JP2022178109A - モータ制御方法及びモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ制御に関する演算処理の負荷を低減させる。【解決手段】モータ制御装置２０は、モータ８の各相に流れる交流電流の検出値を固定座標系から回転座標系に座標変換して求められた電流値をフィードバックしてモータ８の駆動をベクトル制御する。また、モータ制御装置２０は、直流電力を交流電力に変換してモータ８に供給するインバータ６と、交流電流の検出値を座標変換により回転座標系の電流値に変換する座標変換器１０と、モータ８の各相の相電流の位相遅れ量に基づいて予め設定された補正値を用いて、回転座標系の電流値を補正する位相遅れ補正器１４と、その補正された回転座標系の電流値と、外部から入力されるモータ８の出力目標値とに基づいて、インバータ６を制御する制御部（電流電圧変換器１、電流制御器２、座標変換器３、ＰＷＭ変換器４）とを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、多相モータの駆動を制御するモータ制御方法及びモータ制御装置に関する。

従来、多相モータのコイルに流れる交流電流を検出する電流センサの誤差（多相モータの各相の相電流の位相遅れ）分を補償して多相モータの駆動を制御する技術が存在する。例えば、多相モータの各相の相電流の位相遅れ量に基づいて設定される複数のパラメータから成る補正値を用いて、各相の固定座標系の相電流を回転座標系の電流値に変換する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１２－３９７１６号公報

上述した従来技術では、各相の固定座標系の相電流を回転座標系の電流値に変換する座標変換器で上述した複数のパラメータから成る補正値を用いた補正演算を行う。このため、座標変換器での演算が複雑になるとともに演算量が多くなり、モータ制御に関する演算処理負荷が増加する。

本発明は、モータ制御に関する演算処理の負荷を低減させることを目的とする。

本発明の一態様は、多相モータの各相に流れる交流電流の検出値を固定座標系から回転座標系に座標変換して求められた電流値をフィードバックして多相モータの駆動をベクトル制御するモータ制御方法である。このモータ制御方法では、多相モータの各相の相電流の位相遅れ量に基づいて予め設定された補正値を用いて、座標変換により求められた回転座標系の電流値を補正し、その補正された回転座標系の電流値と、外部から入力される多相モータの出力目標値とに基づいて、直流電力から交流電力に変換して多相モータに供給する電力を制御する。

本発明によれば、モータ制御に関する演算処理の負荷を低減させることができる。

図１は、モータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 図２は、インバータ及びモータの各相を実際に流れる相電流と電流センサにより検出される相電流との双方の波形を示す図である。 図３は、位相遅れ補正器により補正を行った場合と位相遅れ補正器による補正を行わない場合との双方のｄｑ軸電流波形を示す図である。 図４は、座標変換器により変換された回転座標系の電流値と、位相遅れ補正器により補正された補正後の電流値との関係を示す図である。 図５は、第２実施形態におけるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 図６は、位相遅れ補正器が保持する補正値テーブルを示す図である。

以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

［第１実施形態］
［モータ制御装置の構成例］
図１は、モータ制御装置２０の構成例を示すブロック図である。

モータ制御装置２０は、電流電圧変換器１と、電流制御器２と、座標変換器３、１０と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変換器４と、バッテリ５と、インバータ６と、電流センサ７と、モータ８と、磁極位置検出器９と、回転数演算器１１と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１２と、ゲイン補正部１３と、位相遅れ補正器１４とを備える。なお、モータ制御装置２０は、モータ８の各相に流れる交流電流の検出値を固定座標系から回転座標系に座標変換して求められた電流値をフィードバックしてモータ８の駆動をベクトル制御するモータ制御装置の一例である。

電流電圧変換器１には、モータ８の出力目標値として外部より入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）と、回転数演算器１１の出力である、モータ８の角周波数（ω）、及び、バッテリ５からインバータ６に入力される電圧（Ｖ_ｄｃ）が入力される。電流電圧変換器１には、トルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）、電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、ｄｑ電流指令（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊＿ｄｃｐｌ、Ｖ_ｑ ^＊＿ｄｃｐｌ）を出力するためのマップが格納されており、電流電圧変換器１は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ^＊）、角周波数（ω）及び電圧（Ｖ_ｄｃ）に対応する、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）及びｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊＿ｄｃｐｌ、Ｖ_ｑ ^＊＿ｄｃｐｌ）を算出し、出力する。ここで、ｄｑ軸は回転座標系の成分を示している。ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊＿ｄｃｐｌ、Ｖ_ｑ ^＊＿ｄｃｐｌ）について、ｄ軸及びｑ軸に電流が流れると、ｄ軸にはωＬｄｉｄ、ｑ軸にはωＬｑｉｑの干渉電圧が発生するため、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊＿ｄｃｐｌ、Ｖ_ｑ ^＊＿ｄｃｐｌ）は当該干渉電圧を打ち消すための電圧である。なお、Ｌｄはｄ軸のリアクタンスを、Ｌｑはｑ軸のリアクタンスを示す。

ＬＰＦ１２は、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊＿ｄｃｐｌ、Ｖ_ｑ ^＊＿ｄｃｐｌ）を入力として、高周波帯域をカットし、電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ、Ｖ_ｑ ^＊＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ）を出力する。

