JP2020028013A

JP2020028013A - フィルタおよびマルチプレクサ

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Publication number: JP2020028013A
Application number: JP2018151776A
Authority: JP
Inventors: 雅則加藤; Masanori Kato
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2018-08-10
Filing date: 2018-08-10
Publication date: 2020-02-20
Anticipated expiration: 2038-08-10
Also published as: US11146229B2; US20200052672A1; JP6885376B2

Abstract

【課題】広くかつ平坦な通過帯域および通過帯域端での急峻な減衰特性を有しながら、挿入損失が小さいフィルタを提供すること。【解決手段】フィルタ２０は、通過帯域を有し、直列腕共振子Ｓ１１と第１インダクタＬ１２とが直列に接続され、第１入出力端子Ｔ１と第２入出力端子Ｔ２とを結ぶ信号経路Ｒの少なくとも一部を構成する直列回路ＳＣ１と、直列回路ＳＣ１の一端とグランドとの間に接続された並列腕共振子Ｐ１１と、を備え、直列回路ＳＣ１は通過帯域に亘って誘導性を示す。直列腕共振子Ｓ１１の***振周波数は通過帯域の高域端の周波数より高く、並列腕共振子Ｐ１１の共振周波数は直列腕共振子Ｓ１１の***振周波数より高い。【選択図】図８

Description

本発明は、フィルタおよびマルチプレクサに関する。

従来、複数のフィルタの一方の端子が共通接続されたマルチプレクサとして、ＬＣ並列共振回路を含むＬＣフィルタであるハイパスフィルタと、ＬＣ並列共振回路を含むＬＣフィルタであるローパスフィルタと、で構成されたダイプレクサが提案されている（例えば、特許文献１）。

特開２００６−１２８８８１号公報

昨今、新たな周波数帯域の開放および周波数帯域間の狭ギャップ化を背景として、マルチプレクサを構成するフィルタには、広い通過帯域、小さい挿入損失および通過帯域端での急峻な減衰特性が求められるようになっている。

そこで、本発明は、広い通過帯域および通過帯域端での急峻な減衰特性を有しながら挿入損失が小さいフィルタおよびそのようなフィルタを用いたマルチプレクサを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るフィルタは、通過帯域を有するフィルタにおいて、直列腕共振子と第１インダクタとが直列に接続され、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列回路と、前記直列回路の一端とグランドとの間に接続された並列腕共振子と、を備え、前記直列回路は前記通過帯域に亘って誘導性を示す。

本発明に係るフィルタによれば、直列腕共振子を含む直列回路と並列腕共振子とがラダー型に接続されている。直列腕共振子および並列腕共振子を弾性波共振子で構成することで、ラダー型の弾性波フィルタの一般的な特性として、直列腕共振子の***振により形成される減衰極に基づいて、通過帯域端での急峻な減衰特性が得られる。これに対し、直列回路が通過帯域に亘って誘導性を示すので、当該フィルタは、通過帯域においてＬＣフィルタによるローパスフィルタとして機能する。これにより、通過帯域の全域で良好な整合を取りやすくなり、挿入損失を効果的に抑制できる。その結果、広い通過帯域および通過帯域端での急峻な減衰特性を有しながら挿入損失が小さいフィルタが得られる。

実施の形態１に係るフィルタを用いたマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図。実施の形態１に係るフィルタに求められる通過特性を説明するグラフ。比較例に係るフィルタの構成の一例を示す回路図。比較例に係るフィルタにおける共振特性の一例を示すグラフ。比較例に係るフィルタの通過帯域での等価回路図。比較例に係るフィルタの通過特性の一例を示すグラフ。比較例に係るフィルタの反射特性の一例を示すグラフ。実施の形態１に係るフィルタの構成の一例を示す回路図。実施の形態１に係るフィルタにおける共振特性の一例を示すグラフ。実施の形態１に係るフィルタの通過帯域での等価回路図。実施の形態１に係るフィルタの通過特性の一例を示すグラフ。実施の形態１に係るフィルタの反射特性の一例を示すグラフ。実施の形態２に係るマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図。実施の形態２に係るマルチプレクサの通過特性の一例を示すグラフ。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。なお、以下の実施の形態において、「接続される」とは、配線導体で直接接続される場合だけでなく、他の回路素子を介して電気的に接続される場合も含まれる。

