JP2021018657A - シリーズレギュレータ - Google Patents

Abstract

【課題】過電流制限値のばらつきを抑えつつ、広負荷範囲での安定動作、高速負荷応答、及び、低消費電流化を実現する。【解決手段】シリーズレギュレータ１は、電源Ｖｉｎと負荷Ｚとの間に接続された第１トランジスタＭ１を駆動する第１アンプＡＭＰ１と、第１トランジスタＭ１に並列接続された第２トランジスタＭ２を駆動する第２アンプＡＭＰ２と、負荷Ｚに応じて第１アンプＡＭＰ１の動作可否を制御するアンプ制御回路ＣＴＲＬと、第１トランジスタＭ１に流れる第１出力電流Ｉｏｕｔ１を第１過電流設定値Ｉｏｃｐ１以下に制限する第１過電流保護回路ＯＣＰ１と、を有する。なお、第１過電流保護回路ＯＣＰ１は、第２トランジスタＭ２に流れる第２出力電流Ｉｏｕｔ２に応じて第１過電流設定値Ｉｏｃｐ１を可変制御する。【選択図】図５

Description

本明細書中に開示されている発明は、シリーズレギュレータに関する。

従来、入力電圧の入力端と出力電圧の出力端との間に直列接続された出力トランジスタの導通度（オン抵抗）をオペアンプでリニア制御することにより、入力電圧から所望の出力電圧を生成するシリーズレギュレータ（例えばＬＤＯ［low drop out］レギュレータ）が広く一般に利用されている。

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。

特開２００８−０４３０８６号公報

しかしながら、一般的なシリーズレギュレータは、１組のオペアンプと出力トランジスタを用いて負荷範囲の全領域をカバーしていた。そのため、広負荷範囲での安定動作、高速負荷応答、並びに、低消費電流化を実現することが難しかった。

本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者により見出された上記課題に鑑み、広負荷範囲での安定動作、高速負荷応答、及び、低消費電流化を実現することのできるシリーズレギュレータを提供することを目的とする。

本明細書中に開示されているシリーズレギュレータは、電源と負荷との間に接続された第１トランジスタを駆動する第１アンプと、前記第１トランジスタに並列接続された第２トランジスタを駆動する第２アンプと、前記負荷に応じて前記第１アンプの動作可否を制御するアンプ制御回路と、前記第１トランジスタに流れる第１出力電流を第１過電流設定値以下に制限する第１過電流保護回路とを有し、前記第１過電流保護回路は、前記第２トランジスタに流れる第２出力電流に応じて前記第１過電流設定値を可変制御する構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成るシリーズレギュレータにおいて、前記第１過電流保護回路は、前記第２出力電流が大きいほど前記第１過電流設定値を引き下げ、前記第２出力電流が小さいほど前記第１過電流設定値を引き上げる構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記第１または第２の構成から成るシリーズレギュレータにおいて、前記第２トランジスタの電流能力は、電源依存性または温度依存性を持つ構成（第３の構成）であるとよい。

また、上記第１〜第３いずれかの構成から成るシリーズレギュレータは、前記第２出力電流を第２過電流設定値以下に制限する第２過電流保護回路をさらに有する構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第４の構成から成るシリーズレギュレータにおいて、前記第２過電流設定値は、電源依存性または温度依存性を持つ構成（第５の構成）であるとよい。

また、上記第１〜第５いずれかの構成から成るシリーズレギュレータにおいて、前記第１過電流保護回路は、前記第１出力電流に応じたセンス電圧を生成するセンス電圧生成部と、前記センス電圧と過電流設定電圧との差分値に応じて前記第１トランジスタの駆動信号に制限を掛ける駆動信号制限部と、を含み、前記センス電圧及び前記過電流設定電圧の少なくとも一方には、前記第２出力電流に応じたオフセットが与えられる構成（第６の構成）にするとよい。

また、上記第６の構成から成るシリーズレギュレータにおいて、前記センス電圧生成部は、前記第１出力電流に応じた第１センス電流と前記第２出力電流に応じた第２センス電流との合算電流を電流／電圧変換して前記センス電圧を生成する構成（第７の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第７いずれかの構成から成るシリーズレギュレータにおいて、前記第２トランジスタの電流能力は、前記第１トランジスタの電流能力よりも小さく、前記第２アンプの消費電流は、前記第１アンプの消費電流よりも小さい構成（第８の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第８いずれかの構成から成るシリーズレギュレータにおいて、前記第１アンプ及び前記第２アンプは、それぞれ、前記負荷に印加される出力電圧が目標値と一致するように、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタを駆動する構成（第９の構成）にするとよい。