電流制御器２は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊）、電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ、Ｖ_ｑ ^＊＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ）及び後述する補正後の電流値（ｉ_ｄ＿ｃｏ、ｉ_ｑ＿ｃｏ）を入力として、制御演算を行い、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊）を出力する。

座標変換器３は、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊）及び磁極位置検出器９の検出値θを入力として、以下の式（１）を用いて、当該回転座標系のｄｑ軸電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊）に変換する。

ＰＷＭ変換器４は、入力される電圧指令値（Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊）に基づき、インバータ６のスイッチング素子の駆動信号（Ｄ_ｕｕ ^＊、Ｄ_ｕｌ ^＊、Ｄ_ｖｕ ^＊、Ｄ_ｖｌ ^＊、Ｄ_ｗｕ ^＊、Ｄ_ｗｌ ^＊）を生成し、インバータ６に出力する。

バッテリ５は、二次電池を含む直流電源である。

インバータ６は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子を対に接続した回路を複数接続した三相インバータ回路により構成されている。各スイッチング素子にはＰＷＭ変換器の出力信号（Ｄ_ｕｕ ^＊、Ｄ_ｕｌ ^＊、Ｄ_ｖｕ ^＊、Ｄ_ｖｌ ^＊、Ｄ_ｗｕ ^＊、Ｄ_ｗｌ ^＊）が入力される。そして、当該スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源の直流電圧が交流電圧（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）に変換され、モータ８に入力される。また、モータ８が発電機として動作する場合には、インバータ６はモータ８から出力される交流電圧を直流電圧に変換し、バッテリ５に出力する。これによりバッテリ５が充電される。

電流センサ７は、インバータ６とモータ８との間に接続され、３相交流の相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）をそれぞれ検出する。電流センサ７は複数のセンサにより構成されており、当該複数のセンサは各相に接続されている。

モータ８は、多相モータであり、インバータ６に接続される。また、モータ８は発電機としても動作する。

磁極位置検出器９はモータ８に設けられ、モータ８の磁極の位置を検出する検出器であり、検出値（θ）を座標変換器３、１０及び回転数演算器１１に出力する。

回転数演算器１１は、磁極位置検出器９の検出値（θ）からモータ８の角周波数（ω）を演算し、その演算結果（モータ８の角周波数（ω）の測定値）を出力する。

ゲイン補正部１３は、各相の相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ）をそれぞれゲイン補正し、ゲイン補正後の電流値（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）を座標変換器１０に出力する。電流センサ７は複数のセンサであるため、生産工程のばらつきが各相で生じる。そのため、第１実施形態では、電流センサ７と座標変換器１０との間に、ゲイン補正部１３を設け、各相の相電流を補正する。

ゲイン補正部１３により補正された電流値（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）は、以下の式（２）より表される。

ただし、ｋ_ｕ、ｋ_ｖ、ｋ_ｗはｕ、ｖ、ｗ相のそれぞれのゲイン係数を表しており、各相に接続される電流センサ７に応じて予め設定される係数である。

なお、電流センサ７がｕ相、ｖ相のみに設けられている場合は、ｗ相の電流は、ゲイン補正部１３により補正された電流値（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}）に基づき、以下の式（３）を用いて算出される。

座標変換器１０は、３相２相変換を行う制御部であり、補正された電流値（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）及び磁極位置検出器９の検出値（θ）を入力として、以下の式（４）により固定座標系の電流値（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）を回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に変換する。

位相遅れ補正器１４は、各相の電流センサ７の位相遅れ量に基づき、補正値（ａ、ｂ）を設定し、以下の式（５）を用いて回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を補正後の電流値（ｉ_ｄ＿ｃｏ、ｉ_ｑ＿ｃｏ）に変換する。

ここで、位相遅れ補正器１４により設定される補正値（ａ、ｂ）について説明する。各相の電流センサ７は、生産時のばらつきにより、各相の電流センサ７間で検出電流の位相遅れ量（度）にばらつきが生じる。そこで、第１実施形態では、各相の電流センサ７の固定座標系における位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）を用いて、以下の式（６）を用いて補正値（ａ、ｂ）を求める。なお、各相の電流センサ７の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）は、生産時のばらつきに応じて予め取得可能な値である。このように、補正値（ａ、ｂ）は、各相の電流センサ７の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）に基づいて設定される係数である。

なお、電流センサ７がｕ相、ｖ相のみに設けられている場合は、以下の式（７）を用いて補正値（ａ、ｂ）が導出される。

このように、補正値（ａ、ｂ）は、モータ８の各相の相電流の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）の平均値（ｕ_ｄｌｙ＋ｖ_ｄｌｙ＋ｗ_ｄｌｙ／３又はｕ_ｄｌｙ＋ｖ_ｄｌｙ／２）に基づいて設定される。

図４は、座標変換器１０により変換された回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）と、位相遅れ補正器１４により補正された補正後の電流値（ｉ_ｄ＿ｃｏ、ｉ_ｑ＿ｃｏ）との関係を示す図である。