（実施の形態１）
実施の形態１に係るフィルタについて、マルチプレクサに用いられるフィルタの例を挙げて説明する。

図１は、実施の形態１に係るフィルタを用いたマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図である。図１に示されるように、マルチプレクサ１は、第１周波数帯域を通過帯域とするフィルタ１０および第２周波数帯域を通過帯域とするフィルタ２０を備える。マルチプレクサ１は、第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とを分波および合波するダイプレクサである。

図１では、一例として、第１周波数帯域を２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下とし、第２周波数帯域を１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下としている。本明細書では、参照の便宜のため、２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の周波数帯域をハイバンドＨＢと称し、１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下の周波数帯域をミッドバンドＭＢと称する。

フィルタ１０の一端とフィルタ２０の一端とはアンテナ端子ＡＮＴに接続される。フィルタ１０の他端はハイバンド端子ＨＢに接続され、フィルタ２０の他端はミッドバンド端子ＭＢに接続される。

フィルタ１０、２０が互いに他方の通過帯域の信号を十分に抑制する場合、フィルタ１０、２０でそれぞれ選択されたハイバンドＨＢの信号とミッドバンドＭＢの信号とを、アンテナ端子ＡＮＴに接続される１つのアンテナで混信せずに同時に処理できる。つまり、ハイバンドＨＢに属する通信バンドとミッドバンドＭＢに属する通信バンドとの間でのキャリアアグリゲーションを、１つのアンテナで実施できる。

このようなキャリアアグリゲーションを実現するために、フィルタ２０には、例えば、次のような通過特性が求められる。

図２は、フィルタ２０（より正確には、マルチプレクサ１のアンテナ端子ＡＮＴ−ミッドバンド端子ＭＢ間）に求められる通過特性の一例を説明するためのグラフである。図２に示されるように、フィルタ２０には、広い通過帯域（比帯域で４０％以上のミッドバンドＭＢ）、広い減衰帯域（比帯域で１５％以上のハイバンドＨＢ）、および減衰帯域と通過帯域との間の狭い周波数ギャップ１００ＭＨｚ（比帯域で４％）での分波性能が求められる。ここで、比帯域とは、帯域の上端（高域端）と下端（低域端）との差の中心周波数に対する比を言う。

このように、広い通過帯域と通過帯域端における急峻な減衰特性とを両立する必要がある場合、ＬＣフィルタでは減衰特性の急峻性が十分でなく、弾性波フィルタでは広帯域に亘って平坦な通過特性を得ることが難しい。

本発明者は、このような問題を解決するためのフィルタを考案し、関連出願である特願２０１７−７２７６０号（本願出願の時点で未公開）にて提案した。本明細書では、まず、関連出願に係るフィルタの構成および効果を比較例として参照し、その後、本願のフィルタの構成およびさらなる効果について比較例との対比に基づいて説明する。

図３は、比較例に係るフィルタの構成の一例を示す回路図である。図３に示されるように、フィルタ２５は、整合回路２６とフィルタ回路２７、２８とを備える。整合回路２６とフィルタ回路２７、２８とは直列接続され、入出力端子Ｔ１、Ｔ２を結ぶ信号経路Ｒを構成する。フィルタ回路２７、２８の配置は逆でもよい。

整合回路２６は、互いに並列接続され信号経路Ｒ上に配置されたキャパシタＣ２１およびインダクタＬ２１で構成される。

フィルタ回路２７は、信号経路Ｒ上に配置された並列回路ＰＣ１と、並列回路ＰＣ１の一端とグランドとの間に接続された並列腕共振子Ｐ２１と、並列回路ＰＣ１の他端とグランドとの間に接続された並列腕共振子Ｐ２２と、で構成される。並列回路ＰＣ１は、互いに並列接続された直列腕共振子Ｓ２３とインダクタＬ２２とで構成される。

