JP2018530291A - Global time synchronization using induced surface waves - Google Patents

Abstract

テレストリアル媒体の表面に沿って進行する誘導表面波を使用したグローバル時刻同期のための装置及び方法の様々な実施形態が開示される。一実施形態では、誘導表面波受信構造は、特定の時刻に生成され、テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを受信する。誘導表面波受信構造に結合された時刻同期回路は、その時刻を、誘導表面波の発信元と誘導表面波受信構造との間の誘導表面波の伝搬遅延に少なくとも部分的に基づいて、誘導表面波の発信元における時刻と同期させる。Various embodiments of an apparatus and method for global time synchronization using induced surface waves traveling along the surface of a telescopic medium are disclosed. In one embodiment, a guided surface wave receiving structure receives electrical energy from a guided surface wave that is generated at a particular time and travels along a telescopic medium. The time synchronization circuit coupled to the induced surface wave receiving structure is configured to determine the time based on the propagation delay of the induced surface wave between the induced surface wave source and the induced surface wave receiving structure, at least in part. Synchronize with the time at the wave source.

Description

［関連出願の相互参照］
本出願は、２０１５年９月１０日に出願され、出願番号第６２／２１６，８２９号が付与された「Ｇｌｏｂａｌ Ｔｉｍｅ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ ａ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ」と題された米国仮出願の優先権及び利益を主張するものであり、それは参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。 [Cross-reference of related applications]
This application is filed on Sep. 10, 2015 and is entitled to the priority and benefit of a US provisional application entitled “Global Time Synchronization Usage a Guided Surface Wave” to which application number 62 / 216,829 is assigned. Allegedly, which is incorporated herein by reference in its entirety.

本出願は、２０１３年３月７日に出願され出願番号第１３／７８９，５３８号が付与され、公開番号第２０１４／０２５２８８６（Ａ１）号として２０１４年９月１１日に公開された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。本出願はまた、２０１３年３月７日に出願され出願番号第１３／７８９，５２５号が付与され、公開番号第２０１４／０２５２８６５（Ａ１）号として２０１４年９月１１日に公開された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。本出願は更に、２０１４年９月１０日に出願され出願番号第１４／４８３，０８９号が付与された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ Ｍｏｄｅｓ ｏｎ Ｌｏｓｓｙ Ｍｅｄｉａ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。本出願は更に、２０１５年６月２日に出願され出願番号第１４／７２８，５０７号が付与された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。本出願は更に、２０１５年６月２日に出願され出願番号第１４／７２８，４９２号が付与された「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｕｓｅ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」と題された同時係属中の米国非仮特許出願に関連し、その出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。   This application was filed on March 7, 2013, assigned with application number 13 / 789,538, and published as “Excitation and Publication” published on September 11, 2014 as publication number 2014/0252886 (A1). Related to a co-pending US non-provisional patent application entitled “Use of Guided Surface Waves on Lossy Media,” which is incorporated herein by reference in its entirety. This application is also filed on March 7, 2013, assigned application number 13 / 789,525 and published as “Excitation” published on September 11, 2014 as publication number 2014/0252865 (A1). and the Use of Guided Surface Wave Models on Loss Media, which is related to a co-pending US non-provisional patent application, which is incorporated herein by reference in its entirety. This application is further filed on Sep. 10, 2014, and is a co-pending U.S. non-patent entitled “Excitation and Use of Guided Surface Waves on Lossy Media”, filed with Application No. 14 / 483,089. In connection with provisional patent applications, the application is incorporated herein by reference in its entirety. This application is further related to a co-pending US non-provisional patent application entitled “Excitation and Use of Guided Surface Waves” filed June 2, 2015 and assigned application number 14 / 728,507. The related application is hereby incorporated by reference in its entirety. This application is further related to a co-pending US non-provisional patent application entitled “Excitation and Use of Guided Surface Waves” filed June 2, 2015 and assigned application number 14 / 728,492. The related application is hereby incorporated by reference in its entirety.

一世紀以上にわたり、電波によって伝送される信号は、従来のアンテナ構造を使用して送出される放射電磁界を伴っていた。無線科学とは対照的に、前世紀の電力分配システムは、導電体に沿って誘導されたエネルギの伝送を伴った。無線周波数（radio frequency）（ＲＦ）と送電との間のこの差異の理解は、１９００年代初頭から存在していた。   For over a century, signals transmitted by radio waves have been accompanied by radiated electromagnetic fields that are transmitted using conventional antenna structures. In contrast to wireless science, power distribution systems in the last century involved the transmission of energy induced along a conductor. An understanding of this difference between radio frequency (RF) and power transmission has existed since the early 1900s.

本開示の実施形態は、テレストリアル媒体の表面に沿って進行する誘導表面波を使用したグローバル時刻同期のためのシステム及び方法に関する。   Embodiments of the present disclosure relate to a system and method for global time synchronization using induced surface waves traveling along the surface of a telescopic medium.

一実施形態では、とりわけ、装置は、誘導表面導波プローブ及び誘導表面導波プローブに結合された励起源を備える。励起源は、少なくとも１つの所定の時刻によって誘導表面波を生成するように構成される。   In one embodiment, the apparatus comprises, inter alia, an inductive surface waveguide probe and an excitation source coupled to the inductive surface waveguide probe. The excitation source is configured to generate the induced surface wave according to at least one predetermined time.

別の実施形態では、とりわけ、装置は誘導表面波受信構造を備え、特定の時刻に生成されてテレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを受信するように構成される。装置は、誘導表面波受信構造に結合された時刻同期回路を更に備え、誘導表面導波プローブと誘導表面波受信構造との間の誘導表面波の伝搬遅延に少なくとも部分的に基づいて、誘導表面波受信構造の現地時刻である第１の時刻を、誘導表面導波プローブの現地時刻である第２の時刻に対して同期させるように構成される。誘導表面波は、誘導表面導波プローブによって生成される。   In another embodiment, among other things, the apparatus comprises a guided surface wave receiving structure and is configured to receive electrical energy from a guided surface wave that is generated at a particular time and travels along a telescopic medium. The apparatus further comprises a time synchronization circuit coupled to the guided surface wave receiving structure, the guided surface being based at least in part on a propagation delay of the guided surface wave between the guided surface waveguide probe and the guided surface wave receiving structure. The first time that is the local time of the wave receiving structure is configured to be synchronized with the second time that is the local time of the guided surface waveguide probe. The induced surface wave is generated by a guided surface waveguide probe.

別の実施形態では、とりわけ、方法は、誘導表面波受信構造を使用して誘導表面波の形態で電気エネルギを受信することと、誘導表面波の発信元から誘導表面波受信構造への伝搬遅延を判定することと、誘導表面波受信構造と発信元との間の誘導表面波の伝搬遅延に基づいて、誘導表面波受信構造の現地時刻を発信元の現地時刻に対して同期させることと、を含む。   In another embodiment, the method includes, inter alia, receiving electrical energy in the form of a guided surface wave using a guided surface wave receiving structure and a propagation delay from the source of the guided surface wave to the guided surface wave receiving structure. And, based on the propagation delay of the induced surface wave between the induced surface wave receiving structure and the source, synchronizing the local time of the induced surface wave receiving structure with the local time of the source, including.

本開示の他のシステム、方法、特徴、及び利点は、以下の図面及び詳細な説明を検討することにより、当業者に明らかであるか、又は明らかになるであろう。そのような追加のシステム、方法、特徴及び利点のすべては、本明細書に含まれ、本開示の範囲内であり、添付の特許請求の範囲によって保護されることが意図される。   Other systems, methods, features, and advantages of the present disclosure will be, or will be apparent to those skilled in the art from consideration of the following drawings and detailed description. All such additional systems, methods, features and advantages are included herein, are within the scope of this disclosure, and are intended to be protected by the accompanying claims.

更に、記載した実施形態の任意選択のかつ好ましい特徴及び改良のすべては、本明細書で教示した本開示のすべての態様に利用可能である。更に、従属請求項の個別の特徴、並びに記載した実施形態の任意選択のかつ好ましい特徴及び改良のすべては、互いに組合せ可能かつ交換可能である。   Moreover, all of the optional and preferred features and improvements of the described embodiments are available for all aspects of the disclosure taught herein. Furthermore, the individual features of the dependent claims, as well as all optional and preferred features and improvements of the described embodiments, can be combined and interchanged with one another.

本開示の多くの態様は、以下の図面を参照することにより、より良好に理解することができる。図面内の構成要素は、必ずしも正しい縮尺ではなく、本開示の原理を明確に例示することに重点が置かれている。更に、図面中で、同じ参照数字は、いくつかの図を通して対応する部分を指す。   Many aspects of the disclosure can be better understood with reference to the following drawings. The components in the drawings are not necessarily to scale, emphasis instead being placed upon clearly illustrating the principles of the present disclosure. Moreover, in the drawings, like reference numerals designate corresponding parts throughout the several views.

誘導電磁界及び放射電磁界に関して、距離の関数として電界強度を示すグラフである。6 is a graph showing electric field strength as a function of distance with respect to induction and radiated electromagnetic fields.

本開示の各種実施形態に係る、誘導表面波の伝送のために用いられる２つの領域を有する伝搬境界面を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a propagation interface having two regions used for transmission of induced surface waves, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、図２の伝搬境界面に対して配置された誘導表面導波プローブを示す図である。FIG. 3 illustrates a guided surface waveguide probe disposed with respect to the propagation interface of FIG. 2 according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、一次ハンケル関数の近接漸近線及び遠方漸近線の大きさの例のグラフである。6 is a graph of example magnitudes of a near asymptote and a far asymptote of a first order Hankel function, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブによって合成された電界の複素入射角を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a complex incident angle of an electric field synthesized by an inductive surface waveguide probe according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブによって合成された電界の複素入射角を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating a complex incident angle of an electric field synthesized by an inductive surface waveguide probe according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、図５Ａの電界が損失性導電媒体とブルースター角で交差する位置上の帯電端子の高度の効果を示すグラフ表示である。5B is a graphical representation showing the effect of the charging terminal altitude on the location where the electric field of FIG. 5A intersects the lossy conductive medium at the Brewster angle, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブの例のグラフ表示である。2 is a graphical representation of an example of a guided surface waveguide probe, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波プローブの等価影像平面モデルの例を示すグラフ表示である。FIG. 8 is a graphical representation showing an example of an equivalent image plane model of the guided surface waveguide probe of FIGS. 3 and 7 according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の各種実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波プローブの等価影像平面モデルの例を示すグラフ表示である。FIG. 8 is a graphical representation showing an example of an equivalent image plane model of the guided surface waveguide probe of FIGS. 3 and 7 according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の各種実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波プローブの等価影像平面モデルの例を示すグラフ表示である。FIG. 8 is a graphical representation showing an example of an equivalent image plane model of the guided surface waveguide probe of FIGS. 3 and 7 according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、図８Ｂ及び８Ｃの等価影像平面モデルの単線伝送線及び古典的伝送線のモデルの例を示すグラフ表示である。9 is a graphical representation showing examples of single and classical transmission line models of the equivalent image plane model of FIGS. 8B and 8C, according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の各種実施形態に係る、図８Ｂ及び８Ｃの等価影像平面モデルの単線伝送線及び古典的伝送線のモデルの例を示すグラフ表示である。9 is a graphical representation showing examples of single and classical transmission line models of the equivalent image plane model of FIGS. 8B and 8C, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、損失性導電媒体の表面に沿って誘導表面波を送出するために図３及び図７の誘導表面導波プローブを調整する例を示す流れ図である。8 is a flow diagram illustrating an example of adjusting the inductive surface waveguide probe of FIGS. 3 and 7 to deliver an inductive surface wave along the surface of a lossy conductive medium, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、図３及び図７の誘導表面導波プローブのウェーブチルト角と位相遅延との間の関係の例を示すグラフである。FIG. 8 is a graph illustrating an example relationship between wave tilt angle and phase delay of the guided surface waveguide probe of FIGS. 3 and 7 according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブの例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a guided surface waveguide probe according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、ハンケル交差距離で誘導表面導波モードに整合する複素ブルースター角での合成された電界の入射を示すグラフ表示である。6 is a graphical representation showing the incidence of a combined electric field at a complex Brewster angle that matches a guided surface waveguide mode at a Hankel crossing distance, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、図１２の誘導表面導波プローブの例のグラフ表示である。FIG. 13 is a graphical representation of the example guided surface waveguide probe of FIG. 12 in accordance with various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブの帯電端子Ｔ_１の位相遅延（Φ_Ｕ）の虚部及び実部の例のグラフを含む。FIG. 6 includes graphs of examples of imaginary and real parts of a phase delay (Φ _U ) of a charging terminal T ₁ of an inductive surface waveguide probe, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、図１４の誘導表面導波プローブの模式図である。FIG. 15 is a schematic diagram of the inductive surface waveguide probe of FIG. 14 according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブの例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a guided surface waveguide probe according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、図１６の誘導表面導波プローブの例のグラフ表示である。FIG. 17 is a graphical representation of the example guided surface waveguide probe of FIG. 16 in accordance with various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブによって送出された誘導表面波の形態で伝送されたエネルギを受信するために用いることができる受信構造の例を示す。3 illustrates an example of a receiving structure that can be used to receive energy transmitted in the form of a guided surface wave transmitted by a guided surface waveguide probe, according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブによって送出された誘導表面波の形態で伝送されたエネルギを受信するために用いることができる受信構造の例を示す。3 illustrates an example of a receiving structure that can be used to receive energy transmitted in the form of a guided surface wave transmitted by a guided surface waveguide probe, according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブによって送出された誘導表面波の形態で伝送されたエネルギを受信するために用いることができる受信構造の例を示す。3 illustrates an example of a receiving structure that can be used to receive energy transmitted in the form of a guided surface wave transmitted by a guided surface waveguide probe, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、受信構造を調整する例を示す流れ図である。6 is a flowchart illustrating an example of adjusting a reception structure according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、誘導表面導波プローブによって送出された誘導表面波の形態で伝送されたエネルギを受信するために用いることができる追加の受信構造の例を示す。FIG. 6 illustrates examples of additional receiving structures that can be used to receive energy transmitted in the form of guided surface waves delivered by a guided surface waveguide probe, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波プローブ及び受信構造を表すために使用される回路図記号である。6 is a schematic symbol used to represent an inductive surface waveguide probe and a receiving structure, according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波プローブ及び受信構造を表すために使用される回路図記号である。6 is a schematic symbol used to represent an inductive surface waveguide probe and a receiving structure, according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波プローブ及び受信構造を表すために使用される回路図記号である。6 is a schematic symbol used to represent an inductive surface waveguide probe and a receiving structure, according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波プローブ及び受信構造を表すために使用される回路図記号である。6 is a schematic symbol used to represent an inductive surface waveguide probe and a receiving structure, according to various embodiments of the present disclosure. 本開示の様々な実施形態に係る、誘導表面導波プローブ及び受信構造を表すために使用される回路図記号である。6 is a schematic symbol used to represent an inductive surface waveguide probe and a receiving structure, according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の様々な実施形態に係る、グローバル時刻同期システムのための誘導表面波の伝搬を示す図である。FIG. 6 illustrates guided surface wave propagation for a global time synchronization system, in accordance with various embodiments of the present disclosure.

