JP2019514205A - レーザーダイオードアレイの保護並びに電力効率のモニタリング及び調整を伴ってローサイド線形駆動により高電力パルス電流でレーザーダイオードアレイを駆動するための装置及び方法 - Google Patents

Abstract

多段レーザー駆動回路は、可変な共通電位源と、蓄積容量と電流ノードとの間にあるＰＡ発光アレイと、電流ノードと電気的に連通する第１及び第２のローサイド線形電流シンクと、電流ノードと第１ローサイド線形電流シンクとの間で電気的に連通する第２マスタ発振器（ＭＯ）発光アレイとを含む。トリクル電流回路は、ロー値トリクル電流をアレイに流し、センス回路は、トリクル電流を検知する。また、第１ローサイド線形電流シンクに含まれる通貨素子にかかるヘッドルーム電圧がモニタされ、最大効率のために調整される。

Description

本開示は、レーザーダイオードの分野に関し、特に、レーザーダイオードの保護並びに電力効率のモニタリング及び調整を伴ったローサイドレーザーダイオードドライバに関する。

単一及び／又は複数の光作動レーザー利得媒体を高出力光電力、高電流、例えば、数百アンペア又はそれ以上へポンピングするために、レーザーダイオードアレイが、典型的に、様々なレーザー利得媒体のためのポンプ光のソースとして必要とされる。それらのレーザーダイオードは高価であり、直列レーザーアレイダイオードチェーンのどこでも信号又はシャーシ接地短絡に非常に敏感である。そのような高価なレーザーダイオードは、通常は、それらの接合部温度を下げるようシャーシヒートシンクへ密に結合されるので、問題になっているダイオードのアノード又はカソードのいずれかへのシャーシ接地短絡の可能性はあり得ることである。

レーザーダイオードアレイの接地短絡に対する解決法は、ハイサイド線形定電流源又はハイサイドスイッチモード定電流源の使用である。そのようなシステムにおいて、短絡が起こる場合に、ハイサイド電流源は、指示されたハイサイド電流パルスを、短絡の上にあるレーザーダイオードを通し、次いで接地短絡に、そして、ハイサイド電流源の戻りへ返し続ける。そのような構成では、ハイサイド電流源が最初にプログラムされた定電流パルスしかポンピングし続けないので、レーザーダイオードは損傷を受けない。接地短絡の下にあるレーザーダイオードは、如何なる電流も全く導かないようにされる。

ハイサイド電流源のアプローチには少なくとも３つの欠点がある。接地短絡が起こると、ハイサイドドライバは、たとえシステムが機能しなくなったとしてもハイ電流パルスをポンピングし続ける。典型的に、ユーザは、何らかの他の故障検出システムが存在しない限り、ハイサイド電流源を見ることによってしか、異常が起きたと直ぐには気付かない。第２の欠点は、ハイサイド駆動が、より簡単な線形ローサイド定電流シンクアプローチよりも相当に複雑であることである。第３の欠点は、接地短絡がダイオード列の一番上の近くで起きる場合に、入力電圧のほぼ全てがハイサイド電流源の両端に現れ、よって、ハイサイド電流源内での電力散逸を大いに増大させ、場合によりハイサイド電流源を故障させる。

１つの態様に従って、可変な共通電位源から電流を引き込むよう構成される多段レーザー駆動回路が提供される。当該回路は、電流ノードと、蓄積容量と前記電流ノードとの間でデジタル制御可能なオンオフスイッチを通じて電気的に連通する第１電力増幅器（ＰＡ；power amplifier）発光アレイであり、前記蓄積容量が充電制御回路を通じて前記可変な共通電位源によって充電される、前記第１ＰＡ発光アレイとを含む。当該回路は、前記電流ノードと電気的に連通する第１ローサイド線形電流シンクであり、前記オンオフスイッチを通る前記蓄積容量からの第１電流（Ｉ１＝ＩＭＯ）を前記電流ノードを通じて引き込むよう構成される前記第１ローサイド線形電流シンクを更に含む。第２ローサイド線形電流シンクは、前記電流ノードと電気的に連通し、前記第１ローサイド線形電流シンクと並列に配置され、前記第２ローサイド線形電流シンクは、前記オンオフスイッチを通る前記蓄積容量からの第２電流（Ｉ２＝ＩＳＨＵＮＴ＝ＩＰＡ−ＩＭＯ）を前記電流ノードを通じて引き込むよう構成される。第２マスタ発振器（ＭＯ；master oscillator）発光アレイは、前記電流ノードと前記第１ローサイド線形電流シンクとの間で電気的に連通する。前記第１ＰＡ発光アレイを流れる電流は、並列な前記第１電流及び前記第２電流の和（Ｉ１＋Ｉ２）である。前記第１ＰＡ発光アレイからの出力光は、第１ＰＡレーザー利得媒体をポンピングするために使用される。前記第２ＭＯ発光アレイからの出力光は、第２ＭＯレーザー利得媒体をポンピングするために使用される。トリクル電流回路は、前記第１ＰＡ発光アレイ及び前記第２ＭＯ発光アレイと、前記第１ローサイド線形電流シンクに並列なより大きい固定シャント抵抗とにロー値トリクル電流を流すために、前記共通電位源の出力と前記第１ＰＡ発光アレイの一番上にあるレーザーダイオードのアノードとの間に位置する。センス回路は、前記第１ローサイド線形電流シンクの入力部での前記トリクル電流の大きさを示すトリクル電圧を検知し、該トリクル電圧を示す信号を生成する。デジタルコントローラは、前記トリクル電圧によって示される開回路及び短絡回路の１つであるマルファンクションを示す電圧範囲の外に前記トリクル電圧があることが該トリクル電圧を示す前記信号によって示される場合に、前記第１電流及び前記第２電流が流れないようにするように前記オンオフスイッチを制御するスイッチ制御信号を生成する。

いくつかの例となる実施形態で、前記第１電流及び前記第２電流は、ローデューティサイクルの任意波形のパルス電流であり、各パルス期間は、電流が任意の波形として流れるよう制御されるオン時間と、電流が流れないよう制御されるオフ時間とを含み、夫々の電流は、前記デジタルコントローラからのコマンドによって制御される。

いくつかの例となる実施形態で、前記トリクル電流回路は、前記共通電位源と前記第１ＰＡ発光アレイの前記一番上との間に単一の抵抗又は抵抗／ダイオード組み合わせ回路を有し、前記トリクル電流は、前記第１ＰＡ発光アレイ及び前記第２ＭＯ発光アレイの両方ともの状態をテストするために使用される。

いくつかの例となる実施形態で、前記センス回路は、前記第１ローサイド線形電流シンクのオフ時間中に前記トリクル電流が前記第１ローサイド線形電流シンク及び前記並列なシャント抵抗を流れることによって生成される前記トリクル電圧の比例デジタル表現であるトリクル電圧デジタル値を生成するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ；analog-to-digital converter）を有する。

