JP2022136418A - 過電流保護回路、電源制御装置、反転型スイッチング電源 - Google Patents
過電流保護回路、電源制御装置、反転型スイッチング電源 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2022136418A JP2022136418A JP2021036015A JP2021036015A JP2022136418A JP 2022136418 A JP2022136418 A JP 2022136418A JP 2021036015 A JP2021036015 A JP 2021036015A JP 2021036015 A JP2021036015 A JP 2021036015A JP 2022136418 A JP2022136418 A JP 2022136418A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- overcurrent protection
- node
- voltage
- protection circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 2
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
【課題】負荷電流値自体に制限を掛けることのできる過電流保護回路を提供する。【解決手段】過電流保護回路30は、反転型スイッチング電源のハーフブリッジ出力段を形成する下側トランジスタ102の両端間電圧Vds(t)に応じた平滑電圧V1を生成するように構成されたローパスフィルタLPFを有し、平滑電圧V1に基づいて過電流保護信号LoadOCPを生成する。【選択図】図8
Description
本明細書中に開示されている発明は、過電流保護回路、及び、これを用いた電源制御装置並びに反転型スイッチング電源に関する。
過電流保護回路は、パワートランジスタ及び負荷を保護する安全機構の一つとして、様々なアプリケーション(例えば反転型スイッチング電源)に組み込まれている。
なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献1を挙げることができる。
しかしながら、従来の過電流保護回路は、電流検出手法に改善の余地があった。
本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者により見出された上記課題に鑑み、負荷電流値自体に制限を掛けることのできる過電流保護回路、及び、これを用いた電源制御装置並びに反転型スイッチング電源を提供することを目的とする。
例えば、本明細書中に開示されている過電流保護回路は、反転型スイッチング電源のハーフブリッジ出力段を形成する下側トランジスタの両端間電圧に応じた平滑電圧を生成するように構成されたローパスフィルタを有し、前記平滑電圧に基づいて過電流保護信号を生成するように構成されている。
なお、その他の特徴、要素、ステップ、利点、及び、特性については、以下に続く発明を実施するための形態やこれに関する添付の図面によって、さらに明らかとなる。
本明細書中に開示されている発明によれば、負荷電流値自体に制限を掛けることのできる過電流保護回路、及び、これを用いた電源制御装置並びに反転型スイッチング電源を提供することが可能となる。
<反転型スイッチング電源>
図1は、反転型スイッチング電源の全体構成を示す図である。本図の反転型スイッチング電源1は、正の入力電圧Vin(>GND)から負の出力電圧Vout(<GND)を生成するDC/DCコンバータであり、電源制御装置100と、これに外付けされる種々のディスクリート部品(本図ではインダクタLとキャパシタC1及びC2)とを有する。
図1は、反転型スイッチング電源の全体構成を示す図である。本図の反転型スイッチング電源1は、正の入力電圧Vin(>GND)から負の出力電圧Vout(<GND)を生成するDC/DCコンバータであり、電源制御装置100と、これに外付けされる種々のディスクリート部品(本図ではインダクタLとキャパシタC1及びC2)とを有する。
電源制御装置100は、反転型スイッチング電源1の制御主体となる半導体集積回路装置(いわゆる電源制御IC)であり、装置外部との電気的な接続を確立する手段として、複数の外部端子(本図では正入力端子VIN、スイッチ端子SW、負出力端子VNEG、及び、帰還端子FB)を有する。
電源制御装置100の外部において、正の入力電圧Vinが印加される正入力端子VINは、キャパシタC1の第1端に接続されている。矩形波状のスイッチ電圧Vswが印加されるスイッチ端子SWは、インダクタLの第1端に接続されている。負の出力電圧Voutが印加される負出力端子VNEG及び帰還端子FBは、いずれもキャパシタC2の第1端に接続されている。インダクタLの第2端、及び、キャパシタC1並びにC2それぞれの第2端は、いずれも接地端(=接地電位GND)に接続されている。
なお、本図では、帰還端子FBに出力電圧Voutを直接入力する例を挙げたが、出力電圧Voutの分圧電圧を帰還端子FBに入力してもよい。
<電源制御装置>