本開示の様々な実施形態に係る、時刻同期受信回路の実施例を示す図である。FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a time synchronization receiver circuit according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の様々な実施形態に係る、時刻同期送信回路の実施例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a time synchronization transmission circuit according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の様々な実施形態に係る、図２２の時刻同期受信回路の実施例を示すフローチャートである。FIG. 23 is a flowchart illustrating an example of the time synchronization receiver circuit of FIG. 22 according to various embodiments of the present disclosure.

本開示の各種実施形態に係る、図２３の時刻同期送信回路の実施例を示すフローチャートである。24 is a flowchart illustrating an example of the time synchronization transmission circuit of FIG. 23 according to various embodiments of the present disclosure.

初めに、以下の概念の説明における明瞭さを提供するために、いくつかの専門用語を規定する。最初に、本明細書で意図されるように、放射電磁界と誘導電磁界との間に形式的区別がなされる。   First, some terminology is defined to provide clarity in the following conceptual description. Initially, as intended herein, a formal distinction is made between radiated and induced fields.

本明細書で意図されるように、放射電磁界は、導波路に拘束されていない波動の形態で発生源の構造から放出された電磁エネルギを含む。例えば、放射電磁界は、一般的に、アンテナなどの電気的構造を出て、大気又は他の媒体を介して伝搬する電界であり、なんらの導波路構造に拘束されていない。放射された電磁波は、アンテナなどの電気的構造を離れると、発生源が動作し続けるか否かに関わらず、消散するまで、その発生源と無関係に伝搬の媒体（空気などの）内を伝搬し続ける。電磁波は、放射されると、遮断されない限り回収できず、遮断されない場合、放射された電磁波に固有のエネルギは、永久に失われる。アンテナなどの電気構造は、放射抵抗と構造損失抵抗の比を最大化することにより、電磁界を放射するように設計される。放射されたエネルギは、空間に広がって、受信器が存在するか否かに関わらず、失われる。放射された電界のエネルギ密度は、幾何学的拡大に起因する距離の関数である。したがって、本明細書で使用するとき、そのすべての形態における「放射する」という用語は、電磁伝搬のこの形態を指す。   As intended herein, a radiated electromagnetic field includes electromagnetic energy emitted from a source structure in the form of a wave that is not constrained to a waveguide. For example, a radiated electromagnetic field is typically an electric field that propagates out of an electrical structure, such as an antenna, through the atmosphere or other medium and is not constrained by any waveguide structure. When the emitted electromagnetic wave leaves an electrical structure such as an antenna, it propagates in the propagation medium (such as air) regardless of the source until it dissipates, regardless of whether the source continues to operate or not. Keep doing. When an electromagnetic wave is radiated, it cannot be recovered unless it is blocked, otherwise the energy inherent in the radiated electromagnetic wave is lost forever. Electrical structures such as antennas are designed to radiate electromagnetic fields by maximizing the ratio of radiation resistance to structural loss resistance. The emitted energy spreads in space and is lost regardless of whether a receiver is present. The energy density of the emitted electric field is a function of distance due to geometric expansion. Thus, as used herein, the term “radiating” in all its forms refers to this form of electromagnetic propagation.

誘導電磁界は、異なる電磁特性を有する媒体の間の境界内又はその付近にエネルギが集中した、伝搬する電磁波である。この意味で、誘導電磁界は、導波路に拘束されたものであり、導波路内を流れる電流によって搬送されるとして特徴付けることができる。誘導電磁波内で搬送されるエネルギを受信及び／又は消散する負荷が存在しない場合、誘導媒体の導電率で消散したエネルギ以外は、エネルギは失われない。別の言い方をすれば、誘導電磁波に対して負荷が存在しない場合、エネルギは消費されない。したがって、誘導電磁界を生成する発生器又は他の発生源は、抵抗負荷が存在しない限り、実際の電力を送出しない。そのため、そのような発生器又は他の発生源は、負荷が提示されるまで、本質的に空転する。これは、電気的負荷が存在しない電力線にわたって伝送される６０ヘルツの電磁波を生成するように発生器を動作させることに類似している。誘導電磁界又は誘導電磁波は、「伝送線モード」と呼ばれるものと等価であることに留意されたい。これは、放射波を生成するために常に実際の電力が供給される放射電磁波と対照的である。放射電磁波とは異なり、誘導電磁エネルギは、エネルギ源がオフにされた後で、有限の長さの導波路に沿って伝搬し続けない。したがって、本明細書で使用するとき、そのすべての形態における「誘導する」という用語は、電磁伝搬のこの伝送モードを指す。   An induced electromagnetic field is a propagating electromagnetic wave with energy concentrated in or near a boundary between media having different electromagnetic characteristics. In this sense, the induction field is constrained to the waveguide and can be characterized as being carried by the current flowing in the waveguide. In the absence of a load that receives and / or dissipates energy carried in the induced electromagnetic wave, no energy is lost except for energy dissipated by the conductivity of the inductive medium. In other words, no energy is consumed when there is no load on the induced electromagnetic wave. Thus, a generator or other source that generates an induction field does not deliver actual power unless a resistive load is present. As such, such a generator or other source essentially idles until a load is presented. This is similar to operating a generator to generate 60 Hz electromagnetic waves that are transmitted over a power line in the absence of an electrical load. It should be noted that an induced electromagnetic field or an induced electromagnetic wave is equivalent to what is called a “transmission line mode”. This is in contrast to radiated electromagnetic waves that are always supplied with actual power to generate radiated waves. Unlike radiated electromagnetic waves, inductive electromagnetic energy does not continue to propagate along a finite length of waveguide after the energy source is turned off. Thus, as used herein, the term “guide” in all its forms refers to this transmission mode of electromagnetic propagation.

ここで図１を参照して、放射電磁界と誘導電磁界との間の差異を更に示すために、対数ｄＢグラフ上のキロメートルでの距離の関数として、１メートル当たりのボルトでの任意指示を上回るデシベル（ｄＢ）での電界強度のグラフ１００を示す。図１のグラフ１００は、距離の関数として誘導電磁界の電界強度を示す誘導電界強度曲線１０３を示す。この誘導電界強度曲線１０３は、伝送線モードと本質的に同じである。また、図１のグラフ１００は、距離の関数として放射電磁界の電界強度を示す放射電界強度曲線１０６を示す。   Referring now to FIG. 1, to further illustrate the difference between radiated and induced fields, an arbitrary indication in volts per meter as a function of distance in kilometers on a logarithmic dB graph. A graph 100 of electric field strength at greater decibels (dB) is shown. Graph 100 of FIG. 1 shows an induced electric field strength curve 103 showing the electric field strength of the induced electromagnetic field as a function of distance. The induced electric field strength curve 103 is essentially the same as the transmission line mode. The graph 100 of FIG. 1 also shows a radiated electric field strength curve 106 showing the electric field strength of the radiated electromagnetic field as a function of distance.

誘導波及び放射伝搬それぞれに対する曲線１０３及び１０６の形状が興味深い。放射電界強度曲線１０６は、幾何級数的に低下（１／ｄ、式中ｄは距離である）し、これは、両対数目盛上で直線として示されている。一方、誘導電界強度曲線１０３は、

の特徴的な指数関数的減衰を有し、両対数目盛上で独特の屈曲部１０９を呈する。誘導電界強度曲線１０３及び放射電界強度曲線１０６は、点１１２で交差し、これは交差距離で発生する。交差点１１２での交差距離未満の距離で、誘導電磁界の電界強度は、放射電磁界の電界強度より、大部分の位置で著しく大きい。交差距離より大きな距離では、その反対となる。したがって、誘導電界強度曲線及び放射電界強度曲線１０３及び１０６は、誘導電磁界と放射電磁界との間の根本的な伝搬の差異を更に示している。誘導電磁界と放射電磁界との間の差異の非公式な説明のために、Ｍｉｌｌｉｇａｎ，Ｔ．のＭｏｄｅｒｎ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｅｓｉｇｎ（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１ｓｔ Ｅｄｉｔｉｏｎ，１９８５，８〜９ページ）が参照され、この文献は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。 Of interest is the shape of curves 103 and 106 for the induced wave and radiation propagation, respectively. The radiation field strength curve 106 decreases geometrically (1 / d, where d is the distance), which is shown as a straight line on the log-log scale. On the other hand, the induced electric field strength curve 103 is

And a unique bend 109 on the logarithmic scale. The induced field strength curve 103 and the radiated field strength curve 106 intersect at a point 112, which occurs at the intersection distance. At distances less than the intersection distance at intersection 112, the field strength of the induction field is significantly greater at most locations than the field strength of the radiated field. The opposite is true for distances greater than the intersection distance. Thus, the induced field strength curves and radiated field strength curves 103 and 106 further illustrate the fundamental propagation differences between the induced and radiated fields. For an informal explanation of the difference between induced and radiated fields, see Milligan, T .; Of Modern Antenna Design (McGraw-Hill, 1st Edition, 1985, pages 8-9), which is incorporated herein by reference in its entirety.

上述した放射電磁波と誘導電磁波との間の差異は、公式に容易に表現され、厳密な基準で示されている。そのような２つの異なる解は、１つの同じ線形偏微分方程式から明らかにすることができ、この波動方程式は、問題に課された境界条件に解析的に従う。波動方程式に関するグリーン関数は、それ自体、放射波の性質と誘導波の性質との間の差異を含む。   The difference between the radiated electromagnetic wave and the induced electromagnetic wave described above is easily expressed officially and is shown on a strict basis. Two such different solutions can be revealed from one and the same linear partial differential equation, which wave equation analytically obeys the boundary conditions imposed on the problem. The Green function for the wave equation itself includes the difference between the nature of the radiated wave and the nature of the induced wave.

空の空間において、波動方程式は、固有関数が複素波数平面上で固有値の連続スペクトルを保有する微分演算子である。この横電磁（transverse electro-magnetic）（ＴＥＭ）界は、放射電磁界と呼ばれ、それらの伝搬電界は、「ヘルツ波」と呼ばれる。しかし、導電境界の存在において、波動方程式に境界条件を加えると、数学的に、連続スペクトルに加えて離散スペクトルの合計からなる波数のスペクトル表現となる。このために、Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．の「Ｕｂｅｒ ｄｉｅ Ａｕｓｂｒｅｉｔｕｎｇ ｄｅｒ Ｗｅｌｌｅｎ ｉｎ ｄｅｒ Ｄｒａｈｔｌｏｓｅｎ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｉｅ」（Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｖｏｌ．２８，１９０９，６６５〜７３６ページ）を参照する。また、「Ｐａｒｔｉａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｅｑｕａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｐｈｙｓｉｃｓ−Ｌｅｃｔｕｒｅｓ ｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ Ｐｈｙｓｉｃｓ：Ｖｏｌｕｍｅ ＶＩ」（Ａｃａｄｅｍｉｃ Ｐｒｅｓｓ，１９４９，２３６〜２８９ページ，２９５〜２９６ページ）の第６章として刊行されたＳｏｍｍｅｒｆｅｌｄ，Ａ．の「Ｐｒｏｂｌｅｍｓ ｏｆ Ｒａｄｉｏ」、Ｃｏｌｌｉｎ、Ｒ．Ｅ．の「Ｈｅｒｔｚｉａｎ Ｄｉｐｏｌｅ Ｒａｄｉａｔｉｎｇ Ｏｖｅｒ ａ Ｌｏｓｓｙ Ｅａｒｔｈ ｏｒ Ｓｅａ：Ｓｏｍｅ Ｅａｒｌｙ ａｎｄ Ｌａｔｅ ２０ｔｈ Ｃｅｎｔｕｒｙ Ｃｏｎｔｒｏｖｅｒｓｉｅｓ」（ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．４６，Ｎｏ．２，Ａｐｒｉｌ ２００４，６４〜７９ページ）、並びにＲｅｉｃｈ，Ｈ．Ｊ．、Ｏｒｄｎｕｎｇ，Ｐ．Ｆ、Ｋｒａｕｓｓ，Ｈ．Ｌ．及びＳｋａｌｎｉｋ，Ｊ．Ｇ．の「Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ」（Ｖａｎ Ｎｏｓｔｒａｎｄ，１９５３，２９１〜２９３ページ）を参照されたい。これらの参考文献のそれぞれは、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。   In the empty space, the wave equation is a differential operator whose eigenfunction has a continuous spectrum of eigenvalues on the complex wave number plane. This transverse electro-magnetic (TEM) field is called a radiated electromagnetic field, and their propagating electric field is called a “Hertz wave”. However, when a boundary condition is added to the wave equation in the presence of a conductive boundary, it is mathematically a spectral representation of the wave number consisting of the sum of the discrete spectrum in addition to the continuous spectrum. For this purpose, Somerfeld, A. et al. “Uberdie Aubreitung der Wellen in der Drathlosen Telegraph” (Analen der Physik, Vol. 28, 1909, pages 665-736). Also, Sommel, published as Chapter 6 of “Partial Differential Equations in Physics-Lectures on Theoretical Physics: Volume VI” (Academic Press, 1949, 236-289, 295-296). "Problems of Radio", Collin, R .; E. “Hertzian Dipole Radiating Over a Lossy Earth or Sea: Some Early and Late 20th Century Controies, and IEEE Antenas and Propagation. J. et al. Ordung, P .; F, Krauss, H.M. L. And Skalnik, J. et al. G. "Microwave Theory and Techniques" (Van Nostrand, 1953, pages 291-293). Each of these references is hereby incorporated by reference in its entirety.

「地上波」及び「表面波」という用語は、２つの明確に異なる物理的伝搬現象を識別する。表面波は、別個の極から解析的に発生して、平面波スペクトルにおける離散成分を生じる。例えば、Ｃｕｌｌｅｎ，Ａ．Ｌ．による「Ｔｈｅ Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥ（Ｂｒｉｔｉｓｈ），Ｖｏｌ．１０１，Ｐａｒｔ ＩＶ，Ａｕｇｕｓｔ １９５４，２２５〜２３５ページ）を参照されたい。この文脈では、表面波は、誘導表面波であると考えられる。表面波（Ｚｅｎｎｅｃｋ−Ｓｏｍｍｅｒｆｅｌｄ誘導波の意味における）は、無線放送から現在とてもよく知られている地上波（Ｗｅｙｌ−Ｎｏｒｔｏｎ−ＦＣＣの意味における）と物理的かつ数学的に同じではない。これら２つの伝搬機構は、複素平面上の異なる種類の固有値スペクトル（連続又は離散）の励起から発生する。球状に伝搬し、固有値の連続性を保有し、図１の曲線１０６により示すように幾何級数的に低下して、分岐線法積分の結果から得られる古典的な地上波のヘルツ放射とは反対に、誘導表面波の電界強度は、図１の曲線１０３により示すように距離と共に指数関数的に減衰し（損失性の導波路内の伝搬に酷似する）、放射伝送線内の伝搬に似ている。「Ｔｈｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ ｉｎ Ｒａｄｉｏ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｖｅｒ Ｐｌａｎｅ Ｅａｒｔｈ」（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＲＥ，Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ，１９３７，２１９〜２２９ページ）及び「Ｔｈｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅ ｉｎ Ｒａｄｉｏ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ」（Ｂｅｌｌ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ Ｒｅｃｏｒｄ，Ｖｏｌ．１５，Ｊｕｎｅ １９３７，３２１〜３２４ページ）においてＣ．Ｒ．Ｂｕｒｒｏｗｓによって実験的に実証されたように、垂直アンテナは、地上波を放射するが、誘導表面波を送出しない。   The terms “terrestrial” and “surface wave” distinguish two distinct physical propagation phenomena. Surface waves are generated analytically from separate poles, producing discrete components in the plane wave spectrum. For example, Cullen, A. et al. L. "The Exclusion of Plane Surface Waves" (Proceedings of the IEE (British), Vol. 101, Part IV, August 1954, pages 225-235). In this context, surface waves are considered to be induced surface waves. Surface waves (in the sense of Zenneck-Somerfeld induced waves) are not physically and mathematically the same as terrestrial waves (in the sense of Weyl-Norton-FCC) that are now very well known from radio broadcasts. These two propagation mechanisms arise from the excitation of different kinds of eigenvalue spectra (continuous or discrete) on the complex plane. Propagating in sphere, possessing continuity of eigenvalues, decreasing geometrically as shown by curve 106 in FIG. 1, contrary to classical terrestrial Hertz radiation resulting from bifurcation integrals In addition, the electric field strength of the induced surface wave attenuates exponentially with distance (similar to propagation in a lossy waveguide) as shown by curve 103 in FIG. 1 and resembles propagation in a radiative transmission line. Yes. “The Surface Wave in Radio Propagation over Plane Earth” (Proceedings of the IRE, Vol. 25, No. 2, February, 1937, 219-229) and “The Surface Waving Wave”. 15, June 1937, pages 321-324). R. As experimentally demonstrated by Burrows, a vertical antenna radiates terrestrial waves but does not emit guided surface waves.

