JP2022102598A - Brushless motor control method and brushless motor control device - Google Patents

Abstract

To reduce torque pulsation caused by cogging torque to reduce vibration when a single-phase DC brushless motor is driven.SOLUTION: A brushless motor control method includes an advance control step of advancing the phase switching timing of coil energization with respect to the timing of the phase switching reference position, a rise control step of suppressing the peak value of the current by pulse width modulation for a certain period after the start of energization in the phase switching of the coil, and a fall control step of controlling the fall of the current waveform at the end of energization in the phase switching of the coil, and the rising waveform of the current or voltage according to the rise control step and the falling waveform of the current or voltage according to the fall control step are asymmetrically controlled.SELECTED DRAWING: Figure 6

Description

本発明は、ブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置に関し、特にモータのトルク脈動を低減することでモータの振動を低減する技術に関する。 The present invention relates to a brushless motor control method and a brushless motor control device, and more particularly to a technique for reducing motor vibration by reducing torque pulsation of the motor.

例えば、特許文献１には、単相ブラシレスＤＣ（直流）モータにおいて、モータの回転トルクリップルをなくし、振動による騒音を抑制するための技術が開示されている。具体的には、単相ブラシレスＤＣモータは、ホール素子の出力電圧のピーク値となる位置を任意に決められる構造とし、その制御装置は、ホール素子の出力電圧のピーク値を検出し、ホール素子電圧のピーク値にて検出される位置を境にモータコイルの転流区間を二分し、転流後の通電開始前半を一定値の電流指令で、通電の後半電流を徐々に低下させ転流点でほぼ零になるように通電電流指令手段を生成し、モータコイルを全波通電する。 For example, Patent Document 1 discloses a technique for eliminating rotational torque ripple of a single-phase brushless DC (direct current) motor and suppressing noise due to vibration. Specifically, the single-phase brushless DC motor has a structure in which the position where the peak value of the output voltage of the Hall element becomes can be arbitrarily determined, and the control device detects the peak value of the output voltage of the Hall element and the Hall element. The commutation section of the motor coil is divided into two at the position detected by the peak value of the voltage, and the current command of a constant value is used for the first half of the energization start after commutation, and the second half current of energization is gradually reduced to the commutation point. Generates an energization current commanding means so that it becomes almost zero, and energizes the motor coil in full wave.

また、特許文献２には、単相ブラシレスＤＣモータにおいて、モータの通電電流波形を滑らかにして、モータ電磁加振力と回転トルクリップルをなくし、振動による騒音を抑制するための技術が開示されている。具体的には、バイポーラ通電の通電周期を精度良く測定し、カウンタでソフトスイッチングの開始点を通電半周期の６２．５％、７５％又は８７．５％以降と決め、残りの区間を８または１６の階段状に区切ってＰＷＭ（パルス幅変調）のデューティを徐々に減少させて駆動する。 Further, Patent Document 2 discloses a technique for smoothing the energization current waveform of a single-phase brushless DC motor, eliminating the motor electromagnetic excitation force and rotational torque ripple, and suppressing noise due to vibration. There is. Specifically, the energization cycle of bipolar energization is measured accurately, the start point of soft switching is determined to be 62.5%, 75% or 87.5% or later of the energization half cycle with a counter, and the remaining section is 8 or It is divided into 16 steps and driven by gradually reducing the duty of PWM (pulse width modulation).

特開２００６－２３８５７４号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2006-238574 特開２００７－１７４７７８号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2007-174778

単相直流ブラシレスモータを駆動する場合には、低騒音、低振動化を目的として例えば特許文献１、特許文献２のようにソフトスイッチングが行われている。ソフトスイッチングでは、例えばモータのコイルに通電する電流のオン／オフ切り替え時に、コイルへの印加電圧の変化を緩やかに制御してコイルに流れる電流のピーク値を抑えて低振動化を行っている。 When driving a single-phase DC brushless motor, soft switching is performed as in Patent Document 1 and Patent Document 2 for the purpose of low noise and low vibration. In soft switching, for example, when the current energized in the coil of the motor is switched on / off, the change in the voltage applied to the coil is gently controlled to suppress the peak value of the current flowing through the coil to reduce the vibration.

一方、単相モータの起動を確実にするためにはモータのロータがデッドポイントで停止することを回避する必要がある。すなわち、モータのロータが相切替の位置で停止すると、モータの起動時にどちらに回転するか不定となる。そこで、リラクタンストルクによりロータの停止位置が相切替の位置の時にトルクが発生するようにして、相切り替えの位置でロータが停止しないようにしている。リラクタンストルクは、磁石と電磁鋼板の吸引力、つまり磁気エネルギーの位置に対する変化によって発生する回転力である。 On the other hand, in order to ensure the start of the single-phase motor, it is necessary to prevent the rotor of the motor from stopping at the dead point. That is, when the rotor of the motor stops at the position of phase switching, it is uncertain which way the rotor rotates when the motor is started. Therefore, the reluctance torque is used to generate torque when the stop position of the rotor is at the phase switching position so that the rotor does not stop at the phase switching position. The reluctance torque is the attractive force of the magnet and the magnetic steel sheet, that is, the rotational force generated by the change of the magnetic energy with respect to the position.

しかしながら、このロータの位置に応じて変動するトルクはコギングトルクと呼ばれ、モータの滑らかな回転を阻害する一因となっている。そのため、特許文献１、特許文献２のようなソフトスイッチングを採用した場合には、このコギングトルクに起因して発生するトルク脈動を低減できない。このトルク脈動のため、低騒音、低振動化が阻害される。 However, the torque that fluctuates according to the position of the rotor is called cogging torque, which is one of the factors that hinder the smooth rotation of the motor. Therefore, when the soft switching as in Patent Document 1 and Patent Document 2 is adopted, the torque pulsation generated due to this cogging torque cannot be reduced. Due to this torque pulsation, low noise and low vibration are hindered.

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、コギングトルクに起因するトルク脈動を低減して振動を低減することが可能なブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a brushless motor control method and a brushless motor control device capable of reducing torque pulsation caused by cogging torque and reducing vibration. To do.

前述した目的を達成するために、本発明に係るブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置は、下記（１）～（５）を特徴としている。
（１） 単相直流ブラシレスモータを駆動する際に、前記単相直流ブラシレスモータのコイルに通電する通電回路を制御するためのブラシレスモータ制御方法であって、
相切替基準位置のタイミングに対して前記コイルの通電の相切替タイミングを早める進角制御手順と、
前記コイルの相切替における通電開始後の一定期間をパルス幅変調により電流のピーク値を抑える立ち上がり制御手順と、
前記コイルの相切替における通電終了時に電流波形の立ち下がりを制御する立ち下がり制御手順と、
を有し、前記立ち上がり制御手順による電流又は電圧の立ち上がり波形と、前記立ち下がり制御手順による電流又は電圧の立ち下がり波形とが非対称に制御される、
ブラシレスモータ制御方法。 In order to achieve the above-mentioned object, the brushless motor control method and the brushless motor control device according to the present invention are characterized by the following (1) to (5).
(1) A brushless motor control method for controlling an energization circuit that energizes the coil of the single-phase DC brushless motor when driving the single-phase DC brushless motor.
An advance control procedure that advances the phase switching timing of the energization of the coil with respect to the timing of the phase switching reference position, and
A rising control procedure that suppresses the peak value of the current by pulse width modulation for a certain period after the start of energization in the phase switching of the coil, and
A fall control procedure for controlling the fall of the current waveform at the end of energization in the phase switching of the coil, and a fall control procedure.
The rising waveform of the current or voltage according to the rising control procedure and the falling waveform of the current or voltage according to the falling control procedure are asymmetrically controlled.
Brushless motor control method.

（２） 前記立ち上がり制御手順は、前記コイルの相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを一時的に最大化し、所定の条件を満たした後でデューティを制限して電流のピーク値を抑えるように制御する、
上記（１）に記載のブラシレスモータ制御方法。 (2) In the rise control procedure, the voltage duty is temporarily maximized at a timing near the phase switching of the coil, and the duty is limited after satisfying a predetermined condition to suppress the peak value of the current. do,
The brushless motor control method according to (1) above.