フィルタ回路２８は、互いに直列接続され信号経路Ｒ上に配置された直列腕共振子Ｓ２１、Ｓ２２と、直列腕共振子Ｓ２１、Ｓ２２の接続点とグランドとの間に接続されたインダクタＬ２３と、で構成される。

直列腕共振子Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３、並列腕共振子Ｐ２１、Ｐ２２は、弾性波共振子で構成される。

図４は、フィルタ２５における共振特性の一例を示すグラフである。図４において、線種で区別される複数の黒色の線は、直列腕共振子Ｓ２１、Ｓ２２、並列回路ＰＣ１および並列腕共振子Ｐ２１、Ｐ２２のインピータンスを示し、灰色の線は、フィルタ２５の通過特性を示している。

並列回路ＰＣ１のインピータンスは、直列腕共振子Ｓ２３とインダクタＬ２２との並列合成インピーダンスであり、副***振点を有する。直列腕共振子Ｓ２１の***振周波数ｆａ_Ｓ２１、直列腕共振子Ｓ２２の***振周波数ｆａ_Ｓ２２、並列回路ＰＣ１の副***振周波数ｆａ_ＰＣ１、並列腕共振子Ｐ２１の共振周波数ｆｒ_Ｐ２１、並列腕共振子Ｐ２２の共振周波数ｆｒ_Ｐ２２は、いずれもハイバンドＨＢ内に設けられる。

直列腕共振子Ｓ２１、Ｓ２２の***振点、並列回路ＰＣ１の副***振点、および並列腕共振子Ｐ２１、Ｐ２２の共振点において、フィルタ２５の通過特性には５つの減衰極が形成され、５つの減衰極をつなぐようにハイバンドＨＢに亘る阻止帯域が形成される。特に、直列腕共振子Ｓ２２による減衰極は、ミッドバンドＭＢの高域端における急峻な減衰特性を形成する。

これに対し、ミッドバンドＭＢの全域またはほぼ全域は、直列腕共振子Ｓ２１、Ｓ２２の共振点、並列回路ＰＣ１の副***振点、および並列腕共振子Ｐ２１、Ｐ２２の共振点のいずれよりも低域側となる。そのため、ミッドバンドＭＢの全域またはほぼ全域において、直列腕共振子Ｓ２１、Ｓ２２、並列腕共振子Ｐ２１、Ｐ２２は容量性の回路要素として機能し、並列回路ＰＣ１は誘導性の回路要素として機能する。

図５は、フィルタ２５の通過帯域、つまりミッドバンドＭＢでの等価回路図である。図５では、直列腕共振子Ｓ２１、Ｓ２２、並列腕共振子Ｐ２１、Ｐ２２をキャパシタで表し、並列回路ＰＣ１をインダクタで表している。図５の等価回路で示されるように、通過帯域では、フィルタ回路２７、２８は、共振子の共振点および***振点を利用しない単純なＬＣフィルタによるローパスフィルタおよびハイパスフィルタとしてそれぞれ機能する。これにより、ＬＣフィルタの一般的な特性である広い通過帯域における平坦な通過特性が得られる。

このように、フィルタ２５は、直列腕共振子の***振周波数および並列腕共振子の共振周波数の配置に応じて、ＬＣフィルタの特性と弾性波フィルタの特性とを併用することにより、広帯域な通過特性と通過帯域端における急峻な減衰特性とを両立している。

図６は、フィルタ２５の通過特性の一例を表すグラフである。図６では、図４で示した挿入損失を再掲するとともに、ミッドバンドＭＢ内の波形を拡大して示している。図６の例では、比帯域で４０％以上のミッドバンドＭＢの全域で挿入損失が所定量（例えば、１．６ｄＢ）以下となる広帯域な通過特性と、ミッドバンドＭＢの高域端での急峻な減衰特性と、が得られる。