上記を要約すると、第１に、分岐線法積分に対応する波数固有値スペクトルの連続部分は、放射電磁界を生成し、第２に、離散スペクトル、及び積分の輪郭線により囲まれた極から発生する対応する残りの合計は、結果として、伝搬を横断する方向に指数関数的に減衰した非ＴＥＭの進行表面波となる。そのような表面波は、誘導伝送線モードである。更なる説明のために、Ｆｒｉｅｄｍａｎ，Ｂ．の「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｏｆ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ」（Ｗｉｌｅｙ，１９５６，２１４，２８３〜２８６，２９０，２９８〜３００ページ）を参照する。   To summarize, firstly, the continuous part of the wavenumber eigenvalue spectrum corresponding to the branch line integral produces a radiated electromagnetic field, and secondly, it originates from the discrete spectrum and from the pole surrounded by the integral contour The corresponding remaining sum results in a non-TEM traveling surface wave that is exponentially attenuated in the direction across the propagation. Such surface waves are in inductive transmission line mode. For further explanation, Friedman, B. et al. "Principles and Techniques of Applied Mathematicas" (Wiley, 1956, 214, 283-286, 290, 298-300).

自由空間では、アンテナは、波動方程式の連続固有値を励起し、これは放射電磁界であり、Ｅ_ｚ及び同相のＨ_φを有する外向きに伝搬するＲＦエネルギは、永久に失われる。一方で、導波路プローブは、離散固有値を励起し、これは、結果として伝送線伝搬となる。Ｃｏｌｌｉｎ，Ｒ．Ｅ．の「Ｆｉｅｌｄ Ｔｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｇｕｉｄｅｄ Ｗａｖｅｓ」（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６０，４５３，４７４〜４７７ページ）を参照されたい。そのような理論的解析が、損失性均質媒体の平面又は球面にわたる開表面誘導波を送出する仮定的な可能性を提供してきたが、一世紀を越える間、なんらかの実用的効率を有してこれを実現する工学技術における既知の構造は、存在していない。残念なことに、１９００年代初頭に出現したために、上述した理論的解析は、基本的に理論に留まり、損失性均質媒体の平面又は球面にわたる開表面誘導波の送出を実用的に実現する既知の構造は存在していない。 In free space, the antenna excites a continuous eigenvalue of the wave equation, which is a radiated electromagnetic field, and the outwardly propagating RF energy with E _z and in-phase H _φ is permanently lost. On the other hand, waveguide probes excite discrete eigenvalues, which results in transmission line propagation. Collin, R.A. E. "Field Theory of Guided Waves" (McGraw-Hill, 1960, 453, pages 474-477). Such theoretical analysis has provided the hypothetical possibility of delivering open surface induced waves over the plane or sphere of lossy homogeneous media, but with some practical efficiency for over a century. There is no known structure in engineering that achieves this. Unfortunately, because of the emergence in the early 1900s, the theoretical analysis described above basically remains a theory and is known to provide a practical implementation of the delivery of open surface induced waves across the plane or sphere of lossy homogeneous media. There is no structure.

本開示の各種実施形態によれば、損失性導電媒体の表面に沿って誘導表面導波モードに結合する電界を励起するように構成された、様々な誘導表面導波プローブが説明される。そのような誘導電磁界は、損失性導電媒体の表面上の誘導表面波モードに、大きさ及び位相において実質的にモード整合している。そのような誘導表面波モードはまた、Ｚｅｎｎｅｃｋ導波モードと呼ぶことができる。本明細書で説明する誘導表面導波プローブによって励起された結果として生じる電界が、損失性導電媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合しているという事実によって、誘導表面波の形態での誘導電磁界が、損失性導電媒体の表面に沿って送出される。一実施形態によれば、損失性導電媒体は、地球などのテレストリアル媒体を含む。   Various embodiments of the present disclosure describe various inductive surface waveguide probes configured to excite an electric field that couples to the inductive surface waveguide mode along the surface of a lossy conductive medium. Such an induced electromagnetic field is substantially mode matched in magnitude and phase to the induced surface wave mode on the surface of the lossy conductive medium. Such a guided surface wave mode can also be referred to as a Zenneck guided mode. Due to the fact that the resulting electric field excited by the inductive surface waveguide probe described herein is substantially mode matched to the inductive surface waveguide mode on the surface of the lossy conductive medium, An induced electromagnetic field in the form of is delivered along the surface of the lossy conductive medium. According to one embodiment, the lossy conductive medium includes a telescopic medium such as the Earth.

図２を参照して、１９０７年にＪｏｎａｔｈａｎ Ｚｅｎｎｅｃｋによって、彼の論文、Ｚｅｎｎｅｃｋ，Ｊ．の「Ｏｎ ｔｈｅ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｏｆ Ｐｌａｎｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｗａｖｅｓ Ａｌｏｎｇ ａ Ｆｌａｔ Ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ Ｓｕｒｆａｃｅ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ Ｒｅｌａｔｉｏｎ ｔｏ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｔｅｌｅｇｒａｐｈｙ」（Ａｎｎａｌｅｎ ｄｅｒ Ｐｈｙｓｉｋ，Ｓｅｒｉａｌ ４，Ｖｏｌ．２３，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０，１９０７，８４６〜８６６ページ）に記載されたように導出されたマクスウェル方程式に対する境界値解の検討のために提供する伝搬境界面を示す。図２は、領域１として示された損失性導電媒体と領域２として示された絶縁体との間の境界面に沿って放射状に伝搬する波動に対する円筒座標を示す。領域１は、例えば、任意の損失性導電媒体を含むことができる。一例では、そのような損失性導電媒体は、地球又は他の媒体などのテレストリアル媒体を含むことができる。領域２は、領域１と境界界面を共有する第２の媒体であり、領域１に対して異なる構造パラメータを有する。領域２は、例えば、大気又は他の媒体などの任意の絶縁体を含むことができる。そのような境界界面に対する反射係数は、複素ブルースター角での入射に対してのみゼロとなる。Ｓｔｒａｔｔｏｎ，Ｊ．Ａ．の「Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｔｈｅｏｒｙ」（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９４１，５１６ページ）を参照されたい。   Referring to FIG. 2, by Jonathan Zenneck in 1907, his paper, Zenneck, J. et al. ”On the Propagation of Plane Electromagnetic Waves Along a Flat Conducting Surface and the Relative to Wireless Telph.” (Annal 23 Phys. We show the propagation boundary surface provided for studying the boundary value solution for the Maxwell equation. FIG. 2 shows cylindrical coordinates for a wave that propagates radially along the interface between the lossy conductive medium shown as region 1 and the insulator shown as region 2. Region 1 can include any lossy conductive media, for example. In one example, such lossy conductive media can include telestral media such as the earth or other media. Region 2 is a second medium sharing a boundary interface with region 1 and has different structural parameters with respect to region 1. Region 2 can include any insulator, such as, for example, air or other media. The reflection coefficient for such a boundary interface is zero only for incidence at a complex Brewster angle. Straton, J.A. A. "Electromagnetic Theory" (McGraw-Hill, pages 1941, 516).

各種実施形態によれば、本開示は、領域１を含む損失性導電媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合した電磁界を生成する、様々な誘導表面導波プローブを説明する。各種実施形態によれば、そのような電磁界は、結果としてゼロ反射とすることができる損失性導電媒体の複素ブルースター角で入射する波面を実質的に合成する。   According to various embodiments, the present disclosure describes various inductive surface waveguide probes that generate an electromagnetic field that is substantially mode matched to an inductive surface waveguide mode on the surface of a lossy conductive medium that includes region 1. To do. According to various embodiments, such an electromagnetic field substantially synthesizes a wavefront incident at a complex Brewster angle of a lossy conductive medium that can result in zero reflection.

更に説明するために、ｅ^ｊωｔの電界変化が仮定され、かつρ≠０及びｚ≧０（式中、ｚは領域１の表面に垂直な垂直座標であり、ρは円筒座標における半径寸法である）である領域２において、境界面に沿った境界条件を満たすＺｅｎｎｅｃｋのマクスウェル方程式の閉形式厳密解は、以下の電界及び磁界成分によって表現される。

For further explanation, an electric field change of e ^jωt is assumed and ρ ≠ 0 and z ≧ 0, where z is the vertical coordinate perpendicular to the surface of region 1 and ρ is the radial dimension in cylindrical coordinates ), The closed form exact solution of the Zenneck Maxwell equation that satisfies the boundary condition along the boundary surface is expressed by the following electric and magnetic field components.

ｅ^ｊωｔの電界変化が仮定され、かつρ≠０及びｚ≦０である領域１において、境界面に沿った境界条件を満たすＺｅｎｎｅｃｋのマクスウェル方程式の閉形式厳密解は、以下の電界及び磁界成分によって表現される。

In region 1 where an electric field change of e ^jωt is assumed and ρ ≠ 0 and z ≦ 0, the closed form exact solution of Zenneck's Maxwell equation that satisfies the boundary condition along the boundary surface is expressed by the following electric field and magnetic field components: Expressed.

これらの表現において、ｚは、領域１の表面に垂直な垂直座標であり、ρは、半径座標であり、

は、第２種及びｎ次の複素引数ハンケル関数であり、ｕ_１は、領域１の正の垂直（ｚ）方向の伝搬定数であり、ｕ_２は、領域２の垂直（ｚ）方向の伝搬定数であり、σ_１は、領域１の導電率であり、ωは、２πｆ（式中、ｆは励起の周波数である）に等しく、ε_ｏは、自由空間の誘電率であり、ε_１は、領域１の誘電率であり、Ａは、発生源によって課される発生源定数であり、γは、表面波の放射伝搬定数である。 In these representations, z is a vertical coordinate perpendicular to the surface of region 1, ρ is a radial coordinate,

Is the second-type and n-th order complex argument Hankel function, u ₁ is the propagation constant of region 1 in the positive vertical (z) direction, and u ₂ is the propagation of region 2 in the vertical (z) direction. Is a constant, σ ₁ is the conductivity of region 1, ω is equal to 2πf, where f is the frequency of excitation, ε _o is the free space dielectric constant, and ε ₁ is , Is the dielectric constant of region 1, A is the source constant imposed by the source, and γ is the surface wave radiation propagation constant.

±ｚ方向の伝搬定数は、領域１と領域２との間の境界面の上及び下に波動方程式を分離して、境界条件を課すことにより決定される。これを実行することにより、領域２では、以下の式が得られ、

領域１では、以下の式が得られる。

放射伝搬定数γは、以下の式により得られ、

これは、複素表現であり、式中、ｎは、複素屈折率であり、以下の式により得られる。

上記の式のすべてにおいて、

であり、式中、ε_ｒは、領域１の比誘電率を含み、σ_１は、領域１の導電率であり、ε_ｏは、自由空間の誘電率であり、μ_ｏは、自由空間の透磁率を含む。したがって、生成された表面波は、境界面に平行に伝搬し、境界面に垂直に指数関数的に減衰する。これは、消散として既知である。 The propagation constant in the ± z direction is determined by imposing a boundary condition by separating the wave equation above and below the boundary surface between region 1 and region 2. By executing this, in region 2, the following equation is obtained:

In region 1, the following equation is obtained.

The radiation propagation constant γ is obtained by the following equation:

This is a complex expression, where n is the complex refractive index and is obtained by the following equation.

In all of the above equations,

Where ε _r includes the relative permittivity of region 1, σ ₁ is the conductivity of region 1, ε _o is the permittivity of free space, and μ _o is the free space Includes permeability. Therefore, the generated surface wave propagates parallel to the boundary surface and attenuates exponentially perpendicular to the boundary surface. This is known as dissipation.

したがって、式（１）〜（３）は、円筒状に対称な放射状に伝搬する導波モードであると考えることができる。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．及びＢｒｏｗｎ，Ｊ．の「Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」（Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，１０〜１２ページ，２９〜３３ページ）を参照されたい。本開示は、この「開境界」導波モードを励起する構造を詳述する。具体的には、各種実施形態によれば、誘導表面導波プローブは、電圧及び／又は電流が供給され、領域２と領域１との間の境界界面に対して配置された、適切なサイズの帯電端子を備える。これは、図３を参照することにより、より良好に理解することができる。図３は、損失性導電媒体２０３によって提示された平面に垂直な垂直軸ｚに沿って損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の上方にある帯電端子Ｔ_１を含む、誘導表面導波プローブ２００ａの例を示す。損失性導電媒体２０３は、領域１を構成し、第２の媒体２０６は、領域２を構成して、損失性導電媒体２０３と境界界面を共有する。 Therefore, the equations (1) to (3) can be considered as waveguide modes that propagate in a radially symmetrical manner in a cylindrical shape. Barlow, H .; M.M. And Brown, J .; "Radio Surface Waves" (Oxford University Press, 1962, pages 10-12, pages 29-33). The present disclosure details the structure that excites this “open boundary” guided mode. Specifically, according to various embodiments, the inductive surface waveguide probe is supplied with a voltage and / or current and is appropriately sized and positioned relative to the boundary interface between region 2 and region 1. A charging terminal is provided. This can be better understood with reference to FIG. 3, along the axis perpendicular z to the plane presented by the lossy conductive medium 203 lossy conductive medium 203 (e.g., earth) including charging terminals T ₁ at the top of, inducing the surface wave probe 200a An example of The lossy conductive medium 203 constitutes the region 1 and the second medium 206 constitutes the region 2 and shares the boundary interface with the lossy conductive medium 203.