引き続き、図1を参照しながら、電源制御装置100の内部構成について説明する。本構成例の電源制御装置100は、上側トランジスタ11と、下側トランジスタ12と、上側ドライバ13と、下側ドライバ14と、駆動ロジック15と、コンパレータ16と、オン時間設定回路17と、逆流検出回路18と、上側過電流保護回路19と、下側過電流保護回路20と、を有する。
引き続き、図1を参照しながら、電源制御装置100の内部構成について説明する。本構成例の電源制御装置100は、上側トランジスタ11と、下側トランジスタ12と、上側ドライバ13と、下側ドライバ14と、駆動ロジック15と、コンパレータ16と、オン時間設定回路17と、逆流検出回路18と、上側過電流保護回路19と、下側過電流保護回路20と、を有する。
上側トランジスタ11は、正入力端子VINとスイッチ端子SWとの間に接続されており、反転型スイッチング電源1のハーフブリッジ出力段HBを形成する上側スイッチ(=出力トランジスタ)として機能する。なお、上側トランジスタ11は、ゲートに入力される上側ゲート信号HGに応じてオン/オフ駆動される。上側トランジスタ11としてNMOSFET[N-channel type metal oxide semiconductor field effect transistor]が用いられている場合、上側トランジスタ11は、上側ゲート信号HGがハイレベルであるときにオンして、上側ゲート信号HGがローレベルであるときにオフする。
下側トランジスタ12は、スイッチ端子SWと負出力端子VNEGとの間に接続されており、ハーフブリッジ出力段HBを形成する下側スイッチ(=同期整流トランジスタ)として機能する。なお、下側トランジスタ12は、ゲートに入力される下側ゲート信号LGに応じてオン/オフ駆動される。例えば、下側トランジスタ12としてNMOSFETが用いられている場合、下側トランジスタ12は、下側ゲート信号LGがハイレベルであるときにオンして、下側ゲート信号LGがローレベルであるときにオフする。
上側ドライバ13は、駆動ロジック15から入力される上側制御信号HGCTLに応じて上側ゲート信号HGを生成する。
下側ドライバ14は、駆動ロジック15から入力される下側制御信号LGCTLに応じて下側ゲート信号LGを生成する。
駆動ロジック15は、コンパレータ16から入力されるセット信号SETとオン時間設定回路17から入力されるリセット信号RSTに応じて上側制御信号HGCTL及び下側制御信号LGCTLを生成する。
また、駆動ロジック15は、逆流検出回路18から入力される逆流検出信号ZXに応じて下側トランジスタ12を強制的にオフすることにより、スイッチ端子SWから下側トランジスタ12を介して負出力端子VNEGに向かうインダクタ電流ILの逆流を防止する機能を備えている。
さらに、駆動ロジック15は、上側過電流保護回路19から入力される上側過電流保護信号HOCPと下側過電流保護回路20から入力される下側過電流保護信号LOCPに応じてハーフブリッジ出力段HBを強制的に出力ハイインピーダンス状態(=上側トランジスタ11と下側トランジスタ12がいずれもオフした状態)とする機能も備えている。
コンパレータ16は、帰還端子FBから非反転入力端(+)に入力される帰還電圧(例えば出力電圧Vout)と反転入力端(-)に入力される基準電圧FBREFとを比較してセット信号SETを生成する。
オン時間設定回路17は、セット信号SET(=上側トランジスタ11のオンタイミングに相当)に同期して上側トランジスタ11のオン時間Tonを設定するためのリセット信号RSTを生成する。
なお、出力帰還ループのトポロジは、何ら上記に限定されるものではなく、電圧モード制御、電流モード制御、または、ヒステリシス制御(リップル制御)など、任意の制御方式を採用してもよい。
逆流検出回路18は、下側トランジスタ12のオン期間中に下側トランジスタ12の両端間電圧を監視して逆流検出信号ZXを生成する。逆流検出信号ZXは、例えば、スイッチ電圧Vswが出力電圧Voutよりも低いときにローレベル(=逆流未検出時の論理レベル)となり、スイッチ電圧Vswが出力電圧Voutよりも高いときにハイレベル(=逆流検出時の論理レベル)となる。
上側過電流保護回路19は、上側トランジスタ11に流れる上側電流I11が過電流状態であるか否かを示す上側過電流保護信号HOCPを生成する。例えば、上側過電流保護回路19は、上側トランジスタ11のオン期間中に生じるスイッチ電圧Vswと所定の過電流検出電圧OCPREFとを比較して上側過電流保護信号HOCPを生成する。
下側過電流保護回路20は、下側トランジスタ12に流れる下側電流I12が過電流状態であるか否かを示す下側過電流保護信号LOCPを生成する。例えば、下側過電流保護回路20は、下側トランジスタ12のオン期間中に下側トランジスタ12の両端間電圧を監視して下側過電流保護信号LOCPを生成する。
<基本動作>
次に、反転型スイッチング電源1の基本動作について簡単に説明しておく。上側トランジスタ11をオンして下側トランジスタ12をオフしているときには、正入力端子VINから上側トランジスタ11、スイッチ端子SW及びインダクタLを介して接地端に向かう電流経路にインダクタ電流IL(=上側電流I11)が流れる。このとき、インダクタLには、エネルギが蓄えられていく。
