JP2020010415A - Transmission apparatus and power transmission system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、送電装置および電力伝送システムに関する。 Embodiments of the present invention relate to a power transmission device and a power transmission system.
送電装置から受電装置への非接触での電力伝送（非接触給電）が普及しつつある。非接触給電では、送電回路が所定の周波数の高周波電流を発生し、当該高周波電流により送電コイルが励振し、当該励振により発生した磁界により電力が伝送される。しかし、非接触給電では、外部に漏れた磁界（漏洩磁界）が、放送、無線通信などを妨害する懸念がある。そのため、非接触給電においては、国際規格等により定められた、漏洩磁界の上限に関する制限を満たすように、漏洩磁界を抑える必要がある。 Non-contact power transmission (non-contact power supply) from a power transmitting device to a power receiving device is becoming widespread. In non-contact power feeding, a power transmission circuit generates a high-frequency current of a predetermined frequency, a power transmission coil is excited by the high-frequency current, and power is transmitted by a magnetic field generated by the excitation. However, in the non-contact power supply, there is a concern that a magnetic field leaked to the outside (leakage magnetic field) may interfere with broadcasting, wireless communication, and the like. Therefore, in non-contact power supply, it is necessary to suppress the leakage magnetic field so as to satisfy the restriction on the upper limit of the leakage magnetic field defined by international standards and the like.
既存技術では、基本波または特定の高調波の一つを低減することは可能である。しかし、電気自動車などの大容量のバッテリーを短時間で充電するために、大電力の非接触給電が必要な場合などでは、基本波と高調波の両方ともが影響を強く及ぼす。そのため、基本波および高調波の両方に対して漏洩磁界を低減させる必要が生じている。フィルタを用いて、基本波および高調波の両方の漏洩磁界を低減させることも考えられるが、高い抑圧性能が要求されるため、フィルタの大型化や装置の製造コストの増加といった問題が生じてしまう。したがって、基本波および高調波の両方に対して、漏洩磁界を抑える新たな技術が必要とされている。 With existing technology, it is possible to reduce one of the fundamental or specific harmonics. However, when a large-capacity battery such as an electric vehicle needs to be charged in a short time and a large amount of non-contact power supply is required, both the fundamental wave and the harmonics have a strong influence. Therefore, it is necessary to reduce the leakage magnetic field for both the fundamental wave and the harmonic. Although it is conceivable to reduce the leakage magnetic field of both the fundamental wave and the harmonic wave by using a filter, a high suppression performance is required, which causes problems such as an increase in the size of the filter and an increase in the manufacturing cost of the device. . Therefore, there is a need for a new technique for suppressing the leakage magnetic field for both the fundamental wave and the harmonics.
本発明の一実施形態は、基本波および高調波の両方に対して、漏洩磁界を抑える装置を提供する。 One embodiment of the present invention provides an apparatus that suppresses stray magnetic fields for both fundamental and harmonics.
本発明の一態様は、磁界により電力を伝送する送電装置であって、直流電流から高周波電流を生成するインバータと、前記インバータを駆動させる駆動信号を出力する駆動信号出力部と、前記高周波電流が流れることにより磁界を発生する送電コイルと、を備える。前記インバータは、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数を複数の所定値のいずれかに周期的に変更する。また、前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数が変更されるのに合わせて、前記インバータの導通角を維持するように、前記高周波電流の波形を変更する。 One embodiment of the present invention is a power transmission device that transmits power using a magnetic field, an inverter that generates a high-frequency current from a DC current, a drive signal output unit that outputs a drive signal for driving the inverter, and the high-frequency current And a power transmission coil that generates a magnetic field by flowing. The inverter periodically changes the frequency of the high-frequency current to one of a plurality of predetermined values based on the drive signal. Further, the inverter changes the waveform of the high-frequency current so as to maintain the conduction angle of the inverter according to the change of the frequency of the high-frequency current based on the drive signal.
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電力伝送システムの一例を示すブロック図である。第１の実施形態に係る電力伝送システムは、磁界により電力を伝送する送電装置１と、当該電力を受け取る受電装置２と、を備える。
(1st Embodiment)
FIG. 1 is a block diagram illustrating an example of the power transmission system according to the first embodiment. The power transmission system according to the first embodiment includes a power transmission device 1 that transmits power using a magnetic field, and a
送電装置１は、ＡＣ電源１１と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２と、インバータ１３と、駆動信号出力部１４と、送電コイルユニット（共振子）１５と、を備える。受電装置２は、受電コイルユニット（共振子）２１と、整流部２２と、を備える。
The power transmission device 1 includes an
本実施形態の電力伝送システムでは、電磁誘導により、高周波電流から発生した磁界を利用して、送電装置１で発生させた磁界から電磁結合により受電装置２で電力得ることで、送電装置１から受電装置２に対し電力が伝送される。つまり、本実施形態の電力伝送システムでは、非接触にて受電装置２が給電される。
In the power transmission system according to the present embodiment, power is received from the power transmission device 1 by obtaining power from the magnetic field generated by the power transmission device 1 by electromagnetic coupling using the magnetic field generated from the high-frequency current by electromagnetic induction. Power is transmitted to the
しかし、非接触給電システムの送電装置１で発生した磁界は、受電装置２への電力伝送に用いられるだけではなく、その一部が漏洩磁界として周りの機器に干渉する。ゆえに、本実施形態の電力伝送システムでは、周波数ホッピングによる、周波数軸上の所定の帯域幅（拡散帯域幅）への電力エネルギーの拡散を行う。
However, the magnetic field generated by the power transmission device 1 of the non-contact power supply system is not only used for power transmission to the
例えば、磁界を生成する高周波電流を生成する際のスイッチング周波数を遷移することにより、高周波電流の周波数を遷移させる。こうすると、磁界の周波数帯域が拡張され、その強度が、高周波電流の周波数を遷移させなかった場合よりも減少することが知られている。つまり、周波数ホッピングとは、磁界の周波数、すなわち高周波電流の周波数を遷移させることである。これにより、漏洩磁界の強度を抑えることができる。 For example, the frequency of the high-frequency current is changed by changing the switching frequency when generating the high-frequency current for generating the magnetic field. It is known that when this is done, the frequency band of the magnetic field is expanded, and the intensity is reduced as compared with the case where the frequency of the high-frequency current is not changed. That is, the frequency hopping is to change the frequency of the magnetic field, that is, the frequency of the high-frequency current. Thereby, the intensity of the leakage magnetic field can be suppressed.
図２は、周波数ホッピングを説明する図である。図２（Ａ）は、周波数ホッピングを行わない場合、つまり一つの周波数のみにて電力伝送を行う場合での、周波数と磁界強度との関係を示す図である。図２（Ａ）の例では、８５ｋＨｚだけで電力伝送が行われているとする。ゆえに、８５ｋＨｚの地点にて、一つのピーク（極大点）を有するグラフが示されている。 FIG. 2 is a diagram illustrating frequency hopping. FIG. 2A is a diagram illustrating the relationship between the frequency and the magnetic field strength when frequency hopping is not performed, that is, when power transmission is performed using only one frequency. In the example of FIG. 2A, it is assumed that power transmission is performed only at 85 kHz. Therefore, a graph having one peak (maximum point) at the point of 85 kHz is shown.
図２（Ｂ）は、周波数ホッピングを行う場合、つまり、複数の周波数にて電力伝送を行う場合での、周波数と磁界強度との関係を示す図である。図２（Ｂ）の例では、８５ｋＨｚを中心とした２０個の周波数にて電力伝送が行われており、２０個のピークを有するグラフが示されている。具体的には、一番小さい周波数Ｆｓｓ＿ＳＴＡＲＴ（ｆ１）は８１．２ｋＨｚと設定されており、使用される周波数の間隔は４００Ｈｚと設定されており、周波数本数が２０本であるため、一番高い周波数Ｆｓｓ＿ＥＮＤ（ｆ２０）は８８．８ｋＨｚと設定されている。 FIG. 2B is a diagram illustrating a relationship between the frequency and the magnetic field strength when frequency hopping is performed, that is, when power transmission is performed at a plurality of frequencies. In the example of FIG. 2B, power transmission is performed at 20 frequencies centered on 85 kHz, and a graph having 20 peaks is shown. Specifically, the smallest frequency Fss_START (f 1 ) is set to 81.2 kHz, the interval between the frequencies to be used is set to 400 Hz, and the number of frequencies is 20, so that it is the highest. The frequency Fss_END (f 20 ) is set to 88.8 kHz.
以降、周波数ホッピングを行う場合に、周波数が遷移する値を、単に遷移値と記載する。また、遷移値の小さいほうから順に番号を付与し、ｉ（ｉは１以上の整数）番目の遷移値をｆｉと表すものとする。つまり、１番目の遷移値ｆ１が最小の遷移値であり、遷移値ｆｉはｉ番目に大きい遷移値であり、ｆｉ＋１＞ｆｉが成り立つ。また、遷移値の数を遷移数と記載する。図２（Ｂ）の例では、遷移数は２０である。 Hereinafter, when frequency hopping is performed, a value at which the frequency transitions is simply referred to as a transition value. Further, a number assigned in order from the smaller of the transition value, i (i is an integer of 1 or more) denote the th transition value f i. That is, a first transition value f 1 is the minimum transition value, the transition value f i is a transition value greater the i-th, f i + 1> f i holds. Also, the number of transition values is described as the number of transitions. In the example of FIG. 2B, the number of transitions is 20.
周波数ホッピングでは、あるタイミングにおいて、遷移値のいずれかから、それとは別の遷移値のいずれかに周波数が遷移する。当該遷移が何度も行われることにより、周波数が拡散し、漏洩磁界の強度が低下する。また、周波数の変更１回あたりの周波数の差分、つまり、変更後の周波数と、変更前の周波数との差分（ｆｉ＋１−ｆｉ）を、遷移幅と記載する。 In frequency hopping, at a certain timing, the frequency changes from one of the transition values to any of the other transition values. By performing the transition many times, the frequency is spread, and the strength of the leakage magnetic field is reduced. Further, the frequency change per frequency difference, that is, the frequency after the change, the difference between the frequency of the pre-change (f i + 1 -f i) , referred to as transition width.