一実施形態によれば、損失性導電媒体２０３は、地球などのテレストリアル媒体を含むことができる。このために、そのようなテレストリアル媒体は、天然であろうと人工であろうと、すべての構造又はその上に含まれる形成物を含む。例えば、そのようなテレストリアル媒体は、岩、土、砂、淡水、海水、木、植物、及び我々の惑星を構成する他のすべての自然要素などの、自然要素を含むことができる。加えて、そのようなテレストリアル媒体は、コンクリート、アスファルト、建築材料、及び他の人工材料などの、人工要素を含むことができる。他の実施形態では、損失性導電媒体２０３は、天然に存在するものであろうと人工であろうと、地球以外のなんらかの媒体を含むことができる。他の実施形態では、損失性導電媒体２０３は、人工表面などの他の媒体、及び自動車、航空機、人工材料（合板、プラスチックシート、又は他の材料などの）又は他の媒体などの構造を含むことができる。   According to one embodiment, the lossy conductive medium 203 can include a telescopic medium such as the Earth. To this end, such telescopic media include all structures or formations contained thereon, whether natural or man-made. For example, such telescopic media can include natural elements, such as rocks, earth, sand, fresh water, sea water, trees, plants, and all other natural elements that make up our planet. In addition, such telescopic media can include artificial elements, such as concrete, asphalt, building materials, and other artificial materials. In other embodiments, the lossy conductive medium 203 can include any medium other than Earth, whether naturally occurring or man-made. In other embodiments, lossy conductive medium 203 includes structures such as other media such as artificial surfaces, and automobiles, aircraft, artificial materials (such as plywood, plastic sheets, or other materials) or other media. be able to.

損失性導電媒体２０３がテレストリアル媒体又は地球を含む場合では、第２の媒体２０６は、地表の上の大気を含むことができる。そのように、大気は、空気及び地球の大気を構成する他の要素を含む「大気媒体」と呼ぶことができる。加えて、第２の媒体２０６が、損失性導電媒体２０３に対して他の媒体を含むことができることが可能である。   In the case where the lossy conductive medium 203 includes a telescopic medium or the earth, the second medium 206 can include the atmosphere above the surface of the earth. As such, the atmosphere can be referred to as an “atmospheric medium” that includes air and other elements that make up the Earth's atmosphere. In addition, it is possible that the second medium 206 can include other media relative to the lossy conductive medium 203.

誘導表面導波プローブ２００ａは、例えば、垂直給電線導体を介して励起源２１２を帯電端子Ｔ_１に結合する給電ネットワーク２０９を含む。各種実施形態によれば、任意の所与の時点で端子Ｔ_１に印加される電圧に基づく電界を合成するために、電荷Ｑ_１が帯電端子Ｔ_１に課される。電界（Ｅ）の入射角（θ_ｉ）に依存して、電界を、領域１を含む損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合することが可能である。 Induced surface wave probe 200a includes, for example, a feed network 209 for coupling an excitation source 212 to the charging terminal _{T 1} via the vertical feed line conductor. According to various embodiments, charge Q ₁ is imposed on charging terminal T ₁ to synthesize an electric field based on the voltage applied to terminal T ₁ at any given time. Depending on the angle of incidence (θ _i ) of the electric field (E), the electric field can be substantially mode matched to the stimulated surface guided mode on the surface of the lossy conductive medium 203 including the region 1.

式（１）〜（６）のＺｅｎｎｅｃｋ閉形式の解を考慮することにより、領域１と領域２との間のＬｅｏｎｔｏｖｉｃｈインピーダンス境界条件は、以下の式のように表すことができる。

式中、

は、正の垂直（＋ｚ）方向の単位法線であり、

は、上記の式（１）により表現される領域２の磁界強度である。式（１３）は、式（１）〜（３）で示される電界及び磁界が結果として境界界面に沿った放射表面電流密度となることができることを意味し、放射表面電流密度は、以下の式により示すことができる。

式中、Ａは、定数である。更に、誘導表面導波プローブ２００に近接すると（ρ≪λに対して）、上記の式（１４）は、以下のような挙動を有することを留意されたい。

負号は、電源電流（Ｉ_ｏ）が図３に示すように上向きに垂直に流れるときに、「近接（close-in）」グラウンド電流は径方向内向きに流れることを意味する。「近接」のＨ_φに場を整合することにより、以下の式であることを決定することができる。

式中、式（１）〜（６）及び（１４）において、ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１である。したがって、式（１４）の放射表面電流密度は、以下の式のように言い換えることができる。

式（１）〜（６）及び（１７）によって表現される電界は、地上波の伝搬に関連付けられた放射電磁界ではなく、損失性の境界面に拘束される伝送線モードの性質を有する。Ｂａｒｌｏｗ，Ｈ．Ｍ．及びＢｒｏｗｎ，Ｊ．の「Ｒａｄｉｏ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｗａｖｅｓ」（Ｏｘｆｏｒｄ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，１９６２，１〜５ページ）を参照されたい。 By considering the Zenneck closed form solution of equations (1)-(6), the Leontovic impedance boundary condition between region 1 and region 2 can be expressed as:

Where

Is the unit normal in the positive vertical (+ z) direction,

Is the magnetic field strength of the region 2 expressed by the above equation (1). Equation (13) means that the electric and magnetic fields shown in equations (1) to (3) can result in a radiating surface current density along the boundary interface, and the radiating surface current density is Can be shown.

In the formula, A is a constant. Furthermore, it should be noted that when close to the guiding surface waveguide probe 200 (for ρ << λ), the above equation (14) has the following behavior.

The negative sign means that when the power supply current (I _o ) flows vertically upward as shown in FIG. 3, the “close-in” ground current flows radially inward. By matching the field to the “close” _Hφ , it can be determined that:

Wherein, in formula (1) to (6) and _(14), a q _{1 =} C 1 _{V 1.} Therefore, the radiated surface current density of equation (14) can be rephrased as the following equation.

The electric field expressed by the equations (1) to (6) and (17) is not a radiated electromagnetic field associated with the propagation of terrestrial waves but has a transmission line mode property constrained by a lossy interface. Barlow, H .; M.M. And Brown, J .; "Radio Surface Waves" (Oxford University Press, 1962, pages 1-5).

この時点では、式（１）〜（６）及び（１７）に使用されるハンケル関数の性質のレビューが、波動方程式のこれらの解に対して提供される。第１種及び第２種かつｎ次のハンケル関数は、第１種及び第２種の標準ベッセル関数の複素の組合せとして定義されることがわかる。

これらの関数は、それぞれ、径方向内向きに

及び外向きに

伝搬する円筒状の波を表す。この定義は、ｅ^±ｊｘ＝ｃｏｓ ｘ±ｊ ｓｉｎ ｘの関係に類似している。例えば、Ｈａｒｒｉｎｇｔｏｎ，Ｒ．Ｆ．の「Ｔｉｍｅ−Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｆｉｅｌｄｓ」（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６１，４６０〜４６３ページ）を参照されたい。 At this point, a review of the nature of the Hankel function used in equations (1)-(6) and (17) is provided for these solutions of the wave equation. It can be seen that the first-type and second-type and n-th order Hankel functions are defined as complex combinations of the first-type and second-type standard Bessel functions.

Each of these functions is radially inward

And outward

Represents a propagating cylindrical wave. This definition is similar to the relationship e ^{± jx} = cos x ± j sin x. For example, Harrington, R .; F. "Time-Harmonic Fields" (McGraw-Hill, 1961, pages 460-463).

その

が外向き波であることは、Ｊ_ｎ（ｘ）及びＮ_ｎ（ｘ）の級数定義から直接得られる、その独立変数を大きくした場合に漸近特性から認識することができる。誘導表面導波プローブから遠方では、

これは、ｅ^ｊωｔを乗じると、

の空間的変動を有するｅ^{ｊ（ωｔ−ｋρ）}の形態の外向きに伝搬する円筒状の波である。一次（ｎ＝１）解は、式（２０ａ）から、以下の式のように決定することができる。

誘導表面導波プローブに近接すると（ρ≪λに対して）、一次かつ第２種のハンケル関数は、以下の式のようにふるまう。

これらの漸近表現は、複素量であることを留意されたい。ｘが実数量であるとき、式（２０ｂ）及び（２１）は、

だけ位相が異なり、これは、４５°又は等価的にλ／８の追加の位相前進又は「位相増加」に対応する。第２種の一次ハンケル関数の近接及び遠方の漸近線は、それらがρ＝Ｒ_ｘの距離で等しい大きさである、ハンケル「交差」又は遷移点を有する。 That

Can be recognized from asymptotic characteristics when the independent variable obtained directly from the definition of series of J _n (x) and N _n (x) is increased. Far from the guided surface waveguide probe,

This is multiplied by e ^jωt

^Is a cylindrical wave propagating outward in the form of ^{ej (ωt−kρ)} with a spatial variation of. The primary (n = 1) solution can be determined from the equation (20a) as follows:

When close to the guiding surface waveguide probe (for ρ << λ), the first-order and second-type Hankel functions behave as follows:

Note that these asymptotic representations are complex quantities. When x is an actual quantity, equations (20b) and (21) are

Only differ in phase, which corresponds to an additional phase advance or “phase increase” of 45 ° or equivalently λ / 8. The near and far asymptotes of the first-order Hankel function of the second kind have Hankel “intersections” or transition points that are equally large at a distance of ρ = R _x .

したがって、ハンケル交差点を越えると、「遠方」表現は、ハンケル関数の「近接」表現に対して優位である。ハンケル交差点までの距離（又はハンケル交差距離）は、式（２０ｂ）及び（２１）を−ｊγρに対して等しくして、Ｒ_ｘについて解くことにより見出すことができる。ｘ＝σ／ωε_ｏで、遠方及び近接のハンケル関数漸近線は、周波数が低下するとハンケル交差点が外側に移動して、周波数依存であることを理解することができる。損失性導電媒体の導電率（σ）が変化すると、ハンケル関数漸近線もまた変化し得ることも留意されたい。例えば、土の導電率は、気象条件の変化と共に変化し得る。 Thus, beyond the Hankel intersection, the “distant” representation dominates the “proximity” representation of the Hankel function. The distance to the Hankel intersection (or Hankel intersection distance) can be found by solving for R _x with equations (20b) and (21) equal to −jγρ. It can be seen that at x = σ / ωε _o , the far and near Hankel function asymptote are frequency dependent as the frequency drops, the Hankel intersection moves outward. It should also be noted that as the conductivity (σ) of the lossy conductive medium changes, the Hankel function asymptote can also change. For example, the conductivity of soil can change with changes in weather conditions.

図４を参照して、１８５０ｋＨｚの動作周波数でのσ＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍの導電率及びε_ｒ＝１５の比誘電率の領域１に対する式（２０ｂ）及び（２１）の一次ハンケル関数の大きさのグラフの例を示す。曲線１１５は、式（２０ｂ）の遠方漸近線の大きさであり、曲線１１８は、式（２１）の近接漸近線の大きさであり、ハンケル交差点１２１がＲ_ｘ＝５４フィートの距離で生じている。大きさは等しいが、ハンケル交差点１２１で、２つの漸近線の間に位相オフセットが存在する。ハンケル交差距離は、動作周波数の波長より相当小さいこともまた理解することができる。 Referring to FIG. 4, the magnitude of the first-order Hankel function of equations (20b) and (21) for region 1 with a conductivity of σ = 0.010 mhos / m and a relative permittivity of ε _r = 15 at an operating frequency of 1850 kHz. An example of the graph is shown. Curve 115 is the magnitude of the far asymptote of equation (20b), curve 118 is the magnitude of the asymptotic line of equation (21), and Hankel intersection 121 occurs at a distance of R _x = 54 feet. Yes. Although equal in magnitude, there is a phase offset between the two asymptotes at the Hankel intersection 121. It can also be seen that the Hankel crossing distance is considerably smaller than the wavelength of the operating frequency.

領域２のＺｅｎｎｅｃｋ閉形式解の式（２）及び（３）により得られる電界成分を考慮して、Ｅ_ｚとＥ_ρの比は、漸近的に以下の式になる。

式中、ｎは、式（１０）の複素屈折率であり、θ_ｉは、電界の入射角である。加えて、式（３）のモード整合した電界の垂直成分は、漸近的に以下の式になる。

これは、端子電圧において上げられた帯電端子の静電容量の絶縁されたコンポーネント上の自由電荷ｑ_ｆｒｅｅ＝Ｃ_ｆｒｅｅ×Ｖ_Ｔに線形に比例する。 In consideration of the electric field components obtained by the Zenneck closed form solutions (2) and (3) of the region 2, the ratio of E _z and E _ρ is asymptotically expressed by the following equation.

In the formula, n is the complex refractive index of formula (10), and θ _i is the incident angle of the electric field. In addition, the vertical component of the mode-matched electric field in equation (3) is asymptotically given by

This is linearly proportional to the free charge q _free = C _free × V _T on the insulated component of the charged terminal capacitance raised in terminal voltage.

例えば、図３の持ち上げられた帯電端子Ｔ_１の高さＨ_１は、帯電端子Ｔ_１上の自由電荷の量に影響を及ぼす。帯電端子Ｔ_１が領域１のグラウンド平面付近にある場合、端子上の電荷Ｑ_１の大部分は、「拘束」されている。帯電端子Ｔ_１が上げられるにつれて、拘束電荷は、実質的にすべての絶縁された電荷が開放される高さに帯電端子Ｔ_１が到達するまで少なくなる。 For example, the height H ₁ of the raised charging terminal T ₁ in FIG. 3 affects the amount of free charge on the charging terminal T ₁ . If charging terminal T ₁ is located in the vicinity of the ground plane of the area 1, the majority of charge to Q ₁ on terminal is "constrained". As the charging terminals T ₁ is raised, bound charge is less to substantially charge the terminal T ₁ to a height that all insulated charges opened arrives.

帯電端子Ｔ_１に対する容量上昇の増大の利点は、持ち上げられた帯電端子Ｔ_１上の電荷がグラウンド平面から更に除去されて、結果として自由電荷の量ｑ_ｆｒｅｅの増大となり、エネルギを誘導表面導波モードに結合することである。帯電端子Ｔ_１がグラウンド平面から離れて移動すると、電荷分布は、端子の表面により均一に分布するようになる。自由電荷の量は、帯電端子Ｔ_１の自己容量に関係する。 The advantage of increased capacity rise to the charging terminals T _1, the charge on charging terminal T ₁ which is lifted is further removed from the ground plane, as a result become a increase in the amount q _free of free charges, induced surface wave energy Is to couple to the mode. When charging terminals T ₁ is moved away from the ground plane, the charge distribution will be distributed uniformly by the surface of the terminal. The amount of free charges is related to the self-capacitance of the charging terminal T _1.