次に、反転型スイッチング電源1の基本動作について簡単に説明しておく。上側トランジスタ11をオンして下側トランジスタ12をオフしているときには、正入力端子VINから上側トランジスタ11、スイッチ端子SW及びインダクタLを介して接地端に向かう電流経路にインダクタ電流IL(=上側電流I11)が流れる。このとき、インダクタLには、エネルギが蓄えられていく。
その後、上側トランジスタ11をオフして下側トランジスタ12をオンすると、インダクタLに蓄えられたエネルギの放出により、負出力端子VNEGから下側トランジスタ12、スイッチ端子SW及びインダクタLを介して接地端に向かう電流経路にインダクタ電流IL(=下側電流I12)が流れ続ける。このとき、負出力端子VNEGには、接地端(=接地電位GND)よりも低い負の出力電圧Voutが生成される。
以降も上側トランジスタ11及び下側トランジスタ12のオン/オフ駆動を繰り返すことにより、正の入力電圧Vinから負の出力電圧Vout(=-(Ton/Toff)×Vin、ただし、Ton及びToffはそれぞれ上側トランジスタ11のオン時間及びオフ時間)を生成することができる。
<過電流検出に関する考察>
反転スイッチング電源1では、上側過電流保護回路19及び下側過電流保護回路20それぞれの働きにより、インダクタ電流ILの上側ピーク値及び下側ピーク値それぞれに制限が掛かる。しかしながら、市場には、負荷電流値Iload(=インダクタ電流ILの平均値に相当)自体に制限を掛けたいという要望がある。ただし、負荷への電流経路(例えばインダクタLの後段)にセンス抵抗を挿入すると、出力電圧Voutのロードレギュレーションが悪化する原因となり得る。以下では、上記課題を解消することのできる新規な過電流保護回路を提案する。
反転スイッチング電源1では、上側過電流保護回路19及び下側過電流保護回路20それぞれの働きにより、インダクタ電流ILの上側ピーク値及び下側ピーク値それぞれに制限が掛かる。しかしながら、市場には、負荷電流値Iload(=インダクタ電流ILの平均値に相当)自体に制限を掛けたいという要望がある。ただし、負荷への電流経路(例えばインダクタLの後段)にセンス抵抗を挿入すると、出力電圧Voutのロードレギュレーションが悪化する原因となり得る。以下では、上記課題を解消することのできる新規な過電流保護回路を提案する。
<過電流保護回路(第1実施形態)>
図2は、過電流保護回路30の第1実施形態を示す図である。本実施形態の過電流保護回路30は、図1の下側過電流保護回路20を代替するものであり、トランジスタN0及びN1(いずれもNMOSFET)と、センストランジスタNs(NMOSFET)と、トランジスタP1~P3(いずれもPMOSFET[P-channel type MOSFET])と、抵抗R0及びR1と、センス抵抗Rsと、電流源CSと、オペアンプAMPと、コンパレータCMPと、ローパスフィルタLPFと、を含む。
図2は、過電流保護回路30の第1実施形態を示す図である。本実施形態の過電流保護回路30は、図1の下側過電流保護回路20を代替するものであり、トランジスタN0及びN1(いずれもNMOSFET)と、センストランジスタNs(NMOSFET)と、トランジスタP1~P3(いずれもPMOSFET[P-channel type MOSFET])と、抵抗R0及びR1と、センス抵抗Rsと、電流源CSと、オペアンプAMPと、コンパレータCMPと、ローパスフィルタLPFと、を含む。
電流源CSは、トランジスタN0のドレインに向けて基準電流I0を供給する。トランジスタN0(オン抵抗:Rds0)は、過電流保護回路30の動作中に常時オンされており、基準電流I0を基準電圧Vref(=I0×Rds0)に変換するための基準抵抗として機能する。なお、トランジスタN0は、下側トランジスタ12と同一の温度特性を持つように下側トランジスタ12と共通のプロセスで集積化することが望ましい。このように、電流源CSとトランジスタN0は、基準電流I0を基準抵抗(=トランジスタN0)に流して基準電圧Vrefを生成するように構成された基準電圧生成部として機能する。
オペアンプAMPの非反転入力端(+)は、トランジスタN0のドレイン(=基準電圧Vrefの印加端)に接続されている。オペアンプAMPの反転入力端(-)は、トランジスタN1のソースに接続されている。オペアンプAMPの出力端は、トランジスタN1のゲートに接続されている。トランジスタN1のソースは、抵抗R0の第1端に接続されている。抵抗R0の第2端は、接地端に接続されている。なお、抵抗R0は、抵抗値の調整機能(トリミング機能)を備えておくとよい。
オペアンプAMPは、非反転入力端(+)と反転入力端(-)がイマジナリショートするようにトランジスタN1のゲートを駆動する。その結果、抵抗R0には、基準電圧Vrefに応じたバイアス電流Ib(=Vref/R0=I0×Rds0/R0)が流れる。このように、オペアンプAMP、トランジスタN1及び抵抗R0は、基準電圧Vrefをバイアス電流Ibに変換するように構成された電圧/電流変換部として機能する。
