CN105991053B - 用于恒流驱动的开关电源*** - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种用于恒流驱动的开关电源***，包括变压器、功率开关、第一控制电路、第二控制电路、电流采样电阻、电流开关和信号反馈路径。变压器具有初级侧和次级侧，次级侧连接有输出负载，功率开关与初级侧串联。第一控制电路输入直流电压和第二脉宽调制信号，输出第一脉宽调制信号至功率开关，并进行功率因数校正。电流采样电阻连接输出负载并形成采样电压。电流开关连接输出负载以对其电流进行斩波。第二控制电路输入次级侧的电压和采样电压，并输出第二脉宽调制信号至电流开关，实现恒流驱动和去工频纹波。信号反馈路径连接第一控制电路和第二控制电路，将第二脉宽调制信号输入第一控制电路，通过控制从初级侧传递到次级侧的能量而限制输出电压的波动范围。

Description

用于恒流驱动的开关电源***
技术领域
本发明主要涉及开关电源***，尤其涉及一种用于恒流驱动的开关电源***。
背景技术
随着有机发光二极管(LED)照明应用的发展，近年来各国相继发布了与LED照明相关的各种标准。最具代表性的是基于美国的能源之星计划在2009年发布的《整体式LED灯能源之星认证》最终版。值得关注的是，在该标准中，对LED灯的功率因数提出了专门的规定。按照该标准，对于功率大于5W的LED灯，功率因数(PF)要大于70％。因此，提高LED灯的功率因数以实现节能环保是普遍的趋势。
为了达到较高的功率因数，传统的做法是在LED的输出驱动级前面增加一级无源或有源功率因数校正(PFC)电路。无源功率因数校正(PPFC)通常使用填谷电路，而有源功率因数校正(APFC)通常使用升压(Boost)电路实现。图1示例了已知的用于驱动LED的开关电源***，这是一个由有源功率因数校正(APFC)电路120和反激式(flyback)开关电源LED恒流驱动级130构成的两级LED驱动电路。有源功率因数校正电路(APFC)120进一步由一个升压功率转换器和一个功率因数控制器122构成。
如图1所示，交流(AC)输入电压首先通过输入整流器110，形成“M”型的输入整流电压，作为APFC电路120的输入。同时输入整流电压经由电阻R1,R2分压后，被PFC控制器122的ACI引脚采样。升压功率转换器的输出电压经由电阻R4,R5分压后被PFC控制器122的VFB引脚采样。由VFB引脚采样的信号与一个预先设定的内部参考电压相减形成误差信号。这个误差信号经PFC控制器122内部的运算放大器放大后形成反馈电压控制信号。这个反馈电压控制信号进一步与由ACI引脚采到的全波整流后的“M”型电压相乘。由于这个反馈电压控制信号近似直流，所以这个乘积与全波整流后的输入电压同相位，且波形相同。以这个相乘后的电压作为控制PFC电感电流的阈值电压(如图2所示)。当电感电流在电流采样电阻Rsp上形成的采样电压大于这个阈值，则关断PFC的功率开关M2。
基于上述控制方式可以得到如图2所示的升压功率因数校正器的电感电流波形，以及整流后的平均电流波形。这个波形和整流后的“M”型电压的波形和相位相同，因此由交流输入端看进去的电压、电流相位相同且同为正弦波。所以，通过功率因数校正(PFC)电路可以消除波形畸变和相位差，从而达到改善功率因数的目标。
上述两级LED驱动***的优点是可以减小波形畸变、改善功率因数，而且输出电流没有工频纹波。但是上述构架也有明显的不足之处。首先，由于增加了一级额外的PFC校正电路120，使整个开关电源***的元器件数量和***成本大为增加，转换效率有所下降；其次，随着近年来智能LED照明的增加，对LED驱动电源提出了可调制输出电流的要求，这对于两级结构也是比较难以实现的。这两点缺点使这种两级构架在LED照明驱动应用中受到一定的限制。