例えば、球形端子の静電容量は、グラウンド平面の上の物理的高さの関数として表現することができる。完全なグラウンドの上のｈの物理的高さでの球の静電容量は、以下の式により得られる。

式中、球の直径は、２ａであり、Ｍ＝ａ／２ｈであって、ｈは、球形端子の高さである。これで理解することができるように、端子高さｈの増大により、帯電端子の静電容量Ｃは、低減する。直径の約４倍（４Ｄ＝８ａ）以上の高さの帯電端子Ｔ_１の高度に対して、電荷分布は、球形端子回りでほぼ均一であり、これは、誘導表面導波モードへの結合を向上することができることを示すことができる。 For example, the capacitance of a spherical terminal can be expressed as a function of physical height above the ground plane. The capacitance of a sphere at a physical height of h above perfect ground is given by:

Where the diameter of the sphere is 2a, M = a / 2h, where h is the height of the spherical terminal. As can be understood from this, as the terminal height h increases, the electrostatic capacitance C of the charging terminal decreases. Against about 4 times (4D = 8a) above the height of the altitude of the charging terminal T ₁ of the diameter, the charge distribution is substantially uniform spherical terminals around this, coupled to the inductive surface waveguide mode It can be shown that it can be improved.

十分に絶縁された端子の場合では、導体球の自己容量は、Ｃ＝４πε_ｏａにより近似することができ、式中、ａは、メートルでの球の半径である。円盤の自己容量は、Ｃ＝８ε_ｏａにより近似することができ、式中、ａは、メートルでの円盤の半径である。帯電端子Ｔ_１は、球、円盤、円筒、円錐、トーラス、フード、１つ以上のリング、又は任意の他のランダム化形状若しくは形状の組合せなどの、任意の形状を含むことができる。帯電端子Ｔ_１の位置に対して、等価球直径を決定して使用することができる。 In the case of a well-insulated terminal, the self-capacitance of the conductor sphere can be approximated by C = 4πε _o a, where a is the radius of the sphere in meters. The self capacity of the disc can be approximated by C = 8ε _o a, where a is the radius of the disc in meters. Charging terminals T ₁ may include a sphere, disc, cylinder, cone, torus, food, such as a combination of one or more rings or any other randomized shape or form, and any shape. With respect to the position of the charging terminals T _1, it can be used to determine the equivalent spherical diameter.

これは、帯電端子Ｔ_１が損失性導電媒体２０３の上にｈ_ｐ＝Ｈ_１の物理的高さに上げられた図３の例を参照して更に理解することができる。「拘束」電荷の影響を低減するために、帯電端子Ｔ_１は、少なくとも帯電端子Ｔ_１の球直径（又は等価な球の直径）の４倍の物理的高さに配置して、拘束された電荷の影響を低減することができる。 This can be further understood with reference to the example of FIG. 3 in which the charging terminal T ₁ is raised above the lossy conductive medium 203 to a physical height of h _p = H ₁ . In order to reduce the effect of “constrained” charge, the charging terminal T ₁ was constrained by being placed at a physical height at least four times the sphere diameter (or equivalent sphere diameter) of the charging terminal T ₁ . The influence of electric charge can be reduced.

次に図５Ａを参照して、図３の帯電端子Ｔ_１上の上げられた電荷Ｑ_１により生成された電界の光線光学の解釈を示す。光学におけるように、入射電界の反射を最小化することにより、損失性導電媒体２０３の誘導表面導波モードに結合されたエネルギを向上及び／又は最大化することができる。入射面（境界界面ではない）に平行に偏波された電界（Ｅ_‖）に対して、入射電界の反射の量は、フレネル反射係数を使用して決定することができる。フレネル反射係数は、以下の式のように表現することができる。

式中、θ_ｉは、面法線に対して測定した従来の入射角である。 Referring now to Figure 5A, it shows the interpretation of the ray optics of the electric field generated by the charge Q _1, which is raised on the charging terminal T ₁ of the FIG. As in optics, the energy coupled to the inductive surface waveguide mode of the lossy conductive medium 203 can be improved and / or maximized by minimizing the reflection of the incident electric field. For an electric field (E _‖ ) polarized parallel to the entrance plane (not the boundary interface), the amount of reflection of the incident field can be determined using the Fresnel reflection coefficient. The Fresnel reflection coefficient can be expressed as the following equation.

Where θ _i is the conventional angle of incidence measured with respect to the surface normal.

図５Ａの例では、光線光学の解釈は、面法線

に対して測定したθ_ｉの入射角を有する入射面に平行に偏波された入射電界を示す。Γ_‖（θ_ｉ）＝０である場合、入射電界の反射は存在しないことになり、したがって、入射電界は、損失性導電媒体２０３の表面に沿った誘導表面導波モードに完全に結合されることになる。入射角が以下の式であるとき、式（２５）の分子は、ゼロになることを理解することができる。

式中、ｘ＝σ／ωε_ｏである。この複素入射角（θ_ｉ，Ｂ）は、ブルースター角と呼ばれる。式（２２）に戻って、式（２２）及び（２６）の両方において同じ複素ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ）の関係が存在することを理解することができる。 In the example of FIG. 5A, the interpretation of ray optics is surface normal.

The incident electric field polarized parallel to the incident surface having the incident angle of θ _i measured with respect to. If Γ _‖ (θ _i ) = 0, there will be no reflection of the incident electric field, so the incident electric field is completely coupled to the guided surface guided mode along the surface of the lossy conductive medium 203. It will be. It can be seen that the numerator of equation (25) is zero when the angle of incidence is:

In the formula, which is x = σ / ωε _o. This complex incident angle (θ _{i, B} ) is called the Brewster angle. Returning to equation (22), it can be seen that the same complex Brewster angle (θ _{i, B} ) relationship exists in both equations (22) and (26).

図５Ａに示すように、電界ベクトルＥは、入射面に平行に偏波された入射する不均一平面波として示すことができる。電界ベクトルＥは、独立した水平及び垂直成分から、以下の式のように生成することができる。

幾何学的に、図５Ａの例示は、電界ベクトルＥを以下の式により得ることができることを示唆する。

場の比は以下の式であることを意味する。

As shown in FIG. 5A, the electric field vector E can be shown as an incident non-uniform plane wave polarized in parallel to the incident surface. The electric field vector E can be generated as follows from independent horizontal and vertical components.

Geometrically, the illustration of FIG. 5A suggests that the electric field vector E can be obtained by the following equation:

The field ratio means that:

「ウェーブチルト（wave tilt）」と呼ばれる一般化パラメータＷは、本明細書では、以下の式により得られる、水平電界成分と垂直電界成分の比として表される。

これは、複素数であり、大きさ及び位相の両方を有する。領域２内の電磁波に対して、ウェーブチルト角（Ψ）は、領域１との境界界面での波面の法線と境界界面の接線との間の角度に等しい。これは、放射状の円筒状の誘導表面波に関する電磁波の等位相面及びそれらの法線を示す、図５Ｂでより容易に理解することができる。完全導体との境界界面（ｚ＝０）において、波面法線は、境界界面の接線に平行であり、結果としてＷ＝０となる。しかし、損失性誘電体の場合では、波面法線がｚ＝０で境界界面の接線に平行ではないため、ウェーブチルトＷは存在する。 The generalized parameter W called “wave tilt” is represented herein as the ratio of the horizontal and vertical electric field components obtained by the following equation:

This is a complex number and has both magnitude and phase. For an electromagnetic wave in region 2, the wave tilt angle (Ψ) is equal to the angle between the normal of the wavefront at the boundary interface with region 1 and the tangent to the boundary interface. This can be more easily understood in FIG. 5B, which shows the isophase planes of electromagnetic waves and their normals for a radial cylindrical induced surface wave. At the boundary interface with the perfect conductor (z = 0), the wavefront normal is parallel to the tangent to the boundary interface, resulting in W = 0. However, in the case of a lossy dielectric, the wavefront W is present because the wavefront normal is z = 0 and not parallel to the tangent to the boundary interface.

式（３０ｂ）を誘導表面波に適用することにより、以下の式が得られる。

複素ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ）に等しい入射角で、式（２５）のフレネル反射係数は、以下の式により示すように、ゼロになる。

式（２２）の複素数の場の比を調整することにより、入射電界を、反射が低減又は除去される複素角で入射するように合成することができる。この比を

として確立することにより、結果として複素ブルースター角で入射する合成された電界となり、反射をゼロにする。 By applying the equation (30b) to the induced surface wave, the following equation is obtained.

At an incident angle equal to the complex Brewster angle (θ _{i, B} ), the Fresnel reflection coefficient of equation (25) is zero, as shown by the following equation.

By adjusting the complex field ratio of equation (22), the incident electric field can be synthesized to be incident at a complex angle at which reflection is reduced or eliminated. This ratio

As a result of the combined electric field incident at the complex Brewster angle and zero reflection.

電気的実効高の概念は、複素入射角を有する電界を誘導表面導波プローブ２００と合成することに更なる洞察を提供することができる。電気的実効高（ｈ_ｅｆｆ）は、以下の式のように定義されている。

これは、ｈ_ｐの物理高（又は長さ）を有するモノポールに対するものである。この表現は、構造に沿った波源分布の大きさ及び位相に依存するため、実効高（又は長さ）は、一般的に複素数である。構造の分布電流Ｉ（ｚ）の積分は、構造の物理高（ｈ_ｐ）にわたって実行され、構造の底部（又は入力）を介して上向きに流れるグラウンド電流（Ｉ_０）に対して正規化される。構造に沿って分配された電流は、以下の式により表現することができる。

式中、β_０は、構造上を伝搬する電流に対する伝搬係数である。図３の例では、Ｉ_Ｃは、誘導表面導波プローブ２００ａの垂直構造に沿って分配される電流である。 The concept of electrical effective height can provide further insight into synthesizing an electric field having a complex incident angle with the inductive surface waveguide probe 200. The electrical effective height (h _eff ) is defined as the following equation.

This is for monopole having a physical height h _p (or length). Since this representation depends on the magnitude and phase of the source distribution along the structure, the effective height (or length) is generally complex. The integral of the structure's distributed current I (z) is performed over the physical height (h _p ) of the structure and normalized to the ground current (I ₀ ) flowing upward through the bottom (or input) of the structure. . The current distributed along the structure can be expressed by the following equation:

In the equation, β ₀ is a propagation coefficient for a current propagating on the structure. In the example of FIG. 3, I _C is the current distributed along the vertical structure of the inductive surface waveguide probe 200a.

例えば、構造の底部の低損失コイル（例えば、ヘリカルコイル）、及びこのコイルと帯電端子Ｔ_１との間に接続された垂直給電線導体を含む給電ネットワーク２０９を考えてみる。コイル（又はヘリカル遅延線）に起因する位相遅延は、θ_ｃ＝β_ｐｌ_Ｃであり、式中、ｌ_Ｃは、物理的長さであり、以下の式は、伝搬係数である。

式中、Ｖ_ｆは、構造上の速度係数であり、λ_０は、供給される周波数での波長であり、λ_ｐは、速度係数Ｖ_ｆから結果として生じる伝搬波長である。位相遅延は、グラウンド（杭）電流Ｉ_０に対して測定される。 For example, consider a feed network 209 that includes a low loss coil (eg, a helical coil) at the bottom of the structure, and a vertical feed line conductor connected between this coil and the charging terminal T ₁ . The phase delay due to the coil (or helical delay line) is θ _c = β _p l _C where l _C is the physical length and the following equation is the propagation coefficient.

Where V _f is the structural velocity factor, λ ₀ is the wavelength at the supplied frequency, and λ _p is the resulting propagation wavelength from the velocity factor V _f . Phase delay is measured relative to ground (pile) current I _0.

加えて、垂直給電線導体の長さｌ_ｗに沿った空間位相遅延は、θ_ｙ＝β_ｗｌ_ｗにより得ることができ、式中、β_ｗは、垂直給電線導体に対する伝搬位相定数である。いくつかの実装形態では、誘導表面導波プローブ２００ａの物理的高さｈ_ｐと垂直給電線導体の長さｌ_ｗとの間の差は、供給周波数での波長（λ_０）より相当小さいため、空間位相遅延は、θ_ｙ＝β_ｗｈ_ｐにより近似することができる。結果として、コイル及び垂直給電線導体を介した全位相遅延は、Φ＝θ_ｃ＋θ_ｙであり、物理的構造の底部からコイルの上部に供給される電流は、以下の式である。

式中、Φは、グラウンド（杭）電流Ｉ_０に対して測定された全位相遅延である。その結果として、誘導表面導波プローブ２００の電気的実効高は、以下の式により近似することができる。

この式は、物理的高さｈ_ｐ≪λ_０である場合に対するものである。Φの角度（又は位相シフト）でのモノポールの複素実効高ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐは、ソース電界を誘導表面導波モードに整合させ、誘導表面波を損失性導電媒体２０３上に送出させるように、調整することができる。 In addition, the spatial phase delay along the length l _w of the vertical feed line conductor can be obtained by θ _y = β _w l _w , where β _w is the propagation phase constant for the vertical feed line conductor . In some implementations, because the difference between the length l _w of the physical height h _p and the vertical feed line conductors of the induction surface wave probe 200a is considerably smaller than the wavelength (lambda ₀₎ at the feed frequency The spatial phase delay can be approximated by θ _y = β _w h _p . As a result, the total phase delay through the coil and vertical feeder conductor is Φ = θ _c + θ _y , and the current supplied from the bottom of the physical structure to the top of the coil is:

Where Φ is the total phase delay measured against the ground (pile) current I ₀ . As a result, the electrical effective height of the guiding surface waveguide probe 200 can be approximated by the following equation.

This equation is for the case physically height h _p «λ _0. The monopole complex effective height h _eff = h _{p at} the angle (or phase shift) of Φ is such that the source electric field is matched to the induced surface waveguide mode and the induced surface wave is transmitted onto the lossy conductive medium 203. Can be adjusted.

図５Ａの例では、光線光学を使用して、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）１２１で複素ブルースター入射角（θ_ｉ，Ｂ）を有する入射電界（Ｅ）の複素角三角法を例示している。式（２６）から、損失性導電媒体に対して、ブルースター角は、複素数であり、以下の式により規定されることを思い出されたい。

電気的に、幾何学的パラメータは、帯電端子Ｔ_１の電気的な実効高（ｈ_ｅｆｆ）によって、以下の式により関連付けられる。

式中、Ψ_ｉ，Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ，Ｂは、損失性導電媒体の表面から測定されたブルースター角である。誘導表面導波モードに結合するために、ハンケル交差距離での電界のウェーブチルトは、電気的な実効高とハンケル交差距離の比として表現することができる。

物理的高さ（ｈ_ｐ）及びハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）の両方が実数量であるため、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）での所望の誘導表面ウェーブチルト角（Ψ）は、複素実効高（ｈ_ｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。これは、コイルの供給点での位相、したがって、式（３７）の位相シフトを変更することにより、複素実効高の位相Φを操作して、ハンケル交差点１２１での誘導表面導波モードのウェーブチルト角Ψに整合させることができる（Φ＝Ψ）ことを意味する。 In the example of FIG. 5A, the complex angle trigonometry of the incident electric field (E) having the complex Brewster incident angle (θ _{i, B} ) at the Hankel crossing distance (R _x ) 121 is illustrated using light optics. . Recall from equation (26) that for lossy conductive media, the Brewster angle is a complex number and is defined by the following equation:

Electrically, the geometric parameter is related by the following equation by the electrical effective height (h _eff ) of the charging terminal T ₁ .

In the equation, Ψ _{i, B} = (π / 2) −θ _{i, B} is a Brewster angle measured from the surface of the lossy conductive medium. In order to couple to the guided surface guided mode, the wave tilt of the electric field at the Hankel crossing distance can be expressed as the ratio of the electrical effective height to the Hankel crossing distance.