トランジスタP1~P3それぞれのソースは、いずれも電源電圧VCAの印加端に接続されている。トランジスタP1~P3それぞれのゲートは、いずれもトランジスタP1のドレインに接続されている。トランジスタP1のドレインは、トランジスタN1のドレインに接続されている。トランジスタP2のドレインは、ノードn1に接続されている。トランジスタP3のドレインは、ノードn2に接続されている。このように接続されたトランジスタP1~P3は、トランジスタN1に流れるバイアス電流Ibをノードn1及びn2それぞれに供給するように構成されたカレントミラーとして機能する。
なお、上記した基準電圧生成部(CS、N0)、電圧/電流変換部(AMP、N1、R0)及びカレントミラー(P1~P3)は、ノードn1及びn2それぞれにバイアス電流Ibを供給するように構成されたバイアス電流生成回路IbGNRの構成要素として理解することができる。
センストランジスタNsのドレインは、下側トランジスタ12のドレイン(すなわちスイッチ端子SW)に接続されている。センストランジスタNsのソースは、センス抵抗Rsの第1端に接続されている。センス抵抗Rsの第2端は、下側トランジスタ12のソース(すなわち負出力端子VNEG)に接続されている。このように、下側トランジスタ12のドレイン・ソース間には、センストランジスタNs及びセンス抵抗Rsが直列に接続されている。
なお、センストランジスタNsのゲートには、下側ゲート信号LGが入力されており、センストランジスタNsは、下側トランジスタ12と同期してオン/オフする。従って、下側トランジスタ12のオン期間において、下側トランジスタ12に下側電流I12が流れているときには、センストランジスタNsもオンするので、センストランジスタNsにセンス電流Isが流れる。
ここで、センス電流Isの大きさは、センス抵抗Rsの抵抗値と、センストランジスタNs及び下側トランジスタ12それぞれのオン抵抗値の比により決まる。
ローパスフィルタLPFは、下側トランジスタ12の両端間電圧(=ドレイン・ソース間電圧Vds(t))に応じた平滑電圧V1を生成する。本図に即して述べると、ローパスフィルタLPFは、センストランジスタNsとセンス抵抗Rsとの接続ノードに現れるノード電圧V0(≒Vout-Vds(t))を平滑化することにより平滑電圧V1(=∫V0dt)を生成する。
図3は、ローパスフィルタLPFの一構成例を示す図である。本構成例のローパスフィルタLPFは、抵抗RとキャパシタCを含む。抵抗Rの第1端は、ノード電圧V0の印加端に接続されている。抵抗Rの第2端とキャパシタCの第1端は、いずれも平滑電圧V1の印加端に接続されている。キャパシタCの第2端は、出力電圧Voutの印加端(=負出力端子VNEG)に接続されている。このように、ローパスフィルタLPFとしては、一般的なRCフィルタを用いることができる。
図2に戻り、過電流保護回路30の説明を続ける。抵抗R1の第1端は、ノードn1に接続されている。抵抗R1の第2端は、ローパスフィルタLPFの出力端(=平滑電圧V1の印加端)に接続されている。従って、ノードn1には、平滑電圧V1に所定の参照電圧REF(=Ib×R1=I0×Rds0×R1/R0)を足し合わせたノード電圧V2(=V1+REF)が現れる。なお、抵抗R1は、抵抗値の調整機能(トリミング機能)を備えておくとよい。また、ノードn2は、出力電圧Voutの印加端(=負出力端子VNEG)に接続されている。
コンパレータCMPは、ノードn1から反転入力端(-)に入力されるノード電圧V2と、ノードn2から非反転入力端(+)に入力されるノード電圧V3とを比較して、過電流保護信号LoadOCPを生成する。
図4は、過電流保護信号LoadOCPの生成動作を示す図であり、上から順に、ノード電圧V2並びにV3、及び、過電流保護信号LoadOCPが描写されている。本図で示すように、過電流保護信号LoadOCPは、V2>V3であるときにローレベル(=過電流未検出時の論理レベル)となり、V2<V3であるときにハイレベル(=過電流検出時の論理レベル)となる。なお、ノード電圧V2は、負荷電流Iloadが増大するほど低くなる。
図5は、第1実施形態における理想的な負荷電流検出動作を示す図であり、紙面の上から順に、インダクタ電流IL(実線)並びに負荷電流値Iload(破線)、ノード電圧V0(実線)並びに平滑電圧V1(破線)、及び、下側ゲート信号LGの論理状態(オン/オフ)が描写されている。なお、本図の横軸は時間を示しており、縦軸は電流値及び電圧値を示している。
本図で示すように、下側トランジスタ12のデューティ情報と、下側電流I12の電流値情報とを併せ持つノード電圧V0を平滑化(積分)することにより得られた平滑電圧V1の電圧値は、負荷電流値Iloadと等価である。従って、平滑電圧V1に基づいて過電流保護信号LoadOCPを生成することにより、インダクタ電流ILのピーク値ではなく、負荷電流値Iload自体に制限を掛けることが可能となる。
図6は、センス抵抗Rsにバイアス電流Ibが流れる様子を示す図である。先の図5では、センス抵抗Rsにセンス電流Isが流れないという前提の下、理想的な負荷電流検出動作を説明したが、実際には、図中の破線で示す経路を介して、センス抵抗Rsにバイアス電流Ibが流れる。そのため、ノード電圧V0に意図しないオフセットが発生する。
図7は、第1実施形態における現実的な負荷電流検出動作を示す図であり、先の図5と同じく、紙面の上から順番に、インダクタ電流IL(実線)並びに負荷電流値Iload(破線)、ノード電圧V0(実線)並びに平滑電圧V1(破線)、及び、下側ゲート信号LGの論理状態(オン/オフ)が描写されている。