因此，期望提出一种改进的开关电源***，既能实现高功率因数和低谐波、输出无工频纹波，又能实现电流或电压可调制且功率因数不受输出功率影响。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种用于恒流驱动的开关电源***，可以在实现高功率因数和负载无工频纹波的前提下，具有简化的结构。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种用于驱动LED的开关电源***，包括变压器、功率开关、第一控制电路、第二控制电路，电流采样电阻、电流开关以及信号反馈路径。变压器具有初级侧和次级侧，该次级侧连接有输出负载。功率开关与该初级侧串联，并控制该初级侧的导通及关断以控制由该初级侧传递到该次级侧的能量。第一控制电路位于该变压器的初级侧，该第一控制电路输入直流电压和第二脉宽调制信号，且根据该第二脉宽调制信号输出第一脉宽调制信号至该功率开关以控制该功率开关的导通和关断，其中该第一控制电路具有充电节点，该充电节点连接环路补偿电容，其中该功率开关的导通时间与该环路补偿电容的电压呈单调递增关系，且由该环路补偿电容所决定的环路带宽远小于交流电的工频频率。电流采样电阻连接该输出负载以检测该输出负载的电流并形成采样电压。电流开关连接该输出负载以对该输出负载的电流进行斩波。第二控制电路，位于该变压器的次级侧，该第二控制电路输入该次级侧的电压和该采样电压，并根据该采样电压输出该第二脉宽调制信号至该电流开关以控制该电流开关的导通和关断，其中该输出负载的电流越大，该电流开关的导通时间越短。信号反馈路径连接该第一控制电路和该第二控制电路，该信号反馈路径将该第二脉宽调制信号传递到该初级侧并且输入该第一控制电路，形成一个闭合的电压控制环路，通过控制从该初级侧传递到该次级侧负载的能量而限制输出电压的波动范围。
在本发明的一实施例中，该第一控制电路包括开关电流积分器和PWM信号发生器，该开关电流积分器接收该第二脉宽调制信号，并在该第二脉宽调制信号的控制下产生充电积分电流或放电积分电流，该积分电流通过该充电节点对该环路补偿电容充电，并在该环路补偿电容上形成积分电压，该积分电压控制该PWM信号发生器产生该第一脉宽调制信号并输出至该功率开关，其中该积分电压和该第一脉宽调制信号的脉冲宽度成单调递增关系。
在本发明的一实施例中，该第一控制电路还包括PWM驱动器，连接在该PWM信号发生器和该功率开关之间。
在本发明的一实施例中，该第二控制电路包括锯齿波发生器、放大器、比较器以及参考电压发生器，该比较器的输出端连接该电流开关，该电流开关连接于该输出负载与电流采样电阻之间，该电流采样电阻的采样节点连接该放大器的第一输入端，该放大器的第二输入端连接由该参考电压发生器产生的参考电压信号，该放大器输出电压信号至该比较器的第一输入端，该比较器的第二输入端连接该锯齿波发生器产生的锯齿波信号，该锯齿波信号和该放大器输出的电压信号经过该比较器的比较产生该第二脉宽调制信号。
在本发明的一实施例中，上述的开关电源***还包括滤波器，连接在该采样节点和该放大器的第一输入端之间。
在本发明的一实施例中，该第二控制电路还包括PWM驱动器，连接在该比较器和该电流开关之间。
在本发明的一实施例中，上述的开关电源***还包括电流调制器，连接该第二控制电路，该电流调制器输出幅度可调的电压信号，并在第二控制电路处与该采样电压相加。
在本发明的一实施例中，该信号反馈路径上设有信号反馈电路。
在本发明的一实施例中，该信号反馈电路为高速光耦器、电容器或信号变压器。
在本发明的一实施例中，该变压器为隔离式变压器或非隔离式变压器。
与现有技术相比，本发明的开关电源***在具有高功率因数低谐波、负载无工频纹波的特征的前提下，具有更简化的结构。
附图说明
图1是已知的用于驱动LED的开关电源***的原理图。
图2是图1所示有源功率因数校正器的电感电流波形。
图3是本发明一实施例的用于驱动LED的开关电源***的电路原理图。