いくつかの例となる実施形態で、前記トリクル電圧デジタル値は、前記デジタルコントローラへ入力され、該デジタルコントローラは、前記第１ＰＡ発光アレイ及び前記第２ＭＯ発光アレイのうちの少なくとも一方の良好状態又は異常を示す合格又は不合格範囲内に前記トリクル電圧があるかどうかを判定する。いくつかの例となる実施形態で、前記トリクル電圧デジタル値が前記不合格範囲にある場合には、前記デジタルコントローラは、前記デジタル制御可能なオンオフスイッチをオフして、前記第１ＰＡ発光アレイ及び前記第２ＭＯ発光アレイの全ての電流パルシングを停止させる。

いくつかの例となる実施形態で、前記第１ローサイド線形電流シンクは、通過素子及び第２センス回路を含み、該第２センス回路は、前記通過素子にかかる電圧を検知し、前記通過素子にかかる前記電圧を示す信号を生成し、前記デジタルコントローラは、ＡＤＣにより前記電圧をモニタし、前記共通電位源の出力を変更するようデジタル制御信号を生成して、電流パルスのオン時間中に前記通過素子にかかる前記電圧を、前記通過素子の線形性を保ちながら、絶対最小値に制御する。いくつかの例となる実施形態で、前記通過素子は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ；Insulated Gate Bipolar Transistor）、及び同様のデバイスのうちの少なくとも１つを有する。いくつかの例となる実施形態で、前記通過素子にかかる前記電圧は、前記ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間電圧又は前記ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ電圧であり、第２ＡＤＣによってモニタされ、ヘッドルームモニタ（ＨＲＭ；headroom monitor）信号として前記デジタルコントローラへ入力され、前記ＨＲＭ信号の電圧及び前記通過素子にかかる電圧は、前記通過素子にかかる電圧を前記第２ＡＤＣに適合させるゲイン段によって線形的に相関される。いくつかの例となる実施形態で、前記ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間電圧若しくは前記ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ電圧又は同様のデバイスは、パルス周期のオン時間ごとにモニタされ、パルス周期のオフ時間ごとにオンザフライで制御され、それにより、前記ＭＯＳＦＥＴ、前記ＩＧＢＴ又は同等のデバイスは、最大効率のために可能な最低通過素子電圧でそれらの線形動作モードで動作する。

いくつかの例となる実施形態で、前記センス回路による前記トリクル電圧のモニタリングは、可能な限り前記発光アレイのパルス点灯時間の開始の近くで、前記電流パルスの周期の各オフ時間中に行われ、前記第２センス回路によるヘッドルーム電圧のモニタリングは、蓄積容量垂下を補償するよう可能な限りパルスオン時間の終わりの近くで、前記電流パルスの周期の各オン時間中に行われる。

本発明の前述及び他の目的、特徴及び利点は、添付の図面に表されている本発明の好適な実施形態についての以下のより具体的な記載から明らかだろう。図面において、同じ参照符号は、異なる図を通して同じ部分を参照する。図面は、必ずしも実寸通りではなく、代わりに、本発明の原理を説明する際に、強調が置かれることがある。
例となる実施形態に従って、ローサイド線形定電流シンク回路を表す略機能ブロック図を含む。 例となる実施形態に従って、図１のローサイド線形定電流シンク回路を２つ含むレーザーダイオードドライバを表す概略の詳細機能ブロック図を含む。 例となる実施形態に従って、図１に表されているローサイド線形定電流シンク回路を表す概略の詳細機能ブロック図を含む。 例となる実施形態に従って、トリクル電流及び適応低ドロップアウト（ＡＬＤＯ；adaptive low drop-out）調整に関連したレーザーダイオードアレイ電流パルスの略タイミング図を含む。 例となる実施形態に従って、トリクル電流及び適応ＬＤＯ（ＡＬＤＯ）調整に関連したレーザーダイオードアレイ電流パルス制御の論理フローを表す略論理フロー図を含む。

本明細書で詳細に記載される例となる実施形態に従って、信号及びシャーシ接地短絡によるダメージから直列レーザーダイオードアレイを保護しながら同時に、ハイサイド線形定電流源よりむしろ、レーザーダイオードアレイを駆動するためにローサイド線形定電流シンクを使用する装置、システム及び方法がここで提供される。例となる実施形態に従って、ローサイド線形定電流シンクにより１つ以上の構成、例えば、マスタ発振器（ＭＯ）構成、電力発振器（ＰＯ；power oscillator）構成、及び／又は電力増幅器（ＰＡ）構成のレーザー発光ダイオードの様々な直列アレイを作動させながら同時に、信号及びシャーシ接地短絡によって引き起こされるダメージからレーザーダイオードアレイを保護するアセンブリ及びプロセスがここで提供される。例となる実施形態に従って、高価なレーザーダイオードにダメージを与えることなしに、ＰＯ、ＭＯ、及びＰＡ並びにそれらの様々な組み合わせ、例えば、ＭＯＰＡ、ＭＯＰＡＰＡ、などのような、単一及び複数の光作動レーザー利得媒体を励起するためにレーザーダイオードを駆動するアプローチがここで提供される。本開示は、ダイオードアレイの保護及び電力効率のモニタリング及び高電力ＭＯＰＡ光作動アーキテクチャ、延長線上で考えるとＭＯＰＡＰＡアーキテクチャ他の調整について記載する。単一の又は並列な複数のローサイドダイオードドライバによって駆動される単一直列ダイオードアレイのＰＯ構成も、本開示の適用範囲内にある。

いくつかの例となる実施形態に従って、小さいトリクル電流がレーザーダイオードアレイに供給される。１つの特定の例となる実施形態で、２つの電子部品しかこのトリクル電流を供給するために使用されない。トリクル電流の結果として、直列レーザーダイオードアレイは、トリクル電流をモニタすることによって接地短絡から保護され、トリクル電流が接地短絡を示す場合には、全てのレーザーダイオードへの数百アンペア以上になり得る高電流駆動を完全に停止させ且つ異常の通知をシステムコントローラへ供給する。

ＰＯ、ＭＯＰＡ、ＭＯＰＡＰＡ、又はより大きいデイジーチェーン型光作動利得媒体アーキテクチャのような、単一又は複数の光学利得媒体をポンピングすることに関連して使用され得る、レーザーダイオードのような発光素子を作動させるシステム及び技術がここで記載される。ＭＯＰＡ及びＭＯＰＡＰＡ光作動レーザー利得媒体アーキテクチャは、バッファ増幅器を駆動してＲＦ放射アンテナへの高電力出力増幅器を駆動することになる発振器を含むＲＦ電力増幅器デイジーチェーンに似ている。そのような様々なレーザーアーキテクチャは、光作動利得媒体チェーンの最終のＰＡから出力光電力を漸進的に増大させるために使用される。