本図で示すように、センス抵抗Rsにバイアス電流Ibが流れると、ノード電圧V0が本来の電圧値よりも高くなる。具体的に述べると、下側トランジスタ12がオフしているときには、本来ならばV0=Voutとなるべきところ、V0=Vout+Ib×Rsとなる。また、下側トランジスタ12がオンしているときには、本来ならばV0=Vout-I12×Rsとなるべきところ、V0=Vout-I12×Rs+Ib×Rsとなる。
その結果、負荷電流値Iloadが本来の上限値を上回っても、過電流保護信号LoadOCPがハイレベルに立ち上がらず、過電流保護が遅れてしまうおそれがある。以下ではこのような不具合を解消することのできる第2実施形態について提案する。
<過電流保護回路(第2実施形態)>
図8は、過電流保護回路30の第2実施形態を示す図である。本実施形態の過電流保護回路20は、先出の第1実施形態(図2)を基本としつつ、トランジスタP4~P5(いずれもPMOSFET)をさらに有する。そこで、既出の構成要素については、図2と同一の符号を付すことで重複した説明を省略し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
図8は、過電流保護回路30の第2実施形態を示す図である。本実施形態の過電流保護回路20は、先出の第1実施形態(図2)を基本としつつ、トランジスタP4~P5(いずれもPMOSFET)をさらに有する。そこで、既出の構成要素については、図2と同一の符号を付すことで重複した説明を省略し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的に説明する。
抵抗R1の第1端は、第1実施形態(図2)と同じく、ノードn1に接続されている。トランジスタP4のソースは、抵抗R1の第2端に接続されている。トランジスタP4のゲートは、ローパスフィルタLPFの出力端(=平滑電圧V1の印加端)に接続されている。トランジスタP5のソースは、ノードn2に接続されている。トランジスタP4のドレイン、及び、トランジスタP5のドレイン並びにゲートは、いずれも出力電圧Voutの印加端(=負出力端子VNEG)に接続されている。
このように、本実施形態の過電流保護回路30は、ノードn1と下側トランジスタ12のソースとの間に接続されておりゲートに平滑電圧V1が入力されるように構成されたトランジスタP4と、ノードn2と下側トランジスタ12のドレインとの間に接続されておりゲートが下側トランジスタ12のドレインに接続されたトランジスタP5と、ノードn1と下側トランジスタ12のドレインとの間でトランジスタP4と直列に接続された抵抗R1と、を有する。
すなわち、本実施形態の過電流保護回路30では、ローパスフィルタLPFの出力端を抵抗R1の第2端ではなくトランジスタP4のゲートに接続する構成、言い換えれば、平滑電圧V1を入力インピーダンスの高いトランジスタP4のゲートで受ける構成とされている。このような構成であれば、バイアス電流Ibが流れる電流経路をセンス抵抗Rsから分離することができるので、ノード電圧V0に不要なオフセットが生じなくなる。
なお、本実施形態の過電流保護回路30において、コンパレータCMPに入力されるノード電圧V2及びV3は、それぞれ、V2=V1+Vth(P4)+REF、及び、V3=Vout+Vth(P5)(ただし、Vth(P4)及びVth(P5)は、それぞれトランジスタP4及びP5のオン閾値電圧)で表すことができる。
従って、過電流検出精度を高めるためには、トランジスタP4及びP5が同一のオン閾値電圧Vth(P4)及びVth(P5)を持つように、トランジスタP4及びP5を共通のプロセスで集積化することが望ましい。
図9は、第2実施形態における負荷電流検出動作を示す図であり、先の図5及び図7と同じく、紙面の上から順番に、インダクタ電流IL(実線)並びに負荷電流値Iload(破線)、ノード電圧V0(実線)並びに平滑電圧V1(破線)、及び、下側ゲート信号LGの論理状態(オン/オフ)が描写されている。
本図で示すように、本実施形態の過電流保護回路30であれば、センス抵抗Rsにバイアス電流Ibが流れないので、ノード電圧V0に不要なオフセットが付かなくなる。具体的に述べると、下側トランジスタ12がオフしているときには、V0=Voutとなり、下側トランジスタ12がオンしているときには、V0=Vout-I12×Rsとなる。
その結果、負荷電流値Iloadが本来の上限値を上回った時点で遅滞なく過電流保護信号LoadOCPをハイレベルに立ち上げることができるので、適切に過電流保護を掛けることが可能となる。
なお、負荷の保護に着目すると、過電流保護回路30を用いて負荷電流値Iload自体に制限を掛けることで足り、必ずしも上側過電流保護回路19を設ける必要はない。一方、電源制御装置100を保護する観点から言えば、スイッチ端子SWの地絡時に流れる過大な上側電流I11を制限する手段として、先出の上側過電流保護回路19を残しておくことが望ましい。
<総括>
以下では、上記で説明した種々の実施形態について総括的に述べる。
以下では、上記で説明した種々の実施形態について総括的に述べる。