また、本明細書中に開示されている電子機器は、上記第１〜第９いずれかの構成から成るシリーズレギュレータと、前記シリーズレギュレータから電力供給を受けて動作する負荷と、を有する構成（第１０の構成）とされている。

本明細書中に開示されている発明によれば、広負荷範囲での安定動作、高速負荷応答、及び、低消費電流化を実現し得るシリーズレギュレータを提供することが可能となる。

シリーズレギュレータの第１実施形態を示す図 動作モード切替制御の一例を示す図 第１実施形態における過電流設定値のばらつきを示す図 シリーズレギュレータの第２実施形態を示す図 シリーズレギュレータの第３実施形態を示す図 第２または第３実施形態における過電流設定値のばらつきを示す図 第１実施形態における過電流設定値の電源依存性を示す図 第２または第３実施形態における過電流設定値の電源依存性を示す図 シリーズレギュレータの第４実施形態を示す図 シリーズレギュレータの第５実施形態を示す図

＜第１実施形態＞
図１は、シリーズレギュレータの第１実施形態を示す図である。本図の電子機器Ｘは、シリーズレギュレータ１と、シリーズレギュレータ１から電力供給を受けて動作する負荷Ｚと、を有する。

シリーズレギュレータ１は、Ｐチャネル型ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］電界効果トランジスタＭ１及びＭ２と、オペアンプＡＭＰ１及びＡＭＰ２と、アンプ制御回路ＣＴＲＬと、過電流保護回路ＯＣＰ１及びＯＣＰ２と、基準電圧源ＲＥＧと、抵抗Ｒ１及びＲ２と、を集積化して成る半導体集積回路装置（シリーズ電源ＩＣ）であり、入力電圧Ｖｉｎから所望の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝｛（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２｝×Ｖｒｅｆ）を生成して負荷Ｚに供給する。

なお、半導体集積回路装置への集積化に際して、トランジスタＭ１及びＭ２、並びに、抵抗Ｒ１及びＲ２は、外付けのディスクリート部品としてもよい。

トランジスタＭ１は、重負荷用の出力トランジスタである。トランジスタＭ１のソースは、電源（＝入力電圧Ｖｉｎの入力端）に接続されている。トランジスタＭ１のドレインは、負荷Ｚ（＝出力電圧Ｖｏｕｔの出力端）に接続されている。トランジスタＭ１のゲートは、オペアンプＡＭＰ１の出力端（＝ゲート信号Ｇ１の出力端）に接続されている。トランジスタＭ１のオン抵抗値は、ゲート信号Ｇ１が高いほど高くなり、ゲート信号Ｇ１が低いほど低くなる。従って、トランジスタＭ１に流れる出力電流Ｉｏｕｔ１は、ゲート信号Ｇ１が高いほど小さくなり、ゲート信号Ｇ１が低いほど大きくなる。

トランジスタＭ２は、トランジスタＭ１に並列接続された軽負荷用の出力トランジスタである。トランジスタＭ２の電流能力は、トランジスタＭ１の電流能力より小さくても足りる。従って、トランジスタＭ２のサイズは、トランジスタＭ１のサイズよりも小さく設計することができる。なお、トランジスタＭ２のゲートは、オペアンプＡＭＰ２の出力端（＝ゲート信号Ｇ２の出力端）に接続されている。トランジスタＭ２のオン抵抗値は、ゲート信号Ｇ２が高いほど高くなり、ゲート信号Ｇ２が低いほど低くなる。従って、トランジスタＭ２に流れる出力電流Ｉｏｕｔ２は、ゲート信号Ｇ２が高いほど小さくなり、ゲート信号Ｇ２が低いほど大きくなる。

抵抗Ｒ１及びＲ２は、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端と接地端との間に直列接続された抵抗ラダーであり、相互間の接続ノードから出力電圧Ｖｏｕｔを分圧した帰還電圧Ｖｆｂ（＝｛Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）｝×Ｖｏｕｔ）を出力する。

オペアンプＡＭＰ１は、反転入力端（−）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ（＝出力電圧Ｖｏｕｔの目標値を設定するための固定電圧）と、非反転入力端（＋）に入力される帰還電圧Ｖｆｂとが一致（イマジナリショート）するように、ゲート信号Ｇ１（＝トランジスタＭ１の駆動信号）を生成する。なお、オペアンプＡＭＰ１は、重負荷用のトランジスタＭ１だけを駆動すればよいので、低消費電流化よりも高速負荷応答などに特化した回路設計を行うことができる。すなわち、オペアンプＡＭＰ１の負荷応答は、オペアンプＡＭＰ２の負荷応答よりも高速化することができる。