图4示例了本发明实施例的控制波形图。
图5示例了本发明实施例的第一控制电路的原理图。
图6示例了本发明实施例的第一控制电路中的PWM发生器的原理图。
图7示例了本发明实施例的第一控制电路的控制波形图。
图8示例了本发明实施例的第二控制电路的原理图。
图9示例了本发明实施例的输出电流控制的波形图。
图10示例了本发明实施例的信号反馈电路的原理图。
图11是本发明另一实施例的用于驱动LED的开关电源***的电路原理图。
具体实施方式
为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其它不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
本发明的实施例描述开关模式电源***，其具有高功率因数，负载无工频纹波以及负载电流或电压可调制的特征。本发明的实施例提供了不同于传统模式的电源控制电路。仅仅作为示例，本发明的实施例应用于开关模式的电源***，然而需要认识到，本发明具有更广泛的应用性。
如上所述，传统模式的开关电源***为了实现高功率因数、负载无工频纹波需要采用两级结构。而且，在同一设计中很难同时实现高功率因数、负载无工频纹波、负载电流或电压可调制等功能，即使实现了输出电流可调制也无法保证调制过程中仍然保持高功率因数和无工频纹波。
图3是本发明一实施例的用于恒流驱动的开关电源***的原理图。本实施例的开关电源***可用于驱动LED，然而可以理解，此开关电源***还可以延伸到其它恒流驱动应用。参考图3所示，本实施例的开关电源***主要包含整流电路310、第一控制电路320、第二控制电路330、信号反馈电路340、电流调制器350和功率变压器TX。开关电源***还包括CBB电容C1、环路补偿电容Cc、功率开关M1、供电二极管D1、初级侧启动电阻R1、初级侧供电电容C2、次级整流二极管D2、次级侧启动电阻R6、次级侧供电电容C7、输出滤波电容C3、电流开关M2、高频纹波滤波电容C4、限流电阻R3、电流采样电阻Rs、滤波电阻R4,R5以及滤波电容C6等周边部件。可以理解，这些周边部件可以根据需要连接，因此对它们的增加、修改和替换在本发明的实施范围内。
整流电路310可以将交流电压整流为直流电压。整流电路310是以二极管组成的桥式整流器为例。
第一控制电路320具有正电源端VCC和负电源端VSS、脉冲信号端GD、补偿端Comp以及反馈端FB。正电源端VCC连接在初级侧启动电阻R1和初级侧供电电容C2之间。负电源端VSS连接初级侧的地。脉冲信号端GD连接功率开关M1的控制端。补偿端Comp连接环路补偿电容Cc。反馈端FB连接信号反馈电路340。
第二控制电路330具有电源端VCC2、接地端GND、脉冲信号端GD2以及电流感应端CS。电源端VCC2连接在次级侧启动电阻R6和次级侧供电电容C7之间。接地端GND连接次级侧的地。脉冲信号端GD2连接电流开关M2的控制端。电流感应端CS连接在滤波电阻R4和滤波电容C6之间。
如图3所示，本实施例的开关电源***的工作方式是：当开关电源***接通交流电源后，整流电压Vin通过电阻R1给电容C2充电，作为第一控制电路320的直流供电电压。当直流供电电压达到第一控制电路320的开启阈值时，第一控制电路320开始工作。此时第一控制电路320产生第一脉宽调制信号VGD1，且通过GD端输出第一脉宽调制信号VGD1，控制功率开关M1的导通及关断。同时第一控制电路320的Comp端作为充电节点输出一个电流对环路补偿电容Cc充电。环路补偿电容Cc上的电压Vc和第一脉宽调制信号VGD1的导通时间Ton(当第一脉宽调制信号为高，功率开关导通)和关断时间Toff(当第一脉宽调制信号为低，功率开关关断)具有唯一的相关性，且是单调递增函数关系，即：
Ton＝f1(Vc) (1)
Toff＝f2(Vc) (2)