例えば、本明細書中に開示されている過電流保護回路は、反転型スイッチング電源のハーフブリッジ出力段を形成する下側トランジスタの両端間電圧に応じた平滑電圧を生成するように構成されたローパスフィルタを有し、前記平滑電圧に基づいて過電流保護信号を生成する構成(第1の構成)とされている。
上記第1の構成から成る過電流保護回路は、センストランジスタと、センス抵抗と、をさらに有し、前記センストランジスタの第1端は、前記下側トランジスタの第1端に接続されるように構成されており、前記センストランジスタは、前記下側トランジスタと同期してオン/オフし、前記センス抵抗は、前記センストランジスタの第2端と前記下側トランジスタの第2端との間に接続されるように構成されており、前記ローパスフィルタは、前記センストランジスタと前記センス抵抗との接続ノードに現れるノード電圧を平滑化して前記平滑電圧を生成する構成(第2の構成)にしてもよい。
上記第2の構成から成る過電流保護回路は、第1ノードと、第2ノードと、前記第1ノード及び前記第2ノードそれぞれにバイアス電流を供給するように構成されたバイアス電流生成回路と、前記第1ノードと前記下側トランジスタの第2端との間に接続されるように構成され、前記平滑電圧が入力されるゲートを有する第1トランジスタと、前記第2ノードと前記下側トランジスタの第2端との間に接続されるように構成され、かつ、前記下側トランジスタの第2端に接続されるゲートを有する第2トランジスタと、前記第1ノードと前記下側トランジスタの第2端との間で前記第1トランジスタと直列に接続された抵抗と、前記第1ノードに現れる第1ノード電圧と前記第2ノードに現れる第2ノード電圧を比較して前記過電流保護信号を生成するコンパレータと、をさらに有する構成(第3の構成)にしてもよい。
上記第3の構成から成る過電流保護回路において、前記第1トランジスタ及び前記第2トランジスタは、同一のオン閾値電圧を持つ構成(第4の構成)にしてもよい。
上記第3または第4の構成から成る過電流保護回路において、前記バイアス電流生成回路は、基準電流を基準抵抗に流して基準電圧を生成するように構成された基準電圧生成部と、前記基準電圧を前記バイアス電流に変換するように構成された電圧/電流変換部と、前記バイアス電流を前記第1ノード及び前記第2ノードそれぞれに供給するように構成されたカレントミラーと、を含む構成(第5の構成)にしてもよい。
上記第5の構成から成る過電流保護回路において、前記基準抵抗は、前記下側トランジスタと同一の温度特性を持つように構成されたトランジスタのオン抵抗である構成(第6の構成)にしてもよい。
上記第2~第6いずれかの構成から成る過電流保護回路において、前記センストランジスタの電流能力は、前記下側トランジスタの電流能力よりも小さい構成(第7の構成)にしてもよい。
上記第1~第7いずれかの構成から成る過電流保護回路において、前記ローパスフィルタは、抵抗とキャパシタを含むRCフィルタである構成(第8の構成)にしてもよい。
また、例えば、本明細書中に開示されている電源制御装置は、上記第1~第8いずれかの構成から成る過電流保護回路を有する構成(第9の構成)とされている。
また、例えば、本明細書中に開示されている反転型スイッチング電源は、上記第9の構成から成る電源制御装置を有する構成(第10の構成)とされている。
<その他の変形例>
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、バイポーラトランジスタとMOS電界効果トランジスタとの相互置換や、各種信号の論理レベル反転は任意である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、バイポーラトランジスタとMOS電界効果トランジスタとの相互置換や、各種信号の論理レベル反転は任意である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
1 スイッチング電源
11 上側トランジスタ(NMOSFET)
12 下側トランジスタ(NMOSFET)
13 上側ドライバ
14 下側ドライバ
15 駆動ロジック
16 コンパレータ
17 オン時間設定回路
18 逆流検出回路
19 上側過電流保護回路
20 下側過電流保護回路
30 過電流保護回路(負荷電流検出型)
100 電源制御装置
AMP オペアンプ
C、C1、C2 キャパシタ
CMP コンパレータ
CS 電流源
FB 帰還端子
HB ハーフブリッジ出力段
IbGNR バイアス電流生成回路
L1 インダクタ
LPF ローパスフィルタ
N0、N1 トランジスタ(NMOSFET)
Ns センストランジスタ(NMOSFET)
P1~P5 トランジスタ(PMOSFET)
R、R0、R1 抵抗
Rs センス抵抗
SW スイッチ端子
VIN 正入力端子
VNEG 負出力端子
11 上側トランジスタ(NMOSFET)
12 下側トランジスタ(NMOSFET)
13 上側ドライバ
14 下側ドライバ
15 駆動ロジック
16 コンパレータ
17 オン時間設定回路
18 逆流検出回路
19 上側過電流保護回路
20 下側過電流保護回路
30 過電流保護回路(負荷電流検出型)
100 電源制御装置
AMP オペアンプ
C、C1、C2 キャパシタ
CMP コンパレータ
CS 電流源