米国特許第９００１８５７号は、本発明が適用可能であるＰＯ、ＭＯＰＡ、及びＭＯＰＡＰＡ設計アーキテクチャの例を詳細に記載する。その米国特許は、参照により全文を本願に援用される。米国特許第９００１８５７号に記載されているアーキテクチャは、ハイサイド又はローサイド線形定電流源／シンクのいずれかを用いて実装され得る。詳細にここで記載される本発明に従って、ローサイドアプローチが、詳細にここで記載されるレーザーダイオードの保護及びトリクル電流モニタリングに関連して、使用される。

ＰＯ、ＭＯＰＡ、及びＭＯＰＡＰＡ発光アレイを駆動するための基本構成ブロックは、ハイサイド線形定電流源又はローサイド線形定電流シンクのいずれかである。そのような構成ブロックは、通常は、例えば、電力ＭＯＳＦＥＴ、電力ＩＧＢＴ、電力バイポーラトランジスタ、又は同様のデバイスであることができる通過素子を電流レベル設定入力（ＩＳＥＴ）と電流センス素子からの電流フィードバック電圧（ＦＤＢＫ）との間の増幅された差により変調することによって電流振幅を制御する閉ループ負帰還サーボである。

一般に、ハイサイド線形定電流源は、それがその内部エレクトニクスに給電するために可変な共通電位源の電圧出力に接続された非接地電源を使用する点で、ローサイド線形定電流シンクといささか相違する。これは、ハイサイドアプローチを、ローサイドアプローチよりもいくらか複雑にする。ハイサイドアプローチの利点は、指示された電流が負荷に関わらず供給されるので、高価なレーザーダイオードが配線又は接地短絡の場合に保護される点である。しかし、レーザーダイオードアレイの一番上のどこか近くで接地短絡が起きる場合には、レーザーダイオード電圧は、ハイサイド線形定電流源の両端で突然に変動して、電力散逸を大いに増大させ、ことによるとハイサイド線形定電流源にダメージを与える。ハイサイド線形定電流源が電力散逸の増大によりダメージを受けている場合に、それは正常に機能せず、駆動されているレーザーダイオードを破壊する可能性がある。よって、ハイサイド駆動を使用することは、必ずしもレーザーダイオードアレイのための確実な保護ではない。

これまで、大きい直列レーザーダイオード列にダメージを与えることによって、多大な費用が負担された。そのようなダイオード列の特定のバージョンは、６万ドル以上かかることがあった。ダメージは、ローサイド線形定電流シンクを使用しているときに、レーザーダイオードアレイにおける接地短絡によって引き起こされた。そのような従来のシステムでは、直列レーザーダイオードを通って接地短絡へ直接に電流を放出する充電キャパシタからの電流を制限する能力がなかった。この問題を緩和しようとして、ローサイド電流シンクはハイサイド電流源によって置換された。この変更によれば、従来のシステムでは、接地短絡がレーザーダイオード列で起きた場合に、もはや如何なる高価なレーザーダイオードのダメージもなかった。これは、ハイサイド駆動により、短絡がレーザーダイオード列のどこで起きるかに関わらず、接地短絡がハイサイドドライバの予めプログラムされた電流のみを流すからである。この解決法のトレードオフは、好適なローサイド駆動と対照的に、ハイサイド駆動の高い複雑性及び高いコストである。

ハイサイド線形定電流源は、ローサイド線形定電流源よりも相当に複雑である。この１つの理由は、ハイサイド線形定電流源が、その、他の内部ブロックに高い電圧で給電するために、余分の内部絶縁スイッチング電源を必要とするからである。ローサイド線形定電流シンクは、そのような非接地電源を必要とせず、外部システム電力によって給電される。要約すれば、ローサイド電流シンク設計は、ハイサイド電流源設計よりも簡単であり、レーザーダイオード接地短絡の可能性がない場合には好適な実施である。

本発明の実施形態に従って、ハイサイドアプローチのこの利点は、トリクル電流をレーザーダイオードアレイ及びその関連する配線に流すために少数、例えば、２つの、比較的安価な部品を追加することによって、より複雑でなく且つより高価でないローサイドアプローチで実現される。レーザーダイオードアレイ又はその関連する配線のどこかで短絡がある場合に、又はレーザーダイオードアレイのどこかで開路がある場合に、第１線形定電流シンクにおける通過素子の最上部での電圧は通常よりも相当に低くなる。所望の通過素子電流パルスを指示する前に通過素子電圧の頂点をモニタすることによって、ＩＳＥＴコマンドはゼロにされ得、電流イネーブル入力（ＥＮ）は非作動にされ得、オンオフスイッチ（図２を参照）は配線又は接地短絡のパルシングを阻止するようオフ位置に置かれ得る。コントローラによって生成されるエラー信号はユーザに知らせ、配線の短絡又は回路が修理されるまで電流パルシングを抑制する。このように、例となる実施形態に従って、ローサイド線形定電流シンクに関連したレーザーダイオードアレイにおけるトリクル電流の実装は、ハイサイド線形定電流源駆動に対する十分な改善を提供する。

光増幅器に関連して使用され得る、レーザーダイオードのような発光素子を作動させるシステム及びプロセスの実施形態についての更なる詳細な記載が続く。特に、ハイサイド電流源又はローサイド電流シンクを使用することの利点及び欠点は、特に、レーザーダイオードアレイ配線における信号又はシャーシ接地短絡に関連するものとして、記載される。このトリクル電流アプローチは、接地及び配線短絡に加えて、レーザーダイオードアレイ開回路も検出することが留意されるべきである。接地又は配線短絡と対照的に、開回路の場合に、ハードウェアへのダメージは、電流経路が壊れているので起こりそうもない。

図１は、例となる実施形態に従って、ローサイド線形定電流シンク回路を表す略機能ブロック図を含む。図１を参照すると、ローサイド線形電流シンク１００は、そのＶＩＮ入力において、駆動されるべき発光ダイオードのアレイ１０４を通じて可変な共通電位源１０２によって電圧Ｖ１で印加される入力電圧を有している。駆動されているダイオードアレイ１０４によって放射される出力光１０６は、レーザー利得媒体１０８をポンピングするために使用され得る。レーザー利得媒体１０８は、例えば、ＰＡ利得媒体であることができる。ローサイド線形定電流シンク回路１００は、外部からの＋／−電圧によって給電される。この電圧は、いくつかの例となる実施形態で、＋／−１５ボルトである。電流Ｉ１は、ローサイド線形電流シンク１００を通って可変な共通電位源１０２の反対側、すなわち、戻り、通常はシステム接地（ＧＮＤ）へ引き込まれる。デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ；digital-to-analog converter）（図１に図示せず。）からの電流レベル設定入力ＩＳＥＴは、電流イネーブル入力ＥＮがアクティブである限り、ＩＯＵＴ電流Ｉ１の大きさを設定する。電流イネーブル入力ＥＮは、電流レベル設定入力ＩＳＥＴがＩＯＵＴ電流を設定することを可能にするようアクティブでなければならない。電流イネーブル入力ＥＮが非アクティブである場合には、ＩＯＵＴ電流Ｉ１は、電流レベル設定入力ＩＳＥＴに関わらず、ゼロである。