図４では、縦軸をｑ軸とし、横軸をｄ軸とする例を示す。また、点線Ｅ１は、上述した式（４）を用いて座標変換器１０により変換された回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を示す。実線Ｅ２は、上述した式（５）を用いて位相遅れ補正器１４により補正された補正後の電流値（ｉ_ｄ＿ｃｏ、ｉ_ｑ＿ｃｏ）を示す。言い換えると、実線Ｅ２は、ｄｑ軸変換後の真の電流値（ｉ_ｄ＿ｃｏ、ｉ_ｑ＿ｃｏ）を示す。

また、角度Ｒ１は、回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の遅れ量（遅れ角度）を示す。言い換えると、角度Ｒ１は、固定座標系の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）の平均値（ｕ_ｄｌｙ＋ｖ_ｄｌｙ＋ｗ_ｄｌｙ／３又はｕ_ｄｌｙ＋ｖ_ｄｌｙ／２）に相当する値である。

図４に示すように、位相遅れ補正器１４は、回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の遅れ角度Ｒ１を、真の角度となるように戻すように補正する。例えば、原点を中心として角度Ｒ１だけ回転させるための２次元の回転行列を用いた回転変換により補正することが可能である。

すなわち、第１実施形態の補正値は、固定座標系の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）を打ち消すように定められた回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に対する線形変換（回転変換）として定められる。特に、第１実施形態では、補正値を構成するにあたり、固定座標系の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）の各成分の平均値を用いることで補正のための演算に用いるパラメータ数を低減している。

より具体的に説明する。仮に、平均値を用いずに固定座標系の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）を打ち消す補正値（線形変換）を定めるようとすると、当該線形変換を構成する各要素（２×２行列の各成分）に位相遅れ量の各成分（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ又はｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ）が不規則に入り込むこととなる。すなわち、固定座標系上における各相（ｕ軸、ｖ軸、ｗ軸）について独立して定めた位相遅れの影響が回転座標系上ではｄ軸及びｑ軸の相互の位相のずれとして現れるため、上記線形変換を定める際にはこれを考慮する必要がある。

このため、回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を補正する線形変換は、各要素が独立したパラメータであることを仮定した線形変換（すなわち、それぞれがｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、及び／又はｗ_ｄｌｙの関数となる４つの独立成分で定まる２×２行列）として設定する必要がある。

これに対して、第１実施形態では、固定座標系において３つのパラメータである位相遅れ量の各成分の平均値を、回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の位相角変化を表す単一のパラメータに落とし込むことで、上記線形変換を構成するための実質的なパラメータの数を減少させている。特に、位相遅れの補正においては、電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の大きさ（電流ベクトルノルム）は維持されると考えることができるので、上記線形変換を、回転座標系上において電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の位相を平均値の分シフトさせる（進める）回転変換（上記式（５）及び上記式（６））として定めることができる。このため、補正値を、回転変換を構成する２つの主要成分（ｓｉｎとｃｏｓ）に応じた２つのパラメータ（ａ、ｂ）により定めることができる。

さらに、上述したように、各相の電流センサ７の位相遅れは生産段階のばらつきにより予め固定される値であり、補正値（ａ、ｂ）は一義的に定まる。このため、補正値（ａ、ｂ）を予め演算して求めることが可能である。また、予め演算して求められた補正値（ａ、ｂ）を位相遅れ補正器１４が保持して用いることができる。そして、位相遅れ補正器１４は、保持された補正値（ａ、ｂ）を用いて、上述した式（５）に従って各相の電流センサ７の位相遅れの補正を行う。

また、上述のように、第１実施形態では、２つのパラメータで構成される補正値（ａ、ｂ）を予め設定し、座標変換器１０による３相２相変換後の電流値について、上述した式（５）の演算を行う。なお、座標変換器１０による３相２相変換処理において位相遅れ補正（例えば特開２０１２－３９７１６号公報に記載された補正）を行う場合、上述した式（４）に示す２行３列の行列の６つの要素について、６つのパラメータを補正値として用いる必要がある。このため、当該補正では、座標変換器１０での補正のための複雑な演算処理が必要となる。これに対して、第１実施形態では、座標変換器１０による３相２相変換後の電流値について、２つのパラメータ（ａ、ｂ）を補正値として用いて補正演算をするため、複雑な演算処理を低減させることができる。すなわち、座標変換器１０による３相２相変換処理において位相遅れ補正を行う必要がないため、座標変換器１０での補正のための複雑な演算処理をする必要がない。また、２つのパラメータ（ａ、ｂ）を補正値として用いて補正演算を行うため、複雑な演算処理を低減させ、モータ制御に関する演算処理の負荷を低減させることができる。また、各相の電流センサ７の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）に基づいて設定された補正値（ａ、ｂ）を用いて補正を行うため、精度良く電流センサ７の位相遅れを補正することができる。

［電流の波形例］
次に、図２及び図３を用いて、位相遅れ補正器１４による補正を行う場合のｄｑ軸の電流波形と、補正を行わない場合のｄｑ軸電流波形について説明する。

図２は、インバータ６及びモータ８の各相を実際に流れる相電流と電流センサ７により検出される相電流との双方の波形を示す図である。なお、波形ａ１乃至ａ３は、ｕ、ｖ、ｗ相をそれぞれ実際に流れる相電流を示し、波形ｂ１乃至ｂ３は、ｕ、ｖ、ｗ相で電流センサ７により検出される相電流を示す。