オペアンプＡＭＰ２は、反転入力端（−）に入力される基準電圧Ｖｒｅｆと、非反転入力端（＋）に入力される帰還電圧Ｖｆｂとが一致（イマジナリショート）するように、ゲート信号Ｇ２（＝トランジスタＭ２の駆動信号）を生成する。なお、オペアンプＡＭＰ２は、軽負荷用のトランジスタＭ２だけを駆動すればよいので、高速負荷応答よりも低消費電流化などに特化した回路設計を行うことができる。すなわち、オペアンプＡＭＰ２の消費電流は、オペアンプＡＭＰ１の消費電流よりも小さく抑えることができる。

基準電圧源ＲＥＧは、入力電圧Ｖｉｎから所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成する内部電源回路（例えばバンドギャップ電源回路）である。

アンプ制御回路ＣＴＲＬは、例えば出力電流Ｉｏｕｔ２を監視して、負荷Ｚに流れる出力電流Ｉｏｕｔが所定のアンプ切替閾値Ｉｔｈよりも小さい軽負荷領域（Ｉｏｕｔ＜Ｉｔｈ）であるのか、それとも、出力電流Ｉｏｕｔがアンプ切替閾値Ｉｔｈよりも大きい重負荷領域（Ｉｏｕｔ＞Ｉｔｈ）であるのかを判別し、その判別結果に基づいて重負荷用のオペアンプＡＭＰ１の動作可否を制御するためのイネーブル信号ＥＮを生成する。具体的に述べると、アンプ制御回路ＣＴＲＬは、軽負荷領域でオペアンプＡＭＰ１をディセーブル状態（＝ゲート信号Ｇ１がハイレベルに固定された状態）とし、重負荷領域でオペアンプＡＭＰ１をイネーブル状態（＝ゲート信号Ｇ１のハイレベル固定が解除された状態）とするように、イネーブル信号ＥＮを生成する。一方、軽負荷用のオペアンプＡＭＰ２は、イネーブル信号ＥＮの入力を受け付けておらず、出力電流Ｉｏｕｔの大きさに依らず、常にイネーブル状態とされている。

過電流保護回路ＯＣＰ１は、トランジスタＭ１に流れる出力電流Ｉｏｕｔ１を過電流設定値Ｉｏｃｐ１以下に制限するように、オペアンプＡＭＰ１（延いてはゲート信号Ｇ１）を制御する。

過電流保護回路ＯＣＰ２は、トランジスタＭ２に流れる出力電流Ｉｏｕｔ２を過電流設定値Ｉｏｃｐ２以下に制限するように、オペアンプＡＭＰ２（延いてはゲート信号Ｇ２）を制御する。

図２は、アンプ制御回路ＣＴＲＬによる動作モード切替制御の一例を示す図であり、上から順に、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが描写されている。

時刻ｔ１以前の軽負荷領域（Ｉｏｕｔ＜Ｉｔｈ）では、オペアンプＡＭＰ１がディセーブル状態（ＯＦＦ）とされるので、トランジスタＭ１がオフとなり、これに流れる出力電流Ｉｏｕｔ１がゼロ値となる。一方、オペアンプＡＭＰ２は、先にも述べたように、常にイネーブル状態（ＯＮ）とされている。従って、トランジスタＭ２に流れる出力電流Ｉｏｕｔ２は、負荷Ｚに流れる出力電流Ｉｏｕｔそのものとなる。

一方、時刻ｔ１以降の重負荷領域（Ｉｏｕｔ＞Ｉｔｈ）では、オペアンプＡＭＰ１がイネーブル状態（ＯＮ）とされる。その結果、トランジスタＭ１には、出力電流Ｉｏｕｔから出力電流Ｉｏｕｔ２を差し引いた差分（＝Ｉｏｕｔ−Ｉｏｕｔ２）に相当する出力電流Ｉｏｕｔ１が流れる。

このように、重負荷用のトランジスタＭ１及びオペアンプＡＭＰ１と、軽負荷用のトランジスタＭ２及びオペアンプＡＭＰ２を個別に備え、出力電流Ｉｏｕｔに応じてオペアンプＡＭＰ１の動作可否を制御するシリーズレギュレータ１（＝並列接続ＬＤＯ電源）であれば、軽負荷領域（Ｉｏｕｔ＜Ｉｔｈ）における低消費電流化と、重負荷領域（Ｉｏｕｔ＞Ｉｔｈ）における高速負荷応答を両立することが可能となる。

