さに基づいて、前記スイッチング期間における前記第１のスイッチング素子がオンしている時間を変化させることを特徴とする電源装置。

（２）記録材に画像形成を行う画像形成部と、前記画像形成部を制御する制御部と、前記画像形成部、及び前記制御部に電力を供給する電源装置と、を備え、前記制御部は、前記画像形成部を制御して記録材に画像形成を行うプリント状態と、前記プリント状態に遷移が可能なスタンバイ状態と、消費電力を低減するスリープ状態と、を切替え可能である画像形成装置であって、前記電源装置は、１次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、スイッチング動作により前記１次巻線への電力の供給又は遮断を行う第１のスイッチング素子と、前記スイッチング動作を制御する制御手段と、前記２次巻線から出力される電圧をフィードバックするフィードバック手段と、を備え、前記制御手段は、前記スイッチング動作を行うスイッチング期間と前記スイッチング動作を停止させる停止期間とを繰り返す間欠制御を行うことが可能であり、前記制御手段は、前記停止期間の長さを計測する計測部を含み、前記スイッチング期間において、前記制御手段は前記第１のスイッチング素子の前記スイッチング動作を所定の回数、実施すると前記停止期間に移行し、前記停止期間において、前記制御手段は前記フィードバック手段から出力される電圧に基づいて、前記２次巻線から出力される電圧が目標電圧よりも低下したと判断すると、前記スイッチング期間に移行し、前記制御手段は、前記計測部により計測された前記停止期間の長さに基づいて、前記スイッチング期間における前記第１のスイッチング素子がオンしている時間を変化させることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、新たな回路を追加することなく、負荷状態に応じて効率よく電力を供給することができる。

実施例１～４のレーザビームプリンタの構成を示す図 実施例１～４の電源装置の構成を示す図 実施例１のスイッチング電源装置の回路構成を示す回路図 実施例１の起動及び間欠スイッチング動作中の電源制御部のスイッチング制御シーケンスを示すフローチャート 実施例１のスイッチング電源装置の電圧波形を説明する図 実施例２のスイッチング電源装置の回路構成を示す回路図 実施例２の起動及び間欠スイッチング動作中の電源制御部のスイッチング制御シーケンスを示すフローチャート 実施例２のスイッチング電源装置の電圧波形を説明する図 実施例３の起動及び間欠スイッチング動作中の電源制御部のスイッチング制御シーケンスを示すフローチャート 実施例３のスイッチング電源装置の電圧波形を説明する図 実施例４のスイッチング電源装置の回路構成を示す回路図 実施例４の起動及び間欠スイッチング動作中の電源制御部のスイッチング制御シーケンスを示すフローチャート 実施例４のスイッチング電源装置の電圧波形を説明する図

以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。

［画像形成装置の構成］
図１は、画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタの構成を示す概略断面図である。レーザビームプリンタ１０（以下、プリンタ１０という）は、感光ドラム１１、感光ドラム１１を一様の電位に帯電する帯電部１２、感光ドラム１１にレーザ光を照射して、感光ドラム１１の表面に静電潜像を形成する露光装置１４を備えている。また、プリンタ１０は、感光ドラム１１上に形成された静電潜像にトナーを付着させて現像し、トナー像を形成する現像部１３を備えている。プリンタ１０では、感光ドラム１１上に形成されたトナー像は、転写部１５によって、カセット１８から給送された記録材であるシート（不図示）に転写される。トナー像が転写されたシートは、定着器１６に搬送される。定着器１６において、トナー像は加熱、加圧されてシートに定着され、トナー像が定着されたシートはトレイ１７に排出される。なお、シートに画像形成を行う画像形成部は、感光ドラム１１、帯電部１２、現像部１３、転写部１５から構成されている。

また、プリンタ１０は電源装置１９を備えており、電源装置１９はモータ等の駆動部やエンジン制御部２０へ電力供給を行う。制御部であるエンジン制御部２０は、ＣＰＵ（不図示）、不揮発性メモリ（不図示）を有し、ＣＰＵは不揮発性メモリに格納された制御プログラムに従って、画像形成部による画像形成動作やシートの搬送動作等を制御する。エンジン制御部２０は、シートに画像形成を行うプリント状態であるプリント動作が終了すると、プリンタ１０をプリント状態に遷移可能な待機状態であるスタンバイ状態に移行させる。更に、エンジン制御部２０は、スタンバイ状態に移行した後、所定時間が経過すると、プリンタ１０の待機時の消費電力を低減するため、プリンタ１０を省エネルギーモードであるスリープ状態に遷移させる。このように、プリンタ１０はスリープ状態、スタンバイ状態、プリント状態の３つの状態を有し、エンジン制御部２０はプリンタ１０を各状態に切替え可能である。

［電源装置の構成］
図２は、本実施例の電源装置の概略構成を説明する図である。図２に示すように、電源装置１９は、商用交流電源１００から入力される交流電圧を整流平滑する整流平滑部、及びスイッチング電源装置２００を有している。第１の整流平滑部である整流平滑部は、ダイオードブリッジ１０１、及び平滑コンデンサ１０２から構成されている。商用交流電源１００から入力された交流電圧は、回路保護用の電流ヒューズ１０３を介して、ダイオードブリッジ１０１により全波整流され、平滑コンデンサ１０２によって平滑化され、直流電圧Ｖｉｎが生成される。なお、平滑コンデンサ１０２の低い側の電位を電位ＤＣＬ、高い側の電位を電位ＤＣＨとする。

平滑コンデンサ１０２の充電電圧である直流電圧Ｖｉｎは、スイッチング電源装置２００に入力される。スイッチング電源装置２００は、入力された直流電圧Ｖｉｎを降圧して直流の電圧Ｖｏｕｔを生成し、生成された電圧Ｖｏｕｔは負荷に出力される。

［スイッチング電源装置の構成］
図３は、スイッチング電源装置２００の回路構成を示す回路図である。図３において、スイッチング電源装置２００は、１次側に１次巻線Ｐ１、補助巻線Ｐ２を有し、２次側に２次巻線Ｓ１を有する絶縁型のトランスＴ１を備えている。なお、図３において、トランスＴ１の黒丸は、各巻線の巻方向を示している。トランスＴ１の１次巻線Ｐ１には、第１のスイッチング素子である電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）１が直列接続されている。ＦＥＴ１のスイッチング動作によって、１次巻線への電力の供給又は遮断が行われ、トランスＴ１の１次側の１次巻線Ｐ１から２次側の２次巻線Ｓ１にエネルギーが供給される。一方、トランスＴ１の２次側には、２次巻線Ｓ１に誘起されるフライバック電圧を整流平滑する整流平滑回路であるダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１が設けられている。

また、トランスＴ１の１次側の補助巻線Ｐ２には、ＦＥＴ１がオン状態の期間に、入力電圧Ｖｉｎに巻数比（補助巻線Ｐ２の巻数ＮＰ２／１次巻線Ｐ１の巻数ＮＰ１）を乗じた電圧（以下、フォワード電圧という）が誘起される。補助巻線Ｐ２に誘起された電圧は、第２の整流平滑部であるダイオードＤ４及びコンデンサＣ４によって整流平滑され、電源電圧Ｖ１が生成される。

（フィードバック部）
スイッチング電源装置２００は、電源装置に接続された負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔの電圧情報をトランスＴ１の１次側にフィードバックするフィードバック手段であるフィードバック部２０５を有している。フィードバック部２０５は、目標電圧と出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、電源制御部２０１のＦＢ端子に入力される電圧信号（以下、ＦＢ端子電圧という）を生成する。フィードバック部２０５は、シャントレギュレータＩＣ５、フォトカプラＰＣ５、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２、Ｒ５３を有している。出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧は、シャントレギュレータＩＣ５のＲＥＦ端子（リファレンス端子）の基準電圧、抵抗Ｒ５２、抵抗Ｒ５３によって設定される。

シャントレギュレータＩＣ５のＲＥＦ端子には、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ５２、Ｒ５３で分圧された電圧が入力される。シャントレギュレータＩＣ５は、ＲＥＦ端子に入力された電圧と基準電圧とを比較し、ＲＥＦ端子に入力された電圧が基準電圧より高い場合には導通状態となり、フォトカプラＰＣ５のＬＥＤに電流が流れる。すると、フォトカプラＰＣ５のＬＥＤが点灯して、フォトトランジスタがオン状態となる。その結果、コンデンサＣ６の充電電圧が放電され、電源制御部２０１のＦＢ端子電圧が低下する。

