JP2019161830A - Power factor improvement device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、力率改善装置に関する。 The present invention relates to a power factor correction apparatus.
交流電力を直流電力に変換する力率改善装置として、インダクタやスイッチング素子などを備え、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化を力率改善装置に入力される交流電圧と相似形でかつ同位相にするため、インダクタに流れる交流電流のピーク値の変化が理想正弦波になるように、スイッチング素子の動作を制御するものがある。関連する技術として、特許文献１がある。 As a power factor improvement device that converts AC power into DC power, it is equipped with an inductor, switching element, etc., and the change in the average value of the AC current flowing through the inductor is similar to and in phase with the AC voltage input to the power factor improvement device Therefore, there is a device that controls the operation of the switching element so that the change in the peak value of the alternating current flowing through the inductor becomes an ideal sine wave. There exists patent document 1 as a related technique.
しかしながら、上記力率改善装置では、スイッチング素子のスイッチング周期においてインダクタに流れる交流電流がゼロになる期間が生じる不連続モードの方が、スイッチング素子のスイッチング周期においてインダクタに流れる交流電流が常にゼロよりも大きくなる連続モードよりも、インダクタに流れる交流電流の平均値が小さくなる。そのため、交流電圧の半周期内において、不連続モードから連続モードに切り替わると、または、連続モードから不連続モードに切り替わると、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化が理想正弦波と相似形にならず、総合力率や基本波力率が規格を満たさなくなるおそれがある。 However, in the above power factor correction device, the discontinuous mode in which the AC current flowing through the inductor is zero during the switching period of the switching element is always more than the AC current flowing through the inductor during the switching period of the switching element. The average value of the alternating current flowing through the inductor is smaller than that in the continuous mode in which the current increases. Therefore, when switching from the discontinuous mode to the continuous mode or switching from the continuous mode to the discontinuous mode within the half cycle of the AC voltage, the change in the average value of the AC current flowing through the inductor is similar to the ideal sine wave. In other words, the total power factor and the fundamental wave power factor may not satisfy the standard.
そこで、本発明の一側面に係る目的は、交流電圧の半周期内においてインダクタに流れる交流電流の制御モードが切り替わったとしても、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化を理想正弦波と相似形にすることが可能な力率改善装置を提供することである。 Therefore, an object according to one aspect of the present invention is to provide a similar shape to an ideal sine wave with a change in the average value of the alternating current flowing through the inductor even when the control mode of the alternating current flowing through the inductor is switched within a half cycle of the alternating voltage. It is an object of the present invention to provide a power factor correction device that can be used.
本発明に係る一つの形態である力率改善装置は、力率改善回路と、目標電流出力回路とを備える。
力率改善回路は、交流電力が入力されるインダクタと、インダクタの後段に接続されるスイッチング素子とを備え、目標電流に応じた交流電流がインダクタに流れるようにスイッチング素子の動作を制御することにより交流電力を直流電力に変換する。
A power factor correction apparatus according to one embodiment of the present invention includes a power factor correction circuit and a target current output circuit.
The power factor correction circuit includes an inductor to which AC power is input and a switching element connected to a subsequent stage of the inductor, and controls the operation of the switching element so that an AC current corresponding to the target current flows through the inductor. Convert AC power into DC power.
目標電流出力回路は、不連続モードでインダクタに流れる交流電流の平均値の変化が理想正弦波と一致すると仮定するときの目標電流である不連続モード目標電流、不連続モード目標電流の限界値である臨界モード目標電流、及び連続モードでインダクタに流れる交流電流の平均値の変化が理想正弦波と一致すると仮定するときの目標電流である連続モード目標電流を演算する。 The target current output circuit is the target value of the discontinuous mode target current, the limit value of the discontinuous mode target current, assuming that the change in the average value of the alternating current flowing through the inductor in discontinuous mode matches the ideal sine wave. A critical mode target current and a continuous mode target current, which is a target current when it is assumed that the change in the average value of the alternating current flowing through the inductor in the continuous mode matches the ideal sine wave, are calculated.
また、目標電流出力回路は、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも小さい場合、不連続モード目標電流を目標電流として力率改善回路に出力し、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流と等しい場合、不連続モード目標電流または連続モード目標電流を目標電流として力率改善回路に出力し、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも大きい場合、連続モード目標電流を目標電流として力率改善回路に出力する。 In addition, when the discontinuous mode target current is smaller than the critical mode target current, the target current output circuit outputs the discontinuous mode target current as the target current to the power factor correction circuit, and the discontinuous mode target current is the critical mode target current. When the discontinuous mode target current or continuous mode target current is output to the power factor correction circuit as the target current, and the discontinuous mode target current is larger than the critical mode target current, the continuous mode target current is output as the target current. Output to the rate improvement circuit.
このように、インダクタに流れる交流電流の平均値が理想正弦波と一致すると仮定するときの目標電流を制御モード毎に演算し、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも小さいか大きいかにより現在成立している制御モードに対応する目標電流を選択している。そのため、現在成立している制御モードがどの制御モードであっても交流電流の平均値を理想正弦波に近づけることができる。これにより、交流電圧の半周期内においてインダクタに流れる交流電流の制御モードが切り替わったとしても、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化を理想正弦波と相似形にすることができる。 Thus, the target current when assuming that the average value of the alternating current flowing through the inductor matches the ideal sine wave is calculated for each control mode, depending on whether the discontinuous mode target current is smaller or larger than the critical mode target current. The target current corresponding to the currently established control mode is selected. Therefore, the average value of the alternating current can be brought close to an ideal sine wave regardless of which control mode is currently established. Thereby, even if the control mode of the alternating current flowing through the inductor is switched within a half cycle of the alternating voltage, the change in the average value of the alternating current flowing through the inductor can be made similar to the ideal sine wave.
本発明によれば、交流電圧の半周期内においてインダクタに流れる交流電流の制御モードが切り替わったとしても、インダクタに流れる交流電流の平均値の変化を理想正弦波と相似形にすることができる。 According to the present invention, even if the control mode of the alternating current flowing through the inductor is switched within a half cycle of the alternating voltage, the change in the average value of the alternating current flowing through the inductor can be made similar to the ideal sine wave.