ただし、第１実施形態のシリーズレギュレータ１では、出力電流Ｉｏｕｔに対する過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきが大きくなる。以下、図面を参照しながら詳述する。

図３は、第１実施形態における過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきを示す図であり、上から順に、出力電流Ｉｏｕｔ２に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ２、出力電流Ｉｏｕｔ１に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ１、並びに、出力電流Ｉｏｕｔに対する過電流設定値Ｉｏｃｐ（＝Ｉｏｃｐ１＋Ｉｏｃｐ２）が描写されている。

先出の図１で示したように、シリーズレギュレータ１は、軽負荷用ＬＤＯレギュレータ（オペアンプＡＭＰ１及びトランジスタＭ１）及び重負荷用ＬＤＯレギュレータ（オペアンプＡＭＰ２及びトランジスタＭ２）それぞれに個別の過電流保護回路ＯＣＰ１及びＯＣＰ２を有している。

そのため、シリーズレギュレータ１全体における過電流設定値Ｉｏｃｐは、過電流保護回路ＯＣＰ１で設定される過電流設定値Ｉｏｃｐ１と、過電流保護回路ＯＣＰ２で設定される過電流設定値Ｉｏｃｐ２を足し合わせた合算値（Ｉｏｃｐ１＋Ｉｏｃｐ２）となる。

ここで、過電流設定値Ｉｏｃｐ１がばらつき±ｄ１を持ち、過電流設定値Ｉｏｃｐ２がばらつき±ｄ２を持つ場合を考える。この場合、過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきは、過電流設定値Ｉｏｃｐ１のばらつき±ｄ１と、過電流設定値Ｉｏｃｐ２のばらつき±ｄ２との合算値（＝±（ｄ１＋ｄ２））となるので、その絶対値が大きくなる（破線を参照）。

特に、過電流設定値Ｉｏｃｐ１及びＩｏｃｐ２が電源依存性または温度依存性を持っている場合には、それぞれのばらつき±ｄ１及び±ｄ２がより一層大きくなるので、両者の合算値である過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつき±（ｄ１＋ｄ２）もより一層大きくなる。

なお、シリーズレギュレータ１では、過電流設定値Ｉｏｃｐが下側（＝本来の値よりも小さくなる負方向）にばらついても、シリーズレギュレータ１に求められる要求電流能力Ｉｄｅｍａｎｄを下回ることがないように、過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつき±（ｄ１＋ｄ２）が大きいほど、過電流設定値Ｉｏｃｐの目標値が高めに設定される。従って、過電流設定値Ｉｏｃｐが上側（＝本来の値よりも大きくなる正方向）にばらついたときには、過大な出力電流Ｉｏｕｔを制限せずに流してしまうので、シリーズレギュレータ１の安全性が損なわれる。

以下では、上記の考察に鑑み、出力電流Ｉｏｕｔに対する過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきを低減することのできる新規な実施形態について説明する。

＜第２実施形態＞
図４は、シリーズレギュレータの第２実施形態を示す図である。本実施形態のシリーズレギュレータ１は、第１実施形態（図１）を基本としつつ、軽負荷用ＬＤＯレギュレータの電流情報（＝出力電流Ｉｏｕｔ２の大きさ）を重負荷用ＬＤＯレギュレータの過電流保護回路ＯＣＰ１にフィードバックする構成とされている。そこで、既出の構成要素については、図１と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、本実施形態の特徴部分について重点的に説明する。

重負荷用の過電流保護回路ＯＣＰ１は、軽負荷用の過電流保護回路ＯＣＰ２を介して、出力電流Ｉｏｕｔ２の大きさに関する情報の入力を受け付けており、出力電流Ｉｏｕｔ２に応じて過電流設定値Ｉｏｃｐ１を可変制御する。

より具体的に述べると、過電流保護回路ＯＣＰ１は、出力電流Ｉｏｕｔ２が大きいほど過電流設定値Ｉｏｃｐ１を引き下げて、逆に、出力電流Ｉｏｕｔ２が小さいほど過電流設定値Ｉｏｃｐ１を引き上げる。