このような周波数ホッピングを行った場合の電力は、周波数ホッピングを行わない場合の電力と、長期的には同一である。ゆえに、周波数あたりの電力（電力密度）は、周波数ホッピングを行った場合のほうが、周波数ホッピングを行わない場合よりも小さくなる。拡散帯域幅をＢｓｓと記載すると、長時間における平均電力量は１／Ｂｓｓの関数で低下することとなる。こうして、周波数ホッピングを行うことにより、電力エネルギーを複数の周波数にて拡散し、漏洩磁界として測定される電力密度を低減させる。周波数ホッピングにより、漏洩磁界が低減するという効果を、周波数拡散効果と記載する。 The power when such frequency hopping is performed is the same as the power when frequency hopping is not performed in the long term. Therefore, the power per frequency (power density) is smaller when frequency hopping is performed than when frequency hopping is not performed. If the spread bandwidth is described as Bss, the average power over a long period of time will decrease as a function of 1 / Bss. Thus, by performing frequency hopping, power energy is spread at a plurality of frequencies, and the power density measured as a stray magnetic field is reduced. The effect that the leakage magnetic field is reduced by frequency hopping is referred to as a frequency spreading effect.
なお、拡散帯域幅は、最小周波数と最大周波数の間隔よりも大きくてもよい。言い換えると、拡散帯域幅が予め定められている場合において、最大周波数と最小周波数との間隔が拡散帯域幅よりも小さくなるように、最大周波数と最小周波数を決定してもよい。最大周波数と最小周波数の間隔を拡散帯域幅と同じにすると、周波数ホッピングを行う際の周波数の広がりにより、拡散帯域幅を超えてしまうこともあり得るからである。図２（Ｂ）の例では、拡散帯域幅を周波数本数×遷移幅と定義し、拡散帯域幅を８ｋＨｚ（２０本×４００Ｈｚ）とすることにより、最大周波数と最小周波数の間隔（Ｆｓｓ＿ＥＮＤ−Ｆｓｓ＿ＳＴＡＲＴ＝７．６ｋＨｚ）よりも大きくしている。つまり、遷移幅の半分の帯域幅が、バッファとして、最大周波数と最小周波数との間の帯域の両端に与えられている。 Note that the spread bandwidth may be larger than the interval between the minimum frequency and the maximum frequency. In other words, when the spread bandwidth is predetermined, the maximum frequency and the minimum frequency may be determined such that the interval between the maximum frequency and the minimum frequency is smaller than the spread bandwidth. If the interval between the maximum frequency and the minimum frequency is set to be equal to the spread bandwidth, the spread of the frequency at the time of performing the frequency hopping may exceed the spread bandwidth. In the example of FIG. 2B, the spreading bandwidth is defined as the number of frequencies × transition width, and the spreading bandwidth is set to 8 kHz (20 × 400 Hz), so that the interval between the maximum frequency and the minimum frequency (Fss_END−Fss_START = (7.6 kHz). That is, a half bandwidth of the transition width is provided as a buffer at both ends of the band between the maximum frequency and the minimum frequency.
本実施形態では、このような周波数ホッピングにより、つまり、高周波電流の周波数が、一定の時間間隔にて、順次遷移することにより、周波数拡散効果を得る。しかし、周波数拡散効果は、基本波に対して有効ではあるが、高調波に対しては限定的である。これは、漏洩磁界の測定に際して、スペクトラムアナライザ等の測定器で設定されるフィルタの通過帯域幅（ＲＢＷ）に起因する。 In the present embodiment, the frequency spreading effect is obtained by such frequency hopping, that is, the frequency of the high-frequency current sequentially transitions at fixed time intervals. However, while the frequency spreading effect is effective for fundamental waves, it is limited for harmonics. This is due to the pass band width (RBW) of the filter set by a measuring instrument such as a spectrum analyzer when measuring the leakage magnetic field.
フィルタのＲＢＷは、ＣＩＳＰＲなどの国際規格等、それら規格に準拠した法規制で規定されている。例えば、電気自動車の分野で国際規格化が検討されている送電周波数（基本波の周波数）は８５ｋＨｚ帯である。基本波８５ｋＨｚ帯の信号で発生する低域高調波の周波数帯域は、３次高調波は２５５ｋＨｚ帯であり、５次高調波は４２５ｋＨｚ帯である。ＣＩＳＰＲ規格では、基本波８５ｋＨｚ帯を含む周波数帯区分は９ｋＨｚから１５０ｋＨｚ（帯域Ａ）と規定されており、測定器の通過帯域幅ＲＢＷは１００から３００Ｈｚ（参照帯域幅は２００Ｈｚ）と定められている。一方、３次高調波の２５５ｋＨｚ帯、５次高調波の４２５ｋＨｚ帯を含む区分は１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚ（帯域Ｂ）と定められており、通過帯域幅ＲＢＷは８ｋＨｚから１０ｋＨｚ（参照帯域幅９ｋＨｚ）である。このように、高調波の通過帯域幅ＲＢＷが基本波の通過帯域幅ＲＢＷよりもはるかに大きいため、高調波に対する周波数拡散効果は、基本波に比べて、著しく小さなものとなる。 The RBW of the filter is regulated by laws and regulations based on such standards, such as international standards such as CISPR. For example, the power transmission frequency (frequency of the fundamental wave) for which international standardization is considered in the field of electric vehicles is in the 85 kHz band. The frequency band of the lower harmonic generated by the signal of the fundamental wave 85 kHz band is a 255 kHz band for the third harmonic and a 425 kHz band for the fifth harmonic. In the CISPR standard, the frequency band division including the fundamental wave 85 kHz band is defined as 9 kHz to 150 kHz (band A), and the passband RBW of the measuring instrument is defined as 100 to 300 Hz (the reference bandwidth is 200 Hz). . On the other hand, the division including the third harmonic 255 kHz band and the fifth harmonic 425 kHz band is defined as 150 kHz to 30 MHz (band B), and the pass bandwidth RBW is 8 kHz to 10 kHz (reference bandwidth 9 kHz). . As described above, since the pass band width RBW of the harmonic is much larger than the pass band RBW of the fundamental wave, the frequency spreading effect on the harmonic wave is significantly smaller than that of the fundamental wave.
例えば、８５ｋＨｚ帯の基本波を対象として、拡散帯域幅８ｋＨｚにて、周波数ホッピングを行う場合を想定する。この場合、３次高調波の拡散帯域幅は３倍の２４ｋＨｚ、５次高調波の拡散帯域幅は５倍の４０ｋＨｚとなる。つまり、Ｎ（Ｎは１以上の奇数）次高調波の拡散帯域幅は、基本波の拡散帯域幅×Ｎとなる。そして、拡散時の漏洩磁界の低減量は、最適な条件下においては、以下の式で表される。
高調波を抑圧するために、インバータ１３と送電コイルユニット１５の間にフィルタを挿入することも考えられる。しかし、一般的なフィルタは、高調波が高次なほど、抑圧量が大きくなるため、３次高調波に対する効果は小さい。また、３次高調波は基本波と周波数が近いため、フィルタが基本波に影響を及ぼす恐れもある。ゆえに、フィルタによる３次高調波の抑圧は技術的にも困難である。
In order to suppress harmonics, it is conceivable to insert a filter between the
そこで、本実施形態の電力伝送システムでは、インバータ１３の導通角を調整することにより、特定の高調波に対する漏洩磁界を低減させる。導通角、導通角の調整方法、およびその効果の詳細は、構成要素とともに説明する。
Therefore, in the power transmission system of the present embodiment, the leakage magnetic field with respect to a specific harmonic is reduced by adjusting the conduction angle of the
送電装置１の内部構成について説明する。 The internal configuration of the power transmission device 1 will be described.
ＡＣ電源１１は、交流電流をＡＣ／ＤＣコンバータ１２に供給する。ＡＣ電源１１は、三相電源でも単相電源でもよい。また、ＡＣ電源１１には、力率改善回路、整流器などが接続されていてもよい。
The
ＡＣ／ＤＣコンバータ１２は、供給された交流電流を直流電流に変換する。そして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２から直流電流がインバータ１３に送られる。
The AC /
インバータ１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２からの直流電流から高周波電流を生成する。具体的には、インバータ１３は、複数のスイッチング素子（以降スイッチ）を構成要素として含み、各スイッチがスイッチングを行うことにより、入力される直流電流を所望周波数の交流電流（高周波電流）に、指定されたタイミングで変換する。変換のタイミングは駆動信号出力部１４からの駆動信号（スイッチング信号）に基づく。つまり、駆動信号に基づき、高周波電流の生成および周波数ホッピングが行われる。
図１の例では、スイッチＡ１とスイッチＡ２とが直列に接続されており、スイッチＡ１を上アームとし、スイッチＡ２を下アームとするレグＡが構成されている。また、スイッチＢ１とスイッチＢ２とが直列に接続されており、スイッチＢ１を上アームとし、スイッチＢ２を下アームとするレグＢが構成されている。そして、レグＡとレグＢとが並列接続されている。スイッチＡ１とスイッチＡ２との接続ノードは送電コイルユニット１５の一端に接続されている。スイッチＢ１とスイッチＢ２との接続ノードは送電コイルユニット１５の他端に接続されている。また、スイッチＡ１のスイッチＡ２と接続されていないほうの一端と、スイッチＢ１とスイッチＢ２との接続されていない一端と、に直流電流が入力される。これにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２の直流電流から高周波電流が生成されて、送電コイルユニット１５に流れ込む。
In the example of FIG. 1, a switch A1 and a switch A2 are connected in series, and a leg A having the switch A1 as an upper arm and the switch A2 as a lower arm is configured. Further, the switch B1 and the switch B2 are connected in series, and a leg B having the switch B1 as an upper arm and the switch B2 as a lower arm is configured. And leg A and leg B are connected in parallel. A connection node between the switch A1 and the switch A2 is connected to one end of the power
駆動信号出力部１４は、上述の駆動信号を生成し、インバータ１３内の各スイッチに出力する。スイッチそれぞれに対応する駆動信号が入力されることにより、各スイッチがスイッチングを行い、直流電流から交流電流（高周波電流）が生成される。つまり、駆動信号出力部１４は、インバータ１３の制御を行う。図１の例では、スイッチＡ１に駆動信号Ａ１が入力され、スイッチＡ２に駆動信号Ａ２が入力され、スイッチＢ１に駆動信号Ｂ１が入力され、スイッチＢ２に駆動信号Ｂ２が入力されるものとする。
The drive signal output unit 14 generates the above-described drive signal and outputs it to each switch in the
駆動信号は、矩形波として、各スイッチに与えられる。当該矩形波は、デューティー比、デットタイムなどに対する所定の設定値に基づき生成される。この矩形波の周波数を順次遷移させることにより、電力伝送の磁界の周波数が遷移する。 The drive signal is given to each switch as a rectangular wave. The rectangular wave is generated based on predetermined setting values for a duty ratio, a dead time, and the like. By sequentially shifting the frequency of the rectangular wave, the frequency of the magnetic field of power transmission changes.