図３は、位相遅れ補正器１４により補正を行った場合と位相遅れ補正器１４による補正を行わない場合との双方のｄｑ軸電流波形を示す図である。なお、波形ｃ１及びｃ２は補正無しの場合のｄｑ軸の電流を示し、波形ｄ１及びｄ２は補正有りの場合のｄｑ軸の電流を示す。

図２に示すように、各相を実際に流れる相電流と電流センサ７により検出される相電流とは一致しておらず、各相で位相遅れが生じていることが確認できる。そして、図３に示すように、補正無しの場合のｄｑ軸の電流は脈動しており、補正有りの場合のｄｑ軸の電流では脈動が抑制されていることが確認できる。すなわち、第１実施形態によれば、各相での位相遅れを補正することにより、図３に示すように、電流センサ７の各相の位相遅れに起因するｄｑ軸の電流の脈動を抑制することができる。

また、上述したように、各相における位相の遅れを考慮しない場合には、上述した式（４）を用いて３相２相変換することで、回転座標系のｄｑ軸の相電流を算出することができる。しかし、各相の電流を検出するために、相毎に設けられたセンサからなる電流センサ７を設ける場合には、各センサ間で位相遅れが生じる。そのため、第１実施形態では、上述した式（４）を用いて３相２相変換した値（回転座標系のｄｑ軸の相電流）をそのまま用いるのではなく、その３相２相変換した値を補正した値を用いる。すなわち、各相の位相遅れを踏まえた係数（補正値（ａ、ｂ））を設定した上で、上述した式（５）を用いて、回転座標系のｄｑ軸の相電流を補正した値を用いる。

このように、第１実施形態では、各相の相電流の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）を設定し、それらの値（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）に基づく補正量（ａ、ｂ）を設定し、その補正値（ａ、ｂ）を用いて、回転座標系のｄｑ軸の相電流を補正する。これにより、三相のそれぞれの電流を電流センサ７で検出し、各相の間で位相遅れが生じる場合に、三相二相変換後の電流値について位相遅れを補正した値を用いたフィードバック制御を行うことができる。これにより、精度よくフィードバック制御を行うことができ、そのフィードバック制御により適切なベクトル制御を実現することができる。

このように、モータ制御装置２０は、モータ８（多相モータの一例）に接続され、直流電力を交流電力に変換するインバータ６（電力変換手段の一例）と、モータ８の少なくとも２相の相電流をそれぞれ検出する電流センサ７（電流検出手段の一例）と、電流センサ７により検出された、少なくとも２相の相電流を含む、各相の固定座標系の相電流を回転座標系の電流に変換する座標変換器１０（座標変換手段の一例）と、モータ８の各相の相電流の位相遅れ補正値（ａ、ｂ）をそれぞれ設定し、座標変換器１０により変換された回転座標系の電流を補正する位相遅れ補正器１４（位相遅れ補正手段の一例）と、位相遅れ補正器１４により補正された回転座標系の電流と、外部から入力されるモータ８の出力目標値とに基づいて、インバータ６を制御する電流電圧変換器１、電流制御器２、座標変換器３及びＰＷＭ変換器４（制御手段の一例）とを備える。また、モータ制御装置３０は、モータ８の回転数（モータ８の角周波数（ω））を検出する回転数演算器１１（回転数検出手段の一例）を備える。また、位相遅れ補正器１４は、モータ８の各相の位相遅れ量に基づき、回転座標系の電流に対応する複数の補正値（ａ、ｂ）を設定し、複数の補正値（ａ、ｂ）を用いて回転座標系の電流を補正する。

［第１実施形態の構成及び効果］
第１実施形態に係るモータ制御方法は、モータ８（多相モータの一例）の各相に流れる交流電流の検出値を固定座標系から回転座標系に座標変換して求められた電流値をフィードバックしてモータ８の駆動をベクトル制御するモータ制御方法である。このモータ制御方法では、モータ８の各相の相電流の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）に基づいて予め設定された補正値（ａ、ｂ）を用いて、座標変換により求められた回転座標系の電流値を補正し、その補正された回転座標系の電流値と、外部から入力されるモータ８の出力目標値とに基づいて、直流電力から交流電力に変換してモータ８に供給する電力を制御する。

このようなモータ制御方法によれば、座標変換器１０による３相２相変換後の電流値について、固定座標系における相電流の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）に基づいて予め設定された補正値（ａ、ｂ）を用いて補正演算を行う。このように、固定座標系よりも少ない座標成分の回転座標系の電流値に対する補正を前提として予め定められた補正値（ａ、ｂ）により補正を行うことで、演算に用いるパラメータの数を低減することができる。結果として、複雑な演算処理を低減させ、モータ制御に関する演算処理の負荷を低減させることができる。また、モータ８の各相の相電流の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）に基づいて設定された補正値（ａ、ｂ）を用いて補正を行うため、補正値（ａ、ｂ）に相電流の位相遅れの影響を適切に反映させることができるので、精度良く電流センサ７の位相遅れを補正することができる。