Since both physical height (h _p ) and Hankel crossing distance (R _x ) are real quantities, the desired induced surface wave tilt angle (Ψ) at Hankel crossing distance (R _x ) is the complex effective height ( h _eff ) equal to the phase (Φ). This is by manipulating the complex effective height phase Φ by changing the phase at the supply point of the coil, and hence the phase shift in equation (37), to induce the wave tilt of the guided surface waveguide mode at Hankel intersection 121 It means that it can be matched to the angle Ψ (Φ = Ψ).

図５Ａで、損失性導電媒体表面に沿った長さＲ_ｘの隣接する辺、及び、Ｒ_ｘでのハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ_１の中心との間に延びる光線１２４と、ハンケル交差点１２１と帯電端子Ｔ_１との間の損失性導電媒体表面１２７との間で測定された複素ブルースター角Ψ_ｉ，Ｂを有する、直角三角形が示されている。帯電端子Ｔ_１を物理的高さｈ_ｐに配置して、適切な位相遅延Φを有する電荷で励起して、結果として生じる電界は、ハンケル交差距離Ｒ_ｘで、かつブルースター角で、損失性導電媒体の境界界面に入射する。これらの条件下で、反射なしに又は実質的に無視できる反射で、誘導表面導波モードを励起することができる。 In FIG. 5A, an adjacent side of length R _x along the lossy conductive medium surface, and a ray 124 extending between the Hankel intersection 121 at R _x and the center of the charging terminal T ₁ , A right triangle is shown having a complex Brewster angle Ψ _{i, B} measured between the lossy conductive medium surface 127 and the charging terminal T ₁ . The charging terminals T ₁ and arranged in the physical height h _p, is excited by a charge having an appropriate phase delay [Phi, the resulting electric field is a Hankel intersection distance R _x, and at the Brewster angle, loss of Incident on the boundary interface of the conductive medium. Under these conditions, the guided surface guided mode can be excited without reflection or with a substantially negligible reflection.

実効高（ｈ_ｅｆｆ）の位相シフトΦを変更することなく帯電端子Ｔ_１の物理的高さが低減される場合、結果として生じる電界は、誘導表面導波プローブ２００から低減した距離においてブルースター角で損失性導電媒体２０３と交差する。図６は、電界がブルースター角で入射する距離についての帯電端子Ｔ_１の物理的高さを低減する効果をグラフで示す。高さがｈ_３からｈ_２を経てｈ_１まで低減されると、電界が損失性導電媒体（例えば、地球）とブルースター角で交差する点は、帯電端子位置に近づいて移動する。しかし、式（３９）が示すように、帯電端子Ｔ_１の高さＨ_１（図３）は、ハンケル関数の遠方コンポーネントを励起するために、物理的高さ（ｈ_ｐ）以上でなければならない。帯電端子Ｔ_１を実効高（ｈ_ｅｆｆ）以上に配置して、損失性導電媒体２０３を、図５Ａに示すように、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）１２１以上でブルースター入射角（Ψ_ｉ，Ｂ＝（π／２）−θ_ｉ，Ｂ）で照射することができる。帯電端子Ｔ_１上の拘束電荷を低減又は最小化するために、上述したように、高さは、少なくとも帯電端子Ｔ_１の球直径（又は等価な球体直径）の４倍でなければならない。 If the physical height of the charging terminal T ₁ is reduced without changing the effective height (h _eff ) phase shift Φ, the resulting electric field is Brewster's angle at a reduced distance from the inductive surface waveguide probe 200. And intersects with the lossy conductive medium 203. Figure 6 shows the effect of an electric field to reduce the physical height of the charging terminal T ₁ of the the distance incident at Brewster's angle graphically. When the height is reduced from h ₃ through h ₂ to h _{1, the} point where the electric field intersects the lossy conductive medium (eg, Earth) at the Brewster angle moves closer to the charging terminal position. However, as equation (39) shows, the height H ₁ of the charging terminal T ₁ (FIG. 3) must be greater than or equal to the physical height (h _p ) to excite the distant component of the Hankel function. . The charging terminal T ₁ is arranged at an effective height (h _eff ) or more, and the lossy conductive medium 203 is arranged at a Brewster incident angle (Ψ _{i, B} ) at a Hankel crossing distance (R _x ) 121 or more as shown in FIG. 5A. = (Π / 2) −θ _{i, B} ). To reduce or minimize the bound charge on the charging terminals T _1, as described above, the height must be at least four times the charging terminal T ₁ of the sphere diameter (or equivalent spherical diameter).

誘導表面導波プローブ２００は、複素ブルースター角で損失性導電媒体２０３の表面を照射して、それによって、Ｒ_ｘのハンケル交差点１２１で（又はその向こうの）誘導表面波モードに実質的にモード整合することにより径方向の表面電流を励起する波動に対応するウェーブチルトを有する電界を確立するように構成することができる。 The guided surface waveguide probe 200 illuminates the surface of the lossy conductive medium 203 at a complex Brewster angle, thereby substantially mode to a guided surface wave mode at (or beyond) the R _x Hankel intersection 121. By matching, an electric field having a wave tilt corresponding to a wave that excites a radial surface current can be established.

図７を参照して、帯電端子Ｔ_１を含む誘導表面導波プローブ２００ｂの例のグラフ表示を示す。ＡＣ源２１２は、例えば、ヘリカルコイルなどのコイル２１５を含む給電ネットワーク２０９（図３）を介して誘導表面導波プローブ２００ｂに結合される帯電端子Ｔ_１に対する励起源として機能する。他の実装形態では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを介してコイル２１５に誘導結合することができる。いくつかの実施形態では、ＡＣ源２１２のコイル２１５への結合を向上及び／又は最大化するために、インピーダンス整合ネットワークを含めることができる。 Referring to FIG. 7 shows a graphical representation of an example of induced surface wave probe 200b containing charged terminal T _1. AC source 212, for example, serves as an excitation source to the charging terminal _{T 1} which is coupled to the inductive surface wave probe 200b through the feed network 209 (FIG. 3) including a coil 215, such as a helical coil. In other implementations, the AC source 212 can be inductively coupled to the coil 215 via a primary coil. In some embodiments, an impedance matching network can be included to improve and / or maximize the coupling of the AC source 212 to the coil 215.

図７に示すように、誘導表面導波プローブ２００ｂは、損失性導電媒体２０３によって提示された平面に実質的に垂直な垂直軸ｚに沿って配置された上部帯電端子Ｔ_１（例えば、高さｈ_ｐにある球）を含むことができる。第２の媒体２０６は、損失性導電媒体２０３の上に配置されている。帯電端子Ｔ_１は、自己容量Ｃ_Ｔを有する。動作中、任意の所与の時点での端子Ｔ_１に印加される電圧に依存して、電荷Ｑ_１が端子Ｔ_１に課される。 As shown in FIG. 7, the inductive surface waveguide probe 200b has an upper charging terminal T ₁ (eg, height) disposed along a vertical axis z substantially perpendicular to the plane presented by the lossy conductive medium 203. it can include a sphere) in the h _p. The second medium 206 is disposed on the lossy conductive medium 203. Charging terminal _{T 1} has a self-capacitance _{C T.} In operation, charge Q ₁ is imposed on terminal T ₁ depending on the voltage applied to terminal T ₁ at any given time.

図７の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に、かつ垂直給電線導体２２１を介して帯電端子Ｔ_１に結合される。いくつかの実装形態では、帯電端子Ｔ_１へのコイル接続は、図７に示すように、コイル２１５のタップ２２４を使用して調整することができる。コイル２１５は、コイル２１５の下側部分のタップ２２７を介してＡＣ源２１２によって、動作周波数で励振させることができる。他の実装形態では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを介してコイル２１５に誘導結合することができる。 In the example of FIG. 7, the coil 215 is coupled to the ground pile 218 at the first end and to the charging terminal T ₁ via the vertical feeder conductor 221. In some implementations, the coil connection to the charging terminals T ₁ may be as shown in FIG. 7, adjusted using tap 224 of the coil 215. The coil 215 can be excited at the operating frequency by the AC source 212 via a tap 227 in the lower portion of the coil 215. In other implementations, the AC source 212 can be inductively coupled to the coil 215 via a primary coil.

誘導表面導波プローブ２００の構造及び調整は、伝送周波数、損失性導電媒体の条件（例えば、土の導電率σ及び比誘電率ε_ｒ）、及び帯電端子Ｔ_１のサイズなどの、様々な動作条件に基づく。屈折率は、式（１０）及び（１１）から、以下の式のように計算することができる。

式中、ｘ＝σ／ωε_ｏであり、ω＝２πｆである。導電率σ及び比誘電率ε_ｒは、損失性導電媒体２０３の試験測定値により決定することができる。面法線から測定される複素ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ）もまた、式（２６）から、以下の式のように決定することができる。

又は、以下の式のように図５Ａに示すように表面から測定される。

ハンケル交差距離（Ｗ_Ｒｘ）でのウェーブチルトもまた、式（４０）を使用して見出すことができる。 The structure and adjustment of the inductive surface waveguide probe 200 can vary in operation, such as transmission frequency, lossy conductive medium conditions (eg, soil conductivity σ and relative permittivity ε _r ), and the size of the charging terminal T _1. Based on conditions. The refractive index can be calculated from the equations (10) and (11) as in the following equation.

In the formula, it is x = σ / ωε _o, is ω = 2πf. The electrical conductivity σ and the relative dielectric constant ε _r can be determined by test measurement values of the lossy conductive medium 203. The complex Brewster angle (θ _{i, B} ) measured from the surface normal can also be determined from equation (26) as:

Alternatively, it is measured from the surface as shown in FIG.

The wave tilt at the Hankel crossing distance (W _Rx ) can also be found using equation (40).

ハンケル交差距離もまた、図４により示すように、−ｊγρに対する式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを等しくして、Ｒ_ｘについて解くことにより、見出すことができる。次に、ハンケル交差距離及び複素ブルースター角を使用して式（３９）から、電気的な実効高を、以下の式のように決定することができる。

式（４４）から理解することができるように、複素実効高（ｈ_ｅｆｆ）は、帯電端子Ｔ_１の物理的高さ（ｈ_ｐ）に関連付けられた大きさ、及びハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）でのウェーブチルト角（Ψ）に関連付けられた位相遅延（Φ）を含む。これらの変数及び選択された帯電端子Ｔ_１の構成を用いて、誘導表面導波プローブ２００の構成を決定することが可能である。 The Hankel crossing distance can also be found by solving for R _x with the magnitudes of equations (20b) and (21) equal to −jγρ, as shown by FIG. Next, using Hankel crossing distance and complex Brewster angle, from Equation (39), the electrical effective height can be determined as:

As can be seen from equation (44), the complex effective height (h _eff ) is the magnitude associated with the physical height (h _p ) of the charging terminal T ₁ and the Hankel crossing distance (R _x ). Including the phase delay (Φ) associated with the wave tilt angle (ψ) at. Using these variables and the selected charging terminal T ₁ configuration, it is possible to determine the configuration of the induction surface wave probe 200.

物理的高さ（ｈ_ｐ）以上に配置された帯電端子Ｔ_１を用いて、給電ネットワーク２０９（図３）及び／又は給電ネットワークを帯電端子Ｔ_１に接続する垂直給電線を調整して、帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１の位相（Φ）をウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に整合することができる。帯電端子Ｔ_１のサイズは、端子に課される電荷Ｑ_１のための十分大きな表面を提供するように選択することができる。一般的に、帯電端子Ｔ_１を実用的な限り大きくすることが望ましい。帯電端子Ｔ_１のサイズは、結果として帯電端子周囲の放電又はスパークとなり得る周辺の空気のイオン化を回避するために、十分大きくすべきである。 Using the charging terminal T ₁ arranged above the physical height (h _p ), the feeding network 209 (FIG. 3) and / or the vertical feeding line connecting the feeding network to the charging terminal T ₁ is adjusted to charge it can be aligned terminal T ₁ on the charge to Q ₁ phases ([Phi) to the angle ([psi) wave tilt (W). The size of the charging terminals T ₁ can be selected to provide a sufficiently large surface for the charge Q ₁ imposed on the terminal. Generally, it is desirable to increase the charging terminals T ₁ practical unless. The size of the charging terminals T _1, in order to avoid ionization of air around that can be the result as the charging terminals around the discharge or spark should be sufficiently large.

ヘリカル巻線コイルの位相遅延θ_ｃは、Ｃｏｒｕｍ，Ｋ．Ｌ．及びＪ．Ｆ．Ｃｏｒｕｍの「ＲＦ Ｃｏｉｌｓ，Ｈｅｌｉｃａｌ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ａｎｄ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｍａｇｎｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｂｙ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｏｄｅｓ」（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｒｅｖｉｅｗ，Ｖｏｌ．７，Ｎｏ．２，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２００１，３６〜４５ページ）により説明されているように、マクスウェル方程式から決定することができ、この文献は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。Ｈ／Ｄ＞１のヘリカルコイルに対して、コイルの縦軸に沿った波動の伝搬速度（υ）と光速（ｃ）の比、又は「速度係数」は、以下の式により得られる。

式中、Ｈは、ソレノイドコイルの軸方向長さであり、Ｄは、コイル直径であり、Ｎは、コイルの巻数であり、ｓ＝Ｈ／Ｎは、コイルの巻線間隔（又はらせんピッチ）であり、λ_ｏは、自由空間の波長である。この関係に基づいて、ヘリカルコイルの電気長又は位相遅延は、以下の式により得られる。

らせんがらせん状に巻かれている、又は短くかつ太い場合、原理は同じであるが、Ｖ_ｆ及びθ_ｃは、試験的測定により得る方がより容易である。ヘリカル伝送線の特性（波動）インピーダンスに対する表現もまた、以下の式のように導出されている。

The phase delay θ _c of the helical winding coil is _calculated by Corum, K. et al. L. And J.A. F. Corum's “RF Coils, Helical Resonators and Voltage Notification by Coherent Spatial Models” (determined by the equation described in Microwave Review, Vol. 7, No. 2, September 2001, pages 36-45). This document is incorporated herein by reference in its entirety. For a helical coil with H / D> 1, the ratio of wave propagation velocity (ν) to the speed of light (c) or the “velocity coefficient” along the longitudinal axis of the coil is obtained by the following equation.

Where H is the axial length of the solenoid coil, D is the coil diameter, N is the number of turns of the coil, and s = H / N is the coil winding spacing (or helical pitch). Λ _o is the free space wavelength. Based on this relationship, the electrical length or phase delay of the helical coil is obtained by the following equation.

If the helix is spirally wound, or short and thick, the principle is the same, but V _f and θ _c are easier to obtain by experimental measurements. The expression for the characteristic (wave) impedance of the helical transmission line is also derived as follows.

