JP2019161830A - 力率改善装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電圧の半周期内においてインダクタに流れる交流電流の制御モードが切り替わったとしても、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化を理想正弦波と相似形にする。【解決手段】不連続モード目標電流、臨界モード目標電流、及び連続モード目標電流を演算し、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも小さい場合、不連続モード目標電流を目標電流として力率改善回路２に出力し、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流と等しいとき、不連続モード目標電流または連続モード目標電流を目標電流として力率改善回路２に出力し、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも大きいとき、連続モード目標電流を目標電流として力率改善回路２に出力する。【選択図】図１

Description

本発明は、力率改善装置に関する。

交流電力を直流電力に変換する力率改善装置として、インダクタやスイッチング素子などを備え、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化を力率改善装置に入力される交流電圧と相似形でかつ同位相にするため、インダクタに流れる交流電流のピーク値の変化が理想正弦波になるように、スイッチング素子の動作を制御するものがある。関連する技術として、特許文献１がある。

特許第５１０４９４６号明細書

しかしながら、上記力率改善装置では、スイッチング素子のスイッチング周期においてインダクタに流れる交流電流がゼロになる期間が生じる不連続モードの方が、スイッチング素子のスイッチング周期においてインダクタに流れる交流電流が常にゼロよりも大きくなる連続モードよりも、インダクタに流れる交流電流の平均値が小さくなる。そのため、交流電圧の半周期内において、不連続モードから連続モードに切り替わると、または、連続モードから不連続モードに切り替わると、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化が理想正弦波と相似形にならず、総合力率や基本波力率が規格を満たさなくなるおそれがある。

そこで、本発明の一側面に係る目的は、交流電圧の半周期内においてインダクタに流れる交流電流の制御モードが切り替わったとしても、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化を理想正弦波と相似形にすることが可能な力率改善装置を提供することである。

本発明に係る一つの形態である力率改善装置は、力率改善回路と、目標電流出力回路とを備える。
力率改善回路は、交流電力が入力されるインダクタと、インダクタの後段に接続されるスイッチング素子とを備え、目標電流に応じた交流電流がインダクタに流れるようにスイッチング素子の動作を制御することにより交流電力を直流電力に変換する。

目標電流出力回路は、不連続モードでインダクタに流れる交流電流の平均値の変化が理想正弦波と一致すると仮定するときの目標電流である不連続モード目標電流、不連続モード目標電流の限界値である臨界モード目標電流、及び連続モードでインダクタに流れる交流電流の平均値の変化が理想正弦波と一致すると仮定するときの目標電流である連続モード目標電流を演算する。

また、目標電流出力回路は、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも小さい場合、不連続モード目標電流を目標電流として力率改善回路に出力し、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流と等しい場合、不連続モード目標電流または連続モード目標電流を目標電流として力率改善回路に出力し、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも大きい場合、連続モード目標電流を目標電流として力率改善回路に出力する。

このように、インダクタに流れる交流電流の平均値が理想正弦波と一致すると仮定するときの目標電流を制御モード毎に演算し、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも小さいか大きいかにより現在成立している制御モードに対応する目標電流を選択している。そのため、現在成立している制御モードがどの制御モードであっても交流電流の平均値を理想正弦波に近づけることができる。これにより、交流電圧の半周期内においてインダクタに流れる交流電流の制御モードが切り替わったとしても、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化を理想正弦波と相似形にすることができる。

本発明によれば、交流電圧の半周期内においてインダクタに流れる交流電流の制御モードが切り替わったとしても、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化を理想正弦波と相似形にすることができる。

実施形態の力率改善装置を示す図である。 目標電流演算部を示す図である。 インダクタに流れる交流電流、理想正弦波、スロープ振幅、及び目標電流を示す図である。 目標電流演算部の動作を示すフローチャートである。 不連続モード目標電流、臨界モード目標電流、及び連続モード目標電流を示す図である。