また、第１実施形態に係るモータ制御方法において、補正値（ａ、ｂ）は、モータ８の各相の相電流（固定座標系における相電流）の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）の各成分ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙの平均値に基づいて設定される。すなわち、位相遅れ補正器１４は、モータ８の各相の相電流の位相遅れ量の平均値に基づいて、位相遅れ補正値（ａ、ｂ）を設定する。例えば、電流センサ７が３相にそれぞれに設けられた各センサから成る場合は、上述した式（６）を用いて、位相遅れ量の平均値（ｕ_ｄｌｙ＋ｖ_ｄｌｙ＋ｗ_ｄｌｙ／３）に基づいて補正値（ａ、ｂ）が設定される。また、電流センサ７がｕ相、ｖ相のみに設けられた各センサから成る場合は、上述した式（７）を用いて、位相遅れ量の平均値（ｕ_ｄｌｙ＋ｖ_ｄｌｙ／２）に基づいて補正値（ａ、ｂ）が設定される。

このようなモータ制御方法によれば、位相遅れ量の平均値に基づいて設定された補正値（ａ、ｂ）を用いて、回転座標系の電流値を補正することができるため、電流センサ７の位相遅れの補正精度を高めることができる。

また、第１実施形態に係るモータ制御装置２０は、モータ８（多相モータの一例）の各相に流れる交流電流の検出値を固定座標系から回転座標系に座標変換して求められた電流値をフィードバックしてモータ８の駆動をベクトル制御するモータ制御装置である。また、モータ制御装置２０は、直流電力を交流電力に変換してモータ８に供給するインバータ６（電力変換部の一例）と、その検出値を座標変換により回転座標系の電流値に変換する座標変換器１０（座標変換部の一例）と、モータ８の各相の相電流の位相遅れ量に基づいて予め設定された補正値を用いて、回転座標系の電流値を補正する位相遅れ補正器１４（補正部の一例）と、補正された回転座標系の電流値と、外部から入力されるモータ８の出力目標値とに基づいて、インバータ６を制御する電流電圧変換器１、電流制御器２、座標変換器３及びＰＷＭ変換器４（制御部の一例）とを備える。

このようなモータ制御装置２０によれば、上述したモータ制御方法の使用に適した具体的な装置構成が実現されることとなる。

［第２実施形態］
第１実施形態では、電流センサ７の位相遅れ量がモータ８の角周波数（ω）に依存しない場合の例を示した。第２実施形態では、電流センサ７の位相遅れ量がモータ８の角周波数（ω）に依存する場合の例を示す。なお、第２実施形態は、第１実施形態の変形例であるため、第１実施形態と共通する部分についての説明の一部を省略する。

［モータ制御装置の構成例］
図５は、モータ制御装置３０の構成例を示すブロック図である。なお、モータ制御装置３０は、図１に示すモータ制御装置２０の一部を変形した変形例であり、位相遅れ補正器１５がモータ８の角周波数（ω）を用いて補正値を設定する点が異なる。この点以外については、モータ制御装置３０は、図１に示すモータ制御装置２０と同様であるため、図５では、図１に示すモータ制御装置２０と共通する部分には、同一の符号を付してこれらの説明を省略する。なお、第１実施形態で示したように、モータ８の角周波数（ω）は、回転数演算器１１により求められる。

位相遅れ補正器１５は、回転数演算器１１の角周波数（ω）及び各相の電流センサの位相遅れ量に基づき、補正値（ａ、ｂ）を設定し、上述した式（５）を用いて回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を補正後の電流値（ｉ_ｄ＿ｃｏ、ｉ_ｑ＿ｃｏ）に変換する。なお、モータ８の角周波数（ω）に応じた補正値（ａ、ｂ）の演算方法については、図６を参照して詳細に説明する。

図６は、位相遅れ補正器１５が保持する補正値テーブルを示す図である。図６に示す補正値テーブルには、モータ８の角周波数（ω）と、補正値（ａ、ｂ）とが関連付けて格納されている。

ここで、図６に示す補正値テーブルに格納される補正値（ａ、ｂ）について説明する。第１実施形態で示したように、各相の電流センサ７は、生産時のばらつきにより、各相の電流センサ７間で検出電流の位相遅れ量（度）にばらつきが生じる。また、電流センサ７の位相遅れ量がモータ８の角周波数（ω）に依存する場合には、モータ８の角周波数（ω）に応じて各相の電流センサ７の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）が異なる。このため、第２実施形態では、モータ８の角周波数（ω）に応じた各相の電流センサ７の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）に基づいて、上述した式（６）を用いて、モータ８の角周波数（ω）毎の補正値（ａ、ｂ）を求める。なお、電流センサ７がｕ相、ｖ相のみに設けられている場合は、第１実施形態と同様に、上述した式（７）を用いて補正値（ａ、ｂ）を求める。

なお、図６では、説明を容易にするため、５００単位のモータ８の角周波数（ω）について補正値（ａ、ｂ）を求めた場合の例を示す。すなわち、図６に示す補正値テーブルには、５００毎のモータ８の角周波数（ω）の値「０，５００，１０００，…」と、これらの各値について設定された補正値（ａ、ｂ）「（ａ０、ｂ０）（ａ５００、ｂ５００）、…」とが格納される。