構造の空間位相遅延θ_ｙは、垂直給電線導体２２１（図７）の進行波の位相遅延を使用して決定することができる。完全グラウンド平面の上の円筒形垂直導体の静電容量は、以下の式のように表現することができる。

式中、ｈ_ｗは、導体の垂直長さ（又は高さ）であり、ａは、半径である（ｍｋｓ単位での）。ヘリカルコイルと同様に、垂直給電線導体の進行波の位相遅延は、以下の式により得ることができる。

式中、β_ｗは、垂直給電線導体に対する伝搬位相定数であり、ｈ_ｗは、垂直給電線導体の垂直長さ（又は高さ）であり、Ｖ_ｗは、ワイヤ上の速度係数であり、λ_０は、供給周波数での波長であり、λ_ｗは、速度係数Ｖ_ｗから結果として生じる伝搬波長である。均一な円筒形導体に対して、速度係数は、Ｖ_ｗ≒０．９４又は約０．９３〜約０．９８の範囲の定数である。支柱が均一な伝送線であると考えられる場合、その平均特性インピーダンスは、以下の式により近似することができる。

式中、均一な円筒形導体に対してＶ_ｗ≒０．９４であり、ａは、導体の半径である。単線給電線の特性インピーダンスに対するアマチュア無線文献で用いられてきた代替的表現は、以下の式により得ることができる。

式（５１）は、単線フィーダに対するＺ_ｗが周波数と共に変化することを意味する。位相遅延は、静電容量及び特性インピーダンスに基づいて決定することができる。 The spatial phase delay θ _y of the structure can be determined using the traveling wave phase delay of the vertical feeder conductor 221 (FIG. 7). The capacitance of the cylindrical vertical conductor above the complete ground plane can be expressed as:

Where h _w is the vertical length (or height) of the conductor and a is the radius (in mks). Similar to the helical coil, the phase delay of the traveling wave of the vertical feeder can be obtained by the following equation.

Where β _w is the propagation phase constant for the vertical feeder conductor, h _w is the vertical length (or height) of the vertical feeder conductor, V _w is the velocity factor on the wire, λ ₀ is the wavelength at the supply frequency and λ _w is the propagation wavelength resulting from the velocity factor V _w . For a uniform cylindrical conductor, the velocity coefficient is a constant in the range of V _w ≈0.94 or about 0.93 to about 0.98. When the support is considered to be a uniform transmission line, its average characteristic impedance can be approximated by the following equation.

Where V _w ≈0.94 for a uniform cylindrical conductor and a is the radius of the conductor. An alternative expression that has been used in the amateur radio literature for the characteristic impedance of a single wire feed line can be obtained by the following equation:

Equation (51) means that Z _w for solid wire feeder varies with frequency. The phase delay can be determined based on the capacitance and characteristic impedance.

帯電端子Ｔ_１を図３に示すように損失性導電媒体２０３の上方に配置して、給電ネットワーク２０９は、ハンケル交差距離でのウェーブチルト角（Ψ）に等しい複素実効高（ｈ_ｅｆｆ）の位相シフト（Φ）、又はΦ＝Ψで帯電端子Ｔ_１を励起するように調整することができる。この条件が満たされるとき、帯電端子Ｔ_１上のＱ_１を振動させる電荷によって生成される電界は、損失性導電媒体２０３の表面に沿って進行する誘導表面導波モードに結合される。例えば、ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ）、垂直給電線導体２２１（図７）に関連付けられた位相遅延（θ_ｙ）、及びコイル２１５（図７）の構成が既知である場合、振動する電荷Ｑ_１を位相Φ＝Ψで帯電端子Ｔ_１に課すように、タップ２２４（図７）の位置を決定して調整することができる。タップ２２４の位置を調整して、進行表面波の誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。タップ２２４の位置を越える余分なコイル長さを除去して、容量効果を低減することができる。垂直線の高さ及び／又はヘリカルコイルの幾何学的パラメータもまた、変更することができる。 The charging terminals T ₁ and disposed above the lossy conductive medium 203 as shown in FIG. 3, the feed network 209, wave tilt angle at Hankel intersection distance ([psi) equal complex effective height of (h _eff) phase Adjustments can be made to excite the charging terminal T ₁ with a shift (Φ) or Φ = Ψ. When this condition is met, the electric field generated by the charge vibrating a to Q ₁ on charging terminal T ₁ is coupled to the inductive surface guided modes traveling along the surface of the lossy conductive medium 203. For example, if the Brewster angle (θ _{i, B} ), the phase delay (θ _y ) associated with the vertical feeder conductor 221 (FIG. 7), and the configuration of the coil 215 (FIG. 7) are known, the oscillating charge Q ₁ and to impose a phase [Phi = [psi charged terminal T _1, can be adjusted to determine the position of the tap 224 (FIG. 7). The position of the tap 224 can be adjusted to maximize the coupling of the traveling surface wave to the guided surface guided mode. The extra coil length beyond the tap 224 position can be removed to reduce the capacitive effect. The height of the vertical line and / or the geometric parameters of the helical coil can also be changed.

損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードへの結合は、帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１に関連付けられた複素影像平面に関する定在波の共振のために誘導表面導波プローブ２００を同調させることにより、向上及び／又は最適化することができる。これを行なうことにより、帯電端子Ｔ_１上の増大した及び／又は最大の電圧（したがって、電荷Ｑ_１）に対して、誘導表面導波プローブ２００の特性を調整することができる。図３に戻って、領域１の損失性導電媒体２０３の影響は、影像法の分析を使用して確認することができる。 The coupling to the guided surface guided mode on the surface of the lossy conductive medium 203 is due to the standing surface guided probe 200 due to the standing wave resonance with respect to the complex image plane associated with the charge Q ₁ on the charging terminal T _1. Can be improved and / or optimized. By doing this, the characteristics of the inductive surface waveguide probe 200 can be adjusted for the increased and / or maximum voltage (and hence the charge Q ₁ ) on the charging terminal T ₁ . Returning to FIG. 3, the effect of lossy conductive medium 203 in region 1 can be confirmed using image analysis.

物理的に、完全導体平面の上方配置された持ち上げられた電荷Ｑ_１は、完全導体平面上の自由電荷を誘引し、この自由電荷は、次に、持ち上げられた電荷Ｑ_１の下の領域内に「集積する」。結果として生じる完全導体平面上の「拘束」電気の分布は、ベル型曲線に類似している。持ち上げられた電荷Ｑ_１の電位にその下の誘導された「集積」電荷の電位を加えた重ね合わせは、完全導体平面に対するゼロ等電位面を強制する。完全導体平面の上の領域内の電界を説明する境界値問題の解は、持ち上げられた電荷からの電界が完全導体平面の下の対応する「影像」電荷からの電界と重ね合わされる、影像電荷の古典的概念を使用して得ることができる。 Physically, the lifted charge Q ₁ placed above the full conductor plane attracts a free charge on the full conductor plane, which in turn is in the region under the lifted charge Q ₁ . "Accumulate" on. The resulting distribution of “constrained” electricity on a perfect conductor plane is similar to a bell curve. The superposition of the lifted charge Q ₁ plus the induced “integrated” charge potential below it forces a zero equipotential surface relative to the full conductor plane. The solution to the boundary value problem describing the electric field in the region above the full conductor plane is the image charge where the electric field from the lifted charge is superimposed with the electric field from the corresponding "image" charge below the full conductor plane. Can be obtained using classical concepts.

この解析はまた、誘導表面導波プローブ２００の下の実効影像電荷Ｑ_１'の存在を仮定することにより、損失性導電媒体２０３に対しても使用することができる。実効影像電荷Ｑ_１'は、図３に示すように、導電性影像グラウンド平面１３０回りに帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１と同時に発生する。しかし、影像電荷Ｑ_１'は、完全導体の場合になるように、単になんらかの実数の深さに配置され、かつ帯電端子Ｔ_１上の一次ソース電荷Ｑ_１と１８０°位相がずれているのではない。むしろ、損失性導電媒体２０３（例えば、テレストリアル媒体）は、位相シフトした影像を提示する。すなわち、影像電荷Ｑ_１'は、損失性導電媒体２０３の表面（又は物理的境界）の下の複素深さにある。複素像深さの説明のために、Ｗａｉｔ，Ｊ．Ｒ．の「Ｃｏｍｐｌｅｘ Ｉｍａｇｅ Ｔｈｅｏｒｙ−Ｒｅｖｉｓｉｔｅｄ」（ＩＥＥＥ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．３３，Ｎｏ．４，Ａｕｇｕｓｔ １９９１，２７〜２９ページ）を参照し、この文献は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。 This analysis can also be used for lossy conductive media 203 by assuming the presence of an effective image charge Q ₁ ′ under the inductive surface waveguide probe 200. As shown in FIG. 3, the effective image charge Q ₁ ′ is generated simultaneously with the charge Q ₁ on the charging terminal T ₁ around the conductive image ground plane 130. However, the image charge Q ₁ ′ is simply arranged at some real depth and is 180 ° out of phase with the primary source charge Q ₁ on the charging terminal T ₁ , as in the case of a perfect conductor. Absent. Rather, the lossy conductive medium 203 (eg, a telescopic medium) presents a phase shifted image. That is, the image charge Q ₁ ′ is at a complex depth below the surface (or physical boundary) of the lossy conductive medium 203. For an explanation of complex image depth, see Wait, J. et al. R. "Complex Image Theory-Revised" (IEEE Antennas and Propagation Magazine, Vol. 33, No. 4, August 1991, 27-29), which is incorporated herein by reference in its entirety. .

電荷Ｑ_１の物理的高さ（Ｈ_１）に等しい深さにある影像電荷Ｑ_１'の代わりに、導電性影像グラウンド平面１３０（完全導体を表す）が、ｚ＝−ｄ／２の複素深さに配置されて、影像電荷Ｑ_１'は、−Ｄ_１＝−（ｄ／２＋ｄ／２＋Ｈ_１）≠Ｈ_１により得られる複素深さ（すなわち、「深さ」は大きさ及び位相の両方を有する）に見える。地球の上に垂直に偏波されたソースに対して、

であり、式中、

であり、式（１２）に示すようである。次に、影像電荷の複素数の間隔は、境界面が誘電体又は完全導体のいずれかである場合には発生しない追加の位相シフトに、外部電界が遭遇することを意味する。損失性導電媒体では、波面法線は、領域１と領域２との間の境界界面ではなくｚ＝−ｄ／２の導電性影像グラウンド平面１３０の接線に平行である。 Instead of image charge Q ₁ ′ at a depth equal to the physical height of charge Q ₁ (H ₁ ), a conductive image ground plane 130 (representing a perfect conductor) has a complex depth of z = −d / 2. The image charge Q ₁ ′ is the complex depth obtained by −D ₁ = − (d / 2 + d / 2 + H ₁ ) ≠ H ₁ (ie, “depth” is both magnitude and phase Have). For sources polarized vertically on the Earth,

Where

And as shown in equation (12). Second, the complex spacing of the image charge means that the external electric field encounters an additional phase shift that does not occur when the interface is either a dielectric or a perfect conductor. In a lossy conductive medium, the wavefront normal is parallel to the tangent to the conductive image ground plane 130 at z = −d / 2 rather than the boundary interface between region 1 and region 2.

損失性導電媒体２０３が物理的境界１３６を有する有限導体の地球１３３である、図８Ａに示す場合を考えてみる。有限導体の地球１３３は、物理的境界１３６の下の複素数の深さｚ_１に配置された、図８Ｂに示すような完全導電性影像グラウンド平面１３９により置換えることができる。この等価表現は、物理的境界１３６で境界面を見下ろすとき、同じインピーダンスを有する。図８Ｂの等価表現は、図８Ｃに示すような等価伝送線としてモデル化することができる。等価構造の断面は、完全導電性影像平面のインピーダンスを短絡（ｚ_ｓ＝０）とした（ｚ方向の）端部負荷伝送線として表される。深さｚ_１は、地球を見下ろすＴＥＭ波のインピーダンスを図８Ｃの伝送線路を見て見た影像グラウンド平面のインピーダンスｚ_ｉｎに等しくすることにより決定することができる。 Consider the case shown in FIG. 8A where the lossy conductive medium 203 is a finite conductor earth 133 having a physical boundary 136. The finite conductor earth 133 can be replaced by a fully conductive image ground plane 139, as shown in FIG. 8B, located at a complex depth z ₁ below the physical boundary 136. This equivalent representation has the same impedance when looking down the interface at the physical boundary 136. The equivalent expression of FIG. 8B can be modeled as an equivalent transmission line as shown in FIG. 8C. The cross section of the equivalent structure is represented as an end load transmission line (in the z direction) with the impedance of the fully conductive image plane shorted (z _s = 0). The depth z ₁ can be determined by making the impedance of the TEM wave overlooking the earth equal to the impedance z _in of the image ground plane as seen from the transmission line in FIG. 8C.

図８Ａの場合では、上部領域（空気）１４２内の伝搬定数及び波動の特性インピーダンスは、以下の式である。

損失性の地球１３３では、伝搬定数及び波動の特性インピーダンスは、以下の式である。

法線入射に対して、図８Ｂの等価表現は、特性インピーダンスが空気のもので（ｚ_ｏ）、γ_ｏの伝搬定数を有し、長さがｚ_１であるＴＥＭ伝送線と等価である。そのようにして、図８Ｃの短絡した伝送線に対して境界面で見た影像グラウンド平面のインピーダンスＺ_ｉｎは、以下の式により得られる。

図８Ｃの等価モデルに関連付けられた影像グラウンド平面のインピーダンスＺ_ｉｎを図８Ａの法線入射波のインピーダンスに等しくして、ｚ_１について解くことにより、短絡（完全導電性影像グラウンド平面１３９）までの距離が、以下の式のように得られる。

式中、逆双曲線正接に対する級数展開の第一項のみがこの近似に関して考慮されている。空気領域１４２内では、伝搬定数は、γ_ｏ＝ｊβ_ｏであるので、Ｚ_ｉｎ＝ｊＺ_ｏｔａｎβ_ｏｚ_１（これは実数ｚ_１に対する単なる虚数である）であるが、ｚ_ｅは、σ≠０である場合に複素数値である。したがって、ｚ_１が複素距離である場合のみ、Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_ｅである。 In the case of FIG. 8A, the propagation constant and the characteristic impedance of the wave in the upper region (air) 142 are the following equations.

In the lossy earth 133, the propagation constant and the characteristic impedance of the wave are as follows:

For normal incidence, the equivalent representation of FIG. 8B is equivalent to a TEM transmission line with a characteristic impedance of air (z _o ), a propagation constant of γ _o and a length of z ₁ . As such, the impedance Z _in of the image ground plane viewed at the interface with respect to the shorted transmission line of FIG. 8C is obtained by the following equation.

The impedance Z _in of the image ground plane associated with the equivalent model of FIG. 8C is made equal to the impedance of the normal incident wave of FIG. 8A and is solved for z ₁ until a short circuit (fully conductive image ground plane 139). The distance is obtained as follows:

In the equation, only the first term of the series expansion for the inverse hyperbolic tangent is considered for this approximation. In the air region 142, the propagation constant is γ _o = jβ _o , so Z _in = jZ _o tan β _o z ₁ (which is just an imaginary number for the real number z ₁ ), but z _e is σ ≠ If it is 0, it is a complex value. Therefore, Z _in = Z _e only if z ₁ is a complex distance.