周波数の遷移のタイミングは、クロック信号を分周して駆動信号を生成することにより、指示することができる。遷移値、遷移値が指示される順番、遷移の時間間隔（周波数が維持される期間）などの設定は、予め駆動信号出力部１４に登録されているとする。つまり、駆動信号出力部は、予め定められた複数の遷移値から、所定の規則に基づき、一つの周遷移値を選択し、選択された遷移値を指示するように調整された駆動信号を出力する。例えば、図２（Ｂ）の例のように、駆動信号出力部１４にはｆ１からｆ２０までの２０個の遷移値が登録されているとする。その場合、駆動信号出力部１４は、所定の規則に基づき、２０個の遷移値から一つの周波数を選択し、選択された周波数となるように、駆動信号を出力する。当該規則は、例えば、ｆ１からｆ２０までの遷移値を昇順（最大の遷移値に向かう順）または降順（最小の遷移値に向かう順）にて決定していき、終端の遷移値であるｆ１またはｆ２０が決定された後は、先の順序とは逆の順序にて決定するといったものが考えられる。
The timing of the frequency transition can be instructed by dividing the clock signal to generate a drive signal. It is assumed that the settings of the transition values, the order in which the transition values are instructed, the transition time interval (the period during which the frequency is maintained), and the like are registered in the drive signal output unit 14 in advance. In other words, the drive signal output unit selects one circumferential transition value from a plurality of predetermined transition values based on a predetermined rule, and outputs a drive signal adjusted to indicate the selected transition value. I do. For example, as in the example of FIG. 2 (B), the driving
図３は、時系列の周波数の遷移の一例を示す図である。図３において、横軸は時間を表し、縦軸は遷移値の番号を示す。図３の例は、図２（Ｂ）の例で示したｆ１からｆ２０までの２０個の遷移値を用いて、所定の規則に基づく遷移を繰り返した場合の周波数の遷移を示す。所定の規則は、遷移値を最小の遷移値ｆ１から昇順で遷移させ、最大の遷移値ｆ２０に到達した後は降順で遷移させて、最小の遷移値ｆ１に戻すといったものである。図３のように、複数の遷移値に磁界の周波数を周期的に遷移させると、周波数拡散効果を安定して得ることができる。つまり、周波数を周期的な遷移とするために、一定の周期で繰り返し同一の遷移値に遷移するように制御したほうが好ましい。 FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a time-series frequency transition. In FIG. 3, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the number of the transition value. The example of FIG. 3, with 20 transition values from f 1 shown in the example shown in FIG. 2 (B) to f 20, showing the transition of the frequency when repeated transitions based on a predetermined rule. Predetermined rules to transition in ascending order from the smallest transition value f 1 the transition value, after reaching the maximum transition value f 20 is allowed to transition in descending order, are those such as returning to the minimum transition value f 1. As shown in FIG. 3, when the frequency of the magnetic field is periodically shifted to a plurality of transition values, the frequency spreading effect can be stably obtained. That is, in order to make the frequency a periodic transition, it is preferable to control so as to repeatedly transit to the same transition value at a constant period.
なお、図３のような周期的な遷移における１周期は、ｋを１より大きい整数で定義した場合、遷移値ｆｋ＋１またはｆｋ−１から周波数が遷移値ｆｋに遷移した時点から、再び同じ遷移値ｆｋ＋１またはｆｋ−１から遷移値ｆｋに遷移した時点までとなる。例えば、遷移値ｆ１１から遷移値ｆ１２に遷移した時点から、再び遷移値ｆ１１から遷移値ｆ１２に遷移した時点までが１周期である。 In addition, when one cycle in the periodic transition as shown in FIG. 3 is defined as an integer greater than 1 , the frequency transitions from the transition value f k + 1 or f k−1 to the transition value f k again. The transition is from the same transition value f k + 1 or f k−1 to the transition value f k . For example, from the time of transition to the transition value f 12 from the transition value f 11, it is one cycle to the point of transition to the transition value f 12 from the transition value f 11 again.
なお、本実施形態においては、周波数ホッピングの開始時の遷移値、つまり初期値はいずれの遷移値でもよく、また、遷移の順番も降順を先にしてもよいし、昇順を先にしてもよい。例えば、周波数ホッピングが線位置ｆ５から開始され、次にｆ６に遷移してもよいし、次にｆ４に遷移してもよい。 In the present embodiment, the transition value at the start of the frequency hopping, that is, the initial value may be any transition value, and the transition order may be descending order or ascending order. . For example, frequency hopping is started from the line position f 5, then it may be a transition to f 6, then may transition to f 4.
また、周波数の維持時間は、厳密に一定とせずに、仕様に応じて、適宜定めてよい。また、遷移値ごとに維持時間が異なっていてもよい。例えば、図３では、遷移値ｆ１およびｆ２０の維持時間が２倍となっている。これは、遷移値ｆ１およびｆ２０に遷移させる駆動信号を出力したときは、駆動信号出力部１４が次の遷移値に遷移するように駆動信号を調整するまでのタイミングを長くすることにより実現してもよい。あるいは、遷移値ｆ１およびｆ２０に遷移させる駆動信号を出力したときは、駆動信号を調整する次のタイミングにおいて、遷移値ｆ１およびｆ２０に遷移させる駆動信号を再び出力することにより、実現してもよい。 Further, the frequency maintenance time may not be strictly fixed but may be appropriately determined according to specifications. Further, the maintenance time may be different for each transition value. For example, in FIG. 3, the sustain time of the transition values f 1 and f 20 is twice. This is realized by increasing the timing until the drive signal output unit 14 adjusts the drive signal so as to transition to the next transition value when the drive signal for transition to the transition values f 1 and f 20 is output. May be. Alternatively, when outputting a drive signal that transitions to a transition value f 1 and f 20 is the next timing for adjusting the drive signal, by outputting a drive signal that transitions to a transition value f 1 and f 20 again, achieved May be.
なお、図３に示すように、周波数がまず昇順または降順で遷移し、次にその逆で遷移すると、グラフの形状が三角形になることから、このような遷移状況を「三角波状の遷移」と定義する。 As shown in FIG. 3, when the frequency transitions in the ascending or descending order first, and then in the reverse order, the shape of the graph becomes triangular. Therefore, such a transition state is referred to as “triangular wave-like transition”. Define.
このようにして、駆動信号出力部１４は、周波数ホッピングを行うために、駆動信号の周波数を周期的に変更する。これにより、インバータ１３が、駆動信号に基づき、高周波電流の周波数を周期的に変更する。また、駆動信号出力部１４は、周波数の変更時に、インバータ１３の導通角を維持するように、駆動信号の波形も変更する。インバータは、駆動信号に基づき、高周波電流の周波数が変更されるのに合わせて、高周波電流の波形を変更する。これにより、特定の高調波に対する漏洩磁界を低減させたままにする。導通角は、インバータ１３の出力波形の１周期に対して、インバータ１３の導通期間が占める割合を、角度で表したものである。
In this manner, the drive signal output unit 14 periodically changes the frequency of the drive signal to perform frequency hopping. Thereby, the
図４および図５を用いて、導通角の調整方法について説明する。図４は、駆動信号およびインバータ１３の出力信号の波形の一例を示す図である。図４では、駆動信号のデューティー比を変更することにより、導通角を変更することができることを示す。
The method of adjusting the conduction angle will be described with reference to FIGS. FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the waveforms of the drive signal and the output signal of the
なお、以下の説明では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２から入力される電圧ＶＩＮは、一定であるとする。また、４つのスイッチに供給される駆動信号は、全て同じデューティー比を持つ、同じ周期ｔｉのパルス信号である。周期ｔｉは、その時点における遷移値ｆｉの逆数（＝１／ｆｉ）である。
In the following description, it is assumed that voltage VIN input from AC /
図４（Ａ）では、インバータ１３の出力電圧の基本波成分が、最大、つまり、入力電圧ＶＩＮと同じになるように、各駆動信号が調整されている。具体的には、図４（Ａ）では、各駆動信号のデューティー比は１／２（Ｔ３／Ｔ２）である。また、駆動信号Ａ２は、駆動信号Ａ１に対して１８０度の位相差（Ｔ１相当分）を有している。つまり、駆動信号Ａ１は駆動信号Ａ２を反転した信号であり、スイッチＡ１およびスイッチＡ２が相補的に駆動する。なお、駆動信号Ａ２は駆動信号Ａ１を反転した信号とも言える。
In FIG. 4A, each drive signal is adjusted such that the fundamental wave component of the output voltage of the
なお、位相差は、周期信号間の波形の時間差を意味する。駆動信号の周期がｔｉである場合、Ｐ度の位相差は「Ｐ／３６０×ｔｉ」ほどの時間差があることを意味する。 The phase difference means a time difference between waveforms of the periodic signal. When the period of the drive signal is t i , it means that the phase difference of P degrees has a time difference of “P / 360 × t i ”.
また、駆動信号Ｂ１と駆動信号Ｂ２は１８０度の位相差を有している。つまり、駆動信号Ｂ１は駆動信号Ｂ２を反転した信号であり、スイッチＢ１およびスイッチＢ２も相補的に駆動する。なお、駆動信号Ｂ２は駆動信号Ｂ１を反転した信号とも言える。また、駆動信号Ｂ１と駆動信号Ａ１は、１８０度の位相差を有する。したがって、駆動信号Ａ１と駆動信号Ｂ２は同一信号とも言えるし、駆動信号Ａ２と駆動信号Ｂ１は同一信号とも言える。 The drive signal B1 and the drive signal B2 have a phase difference of 180 degrees. That is, the drive signal B1 is a signal obtained by inverting the drive signal B2, and the switches B1 and B2 are also driven complementarily. Note that the driving signal B2 can be said to be a signal obtained by inverting the driving signal B1. The drive signal B1 and the drive signal A1 have a phase difference of 180 degrees. Therefore, the drive signal A1 and the drive signal B2 can be said to be the same signal, and the drive signal A2 and the drive signal B1 can be said to be the same signal.
各駆動信号がこのような位相関係にあるとき、図４（Ａ）に示すように、インバータ１３の出力電圧が矩形波となる。出力電力がＯＮである期間、つまり、インバータ１３全体が導通している期間はＴ４である。導通角は、インバータ１３の出力波形の１周期に対して、インバータ１３の導通期間が占める割合を角度で表したものであるから、この場合、３６０×Ｔ４／Ｔ２で表されて、導通角は１８０度と求まる。
When the respective drive signals have such a phase relationship, as shown in FIG. 4A, the output voltage of the
図４（Ａ）において、この矩形波に重ねて表示されている破線の波形は、出力電圧の基本波成分を表している。なお、基本波成分は、出力電圧の信号をその時点の周波数の遷移値ｆｉにて周波数分解し、基本波成分のみを抽出することで得られる。 In FIG. 4A, a broken-line waveform superimposed on the rectangular wave represents a fundamental wave component of the output voltage. Incidentally, the fundamental wave component, and frequency resolution signal of the output voltage at the transition value f i of the frequency at that time is obtained by extracting only the fundamental wave component.