以下図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。
図１は、実施形態の力率改善装置を示す図である。
図１に示す力率改善装置１は、力率改善回路２と、目標電流出力回路３とを備え、商用電源などの電源Ｐから出力される交流電力を直流電力に変換して負荷Ｌｏに出力する。なお、一例として、力率改善装置１は、プラグインハイブリッド車などの車両に搭載される充電器とし、負荷Ｌｏは、その車両に搭載される２次電池とする。
Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram illustrating a power factor correction apparatus according to an embodiment.
A power factor improving apparatus 1 shown in FIG. 1 includes a power factor improving circuit 2 and a target current output circuit 3, and converts AC power output from a power source P such as a commercial power source into DC power and outputs it to a load Lo. To do. As an example, power factor correction apparatus 1 is a charger mounted on a vehicle such as a plug-in hybrid vehicle, and load Lo is a secondary battery mounted on the vehicle.
また、力率改善回路２は、電源Ｐから出力される交流電力が入力されるインダクタＬ１、Ｌ２と、インダクタＬ１の後段に接続されるスイッチング素子ＳＷ１と、インダクタＬ２の後段に接続されるスイッチング素子ＳＷ２と、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷ１との接続点に接続されるダイオードＤ１と、インダクタＬ２とスイッチング素子ＳＷ２との接続点に接続されるダイオードＤ２と、ダイオードＤ１、Ｄ２と負荷Ｌｏとの間に接続されるコンデンサＣとを備える。 The power factor correction circuit 2 includes inductors L1 and L2 to which AC power output from the power supply P is input, a switching element SW1 connected to the subsequent stage of the inductor L1, and a switching element connected to the subsequent stage of the inductor L2. SW2, a diode D1 connected to a connection point between the inductor L1 and the switching element SW1, a diode D2 connected to a connection point between the inductor L2 and the switching element SW2, and between the diodes D1, D2 and the load Lo. And a capacitor C to be connected.
すなわち、インダクタＬ１の一方端は電源Ｐの一方端に接続され、インダクタＬ１の他方端はスイッチング素子ＳＷ１の一方端（ドレイン端子）及びダイオードＤ１のアノード端子に接続されている。インダクタＬ２の一方端は電源Ｐの他方端に接続され、インダクタＬ２の他方端はスイッチング素子ＳＷ２の一方端（ドレイン端子）及びダイオードＤ２のアノード端子に接続されている。ダイオードＤ１のカソード端子はダイオードＤ２のカソード端子、コンデンサＣの一方端、及び負荷Ｌｏのプラス端子に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１の他方端（ソース端子）はスイッチング素子ＳＷ２の他方端（ソース端子）、コンデンサＣの他方端、及び負荷Ｌｏのマイナス端子に接続されている。 That is, one end of the inductor L1 is connected to one end of the power source P, and the other end of the inductor L1 is connected to one end (drain terminal) of the switching element SW1 and the anode terminal of the diode D1. One end of the inductor L2 is connected to the other end of the power source P, and the other end of the inductor L2 is connected to one end (drain terminal) of the switching element SW2 and the anode terminal of the diode D2. The cathode terminal of the diode D1 is connected to the cathode terminal of the diode D2, one end of the capacitor C, and the plus terminal of the load Lo. The other end (source terminal) of the switching element SW1 is connected to the other end (source terminal) of the switching element SW2, the other end of the capacitor C, and the negative terminal of the load Lo.
また、力率改善回路２は、力率改善回路２に入力される交流電圧Ｖａｃを検出する電圧検出部２１と、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃを検出する電流検出部２２と、力率改善回路２から出力される直流電圧Ｖｈを検出する電圧検出部２３と、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の動作を制御する制御信号を出力するピーク電流制御回路２４とを備える。なお、電圧検出部２１、２３は、電圧計などとする。また、電流検出部２２は、電流計などとする。また、ピーク電流制御回路２４は、ＩＣ（Integrated Circuit）などとする。 The power factor improvement circuit 2 includes a voltage detection unit 21 that detects the AC voltage Vac input to the power factor improvement circuit 2, a current detection unit 22 that detects the AC current iac flowing through the inductors L1 and L2, and a power factor. The voltage detection part 23 which detects the DC voltage Vh output from the improvement circuit 2 and the peak current control circuit 24 which outputs the control signal which controls operation | movement of switching element SW1 and SW2 are provided. The voltage detectors 21 and 23 are voltmeters or the like. The current detection unit 22 is an ammeter or the like. The peak current control circuit 24 is an IC (Integrated Circuit) or the like.
スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、それぞれ、ダイオードが並列接続されるトランジスタであって、一例として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）とする。電源Ｐから力率改善回路２にプラス側の交流電流が流れているとき、スイッチング素子ＳＷ１が繰り返しオン、オフするとともに、スイッチング素子ＳＷ２が常時オフする。電源Ｐから力率改善回路２にマイナス側の交流電流が流れているとき、スイッチング素子ＳＷ２が繰り返しオン、オフするとともに、スイッチング素子ＳＷ１が常時オフする。これにより、電源Ｐから出力される交流電力が直流電力に変換される。 Each of the switching elements SW1 and SW2 is a transistor to which a diode is connected in parallel. As an example, a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) is used. When a positive AC current flows from the power source P to the power factor correction circuit 2, the switching element SW1 is repeatedly turned on and off, and the switching element SW2 is always off. When a negative AC current flows from the power source P to the power factor correction circuit 2, the switching element SW2 is repeatedly turned on and off, and the switching element SW1 is always off. Thereby, the alternating current power output from the power supply P is converted into direct current power.
また、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、ピーク電流制御回路２４から出力される制御信号がハイレベルのときオンし、制御信号がローレベルのときオフする。目標電流出力回路３から出力される目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔが大きくなる程、ピーク電流制御回路２４から出力される制御信号のハイレベルのパルス幅が大きくなる。スイッチング素子ＳＷ１またはスイッチング素子ＳＷ２のオン期間が長くなる程、交流電流ｉａｃのピーク値が大きくなる。 The switching elements SW1 and SW2 are turned on when the control signal output from the peak current control circuit 24 is at a high level, and turned off when the control signal is at a low level. As the target current iac_tgt output from the target current output circuit 3 increases, the high-level pulse width of the control signal output from the peak current control circuit 24 increases. As the ON period of the switching element SW1 or the switching element SW2 becomes longer, the peak value of the alternating current iac increases.