一方、シャントレギュレータＩＣ５は、ＲＥＦ端子に入力された電圧が基準電圧以下の場合には非導通状態となり、フォトカプラＰＣ５のＬＥＤに電流が流れなくなる。すると、フォトカプラＰＣ５のＬＥＤが消灯し、フォトトランジスタはオフ状態となる。その結果、コンデンサＣ６が充電されることにより充電電圧が上昇し、電源制御部２０１のＦＢ端子電圧が上昇する。なお、ＦＢ端子電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と同一電圧の場合には所定の電圧値となる。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも大きくなると、ＦＢ端子電圧は所定の電圧値よりも小さくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも小さくなると、ＦＢ端子電圧は所定の電圧値よりも大きくなる。

（電源制御部）
本実施例では、電源制御部２０１は、発振器などからのクロック信号で動作する演算制御部（例えばＣＰＵ、ＡＳＩＣなど）を有し、時間を計測するタイマ（計測部）や、データ等を記憶するメモリ（不図示）を有している。電源制御部２０１のＶＣ端子には、後述するＤＣ／ＤＣコンバータ２０４によって生成された電源電圧Ｖ２が供給される。電源制御部２０１は、ＦＢ端子電圧に基づいて、ＦＥＴ１のスイッチング動作を制御する制御信号ＤＳ１をＦＥＴ駆動部２０２に出力する。制御信号ＤＳ１は所定の周波数のＰＷＭ信号であり、所定のオンＤｕｔｙ（オンデューティ）で制御されている。

（ＦＥＴ駆動部）
ＦＥＴ駆動部２０２は、電源制御部２０１から出力された制御信号ＤＳ１に応じてＦＥＴ１のスイッチング制御を行う。詳細には、ＦＥＴ駆動部２０２は、電源制御部２０１から出力された制御信号ＤＳ１に応じて、ＦＥＴ１のゲート端子に出力する駆動信号ＤＬを生成し、ＦＥＴ１のゲート端子に出力する。ＦＥＴ１は、ＦＥＴ駆動部２０２から出力される駆動信号ＤＬに応じて、スイッチング動作を行う。また、ＦＥＴ駆動部２０２のＶＣ端子には、トランスＴ１の１次側の補助巻線Ｐ２に誘起された電圧から生成される電源電圧Ｖ１が供給される。

（ＤＣ／ＤＣコンバータ、起動回路）
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０４は、３端子レギュレータ又は降圧型スイッチング電源装置であり、ＶＣ端子に入力された電源電圧Ｖ１から電源電圧Ｖ２を生成し、生成された電源電圧Ｖ２をＯＵＴ端子から出力する。起動回路２０３は、３端子レギュレータ又は降圧型スイッチング電源装置であり、ＶＣ端子に入力された直流電圧Ｖｉｎから電源電圧Ｖ１を生成し、生成された電源電圧Ｖ１をＯＵＴ端子から出力する。なお、起動回路２０３は、トランスＴ１の補助巻線Ｐ２に誘起される電圧から生成される電源電圧Ｖ１が所定の電圧以下の場合のみ動作する回路であり、スイッチング電源装置２００の起動時に電源電圧Ｖ１を供給するために用いられる。

［電源制御部の制御シーケンス］
本実施例の電源制御部２０１は、プリンタ１０がプリント状態においてＦＥＴ１のスイッチング動作を連続で行う連続スイッチング動作を行う。プリンタ１０がスタンバイ状態又はスリープ状態においては、間欠スイッチング動作を行う。プリンタ１０の状態は、不図示の信号によってエンジン制御部２０から電源制御部２０１に伝えられる。電源制御部２０１は、不図示の信号によって連続スイッチングと間欠スイッチングを切り替える。

電源制御部２０１は連続スイッチング動作時において、ＦＢ電圧を用いて、ＤＳ１信号のオンＤｕｔｙを計算し、計算したオンＤｕｔｙのパルス信号を制御信号ＤＳ１に出力する。同様の動作をプリント状態の間繰り返す。

図４は、本実施例の起動及び間欠スイッチング動作中の電源制御部２０１の出力電圧Ｖｏｕｔの制御シーケンスを示すフローチャートである。図４に示す処理は、商用交流電源１００から交流電圧がスイッチング電源装置２００に供給され、起動回路２０３、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０４によって電源電圧Ｖ２が生成されると起動される電源制御部２０１によって実行される。本実施例では、電源制御部２０１は、ＦＥＴ１のスイッチング動作を停止してから、ＦＢ端子電圧に基づいてスイッチング動作を開始するまでのスイッチング停止期間の時間を計測することにより、電源装置に接続されている負荷の状態を検知する。そして、電源制御部２０１は、検知した負荷状態に応じたＦＥＴ１の間欠スイッチング動作を制御する。

ステップ（以下、Ｓとする）３０１では、電源制御部２０１は、ＦＥＴ駆動部２０２に初期値のオンＤｕｔｙが設定された制御信号ＤＳ１を出力する。なお、オンＤｕｔｙとは、パルス信号で構成される制御信号ＤＳ１のパルス信号１周期のうち、パルス信号がオン状態となっている割合（％）を指している。上述したように、ＦＥＴ駆動部２０２は、制御信号ＤＳ１に応じたＤＬ信号をＦＥＴ１のゲート端子に出力し、ＦＥＴ１のスイッチング動作が開始され、トランスＴ１の２次側に微少の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

Ｓ３０２では、電源制御部２０１は、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるため、前回設定したオンＤｕｔｙよりも大きい値を設定した制御信号ＤＳ１を出力する。これにより、ＦＥＴ１は制御信号ＤＳ１に応じたスイッチング動作を行い、トランスＴ１の２次側に出力される出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。

Ｓ３０３では、電源制御部２０１は、ＦＢ端子に入力されるＦＢ端子電圧を取得し、取得したＦＢ端子電圧がＦＥＴ１のスイッチング動作を停止させるスイッチング停止閾値以下になったかどうか（ＦＢ端子電圧≦スイッチング停止閾値？）判断する。上述したように、ＦＢ端子電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも低い場合は上昇し、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも高い場合は低下する。この場合の閾値電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも高い場合に、ＦＥＴ１のスイッチング動作を停止させるための閾値電圧である。電源制御部２０１は、取得したＦＢ端子電圧がスイッチング停止閾値電圧以下の場合には処理をＳ３０４に進め、取得したＦＢ端子電圧がスイッチング停止閾値電圧よりも高い場合には処理をＳ３０２に戻す。

Ｓ３０４では、電源制御部２０１は、ＦＥＴ１のスイッチング動作を停止させて、スイッチング停止期間に移行するため、ＦＥＴ駆動部２０２に出力する制御信号ＤＳ１をローレベルに設定する。Ｓ３０５では、電源制御部２０１は、スイッチング停止期間の時間を計測するため、タイマをリセットして起動する。

Ｓ３０６では、電源制御部２０１は、ＦＢ端子に入力されるＦＢ端子電圧を取得し、取得したＦＢ端子電圧がＦＥＴ１のスイッチング動作を開始させる閾値電圧以上かどうか（ＦＢ端子電圧≧スイッチング開始閾値？）判断する。この場合の閾値電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも低い場合に、ＦＥＴ１のスイッチング動作を開始させるための閾値電圧である。電源制御部２０１は、取得したＦＢ端子電圧がスイッチング開始閾値以上の場合には処理をＳ３０７に進め、取得したＦＢ端子電圧が閾値電圧未満の場合には処理をＳ３０６に戻す。

Ｓ３０７では、電源制御部２０１は、タイマを停止し、タイマを参照して、取得したスイッチング停止期間の時間情報に基づいて、スイッチング停止期間の長さに応じた制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを決定する。電源制御部２０１は、予めメモリ（不図示）に、スイッチング停止期間の時間と制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙとを対応づけたデータを記憶させておき、取得したスイッチング停止期間の時間情報に基づいて、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを決定してもよい。