（３） 前記立ち上がり制御手順は、相切替時に電流又は電圧の波形の立ち上がりが完了すると、デューティの制限を解除して電流値を増やす、
上記（１）又は（２）に記載のブラシレスモータ制御方法。 (3) In the rise control procedure, when the rise of the current or voltage waveform is completed at the time of phase switching, the duty limit is released and the current value is increased.
The brushless motor control method according to (1) or (2) above.

（４） 単相直流ブラシレスモータの駆動を制御するブラシレスモータ制御装置であって、
前記単相直流ブラシレスモータのコイルの通電を制御するドライバ回路と、
前記単相直流ブラシレスモータの相切替基準位置を検知する基準位置検出器と、
前記相切替基準位置のタイミングに対して前記コイルの通電の相切替タイミングを早める進角制御部と、
前記コイルの相切替における通電開始後の一定期間をパルス幅変調により電流のピーク値を抑える立ち上がり制御部と、
前記コイルの相切替における通電終了時に電流波形の立ち下がりを制御する立ち下がり制御部と、
を有し、前記立ち上がり制御部による電流又は電圧の立ち上がり波形と、前記立ち下がり制御部による電流又は電圧の立ち下がり波形とが非対称に制御される、
ブラシレスモータ制御装置。 (4) A brushless motor control device that controls the drive of a single-phase DC brushless motor.
A driver circuit that controls the energization of the coil of the single-phase DC brushless motor, and
A reference position detector that detects the phase switching reference position of the single-phase DC brushless motor, and
An advance angle control unit that accelerates the phase switching timing of energization of the coil with respect to the timing of the phase switching reference position.
A rising control unit that suppresses the peak value of the current by pulse width modulation for a certain period after the start of energization in the phase switching of the coil.
A fall control unit that controls the fall of the current waveform at the end of energization in the phase switching of the coil,
The rising waveform of the current or voltage by the rising control unit and the falling waveform of the current or voltage by the falling control unit are asymmetrically controlled.
Brushless motor control device.

（５） 前記立ち上がり制御部は、前記コイルの相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを一時的に最大化し、所定の条件を満たした後でデューティを制限して電流のピーク値を抑えるように制御する、
上記（４）に記載のブラシレスモータ制御装置。 (5) The rise control unit temporarily maximizes the voltage duty at a timing near the phase switching of the coil, limits the duty after satisfying a predetermined condition, and controls so as to suppress the peak value of the current. do,
The brushless motor control device according to (4) above.

上記（１）の構成のブラシレスモータの制御方法によれば、進角制御手順により、電流の相切替を適切なタイミングで行うことができる。すなわち、コイルのインダクタンスの影響を考慮し、相切替基準位置に対して実際に流れる電流のタイミングが遅れないように制御できる。また、立ち上がり制御手順により相切替時の電流のピーク値を抑えることができる。これにより、相切替後のタイミングでコギングトルクとマグネットトルクによる総トルクが過大となることを抑制できるので、トルク脈動が減少し、すなわち振動を低減できる。また、立ち上がり制御手順および立ち下がり制御手順により、立ち下がり時の電流の減少を抑えることができ、相切替の際に電流波形が非対称になる。これにより、相切替前のタイミングではコギングトルクとマグネットトルクの総トルクが過少となることを抑制し、相切替後にはリラクタンストルクとマグネットトルクの総トルクが過大となることを抑制できるので、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動を低減できる。 According to the control method of the brushless motor having the configuration of (1) above, the phase switching of the current can be performed at an appropriate timing by the advance angle control procedure. That is, in consideration of the influence of the inductance of the coil, it is possible to control so that the timing of the current actually flowing with respect to the phase switching reference position is not delayed. In addition, the peak value of the current at the time of phase switching can be suppressed by the rise control procedure. As a result, it is possible to prevent the total torque due to the cogging torque and the magnet torque from becoming excessive at the timing after the phase switching, so that the torque pulsation can be reduced, that is, the vibration can be reduced. Further, the rise control procedure and the fall control procedure can suppress the decrease of the current at the time of the fall, and the current waveform becomes asymmetric at the time of phase switching. As a result, it is possible to prevent the total torque of the cogging torque and the magnet torque from becoming excessive before the phase switching, and it is possible to suppress the total torque of the relaxation torque and the magnet torque from becoming excessive after the phase switching. The pulsation of the magnet can be reduced, that is, the vibration can be reduced.

上記（２）の構成のブラシレスモータの制御方法によれば、相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを最大にすることで、切替前の電流を急峻に減らし、相切替を素早く行うことができる。また、デューティの最大化は一時的なものであり、相切替が完了した後は、電流のピーク値を抑えるように電圧のデューティは制限され、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動が低減される。 According to the control method of the brushless motor having the configuration of (2) above, by maximizing the voltage duty at the timing near the phase switching, the current before the switching can be sharply reduced and the phase switching can be performed quickly. Also, the maximization of the duty is temporary, and after the phase switching is completed, the voltage duty is limited so as to suppress the peak value of the current, the pulsation of the total torque is reduced, that is, the vibration is reduced. To.

上記（３）の構成のブラシレスモータの制御方法によれば、相切替後にリラクタンストルクが減少するのを補うように電流を増加させてマグネットトルクを増大させることができる。これにより、総トルクが減少するのを防止でき、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動が低減される。 According to the control method of the brushless motor having the configuration of (3) above, the magnet torque can be increased by increasing the current so as to compensate for the decrease in the reluctance torque after the phase switching. As a result, it is possible to prevent the total torque from decreasing, and the pulsation of the total torque is reduced, that is, the vibration is reduced.

上記（４）の構成のブラシレスモータ制御装置によれば、進角制御部の制御により、電流の相切替を適切なタイミングで行うことができる。すなわち、コイルのインダクタンスの影響を考慮し、相切替基準位置に対して実際に流れる電流のタイミングが遅れないように制御できる。また、立ち上がり制御部により相切替時の電流のピーク値を抑え、相切替後のタイミングで総トルクが過大になることを抑制できるので、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動を低減できる。また、立ち上がり制御部および立ち下がり制御部により、立ち下がり時の電流の減少を抑えることができ、相切替の際に電流波形が非対称になる。これにより、相切替前のタイミングではコギングトルクとマグネットトルクの総トルクが過少となることを抑制し、相切替後にはリラクタンストルクとマグネットトルクの総トルクが過大となることを抑制できるので、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動を低減できる。 According to the brushless motor control device having the configuration of (4) above, the phase switching of the current can be performed at an appropriate timing by controlling the advance angle control unit. That is, in consideration of the influence of the inductance of the coil, it is possible to control so that the timing of the current actually flowing with respect to the phase switching reference position is not delayed. Further, since the rising control unit can suppress the peak value of the current at the time of phase switching and suppress the total torque from becoming excessive at the timing after the phase switching, the pulsation of the total torque can be reduced, that is, the vibration can be reduced. Further, the rising control unit and the falling control unit can suppress the decrease of the current at the time of falling, and the current waveform becomes asymmetric at the time of phase switching. As a result, it is possible to prevent the total torque of the cogging torque and the magnet torque from becoming excessive before the phase switching, and it is possible to suppress the total torque of the relaxation torque and the magnet torque from becoming excessive after the phase switching. The pulsation of the magnet can be reduced, that is, the vibration can be reduced.

上記（５）の構成のブラシレスモータ制御装置によれば、相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを最大にすることで、切替前の電流を急峻に減らし、相切替を素早く行うことができる。また、デューティの最大化は一時的なものであり、相切替が完了した後は、電流のピーク値を抑えるように電圧のデューティは制限され、総トルクの脈動が減少し、すなわち振動が低減される。 According to the brushless motor control device having the configuration of (5) above, by maximizing the voltage duty at the timing near the phase switching, the current before the switching can be sharply reduced and the phase switching can be performed quickly. Also, the maximization of the duty is temporary, and after the phase switching is completed, the voltage duty is limited so as to suppress the peak value of the current, the pulsation of the total torque is reduced, that is, the vibration is reduced. To.

本発明のブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置によれば、コギングトルクに起因するトルク脈動を低減して振動を低減し、騒音を低減することができる。 According to the brushless motor control method and the brushless motor control device of the present invention, torque pulsation caused by cogging torque can be reduced, vibration can be reduced, and noise can be reduced.