目標電流出力回路３は、減算部３１と、電圧補償部３２と、理想正弦波生成部３３と、Ｌ値演算部３４と、目標電流演算部３５とを備える。なお、目標電流出力回路３は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、マルチコアＣＰＵ、またはプログラマブルなデバイス（ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device））により構成される。また、電圧検出部２１により検出される交流電圧Ｖａｃ、電流検出部２２により検出される交流電流ｉａｃ、及び電圧検出部２３により検出される直流電圧Ｖｈはアナログ値からデジタル値に変換されて目標電流出力回路３に入力される。 The target current output circuit 3 includes a subtraction unit 31, a voltage compensation unit 32, an ideal sine wave generation unit 33, an L value calculation unit 34, and a target current calculation unit 35. The target current output circuit 3 is configured by, for example, a CPU (Central Processing Unit), a multi-core CPU, or a programmable device (FPGA (Field Programmable Gate Array) or PLD (Programmable Logic Device)). Further, the AC voltage Vac detected by the voltage detection unit 21, the AC current iac detected by the current detection unit 22, and the DC voltage Vh detected by the voltage detection unit 23 are converted from an analog value to a digital value to be a target current. Input to the output circuit 3.
減算部３１は、目標直流電圧Ｖｒｅｆと直流電圧Ｖｈとの電圧差Ｖｄを出力する。
電圧補償部３２は、ＰＩ（Proportional Integral）制御により電圧差Ｖｄがゼロになるような制御電圧Ｖｃを出力する。
The subtracting unit 31 outputs a voltage difference Vd between the target DC voltage Vref and the DC voltage Vh.
The voltage compensation unit 32 outputs a control voltage Vc such that the voltage difference Vd becomes zero by PI (Proportional Integral) control.
理想正弦波生成部３３は、正弦波生成部３３１と、乗算部３３２、３３３とを備える。
正弦波生成部３３１は、交流電圧Ｖａｃの角周波数ωに基づいて、正弦波ｓｉｎωｔを生成するとともに、交流電圧Ｖａｃの周期Ｔを出力する。なお、ｔを現在時刻とし、角周波数ωを交流電圧Ｖａｃの周波数×２πとする。
The ideal sine wave generation unit 33 includes a sine wave generation unit 331 and multiplication units 332 and 333.
The sine wave generation unit 331 generates a sine wave sin ωt based on the angular frequency ω of the AC voltage Vac and outputs the period T of the AC voltage Vac. Note that t is the current time, and the angular frequency ω is the frequency of the AC voltage Vac × 2π.
乗算部３３２は、制御電圧Ｖｃと周期Ｔとを用いて理想正弦波振幅値Ｉｍａｇを出力する。
乗算部３３３は、正弦波ｓｉｎωｔと理想正弦波振幅値Ｉｍａｇとを乗算した結果である理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔを出力する。
The multiplier 332 outputs an ideal sine wave amplitude value Imag using the control voltage Vc and the period T.
The multiplier 333 outputs an ideal sine wave Imag · sinωt that is a result of multiplying the sine wave sinωt and the ideal sine wave amplitude value Imag.
Ｌ値演算部３４は、交流電流ｉａｃによりインダクタＬ１、Ｌ２のインダクタンス値Ｌを演算する。なお、インダクタンス値Ｌの変動量が目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの演算に影響を及ぼさない場合、Ｌ値演算部３４を省略してもよい。 The L value calculation unit 34 calculates the inductance value L of the inductors L1 and L2 from the alternating current iac. Note that when the fluctuation amount of the inductance value L does not affect the calculation of the target current iac_tgt, the L value calculation unit 34 may be omitted.
目標電流演算部３５は、直流電圧Ｖｈ、交流電圧Ｖａｃ、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔ、及びインダクタンス値Ｌにより目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔを演算する。
図２は、目標電流演算部３５を示す図である。
The target current calculation unit 35 calculates the target current iac_tgt from the DC voltage Vh, the AC voltage Vac, the ideal sine wave Imag · sinωt, and the inductance value L.
FIG. 2 is a diagram illustrating the target current calculation unit 35.
目標電流演算部３５は、各制御モード目標演算部３５１と、選択部３５２とを備える。
各制御モード目標演算部３５１は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈ、及び連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを演算する。
The target current calculation unit 35 includes each control mode target calculation unit 351 and a selection unit 352.
Each control mode target calculation unit 351 calculates a discontinuous mode target current iac_tgt_lo, a critical mode target current iac_tgt_th, and a continuous mode target current iac_tgt_hi.
選択部３５２は、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈを基準値として、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ及び連続モード目標電流Ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉのうちのどちらか一方を選択し、その選択した方を目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔとして力率改善回路２に出力する。 The selection unit 352 selects one of the discontinuous mode target current iac_tgt_lo and the continuous mode target current Iac_tgt_hi using the critical mode target current iac_tgt_th as a reference value, and selects the selected one as the target current iac_tgt as a power factor improvement circuit. Output to 2.
不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏは、不連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定するときの目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔである。 The discontinuous mode target current iac_tgt_lo is the target current iac_tgt when it is assumed that the average value Iave of the alternating current iac flowing through the inductors L1 and L2 in the discontinuous mode matches the ideal sine wave Imag · sinωt.
臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈは、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏの限界値（最大値）である。
連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌは、連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流Ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定するときの目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔである。
The critical mode target current iac_tgt_th is a limit value (maximum value) of the discontinuous mode target current iac_tgt_lo.
The continuous mode target current iac_tgt_l is the target current iac_tgt when it is assumed that the average value Iave of the alternating current Iac flowing through the inductors L1 and L2 in the continuous mode matches the ideal sine wave Imag · sinωt.