Ｓ３０８では、電源制御部２０１は、ＦＥＴ駆動部２０２にＳ３０７で決定したオンＤｕｔｙで設定された制御信号ＤＳ１を出力し、ＦＥＴ１のスイッチング動作を実施する。Ｓ３０９では、電源制御部２０１は、制御信号ＤＳ１を出力して、ＦＥＴ１が所定回数のスイッチング動作を行ったかどうか判断する。電源制御部２０１は、ＦＥＴ１は所定回数のスイッチング動作を行ったと判断した場合には処理をＳ３０４に戻し、ＦＥＴ１は所定回数のスイッチング動作を行っていないと判断した場合には、処理をＳ３０８に戻す。以降、電源制御部２０１は、Ｓ３０４～Ｓ３０９の処理を繰り返すことにより、電源装置に接続された負荷に応じた出力電圧Ｖｏｕｔが出力されるように、ＦＥＴ１のスイッチング動作を制御する。

本実施例では、電源制御部２０１は、ＦＥＴ１のスイッチング動作を所定回数、実施すると、ＦＥＴ１のスイッチング動作を停止させて、スイッチング停止期間に移行する。そして、電源装置に接続された負荷により出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、ＦＢ端子電圧がスイッチング開始閾値以上になると、電源制御部２０１は、スイッチング停止期間を終了し、再度、ＦＥＴ１のスイッチング動作を所定回数、実施するプロセスを繰り返す。本実施例では、ＦＥＴ１がスイッチング動作を所定回数行うスイッチング期間は、制御信号ＤＳ１の周波数が一定であり、周期も一定となるため、所定の時間幅を有する期間となる。一方、スイッチング停止期間は、ＦＢ端子電圧がＦＥＴ１のスイッチング動作を開始させる閾値電圧以上になるまで継続されるため、スイッチング停止期間は、負荷の状態に応じて変動する。また、電源制御部２０１は、負荷が大きい場合には、スイッチング停止期間の時間に応じて、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを大きくすることにより、トランスＴ１の２次側に供給されるエネルギーを増加させる。一方、電源制御部２０１は、負荷が小さい場合には、スイッチング停止期間の時間に応じて、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを小さくすることにより、トランスＴ１の２次側に供給されるエネルギーを減少させる。

［スイッチング電源装置のスイッチング動作］
図５は、スイッチング電源装置２００における電圧波形、信号波形を示した図である。図５（ａ）、（ｂ）は、電源装置に接続された負荷が小さい場合の電圧波形、信号波形を示した図であり、図５（ａ）は出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を示し、図５（ｂ）は制御信号ＤＳ１の信号波形（電圧波形）を示している。一方、図５（ｃ）、（ｄ）は、電源装置に接続された負荷が大きい場合の電圧波形、信号波形を示した図であり、図５（ｃ）は出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を示し、図５（ｄ）は制御信号ＤＳ１の信号波形（電圧波形）を示している。なお、図５（ａ）～（ｄ）の縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示している。電源制御部２０１は、電源効率を向上させるために、ＦＥＴ１がスイッチング動作を停止する停止期間（期間４００、４０２）と、スイッチング動作を実行するスイッチング期間（期間４０１、４０３）を繰り返す間欠スイッチング制御（間欠制御）を行っている。

（負荷が小さい場合のスイッチング動作）
２次側の負荷が小さい場合のスイッチング電源装置２００の動作について、図５（ａ）、（ｂ）を用いて説明する。図５（ｂ）に示す期間４００は、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間であり、制御信号ＤＳ１は図５（ｂ）に示すように、ローレベル（制御信号ＤＳ１が出力されていない状態）である。また、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間は、トランスＴ１の２次側へのエネルギー供給（電力供給）がないため、２次側の負荷（電源装置に接続された負荷）により、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に低下する（図５（ａ））。

図５（ｂ）に示す期間４０１は、ＦＥＴ１のスイッチング動作期間であり、制御信号ＤＳ１は、図５（ｂ）に示すようなＰＷＭ波形であり、制御信号ＤＳ１の１周期のうち、ハイレベルの期間がオンＤｕｔｙを示している。図５（ａ）に示すように、期間４０１では、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に上昇する。制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙは、上述した図４のＳ３０７の処理によって決定される。本実施例では、スイッチング停止期間（例えば期間４００）の時間に反比例して、スイッチング停止期間が短いほど、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを大きくすることで、トランスＴ１の２次側への電力供給量（エネルギー量）を増加させる。これにより、ＦＥＴ１のスイッチング動作期間に２次側負荷に十分に大きい電力を供給することで、負荷が増加しても高い電源効率を維持することができる。

（負荷が大きい場合のスイッチング動作）
次に、２次側の負荷が大きい場合のスイッチング電源装置２００の動作について、図５（ｃ）、（ｄ）を用いて説明する。図５（ｄ）に示す期間４０２は、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間であり、制御信号ＤＳ１は図５（ｄ）に示すように、ローレベルである。ＦＥＴ１のスイッチング停止期間は、トランスＴ１の２次側への電力供給（エネルギー供給）がないため、電源装置に接続された負荷により、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に低下する（図５（ｃ））。また、２次側の負荷が図５（ａ）、（ｂ）よりも大きいため、負荷が小さい図５（ｂ）の期間４００に比べて、スイッチング停止期間（期間４０２）は短くなる。

図５（ｄ）に示す期間４０３は、ＦＥＴ１のスイッチング動作期間であり、制御信号ＤＳ１は、図５（ｄ）に示すようなＰＷＭ波形となる。すなわち、スイッチング停止期間である期間４０２の時間が図５（ｂ）の期間４００よりも短いため、２次側の負荷が大きいことが検知される。そのため、図５（ｄ）に示すように、期間４０３で出力される制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙは、負荷の小さい図５（ｂ）の制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙよりも大きくなっている。これにより、２次側の負荷が大きい場合も、効率よくＦＥＴ１のスイッチング動作を行うことができる。

また、負荷が大きくなると、制御信号ＤＳ１に対応したＦＥＴ１の１回あたりのスイッチング動作による出力電圧Ｖｏｕｔの電圧上昇は、負荷が小さい場合に比べて小さくなる。そこで、負荷によらず、出力電圧の電圧リップル（ピーク－ピーク間電圧）を一定にするために、負荷が大きい場合には、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧上昇が小さくなった分を補うため、ＦＥＴ１のスイッチング回数を増やしている。これにより、スイッチングロスを低減し、負荷によって効率のよいスイッチングを実現することができる。

上述したように、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間を計測することで、現在の負荷状態を検知することができる。そして、計測されたスイッチング停止期間の時間に応じて制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを決定し、ＦＥＴ１のスイッチング制御を行う。これにより、上述したレンジ切替回路を設けなくても、負荷状態に応じて制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙが可変され、効率よい電力供給を実現することができる。

以上説明したように、本実施例によれば、新たな回路を追加することなく、負荷状態に応じて効率よく電力を供給することができる。

実施例２では、間欠スイッチング制御におけるスイッチング停止期間の時間、及びトランスの１次側に印加される直流電圧Ｖｉｎの電圧に基づいて、直流電圧Ｖｉｎが変動しても負荷に所定の電力供給を行うスイッチング電源装置について説明する。なお、本実施例の画像形成装置であるプリンタ１０の構成については、実施例１と同様であり、同じ装置には同じ符号を用いることにより、説明を省略する。

［スイッチング電源装置の構成］
図６は、本実施例のスイッチング電源装置２００の回路構成を示す回路図である。図６に示す回路図は、実施例１の図３に示す回路図と比べて、電源制御部２０１にＶＳ端子が追加され、電源電圧Ｖ１を分圧してＶＳ端子に入力する抵抗分圧回路（分圧部）が追加されている点が異なる。その他の回路構成は、実施例１の図３と同様であり、同じ回路部品には同じ符号を用いて説明することにより、ここでの説明を省略する。

トランスＴ１の補助巻線Ｐ２に誘起されたフォワード電圧は、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ４によって整流平滑され、コンデンサＣ４に充電される。そして、電源制御部２０１のＶＳ端子には、コンデンサＣ４に充電された電圧を抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧比で分圧した電圧が入力される。フォワード電圧は、平滑コンデンサ１０２に充電された直流電圧Ｖｉｎに、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１の巻数ＮＰ１と補助巻線Ｐ２の巻数ＮＰ２との巻数比を乗じた電圧である。そのため、ＶＳ端子には、直流電圧Ｖｉｎに応じた電圧が入力されることになり、直流電圧Ｖｉｎが低下すると、ＶＳ端子に入力される電圧も低下し、直流電圧Ｖｉｎが上昇すると、ＶＳ端子に入力される電圧も上昇する。したがって、電源制御部２０１は、ＶＳ端子に入力される電圧を検知することにより、直流電圧Ｖｉｎを検知することができ、直流電圧Ｖｉｎは、商用交流電源１００から入力される交流電圧を全波整流して生成されるため、交流電圧を検知することができる。そのため、電源制御部２０１は、取得したＶＳ端子の入力電圧に応じて、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを決定することにより、商用交流電源１００から入力される交流電圧が変動しても、効率よく負荷への電力供給を行うことができる。