以下図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。
図１は、実施形態の力率改善装置を示す図である。
図１に示す力率改善装置１は、力率改善回路２と、目標電流出力回路３とを備え、商用電源などの電源Ｐから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷Ｌｏに出力する。なお、一例として、力率改善装置１は、プラグインハイブリッド車などの車両に搭載される充電器とし、負荷Ｌｏは、その車両に搭載される２次電池とする。

また、力率改善回路２は、電源Ｐから出力される交流電力が入力されるインダクタＬ１、Ｌ２と、インダクタＬ１の後段に接続されるスイッチング素子ＳＷ１と、インダクタＬ２の後段に接続されるスイッチング素子ＳＷ２と、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷ１との接続点に接続されるダイオードＤ１と、インダクタＬ２とスイッチング素子ＳＷ２との接続点に接続されるダイオードＤ２と、ダイオードＤ１、Ｄ２と負荷Ｌｏとの間に接続されるコンデンサＣとを備える。

すなわち、インダクタＬ１の一方端は電源Ｐの一方端に接続され、インダクタＬ１の他方端はスイッチング素子ＳＷ１の一方端（ドレイン端子）及びダイオードＤ１のアノード端子に接続されている。インダクタＬ２の一方端は電源Ｐの他方端に接続され、インダクタＬ２の他方端はスイッチング素子ＳＷ２の一方端（ドレイン端子）及びダイオードＤ２のアノード端子に接続されている。ダイオードＤ１のカソード端子はダイオードＤ２のカソード端子、コンデンサＣの一方端、及び負荷Ｌｏのプラス端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１の他方端（ソース端子）はスイッチング素子ＳＷ２の他方端（ソース端子）、コンデンサＣの他方端、及び負荷Ｌｏのマイナス端子に接続されている。

また、力率改善回路２は、力率改善回路２に入力される交流電圧Ｖａｃを検出する電圧検出部２１と、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃを検出する電流検出部２２と、力率改善回路２から出力される直流電圧Ｖｈを検出する電圧検出部２３と、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の動作を制御する制御信号を出力するピーク電流制御回路２４とを備える。なお、電圧検出部２１、２３は、電圧計などとする。また、電流検出部２２は、電流計などとする。また、ピーク電流制御回路２４は、ＩＣ（Integrated Circuit）などとする。

スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、それぞれ、ダイオードが並列接続されるトランジスタであって、一例として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）とする。電源Ｐから力率改善回路２にプラス側の交流電流が流れているとき、スイッチング素子ＳＷ１が繰り返しオン、オフするとともに、スイッチング素子ＳＷ２が常時オフする。電源Ｐから力率改善回路２にマイナス側の交流電流が流れているとき、スイッチング素子ＳＷ２が繰り返しオン、オフするとともに、スイッチング素子ＳＷ１が常時オフする。これにより、電源Ｐから出力される交流電力が直流電力に変換される。

また、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、ピーク電流制御回路２４から出力される制御信号がハイレベルのときオンし、制御信号がローレベルのときオフする。目標電流出力回路３から出力される目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔが大きくなる程、ピーク電流制御回路２４から出力される制御信号のハイレベルのパルス幅が大きくなる。スイッチング素子ＳＷ１またはスイッチング素子ＳＷ２のオン期間が長くなる程、交流電流ｉａｃのピーク値が大きくなる。

目標電流出力回路３は、減算部３１と、電圧補償部３２と、理想正弦波生成部３３と、Ｌ値演算部３４と、目標電流演算部３５とを備える。なお、目標電流出力回路３は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、マルチコアＣＰＵ、またはプログラマブルなデバイス（ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device））により構成される。また、電圧検出部２１により検出される交流電圧Ｖａｃ、電流検出部２２により検出される交流電流ｉａｃ、及び電圧検出部２３により検出される直流電圧Ｖｈはアナログ値からデジタル値に変換されて目標電流出力回路３に入力される。

減算部３１は、目標直流電圧Ｖｒｅｆと直流電圧Ｖｈとの電圧差Ｖｄを出力する。
電圧補償部３２は、ＰＩ（Proportional Integral）制御により電圧差Ｖｄがゼロになるような制御電圧Ｖｃを出力する。