ここで、図３は、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃ（実線）、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔ（破線）、スロープ補償のためのノコギリ波（三角波）（一点鎖線）、及び目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ（二点鎖線）を示す図である。なお、ＳＡは、ノコギリ波の振幅であり、スロープ振幅を示している。 Here, FIG. 3 shows an alternating current iac (solid line) flowing through the inductors L1 and L2, an ideal sine wave Imag · sin ωt (dashed line), a sawtooth wave (triangular wave) (one-dot chain line) for slope compensation, and a target current iac_tgt ( It is a figure which shows a dashed-two dotted line. SA is the amplitude of the sawtooth wave and indicates the slope amplitude.
図３に示す例では、交流電圧Ｖａｃの半周期内において、交流電流ｉａｃの制御モードが時刻ｔ１で不連続モードから臨界モードに切り替わった後、時刻ｔ２で臨界モードから連続モードに切り替わった場合を示している。 In the example shown in FIG. 3, the case where the control mode of the alternating current iac switches from the discontinuous mode to the critical mode at time t1 and then switches from the critical mode to the continuous mode at time t2 within the half cycle of the AC voltage Vac. Show.
時刻ｔ０から時刻ｔ１までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、スイッチング素子ＳＷ１が常時オンするとともにスイッチング素子ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがゼロからピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで上昇する。また、時刻ｔ０から時刻ｔ１までのスイッチング周期Ｔｓのオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがピーク値ｉ（Ｔｏｎ）からゼロまで下降する。また、時刻ｔ０から時刻ｔ１までのスイッチング周期Ｔｓのデッド期間Ｔｄにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがゼロである状態が継続される。すなわち、時刻ｔ０から時刻ｔ１までのスイッチング周期Ｔｓでは、不連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れる。 In the ON period Ton of the switching cycle Ts from time t0 to time t1, when the switching element SW1 is always turned on and the switching element SW2 is always turned off, the alternating current iac rises from zero to the peak value i (Ton). Further, in the off period Toff of the switching cycle Ts from time t0 to time t1, when the switching elements SW1 and SW2 are always turned off, the alternating current iac drops from the peak value i (Ton) to zero. Further, in the dead period Td of the switching cycle Ts from time t0 to time t1, when the switching elements SW1 and SW2 are always turned off, the state where the alternating current iac is zero is continued. That is, in the switching period Ts from time t0 to time t1, the alternating current iac flows through the inductors L1 and L2 in the discontinuous mode.
時刻ｔ１から時刻ｔ２までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、スイッチング素子ＳＷ１が常時オンするとともにスイッチング素子ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがゼロからピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで上昇する。また、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのスイッチング周期Ｔｓのオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがピーク値ｉ（Ｔｏｎ）からゼロまで下降する。また、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのスイッチング周期Ｔｓでは、交流電流ｉａｃがゼロである状態が継続するデッド期間Ｔｄがなく、交流電流ｉａｃがゼロからピーク値ｉ（Ｔｏｎ）までの間で変化する。すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ２までのスイッチング周期Ｔｓでは、臨界モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れる。 In the ON period Ton of the switching cycle Ts from time t1 to time t2, when the switching element SW1 is always turned on and the switching element SW2 is always turned off, the alternating current iac rises from zero to the peak value i (Ton). Further, in the off period Toff of the switching cycle Ts from time t1 to time t2, when the switching elements SW1 and SW2 are always turned off, the alternating current iac drops from the peak value i (Ton) to zero. Further, in the switching period Ts from time t1 to time t2, there is no dead period Td in which the state in which the alternating current iac is zero continues, and the alternating current iac changes from zero to the peak value i (Ton). That is, in the switching period Ts from time t1 to time t2, the alternating current iac flows through the inductors L1 and L2 in the critical mode.
時刻ｔ２から時刻ｔ３までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、スイッチング素子ＳＷ１が常時オンするとともにスイッチング素子ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがゼロからピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで上昇する。また、時刻ｔ２から時刻ｔ３までのスイッチング周期Ｔｓのオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがピーク値ｉ（Ｔｏｎ）からボトム値ｉ（Ｔ０）まで下降する。なお、ボトム値ｉ（Ｔ０）はゼロより大きい値とする。また、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、スイッチング素子ＳＷ１が常時オンするとともにスイッチング素子ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがボトム値ｉ（Ｔ０）からピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで上昇する。また、時刻ｔ３から時刻ｔ４までのスイッチング周期Ｔｓのオフ期間Ｔｏｆｆにおいて、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が常時オフすると、交流電流ｉａｃがピーク値ｉ（Ｔｏｎ）からボトム値ｉ（Ｔ０）まで下降する。このように、時刻ｔ２から時刻ｔ４までのスイッチング周期Ｔｓでは、交流電流ｉａｃがゼロよりも大きい状態が継続する。すなわち、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの各スイッチング周期Ｔｓでは、連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れる。 In the ON period Ton of the switching cycle Ts from time t2 to time t3, when the switching element SW1 is always turned on and the switching element SW2 is always turned off, the alternating current iac rises from zero to the peak value i (Ton). Further, in the off period Toff of the switching cycle Ts from time t2 to time t3, when the switching elements SW1 and SW2 are always turned off, the alternating current iac drops from the peak value i (Ton) to the bottom value i (T0). The bottom value i (T0) is a value greater than zero. In the ON period Ton of the switching cycle Ts from the time t3 to the time t4, when the switching element SW1 is always turned on and the switching element SW2 is always turned off, the alternating current iac changes from the bottom value i (T0) to the peak value i (Ton ). Further, in the off period Toff of the switching cycle Ts from time t3 to time t4, when the switching elements SW1 and SW2 are always turned off, the alternating current iac drops from the peak value i (Ton) to the bottom value i (T0). Thus, in the switching cycle Ts from time t2 to time t4, the state where the alternating current iac is larger than zero continues. That is, in each switching cycle Ts from time t2 to time t4, the alternating current iac flows through the inductors L1 and L2 in the continuous mode.
＜不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏの導出＞
まず、不連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れていると仮定する。
<Derivation of discontinuous mode target current iac_tgt_lo>
First, it is assumed that the alternating current iac flows through the inductors L1 and L2 in the discontinuous mode.