［電源制御部の制御シーケンス］
本実施例の電源制御部２０１は、実施例１と同様にプリンタ１０がプリント状態において連続スイッチング動作を行い、プリンタ１０がスタンバイ状態又はスリープ状態においては、間欠スイッチング動作を行う。連続スイッチング動作、及び連続スイッチング動作と間欠スイッチング動作についても、実施例１と同様であり、説明を省略する。

図７は、本実施例の起動及び間欠スイッチング動作中の電源制御部２０１の出力電圧Ｖｏｕｔの制御シーケンスを示すフローチャートである。図７に示す処理は、実施例１の図４と同様に、商用交流電源１００から交流電圧がスイッチング電源装置２００に供給され、起動回路２０３、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０４によって電源電圧Ｖ２が生成されると起動される電源制御部２０１によって実行される。

Ｓ６０１～Ｓ６０６の処理は、実施例１の図４に示すＳ３０１～Ｓ３０６の処理と同様であり、説明を省略する。Ｓ６０７では、電源制御部２０１は、タイマを停止し、タイマを参照してスイッチング停止期間の時間情報を取得する。そして、電源制御部２０１は、タイマを停止した時点でＶＳ端子に入力されているＶＳ端子電圧を取得し、取得したＶＳ端子電圧をスイッチング停止期間の時間情報に基づいて補正し、補正したＶＳ端子電圧に基づいて、入力電圧Ｖｉｎを推定する。そして、電源制御部２０１は、推定した入力電圧Ｖｉｎ、及びスイッチング停止期間の時間情報に基づいて、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを決定する。Ｓ６０８、Ｓ６０９の処理は、実施例１の図４に示すＳ３０８、Ｓ３０９の処理と同様であり、説明を省略する。

［スイッチング電源装置のスイッチング動作］
図８は、スイッチング電源装置２００における電圧波形、信号波形を示した図である。図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、電源装置に接続された負荷が小さい場合の電圧波形、信号波形を示した図である。図８（ａ）は出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を示し、図８（ｂ）は制御信号ＤＳ１の信号波形（電圧波形）を示し、図８（ｃ）は、ＶＳ端子に入力されるＶＳ端子電圧の電圧波形を示している。一方、図８（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）は、電源装置に接続された負荷が大きい場合の電圧波形、信号波形を示した図である。図８（ｄ）は出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を示し、図８（ｅ）は制御信号ＤＳ１の信号波形（電圧波形）を示し、図８（ｆ）は、ＶＳ端子に入力されるＶＳ端子電圧の電圧波形を示している。なお、図８（ａ）～（ｆ）の縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示している。なお、本実施例においても、実施例１と同様に、電源制御部２０１は、電源効率を向上させるために、次のような間欠スイッチング制御を行っている。すなわち、電源制御部２０１は、ＦＥＴ１がスイッチング動作を停止する停止期間（期間７００、７０２）と、スイッチング動作を実行するスイッチング期間（期間７０１、７０３）を繰り返す間欠スイッチング制御を行っている。

（負荷が小さい場合のスイッチング動作）
２次側の負荷が小さい場合のスイッチング電源装置２００の動作について、図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を用いて説明する。図８（ｂ）に示す期間７００は、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間であり、制御信号ＤＳ１は図８（ｂ）に示すように、ローレベル（制御信号ＤＳ１が出力されていない状態）である。また、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間は、トランスＴ１の２次側及び補助巻線Ｐ２への電力供給がなされないため、図８（ａ）に示すように、２次側の負荷（電源装置に接続された負荷）により出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に低下する。出力電圧Ｖｏｕｔの電圧が低下する速度は、２次側の負荷の大きさに比例する。また、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間には補助巻線Ｐ２に電力が供給されないため、図８（ｃ）に示すようにコンデンサＣ４に充電された電圧が放電される。そのため、電源制御部２０１のＶＳ端子電圧も低下する。ＦＥＴ１のスイッチング停止期間におけるＶＳ端子電圧の単位時間あたりの電圧低下は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値と、コンデンサＣ４の容量とによる時定数によって決定される。

図８（ｂ）に示す期間７０１は、ＦＥＴ１のスイッチング動作期間であり、制御信号ＤＳ１は、図８（ｂ）に示すようなＰＷＭ波形であり、制御信号ＤＳ１の１周期のうち、ハイレベルの期間がオンＤｕｔｙを示している。図８（ａ）に示すように、期間７０１では、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に上昇する。また、ＦＥＴ１のスイッチング動作が開始されると、補助巻線Ｐ２に電力供給される。そのため、ＶＳ端子電圧は、図８（ｃ）に示すように、直流電圧Ｖｉｎの大きさに対応した電圧、すなわち入力電圧ＶｉｎにトランスＴ１の１次巻線Ｐ１の巻数と補助巻線Ｐ２の巻数との巻数比を乗じた電圧を、分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧した電圧まで上昇する。ただし、ＶＳ端子電圧は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値と、コンデンサＣ４の容量とによる時定数に従った遅れが発生するため、ＦＥＴ１のスイッチング動作開始タイミングよりも少し遅れて、上昇を始める。

期間７０１における制御信号ＤＳ１におけるオンＤｕｔｙは、図７のＳ６０７の処理により決定される。上述したように、本実施例では、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間だけでなく、取得したＶＳ端子電圧に基づいて推定した直流電圧Ｖｉｎに応じて、制御信号ＤＳ１におけるオンＤｕｔｙ（ＦＥＴ１がオン状態となっているオン時間の割合）を決定する。直流電圧ＶｉｎとＦＥＴ１がオン状態であるオン時間との積により、トランスＴ１の２次側、すなわち負荷への電力供給量が決定される。そのため、直流電圧Ｖｉｎが変動しても、直流電圧ＶｉｎとＦＥＴ１がオン状態であるオン時間の積が一定になるよう、制御信号ＤＳ１におけるオンＤｕｔｙを決定することで、電源効率のよい電力供給が可能となる。

ただし、ＶＳ端子電圧は、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間にはコンデンサＣ４の充電電圧が放電されるため、スイッチング停止期間の時間経過に伴い低下する。そこで、電源制御部２０１は、予めＶＳ端子電圧の単位時間あたりの降下電圧を算出してメモリ（不図示）に格納しておき、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間が終了した時点のＶＳ端子電圧を取得する。そして、電源制御部２０１は、取得したＶＳ端子電圧に、メモリから取得した単位時間あたりの電圧降下データとスイッチング停止期間の時間とを乗じて算出した電圧を加算することで、スイッチング停止期間の開始時点のＶＳ端子電圧を算出することができる。本実施例では、ＶＳ端子電圧の単位時間当たりの低下電圧を予め計測してメモリに格納しておき、電源制御部２０１は、ＶＳ端子電圧の補正時にメモリから読み出して、取得したＶＳ端子電圧の補正を行った。取得したＶＳ端子電圧を補正する方法は、上述した方法に限定されるものではなく、例えば放電時の時定数に基づいて、演算によって算出してもよい。

電源制御部２０１は、取得したＶＳ端子電圧を補正して算出したスイッチング停止期間の開始時点のＶＳ端子電圧に基づき、スイッチング停止期間の開始時点（ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点でもある）の直流電圧Ｖｉｎを推定することができる。また、実施例１と同様に、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間を検知することにより、電源装置に接続された負荷の状態を検知することができる。そして、スイッチング停止期間の時間に応じて、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを設定し、負荷に電力供給を行う。