当***刚接通交流电源时，电压Vc为0，Toff为最长关断时间，Ton为最短导通时间；随着电压Vc升高，Toff逐渐缩短，并最终达到一个固定的最短Toff时间；而导通时间Ton会随着Vc的升高逐渐变长。这一变化趋势如图7所示，单位时间内从变压器TX的初级侧传递到次级侧的能量和功率开关M1的导通时间Ton符合单调递增关系，而和功率开关M1的关断时间Toff符合单调递减关系。结合以上两点，由变压器TX的初级侧传递到次级侧的功率和环路补偿电容Cc上的电压Vc符合单调递增关系。随着电压Vc升高，变压器TX的次级侧输出电压Vo随之升高，第二控制电路330的连接供电电容C7的电源端VCC2的电压VCC2也随之升高。当电压VCC2达到第二控制电路330的开启阈值时，第二控制电路330进入工作模式。第二控制电路330的功能是：根据流过LED负载(这里把LED负载和与之并联的高频纹波滤波电容C4统称为输出负载，该电容C4起的作用是滤除高频开关纹波，由于流过电容的平均电流为0，所以输出负载的平均电流等于LED负载的平均电流)的电流ILED的大小产生第二脉宽调制信号VGD2控制电流开关M2的导通及关断。电流ILED越大则导通时间越短，电流ILED越小则导通时间越长。输出电压Vo施加在由限流电阻R3、LED负载、电流开关M2及电流采样电阻Rs串联而成的回路上，所以流过LED负载的电流ILED和Vo成单调递增关系。当Vo达到LED的导通阈值，LED导通，电流ILED通过电流开关M1及电流采样电阻Rs，并在电流采样电阻Rs上形成LED电流的采样电压。在电流开关M2导通期间，流过LED负载电流ILED可以表示为：
ILED＝VRS/RS (3)
其中，VRS是电流采样电阻RS上的导通压降。在电阻R5开路的情况下，开关电源***不具备调光功能，此时电压VRS经过电阻R4和电容C6组成的RC滤波器形成电压VCS，电压VCS是VRS的直流分量(平均电压)，所以其也代表了流过LED的平均电流。如图8所示，当VCS达到了第二控制电路330的内部放大器830的参考电压Vref，第二控制电路的GD2端开始输出脉冲斩波信号，即第二脉宽调制信号VGD2。由第二控制电路330、电流开关M2，电流采样电阻Rs、RC滤波电路(R4,C6)共同构成了一个负反馈电流控制环路，且其具有较高的环路增益。该负反馈回路的工作方式为：当Vo电压越高，电流开关M2导通时的LED电流越大，因此VRS电压越高，从而使电压Vcs越高。通过第二控制电路330的控制，进而使GD2端输出的脉冲斩波信号VGD2的占空比减小，从而降低了LED的平均电流；反之亦然。最终，电压Vcs被上述负反馈电流控制环路限定等于参考电压Vref，所以LED的平均输出电流被限定为：
如图3所示，第二控制电路的GD2端的脉冲斩波信号VGD2通过信号反馈电路340传递到变压器TX的初级侧，并输入第一控制电路320的FB端，该信号也称之为次级反馈信号FB。次级反馈信号FB是一个脉冲信号，其频率和占空比与VGD2信号相同。如图5所示，当信号FB信号为高电平时，第一控制电路330中的脉冲积分器530控制上拉电流Iup给环路补偿电容Cc充电；当信号FB为低电平时，第一控制电路330中的脉冲积分器530控制下拉电流Idown给环路补偿电容Cc放电。在一个FB信号周期内，环路补偿电容Cc上电压的变化量为：
其中，△Vc表示一个FB信号周期内，环路补偿电容Cc上电压的变化量。ton表示开关电流积分器上拉电流开关MP的导通时间，即次级反馈信号FB在一个周期内高电平的持续时间，也等于第二脉宽调制信号为高电平的时间；toff表示开关电流积分器下拉电流开关MN的导通时间，即次级反馈信号FB在一个周期内低电平的持续时间，也等于第二脉宽调制信号为低电平的时间。C表示环路滤波电容Cc的电容值，Iup和Idown表示脉冲积分器530的上拉及下拉电流。当Iup·ton＞Ioff·tL，积分电流给电容Cc充电，电容电压Vc升高；反之亦然。假设Iup＝Idown，当次级侧的输出电压Vo比较高时，导致信号FB的占空比小于50％，即ton<toff，则会导致环路滤波电容Cc的电压Vc变低，从而从初级侧传输到次级侧的功率减小，并逐渐导致电压Vo下降且第二脉宽调制信号VGD2的占空比下降，并趋于50％；反之亦然。