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。 The present invention has been briefly described above. Further, the details of the present invention will be further clarified by reading through the embodiments described below (hereinafter referred to as "embodiments") with reference to the accompanying drawings. ..

図１は、本発明の実施形態におけるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a motor control device according to an embodiment of the present invention. 図２は、図１のモータ制御装置の動作例を示すタイムチャートである。FIG. 2 is a time chart showing an operation example of the motor control device of FIG. 図３は、単相直流モータの動作例－１を示す状態遷移図である。FIG. 3 is a state transition diagram showing an operation example-1 of a single-phase DC motor. 図４は、単相直流モータの動作例－２を示す状態遷移図である。FIG. 4 is a state transition diagram showing an operation example-2 of the single-phase DC motor. 図５は、単相直流モータの動作例－３を示す状態遷移図である。FIG. 5 is a state transition diagram showing an operation example-3 of the single-phase DC motor. 図６（ａ）及び図６（ｂ）は、図１のモータ制御装置における動作特性を表すグラフであり、図６（ａ）は位置とコイルにかかる平均電圧の対応関係を示し、図６（ｂ）は位置とトルク及び電流の対応関係を示す。6 (a) and 6 (b) are graphs showing the operating characteristics of the motor control device of FIG. 1, and FIG. 6 (a) shows the correspondence between the position and the average voltage applied to the coil, and is shown in FIG. 6 (a). b) shows the correspondence between the position and the torque and the current. 図７は、図１のモータ制御装置におけるトルク変化と、従来の制御におけるトルク変化とを対比して表すグラフである。FIG. 7 is a graph showing the torque change in the motor control device of FIG. 1 in comparison with the torque change in the conventional control. 図８（ａ）、及び図８（ｂ）は、それぞれ図１のモータ制御装置の制御、及び従来の制御における振動特性を示すグラフである。8 (a) and 8 (b) are graphs showing vibration characteristics in the control of the motor control device of FIG. 1 and the conventional control, respectively.

本発明に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。 Specific embodiments of the present invention will be described below with reference to each figure.

＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本発明の実施形態におけるモータ制御装置１０の構成例を示すブロック図である。
図１に示したモータ制御装置１０が駆動するモータ１８は、単相直流ブラシレスモータであり、例えば冷却用ファンなどの駆動源として利用される。 <Structure of motor control device>
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of the motor control device 10 according to the embodiment of the present invention.
The motor 18 driven by the motor control device 10 shown in FIG. 1 is a single-phase DC brushless motor, and is used as a drive source for, for example, a cooling fan.

モータ制御装置１０は、モータ１８の回転子の回転位置変化に合わせて、印加する電圧を適切なタイミングで切り替える必要がある。また、モータ制御装置１０は、モータ１８におけるトルク脈動を低減するため、モータ１８に与える電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）で制御して電圧や電流を精密に制御する機能を有している。 The motor control device 10 needs to switch the applied voltage at an appropriate timing according to the change in the rotational position of the rotor of the motor 18. Further, the motor control device 10 has a function of controlling the voltage applied to the motor 18 by pulse width modulation (PWM) to precisely control the voltage and the current in order to reduce the torque pulsation in the motor 18.

図１に示すように、モータ制御装置１０は、ホール素子１１、相切替時間計測部１２、進角制御部１３、ＰＷＭ生成部１４、１５、駆動回路１６、及びインバータ１７を備えている。なお、相切替時間計測部１２、進角制御部１３、ＰＷＭ生成部１４、１５、駆動回路１６等の制御要素については、専用の論理回路で構成することもできるし、コンピュータとそれが実行するソフトウェアとの組み合わせで実現することもできる。 As shown in FIG. 1, the motor control device 10 includes a Hall element 11, a phase switching time measuring unit 12, an advance angle control unit 13, PWM generation units 14, 15, a drive circuit 16, and an inverter 17. The control elements such as the phase switching time measurement unit 12, the advance angle control unit 13, the PWM generation units 14, 15, and the drive circuit 16 can be configured by a dedicated logic circuit, or can be executed by a computer. It can also be realized in combination with software.

ホール素子１１は、モータ１８の固定子側の所定位置に固定され、回転子が相切替に関連する所定の基準位置に存在することを検知できる。ホール素子１１は、その検知結果を表す信号ＳＧ１を出力する。 The Hall element 11 is fixed at a predetermined position on the stator side of the motor 18, and can detect that the rotor is present at a predetermined reference position related to phase switching. The Hall element 11 outputs a signal SG1 representing the detection result.

相切替時間計測部１２は、ホール素子１１が出力する信号ＳＧ１に基づいて、相切替の時間を計測する機能を有している。 The phase switching time measuring unit 12 has a function of measuring the phase switching time based on the signal SG1 output by the Hall element 11.

進角制御部１３は、相切替時間計測部１２が出力する信号ＳＧ２に基づいて、より適切な早いタイミング（手前側の電気角）で相切替を実施するための信号ＳＧ３を生成する。すなわち、モータ１８内部のコイルのインダクタンスの影響により、実際に流れる電流は、印加した電圧に対して遅れて変化する。そこで、相切替基準位置のタイミングを表す信号ＳＧ２よりも早いタイミングで切り替わる信号ＳＧ３でモータ１８の印加電圧を切り替えることにより、相切替が必要なタイミングで電流を素早く切り替える進角制御が可能になる。 The advance angle control unit 13 generates a signal SG3 for performing phase switching at a more appropriate earlier timing (electrical angle on the front side) based on the signal SG2 output by the phase switching time measuring unit 12. That is, due to the influence of the inductance of the coil inside the motor 18, the current actually flowing changes with a delay with respect to the applied voltage. Therefore, by switching the applied voltage of the motor 18 with the signal SG3 that switches at a timing earlier than the signal SG2 that represents the timing of the phase switching reference position, advance angle control that quickly switches the current at the timing that requires phase switching becomes possible.

モータ制御装置１０は、互いに独立した２系統のＰＷＭ生成部１４、１５を有している。一方のＰＷＭ生成部１４は、信号ＳＧ３のタイミングに基づいて、モータ１８の相切替後の通電制御で使用するＰＷＭ信号を信号ＳＧ４として生成する。他方のＰＷＭ生成部１５は、信号ＳＧ３のタイミングに基づいて、モータ１８の相切替前の通電制御で使用するＰＷＭ信号を信号ＳＧ５として生成する。 The motor control device 10 has two systems of PWM generation units 14 and 15 that are independent of each other. On the other hand, the PWM generation unit 14 generates a PWM signal as a signal SG4 to be used in the energization control after the phase switching of the motor 18 based on the timing of the signal SG3. The other PWM generation unit 15 generates a PWM signal as a signal SG5 to be used in the energization control before the phase switching of the motor 18 based on the timing of the signal SG3.

駆動回路１６は、ＰＷＭ生成部１４、１５の出力から与えられる２系統の信号ＳＧ４、ＳＧ５に基づいて、インバータ１７を駆動するために必要な４系統の信号をそれぞれ生成する。 The drive circuit 16 generates four systems of signals necessary for driving the inverter 17 based on the two systems of signals SG4 and SG5 given from the outputs of the PWM generation units 14 and 15, respectively.

インバータ１７は、モータ１８内部の単相のコイルの通電のオンオフ及び通電方向を制御するためのドライバ回路であり、独立した４つのトランジスタ１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、及び１７ｄを備えている。２つのトランジスタ１７ａ、１７ｃの直列回路が電源ライン２１とアースライン２２との間に接続されており、トランジスタ１７ａ、１７ｃの接続点が、出力ライン２３を介してモータ１８のコイルの一端と接続されている。また、トランジスタ１７ｂ、１７ｄの直列回路が電源ライン２１とアースライン２２との間に接続してあり、トランジスタ１７ｂ、１７ｄの接続点が、出力ライン２４を介してモータ１８のコイルの他端と接続されている。 The inverter 17 is a driver circuit for controlling the on / off and the direction of energization of the single-phase coil inside the motor 18, and includes four independent transistors 17a, 17b, 17c, and 17d. A series circuit of the two transistors 17a and 17c is connected between the power supply line 21 and the ground line 22, and the connection point of the transistors 17a and 17c is connected to one end of the coil of the motor 18 via the output line 23. ing. Further, a series circuit of the transistors 17b and 17d is connected between the power supply line 21 and the ground line 22, and the connection point of the transistors 17b and 17d is connected to the other end of the coil of the motor 18 via the output line 24. Has been done.