スイッチング周期Ｔｓにおける交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅは、オン期間Ｔｏｎにおける交流電流ｉａｃの積分値Ｓ１（例えば、図３に示す三角形Ｓ１）と、オフ期間Ｔｏｆｆにおける交流電流ｉａｃの積分値Ｓ２（例えば、図３に示す三角形Ｓ２）との加算値を、スイッチング周期Ｔｓで除算した値となるため、下記式１が成り立つ。 The average value Iave of the alternating current iac in the switching period Ts is an integrated value S1 of the alternating current iac in the on period Ton (for example, the triangle S1 shown in FIG. 3) and an integrated value S2 of the alternating current iac in the off period Toff (for example, Since the addition value with the triangle S2) shown in FIG. 3 is a value obtained by dividing by the switching period Ts, the following expression 1 is established.
また、図３に示す三角形Ｓ１の面積と、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、オン期間Ｔｏｎとの関係から下記式２が成り立つ。 Moreover, the following formula 2 is established from the relationship between the area of the triangle S1 shown in FIG. 3, the peak value i (Ton), and the ON period Ton.
また、図３に示す三角形Ｓ２の面積と、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、オフ期間Ｔｏｆｆとの関係から下記式３が成り立つ。 Moreover, the following formula 3 is established from the relationship between the area of the triangle S2 shown in FIG. 3, the peak value i (Ton), and the off period Toff.
上記式１に上記式２及び上記式３を代入すると、下記式４が成り立つ。 Substituting Equation 2 and Equation 3 into Equation 1 yields Equation 4 below.
また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、インダクタンス値Ｌと、オン期間Ｔｏｎとの関係から下記式５が成り立つ。 Further, the following formula 5 is established from the relationship among the peak value i (Ton), the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac, the inductance value L, and the ON period Ton.
上記式５をオン期間Ｔｏｎについて整理すると、下記式６となる。 When the above formula 5 is arranged for the on period Ton, the following formula 6 is obtained.
また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、直流電圧Ｖｈと、インダクタンス値Ｌと、オフ期間Ｔｏｆｆとの関係から下記式７が成り立つ。 Further, the following expression 7 is established from the relationship among the peak value i (Ton), the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac, the DC voltage Vh, the inductance value L, and the off period Toff.
上記式７をオフ期間Ｔｏｆｆについて整理すると、下記式８となる。 When the above equation 7 is arranged for the off period Toff, the following equation 8 is obtained.
上記式４に上記式６及び上記式８を代入すると、下記式９となる。 Substituting Equation 6 and Equation 8 into Equation 4 yields Equation 9 below.
上記式９を変形すると、下記式１０となる。 When the above equation 9 is modified, the following equation 10 is obtained.
上記式１０をさらに変形すると、下記式１１となる。 When the above equation 10 is further modified, the following equation 11 is obtained.
また、交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔに一致すると仮定すると、下記式１２が成り立つ。なお、ｔは、スイッチング周期Ｔｓの終了時刻とする。 Assuming that the average value Iave of the alternating current iac matches the ideal sine wave Imag · sinωt, the following equation 12 holds. Note that t is the end time of the switching cycle Ts.
上記式１２に上記式１１を代入すると、下記式１３となる。 Substituting Equation 11 into Equation 12 yields Equation 13 below.
また、上記式１３をｉ（Ｔｏｎ）２について整理すると、下記式１４となる。 Further, when the above equation 13 is arranged for i (Ton) 2 , the following equation 14 is obtained.
また、上記式１４を変形すると、下記１５となる。 Further, when the above expression 14 is modified, the following 15 is obtained.
また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）と、スロープ振幅ＳＡと、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓとの関係から下記式１６が成り立つ。 Further, the following equation 16 is established from the relationship among the peak value i (Ton), the instantaneous value iac_tgt (n) of the target current iac_tgt, the slope amplitude SA, the on period Ton, and the switching period Ts.
上記式１６に上記式６を代入し、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）について整理すると、下記式１７となる。 Substituting the above equation 6 into the above equation 16 and arranging the instantaneous value iac_tgt (n) of the target current iac_tgt, the following equation 17 is obtained.
そして、上記式１７に上記式１５を代入し、変形すると、下記式１８となる。 Then, when the above formula 15 is substituted into the above formula 17 and transformed, the following formula 18 is obtained.
すなわち、各制御モード目標演算部３５１は、直流電圧Ｖｈ、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎ、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔ、及びインダクタンス値Ｌを用いて、上記式１８を演算し、その演算結果を不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏとする。なお、スロープ振幅ＳＡ及びスイッチング周期Ｔｓは各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されているものとする。また、インダクタンス値Ｌの変動量が目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）の演算に影響を及ぼさない場合、インダクタンス値Ｌは定数として各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されていてもよい。 That is, each control mode target calculation unit 351 calculates Equation 18 using the DC voltage Vh, the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac, the ideal sine wave Imag · sinωt, and the inductance value L, and the calculation result is invalid. The continuous mode target current is iac_tgt_lo. It is assumed that the slope amplitude SA and the switching period Ts are stored in advance in each control mode target calculation unit 351. Further, when the fluctuation amount of the inductance value L does not affect the calculation of the instantaneous value iac_tgt (n) of the target current iac_tgt, the inductance value L may be stored in advance in each control mode target calculation unit 351 as a constant.
＜臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈの導出＞
まず、臨界モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れていると仮定する。
<Derivation of critical mode target current iac_tgt_th>
First, it is assumed that the alternating current iac flows through the inductors L1 and L2 in the critical mode.
ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、インダクタンス値Ｌと、オン期間Ｔｏｎとの関係から下記式１９が成り立つ。 From the relationship among the peak value i (Ton), the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac, the inductance value L, and the ON period Ton, the following equation 19 is established.
また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａ＿ｔｇｔ（ｎ）と、スロープ振幅ＳＡと、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓとの関係から下記式２０が成り立つ。 Further, the following equation 20 is established from the relationship among the peak value i (Ton), the instantaneous value ia_tgt (n) of the target current iac_tgt, the slope amplitude SA, the on period Ton, and the switching period Ts.
上記式１９に上記式２０を代入し、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａ＿ｔｇｔ（ｎ）について整理すると、下記式２１になる。 Substituting the above equation 20 into the above equation 19 and rearranging the instantaneous value ia_tgt (n) of the target current iac_tgt, the following equation 21 is obtained.