FB 帰還端子
HB ハーフブリッジ出力段
IbGNR バイアス電流生成回路
L1 インダクタ
LPF ローパスフィルタ
N0、N1 トランジスタ(NMOSFET)
Ns センストランジスタ(NMOSFET)
P1~P5 トランジスタ(PMOSFET)
R、R0、R1 抵抗
Rs センス抵抗
SW スイッチ端子
VIN 正入力端子
VNEG 負出力端子
Claims (10)
- 反転型スイッチング電源のハーフブリッジ出力段を形成する下側トランジスタの両端間電圧に応じた平滑電圧を生成するように構成されたローパスフィルタを有し、
前記平滑電圧に基づいて過電流保護信号を生成する、過電流保護回路。 - センストランジスタと、
センス抵抗と、
をさらに有し、
前記センストランジスタの第1端は、前記下側トランジスタの第1端に接続されるように構成されており、前記センストランジスタは、前記下側トランジスタと同期してオン/オフし、
前記センス抵抗は、前記センストランジスタの第2端と前記下側トランジスタの第2端との間に接続されるように構成されており、
前記ローパスフィルタは、前記センストランジスタと前記センス抵抗との接続ノードに現れるノード電圧を平滑化して前記平滑電圧を生成する、請求項1に記載の過電流保護回路。 - 第1ノードと、
第2ノードと、
前記第1ノード及び前記第2ノードそれぞれにバイアス電流を供給するように構成されたバイアス電流生成回路と、
前記第1ノードと前記下側トランジスタの第2端との間に接続されるように構成され、前記平滑電圧が入力されるゲートを有する第1トランジスタと、
前記第2ノードと前記下側トランジスタの第2端との間に接続されるように構成され、かつ、前記下側トランジスタの第2端に接続されるゲートを有する第2トランジスタと、
前記第1ノードと前記下側トランジスタの第2端との間で前記第1トランジスタと直列に接続された抵抗と、
前記第1ノードに現れる第1ノード電圧と前記第2ノードに現れる第2ノード電圧を比較して前記過電流保護信号を生成するコンパレータと、
をさらに有する、請求項2に記載の過電流保護回路。 - 前記第1トランジスタ及び前記第2トランジスタは、同一のオン閾値電圧を持つように構成されている、請求項3に記載の過電流保護回路。
- 前記バイアス電流生成回路は、
基準電流を基準抵抗に流して基準電圧を生成するように構成された基準電圧生成部と、
前記基準電圧を前記バイアス電流に変換するように構成された電圧/電流変換部と、
前記バイアス電流を前記第1ノード及び前記第2ノードそれぞれに供給するように構成されたカレントミラーと、
を含む、請求項3または4に記載の過電流保護回路。 - 前記基準抵抗は、前記下側トランジスタと同一の温度特性を持つように構成されたトランジスタのオン抵抗である、請求項5に記載の過電流保護回路。
- 前記センストランジスタの電流能力は、前記下側トランジスタの電流能力よりも小さい、請求項2~6のいずれか一項に記載の過電流保護回路。
- 前記ローパスフィルタは、抵抗とキャパシタを含むRCフィルタである、請求項1~7のいずれか一項に記載の過電流保護回路。
- 請求項1~8のいずれか一項に記載の過電流保護回路を有する、電源制御装置。
- 請求項9に記載の電源制御装置を有する、反転型スイッチング電源。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021036015A JP2022136418A (ja) | 2021-03-08 | 2021-03-08 | 過電流保護回路、電源制御装置、反転型スイッチング電源 |
US17/667,810 US11955880B2 (en) | 2021-03-08 | 2022-02-09 | Overcurrent protection circuit, power supply control device, inverting type switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021036015A JP2022136418A (ja) | 2021-03-08 | 2021-03-08 | 過電流保護回路、電源制御装置、反転型スイッチング電源 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2022136418A true JP2022136418A (ja) | 2022-09-21 |
Family
ID=83116437
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2021036015A Pending JP2022136418A (ja) | 2021-03-08 | 2021-03-08 | 過電流保護回路、電源制御装置、反転型スイッチング電源 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US11955880B2 (ja) |
JP (1) | JP2022136418A (ja) |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005333691A (ja) | 2004-05-18 | 2005-12-02 | Rohm Co Ltd | 過電流検出回路及びこれを有する電源装置 |