理想正弦波生成部３３は、正弦波生成部３３１と、乗算部３３２、３３３とを備える。
正弦波生成部３３１は、交流電圧Ｖａｃの角周波数ωに基づいて、正弦波ｓｉｎωｔを生成するとともに、交流電圧Ｖａｃの周期Ｔを出力する。なお、ｔを現在時刻とし、角周波数ωを交流電圧Ｖａｃの周波数×２πとする。

乗算部３３２は、制御電圧Ｖｃと周期Ｔとを用いて理想正弦波振幅値Ｉｍａｇを出力する。
乗算部３３３は、正弦波ｓｉｎωｔと理想正弦波振幅値Ｉｍａｇとを乗算した結果である理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔを出力する。

Ｌ値演算部３４は、交流電流ｉａｃによりインダクタＬ１、Ｌ２のインダクタンス値Ｌを演算する。なお、インダクタンス値Ｌの変動量が目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの演算に影響を及ぼさない場合、Ｌ値演算部３４を省略してもよい。

目標電流演算部３５は、直流電圧Ｖｈ、交流電圧Ｖａｃ、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔ、及びインダクタンス値Ｌにより目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔを演算する。
図２は、目標電流演算部３５を示す図である。

目標電流演算部３５は、各制御モード目標演算部３５１と、選択部３５２とを備える。
各制御モード目標演算部３５１は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈ、及び連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを演算する。

選択部３５２は、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈを基準値として、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ及び連続モード目標電流Ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉのうちのどちらか一方を選択し、その選択した方を目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔとして力率改善回路２に出力する。

不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏは、不連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定するときの目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔである。

臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈは、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏの限界値（最大値）である。
連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌは、連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流Ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定するときの目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔである。

ここで、図３は、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃ（実線）、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔ（破線）、スロープ補償のためのノコギリ波（三角波）（一点鎖線）、及び目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ（二点鎖線）を示す図である。なお、ＳＡは、ノコギリ波の振幅であり、スロープ振幅を示している。

図３に示す例では、交流電圧Ｖａｃの半周期内において、交流電流ｉａｃの制御モードが時刻ｔ１で不連続モードから臨界モードに切り替わった後、時刻ｔ２で臨界モードから連続モードに切り替わった場合を示している。

時刻ｔ０から時刻ｔ１までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、スイッチング素子ＳＷ１が常時オンするとともにスイッチング素子ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがゼロからピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで上昇する。また、時刻ｔ０から時刻ｔ１までのスイッチング周期Ｔｓのオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがピーク値ｉ（Ｔｏｎ）からゼロまで下降する。また、時刻ｔ０から時刻ｔ１までのスイッチング周期Ｔｓのデッド期間Ｔｄにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがゼロである状態が継続される。すなわち、時刻ｔ０から時刻ｔ１までのスイッチング周期Ｔｓでは、不連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れる。

時刻ｔ１から時刻ｔ２までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、スイッチング素子ＳＷ１が常時オンするとともにスイッチング素子ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがゼロからピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで上昇する。また、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのスイッチング周期Ｔｓのオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがピーク値ｉ（Ｔｏｎ）からゼロまで下降する。また、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのスイッチング周期Ｔｓでは、交流電流ｉａｃがゼロである状態が継続するデッド期間Ｔｄがなく、交流電流ｉａｃがゼロからピーク値ｉ（Ｔｏｎ）までの間で変化する。すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのスイッチング周期Ｔｓでは、臨界モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れる。