また、オン期間Ｔｏｎが単純に交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと直流電圧Ｖｈとの昇圧比で決まると仮定すると、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓと、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、直流電圧Ｖｈとの関係から下記式２２が成り立つ。 Assuming that the ON period Ton is simply determined by the step-up ratio between the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac and the DC voltage Vh, the ON period Ton, the switching period Ts, the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac, and the DC voltage From the relationship with Vh, the following equation 22 holds.
上記式２２をオン期間Ｔｏｎについて整理すると、下記式２３となる。 When the above equation 22 is arranged for the on period Ton, the following equation 23 is obtained.
そして、上記式２１に上記式２３を代入すると、下記式２４となる。 Substituting Equation 23 into Equation 21 yields Equation 24 below.
すなわち、各制御モード目標演算部３５１は、直流電圧Ｖｈ、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎ、及びインダクタンス値Ｌを用いて、上記式２４を演算し、その演算結果を臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈとする。なお、スロープ振幅ＳＡ及びスイッチング周期Ｔｓは各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されているものとする。また、インダクタンス値Ｌの変動量が目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）の演算に影響を及ぼさない場合、インダクタンス値Ｌは定数として各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されていてもよい。 That is, each control mode target calculation unit 351 calculates the above equation 24 using the DC voltage Vh, the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac, and the inductance value L, and sets the calculation result as the critical mode target current iac_tgt_th. It is assumed that the slope amplitude SA and the switching period Ts are stored in advance in each control mode target calculation unit 351. Further, when the fluctuation amount of the inductance value L does not affect the calculation of the instantaneous value iac_tgt (n) of the target current iac_tgt, the inductance value L may be stored in advance in each control mode target calculation unit 351 as a constant.
＜連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉの導出＞
まず、連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れていると仮定する。
<Derivation of Continuous Mode Target Current iac_tgt_hi>
First, it is assumed that the alternating current iac flows through the inductors L1 and L2 in the continuous mode.
交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定すると、すなわち、図３に示す時刻ｔ３から時刻ｔ４までのスイッチング周期Ｔｓのオン期間Ｔｏｎにおいて、ボトム値ｉ（Ｔ０）からピーク値ｉ（Ｔｏｎ）まで変化するときの交流電流ｉａｃの平均値が、オン期間Ｔｏｎの開始時ｔ３からオン期間Ｔｏｎの半分の期間（Ｔｏｎ／２）が経過したときの理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定すると、下記式２５が成り立つ。なお、ｔは、オン期間Ｔｏｎの開始時ｔ３とする。 Assuming that the average value Iave of the alternating current iac coincides with the ideal sine wave Imag · sinωt, that is, from the bottom value i (T0) in the ON period Ton of the switching cycle Ts from time t3 to time t4 shown in FIG. The ideal sine wave Imag · sinωt when the average value of the alternating current iac when changing to the peak value i (Ton) has passed a half period (Ton / 2) of the on period Ton from the start time t3 of the on period Ton. Assuming that the two values coincide with each other, the following equation 25 holds. Note that t is t3 at the start of the on period Ton.
また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、ボトム値ｉ（Ｔ０）と、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、インダクタンス値Ｌと、オン期間Ｔｏｎとの関係から下記式２６が成り立つ。 Further, the following expression 26 is established from the relationship among the peak value i (Ton), the bottom value i (T0), the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac, the inductance value L, and the ON period Ton.
上記式２５に上記式２６を代入すると、下記式２７となる。 Substituting Equation 26 into Equation 25 yields Equation 27 below.
上記式２７をピーク値ｉ（Ｔｏｎ）について整理すると、下記式２８となる。 If the above formula 27 is arranged for the peak value i (Ton), the following formula 28 is obtained.
また、ピーク値ｉ（Ｔｏｎ）と、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）と、スロープ振幅ＳＡと、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓとの関係から下記式２９が成り立つ。 Further, the following equation 29 is established from the relationship among the peak value i (Ton), the instantaneous value iac_tgt (n) of the target current iac_tgt, the slope amplitude SA, the on period Ton, and the switching period Ts.
次に、上記式２８に上記式２９を代入し、目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）について整理すると、下記式３０となる。 Next, when the above equation 29 is substituted into the above equation 28 and the instantaneous value iac_tgt (n) of the target current iac_tgt is arranged, the following equation 30 is obtained.
また、オン期間Ｔｏｎが単純に交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと直流電圧Ｖｈとの昇圧比で決まると仮定すると、オン期間Ｔｏｎと、スイッチング周期Ｔｓと、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎと、直流電圧Ｖｈとの関係から下記式３１が成り立つ。 Assuming that the ON period Ton is simply determined by the step-up ratio between the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac and the DC voltage Vh, the ON period Ton, the switching period Ts, the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac, and the DC voltage From the relationship with Vh, the following equation 31 holds.
上記式３１をオン期間Ｔｏｎについて整理すると、下記式３２となる。 When the above formula 31 is arranged for the on period Ton, the following formula 32 is obtained.
次に、上記式３０に上記式３２を代入すると、下記式３３となる。 Next, when the above equation 32 is substituted into the above equation 30, the following equation 33 is obtained.
そして、ｓｉｎのωｔは、誤差が非常に小さいため、上記式３３を下記式３４のように単純化する。 Since the error of sin ωt is very small, the above equation 33 is simplified as the following equation 34.
すなわち、各制御モード目標演算部３５１は、直流電圧Ｖｈ、交流電圧Ｖａｃの瞬時値Ｖｉｎ、理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔ、及びインダクタンス値Ｌを用いて、上記式３４を演算し、その演算結果を連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉとする。なお、スロープ振幅ＳＡ及びスイッチング周期Ｔｓは各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されているものとする。また、インダクタンス値Ｌの変動量が目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔの瞬時値ｉａｃ＿ｔｇｔ（ｎ）の演算に影響を及ぼさない場合、インダクタンス値Ｌは定数として各制御モード目標演算部３５１に予め記憶されていてもよい。 That is, each control mode target calculation unit 351 calculates the above equation 34 using the DC voltage Vh, the instantaneous value Vin of the AC voltage Vac, the ideal sine wave Imag · sinωt, and the inductance value L, and continuously outputs the calculation results. The mode target current is iac_tgt_hi. It is assumed that the slope amplitude SA and the switching period Ts are stored in advance in each control mode target calculation unit 351. Further, when the fluctuation amount of the inductance value L does not affect the calculation of the instantaneous value iac_tgt (n) of the target current iac_tgt, the inductance value L may be stored in advance in each control mode target calculation unit 351 as a constant.