したがって、トランジスタ１７ａ、及び１７ｄがオン、トランジスタ１７ｂ、及び１７ｃがオフの状態で、モータ１８のコイルに順方向に電流を流すことができる。つまり、電源ライン２１から、トランジスタ１７ａ、出力ライン２３、モータ１８内のコイル、出力ライン２４、トランジスタ１７ｄ、アースライン２２の経路で電流が流れる。 Therefore, a current can be passed in the forward direction to the coil of the motor 18 with the transistors 17a and 17d on and the transistors 17b and 17c off. That is, a current flows from the power supply line 21 through the paths of the transistor 17a, the output line 23, the coil in the motor 18, the output line 24, the transistor 17d, and the ground line 22.

また、トランジスタ１７ｂ、及び１７ｃがオン、トランジスタ１７ａ、及び１７ｄがオフの状態で、モータ１８のコイルに逆方向に電流を流すことができる。つまり、電源ライン２１から、トランジスタ１７ｂ、出力ライン２４、モータ１８内のコイル、出力ライン２３、トランジスタ１７ｃ、アースライン２２の経路で電流が流れる。 Further, in a state where the transistors 17b and 17c are on and the transistors 17a and 17d are off, a current can be passed through the coil of the motor 18 in the opposite direction. That is, a current flows from the power supply line 21 through the paths of the transistor 17b, the output line 24, the coil in the motor 18, the output line 23, the transistor 17c, and the ground line 22.

上記２種類の状態を回転位置に応じて適切なタイミングで周期的に切り替えることにより、つまり単相のコイルに流れる電流の相切替により、モータ１８の回転子を連続的に回転駆動することができる。 The rotor of the motor 18 can be continuously rotationally driven by periodically switching between the above two types of states at appropriate timings according to the rotation position, that is, by switching the phase of the current flowing through the single-phase coil. ..

駆動回路１６は、モータ１８の駆動時に発生する機械振動を減らすために、モータ１８に加わるトルク脈動を低減するように、信号ＳＧ４、ＳＧ５を利用してインバータ１７に与える信号を最適化する。具体的な制御の内容については後述する。 The drive circuit 16 optimizes the signal given to the inverter 17 by using the signals SG4 and SG5 so as to reduce the torque pulsation applied to the motor 18 in order to reduce the mechanical vibration generated when the motor 18 is driven. The specific content of control will be described later.

＜動作例：タイムチャート＞
図２は、図１のモータ制御装置１０の動作例を示すタイムチャートである。図２中の横軸は、時間及び電気角の変化を表している。 <Operation example: Time chart>
FIG. 2 is a time chart showing an operation example of the motor control device 10 of FIG. The horizontal axis in FIG. 2 represents changes in time and electric angle.

図２に示した各信号ＳＧ１、ＳＧ２、ＳＧ３、ＳＧ４、及びＳＧ５は、それぞれ図１に示したホール素子１１、相切替時間計測部１２、進角制御部１３、ＰＷＭ生成部１４、及び１５から出力される。また、出力信号ＳＧ７Ａは、モータ１８のコイルに順方向に電流を流す時の電圧波形を表し、出力信号ＳＧ７Ｂは、モータ１８のコイルに逆方向に電流を流す時の電圧波形を表す。 The signals SG1, SG2, SG3, SG4, and SG5 shown in FIG. 2 are from the Hall element 11, the phase switching time measuring unit 12, the advance angle control unit 13, the PWM generation unit 14, and 15, respectively, shown in FIG. It is output. Further, the output signal SG7A represents a voltage waveform when a current is passed through the coil of the motor 18 in the forward direction, and the output signal SG7B represents a voltage waveform when a current is passed through the coil of the motor 18 in the reverse direction.

図２に示すように、モータ１８の回転子の回転位置が予め定めた各相切替位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、・・・になるときに、ホール素子１１の検出状態が切り替わり信号ＳＧ１が変化する。 As shown in FIG. 2, when the rotation position of the rotor of the motor 18 becomes the predetermined phase switching positions P1, P2, P3, ..., The detection state of the Hall element 11 is switched and the signal SG1 changes. ..

相切替時間計測部１２は、各相切替位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、・・・で二値状態が交互に切り替わる信号ＳＧ２を生成する。 The phase switching time measuring unit 12 generates a signal SG2 in which the binary state is alternately switched at each phase switching position P1, P2, P3, ....

進角制御部１３により生成される信号ＳＧ３は、相切替時間計測部１２が出力する信号ＳＧ２に対して位相を手前側に少しずらした状態で現れる。つまり、モータ１８のコイルに流れる電流の波形がインダクタンスの影響で電圧に対して遅延する分だけ、各相切替位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、・・・に対して位相が手前にずれた位置で、信号ＳＧ３の状態が切り替わる。 The signal SG3 generated by the advance angle control unit 13 appears in a state where the phase is slightly shifted to the front side with respect to the signal SG2 output by the phase switching time measuring unit 12. That is, the waveform of the current flowing through the coil of the motor 18 is delayed with respect to the voltage due to the influence of the inductance, and the phase is shifted to the front with respect to each phase switching position P1, P2, P3, ... The state of the signal SG3 is switched.

ＰＷＭ生成部１４により生成される信号ＳＧ４は、図２に示すように、相切替後の各区間ＲＡにおいて、オンデューティが可変のＰＷＭ信号が現れる。区間ＲＡは、通電開始後の一定期間の間、電流のピーク値を抑えるために設けられるＰＷＭ制御区間である。すなわち、ＰＷＭ信号のオンデューティを調整し、電流のピーク値を抑えるように制御する。相切替時点から電流波形の立ち上がり所要時間が経過すると区間ＲＡは終了する。 As shown in FIG. 2, in the signal SG4 generated by the PWM generation unit 14, a PWM signal having a variable on-duty appears in each section RA after phase switching. The section RA is a PWM control section provided for suppressing the peak value of the current for a certain period after the start of energization. That is, the on-duty of the PWM signal is adjusted and controlled so as to suppress the peak value of the current. The section RA ends when the required time for the rise of the current waveform elapses from the time of phase switching.

一方、ＰＷＭ生成部１５が生成する信号ＳＧ５については、図２に示すように、相切替前の各区間ＲＢにおいて、オンデューティが可変のＰＷＭ信号が現れる。区間ＲＢは、通電終了時の電流波形の立ち下がり速度を緩やかにするためにソフトスイッチング制御される区間である。すなわち、ＰＷＭ信号によりモータ１８への印加電圧のオンオフを繰り返し、電流波形の立ち下がりが緩やかになるよう制御する。区間ＲＢの長さは、相切替時の電流により発生するコイルの振動が大きい場合には電流波形の立ち下がりがより緩やかになるように長めに設定される。 On the other hand, with respect to the signal SG5 generated by the PWM generation unit 15, as shown in FIG. 2, a PWM signal having a variable on-duty appears in each section RB before the phase switching. The section RB is a section controlled by soft switching in order to slow down the falling speed of the current waveform at the end of energization. That is, the voltage applied to the motor 18 is repeatedly turned on and off by the PWM signal, and the falling of the current waveform is controlled to be gentle. The length of the section RB is set long so that the fall of the current waveform becomes gentler when the vibration of the coil generated by the current at the time of phase switching is large.

なお、本発明の制御を実施する際には、電流波形の立ち下がり制御のための区間ＲＢのソフトスイッチング制御は必ずしも必要ではなく、通電開始後の電流波形の立ち上がり時の一定期間の区間ＲＡが重要である。また、図２では区間ＲＡと、区間ＲＢとの両方で波形制御を行う場合には、区間ＲＢの長さが区間ＲＡの長さよりも短くなるように設定されているが、この例に限らず、電流波形の立ち下がりと立ち上がりとが非対称に制御されるように設定すればよい。 When carrying out the control of the present invention, the soft switching control of the section RB for controlling the falling edge of the current waveform is not always necessary, and the section RA for a certain period at the rising edge of the current waveform after the start of energization is set. is important. Further, in FIG. 2, when waveform control is performed in both the section RA and the section RB, the length of the section RB is set to be shorter than the length of the section RA, but the present invention is not limited to this example. , The falling and rising edges of the current waveform may be set to be controlled asymmetrically.