このように、フィルタ２５は、ミッドバンドＭＢの信号とハイバンドＨＢの信号とを分波および合波するダイプレクサ（図１のマルチプレクサ１）におけるミッドバンドＭＢ用のフィルタとして適した特性を有している。

図７は、フィルタ２５の反射特性の一例を表すグラフである。図７では、入出力端子Ｔ１、Ｔ２の各々における反射損失（Ｔ１、Ｔ２）を示している。

図７に見られるように、フィルタ２５の反射特性は、通過帯域の中ほどから高域側（２．０ＧＨｚ付近のＡ部）および低域端（１．４ＧＨｚ付近のＢ部）で、反射損失が小さく（つまり、反射信号が大きく）なっている。このような特性は、通過帯域の全域に亘って良好な整合が確保できていない状態（整合ずれとも言う）を反映したものと考えられる。通過帯域内での反射損失の減少（反射信号の増大）によって、挿入損失が劣化する。

そこで、フィルタ２５と同様に広い通過帯域における平坦な通過特性と通過帯域端における急峻な減衰特性とを有しながら、挿入損失をさらに向上した新たなフィルタを提案する。

図８は、実施の形態１に係るフィルタの構成の一例を示す回路図である。図８に示されるように、フィルタ２０は、整合回路２１、２３とフィルタ回路２２とを備える。整合回路２１とフィルタ回路２２と整合回路２３とは、この順に直列接続され、入出力端子Ｔ１、Ｔ２を結ぶ信号経路Ｒを構成する。整合回路２１、２３は必須ではなく、整合回路２１、２３のいずれか一方または両方を省略しても構わない。

整合回路２１は、互いに並列接続され信号経路Ｒ上に配置されたキャパシタＣ１１およびインダクタＬ１１で構成される。

フィルタ回路２２は、信号経路Ｒ上に配置された直列回路ＳＣ１、ＳＣ２と、直列回路ＳＣ１の一端または直列回路ＳＣ２の一端とグランドとの間に接続された並列腕共振子Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３と、で構成される。直列回路ＳＣ１は、直列に接続されたインダクタＬ１２と直列腕共振子Ｓ１１とで構成され、直列回路ＳＣ２は、直列に接続された直列腕共振子Ｓ１２とインダクタＬ１３とで構成される。

整合回路２３は、信号経路Ｒ上に配置されたインダクタＬ１４で構成される。

直列腕共振子Ｓ１１、Ｓ１２、並列腕共振子Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３は、弾性波共振子で構成される。

図９は、フィルタ２０における共振特性の一例を示すグラフである。図９において、線種で区別される複数の黒色の線は、直列腕共振子Ｓ１１、Ｓ１２、直列回路ＳＣ１、ＳＣ２および並列腕共振子Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３のインピーダンスを示し、灰色の線は、フィルタ２０の通過特性を示している。

直列回路ＳＣ１のインピータンスは、インダクタＬ１２と直列腕共振子Ｓ１１との直列合成インピーダンスである。直列回路ＳＣ１の***振周波数ｆａ_ＳＣ１は単体の直列腕共振子Ｓ１１の***振周波数と同じである。直列回路ＳＣ１の共振周波数ｆｒ_ＳＣ１は、インダクタＬ１２によって単体の直列腕共振子Ｓ１１の共振周波数から低域側へシフトされている。

直列回路ＳＣ２のインピータンスは、直列腕共振子Ｓ１２とインダクタＬ１３との直列合成インピーダンスである。直列回路ＳＣ２の***振周波数ｆａ_ＳＣ２は単体の直列腕共振子Ｓ１２の***振周波数と同じである。直列回路ＳＣ２の共振周波数ｆｒ_ＳＣ２は、インダクタＬ１３によって単体の直列腕共振子Ｓ１２の共振周波数から低域側へシフトされている。