図４は、目標電流演算部３５の動作を示すフローチャートである。
まず、各制御モード目標演算部３５１は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈ、及び連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを演算する（Ｓ１）。例えば、図５（ａ）に示すように、各制御モード目標演算部３５１は、不連続モード目標電流（実線）、臨界モード目標電流（破線）、及び連続モード目標電流（一点鎖線）を演算する。
FIG. 4 is a flowchart showing the operation of the target current calculation unit 35.
First, each control mode target calculation unit 351 calculates a discontinuous mode target current iac_tgt_lo, a critical mode target current iac_tgt_th, and a continuous mode target current iac_tgt_hi (S1). For example, as shown in FIG. 5A, each control mode target calculation unit 351 calculates a discontinuous mode target current (solid line), a critical mode target current (broken line), and a continuous mode target current (one-dot chain line). .
次に、選択部３５２は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも小さい場合（Ｓ２：Ｙｅｓ）、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏを選択する（Ｓ３）。例えば、図５（ａ）に示すように、時刻ｔ５３において、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも小さい場合、選択部３５２は、図５（ｂ）に示すように、力率改善回路２に出力する目標電流として不連続モード目標電流を選択する。 Next, when the discontinuous mode target current iac_tgt_lo is smaller than the critical mode target current iac_tgt_th (S2: Yes), the selection unit 352 selects the discontinuous mode target current iac_tgt_lo (S3). For example, as illustrated in FIG. 5A, when the discontinuous mode target current is smaller than the critical mode target current at time t53, the selection unit 352 includes a power factor correction circuit as illustrated in FIG. The discontinuous mode target current is selected as the target current to be output to 2.
また、選択部３５２は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈと等しい場合（Ｓ２：Ｎｏ、Ｓ４：Ｙｅｓ）、連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉまたは不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏを選択する（Ｓ５）。例えば、図５（ａ）に示すように、時刻ｔ５２において、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流と等しい場合、選択部３５２は、図５（ｂ）に示すように、力率改善回路２に出力する目標電流として不連続モード目標電流を選択する。 In addition, when the discontinuous mode target current iac_tgt_lo is equal to the critical mode target current iac_tgt_th (S2: No, S4: Yes), the selection unit 352 selects the continuous mode target current iac_tgt_hi or the discontinuous mode target current iac_tgt_lo (S5). . For example, as illustrated in FIG. 5A, when the discontinuous mode target current is equal to the critical mode target current at time t <b> 52, the selection unit 352 performs power factor correction circuit 2 as illustrated in FIG. 5B. The discontinuous mode target current is selected as the target current to be output to.
また、選択部３５２は、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも大きい場合（Ｓ４：Ｎｏ）、連続モード目標電流Ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを選択する（Ｓ６）。例えば、図５（ａ）に示すように、時刻ｔ５１において、不連続モード目標電流が臨界モード目標電流よりも大きい場合、選択部３５２は、図５（ｂ）に示すように、力率改善回路２に出力する目標電流として連続モード目標電流を選択する。 Further, when the discontinuous mode target current iac_tgt_lo is larger than the critical mode target current iac_tgt_th (S4: No), the selection unit 352 selects the continuous mode target current Iac_tgt_hi (S6). For example, as illustrated in FIG. 5A, when the discontinuous mode target current is larger than the critical mode target current at time t51, the selection unit 352 includes a power factor correction circuit as illustrated in FIG. The continuous mode target current is selected as the target current to be output to 2.
臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈは、不連続モードが成立するとき（不連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れているとき）の不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏの限界値であるため、連続モードが成立するとき（連続モードでインダクタＬ１、Ｌ２に交流電流ｉａｃが流れているとき）、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏは、臨界モード目標電流Ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも大きくなる。 The critical mode target current iac_tgt_th is a limit value of the discontinuous mode target current iac_tgt_lo when the discontinuous mode is established (when the alternating current iac flows through the inductors L1 and L2 in the discontinuous mode). When established (when the alternating current iac flows through the inductors L1 and L2 in the continuous mode), the discontinuous mode target current iac_tgt_lo becomes larger than the critical mode target current Iac_tgt_th.
すなわち、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流Ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも小さい場合、連続モードが成立せず、不連続モードが成立する。また、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈと等しい場合、連続モード及び不連続モードのどちらの制御モードも成立する。また、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも大きい場合、不連続モードが成立せず、連続モードが成立する。 That is, when the discontinuous mode target current iac_tgt_lo is smaller than the critical mode target current Iac_tgt_th, the continuous mode is not established and the discontinuous mode is established. Further, when the discontinuous mode target current iac_tgt_lo is equal to the critical mode target current iac_tgt_th, both the continuous mode and the discontinuous mode control modes are established. When the discontinuous mode target current iac_tgt_lo is larger than the critical mode target current iac_tgt_th, the discontinuous mode is not established and the continuous mode is established.
そこで、実施形態の力率改善装置１では、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏが臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈよりも大きいか小さいかにより、現在成立している制御モードがどの制御モードであるかを判断し、その制御モードに対応する目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔを選択している。 Therefore, in the power factor correction device 1 of the embodiment, it is determined which control mode is the currently established control mode depending on whether the discontinuous mode target current iac_tgt_lo is larger or smaller than the critical mode target current iac_tgt_th, The target current iac_tgt corresponding to the control mode is selected.
また、実施形態の力率改善装置１では、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅが理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと一致すると仮定するときの目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔを制御モード（不連続モード及び連続モード）毎に演算している。 In the power factor correction apparatus 1 of the embodiment, the target current iac_tgt when the average value Iave of the alternating current iac flowing in the inductors L1 and L2 is equal to the ideal sine wave Imag · sinωt is set to the control mode (discontinuous mode and It is calculated every continuous mode).