言い換えると、過電流保護回路ＯＣＰ１は、出力電流Ｉｏｕｔ２に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ２が上側（正方向）にばらついたときには、出力電流Ｉｏｕｔ１に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ１を下側（負方向）に引き下げて、逆に、出力電流Ｉｏｕｔ２に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ２が下側（負方向）にばらついたときには、出力電流Ｉｏｕｔ１に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ１を上側（正方向）に引き上げる。

本実施形態のシリーズレギュレータ１によれば、過電流設定値Ｉｏｃｐ２のばらつきをキャンセルすることができるので、シリーズレギュレータ１全体における過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきを低減することが可能となる。

＜第３実施形態＞
図５は、シリーズレギュレータの第３実施形態を示す図である。本実施形態のシリーズレギュレータ１は、第２実施形態（図４）を基本としつつ、過電流保護回路ＯＣＰ２を介さずに、軽負荷用ＬＤＯレギュレータの電流情報（＝出力電流Ｉｏｕｔ２の大きさ）を過電流保護回路ＯＣＰ１に直接フィードバックする構成とされている。

本実施形態のシリーズレギュレータ１によれば、先の第２実施形態（図４）と同じく、過電流設定値Ｉｏｃｐ２のばらつきをキャンセルすることができるので、シリーズレギュレータ１全体における過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきを低減することが可能となる。

＜過電流設定値のばらつき低減＞
図６は、第２又は第３実施形態（図４、図５）のシリーズレギュレータ１において、過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきが低減される様子を示す図であり、上から順に、出力電流Ｉｏｕｔ２に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ２、出力電流Ｉｏｕｔ１に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ１、並びに、出力電流Ｉｏｕｔに対する過電流設定値Ｉｏｃｐ（＝Ｉｏｃｐ１＋Ｉｏｃｐ２±ΔＩｏｃｐ）が描写されている。

本図で示したように、出力電流Ｉｏｕｔ２に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ２が上側（正方向）に＋ｄ２ばらついたときには、出力電流Ｉｏｕｔ１に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ１が下側（負方向）に−ΔＩｏｃｐ（＝−ｄ２）引き下げられる。

また、上記とは逆に、出力電流Ｉｏｕｔ２に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ２が下側（負方向）に−ｄ２ばらついたときには、出力電流Ｉｏｕｔ１に対する過電流設定値Ｉｏｃｐ１が上側（正方向）に＋ΔＩｏｃｐ（＝＋ｄ２）引き上げられる。

その結果、過電流検出値Ｉｏｃｐ１のばらつき±ｄ１自体は変わらないものの、過電流検出値Ｉｏｃｐ２のばらつき±ｄ２がキャンセルされるので、過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきを低減することができる（図３と図６を比較参照、±（ｄ１＋ｄ２）→±ｄ１）。

なお、過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきが小さければ、過電流設定値Ｉｏｃｐの目標値を不必要に高めずに済む。言い換えれば、過電流設定値Ｉｏｃｐの目標値をシリーズレギュレータ１の要求電流能力Ｉｄｅｍａｎｄに近付けることができる。従って、より厳しい過電流保護を掛けることができるようになるので、シリーズレギュレータ１の安全性を向上することが可能となる。

＜電源依存性（温度依存性）に関する考察＞
図７は、第１実施形態（図１）における過電流設定値Ｉｏｃｐの電源依存性を示す図であり、上から順に、過電流設定値Ｉｏｃｐ２、過電流設定値Ｉｏｃｐ１、及び、過電流設定値Ｉｏｃｐそれぞれの電源依存性が描写されている。なお、本図下段には、過電流設定値Ｉｏｃｐの電源依存性（実線）と共に、過電流設定値Ｉｏｃｐ１の電源依存性（破線）が重畳的に描写されている。

本図上段で示すように、過電流設定値Ｉｏｃｐ２は、入力電圧Ｖｉｎが高いほど大きくなり、逆に、入力電圧Ｖｉｎが低いほど小さくなる。すなわち、過電流設定値Ｉｏｃｐ２は、正の電源依存性を持つ。

一方、本図中段で示すように、過電流設定値Ｉｏｃｐ１は、入力電圧Ｖｉｎに依ることなくほぼ一定値となる。すなわち、過電流設定値Ｉｏｃｐ１は、電源依存性を持たない。

ここで、シリーズレギュレータ１全体における過電流設定値Ｉｏｃｐは、過電流設定値Ｉｏｃｐ１及びＩｏｃｐ２それぞれの合算値（＝Ｉｏｃｐ１＋Ｉｏｃｐ２）となる。従って、過電流設定値Ｉｏｃｐ１が電源依存性を持っておらず、過電流設定値Ｉｏｃｐ２のみが電源依存性を持っている場合には、本図下段で示すように、最終的な過電流設定値Ｉｏｃｐも過電流設定値Ｉｏｃｐ２と同様の電源依存性を持つことになる。