综上所述，由第一控制电路320、变压器TX、第二控制电路330以及信号反馈电路340形成了一个电压负反馈控制环路。当***达到稳态时，第二脉宽调制信号及次级反馈信号的占空比被限定在50％，从而使输出电压Vo也被限定在一个稳定的值。
另一方面，图3所示例的***需要实现高功率因数，所以输入电容C1是容值很小的CBB电容，因此经过整流后的输入电压Vin波形是如图4所示的“M”型电压。在一个工频周期内，只有初级侧功率开关的导通时间保持恒定，才可以实现使输入电流的包络形状符合输入电压的包络形状，从而达到高功率因数。而如前所述，功率开关M1的导通时间和环路滤波电容Cc的电压Vc呈单调递增关系，因此，希望在***处于稳态时，环路滤波电容Cc上的电压尽量保持恒定(工频纹波尽可能小)。为了实现这个目的，需要把环路滤波电容Cc的电容值取得足够大，使环路带宽远小于交流电的工频频率。
图4示例了本发明实施例的开关电源***处于稳态时的控制波形。图4(a)是整流后的输入电压Vin的波形，其呈现“M”型；图4(b)是流过变压器初级侧的电流Ipre的波形，以及平均输入电流Iavg的波形，该电流波形和输入电压波形具有相同的“M”型，且相位相同，所以该电源***具有高功率因数的特征；图4(c)示例了变压器次级侧绕组的电流Isec的波形，可见其包络也是“M”型；所以如图4(d)所示的输出电压也具有“M”型的工频纹波。图4(d)也示出了输出电流Io的波形，及其平均电流Iavg2的波形，以及第二控制电路330输出的第二脉宽调制信号VGD2的波形。从图中可见，电流Io是一个被电流开关斩波的电流波形，其包络也包含一个“M”型的工频纹波，但是其在每个周期的平均电流Iavg2是一个恒定的直流电流。
由此，上述实施例利用PWM和PFM反馈配置实现了高功率因数、负载无工频纹波。并且，开关电源***只具有一级结构。
下面详细描述图3所示开关电源***的各部分的进一步细节。
图5是本发明的第一控制电路的一个实施例。参考图5所示，第一控制电路320可包括供电模块510、参考电流发生器520、脉冲积分器530、PWM发生器540以及PWM驱动器550。脉冲积分器530可进一步包括上拉电阻Rpu、反相器Inv、PMOS开关MP和NMOS开关MN、以及电流源Iup和Idown，它们的连接关系如图所示。当第一控制电路320的FB端输入信号为高电平时，该信号经过一个反相器Inv，PMOS开关MP的栅极被拉低，从而PMOS开关MP被导通，电流源Iup的电流Iup通过Comp端对环路补偿电容Cc充电；当FB端输入信号为低电平时，NMOS开关MN被导通，电流源Idown的电流Idown通过Comp端对环路补偿电容Cc放电；环路补偿电容Cc上的电压Vc控制PWM发生器540，PWM发生器540输出的PWM控制信号的脉冲宽度及频率和Vc具有唯一的相关性，且是单调递增函数关系。此PWM控制信号经过PWM驱动器550输出并控制变压器TX初级侧的功率开关M1。
图6是第一控制电路中PWM发生器的一个实施例。参考图6所示，PWM发生器540包括电压电流变换器610、第一定时器620、第二定时器630、RS触发器640以及反相器650。电压Vc输入电压电流变换器610，产生两个电流I1,I2。这两个电流I1,I2与电压Vc呈单调递增关系，即电压越高，电流I1,I2越大。电流I1输入第一定时器620用来产生RS触发器630的重置(reset)信号；电流I2输入第二定时器并产生RS触发器640的设置(set)信号。第一定时器620控制PWM信号的脉冲宽度，第二定时器630控制PWM信号的频率。