一方、図２に示した各出力信号ＳＧ７Ａ、ＳＧ７Ｂにおいて、各区間ＲＡ２のＰＷＭ信号は、信号ＳＧ４の区間ＲＡと同じオンデューティとなっている。更に、各出力信号ＳＧ７Ａ、ＳＧ７Ｂにおいて、各区間ＲＢ２は、信号ＳＧ５の区間ＲＢと同じオンデューティとなっている。 On the other hand, in each of the output signals SG7A and SG7B shown in FIG. 2, the PWM signal of each section RA2 has the same on-duty as the section RA of the signal SG4. Further, in each of the output signals SG7A and SG7B, each section RB2 has the same on-duty as the section RB of the signal SG5.

また、出力信号ＳＧ７Ａによりモータ１８のコイルに順方向の電流を流す状態と、出力信号ＳＧ７Ｂにより逆方向に電流を流す状態とが切り替わる相切替のタイミングにおいて、急峻な電流変化による振動があまり問題とならない場合には区間ＲＢでのソフトスイッチング制御は不要である。一方、問題となる場合には出力信号ＳＧ７Ａ、ＳＧ７Ｂを連続的に変化させ、緩やかな電流変化を発生させるとよい。 Further, at the timing of phase switching in which the state in which the current is passed in the forward direction to the coil of the motor 18 by the output signal SG7A and the state in which the current is passed in the reverse direction by the output signal SG7B are switched, vibration due to a sudden current change is not a problem. If this is not the case, soft switching control in the section RB is not necessary. On the other hand, when it becomes a problem, it is preferable to continuously change the output signals SG7A and SG7B to generate a gradual change in current.

＜一般的な単相直流モータの動作例＞
一般的な単相直流モータにおける動作例を図３～図５にそれぞれ示す。
＜動作例－１＞
図３に示したモータ１８は、円環状の回転子１８ａが外側に配置され、その内側に固定子１８ｂが配置されている。回転子１８ａは、円周方向にＮ極とＳ極とが交互に形成された複数の永久磁石を形成している。固定子１８ｂは、複数の固定子コア１８ｃとそれに巻回された複数のコイル１８ｄとを有している。各コイル１８ｄが通電されることにより、固定子１８ｂ上に電磁石が形成される。また、回転子１８ａの回転位置を検知するためにその近傍にホール素子１１が設置されている。 <Operation example of a general single-phase DC motor>
Examples of operations in a general single-phase DC motor are shown in FIGS. 3 to 5, respectively.
<Operation example-1>
In the motor 18 shown in FIG. 3, an annular rotor 18a is arranged on the outside, and a stator 18b is arranged on the inside thereof. The rotor 18a forms a plurality of permanent magnets in which N poles and S poles are alternately formed in the circumferential direction. The stator 18b has a plurality of stator cores 18c and a plurality of coils 18d wound around the stator core 18c. When each coil 18d is energized, an electromagnet is formed on the stator 18b. Further, a Hall element 11 is installed in the vicinity thereof in order to detect the rotation position of the rotor 18a.

各コイル１８ｄの通電により、図３中のモータ１８の状態で各電磁石のＮ極、Ｓ極を形成すると、回転子１８ａは図３中で反時計回りに回転し、モータ１８Ｂの状態に遷移し、更に、回転子１８ａが反時計回りに回転してモータ１８Ｃの状態になる。 When the north pole and the south pole of each electromagnet are formed in the state of the motor 18 in FIG. 3 by energizing each coil 18d, the rotor 18a rotates counterclockwise in FIG. 3 and transitions to the state of the motor 18B. Further, the rotor 18a rotates counterclockwise to enter the state of the motor 18C.

図３中でモータ１８Ｃの状態から更に反時計回りに回転してモータ１８Ｄの状態に遷移すると、ホール素子１１が磁極の切り替わりを検知するため、相切替のタイミングになり、各コイル１８ｄの通電が一時的に停止する。これにより、各電磁石の磁極も一時的に消滅する。この後で、モータ１８の状態と逆方向に各コイル１８ｄに通電すると、回転子１８ａが更に反時計回りに回転してモータ１８Ｅの状態に遷移する。 In FIG. 3, when the motor 18C is further rotated counterclockwise to transition to the motor 18D state, the Hall element 11 detects the switching of the magnetic poles, so that the phase switching timing is reached and the energization of each coil 18d is energized. Temporarily stop. As a result, the magnetic poles of each electromagnet are also temporarily extinguished. After that, when each coil 18d is energized in the direction opposite to the state of the motor 18, the rotor 18a further rotates counterclockwise to transition to the state of the motor 18E.

上記のようなコイル１８ｄの通電制御を、図１に示したモータ制御装置１０が実施することにより、回転子１８ａを連続的に回転駆動することができる。 By performing the energization control of the coil 18d as described above by the motor control device 10 shown in FIG. 1, the rotor 18a can be continuously rotationally driven.

＜動作例－２＞
図４に示したモータ５０の構成においては、固定子コア５０ｃの断面形状が円周方向に対して対称になっている。 <Operation example-2>
In the configuration of the motor 50 shown in FIG. 4, the cross-sectional shape of the stator core 50c is symmetrical with respect to the circumferential direction.

図４において、中央のモータ５０の状態では、回転子５０ａが相切替位置に停止し、永久磁石のＮ極／Ｓ極の境界位置にホール素子１１が対向している。このモータ５０の状態で、固定子５０ｂのコイルに通電すると、回転子５０ａが反時計回りに回転してモータ５０Ａの状態になる場合と、時計回りに回転してモータ５０Ｂの状態になる場合との両方の可能性がある。 In FIG. 4, in the state of the central motor 50, the rotor 50a stops at the phase switching position, and the Hall element 11 faces the boundary position between the N pole and the S pole of the permanent magnet. When the coil of the stator 50b is energized in the state of the motor 50, the rotor 50a rotates counterclockwise to the state of the motor 50A, and the rotor 50a rotates clockwise to the state of the motor 50B. There are both possibilities.

実際には、中央のモータ５０の状態で停止している位置のオフセットしだいで、モータ５０の回転方向が決まり、モータ５０Ａの状態、又はモータ５０Ｂの状態に遷移する。したがって、図４のモータ５０の場合は、目的の方向と逆の方向にモータ５０が回転してしまう可能性がある。 Actually, the rotation direction of the motor 50 is determined by the offset of the position where the motor 50 is stopped in the state of the central motor 50, and the state of the motor 50A or the state of the motor 50B is changed. Therefore, in the case of the motor 50 of FIG. 4, the motor 50 may rotate in the direction opposite to the target direction.

＜動作例－３＞
図５に示したモータ１８は、固定子コア１８ｃと回転子１８ａとの距離が近い部分と遠い部分ができている。回転子１８ａは磁極の中央が最も強く磁化されており、その部分が固定子コア１８ｃと回転子１８ａとの距離が最も短くなるところに引き寄せられる。そのため、図５のモータ１８Ｆのように、回転子１８ａの永久磁石のＮ極／Ｓ極の境界位置にホール素子１１が対向し停止している状態において、コイル１８ｄが無通電であっても反時計回り方向の回転トルク（コギングトルク）が発生する。 <Operation example-3>
The motor 18 shown in FIG. 5 has a portion where the distance between the stator core 18c and the rotor 18a is short and a portion where the distance is long. The rotor 18a is most strongly magnetized at the center of the magnetic pole, and the portion is attracted to the place where the distance between the stator core 18c and the rotor 18a is the shortest. Therefore, as in the motor 18F of FIG. 5, in a state where the Hall element 11 faces and stops at the boundary position between the N pole and the S pole of the permanent magnet of the rotor 18a, even if the coil 18d is de-energized, it is counterproductive. Rotational torque (cogging torque) is generated in the clockwise direction.