なお、過電流設定値Ｉｏｃｐ１及びＩｏｃｐ２双方の電源依存性をいずれもフラットとすることができれば最善であるが、軽負荷用の過電流保護回路ＯＣＰ２は、重負荷用の過電流保護回路ＯＣＰ１と異なり、小規模化や省電力化が優先される。そのため、過電流保護回路ＯＣＰ２は、過電流保護回路ＯＣＰ１よりも簡易な回路構成で実装されることが多く、その電源依存性をフラットとすることが難しい。

図８は、第２又は第３実施形態（図４、図５）における過電流設定値Ｉｏｃｐの電源依存性を示す図であり、上から順に、過電流設定値Ｉｏｃｐ２、過電流設定値Ｉｏｃｐ１、及び、過電流設定値Ｉｏｃｐそれぞれの電源依存性が描写されている。なお、本図下段には、過電流設定値Ｉｏｃｐの電源依存性（実線）と共に、過電流設定値Ｉｏｃｐ１の電源依存性（破線）が重畳的に描写されている。

本図上段で示すように、過電流設定値Ｉｏｃｐ２は、入力電圧Ｖｉｎが高いほど大きくなり、逆に、入力電圧Ｖｉｎが低いほど小さくなる。すなわち、過電流設定値Ｉｏｃｐ２は、正の電源依存性を持つ。この点については、先出の図７と同様である。

一方、過電流設定値Ｉｏｃｐ１は、本来なら電源依存性を持たない（図７中段を参照）が、これまでに説明してきた出力電流Ｉｏｕｔ２（延いては過電流設定値Ｉｏｃｐ２）のフィードバック制御により、過電流設定値Ｉｏｃｐ２が大きいほど小さくなり、逆に、過電流設定値Ｉｏｃｐ２が小さいほど大きくなる。

その結果、本図中段で示すように、過電流設定値Ｉｏｃｐ１は、入力電圧Ｖｉｎが高いほど小さくなり、逆に、入力電圧Ｖｉｎが低いほど大きくなる。すなわち、過電流設定値Ｉｏｃｐ１は、過電流設定値Ｉｏｃｐ２と反対に、負の電源依存性を持つことになる。

ここで、シリーズレギュレータ１全体における過電流設定値Ｉｏｃｐは、先にも述べた通り、過電流設定値Ｉｏｃｐ１及びＩｏｃｐ２それぞれの合算値（＝Ｉｏｃｐ１＋Ｉｏｃｐ２）となる。従って、過電流設定値Ｉｏｃｐ１が負の電源依存性を持っており、かつ、過電流設定値Ｉｏｃｐ２が正の電源依存性を持っている場合には、双方の電源依存性が打ち消し合うので、本図下段で示すように、最終的な過電流設定値Ｉｏｃｐの電源依存性を低減することが可能となる。

なお、ここでは、過電流設定値Ｉｏｃｐ２が電源依存性を持つ場合を例に挙げたが、過電流設定値Ｉｏｃｐ２が温度依存性を持つ場合でも、上記と同様のフィードバック制御により、最終的な過電流設定値Ｉｏｃｐの温度依存性を低減することが可能である。その場合、図７及び図８それぞれの横軸を「入力電圧Ｖｉｎ」から「温度Ｔ」に読み替えて理解すれば足りるので、重複した説明は割愛する。

＜第４実施形態＞
図９は、シリーズレギュレータの第４実施形態を示す図である。本実施形態のシリーズレギュレータ１は、第３実施形態（図５）を基本としつつ、過電流保護回路ＯＣＰ１の構成要素として、オペアンプＡＭＰ３と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＭ３〜Ｍ５と、センス抵抗Ｒｓと、を含む。

トランジスタＭ３のソースは、トランジスタＭ１のソースに接続されている。トランジスタＭ３のゲートは、トランジスタＭ１のゲートに接続されている。このように接続されたトランジスタＭ３は、出力電流Ｉｏｕｔ１に応じたセンス電流Ｉｓ１（＝α×Ｉｏｕｔ１、ただし０＜α＜１）を生成する第１センストランジスタとして機能する。