電流制御出力ＦＤＢＫは、ＩＯＵＴ電流Ｉ１の絶対値をモニタする。例となる実施形態で、電流制御出力は、指示された電流レベル設定入力ＩＳＥＴをモニタする。電流制御出力は、典型的に、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）（図１に図示せず。）を介してデジタル信号に変換される。ＦＤＢＫデジタルワード及びＩＳＥＴ電流パルス振幅デジタルコマンドワードは、供給される電流（ＦＤＢＫ）がＩＳＥＴによって指示された電流に等しいことを確かにするよう、デジタルコントローラ１２４（図２を参照。）で比較される。

ヘッドルームモニタ出力（ＨＲＭ）は、通過素子にかかるヘッドルーム電圧をＡＤＣ（図１に図示せず。）を介してモニタする。このヘッドルーム電圧は、次いで、最大効率を達成しながら同時にサーボループの線形性を保つよう、可変な共通電位源１０２によりオンザフライで調整される。可変な共通電位源を制御する１つの方法は、デジタルコントローラ１２４からのデジタルワードによって制御されるデジタルポテンショメータ（図２を参照。）による。

図２は、例となる実施形態に従って、図１の２つのローサイド線形定電流シンク回路１００Ａ及び１００Ｂを含むレーザードライバ１５０を表す概略の詳細機能ブロック図を含む。図２は、単一の可変な共通電位源１０２によって給電される２つの別個の利得媒体、すなわち、ＭＯ利得媒体１１０及びＰＡ利得媒体１０８を励起するためのローサイドＭＯＰＡトポロジを表す。図２は、並列に配置された２つのローサイド線形定電流シンク回路１００Ａ及び１００Ｂを表す。追加の電流シンク回路１００は、Ｉ１及び／又はＩ２負荷電流を共有するために並列に使用され得ることが理解されるだろう。図１に関連して上述されたように、直列発光アレイ１０４は出力光１０６を発し、出力光１０６は、ＰＡ媒体出力光１１６を生成するようＰＡ利得媒体１０８を励起、すなわち、ポンピングする。同様に、直列発光アレイ１１２は出力光１１４を発し、出力光１１４は、ＭＯ媒体出力光１１８を生成するようＭＯ利得媒体１１０を励起、すなわち、ポンピングする。これは、例となる実施形態で、ＭＯ−ＰＡシード光励起であり、ＰＡレーザー利得媒体１０８を所望の周波数又は望まれる出力光の色へと更に励起するよう作動する。ＭＯ発光アレイ１１２の電流ＩＭＯは、第１ローサイド線形定電流シンク１００ＡのＩ１に等しく、ＰＡ発光アレイ１０４の電流ＩＰＡは、第１ローサイド線形定電流シンク１００Ａ及び第２ローサイド線形定電流シンク１００Ｂの両方からのＩ１＋Ｉ２の和である。例となる実施形態はＰＡ発光アレイ１０４及びＭＯ発光アレイ１１２を３つのダイオード及び１つのダイオードを夫々含むものとして表すが、アレイ１０４及び１１２のうちの一方又は両方は１つ以上のダイオードを含むことができると理解されるだろう点が留意されるべきである。

例となる実施形態に従って、レーザーダイオードドライバ１５０は、比較的に小さいトリクル電流を生成するための、図示されるレーザーダイオードトリクル電流回路１２０を更に含む。トリクル電流は、直列レーザーダイオードＰＡ発光アレイ１０４を通って、ＭＯ発光アレイと直列に第１ローサイド線形定電流シンク１００Ａの一番上、すなわち、ＶＩＮ入力部へと流れる。いくつかの例となる実施形態で、レーザーダイオードトリクル電流回路１２０は、信号ダイオードＤ１と直列に、比較的に大きい抵抗値を有している抵抗Ｒ４を含む。典型的な例となる実施形態はＲ４＝１０キロオームを有し、可変な共通電位源は１０ボルトに等しい。Ｒ３シャントの高値を約１メガオームの値とすることによって、第１ローサイド線形定電流シンク１００Ａの約１０メガオームのオフ漏れ抵抗は、本質的に無力にされる。これは、この特定の例について、おおよそ１０Ｖ／１メガオーム＝１０μＡのトリクル電流を生成する。トリクル電流のこの低い値では、ＭＯ及びＰＡレーザー媒体は励起され得ず、休止状態のままである。トリクル電流のこの低い値で、Ｄ１並びにＭＯ及びＰＡ発光アレイでの降下はほぼゼロボルトである。これは、第１線形定電流シンクの一番上ＶＩＮでの電圧を可変な共通電位源の約７０％から９０％に置く（この例については約７Ｖから９Ｖ）。ＭＯ又はＰＡ発光ダイオードアレイのいずれかで短絡又は開放が起きる場合に、第１線形定電流シンクのＶＩＮでの電圧はほぼゼロボルトに落ちる。保守的であるよう、可変な共通電位源の値の約５０％に満たないＶＩＮでの電圧は不具合を示し、制御信号１２６によって制御されるオンオフスイッチ（ＳＷ１）は直ちにオフ位置に置かれ、如何なる更なるパルシングも開始する前にそのままの位置にされるべきである。可変な共通電位源が、直列な多くの更なるレーザーダイオードを扱うために、例えば１００Ｖになる場合には、抵抗値は然るべく調整され、ＶＩＮでの電圧は、モニタしているＡＤＣの入力範囲に適合するよう比例して逓減される。逓減回路は図２では図示されない。トリクル電流は、第１ローサイド線形定電流シンク１００ＡのＶＩＮ入力部で及びＤＣ１２２への入力部でトリクル電圧ＶＴを生じさせる。ＡＤＣ１２２は、トリクル電圧をデジタル信号、すなわち、デジタルワードへ変換し、そのデジタルワードをデジタルコントローラ１２４へ送る。デジタルコントローラ１２４は、レーザーダイオードドライバ１５０の動作を制御する。いくつかの例となる実施形態で、デジタルコントローラ１２４は、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ；field-programmable gate array）、論理回路、あるいは、他の同様のデバイス及び／又は回路構成であることができる。ＡＤＣ１２２の出力部からのトリクル電圧デジタルワードは、トリクル電圧ＶＴが短絡を示すかどうかを判定するようデジタルコントローラ１２４によって確認される。短絡が示される場合には、デジタルコントローラ１２４は、スイッチＳＷ１を、開状態又はオフ状態にとどまるよう制御するために、制御ライン１２６を介してコマンドを発する。開いたスイッチＳＷ１によれば、ローサイドＭＯＰＡは点灯することを阻止されて、短絡電流によって引き起こされ得るダメージを防ぐ。