したがって、図５に示した停止状態のモータ１８Ｆを通電して駆動する場合には、図４に示したモータ５０の場合とは異なり、反時計回りの方向へ確実に回転してモータ１８Ｇの状態に遷移することになる。 Therefore, when the motor 18F in the stopped state shown in FIG. 5 is energized and driven, unlike the case of the motor 50 shown in FIG. 4, the motor 18G is reliably rotated in the counterclockwise direction. Will transition to.

図１に示したモータ制御装置１０においても、モータ１８の回転方向が確実に決まるように、図５の例と同様に形状が非対称の固定子コア１８ｃを有するモータ１８を駆動する場合を想定している。 In the motor control device 10 shown in FIG. 1, it is assumed that the motor 18 having the stator core 18c having an asymmetrical shape is driven as in the example of FIG. 5 so that the rotation direction of the motor 18 is surely determined. ing.

＜実施形態のモータ制御装置の動作特性＞
図６（ａ）及び図６（ｂ）は、図１のモータ制御装置における動作特性を表すグラフであり、図６（ａ）は位置とコイルにかかる平均電圧の対応関係を示し、図６（ｂ）は位置とトルク及び電流の対応関係を示す。 <Operating characteristics of the motor control device of the embodiment>
6 (a) and 6 (b) are graphs showing the operating characteristics of the motor control device of FIG. 1, and FIG. 6 (a) shows the correspondence between the position and the average voltage applied to the coil, and is shown in FIG. 6 (a). b) shows the correspondence between the position and the torque and the current.

図６（ａ）及び図６（ｂ）において、横軸は回転子１８ａの位置を表す電気角［°］を表す。図６（ａ）の縦軸はコイルにかかる平均電圧ＶＯ［Ｖ］、図６（ｂ）の縦軸はトルク［Ｎ・ｍ］及び電流［Ａ］をそれぞれ表す。 In FIGS. 6 (a) and 6 (b), the horizontal axis represents the electric angle [°] representing the position of the rotor 18a. The vertical axis of FIG. 6A represents the average voltage VO [V] applied to the coil, and the vertical axis of FIG. 6B represents the torque [Nm] and the current [A].

図６（ａ）に示すように、回転子１８ａの回転位置の変化に伴って、電磁誘導による誘起電圧Ｖｘが発生する。また、図６（ａ）及び図６（ｂ）中の横軸０°、１８０°、３６０°の位置は、図２中の相切替位置Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、・・・に相当する。つまり、モータ１８を回転駆動する場合には回転子１８ａのＮ極／Ｓ極の境界にホール素子１１が対向している状態で、コイル１８ｄの通電方向を切り替えるための相切替を実施する必要がある。 As shown in FIG. 6A, an induced voltage Vx due to electromagnetic induction is generated as the rotation position of the rotor 18a changes. Further, the positions of the horizontal axes 0 °, 180 °, 360 ° in FIGS. 6A and 6B correspond to the phase switching positions P1, P2, P3, ... In FIG. That is, when the motor 18 is rotationally driven, it is necessary to perform phase switching for switching the energization direction of the coil 18d while the Hall element 11 faces the boundary between the N pole and the S pole of the rotor 18a. be.

但し、コイル１８ｄのインダクタンスの影響で、印加電圧に対して電流の変化が遅れるので、モータ制御装置１０の進角制御部１３は進角制御（Ｃ１）を実施する。つまり、駆動回路１６及びインバータ１７が各相切替位置よりも少し手前の位置にある進角制御位置ＰＡ１、ＰＢ１で印加電圧を順方向（＋）から逆方向（－）に切り替えて、各相切替位置で電流の方向が切り替わるように制御する。各位置ＰＡ、ＰＢと進角制御位置ＰＡ１、ＰＢ１との位相差は、ＰＷＭ生成部１４により決定される。 However, since the change in the current is delayed with respect to the applied voltage due to the influence of the inductance of the coil 18d, the advance angle control unit 13 of the motor control device 10 performs the advance angle control (C1). That is, the drive circuit 16 and the inverter 17 switch the applied voltage from the forward direction (+) to the reverse direction (-) at the advance angle control positions PA1 and PB1 slightly before each phase switching position to switch each phase. It is controlled so that the direction of the current is switched at the position. The phase difference between the position PAs and PBs and the lead angle control positions PA1 and PB1 is determined by the PWM generation unit 14.

また、モータ制御装置１０のＰＷＭ生成部１４、１５、及び駆動回路１６は、各進角制御位置ＰＡ１、ＰＢ１で切替前の電流が急峻に減るような制御Ｃ２を行う。具体的にはＰＷＭ信号のデューティを一時的に最大（１００％）に定める。 Further, the PWM generation units 14 and 15 of the motor control device 10 and the drive circuit 16 perform control C2 so that the current before switching sharply decreases at each advance angle control positions PA1 and PB1. Specifically, the duty of the PWM signal is temporarily set to the maximum (100%).

例えば、モータ１８のコイル１８ｄに印加される平均電圧ＶＯは、図６（ａ）中の進角制御位置ＰＡ１でプラス２４［Ｖ］（順方向電圧）からマイナス２４［Ｖ］（逆方向電圧）に切り替わり、進角制御位置ＰＢ１ではマイナス２４［Ｖ］からプラス２４［Ｖ］に切り替わる。 For example, the average voltage VO applied to the coil 18d of the motor 18 is from plus 24 [V] (forward voltage) to minus 24 [V] (reverse voltage) at the advance control position PA1 in FIG. 6A. At the advance control position PB1, it switches from minus 24 [V] to plus 24 [V].

相切替の直前にはコイル１８ｄが大きなエネルギーを蓄積しているので、インバータ１７が電圧の印加を停止しても電流の大きさはゆっくりと低下する。しかし、制御Ｃ２により相切替時にＰＷＭ信号のデューティを一時的に最大にすることで、逆方向の大きなエネルギーを与えることになり、コイル１８ｄが蓄積したエネルギーを素早く放出することができ、コイル１８ｄに流れる電流が急峻に低下するように制御できる。 Immediately before the phase switching, the coil 18d stores a large amount of energy, so that the magnitude of the current slowly decreases even if the inverter 17 stops applying the voltage. However, by temporarily maximizing the duty of the PWM signal at the time of phase switching by the control C2, a large amount of energy in the opposite direction is given, and the energy stored in the coil 18d can be quickly released to the coil 18d. It can be controlled so that the flowing current drops sharply.

各位置ＰＡ、ＰＢのタイミングでは、総トルクが過大となることを防ぐために、ここから制御Ｃ３を開始して通電の立ち上がり制御を行う。すなわち、図２に示した信号ＳＧ４の区間ＲＡに相当するＰＷＭ信号を用いて電流のピーク値を抑える制御を行う。この区間ＲＡにおけるＰＷＭ信号のデューティは、総トルクの脈動を減少させる値に調整される。これにより、例えば図６（ａ）のように平均電圧ＶＯが１０［Ｖ］程度まで下がる。 At the timing of each position PA and PB, in order to prevent the total torque from becoming excessive, the control C3 is started from here to control the rise of energization. That is, control is performed to suppress the peak value of the current by using the PWM signal corresponding to the section RA of the signal SG4 shown in FIG. The duty of the PWM signal in this section RA is adjusted to a value that reduces the pulsation of the total torque. As a result, for example, as shown in FIG. 6A, the average voltage VO drops to about 10 [V].

区間ＲＡが終了し、電流波形の立ち上がりが完了した後は、制御Ｃ４を実行する。制御Ｃ４では、モータ１８の駆動トルクが低下するのを防ぐために、ＰＷＭ信号のデューティを例えば最大値に定めてこの状態を維持する。 After the section RA ends and the rise of the current waveform is completed, the control C4 is executed. In the control C4, in order to prevent the drive torque of the motor 18 from decreasing, the duty of the PWM signal is set to, for example, the maximum value and this state is maintained.

なお、図６（ａ）に示した例では、制御Ｃ４においてＰＷＭ信号のデューティを最大値に維持しているので、相切替前の電流波形の立ち下がり、すなわち区間ＲＢではソフトスイッチングを行っていない。 In the example shown in FIG. 6A, since the duty of the PWM signal is maintained at the maximum value in the control C4, the current waveform before the phase switching falls, that is, the soft switching is not performed in the section RB. ..