時刻ｔ２から時刻ｔ３までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、スイッチング素子ＳＷ１が常時オンするとともにスイッチング素子ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがゼロからピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで上昇する。また、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのスイッチング周期Ｔｓのオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがピーク値ｉ（Ｔｏｎ）からボトム値ｉ（Ｔ０）まで下降する。なお、ボトム値ｉ（Ｔ０）はゼロより大きい値とする。また、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、スイッチング素子ＳＷ１が常時オンするとともにスイッチング素子ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがボトム値ｉ（Ｔ０）からピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで上昇する。また、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのスイッチング周期Ｔｓのオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがピーク値ｉ（Ｔｏｎ）からボトム値ｉ（Ｔ０）まで下降する。このように、時刻ｔ２から時刻ｔ４までのスイッチング周期Ｔｓでは、交流電流ｉａｃがゼロよりも大きい状態が継続する。すなわち、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの各スイッチング周期Ｔｓでは、連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れる。

＜不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏの導出＞
まず、不連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れていると仮定する。

スイッチング周期Ｔｓにおける交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅは、オン期間Ｔｏｎにおける交流電流ｉａｃの積分値Ｓ１（例えば、図３に示す三角形Ｓ１）と、オフ期間Ｔｏｆｆにおける交流電流ｉａｃの積分値Ｓ２（例えば、図３に示す三角形Ｓ２）との加算値を、スイッチング周期Ｔｓで除算した値となるため、下記式１が成り立つ。

また、図３に示す三角形Ｓ１の面積と、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、オン期間Ｔｏｎとの関係から下記式２が成り立つ。

また、図３に示す三角形Ｓ２の面積と、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、オフ期間Ｔｏｆｆとの関係から下記式３が成り立つ。

上記式１に上記式２及び上記式３を代入すると、下記式４が成り立つ。

また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、インダクタンス値Ｌと、オン期間Ｔｏｎとの関係から下記式５が成り立つ。

上記式５をオン期間Ｔｏｎについて整理すると、下記式６となる。

また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、直流電圧Ｖｈと、インダクタンス値Ｌと、オフ期間Ｔｏｆｆとの関係から下記式７が成り立つ。

上記式７をオフ期間Ｔｏｆｆについて整理すると、下記式８となる。

上記式４に上記式６及び上記式８を代入すると、下記式９となる。

上記式９を変形すると、下記式１０となる。

上記式１０をさらに変形すると、下記式１１となる。

また、交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔに一致すると仮定すると、下記式１２が成り立つ。なお、ｔは、スイッチング周期Ｔｓの終了時刻とする。

上記式１２に上記式１１を代入すると、下記式１３となる。

また、上記式１３をｉ（Ｔｏｎ）^２について整理すると、下記式１４となる。

また、上記式１４を変形すると、下記１５となる。

また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）と、スロープ振幅ＳＡと、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓとの関係から下記式１６が成り立つ。

上記式１６に上記式６を代入し、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）について整理すると、下記式１７となる。

そして、上記式１７に上記式１５を代入し、変形すると、下記式１８となる。

すなわち、各制御モード目標演算部３５１は、直流電圧Ｖｈ、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎ、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔ、及びインダクタンス値Ｌを用いて、上記式１８を演算し、その演算結果を不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏとする。なお、スロープ振幅ＳＡ及びスイッチング周期Ｔｓは各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されているものとする。また、インダクタンス値Ｌの変動量が目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）の演算に影響を及ぼさない場合、インダクタンス値Ｌは定数として各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されていてもよい。

＜臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈの導出＞
まず、臨界モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れていると仮定する。

ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、インダクタンス値Ｌと、オン期間Ｔｏｎとの関係から下記式１９が成り立つ。

また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａ＿ｔｇｔ（ｎ）と、スロープ振幅ＳＡと、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓとの関係から下記式２０が成り立つ。

上記式１９に上記式２０を代入し、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａ＿ｔｇｔ（ｎ）について整理すると、下記式２１になる。

また、オン期間Ｔｏｎが単純に交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと直流電圧Ｖｈとの昇圧比で決まると仮定すると、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓと、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、直流電圧Ｖｈとの関係から下記式２２が成り立つ。