引き続き図２を参照すると、上述されたように、デジタルコントローラ１２４は、レーザーダイオードドライバ１５０の動作を制御する。そのために、上述された第１ローサイド線形定電流シンク１００Ａからの信号ＨＲＭ１及びＦＤＢＫ１は、ＡＤＣ１３０、１３２によって夫々受信されデジタル化される。デジタル化された信号は、ここでの詳細な記載に従って、デジタルコントローラ１２４によって受信され処理される。同様に、上述された第２ローサイド線形定電流シンク１００Ｂからの信号ＨＲＭ２及びＦＤＢＫ２は、ＡＤＣ１３４、１３６によって夫々受信されデジタル化される。デジタル化された信号は、ここでの詳細な記載に従って、デジタルコントローラ１２４によって受信され処理される。制御信号ＥＮ１及びＩＳＥＴ１は、デジタルコントローラ１２４によって生成され、第１ローサイド線形定電流シンク１００Ａへ送られる。制御信号ＩＳＥＴ１は、第１ローサイド線形定電流シンク１００Ａへ送る前にＤＡＣ１３８によって変換される。同様に、制御信号ＥＮ２及びＩＳＥＴ２は、デジタルコントローラ１２４によって生成され、第２ローサイド線形定電流シンク１００Ｂへ送られる。制御信号ＩＳＥＴ２は、第２ローサイド線形定電流シンク１００Ｂへ送る前にＤＡＣ１４０によって変換される。

引き続き図２を参照すると、上述されたように、スイッチモード可変共通電位源１０２は、ダイオードドライバ１５０内の回路へ印加される電力を生成する。印加される電力の電圧は、抵抗Ｒ１、Ｒ２及びＲ３を含む抵抗回路網によって設定される。抵抗Ｒ３は、例えば、デジタルポテンショメータであることができ、その抵抗は、デジタルコントローラ１２４からのデジタル制御信号又はワードによって設定可能である。それにより、デジタルコントローラ１２４は、印加される駆動電力、すなわち、共通電位源、から出力される電圧レベルを制御する。これは、抵抗を共通電位源のＶＯＵＴ ＳＥＴピンから接地又はＶＯＵＴへ変更することによって、図２に示されるように達成される。異なる出力電圧制御メカニズムを備えた他のタイプの可変共通電位源が可能である。図２は、本開示の適用範囲内にある多くの可能な実施のうちの１つを表す。

キャパシタＣ１は、ＳＷ１のオフ時間、すなわち、パルスデューティサイクルのオフ時間の間、キャパシタ充電制御ブロック１４２を介して共通電位源１０２によって充電される。キャパシタ充電制御１４２は、共通電位源１０２に与えられる入力電流リプルを最小限にするよう、高電流充電抵抗と同じくらい簡単で、又はスイッチモードアクティブラインフィルタ（ＡＬＦ；active line filter）と同じくらい複雑であることができる。キャパシタ充電制御１４２の選択は、コスト、複雑性、ノイズ、及び共通電位源に与えられる所望の入力電流リプルの大きさの間のトレードオフである。レーザーダイオードをパルシングする時が来ると、ＳＷ１はオン位置に置かれ、それにより、ＩＳＥＴ１及びＩＳＥＴ２によって設定されてＥＮ１又はＥＮ２によって有効にされる指示されたパルス駆動電流は、電流パルス駆動動作中にキャパシタＣ１から引き込まれる。Ｃ１のサイズは十分に大きくされるべきであり、それにより、パルスオン時間中の垂下は、Ｃ１が十分に充電される場合に、共通電位源出力にほぼ等しいプレパルス値の１％に満たないようにされる。これは、広いパルス幅を有する大きい振幅のパルス電流について、Ｃ１で相当に大きいキャパシタをもたらすことができる。Ｃ１での電圧は、キャパシタ充電制御１４２の内部の電力充電抵抗がデューティサイクルのオフ時間中にＣ１を共通電位源の全出力に充電するほど十分に小さいという条件で、共通電位源の出力とほぼ等しい。これは、５よりも大きいＲＣ時定数であることができる。デジタルコントローラ１２４の制御下で、共通電位源の出力は、第１ローサイド線形定電流シンクヘッドルーム（ＨＲＭ１）を最大効率のために可能な限り低く保ちながら同時に、通過素子をその線形範囲に保つように（適応低ドロップアウト（ＡＬＤＯ）オンザフライ調整と本明細書で呼ばれる。）、キャパシタ充電電圧ＶＣ１を制御するよう増減され得る。

図３は、例となる実施形態に従って、図１に表されているローサイド線形定電流シンク回路を表す概略の詳細な機能ブロック図を含む。具体的に、図３は、例となる実施形態に従って、数百アンペアの電流をレーザーダイオードの単一の直列発光アレイを通じて引き込むための精密な、電圧制御の、ローサイド線形定電流シンク１００を表す。

図２及び３を参照すると、電流は、ローサイド線形定電流シンク１００の入力部ＶＩＮにおいて、可変な共通電位源１０２から発光アレイ１１２を通じて供給される、すなわち、引き込まれる。発光アレイ１１２の出力光１１４は、レーザー利得媒体１１０をポンピングする。いくつかの実施形態で、共通接地を基準とする正の電源電圧Ｖ＋が電圧源Ｖ２によって供給され、共通接地を基準とする負の電源電圧Ｖ−が電圧源Ｖ３によって供給される。Ｖ２及びＶ３は、ローサイド線形定電流シンク１００の内部回路に給電するために使用される供給電圧である。ハイサイド線形電流源設計では、それらの供給電圧は、ノイズの多い非接地スイッチモード供給により内部で生成され、ハイサイド設計をローサイド設計と比較して相当により複雑且つ不確かなものとする。電流レベル設定入力ＩＳＥＴ及び電流イネーブル入力ＥＮが入力制御回路１４４で受信される。その出力は、エラー増幅器１４８の非反転入力部へ印加される。入力電圧ＶＩＮは通過素子１５４へ印加される。通過素子は、例えば、１つ以上の電力ＭＯＳＦＥＴ、電力バイポーラトランジスタ、又は同様のデバイスであることができる。入力電圧ＶＩＮは、ヘッドルーム増幅器１６０の非反転入力部へも印加される。通過素子１５４の出力は、ヘッドルーム増幅器１６０の反転入力部へ及び電流センス素子１５６の入力部へ印加される。いくつかの例となる実施形態で、電流センス素子１５６は、例えば、４端子ミリオームセンス抵抗、電流センス変圧器、又は同様のデバイスであることができる。ヘッドルーム増幅器１６０は、その反転入力部とその出力部との間にゲイン素子１６２を含む。ヘッドルーム増幅器１６０の出力は、ＡＤＣ１３０、１３２を介してデジタルコントローラ１２４へ送られるヘッドルームモニタ信号ＨＲＭである。この電圧が大きくなりすぎる場合には、線形定電流シンクの効率は損害を受ける。この電圧が小さくなりすぎる場合には、通過素子はその線形範囲から外れ、その非線形又はスイッチング範囲に入る。