駆動回路１６は、区間ＲＢで、ＰＷＭ生成部１５が出力するＰＷＭ信号ＳＧ５を用いてソフトスイッチングを行ってもよい。例えば、相切り替え時の電流が急峻すぎるためにコイルで発生する振動が大きい場合は、ソフトスイッチングを行う方がよい。この場合でも、コイル１８ｄに流れる電流の波形は、立ち下がりと立ち上がりとが非対称になるよう制御される。 The drive circuit 16 may perform soft switching in the section RB using the PWM signal SG5 output by the PWM generation unit 15. For example, when the vibration generated in the coil is large because the current at the time of phase switching is too steep, it is better to perform soft switching. Even in this case, the waveform of the current flowing through the coil 18d is controlled so that the falling edge and the rising edge are asymmetrical.

一方、図６（ｂ）中に示した出力電流Ｉｏｕｔは、回転子１８ａの各位置におけるモータ１８のコイル１８ｄに流れる電流を示している。また、回転に伴ってモータ１８に発生するコギングトルクＴｃと、出力電流Ｉｏｕｔに応じて発生するマグネットトルクとの和が総トルクＴｔとして図６（ｂ）中に示されている。 On the other hand, the output current Iout shown in FIG. 6B indicates the current flowing through the coil 18d of the motor 18 at each position of the rotor 18a. Further, the sum of the cogging torque Tc generated in the motor 18 with rotation and the magnet torque generated in response to the output current Iout is shown in FIG. 6 (b) as the total torque Tt.

つまり、図６（ａ）に示した例のようにモータ制御装置１０が平均電圧ＶＯを非対称に制御した場合に、図６（ｂ）のように総トルクＴｔが変化する。ここで、総トルクＴｔの脈動を小さくすることで、駆動時にモータ１８が発生する機械振動や騒音を低減できると考えられる。 That is, when the motor control device 10 asymmetrically controls the average voltage VO as in the example shown in FIG. 6A, the total torque Tt changes as shown in FIG. 6B. Here, it is considered that the mechanical vibration and noise generated by the motor 18 during driving can be reduced by reducing the pulsation of the total torque Tt.

図６（ｂ）に示すように、コギングトルクＴｃは回転子１８ａの回転に伴って正弦波状に変動する。また、図６（ａ）に示した制御Ｃ１、Ｃ２により、図６（ｂ）中の出力電流Ｉｏｕｔは、位置ＰＡの手前の進角制御位置ＰＡ１から急峻に低下して、位置ＰＡで方向（極性）が切り替わる。また、位置ＰＡで出力電流Ｉｏｕｔの方向が切り替わった後は、制御Ｃ３で電流のピーク値を抑える制御を行い、総トルクＴｔが過大となることを抑制する。また、位置ＰＡ２になるとオンデューティを可変するＰＷＭ制御を終了して制御Ｃ４に移行するので、出力電流Ｉｏｕｔは進角制御位置ＰＢ１まで比較的に緩やかに増大し、コギングトルクの減少を補うようにマグネットトルクを強める。 As shown in FIG. 6B, the cogging torque Tc fluctuates in a sinusoidal shape with the rotation of the rotor 18a. Further, due to the controls C1 and C2 shown in FIG. 6A, the output current Iout in FIG. 6B is steeply lowered from the advance angle control position PA1 in front of the position PA, and the direction (direction () at the position PA. Polarity) switches. Further, after the direction of the output current Iout is switched at the position PA, the control C3 controls to suppress the peak value of the current to suppress the total torque Tt from becoming excessive. Further, when the position PA2 is reached, the PWM control that changes the on-duty is terminated and the control C4 is shifted. Therefore, the output current Iout increases relatively slowly up to the advance control position PB1 to compensate for the decrease in the cogging torque. Increase the magnet torque.

出力電流Ｉｏｕｔの波形を上記のように制御することにより、モータ１８が回転する際に発生する総トルクＴｔは、図６（ｂ）に示すように脈動幅が小さい波形に制御される。 By controlling the waveform of the output current Iout as described above, the total torque Tt generated when the motor 18 rotates is controlled to a waveform having a small pulsation width as shown in FIG. 6B.

＜実施形態と従来とのトルク変化の対比＞
図７は、図１のモータ制御装置１０におけるトルクＴｔの変化と、従来の制御におけるトルク変化とを対比して表すグラフである。図７において、横軸は回転位置の電気角［°］を表し、縦軸はトルク［ｍＮ・ｍ］を表す。 <Comparison of torque change between the embodiment and the conventional one>
FIG. 7 is a graph showing a change in torque Tt in the motor control device 10 of FIG. 1 in comparison with a change in torque in conventional control. In FIG. 7, the horizontal axis represents the electric angle [°] of the rotation position, and the vertical axis represents the torque [mN · m].

図７において、「従来の制御」は、例えば特許文献１で示されている制御のように、相切替の前後でソフトスイッチングを適用した制御に相当する。 In FIG. 7, the “conventional control” corresponds to a control in which soft switching is applied before and after phase switching, for example, as in the control shown in Patent Document 1.

図７に示すように、従来トルクは変動幅が０．７［ｍＮ・ｍ］程度であるのに対し、実施形態のモータ制御装置１０における総トルクＴｔの変動幅は０．３５［ｍＮ・ｍ］程度まで低減されている。 As shown in FIG. 7, the fluctuation range of the conventional torque is about 0.7 [mN · m], whereas the fluctuation range of the total torque Tt in the motor control device 10 of the embodiment is 0.35 [mN · m]. ] Has been reduced to a degree.

＜モータの振動特性の対比＞
図１のモータ制御装置１０の制御、及び従来の制御における振動特性を図８（ａ）及び図８（ｂ）にそれぞれ示す。図８（ａ）及び図８（ｂ）は、トルクの計測に替えて３軸方向の振動をそれぞれ計測した結果を表している。 <Comparison of motor vibration characteristics>
The vibration characteristics of the control of the motor control device 10 of FIG. 1 and the conventional control are shown in FIGS. 8 (a) and 8 (b), respectively. 8 (a) and 8 (b) show the results of measuring vibrations in the three axial directions instead of measuring torque.

図８（ｂ）の内容に相当する「従来の制御」は、例えば特許文献２の図４に示されている制御のように、相切替の前後でソフトスイッチングを適用した場合に相当する。 The "conventional control" corresponding to the content of FIG. 8B corresponds to a case where soft switching is applied before and after phase switching, for example, as in the control shown in FIG. 4 of Patent Document 2.

実用的には、相切替のタイミングの０［°］から２５［°］程度までの範囲、つまり図８（ｂ）中の領域ＡＲの区間の振動を低減することが重要であるが、図８（ａ）中の３軸の振動パワーは、図８（ｂ）中の領域ＡＲの区間と比べて大幅に低減されていることが分かる。 Practically, it is important to reduce the vibration of the phase switching timing in the range of about 0 [°] to 25 [°], that is, the section of the region AR in FIG. 8 (b). It can be seen that the vibration power of the three axes in (a) is significantly reduced as compared with the section of the region AR in FIG. 8 (b).

＜実施形態のモータ制御装置の利点＞
図１に示したモータ制御装置１０においては、図６（ａ）に示すように各相切替位置の手前の進角制御位置ＰＡ１、ＰＢ１から位置ＰＡ、ＰＢまでの範囲で制御Ｃ１、Ｃ２を行うので、図６（ｂ）のように出力電流Ｉｏｕｔを急峻に低下させて、相切替前の総トルクＴｔが過少になることを抑制することができる。また、図６（ａ）に示すように各位置ＰＡ、ＰＢの後で制御Ｃ３を行い、ＰＷＭ信号のデューティを調整して電流のピーク値を抑え、相切替後の総トルクＴｔが過大になることを抑制することができる。更に、位置ＰＡ２の後で、図６（ａ）のように制御Ｃ４を行い、ＰＷＭ信号のデューティを最大化するので、総トルクＴｔの低下を防止できる。 <Advantages of the motor control device of the embodiment>
In the motor control device 10 shown in FIG. 1, as shown in FIG. 6A, control C1 and C2 are performed in the range from the advance angle control positions PA1 and PB1 to the positions PA and PB before each phase switching position. Therefore, as shown in FIG. 6B, the output current Iout can be sharply reduced to prevent the total torque Tt before phase switching from becoming too small. Further, as shown in FIG. 6A, control C3 is performed after each position PA and PB, the duty of the PWM signal is adjusted to suppress the peak value of the current, and the total torque Tt after phase switching becomes excessive. It can be suppressed. Further, after the position PA2, the control C4 is performed as shown in FIG. 6A to maximize the duty of the PWM signal, so that the decrease in the total torque Tt can be prevented.