トランジスタＭ４のソースは、トランジスタＭ２のソースに接続されている。トランジスタＭ４のゲートは、トランジスタＭ２のゲートに接続されている。このように接続されたトランジスタＭ４は、出力電流Ｉｏｕｔ２に応じたセンス電流Ｉｓ２（＝β×Ｉｏｕｔ２、ただし０＜β＜１であり、例えばβ＝α）を生成する第２センストランジスタとして機能する。

センス抵抗Ｒｓは、トランジスタＭ３及びＭ４それぞれのドレインと接地端との間に接続されており、センス電流Ｉｓ１及びＩｓ２を足し合わせた合算センス電流Ｉｓ（＝Ｉｓ１＋Ｉｓ２）を電流／電圧変換してセンス電圧Ｖｓ（＝Ｉｓ×Ｒｓ）を生成する。

このように、トランジスタＭ３及びＭ４とセンス抵抗Ｒｓは、出力電流Ｉｏｕｔ１に応じた電圧信号（＝α×Ｉｏｕｔ１×Ｒｓ）を生成し、これに出力電流Ｉｏｕｔ２に応じたオフセット（＝β×Ｉｏｕｔ２×Ｒｓ）を与えることにより、センス電圧Ｖｓを生成するセンス電圧生成部として機能する。

オペアンプＡＭＰ３は、反転入力端（＋）に入力されるセンス電圧Ｖｓと、非反転入力端（＋）に入力される過電流設定電圧Ｖｒｅｆ＿ｏｃｐ（＝過電流設定値Ｉｏｃｐ１の目標値を設定するための固定電圧）とが一致（イマジナリショート）するように、ゲート信号Ｇ３（＝トランジスタＭ５の駆動信号）を生成する。

トランジスタＭ５は、電源（＝入力電圧Ｖｉｎの入力端）とオペアンプＡＭＰ１の出力端（＝ゲート信号Ｇ１の出力端）との間に接続されており、ゲート信号Ｇ３に応じてオン抵抗値が可変制御される。具体的に述べると、トランジスタＭ５のオン抵抗値は、ゲート信号Ｇ３が高いほど高くなり、ゲート信号Ｇ３が低いほど低くなる。従って、ゲート信号Ｇ１は、ゲート信号Ｇ３が低いほど入力電圧Ｖｉｎにプルアップされていく。

このように、オペアンプＡＭＰ３とトランジスタＭ５は、センス電圧Ｖｓと過電流設定電圧Ｖｒｅｆ＿ｏｃｐとの差分値に応じてゲート信号Ｇ１（＝トランジスタＭ１の駆動信号）に制限を掛ける駆動信号制限部として機能する。

上記構成から成る過電流保護回路ＯＣＰ１では、出力電流Ｉｏｕｔ２（延いては過電流設定値Ｉｏｃｐ２）が大きいほどセンス電圧Ｖｓが引き上げられて、逆に、出力電流Ｉｏｕｔ２が小さいほどセンス電圧Ｖｓが引き下げられる。

センス電圧Ｖｓが引き上げられると、より小さい出力電流Ｉｏｕｔ１でもＶｓ＞Ｖｒｅｆ＿ｏｃｐとなるので、過電流保護が掛かりやすくなる。すなわち、センス電圧Ｖｓの引き上げは、過電流設定値Ｉｏｃｐ１の引き下げと等価である。

逆に、センス電圧Ｖｓが引き下げられると、より大きい出力電流Ｉｏｕｔ１でなければＶｓ＞Ｖｒｅｆ＿ｏｃｐとならないので、過電流保護が掛かりにくくなる。すなわち、センス電圧Ｖｓの引き下げは、過電流設定値Ｉｏｃｐ１の引き上げと等価である。

このように、本実施形態のシリーズレギュレータ１によれば、極めて簡易な回路構成で軽負荷用ＬＤＯレギュレータの電流情報（＝出力電流Ｉｏｕｔ２の大きさ）を重負荷用ＬＤＯレギュレータの過電流保護回路ＯＣＰ１にフィードバックすることが可能となる。

なお、過電流保護回路ＯＣＰ１の回路構成は、何ら上記に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、出力電流Ｉｏｕｔ２に応じたオフセットをセンス電圧Ｖｓに足し合わせるのではなく、過電流設定電圧Ｖｒｅｆ＿ｏｃｐから差し引いてもよい。

＜第５実施形態＞
図１０は、シリーズレギュレータの第５実施形態を示す図である。本実施形態のシリーズレギュレータ１は、第４実施形態（図９）を基本としつつ、過電流保護回路ＯＣＰ２が割愛されている。