引き続き図２及び３を参照すると、電流センス素子１５６の出力は、電流センス増幅器１５２の反転入力部及び非反転入力部にわたって印加される。電流センス素子１５６は、その反転入力部及びその出力部にわたってゲイン素子１５８を含む。電流センス素子１５６は、４線ミリオーム電流センス抵抗若しくは電流センス変圧器又は何らかの同等のデバイスであることができる。電流センス素子１５６の出力は、ＡＤＣ１３２、１３６を介してデジタルコントローラ１２４へ供給される電流制御出力信号ＦＤＢＫであり、引き込まれる実際の電流パルスの大きさの比例した指標である。電流センス素子１５６の出力は、フィードバック回路１５０を介してエラー増幅器１４８の反転入力部へも印加される。エラー増幅器１４８は、その反転入力部及びその出力部にわたって補償回路１４６を含む。エラー増幅器１４８の出力は、通過素子１５４のオン抵抗を制御するための入力として印加される。

図２及び３に表されるように、例となる実施形態で、ローサイド線形定電流シンク１００は、閉ループの負帰還サーボループであり、電流センス増幅器１５２のフィードバック電圧と外部のＤＡＣ１３８、１４０からの電流レベル設定入力ＩＳＥＴとの間の差を増幅する。ローサイド線形定電流シンク１００は、ハイサイド線形定電流源よりも複雑でなく且つ安価なデバイスである。この１つの理由は、それが非接地スイッチモード絶縁電源の必要性を除くからである。一般に、トレードオフは、ローサイド定電流シンクが配線短絡による発光アレイのダメージの影響をより受けやすいことである。しかし、この欠点は、トリクル電圧の使用及び通過素子電圧のヘッドルームモニタリングにより本実施形態によって軽減される。例となる実施形態に従って、発光アレイ電流Ｉ１は、電流イネーブル入力ＥＮがアクティブ状態にあるという条件で、電流レベル設定入力ＩＳＥＴに比例する。電流イネーブル入力ＥＮが非アクティブである場合には、電流イネーブル入力ＥＮは、電流レベル設定入力ＩＳＥＴに関わらず、Ｉ１をゼロ電流に強制する。ヘッドルーム増幅器１６０は、通過素子１５４にかかるヘッドルーム電圧ＨＲＭを連続的にモニタし、デジタルコントローラ１２４を介して然るべく可変共通電位源Ｖ１を調整して、通過素子１５４を、最大電力効率のために、その線形領域に辛うじて保つ。電流制御出力ＦＤＢＫは、発光アレイ電流Ｉ１の絶対値を連続的にモニタして、その値が、指示された電流レベル設定入力ＩＳＥＴと整合するかどうかを確認する。ＦＤＢＫ信号は、ＡＤＣ１３２、１３６を介してデジタルコントローラ１２４へのモニタリング及び処理のための入力である。

図４は、例となる実施形態に従って、共通電位源からの出力電圧の調整及びヘッドルームモニタリングを伴うトリクル電流及び適応低ドロップアウト（ＡＬＤＯ）調整に関連したレーザーダイオードアレイ電流パルスの略タイミング図を含む。図４を参照すると、電流パルス振幅２００は、任意の“アクティブ状態”値として表されることが知られる。タイミング信号の電圧レベルは、システムを実装するために使用される特定の回路構成に適合しうることが理解されるだろう。また、図４のタイミング図の信号は周期的であり、周期ごとにオン時間及びオフ時間を有していることが知られる。信号のデューティサイクルは、周期ごとのオン時間及びオフ時間の合計に対するオン時間の比として定義される。すなわち、デューティサイクル＝ＯＮ／（ＯＮ＋ＯＦＦ）である。

図４を参照すると、例となる実施形態で、時間２０２において、最初の電源投入時に、トリクル電圧ＶＴは、範囲内、すなわち、スイッチＳＷ１（図２に図示される。）をその閉成位置に制御する前に、配線の短絡又は発光アレイの開放がないことの受け入れられる読み出し、を検知される。スイッチＳＷ１がオン位置に閉じられる場合に、電流パルシングは起こることができる。時間２０４において、電流パルスのオン時間中に、通過素子ヘッドルームは、オン時間の終わり近くで又は可能な限りその近くで検知される。これは、電流パルスの放電中に起こり得る如何なる蓄積容量Ｃ１の垂下も補償する。時間２０６において、トリクル電圧ＶＴは、断続的な接地短絡がオフ時間中に起こったかもしれないという可能性を考えて、オフ時間の終わり近くで検知される。デジタルコントローラ１２４による読み出しが範囲外であり、従って、短絡又は開放を示す場合には、スイッチＳＷ１は開放又はオフ位置へ指示され、第１及び第２のローサイド線形電流シンクへのイネーブル入力は非アクティブにされ、それにより、電流パルシングは、短絡又は開放が検査及び修理され得るまで、少なくとも一時的に停止される。時間２０８において、通過素子ヘッドルームは、オフ時間中に且つ次のオン時間の開始前にデジタルポテンショメータＲ３（図２に図示される。）又は何らかの同等の変更方法により増減されて、第１及び第２の発光アレイ並びにそれらの関連する回路構成における変化を補償する。

図５は、例となる実施形態に従って、トリクル電流及び適応低ドロップアウト（ＡＬＤＯ）調整に関連したレーザーダイオードアレイ電流パルス制御の論理フローを表す略論理フロー図を含む。図２も参照して、図５のフロー図は、詳細に本明細書で記載されるドライバ１５０の動作タスクを実行することにおいてデジタルコントローラ１２４によってとられるステップを表す。図５を参照すると、ステップＳ３０２で、最初のシステムの電源投入時に、電流が流れることができないようにスイッチＳＷ１が開いていることが確かめられる。次に、ステップＳ３０４で、電流パルシングを可能にするようスイッチＳＷ１が閉じられる前に、トリクル電圧ＶＴは、ＶＴが適切な範囲内にあって、配線の短絡又は発光アレイの開放がないことを示すことを確かにするよう、最初のシステムの電源投入時にモニタされる。次に、ステップＳ３０６で、電流パルシングが開始された後、トリクル電圧ＶＴは、配線の短絡又は発光アレイの開放がないことを示す範囲内状態について、各オフ時間の終わり近くでモニタされる。範囲外状態が検出される場合には、ＳＷ１は直ちに開放され、不具合通知が発せられ、電流パルス点灯は、不具合状態が、例えば、配線短絡の修理によって、除かれるまで、中止するよう指示される。ステップＳ３０８で、通過素子１５４のヘッドルーム電圧はオン時間の終わり近くでモニタされ、蓄積容量Ｃ１の電圧垂下はその最低値にある。ステップＳ３１０で、モニタされたヘッドルーム電圧に基づき、可変な共通電位源１０２の出力電圧は、ヘッドルーム電圧を最小限にしながら同時に、通過素子１５４の線形動作を保つよう、パルスオフ時間中にデジタルポテンショメータＲ３を通じてデジタルコントローラ１２４によって調整される。

