JP2019161830A - 力率改善装置 - Google Patents
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Abstract
Description
力率改善回路は、交流電力が入力されるインダクタと、インダクタの後段に接続されるスイッチング素子とを備え、目標電流に応じた交流電流がインダクタに流れるようにスイッチング素子の動作を制御することにより交流電力を直流電力に変換する。
図1は、実施形態の力率改善装置を示す図である。
図1に示す力率改善装置1は、力率改善回路2と、目標電流出力回路3とを備え、商用電源などの電源Pから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷Loに出力する。なお、一例として、力率改善装置1は、プラグインハイブリッド車などの車両に搭載される充電器とし、負荷Loは、その車両に搭載される2次電池とする。
電圧補償部32は、PI(Proportional Integral)制御により電圧差Vdがゼロになるような制御電圧Vcを出力する。
正弦波生成部331は、交流電圧Vacの角周波数ωに基づいて、正弦波sinωtを生成するとともに、交流電圧Vacの周期Tを出力する。なお、tを現在時刻とし、角周波数ωを交流電圧Vacの周波数×2πとする。
乗算部333は、正弦波sinωtと理想正弦波振幅値Imagとを乗算した結果である理想正弦波Imag・sinωtを出力する。
図2は、目標電流演算部35を示す図である。
各制御モード目標演算部351は、不連続モード目標電流iac_tgt_lo、臨界モード目標電流iac_tgt_th、及び連続モード目標電流iac_tgt_hiを演算する。
連続モード目標電流iac_tgt_lは、連続モードでインダクタL1、L2に流れる交流電流Iacの平均値Iaveが理想正弦波Imag・sinωtと一致すると仮定するときの目標電流iac_tgtである。
まず、不連続モードでインダクタL1、L2に交流電流iacが流れていると仮定する。
まず、臨界モードでインダクタL1、L2に交流電流iacが流れていると仮定する。
まず、連続モードでインダクタL1、L2に交流電流iacが流れていると仮定する。
まず、各制御モード目標演算部351は、不連続モード目標電流iac_tgt_lo、臨界モード目標電流iac_tgt_th、及び連続モード目標電流iac_tgt_hiを演算する(S1)。例えば、図5(a)に示すように、各制御モード目標演算部351は、不連続モード目標電流(実線)、臨界モード目標電流(破線)、及び連続モード目標電流(一点鎖線)を演算する。
これにより、交流電圧Vacの半周期内において制御モードが切り替わったとしても、インダクタL1、L2に流れる交流電流iacの平均値Iaveの変化を理想正弦波Imag・sinωtと相似形にすることができる。
2 力率改善回路
3 目標電流出力回路
21 電圧検出部
22 電流検出部
23 電圧検出部
24 ピーク電流制御回路
31 減算部
32 電圧補償部
33 理想正弦波生成部
331 正弦波生成部
332 乗算部
333 乗算部
34 L値演算部
35 目標電流演算部
351 各制御モード目標演算部
352 選択部
Claims (3)
- 交流電力が入力されるインダクタと、前記インダクタの後段に接続されるスイッチング素子とを備え、目標電流に応じた交流電流が前記インダクタに流れるように前記スイッチング素子の動作を制御することにより前記交流電力を直流電力に変換する力率改善回路と、
前記目標電流を前記力率改善回路に出力する目標電流出力回路と、
を備え、
前記目標電流出力回路は、
不連続モードで前記インダクタに流れる交流電流の平均値の変化が理想正弦波と一致すると仮定するときの前記目標電流である不連続モード目標電流、前記不連続モード目標電流の限界値である臨界モード目標電流、及び連続モードで前記インダクタに流れる交流電流の平均値の変化が前記理想正弦波と一致すると仮定するときの前記目標電流である連続モード目標電流を演算し、
前記不連続モード目標電流が前記臨界モード目標電流よりも小さい場合、前記不連続モード目標電流を前記目標電流として前記力率改善回路に出力し、
前記不連続モード目標電流が前記臨界モード目標電流と等しい場合、前記不連続モード目標電流または前記連続モード目標電流を前記目標電流として前記力率改善回路に出力し、
前記不連続モード目標電流が前記臨界モード目標電流よりも大きい場合、前記連続モード目標電流を前記目標電流として前記力率改善回路に出力する
ことを特徴とする力率改善装置。 - 請求項1に記載の力率改善装置であって、
前記目標電流出力回路は、
Imagを前記理想正弦波の振幅、ωを前記理想正弦波の角周波数、tを現在時刻、Vinを前記力率改善回路に入力される交流電圧の瞬時値、Vhを前記力率改善回路から出力される直流電圧、Lを前記インダクタのインダクタンス値、SAをスロープ振幅、Tsを前記スイッチング素子のスイッチング周期とする場合において、下記式35の演算結果を前記不連続モード目標電流とし、下記式36の演算結果を前記臨界モード目標電流とし、下記式37の演算結果を前記連続モード目標電流とする
- 請求項2に記載の力率改善装置であって、
前記目標電流出力回路は、前記インダクタに流れる交流電流により前記インダクタンス値を演算する
ことを特徴とする力率改善装置。
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Citations (4)
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---|---|---|---|---|
JP2006087192A (ja) * | 2004-09-15 | 2006-03-30 | Diamond Electric Mfg Co Ltd | デジタルコンバータ及びその制御方法 |
WO2009004847A1 (ja) * | 2007-06-29 | 2009-01-08 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | スイッチング電源装置 |
WO2010106701A1 (ja) * | 2009-03-18 | 2010-09-23 | 株式会社村田製作所 | Pfcコンバータ |
JP2016032350A (ja) * | 2014-07-29 | 2016-03-07 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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