JP2012023852A (ja) * | 2010-07-14 | 2012-02-02 | Renesas Electronics Corp | 過電流保護回路、及び半導体装置 |
JP6396730B2 (ja) * | 2014-09-19 | 2018-09-26 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
JP6234399B2 (ja) * | 2015-03-26 | 2017-11-22 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ駆動制御装置 |
-
2021
- 2021-03-08 JP JP2021036015A patent/JP2022136418A/ja active Pending
-
2022
- 2022-02-09 US US17/667,810 patent/US11955880B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20220286042A1 (en) | 2022-09-08 |
US11955880B2 (en) | 2024-04-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10164514B2 (en) | Non-audible control circuit for a buck converter in DCM mode | |
US10075073B2 (en) | DC/DC converter and switching power supply having overcurrent protection | |
US10924003B2 (en) | Switching power supply | |
US9831780B2 (en) | Buck-boost converter and method for controlling buck-boost converter | |
US8058860B2 (en) | Single pin multi-VID bit interface circuit for dynamic voltage change of a DC/DC converter | |
US11671012B2 (en) | Adaptive minimum on time control for a switching regulator | |
US8018694B1 (en) | Over-current protection for a power converter | |
US10826392B2 (en) | Voltage regulator with an adaptive off-time generator | |
US20090115388A1 (en) | DC/DC converter | |
JP2012060714A (ja) | 集積回路 | |
JP2005045993A (ja) | Pwmスイッチングレギュレータ制御回路 | |
US20200295745A1 (en) | High-side gate driver | |
WO2017110231A1 (ja) | Dc-dcコンバータおよび負荷駆動用半導体集積回路 | |
WO2023219031A1 (ja) | ゲート駆動回路、パワーグッド回路、過電流検出回路、発振防止回路、スイッチング制御回路、および、スイッチング電源装置 | |
CN106558979B (zh) | 半导体装置 | |
JP4784155B2 (ja) | Dc−dcコンバータ | |
US20070014063A1 (en) | Single pin multi-function signal detection method and structure therefor | |
JP6831713B2 (ja) | ブートストラップ回路 | |
US20140340066A1 (en) | Timing generator and timing signal generation method for power converter | |
US11722105B2 (en) | Recovery control for power converter | |
US8054604B2 (en) | Device and method of reducing inrush current | |
WO2023228552A1 (ja) | リニアレギュレータ、半導体装置、スイッチング電源 | |
US9952616B2 (en) | Differential circuit including a current mirror | |
JP2022136418A (ja) | 過電流保護回路、電源制御装置、反転型スイッチング電源 | |
WO2024135130A1 (ja) | 電源制御装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20240206 |