図４（Ｂ）では、各駆動信号のデューティー比は１／３（Ｔ５／Ｔ２）に変更されている。これにより、導通角は１２０度（３６０×Ｔ６／Ｔ２）に変更される。また、図４（Ｃ）では、各駆動信号のデューティー比は１／４（Ｔ７／Ｔ２）に調整されている。これによって、導通角は９０度（３６０×Ｔ８／Ｔ２）に調整されている。 In FIG. 4B, the duty ratio of each drive signal has been changed to 1/3 (T5 / T2). Thereby, the conduction angle is changed to 120 degrees (360 × T6 / T2). In FIG. 4C, the duty ratio of each drive signal is adjusted to 1/4 (T7 / T2). Thereby, the conduction angle is adjusted to 90 degrees (360 × T8 / T2).
このように、各駆動信号のデューティー比を調整することにより、高周波電流の波形が変更されて、導通角を任意に調整することができる。なお、出力電圧の基本波成分の振幅は、入力電圧ＶＩＮよりも低くなる。 Thus, by adjusting the duty ratio of each drive signal, the waveform of the high-frequency current is changed, and the conduction angle can be arbitrarily adjusted. Note that the amplitude of the fundamental wave component of the output voltage is lower than the input voltage VIN.
なお、駆動信号のデューティー比が５０％の場合、駆動信号のタイミングにばらつきが生じると、スイッチＡ１とスイッチＡ２が同時にＯＮになる恐れがあり、スイッチＢ１とスイッチＢ２が同時にＯＮになる恐れもある。そのような事態が起きると、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２の出力が短絡され、大電流が発生し得る。それを防ぐために、一般的には、デットタイムなどの設定により、デューティー比を５０％としないような調整が行われる。ゆえに、本実施形態でも、デューティー比が完全に５０％でなくともよい。
When the duty ratio of the drive signal is 50%, if the timing of the drive signal varies, the switches A1 and A2 may be turned on at the same time, and the switches B1 and B2 may be turned on at the same time. . When such a situation occurs, the output of the AC /
図５は、駆動信号およびインバータ１３の出力信号の波形の他の一例を示す図である。図５では、レグＡとレグＢの間の位相差を調整することにより、導通角を調整することができることを示す。
FIG. 5 is a diagram illustrating another example of the waveforms of the drive signal and the output signal of the
図５（Ａ）では、駆動信号およびインバータ１３の出力信号が図４（Ａ）と同じ状況である。レグＡとレグＢの間の位相差は、つまり、駆動信号Ａ１と駆動信号Ｂ１との位相差は１８０度であり、駆動信号Ａ２と駆動信号Ｂ２との位相差も１８０度である。
In FIG. 5A, the driving signal and the output signal of the
一方、図５（Ｂ）では、駆動信号Ａ１と駆動信号Ａ２のペア、および、駆動信号Ｂ１と駆動信号Ｂ２のペアの位相差は図５（Ａ）と同様であるが、駆動信号Ａ１と駆動信号Ｂ１のペアの位相差と、駆動信号Ａ２と駆動信号Ｂ２のペアの位相差が、１８０度から調整されている。 On the other hand, in FIG. 5B, the phase difference between the pair of the driving signal A1 and the driving signal A2 and the phase difference between the pair of the driving signal B1 and the driving signal B2 are the same as those in FIG. The phase difference between the pair of the signal B1 and the phase difference between the pair of the drive signal A2 and the drive signal B2 is adjusted from 180 degrees.
駆動信号Ａ１を基準にすると、駆動信号Ｂ１は、駆動信号Ａ１よりもＰ度（Ｔ５相当分）進んでいる。駆動信号Ｂ１を基準にすると、駆動信号Ａ１は、駆動信号Ｂ１よりもＰ度（Ｔ５相当分）遅れている。ここでは、Ｐ度を１２０度としている。このとき、出力電圧波形には、図５（Ｂ）に示すように、出力電圧が０となる期間（Ｔ６相当分）が生じる。出力電圧が０となる期間が生じることにより、導通角が１８０度から減少する。このように、駆動信号の位相差を調整することにより、導通角を任意に調整することができる。なお、インバータ１３全体が導通している期間（Ｔ７相当分）は、駆動信号Ｂ１がＯＦＦになってから駆動信号Ａ１がＯＦＦになるまでの期間である。駆動信号Ａ１は、駆動信号Ｂ１よりもＰ度（Ｔ５相当分）遅れているから、図５（Ｂ）での導通角は１２０度である。
Based on the drive signal A1, the drive signal B1 leads the drive signal A1 by P degrees (corresponding to T5). Based on the drive signal B1, the drive signal A1 lags behind the drive signal B1 by P degrees (corresponding to T5). Here, the P degree is set to 120 degrees. At this time, as shown in FIG. 5B, a period in which the output voltage becomes 0 (corresponding to T6) occurs in the output voltage waveform. With the occurrence of a period in which the output voltage becomes 0, the conduction angle decreases from 180 degrees. Thus, by adjusting the phase difference between the drive signals, the conduction angle can be arbitrarily adjusted. The period during which the
図５（Ｃ）では、駆動信号Ｂ１と駆動信号Ａ１の位相差Ｐ度が、図５（Ｂ）よりも大きい２４０度（Ｔ８相当分）としている。この場合でも、図５（Ｂ）と同様に、出力電圧が０となる期間（Ｔ９相当分）が生じる。出力電圧が０となる期間が生じることにより、導通角が１８０度から減少する。インバータ１３全体が導通している期間（Ｔ１０相当分）は、駆動信号Ａ１がＯＮになってから駆動信号Ｂ１がＯＮになるまでの期間である。駆動信号Ａ１は、駆動信号Ｂ１よりもＰ度遅れているが、駆動信号は周期性を有するから、駆動信号Ａ１は、駆動信号Ｂ１よりも３６０−Ｐ度進んでいるとも言える。ゆえに、図５（Ｃ）での導通角も、図５（Ｂ）と同じく１２０度である。
In FIG. 5C, the phase difference P between the drive signal B1 and the drive signal A1 is 240 degrees (corresponding to T8) which is larger than that in FIG. 5B. Also in this case, as in FIG. 5B, a period in which the output voltage becomes 0 (corresponding to T9) occurs. By the occurrence of a period in which the output voltage becomes 0, the conduction angle decreases from 180 degrees. The period during which the
図５（Ｂ）および５（Ｃ）に示した通り、導通角を角度Ｐに調整したい場合、駆動信号Ａ１を、駆動信号Ｂ１よりもＰ度遅らせてもよいし、３６０−Ｐ度遅らせてもよい。あるいは、駆動信号Ａ１を、駆動信号Ｂ１よりも３６０−Ｐ度進めてもよいし、Ｐ度進めてもよい。 As shown in FIGS. 5B and 5C, when it is desired to adjust the conduction angle to the angle P, the drive signal A1 may be delayed by P degrees or 360-P degrees behind the drive signal B1. Good. Alternatively, the drive signal A1 may be advanced 360-P degrees or P degrees ahead of the drive signal B1.
このように、各駆動信号の位相差を変更することにより、高周波電流の波形が変更されて、導通角を任意に調整することができる。なお、出力電圧の基本波成分の振幅は、入力電圧ＶＩＮよりも低くなる。 Thus, by changing the phase difference of each drive signal, the waveform of the high-frequency current is changed, and the conduction angle can be adjusted arbitrarily. Note that the amplitude of the fundamental wave component of the output voltage is lower than the input voltage VIN.
図６は、周波数の遷移に伴う駆動信号の変更を説明する図である。図６（Ａ）では、周波数の遷移値が８０ｋＨｚであるときの駆動信号およびインバータ１３の出力信号の波形を示す。図６（Ｂ）では、周波数の遷移値が８８ｋＨｚであるときの駆動信号およびインバータ１３の出力信号の波形を示す。ここでは、周波数が８０ｋＨｚから８８ｋＨｚに遷移した場合、駆動信号の位相差を用いて導通角を制御する場合を説明する。また、導通角は１２０度に保つようにする。
FIG. 6 is a diagram illustrating a change in the drive signal according to the frequency transition. FIG. 6A shows the waveforms of the drive signal and the output signal of the
周波数が８０ｋＨｚのとき、その周期Ｔ１は１２．５μ秒である。この時、レグ間の位相差（駆動信号Ａ１およびＢ１の位相差）Ｓｔ１は、導通角を１２０度にするために、１２０度にされる。つまり、駆動信号Ａ１に対する駆動信号Ｂ１の遅延時間が、Ｔ１×１２０／３６０＝４．２μ秒になるように調整される。言い換えると、駆動信号出力部１４は、位相差が４．２μ秒である、駆動信号Ａ１および駆動信号Ｂ１を生成する。なお、導通時間Ｃｔ１も、４．２μ秒となる。
When the frequency is 80 kHz, the period T1 is 12.5 μsec. At this time, the phase difference St1 between the legs (the phase difference between the drive signals A1 and B1) is set to 120 degrees in order to make the
次に、周波数が８８ｋＨｚに変更されるタイミングにおいて、駆動信号出力部１４は、例えば、駆動信号を生成するクロック分周期の分周数等を変更することにより、高周波信号の周期がＴ２＝１１．４μ秒となるような駆動信号に変更する。また、導通角を１２０度に保つため、駆動信号出力部１４は、駆動信号Ａ１と駆動信号Ｂ１の位相差（レグ時間）を変更する。導通角が１２０度とするための遅延時間Ｓｔ２は、周期×導通角／３６０で求められるため、Ｔ２×１２０／３６０＝３．８μ秒にすればよい。したがって、駆動信号出力部１４は、周波数の遷移のタイミングで、位相差が３．８μ秒である、駆動信号Ａ１および駆動信号Ｂ１を生成する。 Next, at the timing when the frequency is changed to 88 kHz, the drive signal output unit 14 changes the frequency of the clock division cycle for generating the drive signal, for example, so that the cycle of the high-frequency signal is T2 = 11.1. The drive signal is changed to 4 μs. In addition, in order to keep the conduction angle at 120 degrees, the drive signal output unit 14 changes the phase difference (leg time) between the drive signal A1 and the drive signal B1. Since the delay time St2 for setting the conduction angle to 120 degrees is obtained by (cycle × conduction angle / 360), T2 × 120/360 = 3.8 μs may be set. Therefore, the drive signal output unit 14 generates the drive signal A1 and the drive signal B1 whose phase difference is 3.8 μs at the timing of the frequency transition.