（負荷が大きい場合のスイッチング動作）
続いて、２次側の負荷が大きい場合のスイッチング電源装置２００の動作について、図８（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）を用いて説明する。図８（ｅ）に示す期間７０２は、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間であり、制御信号ＤＳ１は、図８（ｅ）に示すようにローレベルである。また、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間は、トランスＴ１の２次側及び補助巻線Ｐ２への電力供給（エネルギー供給）が行われないため、図８（ｄ）、（ｆ）に示すように、電源装置に接続された負荷により、出力電圧Ｖｏｕｔ及びＶＳ端子電圧は徐々に低下する。２次側の負荷（電源装置に接続された負荷）が大きいため、図８（ｅ）に示すように、期間７０２は、図８（ｂ）に示す負荷が小さい場合の期間７００に比べて短くなる。スイッチング停止期間が短いため、ＶＳ端子電圧は負荷が小さい場合のＶＳ端子電圧（図８（ｃ））よりも低下しない。電源制御部２０１は、上述した負荷が小さい場合と同じ手順で、スイッチング停止期間の終了時点で取得したＶＳ端子電圧を、スイッチング停止期間の時間、及びＶＳ端子電圧の単位時間あたりの電圧低下を用いて補正し、正確な直流電圧Ｖｉｎを推定する。これにより、スイッチング停止期間の時間が変動しても、正確な直流電圧Ｖｉｎの情報を推定し、電源効率のよい電力供給を行うことができる。

図８（ｅ）に示す期間７０３は、ＦＥＴ１のスイッチング動作期間であり、制御信号ＤＳ１は、図８（ｅ）に示すようなＰＷＭ波形となる。すなわち、スイッチング停止期間である期間７０２の時間が図８（ｂ）の期間７００よりも短いため、２次側の負荷が大きいことが検知される。そのため、図８（ｅ）に示すように、期間７０３で出力される制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙは、負荷の小さい図８（ｂ）の制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙよりも大きくなっている。これにより、２次側の負荷が大きい場合も高い電源効率でＦＥＴ１のスイッチング動作を行うことができる。

上述したように、本実施例においても、実施例１と同様に、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間を計測することで、現在の負荷状態を検知することができる。そして、計測されたスイッチング停止期間の時間に応じて制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを決定し、ＦＥＴ１のスイッチング制御を行う。これにより、上述したレンジ切替回路を設けなくても、負荷状態に応じて効率よい電力供給を実現することができる。更に、取得したＶＳ端子電圧を計測したスイッチング停止期間の時間を用いて補正することで、商用交流電源１００から入力される交流電圧の電圧値が変動しても、負荷状態に応じて効率よい電力供給を実現することができる。

本実施例や実施例１では、スイッチング電源装置の方式をフライバック方式としたが、本発明は、フライバック方式に限らず、例えば、ＬＬＣ共振回路を用いたＬＬＣ電源などのスイッチング電源装置の方式にも適用することができる。また、本実施例では、制御信号ＤＳ１の周期（周波数）は変更せずに、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間に応じて制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを変更することで、２次側の負荷に対応するスイッチング制御を行っている。例えば、スイッチング停止期間の時間に応じて、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙは所定値に固定したままで、制御信号ＤＳ１の周波数を変更することにより、２次側の負荷に対応するスイッチング制御を行い、高い電源効率を維持するようにしてもよい。

以上説明したように、本実施例によれば、新たな回路を追加することなく、負荷状態に応じて効率よく電力を供給することができる。

実施例１、２では、間欠スイッチング制御において、ＦＥＴ１のスイッチング動作は負荷の状態に関係なく、所定回数、実行されると、スイッチング動作を停止していた。実施例３では、高周波音の発生を抑制するために、間欠スイッチング制御において、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間に応じて、ＦＥＴ１のスイッチング回数を変更する実施例について説明する。なお、本実施例の画像形成装置であるプリンタ１０の構成については、実施例１と同様であり、同じ装置には同じ符号を用いることにより、説明を省略する。

［スイッチング電源装置の構成］
本実施例のスイッチング電源装置の構成は、実施例２の図６に示すスイッチング電源装置２００と同様であり、同じ回路構成品には図６と同一の符号を用いることにより、ここでの説明を省略する。

［電源制御部の制御シーケンス］
本実施例の電源制御部２０１は、実施例１と同様にプリンタ１０がプリント状態において連続スイッチング動作を行い、プリンタ１０がスタンバイ状態又はスリープ状態においては、間欠スイッチング動作を行う。連続スイッチング動作、及び連続スイッチング動作と間欠スイッチング動作についても、実施例１と同様であり、説明を省略する。

図９は、本実施例の起動及び間欠スイッチング動作中の電源制御部２０１の出力電圧Ｖｏｕｔの制御シーケンスを示すフローチャートである。図９に示す処理は、実施例２の図７と同様に、商用交流電源１００から交流電圧がスイッチング電源装置２００に供給され、起動回路２０３、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０４によって電源電圧Ｖ２が生成されると起動される電源制御部２０１によって実行される。

Ｓ８０１～Ｓ８０７の処理は、実施例２の図７に示すＳ６０１～Ｓ６０７の処理と同様であり、説明を省略する。Ｓ８０８では、電源制御部２０１は、Ｓ８０７で取得したスイッチング停止期間の時間情報に基づいて、スイッチング期間の時間を算出し、スイッチング期間の時間に応じたＦＥＴ１のスイッチング回数を決定する。本実施例では、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間とスイッチング期間の時間を合計した時間が、負荷の状態が変化しても同一時間となるよう、スイッチング停止期間の時間に応じてスイッチング回数を決定する。

Ｓ８０９の処理は、実施例２の図７に示すＳ６０８の処理と同様であり、説明を省略する。Ｓ８１０では、電源制御部２０１は、制御信号ＤＳ１を出力して、ＦＥＴ１がＳ８０８の処理で決定した回数のスイッチング動作を行ったかどうか判断する。電源制御部２０１は、ＦＥＴ１がＳ８０８の処理で決定した回数のスイッチング動作を行ったと判断した場合には処理をＳ８０４に戻し、ＦＥＴ１がＳ８０８の処理で決定した回数のスイッチング動作を行っていないと判断した場合には、処理をＳ８０８に戻す。以降、電源制御部２０１は、Ｓ８０４～Ｓ８１０の処理を繰り返すことにより、電源装置に接続された負荷に応じた出力電圧Ｖｏｕｔが出力されるように、ＦＥＴ１のスイッチング動作を制御する。

［スイッチング電源装置のスイッチング動作］
図１０は、スイッチング電源装置２００における電圧波形、信号波形を示した図である。図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、電源装置に接続された負荷が小さい場合の電圧波形、信号波形を示した図である。図１０（ａ）は出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を示し、図１０（ｂ）は制御信号ＤＳ１の信号波形（電圧波形）を示し、図１０（ｃ）は、ＶＳ端子に入力されるＶＳ端子電圧の電圧波形を示している。一方、図１０（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）は、電源装置に接続された負荷が大きい場合の電圧波形、信号波形を示した図である。図１０（ｄ）は出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を示し、図１０（ｅ）は制御信号ＤＳ１の信号波形（電圧波形）を示し、図１０（ｆ）は、ＶＳ端子に入力されるＶＳ端子電圧の電圧波形を示している。なお、図１０（ａ）～（ｆ）の縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示している。なお、本実施例においても、実施例１、２と同様に、電源制御部２０１は、電源効率を向上させるために、次のような間欠スイッチング制御を行っている。すなわち、電源制御部２０１は、ＦＥＴ１がスイッチング動作を停止する停止期間（期間９００、９０２）と、スイッチング動作を実行するスイッチング期間（期間９０１、９０３）を繰り返す間欠スイッチング制御を行っている。

本実施例では、上述した図９のＳ８０８の処理において、スイッチング停止期間の時間に応じて、ＦＥＴ１のスイッチング回数を変更している。具体的には、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間とＦＥＴ１のスイッチング期間の時間を合計した時間（以下、バースト周期と呼ぶ）を、電源装置に接続された負荷の状態が変動しても一定になるようにする。そのため、本実施例では、バースト周期が一定になるように、スイッチング停止期間の時間に応じて、スイッチング期間の時間を決定し、スイッチング期間の時間に応じてＦＥＴ１のスイッチング回数を決定する。その結果、バースト周期が小さくならないように一定にすることができる。

一般的に、バースト周期の逆数であるバースト周波数の逓倍の周波数成分が、トランスＴ１の共鳴周波数に近づくと、人には高周波音として知覚される。一般に、周波数の逓倍の周波数成分は、逓倍率が低いほどエネルギーが大きく、より低い逓倍率の周波数成分がトランスＴ１の共鳴周波数に近づくと、発生する音も大きくなる。一方、電源装置に接続された負荷が大きくなると、バースト周期が短くなり、バースト周波数は大きくなる。そのため、本実施例では、負荷が大きくなったとしても、バースト周期が一定になるようにＦＥＴ１のスイッチング制御を行う。これにより、バースト周波数がトランスＴ１の共鳴周波数に近づかないため、高周波音の発生を抑制することができる。