例となる実施形態に従って、デジタルコントローラ１２４によりトリクル電圧ＶＴをモニタすることによって、配線接地短絡又は発光アレイ開放は検出され得る。トリクル電圧ＡＤＣ１２２の出力からのトリクル充電ワードがゼロ又はその近くにある場合には、配線接地短絡が存在すると結論づけられ、デジタルコントローラ１２４は、ＳＷ１を閉じてＣ１を短絡より上にあるレーザーダイオードを通じて放電しないための措置を講じるようプログラムされ得る。また、システムは、配線接地短絡又は発光アレイ開放が起きたことをデジタルコントローラ１２４によって合図され得る。例となる実施形態に従って、１つのトリクル電流回路及び１つのＡＤＣしかこの技術を実装するために必要とされない。これは、接地短絡を検出するよう、レーザーダイオードアレイ全体の下部にある電流シンク、すなわち、図２の第１ローサイド線形電流シンク１００Ａ、の一番上をモニタすることしか必要でないからである。よって、回路内の他の場所をモニタすることは不要である。いくつかの特定の例となる実施形態で、デジタルコントローラ１２４は、ＳＷ１を閉じて電流パルスを供給しようとする毎回の試みの前に、トリクル電圧ＶＴがゼロボルトの近く又は可変な共通電位出力電圧の７０％より下にないことをチェックするようプログラミングされてよい。いくつかの例となる実施形態で、ＶＴの不具合レベルは、短絡又は開放が完全な又は“強い”短絡又は開放であり得ないので、可変な共通電位源の出力電圧の例えば７０％より下に設定される。例えば、短絡は、接地へのゼロオーム短絡よりむしろ、接地への低抵抗短絡であり得る。同様に、第１及び第２の発光アレイにおける開回路は、無限の抵抗を有さず、何らかの有限な抵抗、例えば、１０キロオームを有し得る。

いくつかの例となる実施形態に従って、詳細に本明細書で記載されるトリクル電流モニタリングを伴ったローサイド駆動の使用は、ＭＯＰＡ設計に制限されない。本明細書で記載される実施形態は、他のアーキテクチャ、例えば、ＰＯ、ＭＯＰＡＰＡ、及び他の構成に適用可能であることが留意されるべきである。

詳細に本明細書で記載されるいくつかの例となる実施形態に従って、比較的に複雑でない充電回路を用いて、小さい電流（いくつかの実施形態では、マイクロアンペアの大きさである。）によりトリクル電流を直列レーザーダイオードアレイに流すことによって、直列レーザーダイオードアレイの下部に接続されたローサイド定電流シンクの一番上での電圧は、ＭＯ及びＰＡダイオードアレイにおける配線接地短絡又は発光アレイ開放の存在についてモニタされる電圧である。いくつかの例となる実施形態で、モニタされるトリクル電圧ＶＴがゼロボルト又はその近くにある場合には、直列レーザーダイオードアレイのどこかでの配線接地短絡又は発光アレイ開放が示される。他方で、いくつかの例となる実施形態で、トリクル電圧ＶＴが著しくゼロボルトを上回り、例えば、可変な共通電位源の出力の約７０％を上回るが、可変な共通電位源１０２の出力を下回る場合に、直列レーザーダイオードアレイにおける配線接地短絡又は発光アレイ開放は示されない。よって、トリクル電圧が所定の閾値（可変な共通電位源の出力電圧の約７０％より上）を下回る場合には、レーザーアレイにおける“弱い”接地短絡又は“弱い”開放が示される。本明細書において“弱い”によって意味されるものは、発光アレイにおける短絡又は開放がそれに関連した有限なインピーダンスを有し、ゼロオーム短絡又は無限オーム開放でない。トリクル電圧が所定の閾値を上回る場合には、レーザーアレイにおける接地短絡又は発光アレイ開放は示されない。

いくつかの例となる実施形態で、トリクル電流がマイクロアンペア範囲にあるときに、発光アレイの個々のレーザーダイオードの両端の降下は極めて小さく、数百アンペアがそれらに流れている場合に、約２Ｖ降下に実質的に満たない。第１ローサイド線形電流シンクの一番上での電圧ＶＴが、蓄積容量Ｃ１に充電されている電圧の７０％を上回る場合には、ＭＯ又はＰＡ発光アレイにおいて短絡又は開放不具合はない。ローサイド線形電流シンクの一番上でのＶＴ電圧がＣ１に充電されている電圧の０％から７０％である場合には、発光アレイ配線のどこかで“弱い”又は“強い”短絡又は開放が存在し、すなわち、おそらくは、レーザーダイオードは何らかの理由により開放されている。この場合に、オンオフスイッチは、不具合が発見され修理されるまでオフ位置のままである。

このように、例となる実施形態に従って、トリクル電流をレーザーダイオード列に流すことは、ローサイド線形定電流シンク駆動が使用される場合に、弱い接地短絡及び強い接地短絡を検出するために、且つ、それらの接地短絡が高価なレーザーダイオード列にダメージを与えることを防ぐために、使用される。また、例となる実施形態に従って、詳細に上述されたように、通過素子１５４のヘッドルームの適応的な、すなわち、“オンザフライ”の低ドロップアウト（ＡＬＤＯ）調整は、第１ＰＡ発光アレイ及び第２ＭＯ発光アレイの下部にある低デューティサイクルの第１ローサイド線形定電流シンクでの電力散逸を最小限にするために使用される。

例となる実施形態に従って、適応ＬＤＯ（ＡＬＤＯ）は、特に、本実施形態で見られるように、線形なローサイド定電流シンク１００が、ＰＡ、ＭＯＰＡ、ＭＯＰＡＰＡ及び他のタイプのアーキテクチャで使用されるレーザーダイオード列に数百アンペアを流すために使用される場合に、重要な特徴である。線形レギュレータでの電力散逸を最小限にするための確立された方法である固定ＬＤＯと違って、本実施形態の適応ＬＤＯは、ＡＤＣ１３０、１３４を通じてパルス周期ごとにオンザフライで通過素子１５４のヘッドルームをモニタする。高電流パルスのオン時間中に、ＡＤＣ１３０、１３４からの結果として現れるデジタルワードはデジタルコントローラ１２４へ入力される。パルスデューティサイクルのオフ時間中に、デジタルコントローラ１２４はデジタル制御ワードをデジタルポテンショメータＲ３へ出力する。これは、線形サーボループ動作のために通過素子１５４のヘッドルームを必要最小限度に保つよう、可変な共通電位源１０２から出力される電圧を制御する。このようにして、比較的低いデューティサイクルとともに、電力散逸は適度に低く保たれ得る。いくつかの実施形態で、電力散逸は、ヒートシンクが必要とされないほど低い。

適応ＬＤＯ（ＡＬＤＯ）は、比較的に“低いデューティサイクル”のパルス動作を伴って、低平均電力散逸と結合された低ノイズ“線形”アプローチが大きいヒートシンクの必要性なしでうまく機能するので、より大きいレンジファインダーのための適切なアプローチである。