また、モータ８の角周波数（ω）に対して各補正値（ａ、ｂ）は一義的に定まるため、図６に示す補正値テーブルの各値は、予め演算して求めることが可能である。そこで、図６に示す補正値テーブルを位相遅れ補正器１５が保持して用いることができる。そして、位相遅れ補正器１５は、図６に示す補正値テーブルを参照して、モータ８の角周波数（ω）に対応する補正値（ａ、ｂ）を設定し、上述した式（５）に基いて各相の電流センサ７の位相遅れの補正を行う。これにより、位相遅れ補正器１５は、モータ８の角周波数（ω）を考慮して、各相の電流センサ７で生じる位相遅れを適切に補正することができる。

このように、第２実施形態においても、２つのパラメータで構成される補正値（ａ、ｂ）を予め記憶した補正値テーブルを設定することにより、上述した式（５）を用いた演算により精度良く電流センサ７の位相遅れを補正することができる。また、第２実施形態においても、位相遅れ補正器１５による補正を行うことで、図３に示すように、電流センサ７の各相の位相遅れに起因するｄｑ軸の電流の脈動を抑制することができる。

このように、第２実施形態では、位相遅れ補正器１５は、回転数演算器１１により検出された回転数（モータ８の角周波数（ω））に応じて、位相遅れ補正値（ａ、ｂ）を設定する。

ここで、図６に示す補正値テーブルを用いて、回転数演算器１１により求められたモータ８の角周波数（ω）に基づいて、２つの補正値（ａ、ｂ）を求めるテーブル引きについて説明する。

例えば、図６に示す補正値テーブルに格納されている角周波数の値（０，５００，１０００，…）の中に、回転数演算器１１により求められたモータ８の角周波数（ω）の値が存在する場合には、その対応する値に関連付けられている補正値（ａ、ｂ）を用いる。例えば、モータ８の角周波数（ω）が５００である場合には、補正値（ａ、ｂ）として（ａ５００、ｂ５００）を用いる。また、モータ８の角周波数（ω）が２５００である場合には、補正値（ａ、ｂ）として（ａ２５００、ｂ２５００）を用いる。

一方、図６に示す補正値テーブルに格納されている角周波数の値（０，５００，１０００，…）の中に、回転数演算器１１により求められたモータ８の角周波数（ω）の値が存在しない場合には、線形補間を用いて補正量（ａ、ｂ）を算出する。

例えば、回転数演算器１１により求められたモータ８の角周波数（ω）が３００である場合を想定する。この場合には、図６に示す補正値テーブルに格納されている角周波数（ω）の値（０，５００，１０００，…）のうち、３００が含まれる２つの角周波数（ω）の値（０，５００）を用いて、以下の式（８）を用いて補正量（ａ、ｂ）を算出する。なお、Ｘ１は、角周波数（ω）の値０に対応する補正値（ａ０、ｂ０）を示し、Ｘ２は、角周波数（ω）の値５００に対応する補正値（ａ５００、ｂ５００）を示す。また、ｍ＋ｎ＝５００であり、ｍは、０及び３００間の値３００であり、ｎは、３００及び５００間の値２００であるものとする。
Ｘ１２＝（Ｘ１・ｎ＋Ｘ２・ｍ）／（ｍ＋ｎ） （８）

具体的には、補正量ａを算出する場合には、位相遅れ補正器１５は、式（８）において、Ｘ１＝ａ０、Ｘ２＝ａ５００、ｎ＝２００、ｍ＝３００としてＸ１２を算出し、この算出されたＸ１２を補正量ａとする。また、補正量ｂを算出する場合には、位相遅れ補正器１５は、式（８）において、Ｘ１＝ｂ０、Ｘ２＝ｂ５００、ｎ＝２００、ｍ＝３００としてＸ１２を算出し、この算出されたＸ１２を補正量ｂとする。

ここで、比較例の補正演算について説明する。ここでは、上述した式（４）に示す２行３列の行列の６つの要素について、６つのパラメータを補正値として用いて補正する比較例（例えば特許文献１）を想定する。この比較例でも、モータの角周波数（ω）と、補正値（６つのパラメータ）とが補正値テーブルに関連付けて格納されているものとする。また、この比較例でも、補正値テーブルに格納されている角周波数（ω）の値（例えば０，５００，１０００，…）の中に、モータの角周波数（ω）の値が存在しない場合には、線形補間を用いて補正量（６つのパラメータ）を算出するものとする。

この比較例では、補正値テーブルの角周波数（ω）の中に、モータの角周波数（ω）の値が存在しない場合には、モータの角周波数（ω）に応じたパラメータ（補正値）を補正値テーブルから求めるテーブル引きが、６つのパラメータ分だけ必要となる。すなわち、この比較例では、６回のテーブル引きが補正演算に必要となる。このテーブル引きは、上述した式（８）で示すように、加算２回、乗算２回、除算１回の演算が必要となる。すなわち、１回のテーブル引きについて、５演算（加算２回、乗算２回、除算１回）が必要となる。