图7示例了第一控制电路320的工作波形，由图中可见，随着电压Vc的升高，PWM信号的频率逐渐升高，脉冲宽度也逐渐增大。
图8示例了第二控制电路的一个实施例。参考图8所示，第二控制电路330包括电源发生器810、参考电压发生器820、放大器830、比较器840、锯齿波发生器850以及PWM驱动器860。当次级侧输出电流经过采样电阻Rs采样，并经过RC滤波后经CS端输入第二控制电路330的放大器830的一个输入端(+端)。放大器830的另一个输入端(-端)接参考电压发生器820产生的参考电压Vref，放大器830的输出信号VEA被输入比较器840的一个输入端(-端)，比较器840的另一个输入端(+端)接受来自锯齿波发生器850产生的信号VSAW。比较器840产生一个脉冲信号PWM2，该信号PWM2经过PWM驱动器860放大后，由GD2端输出，并控制电流开关M2。当CS端输入的信号大于参考电压Vref时，放大器830的输出电压VEA升高，PWM信号的脉冲宽度减小；反之亦然。因此，当***处于稳态后，电流采样电阻Rs上的电流采样信号VRS经过滤波器滤波后的电压值VCS被限定在参考电压Vref，即每个电流斩波周期的平均采样电压等于Vref。和输出电流的平均值(等于LED电流的平均值)成正比。这样，第二控制电路330和电流开关M2、RC滤波器(R4,C6)以及电流采样电阻Rs构成了一个负反馈电流控制回路，起到了对输出电流进行恒流控制并消除了次级侧输出电流的工频纹波的作用。
图9示例了第二控制电路的波形图。由图中可见，由于开关电源***具有高功率因数，所以开关电源***的输出电压Vo包含工频纹波，输出电流Io的包络也包含工频纹波。当输出电压Vo较低时，第二脉宽调制信号VGD2的脉宽长；当输出电压Vo较高时，第二脉宽调制信号VGD2的脉宽更短。因此由第二脉宽调制信号VGD2所控制的输出电流也呈现出相同的特性，即电流低时，导通时间长；电流高时，导通时间短。在一个工频周期内，每个开关周期的平均输出电流Iavg 2维持恒定，从而消除了工频纹波。
图10示例了信号反馈电路的实施例。其中，图10(a)采用电容进行信号反馈；图10(b)采用变压器进行信号反馈；图10(d)采用光耦进行信号反馈。图10(d),图10(e)和图10(f)分别示出它们对应的波形。这些实例共同的特点是：输出信号FB的占空比和频率与输入信号VGD2的占空比和频率完全相同。
回到图3所示，开关电源***还可包括电流调制器350，它可以输出幅度可控的一个直流电压信号或脉冲信号VDIM。该信号VDIM和电流采样电阻RS上的电压信号VRS的滤波结果相加后输入第二控制电路330的CS端。当开关电源***处于稳态时，由于VCS被限定在第二控制电路330的内部参考电压Vref，所以VDIM的直流分量越高，VRS的直流分量就越低，LED的电流也越低，从而实现调光功能。
公式(6)示意了脉冲调光模式下的平均输出电流：
上式中，Iavg2表示平均输出电流，Vref表示次级侧驱动器的内部参考电压，D表示脉冲调制信号的占空比，VDIM表示脉冲调制信号的高电平的电位，Rs是电流采样电阻，R4是电流采样电阻和第二控制电路330的CS端之间的电阻，R5是电流调制器350输出端和第二控制电路330的CS端之间的电阻。由上式可见，当D或VDIM越大，输出电流越小。
图11示例了变压器初级侧和次级侧共地的实施例。由于初级侧和次级侧共地，不再需要通过信号反馈电路340把次级侧的信号VGD2传递到初级侧，而是可以直接把次级侧的信号VGD2连接到第一控制电路的FB输入端。整个***的工作方式与图3所示的实施例完全相同。
在本发明的一实施例中，上述的第一控制电路320、第二控制电路330和信号反馈电路340可分别为一芯片。在本发明的另一实施例中，上述的第一控制电路320、第二控制电路330和信号反馈电路340可集成到同一芯片中。