直列回路ＳＣ１の***振周波数ｆａ_ＳＣ１、直列回路ＳＣ２の***振周波数ｆａ_ＳＣ２、並列腕共振子Ｐ１１の共振周波数ｆｒ_Ｐ１１、並列腕共振子Ｐ１２の共振周波数ｆｒ_Ｐ１２および並列腕共振子Ｐ１３の共振周波数ｆｒ_Ｐ１３は、いずれもハイバンドＨＢ内に設けられる。

より詳細には、直列回路ＳＣ１の***振周波数ｆａ_ＳＣ１および直列回路ＳＣ２の***振周波数ｆａ_ＳＣ２は、いずれも、通過帯域（ミッドバンドＭＢ）の高域端の周波数より高い。並列腕共振子Ｐ１１の共振周波数ｆｒ_Ｐ１１、並列腕共振子Ｐ１２の共振周波数ｆｒ_Ｐ１２および並列腕共振子Ｐ１３の共振周波数ｆｒ_Ｐ１３は、いずれも、直列回路ＳＣ１の***振周波数ｆａ_ＳＣ１および直列回路ＳＣ２の***振周波数ｆａ_ＳＣ２のいずれよりも高い。

直列回路ＳＣ１、ＳＣ２の***振点および並列腕共振子Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３の共振点において、フィルタ２０の通過特性には５つの減衰極が形成され、５つの減衰極をつなぐようにハイバンドＨＢに亘る阻止帯域が形成される。特に、直列回路ＳＣ１による減衰極は、ミッドバンドＭＢの高域端における急峻な減衰特性を形成する。

これに対し、ミッドバンドＭＢのほぼ全域は、直列回路ＳＣ１、ＳＣ２の共振点と***振点との間に位置している。また、ミッドバンドＭＢの全域は、並列腕共振子Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３の共振点よりも低域側となる。そのため、ミッドバンドＭＢの全域またはほぼ全域において、直列回路ＳＣ１、ＳＣ２は誘導性の回路要素として機能し、並列腕共振子Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３は容量性の回路要素として機能する。

図１０は、フィルタ２０の通過帯域、つまりミッドバンドＭＢでの等価回路図である。図１０では、直列回路ＳＣ１、ＳＣ２をインダクタで表し、並列腕共振子Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３をキャパシタで表している。図１０の等価回路で示されるように、通過帯域では、フィルタ回路２２は、共振子の共振点および***振点を利用しない単純なＬＣフィルタによるローパスフィルタとして機能する。これにより、ＬＣフィルタの一般的な特性である広い通過帯域における平坦な通過特性が得られる。

このように、フィルタ２０は、前述したフィルタ２５と同様、直列腕共振子の***振周波数および並列腕共振子の共振周波数の配置に応じて、ＬＣフィルタの特性と弾性波フィルタの特性とを併用することにより、広帯域な通過特性と通過帯域端における急峻な減衰特性とを両立している。

しかも、フィルタ２０では、フィルタ２５とは異なり、通過帯域を形成するための容量性の回路要素が信号経路Ｒ上にない。つまり、フィルタ２０には、通過帯域においてハイパスフィルタとして機能する回路要素がない。これにより、フィルタ回路２２は、フィルタ２５におけるフィルタ回路２７と比べて、段数が多いローパスフィルタとして機能するため、阻止帯域での減衰量の確保が容易になる。その結果、フィルタ２０では、フィルタ２５と同程度の減衰量を、通過帯域内の整合状態を悪化させずに実現することができるので、整合ずれに起因する通過帯域内での挿入損失を低減し、より優れた通過特性を得ることができる。

図１１は、フィルタ２０の通過特性の一例を表すグラフである。図１１では、図９で示した挿入損失を再掲するとともに、ミッドバンドＭＢ内の波形を拡大して示している。図１１から、比帯域で４０％以上のミッドバンドＭＢの全域で挿入損失が所定量（例えば、１．０ｄＢ）以下となる広帯域な通過特性と、ミッドバンドＭＢの高域端での急峻な減衰特性と、が得られることが分かる。