このように、比較例では、多相モータの各相に設けた電流センサにより検出された誤差を含む各相の検出値に対して、各相の検出値に対応した誤差の補正を行った上で、ｄｑ座標系の電流成分に座標変換する。このために、誤差の補正に用いるパラメータの数が多くなり、誤差補正の演算量が多くなる。例えば、３相モータの場合には、上述したように、６つのパラメータを用いる必要がある。言い換えると、比較例では、多相モータの各相の電流の位相遅れを、固定座標系から回転座標系に変換する座標変換器で補正する構成であるとともに、座標変換時に６パラメータをテーブル引きする構成となる。このため、座標変換器での演算が複雑になるとともに、その演算量が多くなり、座標変換器の演算処理負荷が大きくなる。

これに対して、第２実施形態では、補正値テーブルの角周波数（ω）の中に、モータ８の角周波数（ω）の値が存在しない場合には、２つのパラメータから成る補正値（ａ、ｂ）の分だけ、テーブル引きが必要となる。すなわち、第２実施形態では、２回のテーブル引きが補正演算に必要となる。ただし、第２実施形態では、テーブル引きにより求められた補正値（ａ、ｂ）について、上述した式（５）を用いた演算処理が必要となり、この演算処理では、６演算（加減算２回、乗算４回）が必要となる。

ここで、第２実施形態と比較例との演算量を比較する場合の演算量係数として、加減乗除の演算を１とする場合を想定する。この場合には、１回のテーブル引きでは、５演算（加算２回、乗算２回、除算１回）が必要となるため、１回のテーブル引きの演算量は５となる。上述したように、比較例では、６回のテーブル引きが補正演算に必要となるため、比較例の補正演算の演算量は３０（＝５×６）以上となる。これに対して、第２実施形態では、２回のテーブル引きと、テーブル引きにより求められた２つのパラメータから成る補正値（ａ、ｂ）についての６演算（加減算２回、乗算４回）とが補正演算に必要となるため、第２実施形態の補正演算の演算量は１６（＝５×２＋１×６）となる。このように、上述した演算量係数を用いた比較では、第２実施形態は、補正演算に要する演算量を約５０％低減することができる。このように、第２実施形態では、比較例と同等の補正が演算量を約５０％低減しても可能となるため、補正演算量（演算負荷）を大幅に低減することができる。

［第２実施形態の構成及び効果］
第２実施形態に係るモータ制御方法は、補正値（ａ、ｂ）は、モータ８（多相モータ）の角周波数（回転状態の一例）に応じたモータ８の各相の相電流の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）、特にその平均値に基づいてモータ８の角周波数毎に設定される。例えば、図６に示すように、補正値（ａ、ｂ）「（ａ０、ｂ０）（ａ５００、ｂ５００）、…」が、５００毎のモータ８の角周波数「０，５００，１０００，…」について設定される。

このようなモータ制御方法によれば、モータ８の角周波数に応じた適切な補正値（ａ、ｂ）を用いて補正を行うため、精度良く電流センサ７の位相遅れを補正することができる。また、上述した比較例と同等の補正が演算量を低減させても可能となり、補正演算量（演算負荷）を大幅に低減することができる。

また、第２実施形態に係るモータ制御方法では、モータ８（多相モータの一例）の角周波数と、当該角周波数に応じてモータ８の各相の相電流の位相遅れ量の平均値に基づいて設定された補正値（ａ、ｂ）とが角周波数毎に関連付けて格納されている補正値テーブル（テーブルの一例）を用いて、回転座標系の電流値を補正する。

このようなモータ制御方法によれば、補正値テーブルを用いて、回転座標系の電流値を補正するため、モータ８の角周波数に応じた適切な補正値（ａ、ｂ）を用いて補正を行うことができる。

また、第２実施形態に係るモータ制御方法では、補正値テーブルに格納されている角周波数と、回転数演算器１１により求められたモータ８（多相モータの一例）の角周波数の測定値とを用いた線形補間により、その測定値に対応する２つのパラメータから成る補正値（ａ、ｂ）を算出し、その補正値（ａ、ｂ）を用いて回転座標系の電流値を補正する。例えば、上述した式（８）を用いた線形補間により、補正量（ａ、ｂ）を算出することができる。

このようなモータ制御方法によれば、補正値テーブルを用いた線形補間により、モータ８の角周波数の測定値に対応する２つのパラメータから成る補正値（ａ、ｂ）を算出することができるため、モータ８の角周波数に応じた適切な補正値（ａ、ｂ）を用いて補正を行うことができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

なお、以下に記載する２つのモータ制御方法も、本明細書の出願当初に記載されている事項の範囲に含まれる。

第１のモータ制御方法では、
モータ８の各相の相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）に基づいて設定された補正値を、固定座標系（特に３相座標系）における相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）の位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）を打ち消すように回転座標系（特にｄ－ｑ軸座標系）の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を変換する回転座標系上の変換を構成する複数のパラメータ（例えば２×２行列の各要素）として定める。例えば、図４に示すように、原点を中心として角度Ｒ１だけ回転させるための２次元の回転行列の各要素を複数のパラメータとして定めることができる。

これにより、回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を、固定座標系の相電流における位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）を打ち消すように補正する補正値を、回転座標系で定義される変換（特に線形変換）に必要な数以下（特にｄ－ｑ軸座標系では４つ以下）のパラメータにより定めることができる。このため、固定座標系の相電流（ｉ_{ｕ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｖ＿ｇａｉｎ}、ｉ_{ｗ＿ｇａｉｎ}）に対しそのまま位相遅れ量（ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙ）を打ち消す補正を行う場合に比べて、演算負担を軽減することができる。