（負荷が小さい場合のスイッチング動作）
２次側の負荷が小さい場合のスイッチング電源装置２００の動作について、図１０（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を用いて説明する。図１０（ｂ）に示す期間９００は、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間であり、制御信号ＤＳ１は図１０（ｂ）に示すように、ローレベル（制御信号ＤＳ１が出力されていない状態）である。ＦＥＴ１のスイッチング停止期間は、トランスＴ１の２次側及び補助巻線Ｐ２への電力供給がなされないため、図８（ａ）に示すように出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に低下し、図８（ｃ）に示すように電源制御部２０１のＶＳ端子電圧も低下する。

図１０（ｂ）に示す期間９０１は、ＦＥＴ１のスイッチング動作期間であり、制御信号ＤＳ１は、図１０（ｂ）に示すようなＰＷＭ波形であり、制御信号ＤＳ１の１周期のうち、ハイレベルの期間がオンＤｕｔｙを示している。図１０（ａ）に示すように、期間７０１では、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に上昇し、ＶＳ端子電圧は、図１０（ｃ）に示すように、直流電圧Ｖｉｎの大きさに対応した電圧まで上昇する。

期間９０１における制御信号ＤＳ１におけるオンＤｕｔｙは、図９のＳ８０７の処理により決定される。本実施例では、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間と、取得したＶＳ端子電圧とに基づいて、制御信号ＤＳ１におけるオンＤｕｔｙを決定している。また、図９のＳ８０９の処理では、バースト周期を一定にするために、バースト周期からスイッチング停止期間の時間を引いた時間をスイッチング期間の時間とし、スイッチング期間の時間に応じてＦＥＴ１のスイッチング回数を決定する。これにより、ＦＥＴ１のスイッチング期間において、負荷に大きい電力供給が可能になるとともに、バースト周波数がトランスＴ１の共鳴周波数に近づかないため、高周波音の発生を抑制することができる。

（負荷が大きい場合のスイッチング動作）
続いて、２次側の負荷が大きい場合のスイッチング電源装置２００の動作について、図１０（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）を用いて説明する。図１０（ｅ）に示す期間９０２は、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間であり、制御信号ＤＳ１は、図１０（ｅ）に示すようにローレベルである。また、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間は、図１０（ｄ）、（ｆ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔ及びＶＳ端子電圧は徐々に低下する。２次側の負荷（電源装置に接続された負荷）が大きいため、図１０（ｅ）に示すように、期間９０２は、図１０（ｂ）に示す負荷が小さい場合の期間９００に比べて短くなる。電源制御部２０１は、スイッチング停止期間の終了時点で取得したＶＳ端子電圧を、スイッチング停止期間の時間、及びＶＳ端子電圧の単位時間あたりの電圧低下を用いて補正し、直流電圧Ｖｉｎを推定する。

図１０（ｅ）に示す期間９０３は、ＦＥＴ１のスイッチング動作期間であり、制御信号ＤＳ１は、図１０（ｅ）に示すようなＰＷＭ波形であり、制御信号ＤＳ１の１周期のうち、ハイレベルの期間がオンＤｕｔｙを示している。図１０（ｄ）に示すように、期間９０３では、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に上昇し、ＶＳ端子電圧は、図１０（ｆ）に示すように、直流電圧Ｖｉｎの大きさに対応した電圧まで上昇する。なお、図１０（ｅ）に示す期間９０２と期間９０３の時間の合計（バースト周期）は、上述した図１０（ｂ）の期間９００と期間９０１の時間の合計（バースト周期）と同一である。

期間９０３における制御信号ＤＳ１におけるオンＤｕｔｙは、図９のＳ８０７の処理により決定される。本実施例では、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の時間と、取得したＶＳ端子電圧とに基づいて、制御信号ＤＳ１におけるオンＤｕｔｙを決定している。また、図９のＳ８０９の処理では、バースト周期を一定にするために、バースト周期からスイッチング停止期間の時間を引いた時間をスイッチング期間の時間とし、スイッチング期間の時間に応じてＦＥＴ１のスイッチング回数を決定する。これにより、ＦＥＴ１のスイッチング期間において、負荷に大きい電力供給が可能になるとともに、バースト周波数がトランスＴ１の共鳴周波数に近づかないため、高周波音の発生を抑制することができる。

本実施例は、電源装置に接続された負荷が大きくなっても、バースト周期は一定のままで変動しないように間欠スイッチング制御を行う手法について説明した。例えば、負荷が大きくなるにしたがって、短くなったスイッチング停止期間の時間よりも、スイッチング期間の時間をより長く延長することで、バースト周期を延ばすような、本実施例の手法とは異なる制御で対応してもよい。また、負荷が大きい場合のスイッチング停止期間である期間９０２の時間は、負荷が小さい場合の期間９００の時間よりも短いため、予測される２次側の負荷の値が大きくなり、そのため、制御信号ＤＳ１はオンＤｕｔｙが大きい設定となっている。これにより、電源装置に接続されている負荷が大きくなっても、十分な電力供給を行うことができる。

以上説明したように、上述した実施例１、２と同様に、スイッチング停止時間を計測することにより、現在の負荷の状態を検知することができる。本実施例では、予め高周波音を抑制するＦＥＴ１のスイッチング周期（バースト周期）を決めておき、その周期内でスイッチング動作期間、及びスイッチング停止期間を割り振り、ＦＥＴ１のスイッチング回数を決定している。そのため、計測したスイッチング停止期間の時間に応じて、ＦＥＴ１のスイッチング回数を変更し、バースト周期を一定にする制御を行うことで、負荷状態に関係なく、高周波音を抑制することができる。

以上説明したように、本実施例によれば、新たな回路を追加することなく、負荷状態に応じて効率よく電力を供給することができる。

実施例１～３では、本発明をフライバック方式のスイッチング電源装置に適用した実施例について説明した。実施例４では、本発明をアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置に適用した実施例について説明する。なお、本実施例の画像形成装置であるプリンタ１０の構成については、実施例１と同様であり、同じ装置には同じ符号を用いることにより、説明を省略する。

［スイッチング電源装置の構成］
図１１は、本実施例のスイッチング電源装置２００の回路構成を示す回路図である。図１１に示す回路図は、実施例２の図６に示す回路図と比べて、トランスＴ１の１次側に次のような回路が追加されている点が異なる。すなわち、スイッチング電源装置２００の１次側には、電圧クランプ用のコンデンサＣ２と、第２のスイッチング素子であるＦＥＴ２とが直列に接続された回路が１次巻線Ｐ１に並列に接続されている。また、ＦＥＴ２が追加されたことにより、電源制御部２０１、ＦＥＴ駆動部２０２にＦＥＴ２を制御するための回路、信号線が追加されている。更に、ＦＥＴ１及びＦＥＴ２のスイッチオフ時の損失を低減するために、電圧共振用のコンデンサＣ１が、ＦＥＴ１と並列に接続されている。なお、ダイオードＤ１、Ｄ２は、それぞれＦＥＴ１、ＦＥＴ２のボディダイオードである。

（電源制御部）
電源制御部２０１は、ＦＢ端子電圧に基づき、ＦＥＴ１を駆動する制御信号ＤＳ１の他に、ＦＥＴ２を駆動する制御信号ＤＳ２を出力する。電源制御部２０１は、制御信号ＤＳ１をＦＥＴ駆動部２０２に出力してＦＥＴ１を駆動する。その後、ＦＥＴ１がオフ状態になると、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２が共にオフ状態となるデッドタイム後に、ＦＥＴ２がオン状態となるように、制御信号ＤＳ２を出力する。そして、ＦＥＴ２がオフ状態になると、デッドタイム後に、再び、ＦＥＴ１がオン状態となるように、制御信号ＤＳ１を出力する。電源制御部２０１のその他の回路構成は、実施例２の図６と同様であり、同じ回路部品には同じ符号を用いて説明することにより、ここでの説明を省略する。