フィルタ２０の通過特性は、フィルタ２５の通過特性（図６）と比べて、通過帯域内での挿入損失が減少するとともに阻止帯域での減衰が増加することで、より優れた通過特性となっている。

図１２は、フィルタ２０の反射特性の一例を表すグラフである。図１２では、入出力端子Ｔ１、Ｔ２の各々における反射損失（Ｔ１、Ｔ２）を示している。

図１２に見られるように、フィルタ２０の反射特性では、フィルタ２５の反射特性（図７）のＡ部、Ｂ部に見られる反射損失の減少が抑制され、通過帯域の全域（図１２のＣ部）で、反射損失が大きく維持されている。このことから、フィルタ２０では、フィルタ２５と比べて、通過帯域の全域に亘って整合状態が改善されていることが分かる。

以上説明したように、フィルタ２０では、フィルタ２５と同様、直列腕共振子の***振周波数および並列腕共振子の共振周波数の配置に応じて、ＬＣフィルタの特性と弾性波フィルタの特性とを併用する。これにより、フィルタ２５と同じく広帯域な通過特性および通過帯域端での急峻な減衰特性が得られる。

さらには、通過帯域内で直列回路ＳＣ１、ＳＣ２がいずれも誘導性を示すように、直列回路ＳＣ１、ＳＣ２の共振周波数および***振周波数を配置するので、通過帯域ではフィルタ回路２２の全体が単純なローパスフィルタとして機能する。その結果、フィルタ２０では、通過帯域における整合が取りやすくなるので、整合ずれに起因する損失が抑制され、より優れた通過特性を得ることができる。

なお、前述したフィルタ２０の構成は一例であり、フィルタ２０について次のような変形または限定を加えてもよい。

例えば、フィルタ２０において、インダクタＬ１２、Ｌ１３を積層チップインダクタで構成してもよい。これにより、インダクタＬ１２、Ｌ１３を基板内にパターン導体で形成する場合と比べて、インダクタＬ１２、Ｌ１３のＱ値を高めることができる。その結果、フィルタ２０の挿入損失をさらに低減することができる。

また、インダクタＬ１２、Ｌ１３のいずれのＱ値も、整合用のインダクタＬ１１、Ｌ１４のいずれのＱ値より高くてもよい。

このような構成によれば、インダクタＬ１２、Ｌ１３にＱ値が比較的高い（例えば、インダクタＬ１１、Ｌ１４のＱ値より高い）インダクタを用いるので、通過帯域の高域端における減衰特性の急峻性を高めつつ、広い通過帯域において挿入損失を低減することができる。

上記では、フィルタ２０の通過帯域としてミッドバンドＭＢの例を挙げて説明したが、フィルタ２０の通過帯域は、ミッドバンドＭＢと称される周波数帯域には限られない。フィルタ２０は、高域側に狭い周波数ギャップを挟んで隣接する他の周波数帯域がありかつ自帯域が広い任意の周波数帯域を通過帯域とするフィルタとして利用できる。

（実施の形態２）
実施の形態２に係るマルチプレクサについて、実施の形態１のフィルタを用いて構成されるトリプレクサの例を挙げて説明する。

図１３は、実施の形態２に係るマルチプレクサの構成の一例を示すブロック図である。図１３に示されるように、マルチプレクサ２は、実施の形態１で参照したフィルタ１０、２０に加えて、フィルタ３０、４０を有している。マルチプレクサ２は、フィルタ１０、２０、３０の各々の通過帯域の信号を分波および合波するトリプレクサである。フィルタ１０、２０、３０は、それぞれ第１フィルタ、第２フィルタ、第３フィルタの一例である。

図１３では、一例として、フィルタ３０の通過帯域を６１７ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下としている。本明細書では、参照の便宜のため、６１７ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下の周波数帯域をローバンドＬＢと称する。

フィルタ１０の通過帯域は２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下のハイバンドＨＢであり、フィルタ２０の通過帯域は１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下のミッドバンドＭＢである。フィルタ４０は、ハイバンドＨＢとミッドバンドＭＢとを合わせた通過帯域を有する。