何ら制御なしで高周波信号の周波数を遷移させると、導通角は維持されない。しかし、このように、高周波信号の周波数を遷移させるタイミングにおいて、駆動信号の位相差またはデューティー比を調整することにより、導通角を一定に保つことができる。 When the frequency of the high-frequency signal is changed without any control, the conduction angle is not maintained. However, by adjusting the phase difference or the duty ratio of the drive signal at the timing when the frequency of the high-frequency signal transitions, the conduction angle can be kept constant.
そして、導通角を適切な値に保つことにより、高周波信号による漏洩磁界を抑えることができる。図７は、導通角に対する基本波および高調波の振幅特性を示す図である。縦軸が振幅つまり磁界の強度を表し、横軸が導通角を表す。振幅がゼロとなる導通角が示されている。なお、図７に示すように、対象とする高調波に応じて、振幅がゼロとなる導通角の値は異なる。３次高調波では１２０度において、５次高調波では７２度と１４４度において、７次高調波では５１度、１０３度、および１５４度において、振幅がゼロとなっている。このように、原理的には、Ｎ次の高調波振幅をゼロとする導通角は、３６０／Ｎの整数倍にあることが分かる。ゆえに、例えば、３次高調波の漏洩磁界の低減が目的である場合は、導通角を１２０度に保つことにより、３次高調波の漏洩磁界を最も低減することが可能となる。 By keeping the conduction angle at an appropriate value, it is possible to suppress the leakage magnetic field due to the high-frequency signal. FIG. 7 is a diagram illustrating amplitude characteristics of a fundamental wave and a harmonic with respect to a conduction angle. The vertical axis represents the amplitude, that is, the strength of the magnetic field, and the horizontal axis represents the conduction angle. The conduction angle at which the amplitude becomes zero is shown. As shown in FIG. 7, the value of the conduction angle at which the amplitude becomes zero differs depending on the target harmonic. The amplitude is zero at 120 degrees for the third harmonic, 72 degrees and 144 degrees for the fifth harmonic, and 51 degrees, 103 degrees, and 154 degrees for the seventh harmonic. Thus, in principle, it can be seen that the conduction angle at which the Nth harmonic amplitude is zero is an integral multiple of 360 / N. Therefore, for example, when the purpose is to reduce the leakage magnetic field of the third harmonic, the leakage magnetic field of the third harmonic can be reduced most by keeping the conduction angle at 120 degrees.
先の例で述べた通り、８５ｋＨｚ帯の基本波を対象として、拡散帯域幅８ｋＨｚにて、周波数ホッピングを行った場合、基本波、３次高調波、５次高調波、および７次高調波に対する周波数ホッピングによる漏洩磁界の低減量は、それぞれ、１３．０ｄＢ、１．３ｄＢ、３．５ｄＢ、４．９ｄＢとなる。この周波数ホッピングにおいて、導通角を１２０度に保つようにすると、周波数ホッピングでは微小であった３次高調波の低減量を増やすことができる。 As described in the previous example, when frequency hopping is performed with a spread bandwidth of 8 kHz for the fundamental wave in the 85 kHz band, the fundamental wave, the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic are The reduction amounts of the leakage magnetic field due to the frequency hopping are 13.0 dB, 1.3 dB, 3.5 dB, and 4.9 dB, respectively. In this frequency hopping, if the conduction angle is kept at 120 degrees, the amount of reduction of the third harmonic, which was minute in frequency hopping, can be increased.
なお、図７から分かるように、電力伝送は振幅の大きい基本波に主に依存している。ゆえに、高調波がゼロとなる導通角が複数ある場合、なるべく大きな電力を送電するためには、基本波の振幅が大きいほうの導通角にすることが好ましい。例えば、５次高調波の漏洩磁界を低減の対象とする場合、５次高調波の振幅は、導通角が７２度と１４４度のときに最小となるが、導通角を１４４度としたほうが、大きな電力を伝送できる。すなわち、０度から１８０度を導通角の取り得る範囲とすると、導通角の候補が複数ある場合は、電力伝送量の観点からは、大きいほうの導通角にすることが好ましい。つまり、Ｎ次の高調波を抑圧する場合、導通角を１８０×（Ｎ−１）／Ｎ度に維持することにより、目的の高調波を抑制し、より大きな電力を送電することが可能となる。 As can be seen from FIG. 7, power transmission mainly depends on a fundamental wave having a large amplitude. Therefore, in the case where there are a plurality of conduction angles at which the harmonics become zero, it is preferable to set the conduction angle with the larger amplitude of the fundamental wave to transmit as much power as possible. For example, when the leakage magnetic field of the fifth harmonic is to be reduced, the amplitude of the fifth harmonic is minimum when the conduction angles are 72 degrees and 144 degrees, but it is better to set the conduction angle to 144 degrees. Large power can be transmitted. That is, assuming that 0 to 180 degrees is a range in which the conduction angle can be taken, when there are a plurality of candidates for the conduction angle, it is preferable to set the conduction angle to the larger one from the viewpoint of the power transmission amount. That is, in the case of suppressing the Nth harmonic, by maintaining the conduction angle at 180 × (N−1) / N degrees, it is possible to suppress the target harmonic and transmit more power. .
一方、必要な低減量を得られるならば、必ずしも、漏洩磁界を最も低減することが可能な角度に導通角を維持しなくともよい。例えば、３次高調波を低減させたい場合に、導通角を１２０度に正確に合わせる必要はなく、導通角を１３５度に合わせても必要とする低減量が得られるならば１３５度に合わせてもよい。１２０度と１３５度を比較すると、基本波の振幅は１３５度の方が高い。基本波の振幅が高いほうが大きな電力を送電することができるため、送電を行う際の電力効率の観点から、導通角を１３５度にすることも考えられる。 On the other hand, if the required amount of reduction can be obtained, it is not always necessary to maintain the conduction angle at an angle that can minimize the leakage magnetic field. For example, when it is desired to reduce the third harmonic, it is not necessary to exactly adjust the conduction angle to 120 degrees. If the required reduction amount can be obtained even if the conduction angle is adjusted to 135 degrees, the conduction angle is adjusted to 135 degrees. Is also good. Comparing 120 degrees and 135 degrees, the amplitude of the fundamental wave is higher at 135 degrees. Since the higher the amplitude of the fundamental wave, the larger the power that can be transmitted, the conduction angle may be set to 135 degrees from the viewpoint of power efficiency at the time of power transmission.
また、導通角を固定値で維持するのではなく、所定の範囲内で収めるようにしてもよい。例えば、導通角を１３５度に合わせても必要な低減量が得られるならば、１２０度から１３５度までの範囲を許容範囲として、当該許容範囲内で導通角を維持してもよい。このようにすると、導通角を許容範囲内で調整することにより、伝送する電力を増減させることができる。このように、送電電力、電力効率、漏洩磁界の低減量などの様々な要素を考慮して、導通角に対する制御内容を決定すればよい。例えば、３次高調波を最大値の１／３以下に抑圧したい場合では、図７から分かるように、導通角が１２０度の前後１０度の範囲であれば目的を達することができる。ゆえに、１１０度から１３０度の範囲を許容範囲として、当該許容範囲内で導通角を維持してもよい。このように、どの程度導通角を維持するかは、周囲の環境などに応じて調整されてよい。 Further, instead of maintaining the conduction angle at a fixed value, the conduction angle may be set within a predetermined range. For example, if the required amount of reduction can be obtained even when the conduction angle is adjusted to 135 degrees, the conduction angle may be maintained within the allowable range, with the range from 120 degrees to 135 degrees as an allowable range. By doing so, the power to be transmitted can be increased or decreased by adjusting the conduction angle within the allowable range. As described above, the control content for the conduction angle may be determined in consideration of various factors such as the transmission power, the power efficiency, and the amount of reduction of the leakage magnetic field. For example, when it is desired to suppress the third harmonic to 1/3 or less of the maximum value, as can be seen from FIG. 7, the object can be achieved if the conduction angle is in the range of 10 degrees before and after 120 degrees. Therefore, the conduction angle may be maintained within the allowable range with the range of 110 degrees to 130 degrees as the allowable range. In this way, how much the conduction angle is maintained may be adjusted according to the surrounding environment and the like.
導通角の変動の許容範囲は、漏洩磁界の許容可能な低減量に応じて、予め定めておけばよい。なお、図７に示すように、高調波は振幅のピークを複数有するため、許容範囲は、最大でも振幅のピークの一つから次の振幅のピークまでの角度となる。つまり、記号ＭをＮ未満の奇数とすると、導通角の許容範囲は、Ｍ×１８０／Ｎから（Ｍ＋２）×１８０／Ｎまでの範囲となる。 The allowable range of the variation of the conduction angle may be determined in advance according to the allowable reduction amount of the leakage magnetic field. As shown in FIG. 7, since the harmonic has a plurality of amplitude peaks, the allowable range is an angle from one of the amplitude peaks to the next amplitude peak at the maximum. That is, assuming that the symbol M is an odd number less than N, the allowable range of the conduction angle is in a range from M × 180 / N to (M + 2) × 180 / N.
なお、周波数ホッピングによる周波数の遷移間隔は、遷移数、拡散帯域幅などにも左右されるが、概ね、５０μ秒〜５００μ秒ごとに行われることが想定される。ゆえに、遷移値、遷移タイミング、駆動信号の位相差などの設定値は、制御が煩雑となるのを避けるためにも、予め算出しておくほうが好ましい。周波数ホッピングの実行中に、これらの設定値を都度算出してもよいが、その場合、本実施形態の送電装置１を実装した汎用的なコンピュータ装置の処理能力にとって非常に短い間隔において、メインのＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）からハードウェアレジスタへの書き込みが頻繁に発生してしまう。周波数ホッピング中に、その都度レジスタを変更することは、ＣＰＵの処理能力、メモリへの書き込みの帯域の多くを、周波数ホッピングの処理に割くこととなり、好ましくない。 Note that the frequency transition interval due to frequency hopping depends on the number of transitions, the spread bandwidth, and the like, but is generally assumed to be performed every 50 μsec to 500 μsec. Therefore, it is preferable that the set values such as the transition value, the transition timing, and the phase difference between the drive signals are calculated in advance in order to avoid complicated control. During the execution of frequency hopping, these set values may be calculated each time. In such a case, the main values are set at very short intervals for the processing capability of a general-purpose computer device equipped with the power transmission device 1 of the present embodiment. Writing to a hardware register from a CPU (Central Processing Unit) frequently occurs. Changing the register each time during the frequency hopping is not preferable because much of the processing capacity of the CPU and the band of writing to the memory are devoted to the frequency hopping process.