本教示は具体的な実施形態に関して上述されてきたが、それらはそのような開示されている実施形態に制限されないことが理解されるべきである。多くの変更及び他の実施形態は、それらの本教示が関係しており且つ本開示及び添付の特許請求の範囲の両方によってカバーされるよう意図されそしてカバーされる技術において通常の知識を有する者に想到可能である。本教示の適用範囲は、本明細書及び添付の図面を当てにする当業者によって理解されるように、添付の特許請求の範囲及びそれらの法律上の均等の適切な解釈及び構成によって決定されるべきであることが意図される。

Claims (11)

1. 可変な共通電位源から電流を引き込むよう構成される多段レーザー駆動回路であって、
   電流ノードと、
   蓄積容量と前記電流ノードとの間でデジタル制御可能なオンオフスイッチを通じて電気的に連通する第１電力増幅器発光アレイであり、前記蓄積容量が充電制御回路を通じて前記可変な共通電位源によって充電される、前記第１電力増幅器発光アレイと、
   前記電流ノードと電気的に連通する第１ローサイド線形電流シンクであり、前記オンオフスイッチを通る前記蓄積容量からの第１電流を前記電流ノードを通じて引き込むよう構成される前記第１ローサイド線形電流シンクと、
   前記電流ノードと電気的に連通し、前記第１ローサイド線形電流シンクと並列に配置される第２ローサイド線形電流シンクであり、前記オンオフスイッチを通る前記蓄積容量からの第２電流を前記電流ノードを通じて引き込むよう構成される前記第２ローサイド線形電流シンクと、
   前記電流ノードと前記第１ローサイド線形電流シンクとの間で電気的に連通する第２マスタ発振器発光アレイであり、前記第１電力増幅器発光アレイを流れる電流が並列な前記第１電流及び前記第２電流の和であり、前記第１電力増幅器発光アレイからの出力光が第１電力増幅器レーザー利得媒体をポンピングするために使用され、前記第２マスタ発振器発光アレイからの出力光が第２マスタ発振器レーザー利得媒体をポンピングするために使用される、前記第２マスタ発振器発光アレイと、
   前記共通電位源と前記第１電力増幅器発光アレイの一番上にあるレーザーダイオードのアノードとの間に位置し、前記第１電力増幅器発光アレイ及び前記第２マスタ発振器発光アレイと、前記第１ローサイド線形電流シンクに並列なより大きい固定シャント抵抗とにロー値トリクル電流を流すトリクル電流回路と、
   前記第１ローサイド線形電流シンクの入力部での前記トリクル電流の大きさを示すトリクル電圧を検知し、該トリクル電圧を示す信号を生成するセンス回路と、
   前記トリクル電圧によって示される開回路及び短絡回路の１つであるマルファンクションを示す電圧範囲の外に前記トリクル電圧があることが該トリクル電圧を示す前記信号によって示される場合に、前記第１電流及び前記第２電流が流れないようにするように前記オンオフスイッチを制御するスイッチ制御信号を生成するデジタルコントローラと
   を有する多段レーザー駆動回路。
2. 前記第１電流及び前記第２電流は、ローデューティサイクルの任意波形のパルス電流であり、各パルス期間は、電流が任意の波形として流れるよう制御されるオン時間と、電流が流れないよう制御されるオフ時間とを含み、夫々の電流は、前記デジタルコントローラからのコマンドによって制御される、
   請求項１に記載の多段レーザー駆動回路。
3. 前記トリクル電流回路は、前記共通電位源と前記第１電力増幅器発光アレイの前記一番上との間に単一の抵抗又は抵抗／ダイオード組み合わせ回路を有し、前記トリクル電流は、前記第１電力増幅器発光アレイ及び前記第２マスタ発振器発光アレイの両方ともの状態をテストするために使用される、
   請求項１に記載の多段レーザー駆動回路。
4. 前記センス回路は、前記第１ローサイド線形電流シンクのオフ時間中に前記トリクル電流が前記第１ローサイド線形電流シンク及び前記並列なシャント抵抗を流れることによって生成される前記トリクル電圧の比例デジタル表現であるトリクル電圧デジタル値を生成するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を有する、
   請求項１に記載の多段レーザー駆動回路。
5. 前記トリクル電圧デジタル値は、前記デジタルコントローラへ入力され、該デジタルコントローラは、前記第１電力増幅器発光アレイ及び前記第２マスタ発振器発光アレイのうちの少なくとも一方の良好状態又は異常を示す合格又は不合格範囲内に前記トリクル電圧があるかどうかを判定する、
   請求項４に記載の多段レーザー駆動回路。
6. 前記トリクル電圧デジタル値が前記不合格範囲にある場合には、前記デジタルコントローラは、前記デジタル制御可能なオンオフスイッチをオフして、前記第１電力増幅器発光アレイ及び前記第２マスタ発振器発光アレイの全ての電流パルシングを停止させる、
   請求項５に記載の多段レーザー駆動回路。
7. 前記第１ローサイド線形電流シンクは、通過素子及び第２センス回路を含み、
   前記第２センス回路は、前記通過素子にかかる電圧を検知し、前記通過素子にかかる前記電圧を示す信号を生成し、
   前記デジタルコントローラは、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）により前記電圧をモニタし、前記共通電位源の出力を変更するようデジタル制御信号を生成して、電流パルスのオン時間中に前記通過素子にかかる前記電圧を、前記通過素子の線形性を保ちながら、絶対最小値に制御する、
   請求項１に記載の多段レーザー駆動回路。
8. 前記通過素子は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、及び同様のデバイスのうちの少なくとも１つを有する、
   請求項７に記載の多段レーザー駆動回路。
9. 前記通過素子にかかる前記電圧は、前記ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間電圧又は前記ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ電圧であり、第２アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によってモニタされ、ヘッドルームモニタ（ＨＲＭ）信号として前記デジタルコントローラへ入力され、
   前記ＨＲＭ信号の電圧及び前記通過素子にかかる電圧は、前記通過素子にかかる電圧を前記第２ＡＤＣに適合させるゲイン段によって線形的に相関される、
   請求項８に記載の多段レーザー駆動回路。
10. 前記ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間電圧若しくは前記ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ電圧又は同様のデバイスは、パルス周期のオン時間ごとにモニタされ、パルス周期のオフ時間ごとにオンザフライで制御され、それにより、前記ＭＯＳＦＥＴ、前記ＩＧＢＴ又は同等のデバイスは、最大効率のために可能な最低通過素子電圧でそれらの線形動作モードで動作する、
    請求項９に記載の多段レーザー駆動回路。
11. 前記センス回路による前記トリクル電圧のモニタリングは、可能な限り前記発光アレイのパルス点灯時間の開始の近くで、前記電流パルスの周期の各オフ時間中に行われ、
    前記第２センス回路によるヘッドルーム電圧のモニタリングは、蓄積容量垂下を補償するよう可能な限りパルスオン時間の終わりの近くで、前記電流パルスの周期の各オン時間中に行われる、
    請求項７に記載の多段レーザー駆動回路。

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