本发明上述实施例所描述的开关电源***可以实现高功率因数低谐波，负载无工频纹波，负载电压电流可调制，调制过程中仍然保持高功率因数等特征简化在一个***中，为推动高性价比的智能电源提供了好的解决方案。
虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。

Claims (11)

1.一种用于驱动LED的开关电源***，包括：
变压器，具有初级侧和次级侧，该次级侧连接有输出负载；
功率开关，与该初级侧串联，并控制该初级侧的导通及关断以控制由该初级侧传递到该次级侧的能量；
第一控制电路，位于该变压器的初级侧，该第一控制电路输入直流电压和第二脉宽调制信号，且根据该第二脉宽调制信号输出第一脉宽调制信号至该功率开关以控制该功率开关的导通和关断，其中该第一控制电路具有充电节点，该充电节点连接环路补偿电容，其中该功率开关的导通时间与该环路补偿电容的电压呈单调递增关系，且由该环路补偿电容所决定的环路带宽远小于交流电的工频频率；
电流采样电阻，连接该输出负载以检测该输出负载的电流并形成采样电压；
电流开关，连接该输出负载以对该输出负载的电流进行斩波；
第二控制电路，位于该变压器的次级侧，该第二控制电路输入该次级侧的电压和该采样电压，并根据该采样电压输出该第二脉宽调制信号至该电流开关以控制该电流开关的导通和关断，其中该输出负载的电流越大，该电流开关的导通时间越短；
信号反馈路径，连接该第一控制电路和该第二控制电路，该信号反馈路径将该第二脉宽调制信号传递到该初级侧并且输入该第一控制电路，形成一个闭合的电压控制环路，通过控制从该初级侧传递到该次级侧负载的能量而限制输出电压的波动范围。
2.如权利要求1所述的开关电源***，其特征在于，该第一控制电路包括开关电流积分器和PWM信号发生器，该开关电流积分器接收该第二脉宽调制信号，并在该第二脉宽调制信号的控制下产生充电积分电流或放电积分电流，该积分电流通过该充电节点对该环路补偿电容充电，并在该环路补偿电容上形成积分电压，该积分电压控制该PWM信号发生器产生该第一脉宽调制信号并输出至该功率开关，其中该积分电压和该第一脉宽调制信号的脉冲宽度成单调递增关系。
3.如权利要求2所述的开关电源***，其特征在于，该第一控制电路还包括PWM驱动器，连接在该PWM信号发生器和该功率开关之间。
4.如权利要求1所述的开关电源***，其特征在于，该第二控制电路包括锯齿波发生器、放大器、比较器以及参考电压发生器，该比较器的输出端连接该电流开关，该电流开关连接于该输出负载与电流采样电阻之间，该电流采样电阻的采样节点连接该放大器的第一输入端，该放大器的第二输入端连接由该参考电压发生器产生的参考电压信号，该放大器输出电压信号至该比较器的第一输入端，该比较器的第二输入端连接该锯齿波发生器产生的锯齿波信号，该锯齿波信号和该放大器输出的电压信号经过该比较器的比较产生该第二脉宽调制信号。
5.如权利要求4所述的开关电源***，其特征在于，还包括滤波器，连接在该采样节点和该放大器的第一输入端之间。
6.如权利要求4所述的开关电源***，其特征在于，该第二控制电路还包括PWM驱动器，连接在该比较器和该电流开关之间。
7.如权利要求1所述的开关电源***，其特征在于，还包括电流调制器，连接该第二控制电路，该电流调制器输出幅度可调的电压信号并在第二控制电路处与该采样电压相加。
8.如权利要求1所述的开关电源***，其特征在于，该信号反馈路径上设有信号反馈电路。
9.如权利要求8所述的开关电源***，其特征在于，该信号反馈电路为高速光耦器、电容器或信号变压器。
10.如权利要求1所述的开关电源***，其特征在于，该变压器为隔离式变压器。
11.如权利要求1所述的开关电源***，其特征在于，该变压器为非隔离式变压器。
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