例えば、遷移値、周波数を維持する期間長、周波数を変更する際のクロック分周比、周波数を変更する際の駆動信号の位相差、などの値をメモリテーブルに記憶し、遷移値の遷移の順番はハードウェア上に実装してもよい。メインＣＰＵからメモリテーブルに設定値を書き込む場合は、送電開始前といったメインＣＰＵの負荷が軽い状態において、実施されることが望ましい。こうすることにより、メインＣＰＵからの周波数ホッピングの実行を指示する信号を合図に、ハードウェアにより、自動で周波数ホッピングおよび導通角の制御の処理を行うことができる。 For example, values such as a transition value, a period length for maintaining the frequency, a clock division ratio when changing the frequency, and a phase difference of a drive signal when changing the frequency are stored in a memory table, and the transition value of the transition value is stored. The order may be implemented on hardware. When writing the set value from the main CPU to the memory table, it is desirable that the setting be performed in a state where the load on the main CPU is light, such as before the start of power transmission. By doing so, the signal for instructing execution of frequency hopping from the main CPU is signaled, and the processing of frequency hopping and conduction angle control can be automatically performed by hardware.
あるいは、メインＣＰＵとは別に、周波数ホッピングおよび導通角の制御を行う専用の回路、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、を送電回路内に設置してもよい。このように、メインＣＰＵとは独立した、ハードウェア、ＤＳＰ、メモリなどから成る演算ユニットにより、周波数ホッピングおよび導通角の制御の処理を実行させることが好ましい。 Alternatively, a dedicated circuit for controlling the frequency hopping and the conduction angle, for example, a DSP (Digital Signal Processor) may be provided in the power transmission circuit separately from the main CPU. As described above, it is preferable that the processing of the frequency hopping and the control of the conduction angle is executed by the arithmetic unit including the hardware, the DSP, and the memory, which is independent of the main CPU.
このようにして、駆動信号出力部１４は、周波数ホッピングと、インバータ１３の導通角の維持と、を行うための駆動信号を出力することが可能になる。
In this manner, the drive signal output unit 14 can output a drive signal for performing frequency hopping and maintaining the conduction angle of the
送電コイルユニット１５は、高周波電流が流れることにより磁界を発生させる。送電コイルユニット１５から発生した磁界が、受電コイルユニット２１に到達すると、送電コイルユニット１５と受電コイルユニット２１との間で相互結合が生じる。これにより、受電コイルユニット２１は、送電コイルユニット１５から電力を受け取ることができる。このようにして、非接触で電力が伝送される。なお、送電コイルユニット１５のコイルの種類は、ソレノイド型およびスパライラル型のいずれの型でもよい。
The power
送電コイルユニット１５は、コイルだけでもよいが、図１に示すように、キャパシタを備えていてもよい。コイルとインバータ１３との間に接続されたキャパシタは補償回路として動作する。つまり、キャパシタは、高周波電流が当該コイルに送られる前の力率改善、電流と電圧の位相差軽減などを目的に、高周波電流を補償する。なお、図１では、キャパシタがコイルに直列に接続されているが、並列に接続されてもよい。また、インバータ１３と送電コイルユニット１５との間に高次の漏洩磁界を低減する目的などでフィルタが挿入されていてもよい。
The power
以上のようにして、送電装置１は、周波数ホッピングと、インバータ１３の導通角の維持と、の両方を行う。周波数ホッピングだけを行うと、導通角が変化し、対象とするＮ次高調波の漏洩磁界の強度が上限値を超えてしまう恐れがあるが、周波数ホッピングの前後で、導通角を固定値または許容範囲内に維持することにより、Ｎ次高調波の漏洩磁界の強度を抑えたままにすることができる。こうして、送電装置１は、基本波および高調波の両方に対して、漏洩磁界を抑えつつ、受電装置２に対し送電を行うことができる。
As described above, power transmission device 1 performs both frequency hopping and maintaining the conduction angle of
受電装置２は、相互誘導により受電コイルに生じた電力を受け取る。具体的には、受電コイルユニット２１に高周波電流が生じる。受電コイルユニット２１のコイルの種類は、送電コイルユニット１５と同様、いずれの型でもよい。
The
整流部２２は、受電コイル２１からの高周波電流を整流する。図１では、フルブリッジのダイオードにより構成された例が示されているが、構成はこの例に限られるわけではない。また、整流後の電流は、リップル成分を多く含む。ゆえに、リップルを除去するために、整流部２２は、キャパシタ、インダクタ、またはこれらの組み合わせからなるリップル除去回路を含んでいてもよい。また、整流後に電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータが整流部２２に接続されていてもよい。
The
そして、整流部２２から出力される直流電流は電力供給先に供給される。電力供給先は、バッテリー、他の電気装置などが想定される。電力供給先は受電装置２の内部でも外部でもよい。
Then, the DC current output from the
以上のように、第１の実施形態によれば、周波数ホッピングが行われてもインバータ１３の導通角が一定に保たれるように、周波数の遷移と同じタイミングで、駆動信号の位相差またはデューティー比が調整される。これにより、基本波および高調波の両方に対して、漏洩磁界の低減効果を得ることができる。
（第２の実施形態）
As described above, according to the first embodiment, the phase difference or the duty of the drive signal is changed at the same timing as the frequency transition so that the conduction angle of the
(Second embodiment)
図８は、第２の実施形態に係る電力伝送システムの一例を示すブロック図である。第２の実施形態の送電装置１は、送電制御部１６と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７と、をさらに備える。送電制御部１６により、第２の実施形態は、第１の実施形態よりも、低減効果の精度などが向上する。
FIG. 8 is a block diagram illustrating an example of a power transmission system according to the second embodiment. The power transmission device 1 according to the second embodiment further includes a power
また、第１の実施形態でも説明したように、導通角の制御の目的とする高調波以外の高調波の漏洩磁界を低減するために、送電装置１および受電装置２がノッチフィルタを、さらに備えていてもよい。図８では、ノッチフィルタを備えた例を示している。送電装置１のノッチフィルタ１８は、インバータ１３の出力側と送電コイルユニット１５との間に設けられている。受電装置２のノッチフィルタ２３は、受電コイルユニット２１と整流部２２との間に設けられている。なお、第１の実施形態がノッチフィルタ１８および２３を備えていてもよい。
Further, as described in the first embodiment, the power transmitting device 1 and the
ノッチフィルタ１８および２３は所定の高調波の漏洩磁界を抑圧する。ゆえに、ノッチフィルタ１８が対象としていない高調波を導通角の制御により抑圧すればよい。例えば、ノッチフィルタ１８の抑圧の対象が３次高調波である場合は、インバータ１３の導通角を１４４度に設定することにして５次の高調波を抑圧してもよい。このようにして、これにより、基本波および全ての高調波の漏洩磁界を満遍なく低減させることができる。
The notch filters 18 and 23 suppress the leakage magnetic field of a predetermined harmonic. Therefore, harmonics not targeted by the
送電制御部１６は、駆動信号出力部１４に対し、周波数ホッピングおよび導通角制御の実施の可否を指示する。言い換えると、送電制御部１６は、駆動信号出力部１４に対し、高周波電流の周波数の周期的な変更、および、高周波電流の波形の変更の少なくともいずれかの実施に関する指示を行う。これにより、周波数ホッピングおよび導通角制御のいずれか一方を実施し、他方を実施しないといった場合に対応することができる。
The power
例えば、送電制御部１６は、送電装置１の筐体の外側に設けられてユーザにより操作されるスイッチによる電気信号を受け付けて、当該電気信号に基づき、周波数ホッピングおよび導通角制御の実施の可否を判断してもよい。あるいは、後述する所定の電力閾値などに基づき、高周波電流の値から実施可否を判断してもよい。そして、実施可否の判断結果に基づき、処理の開始信号（開始指示）または停止信号（停止指示）を、駆動信号出力部１４に出力する。当該信号を受け付けて、駆動信号出力部は、送電制御部１６の指示内容に応じた周波数または波形の駆動信号を出力する。これにより、インバータにて、高周波電流の周波数の周期的な変更、および、高周波電流の波形の変更、の少なくともいずれかが開始または停止される。
For example, the power
また、送電制御部１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７に対し、送電電力の増減を指示する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１７は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２と、インバータ１３との間に設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１７は、自身を流れる直流電流のデューティー比を調整することにより、当該直流電流を所望の電圧値に昇圧または降圧することができる。前述のように導通角を維持すると、インバータ１３の出力電力が減少する。しかし、送電制御部１６がＤＣ／ＤＣコンバータ１７に対して出力電力、つまりインバータ１３に対する入力電圧の値ＶＩＮを増減させる指示を与えることにより、送電電力を補償することが可能である。なお、説明の便宜上、第２の実施形態がＤＣ／ＤＣコンバータ１７を備えているが、第１の実施形態がＤＣ／ＤＣコンバータ１７を備えていてもよい。
Further, the power
送電装置１は、通常、所定のダイナミックレンジにおいて送電を行う。本実施形態では、このダイナミックレンジを、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２による電力増減と、インバータ１３による電力増減と、の２つに分割することができる。これにより、個々のダイナミックレンジを狭くすることができ、回路設計を容易にすることができる。
The power transmission device 1 normally transmits power in a predetermined dynamic range. In the present embodiment, the dynamic range can be divided into two, that is, the power increase and decrease by the AC /
前述の通り、導通角を調整することにより、出力電力の増減を制御することができる。例えば、導通角を１５度から１８０度の間で調整してもよい場合、基本波の振幅をおおよそ０．１から１．０の範囲で制御することができるが、これはインバータ１３による出力電力を対応する範囲において制御可能であることを示す。 As described above, by adjusting the conduction angle, it is possible to control the increase or decrease of the output power. For example, when the conduction angle may be adjusted between 15 degrees and 180 degrees, the amplitude of the fundamental wave can be controlled in a range of approximately 0.1 to 1.0. Indicates that control is possible in the corresponding range.