上記式２２をオン期間Ｔｏｎについて整理すると、下記式２３となる。

そして、上記式２１に上記式２３を代入すると、下記式２４となる。

すなわち、各制御モード目標演算部３５１は、直流電圧Ｖｈ、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎ、及びインダクタンス値Ｌを用いて、上記式２４を演算し、その演算結果を臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈとする。なお、スロープ振幅ＳＡ及びスイッチング周期Ｔｓは各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されているものとする。また、インダクタンス値Ｌの変動量が目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）の演算に影響を及ぼさない場合、インダクタンス値Ｌは定数として各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されていてもよい。

＜連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉの導出＞
まず、連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れていると仮定する。

交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定すると、すなわち、図３に示す時刻ｔ３から時刻ｔ４までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、ボトム値ｉ（Ｔ０）からピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで変化するときの交流電流ｉａｃの平均値が、オン期間Ｔｏｎの開始時ｔ３からオン期間Ｔｏｎの半分の期間（Ｔｏｎ／２）が経過したときの理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定すると、下記式２５が成り立つ。なお、ｔは、オン期間Ｔｏｎの開始時ｔ３とする。

また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、ボトム値ｉ（Ｔ０）と、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、インダクタンス値Ｌと、オン期間Ｔｏｎとの関係から下記式２６が成り立つ。

上記式２５に上記式２６を代入すると、下記式２７となる。

上記式２７をピーク値ｉ（Ｔｏｎ）について整理すると、下記式２８となる。

また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）と、スロープ振幅ＳＡと、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓとの関係から下記式２９が成り立つ。

次に、上記式２８に上記式２９を代入し、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）について整理すると、下記式３０となる。

また、オン期間Ｔｏｎが単純に交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと直流電圧Ｖｈとの昇圧比で決まると仮定すると、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓと、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、直流電圧Ｖｈとの関係から下記式３１が成り立つ。

上記式３１をオン期間Ｔｏｎについて整理すると、下記式３２となる。

次に、上記式３０に上記式３２を代入すると、下記式３３となる。

そして、ｓｉｎのωｔは、誤差が非常に小さいため、上記式３３を下記式３４のように単純化する。

すなわち、各制御モード目標演算部３５１は、直流電圧Ｖｈ、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎ、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔ、及びインダクタンス値Ｌを用いて、上記式３４を演算し、その演算結果を連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉとする。なお、スロープ振幅ＳＡ及びスイッチング周期Ｔｓは各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されているものとする。また、インダクタンス値Ｌの変動量が目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）の演算に影響を及ぼさない場合、インダクタンス値Ｌは定数として各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されていてもよい。

図４は、目標電流演算部３５の動作を示すフローチャートである。
まず、各制御モード目標演算部３５１は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈ、及び連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを演算する（Ｓ１）。例えば、図５（ａ）に示すように、各制御モード目標演算部３５１は、不連続モード目標電流（実線）、臨界モード目標電流（破線）、及び連続モード目標電流（一点鎖線）を演算する。

次に、選択部３５２は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも小さい場合（Ｓ２：Ｙｅｓ）、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏを選択する（Ｓ３）。例えば、図５（ａ）に示すように、時刻ｔ５３において、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも小さい場合、選択部３５２は、図５（ｂ）に示すように、力率改善回路２に出力する目標電流として不連続モード目標電流を選択する。

また、選択部３５２は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈと等しい場合（Ｓ２：Ｎｏ、Ｓ４：Ｙｅｓ）、連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉまたは不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏを選択する（Ｓ５）。例えば、図５（ａ）に示すように、時刻ｔ５２において、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流と等しい場合、選択部３５２は、図５（ｂ）に示すように、力率改善回路２に出力する目標電流として不連続モード目標電流を選択する。

また、選択部３５２は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも大きい場合（Ｓ４：Ｎｏ）、連続モード目標電流Ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを選択する（Ｓ６）。例えば、図５（ａ）に示すように、時刻ｔ５１において、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも大きい場合、選択部３５２は、図５（ｂ）に示すように、力率改善回路２に出力する目標電流として連続モード目標電流を選択する。

臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈは、不連続モードが成立するとき（不連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れているとき）の不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏの限界値であるため、連続モードが成立するとき（連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れているとき）、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏは、臨界モード目標電流Ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも大きくなる。