（ＦＥＴ駆動部）
ＦＥＴ駆動部２０２は、電源制御部２０１から出力された制御信号ＤＳ１、ＤＳ２に応じて、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のゲート端子に出力される駆動信号ＤＬ、ＤＨを生成し、出力する。また、ＦＥＴ２を駆動するため、コンデンサＣ５及びダイオードＤ５で構成されるチャージポンプ回路によって、ＦＥＴ駆動部２０２のＶＨ端子に電源電圧が供給される。ＦＥＴ駆動部２０２は、制御信号ＤＳ１がハイレベルに設定されると、ＦＥＴ１のゲート端子に出力される駆動信号ＤＬをハイレベルに設定し、これによりＦＥＴ１はオン状態となる。一方、ＦＥＴ駆動部２０２は、制御信号ＤＳ２がハイレベルに設定されると、ＦＥＴ２のゲート端子に出力される駆動信号ＤＨをハイレベルに設定し、これによりＦＥＴ２はオン状態となる。スイッチング電源装置２００のその他の回路構成は、実施例２の図６と同様であり、同じ回路部品には同じ符号を用いて説明することにより、ここでの説明を省略する。

［電源制御部の制御シーケンス］
本実施例の電源制御部２０１は、実施例１と同様にプリンタ１０がプリント状態において連続スイッチング動作を行い、プリンタ１０がスタンバイ状態又はスリープ状態においては、間欠スイッチング動作を行う。連続スイッチング動作、及び連続スイッチング動作と間欠スイッチング動作についても、実施例１と同様であり、説明を省略する。

図１２は、本実施例の起動及び間欠スイッチング動作中の電源制御部２０１の出力電圧Ｖｏｕｔの制御シーケンスを示すフローチャートである。図１２に示す処理は、実施例２の図７と同様に、商用交流電源１００から交流電圧がスイッチング電源装置２００に供給され、起動回路２０３、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０４によって電源電圧Ｖ２が生成されると起動される電源制御部２０１によって実行される。

Ｓ１１０１～Ｓ１１０９の処理は、実施例２の図７に示すＳ６０１～Ｓ６０９の処理と同様であり、説明を省略する。Ｓ１１１０では、電源制御部２０１は、Ｓ１１０７で取得したスイッチング停止期間の時間情報に基づいて、クランプＦＥＴ（ＦＥＴ２）をオンする時間を演算し、制御信号ＤＳ２を出力する。電源制御部２０１は、制御信号ＤＳ２を出力すると、処理をＳ１１０４に戻して、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング動作を停止する。

［スイッチング電源装置のスイッチング動作］
図１３は、スイッチング電源装置２００における電圧波形、信号波形を示した図である。図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、電源装置に接続された負荷が小さい場合の電圧波形、信号波形を示した図である。図１３（ａ）は出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を示し、図１３（ｂ）は制御信号ＤＳ１の信号波形（電圧波形）を示し、図１３（ｃ）は制御信号ＤＳ２の信号波形（電圧波形）を示し、図１３（ｄ）は、ＶＳ端子に入力されるＶＳ端子電圧の電圧波形を示している。一方、図１３（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）は、電源装置に接続された負荷が大きい場合の電圧波形、信号波形を示した図である。図１３（ｅ）は出力電圧Ｖｏｕｔの電圧波形を示し、図１３（ｆ）は制御信号ＤＳ１の信号波形（電圧波形）を示し、図１３（ｇ）は制御信号ＤＳ２の信号波形（電圧波形）を示し、図１３ｆｆ）は、ＶＳ端子に入力されるＶＳ端子電圧の電圧波形を示している。なお、図１３（ａ）～（ｈ）の縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示している。なお、本実施例においても、上述した実施例と同様に、電源制御部２０１は、電源効率を向上させるために、次のような間欠スイッチング制御を行っている。すなわち、電源制御部２０１は、ＦＥＴ１がスイッチング動作を停止する停止期間（期間１２００、１２０２）と、スイッチング動作を実行するスイッチング期間（期間１２０１、１２０３）を繰り返す間欠スイッチング制御を行っている。

（負荷が小さい場合のスイッチング動作）
２次側の負荷が小さい場合のスイッチング電源装置２００の動作について、図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）を用いて説明する。図１３（ｂ）に示す期間１２００は、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング停止期間であり、制御信号ＤＳ１、ＤＳ２は図１３（ｂ）、（ｃ）に示すように、ローレベル（制御信号ＤＳ１、ＤＳ２が出力されていない状態）である。ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング停止期間は、トランスＴ１の２次側及び補助巻線Ｐ２への電力供給がなされないため、図１３（ａ）に示すように出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に低下し、図１３（ｄ）に示すように電源制御部２０１のＶＳ端子電圧も低下する。

図１３（ｂ）に示す期間１２０１は、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング期間であり、制御信号ＤＳ１、ＤＳ２は、図１３（ｂ）、（ｃ）に示すようなＰＷＭ波形であり、制御信号ＤＳ１、ＤＳ２の１周期のうち、ハイレベルの期間がオンＤｕｔｙを示している。図１３（ａ）に示すように、期間１２０１では、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に上昇し、ＶＳ端子電圧は、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧まで上昇し、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング期間の間、同じ電圧を示す。

図１３（ｂ）、（ｃ）に示すように、スイッチング期間では、最初に制御信号ＤＳ２が出力される。本実施例のアクティブクランプ方式では、スイッチング期間の最後に、短くクランプＦＥＴ（ＦＥＴ２）をオンした後、停止する制御を行っている。これにより、クランプコンデンサＣ２には十分な電圧が充電される。そのため、スイッチング期間の開始時点において、ＦＥＴ２をオンするだけでトランスＴ１の２次側に電力供給することができる状態となっている。ところが、この状態で、ＦＥＴ２ではなく、先にＦＥＴ１をオンすると、クランプコンデンサＣ２に過剰な電圧が供給されることになり、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２の故障の原因となる場合がある。そのため、本実施例では、スイッチング期間が開始されると、ＦＥＴ１に先立ち、ＦＥＴ２が駆動される。

その後、制御信号ＤＳ１、ＤＳ２は、デッドタイム（不図示）を介して、交互にハイレベル・ローレベルの状態を繰り返す。ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング動作が所定の回数、実行された後、制御信号ＤＳ２を所定の時間、ハイレベルに設定することで、ＦＥＴ２をオン状態に設定し、ＦＥＴ２を介してクランプコンデンサＣ２に電流を流すことができる。そのため、ＦＥＴ２のボディダイオードＤ２を介して電流を流すよりも消費エネルギーを小さくすることができる。その後、ＦＥＴ２に流れる電流がドレイン端子からソース端子の方向になる前に、ＦＥＴ２をオフする。

（負荷が大きい場合のスイッチング動作）
２次側の負荷が大きい場合のスイッチング電源装置２００の動作について、図１３（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）を用いて説明する。図１３（ｆ）に示す期間１２０２は、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング停止期間であり、制御信号ＤＳ１、ＤＳ２は図１３（ｆ）、（ｇ）に示すように、ローレベル（制御信号ＤＳ１、ＤＳ２が出力されていない状態）である。ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング停止期間は、トランスＴ１の２次側及び補助巻線Ｐ２への電力供給がなされないため、図１３（ｅ）に示すように出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に低下し、図１３（ｈ）に示すように電源制御部２０１のＶＳ端子電圧も低下する。

図１３（ｆ）に示す期間１２０３は、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング期間であり、制御信号ＤＳ１、ＤＳ２は、図１３（ｆ）、（ｇ）に示すようなＰＷＭ波形であり、制御信号ＤＳ１、ＤＳ２の１周期のうち、ハイレベルの期間がオンＤｕｔｙを示している。図１３（ｅ）に示すように、期間１２０３では、出力電圧Ｖｏｕｔは徐々に上昇し、ＶＳ端子電圧は、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧まで上昇し、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング期間の間、同じ電圧を示す。図１３（ｆ）、（ｇ）に示すように、最初に制御信号ＤＳ２がハイレベルになった後、制御信号ＤＳ１、ＤＳ２は、デッドタイム（不図示）を介して、交互にハイレベル・ローレベルの状態を繰り返している。このとき、期間１２０２の時間は期間１２００の時間よりも短いため、図１３（ｆ）の制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙが大きくなっている。本実施例では、制御信号ＤＳ１のハイレベルの時間を長くすることにより、オンＤｕｔｙの割合を大きくしている。これにより、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング期間に２次側の負荷（電源装置に接続された負荷）に十分に大きい電力供給が可能になり、負荷によらず電源効率のよい電力供給を行うことができる。