例えば、全体で０から１２０ｋＷのダイナミックレンジにおいて送電を行う場合において、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２に７０ｋＷ（マージン１０ｋＷ含む）のダイナミックレンジを割り当て、インバータ１３に７０ｋＷ（マージン１０ｋＷ含む）のダイナミックレンジを割り当てるとする。この場合、インバータ１３単体に１２０ｋＷのダイナミックレンジを確保するよりもインバータ１３素子への負担が軽くなり、回路設計が容易になる。また、漏洩磁界の低減量を最大にするため、インバータ１３により電力を調整できない場合でも、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２により電力増減を行うことができる。
For example, in the case where power transmission is performed in a dynamic range of 0 to 120 kW as a whole, a dynamic range of 70 kW (including a margin of 10 kW) is allocated to the AC /
また、一般的に非接触給電システムは、基本周波数近辺の共振特性を用いて電力伝送を行っており、周波数ごとに、異なる振幅となる振幅特性を有している。そのため、周波数ホッピングを行うと、各周波数で得られる出力電力が周波数振幅特性に依存し、受電コイルユニット２１が受け取った高周波電流が周波数の変更に伴って増減して波打ち、リップルが発生する場合がある。
In general, a non-contact power supply system performs power transmission using resonance characteristics around a fundamental frequency, and has amplitude characteristics that have different amplitudes for each frequency. Therefore, when frequency hopping is performed, the output power obtained at each frequency depends on the frequency amplitude characteristics, and the high-frequency current received by the power receiving
出力電力が安定した後では、フィードバック制御を掛けるなどの方法によって、リップルを同定して補償することができる。しかし、出力電力が安定する前の上昇過程では、出力電力自体の増加と、リップルによる電力の増減変動とを区別することが困難であり、リップルの除去は、複雑な制御が必要となる。 After the output power is stabilized, ripples can be identified and compensated by a method such as applying feedback control. However, in the rising process before the output power is stabilized, it is difficult to distinguish between the increase in the output power itself and the fluctuation in the power due to the ripple, and the removal of the ripple requires complicated control.
そこで、本実施形態では、電力の立上げ時に、なるべくリップルが発生しないように制御する。具体的には、周波数ホッピングの開始のための電力閾値を設け、送電制御部１６は、出力電力が当該電力閾値を越えてから、周波数ホッピングの実行を駆動信号出力部１４に指示する。駆動信号出力部１４は、当該指示を受け付けると、周波数ホッピングのための駆動信号を出力する。これにより、周波数ホッピングが開始される。
Therefore, in the present embodiment, control is performed so that ripples are not generated as much as possible when power is started. Specifically, a power threshold for starting frequency hopping is provided, and the power
また。導通角の制御についても同様に、導通角制御開始のための電力閾値を設け、送電制御部１６は、出力電力が当該電力閾値を越えてから、導通角を所定値にするように、駆動信号出力部１４に指示してもよい。導通角を最初から固定してしまうと、インバータ１３による電力調整はできなくなる。ゆえに、導通角を所定値に固定する場合でも、出力電力が閾値を越えるまでは電力調整が行えるようにしてもよい。
Also. Similarly, for the control of the conduction angle, a power threshold value for starting the conduction angle control is provided, and the power
なお、出力電力が電力閾値を越えたか否かを判断するよりも、電流値など、電力と相関があり計測が容易なものを用いて、判断してもよい。例えば、図８に示すように、インバータ１３の電流が送電制御部１６に入力されるようにし、送電制御部１６が電流値を測定してもよい。
Instead of determining whether or not the output power has exceeded the power threshold, the determination may be made using a current value or the like that has a correlation with the power and is easily measured. For example, as shown in FIG. 8, the current of the
周波数ホッピングおよび導通角制御の開始を制御する場合の処理の流れについて説明する。図９は、周波数ホッピングおよび導通角制御の開始を制御する場合の処理の概略フローチャートを示す図である。図１０は、周波数ホッピングおよび導通角制御の開始を制御した場合におけるコイルユニットの電流の推移を示す図である。ここでは、電流値を用いて制御する。また、目標電流値を１２０Ａとし、周波数ホッピングに対する電力閾値は目標電流値の半分である６０Ａとしている。導通角に対する電力閾値は、３次高調波の抑制を最大とすることを想定して、導通角が１２０度のときの電流値８０Ａとしている。また、送電開始時における導通角の初期値は１５度としている。これらの値は、特に限られるものではなく、適宜に変えられてよい。 A process flow for controlling the start of the frequency hopping and the conduction angle control will be described. FIG. 9 is a diagram illustrating a schematic flowchart of a process for controlling the start of the frequency hopping and the conduction angle control. FIG. 10 is a diagram illustrating a transition of the current of the coil unit when the start of the frequency hopping and the conduction angle control is controlled. Here, the control is performed using the current value. The target current value is set to 120 A, and the power threshold value for frequency hopping is set to 60 A, which is half of the target current value. The power threshold value for the conduction angle is set to a current value of 80 A when the conduction angle is 120 degrees, assuming that the suppression of the third harmonic is maximized. The initial value of the conduction angle at the start of power transmission is 15 degrees. These values are not particularly limited and may be changed as appropriate.
送電制御部１６が、送電を開始するように駆動信号出力部１４に指示し（Ｓ１０１）、駆動信号出力部１４が駆動信号の出力を開始する（Ｓ１０２）。これにより、インバータ１３から送電コイルユニット１５に電流が流れ始める。なお、駆動信号出力部１４は、当該電流が導通角の電力閾値に到達するまでは、導通角が初期値から増加し続けるように、駆動信号の波形を変更していく。これにより、高周波電流の電流値が上昇し続ける。なお、導通角の増加量は予め定めておけばよい。また、周波数ホッピングの開始は送電制御部１６により指示されておらず、周波数ホッピングはまだ行われない。ゆえに、リップルは発生しない。
The power
高周波電流の電流値が周波数ホッピングの電力閾値である６０Ａに到達したことを検知すると、送電制御部１６が周波数ホッピングの開始（周波数ホッピングＯＮ）を駆動信号出力部１４に指示する（Ｓ１０３）。当該指示により、駆動信号出力部１４が、所定間隔において、各駆動信号の周期の変更を開始する（Ｓ１０４）。これにより、周波数ホッピングが開始される。導通角の増加は続くため、電流は上昇を続ける。
When detecting that the current value of the high-frequency current has reached the frequency threshold power threshold of 60 A, the power
高周波電流の電流値が導通角制御の電力閾値である８０Ａに到達したことを検知すると、送電制御部１６が導通角の維持を駆動信号出力部１４に指示する（Ｓ１０５）。駆動信号出力部１４は、当該指示を受けて、導通角が１２０度のままになるように、駆動信号を調整する（Ｓ１０６）。こうして、導通角が維持される。
When detecting that the current value of the high-frequency current has reached 80 A, which is the power threshold value of the conduction angle control, the power
導通角が固定されると、インバータ１３による電流の増加がなくなるため、送電制御部１６は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電力が増加するように制御する（Ｓ１０７）。これにより、高周波電流の電流値の上昇が維持される。
When the conduction angle is fixed, the increase in current by the
高周波電流の電流値が目標電流値である１２０Ａに到達したことを検知すると、送電制御部１６は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電力が一定値となるように制御する（Ｓ１０８）。こうして、周波数ホッピングおよび導通角の維持の両方を行いつつ、目標電流値の電流を得ることができる。
When detecting that the current value of the high-frequency current has reached the target current value of 120 A, the power
なお、高周波電流の電流値が目標電流値に到達した後に、送電制御部１６は、高周波電流の実際の値と目標値との差分に基づき、インバータ１３の導通角を変動（増減）させるように、駆動信号出力部１４に指示してもよい。前記駆動信号出力部は、当該指示を受けたときは、Ｍ×１８０／Ｎから（Ｍ＋２）×１８０／Ｎまでの範囲内で、インバータの導通角を、当該差分がなくなる方向に増加または減少するように、前記駆動信号の波形を変更する。これにより、高周波電流の変動が抑えられて、安定した電力伝送を行うことができる。
After the current value of the high-frequency current reaches the target current value, the power
なお、目標電流値に到達した後の電力の増減は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２により行われてもよい。しかし、その場合、電力の増減を司るコンバータと、周波数ホッピングを司るインバータ１３との間において、時定数の差があると、両方の制御を同期させても、時定数の違いにより応答が異なってしまう。さらに、時定数は、装置の温度変化、コイルの状態などにも応じて変化してしまうため、安定化のために、時々刻々と変化する時定数を考慮した制御を行わなければならなくなる。ゆえに、出力電力が目標電力に到達した後では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２はなく、導通角の制御により電力値の調整を行うのが好ましい。また、導通角を許容範囲外に設定しないと目標電流値の維持が出来ないときはＡＣ／ＤＣコンバータ１２を用い、それ以外のときは、導通角の制御により電力値の調整を行うとしてもよい。
The increase / decrease of the power after reaching the target current value may be performed by the AC /
以上のように、第２の実施形態によれば、送電制御部１６により、周波数ホッピングおよびを導通角の制御の実施期間を、電力などに応じて決定することができる。これにより、電力の立上げ時において、リップルの発生を防ぐことができる。
As described above, according to the second embodiment, the power
なお、本実施形態の各処理は専用の回路で実現されることを想定しているが、周波数を変更するタイミングの指定など、回路の制御に関する処理は、ＣＰＵがメモリに格納されたプログラムを実行することにより実現されてもよい。 Although it is assumed that each processing of the present embodiment is realized by a dedicated circuit, processing relating to circuit control such as designation of a timing for changing a frequency is executed by the CPU by executing a program stored in the memory. It may be realized by doing.
上記に、本発明の一実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 While one embodiment of the present invention has been described above, these embodiments are presented by way of example only and are not intended to limit the scope of the invention. These new embodiments can be implemented in other various forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the spirit of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the invention described in the claims and their equivalents.
１ 送電装置
１１ ＡＣ電源
１２ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１３ インバータ
１４ 駆動信号出力部
１５ 送電コイルユニット（共振子）
１６ 送電制御部
１７ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１８ 送電側ノッチフィルタ
２ 受電装置
２１ 受電コイルユニット（共振子）
２２ 整流部
２３ 受電側ノッチフィルタ
REFERENCE SIGNS LIST 1
22
Claims (15)
直流電流から高周波電流を生成するインバータと、
前記インバータを駆動させる駆動信号を出力する駆動信号出力部と、
前記高周波電流が流れることにより、前記磁界を発生させる送電コイルと、
を備え、
前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数を周期的に変更し、
前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数が変更されるのに合わせて、前記インバータの導通角を維持するように、前記高周波電流の波形を変更する
送電装置。 A power transmission device that transmits power by a magnetic field,
An inverter that generates a high-frequency current from a DC current;
A drive signal output unit that outputs a drive signal for driving the inverter;
A power transmission coil that generates the magnetic field by flowing the high-frequency current,
With
The inverter periodically changes the frequency of the high-frequency current based on the drive signal,
The power transmission device, wherein the inverter changes a waveform of the high-frequency current so as to maintain a conduction angle of the inverter according to a change in a frequency of the high-frequency current based on the drive signal.