すなわち、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流Ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも小さい場合、連続モードが成立せず、不連続モードが成立する。また、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈと等しい場合、連続モード及び不連続モードのどちらの制御モードも成立する。また、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも大きい場合、不連続モードが成立せず、連続モードが成立する。

そこで、実施形態の力率改善装置１では、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも大きいか小さいかにより、現在成立している制御モードがどの制御モードであるかを判断し、その制御モードに対応する目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔを選択している。

また、実施形態の力率改善装置１では、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定するときの目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔを制御モード（不連続モード及び連続モード）毎に演算している。

そのため、現在成立している制御モードがどの制御モードであっても交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅを理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔに近づけることができる。
これにより、交流電圧Ｖａｃの半周期内において制御モードが切り替わったとしても、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅの変化を理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと相似形にすることができる。

また、実施形態の力率改善装置１では、交流電流ｉａｃによりインダクタンス値Ｌを演算し、そのインダクタンス値Ｌを用いて、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈ、及び連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを演算する構成であるため、交流電流ｉａｃに応じてインダクタンス値Ｌが変動する場合であっても、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈ、及び連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを精度よく演算することができる。

また、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。

１ 力率改善装置
２ 力率改善回路
３ 目標電流出力回路
２１ 電圧検出部
２２ 電流検出部
２３ 電圧検出部
２４ ピーク電流制御回路
３１ 減算部
３２ 電圧補償部
３３ 理想正弦波生成部
３３１ 正弦波生成部
３３２ 乗算部
３３３ 乗算部
３４ Ｌ値演算部
３５ 目標電流演算部
３５１ 各制御モード目標演算部
３５２ 選択部

Claims (3)

1. 交流電力が入力されるインダクタと、前記インダクタの後段に接続されるスイッチング素子とを備え、目標電流に応じた交流電流が前記インダクタに流れるように前記スイッチング素子の動作を制御することにより前記交流電力を直流電力に変換する力率改善回路と、
   前記目標電流を前記力率改善回路に出力する目標電流出力回路と、
   を備え、
   前記目標電流出力回路は、
   不連続モードで前記インダクタに流れる交流電流の平均値の変化が理想正弦波と一致すると仮定するときの前記目標電流である不連続モード目標電流、前記不連続モード目標電流の限界値である臨界モード目標電流、及び連続モードで前記インダクタに流れる交流電流の平均値の変化が前記理想正弦波と一致すると仮定するときの前記目標電流である連続モード目標電流を演算し、
   前記不連続モード目標電流が前記臨界モード目標電流よりも小さい場合、前記不連続モード目標電流を前記目標電流として前記力率改善回路に出力し、
   前記不連続モード目標電流が前記臨界モード目標電流と等しい場合、前記不連続モード目標電流または前記連続モード目標電流を前記目標電流として前記力率改善回路に出力し、
   前記不連続モード目標電流が前記臨界モード目標電流よりも大きい場合、前記連続モード目標電流を前記目標電流として前記力率改善回路に出力する
   ことを特徴とする力率改善装置。
2. 請求項１に記載の力率改善装置であって、
   前記目標電流出力回路は、
   Ｉｍａｇを前記理想正弦波の振幅、ωを前記理想正弦波の角周波数、ｔを現在時刻、Ｖｉｎを前記力率改善回路に入力される交流電圧の瞬時値、Ｖｈを前記力率改善回路から出力される直流電圧、Ｌを前記インダクタのインダクタンス値、ＳＡをスロープ振幅、Ｔｓを前記スイッチング素子のスイッチング周期とする場合において、下記式３５の演算結果を前記不連続モード目標電流とし、下記式３６の演算結果を前記臨界モード目標電流とし、下記式３７の演算結果を前記連続モード目標電流とする
   ことを特徴とする力率改善装置。
3. 請求項２に記載の力率改善装置であって、
   前記目標電流出力回路は、前記インダクタに流れる交流電流により前記インダクタンス値を演算する
   ことを特徴とする力率改善装置。