フィルタ３０の一端とフィルタ４０の一端とはアンテナ端子ＡＮＴに接続される。フィルタ３０の他端はローバンド端子ＬＢに接続される。フィルタ１０の一端とフィルタ２０の一端とはフィルタ４０の他端に接続される。フィルタ１０の他端はハイバンド端子ＨＢに接続され、フィルタ２０の他端はミッドバンド端子ＭＢに接続される。つまり、フィルタ１０、２０、３０の各々の一端は、直接またはフィルタ４０を介在して、互いに接続されている。

フィルタ１０は、ＬＣ共振回路と弾性波共振子とで構成される（図示せず）。フィルタ１０のＬＣ共振回路はハイバンドＨＢの広い通過帯域を形成し、弾性波共振子はハイバンドＨＢの低域端での急峻な減衰特性を形成する。

フィルタ３０は、ＬＣ共振回路で構成される。フィルタ３０のＬＣ共振回路はローバンドＬＢの広い通過帯域を形成する。

図１４は、マルチプレクサ２の通過特性の一例を示すグラフである。マルチプレクサ２では、ハイバンドＨＢ用のフィルタ１０において、弾性波共振子の急峻な周波数特性を利用して、通過帯域の低域端での急峻な減衰特性を形成し、ミッドバンドＭＢの信号を十分に阻止できる。フィルタ１０、２０を用いることで、ハイバンドＨＢの信号とミッドバンドＭＢの信号とが、狭い周波数ギャップにもかかわらず、完全に分離されるので、両者の信号は単一のアンテナで同時に送受信可能となる。これにより、ハイバンドＨＢに含まれる通信バンドとミッドバンドＭＢに含まれる通信バンドとの組み合わせによるキャリアアグリゲーション通信が単一のアンテナで実行可能となる。

以上、本発明の実施の形態に係るフィルタおよびマルチプレクサについて説明したが、本発明は、個々の実施の形態には限定されない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の一つ又は複数の態様の範囲内に含まれてもよい。

（まとめ）
本発明の一態様に係るフィルタは、通過帯域を有するフィルタにおいて、直列腕共振子と第１インダクタとが直列に接続され、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列回路と、前記直列回路の一端とグランドとの間に接続された並列腕共振子と、を備え、前記直列回路は前記通過帯域に亘って誘導性を示す。

このような構成によれば、直列腕共振子を含む直列回路と並列腕共振子とがラダー型に接続されている。直列腕共振子および並列腕共振子を弾性波共振子で構成することで、ラダー型の弾性波フィルタの一般的な特性として、直列腕共振子の***振により形成される減衰極に基づいて、通過帯域端での急峻な減衰特性が得られる。これに対し、直列回路が通過帯域に亘って誘導性を示すので、当該フィルタは、通過帯域においてＬＣフィルタによるローパスフィルタとして機能する。これにより、通過帯域の全域で良好な整合を取りやすくなり、挿入損失を効果的に抑制できる。その結果、広い通過帯域および通過帯域端での急峻な減衰特性を有しながら挿入損失が小さいフィルタが得られる。

また、前記直列回路の***振周波数は前記通過帯域の高域端の周波数より高く、前記並列腕共振子の共振周波数は前記直列回路の前記***振周波数より高くてもよい。

このような構成によれば、通過帯域の高域端の近傍の減衰極が直列腕共振子の***振により形成され、通過帯域の高域端からより遠い減衰極が並列腕共振子の共振により形成される。これにより、通過帯域の高域端を直列腕共振子の***振により急峻に減衰させながら、通過帯域における低損失性に優れたフィルタを実現できる。

また、前記フィルタは、前記信号経路の前記直列回路と前記第１入出力端子との間の第１部分および前記信号経路の前記直列回路と前記第２入出力端子との間の第２部分のうち少なくとも一方の部分に接続された整合用の第２インダクタを有し、前記通過帯域において、前記第１インダクタのＱ値は前記第２インダクタのＱ値より高い。