前記駆動信号出力部が、前記駆動信号のデューティー比を変更することにより、前記高周波電流の波形が変更される
請求項１に記載の送電装置。 By the drive signal output unit periodically changing the frequency of the drive signal, the frequency of the high-frequency current is periodically changed,
The power transmission device according to claim 1, wherein the drive signal output unit changes a duty ratio of the drive signal to change a waveform of the high-frequency current.
前記駆動信号出力部が、前記駆動信号の位相差を変更することにより、前記高周波電流の波形が変更される
請求項１に記載の送電装置。 By the drive signal output unit periodically changing the frequency of the drive signal, the frequency of the high-frequency current is periodically changed,
The power transmission device according to claim 1, wherein the drive signal output unit changes a phase difference of the drive signal, thereby changing a waveform of the high-frequency current.
前記インバータの導通角が、前記高周波電流の周波数が変更される前後において、１８０×（Ｎ−１）／Ｎの角度に維持されることにより、Ｎ次高調波の漏洩磁界を低減する
請求項１ないし３のいずれか一項に記載の送電装置。 When N is defined as odd,
The leakage angle of the Nth harmonic is reduced by maintaining the conduction angle of the inverter at an angle of 180 × (N−1) / N before and after the frequency of the high-frequency current is changed. The power transmission device according to any one of claims 3 to 3.
請求項１ないし３のいずれか一項に記載の送電装置。 The third harmonic of the magnetic field is reduced by maintaining the conduction angle of the inverter at around 120 degrees before and after the frequency of the high-frequency current is changed. The power transmission device according to claim 1.
前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、直列に接続されて、第１レグを構成し、
前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子は、直列に接続されて、第２レグを構成し、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続ノードが前記送電コイルユニットの一端に接続され、
前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続ノードが前記送電コイルユニットの他端に接続され、
前記第１スイッチング素子の前記第２スイッチング素子と接続されていないほうの一端と、前記第３スイッチング素子の前記第４スイッチング素子と接続されていない一端と、に前記直流電流が入力され、
前記第１から第４のスイッチング素子が、それぞれに対応する駆動信号に基づきスイッチングを行うことにより、前記直流電流から前記高周波電流が生成される
請求項１ないし５のいずれか一項に記載の送電装置。 The inverter is a single-phase full-bridge inverter including first to fourth switching elements;
The first switching element and the second switching element are connected in series to form a first leg,
The third switching element and the fourth switching element are connected in series to form a second leg,
A connection node between the first switching element and the second switching element is connected to one end of the power transmission coil unit,
A connection node between the third switching element and the fourth switching element is connected to the other end of the power transmission coil unit,
The DC current is input to one end of the first switching element that is not connected to the second switching element and one end of the third switching element that is not connected to the fourth switching element,
The power transmission according to any one of claims 1 to 5, wherein the first to fourth switching elements perform switching based on the corresponding drive signals to generate the high-frequency current from the DC current. apparatus.
前記第３スイッチング素子に対する第３駆動信号は、前記第４スイッチング素子に対する第４駆動信号を反転した信号であり、
前記駆動信号出力部が前記第１駆動信号と前記第３駆動信号のデューティー比の差を変更することにより、前記インバータの導通角を調整する
請求項６に記載の送電装置。 A first drive signal for the first switching element is a signal obtained by inverting a second drive signal for the second switching element;
The third drive signal for the third switching element is a signal obtained by inverting a fourth drive signal for the fourth switching element,
The power transmission device according to claim 6, wherein the drive signal output unit adjusts a conduction angle of the inverter by changing a difference between a duty ratio of the first drive signal and a duty ratio of the third drive signal.
前記第３スイッチング素子に対する第３駆動信号は、前記第４スイッチング素子に対する第４駆動信号を反転した信号であり、
前記駆動信号出力部が前記第１駆動信号と前記第３駆動信号の位相差を変更することにより、前記インバータの導通角を調整する
請求項６に記載の送電装置。 A first drive signal for the first switching element is a signal obtained by inverting a second drive signal for the second switching element;
The third drive signal for the third switching element is a signal obtained by inverting a fourth drive signal for the fourth switching element,
The power transmission device according to claim 6, wherein the drive signal output unit adjusts a conduction angle of the inverter by changing a phase difference between the first drive signal and the third drive signal.
前記駆動信号出力部が、前記指示の内容に応じた周波数または波形の駆動信号を出力することにより、前記インバータによる、前記高周波電流の周波数の周期的な変更、および、前記高周波電流の波形の変更、の少なくともいずれかが開始または停止される
請求項１ないし８のいずれか一項に記載の送電装置。 A power transmission control unit that instructs the drive signal output unit to periodically change the frequency of the high-frequency current based on the high-frequency current, and to start or stop at least one of changes in the waveform of the high-frequency current. ,
The drive signal output unit outputs a drive signal having a frequency or a waveform according to the content of the instruction, whereby the inverter periodically changes the frequency of the high-frequency current and changes the waveform of the high-frequency current. The power transmission device according to any one of claims 1 to 8, wherein at least one of the power transmission device is started or stopped.
前記駆動信号出力部が、前記開始指示を受けてから、所定のタイミングにおいて、前記駆動信号の周期の変更を開始する
請求項９に記載の送電装置。 When the power transmission control unit detects that the value of the high-frequency current has reached a first threshold, the power transmission control unit instructs the drive signal output unit to start periodically changing the frequency of the high-frequency current,
The power transmission device according to claim 9, wherein the drive signal output unit starts changing the cycle of the drive signal at a predetermined timing after receiving the start instruction.
前記駆動信号出力部が、前記停止指示を受けるまでは、前記インバータの導通角を増加し続けるように、前記駆動信号の波形を変更する
請求項９または１０に記載の送電装置。 The power transmission control unit, when detecting that the value of the high-frequency current has reached a second threshold, to the drive signal output unit, performs an instruction to stop changing the waveform of the high-frequency current,
The power transmission device according to claim 9, wherein the drive signal output unit changes a waveform of the drive signal so as to continue increasing the conduction angle of the inverter until receiving the stop instruction.
前記駆動信号出力部が、Ｍ×１８０／Ｎから（Ｍ＋２）×１８０／Ｎまでの範囲内に前記インバータの導通角が収まるように、前記駆動信号の波形を変更する
請求項９ないし１１のいずれか一項に記載の送電装置。 In the case where N is defined as an odd number and M is defined as an odd number less than N, the drive signal output unit is configured so that the conduction angle of the inverter falls within a range from M × 180 / N to (M + 2) × 180 / N. The power transmission device according to any one of claims 9 to 11, wherein a waveform of the drive signal is changed.
前記送電制御部が、前記高周波電流の値と目標値との差分に基づき、前記駆動信号出力部に対し、前記インバータの導通角の増減指示を行い、
前記駆動信号出力部が、前記増減指示を受けたときに、Ｍ×１８０／Ｎから（Ｍ＋２）×１８０／Ｎまでの範囲内で、前記インバータの導通角を、前記差分がなくなる方向に増加または減少するように、前記駆動信号の波形を変更する
請求項９ないし１１のいずれか一項に記載の送電装置。 In a case where N is defined as an odd number and M is defined as an odd number less than N, the power transmission control unit determines a conduction angle of the inverter with respect to the drive signal output unit based on a difference between the value of the high-frequency current and a target value. Command to increase or decrease
When the drive signal output unit receives the increase / decrease instruction, the conduction angle of the inverter is increased in a direction from M × 180 / N to (M + 2) × 180 / N in a direction in which the difference disappears. The power transmission device according to any one of claims 9 to 11, wherein a waveform of the drive signal is changed so as to decrease the drive signal.
前記送電制御部が、前記直流電源生成部に対し、前記直流電流の電圧の増減を指示する
請求項９ないし１３のいずれか一項に記載の送電装置。 The apparatus further includes a DC power generation unit that generates the DC current,
The power transmission device according to any one of claims 9 to 13, wherein the power transmission control unit instructs the DC power generation unit to increase or decrease the voltage of the DC current.
前記送電装置は、
直流電流から高周波電流を生成するインバータと、
前記インバータを駆動させる駆動信号を出力する駆動信号出力部と、
前記高周波電流が流れることにより、磁界を発生する送電コイルと、
を備え、
前記受電装置は、
前記磁界により高周波電流を生成する受電コイルユニット
を備え、
前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記インバータの高周波電流の周波数を周期的に変更し、
前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記インバータの高周波電流の周波数が変更されるのに合わせて、前記インバータの導通角を維持するように、前記インバータの高周波電流の波形を変更する
電力伝送システム。 A power transmission system that includes a power transmission device and a power reception device, and transmits power in a non-contact manner,
The power transmission device,
An inverter that generates a high-frequency current from a DC current;
A drive signal output unit that outputs a drive signal for driving the inverter;
A power transmission coil that generates a magnetic field by flowing the high-frequency current,
With
The power receiving device,
A receiving coil unit that generates a high-frequency current by the magnetic field,
The inverter periodically changes the frequency of the high-frequency current of the inverter based on the drive signal,
A power transmission system, wherein the inverter changes a waveform of a high-frequency current of the inverter so as to maintain a conduction angle of the inverter according to a change in a frequency of the high-frequency current of the inverter based on the drive signal. .
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| JP2022016299A (en) * | 2020-07-10 | 2022-01-21 | 島田理化工業株式会社 | Non-contact power supply inverter device, control method of non-contact power supply inverter device, non-contact power transmission device, non-contact power transmission and reception device, non-contact power supply system, and non-contact power transmission and reception system |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20100172168A1 (en) * | 2007-05-25 | 2010-07-08 | Access Business Group International Llc | Power system |
| JP2013223409A (en) * | 2012-04-19 | 2013-10-28 | Sony Corp | Transmission device, non-contact power transmission system, and signal generating method |
| JP2018093691A (en) * | 2016-12-07 | 2018-06-14 | Tdk株式会社 | Power supply device and wireless power transmission device using the same |
-
2018
- 2018-07-02 JP JP2018126289A patent/JP7015744B2/en active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20100172168A1 (en) * | 2007-05-25 | 2010-07-08 | Access Business Group International Llc | Power system |
| JP2013223409A (en) * | 2012-04-19 | 2013-10-28 | Sony Corp | Transmission device, non-contact power transmission system, and signal generating method |
| JP2018093691A (en) * | 2016-12-07 | 2018-06-14 | Tdk株式会社 | Power supply device and wireless power transmission device using the same |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11095161B2 (en) | 2019-07-01 | 2021-08-17 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power transmission apparatus, wireless power transfer system, and power transmission method |
| JP2022016299A (en) * | 2020-07-10 | 2022-01-21 | 島田理化工業株式会社 | Non-contact power supply inverter device, control method of non-contact power supply inverter device, non-contact power transmission device, non-contact power transmission and reception device, non-contact power supply system, and non-contact power transmission and reception system |
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