軽負荷用のトランジスタＭ２は、その素子サイズが小さく、電流能力も乏しいので、本実施形態のように、過電流保護回路ＯＣＰ２を設置しない場合も考えられる。この場合、これまでに問題視してきた「過電流設定値Ｉｏｃｐ２のばらつき」は存在しなくなる。

しかしながら、出力電流Ｉｏｕｔ２は、過電流保護回路ＯＣＰ２がなくても、自ずとトランジスタＭ２の電流能力以下に制限される。そして、トランジスタＭ２の電流能力は、一般に、電源依存性や温度依存性などのばらつきを持つので、このばらつきがシリーズレギュレータ１全体における過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきを増大する原因となり得る。

これを鑑みると、最終的な過電流設定値Ｉｏｃｐのばらつきを低減するためには、過電流保護回路ＯＣＰ２の有無を問わず、これまでに説明してきたように、軽負荷用ＬＤＯレギュレータの電流情報（＝出力電流Ｉｏｕｔ２の大きさ）を重負荷用ＬＤＯレギュレータの過電流保護回路ＯＣＰ１にフィードバックする構成を採用することが有効である。

＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、バイポーラトランジスタとＭＯＳ電界効果トランジスタとの相互置換や、各種信号の論理レベル反転は任意である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本明細書中に開示されているシリーズレギュレータは、様々なアプリケーションの電源手段として利用することが可能である。

１ シリーズレギュレータ
ＡＭＰ１、ＡＭＰ２、ＡＭＰ３ オペアンプ
ＣＴＲＬ アンプ制御回路
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５ トランジスタ
ＯＣＰ１、ＯＣＰ２ 過電流保護回路
Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
ＲＥＧ 基準電圧源
Ｒｓ センス抵抗
Ｘ 電子機器
Ｚ 負荷

Claims (10)

1. 電源と負荷との間に接続された第１トランジスタを駆動する第１アンプと、
   前記第１トランジスタに並列接続された第２トランジスタを駆動する第２アンプと、
   前記負荷に応じて前記第１アンプの動作可否を制御するアンプ制御回路と、
   前記第１トランジスタに流れる第１出力電流を第１過電流設定値以下に制限する第１過電流保護回路と、
   を有し、
   前記第１過電流保護回路は、前記第２トランジスタに流れる第２出力電流に応じて前記第１過電流設定値を可変制御することを特徴とするシリーズレギュレータ。
2. 前記第１過電流保護回路は、前記第２出力電流が大きいほど前記第１過電流設定値を引き下げ、前記第２出力電流が小さいほど前記第１過電流設定値を引き上げることを特徴とする請求項１に記載のシリーズレギュレータ。
3. 前記第２トランジスタの電流能力は、電源依存性または温度依存性を持つことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のシリーズレギュレータ。
4. 前記第２出力電流を第２過電流設定値以下に制限する第２過電流保護回路をさらに有することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載のシリーズレギュレータ。
5. 前記第２過電流設定値は、電源依存性または温度依存性を持つことを特徴とする請求項４に記載のシリーズレギュレータ。
6. 前記第１過電流保護回路は、
   前記第１出力電流に応じたセンス電圧を生成するセンス電圧生成部と、
   前記センス電圧と過電流設定電圧との差分値に応じて前記第１トランジスタの駆動信号に制限を掛ける駆動信号制限部と、
   を含み、
   前記センス電圧及び前記過電流設定電圧の少なくとも一方には、前記第２出力電流に応じたオフセットが与えられることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載のシリーズレギュレータ。
7. 前記センス電圧生成部は、前記第１出力電流に応じた第１センス電流と前記第２出力電流に応じた第２センス電流との合算電流を電流／電圧変換して前記センス電圧を生成することを特徴とする請求項６に記載のシリーズレギュレータ。
8. 前記第２トランジスタの電流能力は、前記第１トランジスタの電流能力よりも小さく、前記第２アンプの消費電流は、前記第１アンプの消費電流よりも小さいことを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載のシリーズレギュレータ。
9. 前記第１アンプ及び前記第２アンプは、それぞれ、前記負荷に印加される出力電圧が目標値と一致するように、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタを駆動することを特徴とする請求項１〜請求項８のいずれか一項に記載のシリーズレギュレータ。
10. 請求項１〜請求項９のいずれか一項に記載のシリーズレギュレータと、
    前記シリーズレギュレータから電力供給を受けて動作する負荷と、
    を有することを特徴とする電子機器。

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