そして、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング動作を所定回数、実行した後、制御信号ＤＳ２を所定の時間、ハイレベルに設定することで、ＦＥＴ２をオン状態に設定し、ＦＥＴ２を介してクランプコンデンサＣ２に電流を流すことができるため、効率がよい。更に、スイッチング停止期間の時間に応じて変更したオンＤｕｔｙに比例して、最後のＦＥＴ２のオン時間を変更すると、２次側の負荷が変動してもＦＥＴ２に流れる電流がドレイン端子からソース端子の方向になる直前にＦＥＴ２をオフすることができる。

上述したように、本実施例のアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置において、間欠スイッチング動作におけるスイッチング停止期間を計測することで負荷状態を検知する。そして、検知した負荷状態に応じて、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のスイッチング制御を変更することで、電源効率のよい電力供給を実現することができる。更に、間欠スイッチング動作において、検知された負荷状態に応じて、スイッチング期間の終了時にクランプＦＥＴ（ＦＥＴ２）のオン時間を変更して、ＦＥＴ２のスイッチング動作を実施することにより、より電源効率を向上させることができる。

本実施例でも、実施例２と同様に、取得したＶＳ端子電圧に基づいて直流電圧Ｖｉｎを推定することにより、直流電圧Ｖｉｎに応じて、スイッチング期間におけるＦＥＴ１の最適なオン時間を決定することができる。また、直流電圧ＶｉｎとＦＥＴ１のオン時間の積により、トランスの１次側から２次側への電力供給量が決定されるため、直流電圧ＶｉｎとＦＥＴ１のオン時間の積が一定になるように、ＦＥＴ１のオン時間を決定することで、効率のよい電力供給が可能となる。

本実施例においては、スイッチング停止期間の時間に応じて、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを変更したが、これに限らず、スイッチング停止期間の時間に応じて、ＦＥＴ１のオン時間を大きくすることで電源効率を維持することもできる。また、制御信号ＤＳ２のオン時間をスイッチング停止期間の時間に応じてオンＤｕｔｙを小さくするようにしてもよい。

以上説明したように、本実施例によれば、新たな回路を追加することなく、負荷状態に応じて効率よく電力を供給することができる。

１ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）
２０１ 電源制御部
２０５ フィードバック部
Ｔ１ トランス

Claims (13)

1. １次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、
   スイッチング動作により前記１次巻線への電力の供給又は遮断を行う第１のスイッチング素子と、
   前記スイッチング動作を制御する制御手段と、
   前記２次巻線から出力される電圧をフィードバックするフィードバック手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記スイッチング動作を行うスイッチング期間と前記スイッチング動作を停止させる停止期間とを繰り返す間欠制御を行うことが可能であり、
   前記制御手段は、前記停止期間の長さを計測する計測部を含み、
   前記スイッチング期間において、前記制御手段は前記第１のスイッチング素子の前記スイッチング動作を所定の回数、実施すると前記停止期間に移行し、前記停止期間において、前記制御手段は前記フィードバック手段から出力される電圧に基づいて、前記２次巻線から出力される電圧が目標電圧よりも低下したと判断すると、前記スイッチング期間に移行し、
   前記制御手段は、前記計測部により計測された前記停止期間の長さに基づいて、前記スイッチング期間における前記第１のスイッチング素子がオンしている時間を変化させることを特徴とする電源装置。
2. 前記フィードバック手段は、前記２次巻線から出力される電圧が前記目標電圧よりも高い場合には、閾値よりも低い電圧を前記制御手段に出力し、前記２次巻線から出力される電圧が前記目標電圧よりも低い場合には、前記閾値よりも高い電圧を前記制御手段に出力することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子のスイッチング周期は所定の周期のままで、前記停止期間の長さに応じて、前記スイッチング周期における前記第１のスイッチング素子のオンデューティを可変することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記制御手段は、前記第１のスイッチング素子のスイッチング周期におけるオンデューティは所定値のままで、前記停止期間の長さに応じて、前記第１のスイッチング素子の前記スイッチング周期を可変することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
5. 入力される交流電圧を整流平滑し、前記１次巻線に出力する第１の整流平滑部と、
   前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑する第２の整流平滑部と、
   分圧抵抗を有し、前記第２の整流平滑部から出力される電圧を前記分圧抵抗で分圧し、前記制御手段に出力する分圧部と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記分圧部の出力電圧と、前記停止期間の長さと、前記第２の整流平滑部の前記停止期間における単位時間あたりの降下電圧と、前記分圧抵抗の分圧比と、前記１次巻線の巻数と前記補助巻線の巻数との巻数比と、に基づいて、前記交流電圧の電圧値を推定することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
6. 前記制御手段は、前記停止期間の開始時点における前記分圧部の出力電圧に基づいて、前記交流電圧の電圧値を推定することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記制御手段は、前記停止期間の開始時点における前記分圧部の出力電圧を、前記停止期間の終了時点で取得した前記分圧部の出力電圧に、前記停止期間の長さと前記停止期間における単位時間あたりの降下電圧との積を加算することにより、算出することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記制御手段は、推定した前記交流電圧の電圧値と、前記スイッチング周期における前記第１のスイッチング素子がオンしている時間との積が一定になるように、前記スイッチング周期における前記第１のスイッチング素子のオンデューティを決定することを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
9. 前記制御手段は、前記スイッチング期間の長さと前記停止期間の長さの合計が一定の時間となるように、前記停止期間の長さに応じて前記スイッチング期間の長さを可変し、前記可変したスイッチング期間の長さに応じて前記スイッチング期間における前記第１のスイッチング素子のスイッチング動作の回数を可変することを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
10. 前記スイッチング期間の長さと前記停止期間の長さとを合計した時間の逆数である周波数の逓倍の周波数成分は、前記トランスの共鳴周波数からはずれていることを特徴とする請求項９に記載の電源装置。
11. 前記トランスの前記１次巻線に並列に接続され、前記制御手段により制御される第２のスイッチング素子と、
    前記第２のスイッチング素子に直列に接続され、前記第２のスイッチング素子とともに前記トランスの前記１次巻線に並列に接続されたコンデンサと、
    を備え、
    前記制御手段は、前記スイッチング期間において前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子をともにオフさせるデッドタイムを挟んで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を交互にオン又はオフさせるスイッチング動作を行い、前記停止期間において前記スイッチング動作を停止させ、
    前記スイッチング期間から前記停止期間に移行する際に、前記第２のスイッチング素子をオンしてから前記停止期間に移行し、前記停止期間から前記スイッチング期間に移行する際にも、前記第２のスイッチング素子をオンしてから前記スイッチング期間に移行することを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
12. 前記制御手段は、前記停止期間の長さに基づいて、前記スイッチング期間から前記停止期間に移行する際の前記第２のスイッチング素子をオンする時間を決定することを特徴とする請求項１１に記載の電源装置。
13. 記録材に画像形成を行う画像形成部と、前記画像形成部を制御する制御部と、前記画像形成部、及び前記制御部に電力を供給する電源装置と、を備え、
    前記制御部は、前記画像形成部を制御して記録材に画像形成を行うプリント状態と、前記プリント状態に遷移が可能なスタンバイ状態と、消費電力を低減するスリープ状態と、を切替え可能である画像形成装置であって、
    前記電源装置は、
    １次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、
    スイッチング動作により前記１次巻線への電力の供給又は遮断を行う第１のスイッチング素子と、
    前記スイッチング動作を制御する制御手段と、
    前記２次巻線から出力される電圧をフィードバックするフィードバック手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、前記スイッチング動作を行うスイッチング期間と前記スイッチング動作を停止させる停止期間とを繰り返す間欠制御を行うことが可能であり、
    前記制御手段は、前記停止期間の長さを計測する計測部を含み、
    前記スイッチング期間において、前記制御手段は前記第１のスイッチング素子の前記スイッチング動作を所定の回数、実施すると前記停止期間に移行し、前記停止期間において、前記制御手段は前記フィードバック手段から出力される電圧に基づいて、前記２次巻線から出力される電圧が目標電圧よりも低下したと判断すると、前記スイッチング期間に移行し、
    前記制御手段は、前記計測部により計測された前記停止期間の長さに基づいて、前記スイッチング期間における前記第１のスイッチング素子がオンしている時間を変化させることを特徴とする画像形成装置。

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