つまり、図６（ｂ）に示すコギングトルクＴｃの変動を考慮した場合の総トルクＴｔにおける脈動幅が小さくなるように、出力電流Ｉｏｕｔの波形を適切に制御することができる。いずれにしても、図６（ａ）のように、相切替の前後のタイミングにおいて出力電流Ｉｏｕｔとコイルにかかる平均電圧の波形の立ち下がりと立ち上がりとが非対称になるように制御することか不可欠である。つまり、図６（ａ）の制御Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、及びＣ４により、モータ１８の駆動時に発生する振動及び騒音を低減できる。 That is, the waveform of the output current Iout can be appropriately controlled so that the pulsation width in the total torque Tt when the fluctuation of the cogging torque Tc shown in FIG. 6B is taken into consideration becomes small. In any case, as shown in FIG. 6A, it is indispensable to control so that the falling edge and the rising edge of the waveform of the output current Iout and the average voltage applied to the coil are asymmetrical at the timing before and after the phase switching. be. That is, the controls C1, C2, C3, and C4 of FIG. 6A can reduce the vibration and noise generated when the motor 18 is driven.

以上のように、本発明の実施形態に係るブラシレスモータ制御方法およびブラシレスモータ制御装置によれば、リラクタンスコギングトルクに起因するトルク脈動を低減して振動を低減することができる。 As described above, according to the brushless motor control method and the brushless motor control device according to the embodiment of the present invention, it is possible to reduce the torque pulsation caused by the reluctance scogging torque and reduce the vibration.

１０ モータ制御装置
１１ ホール素子
１２ 相切替時間計測部
１３ 進角制御部
１４，１５ ＰＷＭ生成部
１６ 駆動回路
１７ インバータ
１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ トランジスタ
１８，１８Ｂ，１８Ｃ，１８Ｄ，１８Ｅ モータ
１８ａ 回転子
１８ｂ 固定子
１８ｃ 固定子コア
１８ｄ コイル
２１ 電源ライン
２２ アースライン
２３，２４ 出力ライン
５０，５０Ａ，５０Ｂ モータ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４ 制御
Ｉｏｕｔ 出力電流
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３ 相切替位置
ＰＡ，ＰＢ 制御Ｃ３開始位置
ＰＡ１，ＰＢ１ 進角制御位置
ＰＡ２ 制御Ｃ４開始位置
ＳＧ１，ＳＧ２，ＳＧ３，ＳＧ４，ＳＧ５ 信号
ＳＧ７Ａ，ＳＧ７Ｂ 出力信号
Ｔｔ 総トルク
Ｔｃ コギングトルク
ＲＡ，ＲＡ２，ＲＢ，ＲＢ２ ＰＷＭ制御区間
ＶＯ 平均電圧
Ｖｘ 誘起電圧 10 Motor control device 11 Hall element 12 Phase switching time measurement unit 13 Advance angle control unit 14, 15 PWM generator 16 Drive circuit 17 Inverter 17a, 17b, 17c, 17d Transistor 18, 18B, 18C, 18D, 18E Motor 18a Rotor 18b stator 18c stator core 18d coil 21 power supply line 22 ground line 23,24 output line 50, 50A, 50B motor C1, C2, C3, C4 control Iout output current P1, P2, P3 phase switching position PA, PB control C3 Start position PA1, PB1 Advance control position PA2 Control C4 Start position SG1, SG2, SG3, SG4, SG5 Signal SG7A, SG7B Output signal Tt Total torque Tc Cogging torque RA, RA2, RB, RB2 PWM control section VO average voltage Vx induction Voltage

Claims (5)

単相直流ブラシレスモータを駆動する際に、前記単相直流ブラシレスモータのコイルに通電する通電回路を制御するためのブラシレスモータ制御方法であって、
相切替基準位置のタイミングに対して前記コイルの通電の相切替タイミングを早める進角制御手順と、
前記コイルの相切替における通電開始後の一定期間をパルス幅変調により電流のピーク値を抑える立ち上がり制御手順と、
前記コイルの相切替における通電終了時に電流波形の立ち下がりを制御する立ち下がり制御手順と、
を有し、前記立ち上がり制御手順による電流又は電圧の立ち上がり波形と、前記立ち下がり制御手順による電流又は電圧の立ち下がり波形とが非対称に制御される、
ブラシレスモータ制御方法。 A brushless motor control method for controlling an energization circuit that energizes the coil of the single-phase DC brushless motor when driving the single-phase DC brushless motor.
An advance control procedure that advances the phase switching timing of the energization of the coil with respect to the timing of the phase switching reference position, and
A rising control procedure that suppresses the peak value of the current by pulse width modulation for a certain period after the start of energization in the phase switching of the coil, and
A fall control procedure for controlling the fall of the current waveform at the end of energization in the phase switching of the coil, and a fall control procedure.
The rising waveform of the current or voltage according to the rising control procedure and the falling waveform of the current or voltage according to the falling control procedure are asymmetrically controlled.
Brushless motor control method. 前記立ち上がり制御手順は、前記コイルの相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを一時的に最大化し、所定の条件を満たした後でデューティを制限して電流のピーク値を抑えるように制御する、
請求項１に記載のブラシレスモータ制御方法。 In the rise control procedure, the voltage duty is temporarily maximized at a timing near the phase switching of the coil, and after a predetermined condition is satisfied, the duty is limited to suppress the peak value of the current.
The brushless motor control method according to claim 1. 前記立ち上がり制御手順は、相切替時に電流又は電圧の波形の立ち上がりが完了すると、デューティの制限を解除して電流値を増やす、
請求項１又は請求項２に記載のブラシレスモータ制御方法。 In the rise control procedure, when the rise of the current or voltage waveform is completed at the time of phase switching, the duty limit is released and the current value is increased.
The brushless motor control method according to claim 1 or 2. 単相直流ブラシレスモータの駆動を制御するブラシレスモータ制御装置であって、
前記単相直流ブラシレスモータのコイルの通電を制御するドライバ回路と、
前記単相直流ブラシレスモータの相切替基準位置を検知する基準位置検出器と、
前記相切替基準位置のタイミングに対して前記コイルの通電の相切替タイミングを早める進角制御部と、
前記コイルの相切替における通電開始後の一定期間をパルス幅変調により電流のピーク値を抑える立ち上がり制御部と、
前記コイルの相切替における通電終了時に電流波形の立ち下がりを制御する立ち下がり制御部と、
を有し、前記立ち上がり制御部による電流又は電圧の立ち上がり波形と、前記立ち下がり制御部による電流又は電圧の立ち下がり波形とが非対称に制御される、
ブラシレスモータ制御装置。 A brushless motor control device that controls the drive of a single-phase DC brushless motor.
A driver circuit that controls the energization of the coil of the single-phase DC brushless motor, and
A reference position detector that detects the phase switching reference position of the single-phase DC brushless motor, and
An advance angle control unit that accelerates the phase switching timing of energization of the coil with respect to the timing of the phase switching reference position.
A rising control unit that suppresses the peak value of the current by pulse width modulation for a certain period after the start of energization in the phase switching of the coil.
A fall control unit that controls the fall of the current waveform at the end of energization in the phase switching of the coil,
The rising waveform of the current or voltage by the rising control unit and the falling waveform of the current or voltage by the falling control unit are asymmetrically controlled.
Brushless motor control device. 前記立ち上がり制御部は、前記コイルの相切替近傍のタイミングで電圧のデューティを一時的に最大化し、所定の条件を満たした後でデューティを制限して電流のピーク値を抑えるように制御する、
請求項４に記載のブラシレスモータ制御装置。 The rise control unit temporarily maximizes the voltage duty at a timing near the phase switching of the coil, limits the duty after satisfying a predetermined condition, and controls so as to suppress the peak value of the current.
The brushless motor control device according to claim 4.

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