第２のモータ制御方法では、第１のモータ制御方法を前提として、
固定座標系における位相遅れ量の各成分ｕ_ｄｌｙ、ｖ_ｄｌｙ、ｗ_ｄｌｙに基づいて、該位相遅れ量によって生じる回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の位相角変化を単一のパラメータである平均値ｕ_ｄｌｙ＋ｖ_ｄｌｙ＋ｗ_ｄｌｙ／３として求める。そして、上記補正値を、回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の位相を、該回転座標系上において位相角変化である平均値ｕ_ｄｌｙ＋ｖ_ｄｌｙ＋ｗ_ｄｌｙ／３を打ち消す方向にシフトさせる回転変換（式（５）の右辺の係数）を構成する２つのパラメータ（ａ、ｂ）として定める。例えば、図４に示すように、原点を中心として角度Ｒ１だけ回転させるための２次元の回転行列は、各要素を２つのパラメータ（ａ、ｂ）を用いて設定可能なため、その２つのパラメータ（ａ、ｂ）を定めることができる。

これにより、当該補正値を、回転変換を構成する２つの主要成分（ｓｉｎとｃｏｓ）に応じた２つのパラメータ（ａ、ｂ）により定めることができる。結果として、補正に用いるパラメータの数をより低減して、演算負担をさらに軽減することができる。なお、回転座標系の電流値（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の位相角変化を表す単一のパラメータは、固定座標系における位相遅れ量の各成分の平均値に限らず、所望の補正の精度を実現できる範囲において当該各成分から演算可能な他の値（例えば中央値などの平均値以外の統計量）を用いても良い。

１ 電流電圧変換器、２ 電流制御器、３、１０ 座標変換器、４ ＰＷＭ変換器、５ バッテリ、６ インバータ、７ 電流センサ、８ モータ、９ 磁極位置検出器、１１ 回転数演算器、１２ ＬＰＦ、１３ ゲイン補正部、１４、１５ 位相遅れ補正器、２０、３０ モータ制御装置

Claims (8)

1. 多相モータの各相に流れる交流電流の検出値を固定座標系から回転座標系に座標変換して求められた電流値をフィードバックして前記多相モータの駆動をベクトル制御するモータ制御方法であって、
   前記多相モータの各相の相電流の位相遅れ量に基づいて予め設定された補正値を用いて、前記座標変換により求められた前記回転座標系の電流値を補正し、
   補正された前記回転座標系の電流値と、外部から入力される前記多相モータの出力目標値とに基づいて、直流電力から交流電力に変換して前記多相モータに供給する電力を制御する、
   モータ制御方法。
2. 請求項１に記載のモータ制御方法であって、
   前記補正値は、前記固定座標系における前記位相遅れ量の平均値に基づいて設定される、
   モータ制御方法。
3. 請求項１または２に記載のモータ制御方法であって、
   前記補正値は、前記多相モータの回転状態に応じた前記位相遅れ量に基づいて前記多相モータの回転状態毎に設定される、
   モータ制御方法。
4. 請求項３に記載のモータ制御方法であって、
   前記回転状態は前記多相モータの角周波数であり、
   前記角周波数と前記補正値とが関連付けて格納されているテーブルを用いて、前記回転座標系の電流値を補正する、
   モータ制御方法。
5. 請求項４に記載のモータ制御方法であって、
   前記テーブルに格納されている前記角周波数と、前記角周波数の測定値とを用いた線形補間により、前記測定値に対応する前記補正値を算出し、当該補正値を用いて前記回転座標系の電流値を補正する、
   モータ制御方法。
6. 請求項１から５の何れかに記載のモータ制御方法であって、
   前記補正値を、
   前記固定座標系における前記相電流の前記位相遅れ量を打ち消すように前記回転座標系の電流値を変換する、該回転座標系上の変換を構成する複数のパラメータとして定める、
   モータ制御方法。
7. 請求項６に記載のモータ制御方法であって、
   前記固定座標系における前記位相遅れ量の各成分に基づいて、該位相遅れ量によって生じる前記回転座標系の電流値の位相角変化を単一のパラメータとして求め、
   前記補正値を、前記回転座標系の電流値の位相を該回転座標系上において前記位相角変化を打ち消す方向にシフトさせる回転変換を構成する２つのパラメータとして定める、
   モータ制御方法。
8. 多相モータの各相に流れる交流電流の検出値を固定座標系から回転座標系に座標変換して求められた電流値をフィードバックして前記多相モータの駆動をベクトル制御するモータ制御装置であって、
   直流電力を交流電力に変換して前記多相モータに供給する電力変換部と、
   前記検出値を前記座標変換により前記回転座標系の電流値に変換する座標変換部と、
   前記多相モータの各相の相電流の位相遅れ量に基づいて予め設定された補正値を用いて、前記回転座標系の電流値を補正する補正部と、
   補正された前記回転座標系の電流値と、外部から入力される前記多相モータの出力目標値とに基づいて、前記電力変換部を制御する制御部と、を備える、
   モータ制御装置。

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