そのため、現在成立している制御モードがどの制御モードであっても交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅを理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔに近づけることができる。
これにより、交流電圧Ｖａｃの半周期内において制御モードが切り替わったとしても、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる交流電流ｉａｃの平均値Ｉａｖｅの変化を理想正弦波Ｉｍａｇ・ｓｉｎωｔと相似形にすることができる。
Therefore, the average value Iave of the alternating current iac can be brought close to the ideal sine wave Imag · sinωt regardless of which control mode is currently established.
Thereby, even if the control mode is switched within a half cycle of the AC voltage Vac, the change in the average value Iave of the AC current iac flowing in the inductors L1 and L2 can be made similar to the ideal sine wave Imag · sinωt.
また、実施形態の力率改善装置１では、交流電流ｉａｃによりインダクタンス値Ｌを演算し、そのインダクタンス値Ｌを用いて、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈ、及び連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを演算する構成であるため、交流電流ｉａｃに応じてインダクタンス値Ｌが変動する場合であっても、不連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｌｏ、臨界モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｔｈ、及び連続モード目標電流ｉａｃ＿ｔｇｔ＿ｈｉを精度よく演算することができる。 Further, in the power factor correction apparatus 1 of the embodiment, the inductance value L is calculated from the alternating current iac, and the discontinuous mode target current iac_tgt_lo, the critical mode target current iac_tgt_th, and the continuous mode target current iac_tgt_hi are calculated using the inductance value L. Therefore, even when the inductance value L varies according to the alternating current iac, the discontinuous mode target current iac_tgt_lo, the critical mode target current iac_tgt_th, and the continuous mode target current iac_tgt_hi are accurately calculated. be able to.
また、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various improvements and modifications can be made without departing from the gist of the present invention.
１ 力率改善装置
２ 力率改善回路
３ 目標電流出力回路
２１ 電圧検出部
２２ 電流検出部
２３ 電圧検出部
２４ ピーク電流制御回路
３１ 減算部
３２ 電圧補償部
３３ 理想正弦波生成部
３３１ 正弦波生成部
３３２ 乗算部
３３３ 乗算部
３４ Ｌ値演算部
３５ 目標電流演算部
３５１ 各制御モード目標演算部
３５２ 選択部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power factor improvement apparatus 2 Power factor improvement circuit 3 Target current output circuit 21 Voltage detection part 22 Current detection part 23 Voltage detection part 24 Peak current control circuit 31 Subtraction part 32 Voltage compensation part 33 Ideal sine wave generation part 331 Sine wave generation part 332 Multiplying unit 333 Multiplying unit 34 L value calculating unit 35 Target current calculating unit 351 Control mode target calculating unit 352 selecting unit
Claims (3)
前記目標電流を前記力率改善回路に出力する目標電流出力回路と、
を備え、
前記目標電流出力回路は、
不連続モードで前記インダクタに流れる交流電流の平均値の変化が理想正弦波と一致すると仮定するときの前記目標電流である不連続モード目標電流、前記不連続モード目標電流の限界値である臨界モード目標電流、及び連続モードで前記インダクタに流れる交流電流の平均値の変化が前記理想正弦波と一致すると仮定するときの前記目標電流である連続モード目標電流を演算し、
前記不連続モード目標電流が前記臨界モード目標電流よりも小さい場合、前記不連続モード目標電流を前記目標電流として前記力率改善回路に出力し、
前記不連続モード目標電流が前記臨界モード目標電流と等しい場合、前記不連続モード目標電流または前記連続モード目標電流を前記目標電流として前記力率改善回路に出力し、
前記不連続モード目標電流が前記臨界モード目標電流よりも大きい場合、前記連続モード目標電流を前記目標電流として前記力率改善回路に出力する
ことを特徴とする力率改善装置。 An AC power input inductor; and a switching element connected to a subsequent stage of the inductor, and controlling the operation of the switching element so that an AC current corresponding to a target current flows through the inductor. Power factor improvement circuit that converts DC power into DC power,
A target current output circuit for outputting the target current to the power factor correction circuit;
With
The target current output circuit is
The discontinuous mode target current, which is the target current when it is assumed that the change in the average value of the alternating current flowing through the inductor in the discontinuous mode matches the ideal sine wave, and the critical mode, which is the limit value of the discontinuous mode target current Calculating a target current and a continuous mode target current that is the target current when assuming that a change in the average value of the alternating current flowing through the inductor in the continuous mode matches the ideal sine wave;
When the discontinuous mode target current is smaller than the critical mode target current, the discontinuous mode target current is output to the power factor correction circuit as the target current,
When the discontinuous mode target current is equal to the critical mode target current, the discontinuous mode target current or the continuous mode target current is output as the target current to the power factor correction circuit,
When the discontinuous mode target current is larger than the critical mode target current, the continuous mode target current is output as the target current to the power factor correction circuit.
前記目標電流出力回路は、
Ｉｍａｇを前記理想正弦波の振幅、ωを前記理想正弦波の角周波数、ｔを現在時刻、Ｖｉｎを前記力率改善回路に入力される交流電圧の瞬時値、Ｖｈを前記力率改善回路から出力される直流電圧、Ｌを前記インダクタのインダクタンス値、ＳＡをスロープ振幅、Ｔｓを前記スイッチング素子のスイッチング周期とする場合において、下記式３５の演算結果を前記不連続モード目標電流とし、下記式３６の演算結果を前記臨界モード目標電流とし、下記式３７の演算結果を前記連続モード目標電流とする
The target current output circuit is
Imag is the amplitude of the ideal sine wave, ω is the angular frequency of the ideal sine wave, t is the current time, Vin is the instantaneous value of the AC voltage input to the power factor correction circuit, and Vh is output from the power factor improvement circuit DC voltage, L is the inductance value of the inductor, SA is the slope amplitude, and Ts is the switching period of the switching element, the calculation result of the following formula 35 is the discontinuous mode target current, and the following formula 36 The calculation result is the critical mode target current, and the calculation result of Equation 37 below is the continuous mode target current.
前記目標電流出力回路は、前記インダクタに流れる交流電流により前記インダクタンス値を演算する
ことを特徴とする力率改善装置。
The power factor correction apparatus according to claim 2,
The target current output circuit calculates the inductance value based on an alternating current flowing through the inductor.
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