このような構成によれば、第１インダクタに、Ｑ値が比較的高いインダクタを用いるので、通過帯域の高域端における減衰特性の急峻性を高めつつ、広い通過帯域において挿入損失を低減することができる。

また、前記フィルタは、１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下の通過帯域と、２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の阻止帯域とを有してもよい。

このような構成によれば、具体的に、本明細書で言うミッドバンドおよびハイバンドをそれぞれ通過帯域および阻止帯域とするフィルタが得られる。このようなフィルタは、ハイバンドとミッドバンドとを分波および合波するマルチプレクサにおけるミッドバンド用のフィルタとして適している。

また、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の通過帯域を有する第１フィルタと、前述したフィルタである第２フィルタと、６１７ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下の通過帯域を有する第３フィルタと、を有し、前記第１フィルタの一端と前記第２フィルタの一端と前記第３フィルタの一端とが互いに接続されている。

このような構成によれば、前述したハイバンドおよびミッドバンドに、ローバンドを加えた３つの周波数帯域の信号を分波および合波するマルチプレクサが得られる。

また、前記第１フィルタはＬＣ共振回路と弾性波共振子とで構成され、前記第３フィルタはＬＣ共振回路で構成されていてもよい。

このような構成によれば、ハイバンド用の第１フィルタにおいて、弾性波共振子の急峻な周波数特性を利用して、通過帯域の低域端での急峻な減衰特性を形成することができる。第１フィルタと第２フィルタとを用いることで、ハイバンド用の信号とミッドバンド用の信号とが完全に周波数分離され、両者の信号は単一のアンテナで同時に送受信可能となる。これにより、ハイバンドに含まれる通信バンドとミッドバンドに含まれる通信バンドとの組み合わせによるキャリアアグリゲーション通信が単一のアンテナで実行可能となる。

本発明は、例えば、フィルタおよびマルチプレクサとして携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

１、２マルチプレクサ
１０、２０、２５、３０、４０フィルタ
２１、２３、２６整合回路
２２、２７、２８フィルタ回路
Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３弾性波共振子（直列腕共振子）
Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３、Ｐ２１、Ｐ２２弾性波共振子（並列腕共振子）
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ１４、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３インダクタ
Ｃ１１、Ｃ２１キャパシタ

Claims

通過帯域を有するフィルタにおいて、
直列腕共振子と第１インダクタとが直列に接続され、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ信号経路の少なくとも一部を構成する直列回路と、
前記直列回路の一端とグランドとの間に接続された並列腕共振子と、を備え、
前記直列回路は前記通過帯域に亘って誘導性を示す、
フィルタ。
前記直列回路の***振周波数は前記通過帯域の高域端の周波数より高く、
前記並列腕共振子の共振周波数は前記直列回路の前記***振周波数より高い、
請求項１に記載のフィルタ。
前記フィルタは、前記信号経路の前記直列回路と前記第１入出力端子との間の第１部分および前記信号経路の前記直列回路と前記第２入出力端子との間の第２部分のうち少なくとも一方の部分に接続された整合用の第２インダクタを有し、
前記通過帯域において、前記第１インダクタのＱ値は前記第２インダクタのＱ値より高い、
請求項１または２に記載のフィルタ。
前記フィルタは、１４２７ＭＨｚ以上２２００ＭＨｚ以下の通過帯域と、２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の阻止帯域とを有する、
請求項１から３のいずれか１項に記載のフィルタ。
２３００ＭＨｚ以上２６９０ＭＨｚ以下の通過帯域を有する第１フィルタと、
請求項４に記載のフィルタである第２フィルタと、
６１７ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下の通過帯域を有する第３フィルタと、を有し、
前記第１フィルタの一端と前記第２フィルタの一端と前記第３フィルタの一端とが互いに接続されている、
マルチプレクサ。
前記第１フィルタはＬＣ共振回路と弾性波共振子とで構成され、
前記第３フィルタはＬＣ共振回路で構成されている、
請求項５に記載のマルチプレクサ。