図８Ｂの等価表現が完全導電性影像グラウンド平面１３９を含むため、地球の表面（物理的境界１３６）にある電荷又は電流に対する影像深さは、像グラウンド平面１３９の反対側の距離ｚ_１、又は地球の表面（ｚ＝０に配置された）の下のｄ＝２×ｚ_１に等しい。したがって、完全導電性影像グラウンド平面１３９までの距離は、以下の式により近似することができる。

加えて、「影像電荷」は、実電荷に「等しくかつ反対」であることになるので、深さｚ_１＝−ｄ／２での完全導電性影像グラウンド平面１３９の電位は、ゼロであることになる。 Since the equivalent representation of FIG. 8B includes a fully conductive image ground plane 139, the image depth for a charge or current at the surface of the earth (physical boundary 136) is the distance z ₁ opposite the image ground plane 139, or Equal to d = 2 × z ₁ below the surface of the earth (located at z = 0). Therefore, the distance to the fully conductive image ground plane 139 can be approximated by the following equation:

In addition, since the “image charge” will be “equal and opposite” to the real charge, the potential of the fully conductive image ground plane 139 at depth z ₁ = −d / 2 should be zero. become.

電荷Ｑ_１が図３に示すように地球の表面の上の距離Ｈ_１に持ち上げられた場合、影像電荷Ｑ_１'は、表面の下のＤ_１＝ｄ＋Ｈ_１の複素距離、又は影像グラウンド平面１３０の下のｄ／２＋Ｈ_１の複素距離にある。図７の誘導表面導波プローブ２００ｂは、図８Ｂの完全導電性影像グラウンド平面１３９に基づくことができる等価単線伝送線路の影像平面モデルとしてモデル化することができる。図９Ａは、等価単線伝送線路の影像平面モデルの例を示し、図９Ｂは、図８Ｃの短絡した伝送線を含む古典的等価伝送線路モデルの例を示す。 If the charge Q ₁ is lifted to a distance H ₁ above the surface of the earth as shown in FIG. 3, the image charge Q ₁ ′ is the complex distance of D ₁ = d + H ₁ below the surface, or the image ground plane 130. At a complex distance of d / 2 + H ₁ below. The inductive surface waveguide probe 200b of FIG. 7 can be modeled as an image plane model of an equivalent single-wire transmission line that can be based on the fully conductive image ground plane 139 of FIG. 8B. FIG. 9A shows an example of an image plane model of an equivalent single-wire transmission line, and FIG. 9B shows an example of a classic equivalent transmission line model including the shorted transmission line of FIG. 8C.

図９Ａ及び９Ｂの等価影像平面モデルでは、Φ＝θ_ｙ＋θ_ｃは、地球１３３（又は損失性導電媒体２０３）を基準にした誘導表面導波プローブ２００の進行波の位相遅延であり、θ_ｃ＝β_ｐＨは、度で表現した物理的長さＨのコイル２１５（図７）の電気長であり、θ_ｙ＝β_ｗｈ_ｗは、度で表現した物理的長さｈ_ｗの垂直給電線導体２２１（図７）の電気長であり、θ_ｄ＝β_ｏｄ／２は、影像グラウンド平面１３９と地球１３３（又は損失性導電媒体２０３）の物理的境界１３６との間の位相シフトである。図９Ａ及び９Ｂの例では、Ｚ_ｗは、オームでの持ち上げられた垂直給電線導体２２１の特性インピーダンスであり、Ｚ_ｃは、オームでのコイル２１５の特性インピーダンスであり、Ｚ_Ｏは、自由空間の特性インピーダンスである。 In the equivalent image plane models of FIGS. 9A and 9B, Φ = θ _y + θ _c is the phase delay of the traveling wave of the guided surface waveguide probe 200 with respect to the earth 133 (or lossy conductive medium 203), and θ _c = Β _p H is the electrical length of the coil 215 (FIG. 7) with a physical length H expressed in degrees, and θ _y = β _w h _w is the vertical feed of the physical length h _w expressed in degrees. The electrical length of the wire conductor 221 (FIG. 7), θ _d = β _o d / 2 is the phase shift between the image ground plane 139 and the physical boundary 136 of the earth 133 (or lossy conductive medium 203). is there. In the example of FIGS. 9A and 9B, Z _w is the characteristic impedance of the raised vertical feeder conductor 221 in ohms, Z _c is the characteristic impedance of the coil 215 in ohms, and Z _O is the free space Characteristic impedance.

誘導表面導波プローブ２００の底部で、構造を「見上げて」見たインピーダンスは、Ｚ_↑＝Ｚ_ｂａｓｅである。以下の式の負荷インピーダンスで、

（式中、Ｃ_Ｔは、帯電端子Ｔ_１の自己容量である）、垂直給電線導体２２１（図７）を「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。

コイル２１５（図７）を「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。

誘導表面導波プローブ２００の底部で、損失性導電媒体２０３を「見下して」見たインピーダンスは、Ｚ_↓＝Ｚ_ｉｎであり、これは以下の式により得られる。

式中、Ｚ_ｓ＝０である。 At the bottom of the inductive surface waveguide probe 200, the impedance of looking up the structure “Z _↑ = Z _base” . With the load impedance of the following formula:

(Where C _T is the self-capacitance of the charging terminal T ₁ ), and the impedance when looking up the vertical feeder conductor 221 (FIG. 7) is obtained by the following equation:

The impedance of looking up the coil 215 (FIG. 7) is obtained by the following equation:

The impedance of “looking down” the lossy conductive medium 203 at the bottom of the inductive surface waveguide probe 200 is Z _↓ = Z _in , which is given by:

In the formula, Z _s = 0.

損失を無視して、等価影像平面モデルは、物理的境界１３６でＺ_↓＋Ｚ_↑＝０である場合、共振に同調することができる。又は、低損失の場合では、物理的境界１３６でＸ_↓＋Ｘ_↑＝０であり、式中、Ｘは、対応するリアクタンス成分である。したがって、誘導表面導波プローブ２００を「見上げた」物理的境界１３６でのインピーダンスは、損失性導電媒体２０３を「見下ろした」物理的境界１３６でのインピーダンスの共役である。プローブの電界の損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の表面に沿った誘導表面導波モードへの結合を向上及び／又は最大化するΦ＝Ψであるように、媒体のウェーブチルトΨの角度に等しい進行波の位相遅延Φを維持しながら、帯電端子Ｔ_１の負荷インピーダンスＺ_Ｌを調整することにより、図９Ａ及び９Ｂの等価影像平面モデルを、影像グラウンド平面１３９に対する共振に調整することができる。この方法で、等価複素影像平面モデルのインピーダンスは、単に抵抗性であり、これは、電圧及び端子Ｔ_１上の持ち上げられた電荷を最大化するプローブ構造上の重ね合わせた定在波を維持し、式（１）〜（３）及び（１６）により、伝搬する表面波を最大化する。 Ignoring the loss, the equivalent image plane model can tune to resonance if Z _↓ + Z _↑ = 0 at the physical boundary 136. Or, in the case of low loss, X _↓ + X _↑ = 0 at the physical boundary 136, where X is the corresponding reactance component. Thus, the impedance at the physical boundary 136 “looking up” the inductive surface waveguide probe 200 is a conjugate of the impedance at the physical boundary 136 “looking down” the lossy conductive medium 203. The angle of the wave tilt Ψ of the medium so that Φ = Ψ which improves and / or maximizes the coupling of the probe electric field to the guided surface guided mode along the surface of the lossy conductive medium 203 (eg, Earth). The equivalent image plane model of FIGS. 9A and 9B can be adjusted to resonance with respect to the image ground plane 139 by adjusting the load impedance Z _L of the charging terminal T ₁ while maintaining a traveling wave phase delay Φ equal to. it can. In this way, the impedance of the equivalent complex imaging plane model, merely resistant, which maintains a standing wave superimposed on the probe structure to maximize the charge lifted on the _first voltage and the terminal T The propagation of the surface wave is maximized by the equations (1) to (3) and (16).

ハンケル解に従って、誘導表面導波プローブ２００によって励起される誘導表面波は、外向きに伝搬する進行波である。誘導表面導波プローブ２００（図３及び図７）の帯電端子Ｔ_１と接地杭２１８との間の給電ネットワーク２０９に沿ったソース分布は、実際には、構造上の進行波に定在波を加えた重ね合わせで構成される。帯電端子Ｔ_１を物理的高さｈ_ｐ以上に配置して、給電ネットワーク２０９を通って移動する進行波の位相遅延は、損失性導電媒体２０３に関連付けられたウェーブチルト角に整合される。このモード整合により、進行波を損失性導電媒体２０３に沿って送出することができる。進行波に対して位相遅延が確立されたら、帯電端子Ｔ_１の負荷インピーダンスＺ_Ｌは、プローブ構造を−ｄ／２の複素深さにある影像グラウンド平面（図３の１３０、又は図８の１３９）に対して定在波の共振に至らせるように調整される。この場合では、影像グラウンド平面から見たインピーダンスは、ゼロのリアクタンスを有し、帯電端子Ｔ_１上の電荷は、最大化される。 According to the Hankel solution, the induced surface wave excited by the guided surface waveguide probe 200 is a traveling wave that propagates outward. The source distribution along the feeding network 209 between the charging terminal T _{1 of the} inductive surface waveguide probe 200 (FIGS. 3 and 7) and the ground pile 218 actually causes a standing wave to travel on the structure. Consists of added overlays. The charging terminals T ₁ and disposed above the physical height h _p, the phase delay of the traveling wave moving through the feed network 209 are matched to the wave tilt angle associated with the lossy conductive medium 203. With this mode matching, a traveling wave can be transmitted along the lossy conductive medium 203. Once the phase delay is established for the traveling wave, the load impedance Z _L of the charging terminal T ₁ causes the probe structure to move through the image ground plane (130 in FIG. 3 or 139 in FIG. 8) at a complex depth of −d / 2. ) With respect to standing wave resonance. In this case, the impedance seen from the imaging ground plane, has a zero reactance, the charge on charging terminal T ₁ is maximized.

進行波現象と定在波現象との間の差異は、（１）長さｄの伝送線の区間（「遅延線」と呼ばれることもある）上の進行波の位相遅延（θ＝βｄ）は、伝搬時間遅延に起因するのに対して、（２）定在波（前方及び後方に伝搬する波からなる）の位置依存性の位相は、線長さの伝搬時間遅延及び異なる特性インピーダンスの線区間の間の境界面でのインピーダンス遷移の両方に依存することである。正弦波定常状態で動作する伝送線の区間の物理的長さに起因して発生する位相遅延に加えて、Ｚ_ｏａ／Ｚ_ｏｂの比に起因するインピーダンスの不連続点での追加の反射係数位相が存在する。式中、Ｚ_ｏａ及びＺ_ｏｂは、例えば、特性インピーダンスＺ_ｏａ＝Ｚ_ｃ（図９Ｂ）のヘリカルコイル区間の区間及び特性インピーダンスＺ_ｏｂ＝Ｚ_ｗ（図９Ｂ）の垂直給電線導体の直線区間などの、伝送線の２つの区間の特性インピーダンスである。 The difference between the traveling wave phenomenon and the standing wave phenomenon is that (1) the phase delay (θ = βd) of the traveling wave on the transmission line section of length d (sometimes called “delay line”) is , Due to the propagation time delay, (2) the position-dependent phase of the standing wave (consisting of waves propagating forward and backward) is due to the line length propagation time delay and the line with different characteristic impedance It depends on both impedance transitions at the interface between sections. In addition to the phase delay caused by the physical length of the section of the transmission line operating in a sinusoidal steady state, an additional reflection coefficient phase at the impedance discontinuity due to the ratio of Z _oa / Z _ob Exists. In the formula, Z _oa and Z _ob are, for example, a section of a helical coil section having a characteristic impedance Z _oa = Z _c (FIG. 9B), a straight section of a vertical feeder conductor having a characteristic impedance Z _obs = Z _w (FIG. 9B), and the like. Is the characteristic impedance of the two sections of the transmission line.

この現象の結果として、大いに異なる特性インピーダンスの２つの相対的に短い伝送線区間を使用して、非常に大きな位相シフトを提供することができる。例えば、低インピーダンス及び高インピーダンスの、合わせて例えば０．０５λの物理的長さになる、伝送線の２つの区間からなるプローブ構造を作製して、０．２５λ共振と等価である９０°の位相シフトを提供することができる。これは、特性インピーダンスの大きなジャンプに起因する。この方法で、物理的に短いプローブ構造を、２つの物理的長さを組み合わせたより電気的に長くすることができる。これを、インピーダンス比の不連続点が位相の大きなジャンプを提供する図９Ａ及び９Ｂに示す。区間が一体に接合されたインピーダンスの不連続点は、実質的な位相シフトを提供する。   As a result of this phenomenon, two relatively short transmission line sections with very different characteristic impedances can be used to provide a very large phase shift. For example, a low-impedance and high-impedance probe structure consisting of two sections of a transmission line, for example having a physical length of, for example, 0.05λ, is produced and a 90 ° phase equivalent to 0.25λ resonance A shift can be provided. This is due to a large jump in characteristic impedance. In this way, a physically short probe structure can be made electrically longer than a combination of two physical lengths. This is illustrated in FIGS. 9A and 9B where the impedance ratio discontinuity provides a large phase jump. Impedance discontinuities where the sections are joined together provide a substantial phase shift.

図１０を参照して、損失性導電媒体２０３（図３）の表面に沿って誘導表面進行波を送出する、誘導表面導波プローブ２００（図３及び図７）を損失性導電媒体の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合するように調整する例を示す流れ図１５０を示す。１５３で開始して、誘導表面導波プローブ２００の帯電端子Ｔ_１は、損失性導電媒体２０３の上の定義された高さに配置される。損失性導電媒体２０３の特性及び誘導表面導波プローブ２００の動作周波数を利用して、ハンケル交差距離はまた、図４により示すように−ｊγρに対する式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを等しくして、Ｒ_ｘについて解くことにより見出すことができる。複素屈折率（ｎ）は、式（４１）を使用して決定することができ、次に、複素ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ）は、式（４２）から決定することができる。次に、帯電端子Ｔ_１の物理的高さ（ｈ_ｐ）は、式（４４）から決定することができる。帯電端子Ｔ_１は、ハンケル関数の遠方成分を励起するために、物理的高さ（ｈ_ｐ）以上でなければならない。この高さの関係は、表面波を送出するときに最初に考慮される。帯電端子Ｔ_１上の拘束電荷を低減又は最小化するために、高さは、少なくとも帯電端子Ｔ_１の球直径（又は等価な球体直径）の４倍でなければならない。 Referring to FIG. 10, an inductive surface waveguide probe 200 (FIGS. 3 and 7) that emits inductive surface traveling waves along the surface of the lossy conductive medium 203 (FIG. 3) is placed on the surface of the lossy conductive medium. A flow diagram 150 illustrating an example of adjusting to substantially mode match to the guided surface guided mode is shown. Beginning at 153, the charging terminal T ₁ of the inductive surface waveguide probe 200 is placed at a defined height above the lossy conductive medium 203. Using the characteristics of the lossy conductive medium 203 and the operating frequency of the inductive surface waveguide probe 200, the Hankel crossing distance is also equal to the magnitude of equations (20b) and (21) for -jγρ as shown by FIG. And can be found by solving for R _x . The complex index of refraction (n) can be determined using equation (41), and then the complex Brewster angle (θ _{i, B} ) can be determined from equation (42). Next, the physical height (h _p ) of the charging terminal T ₁ can be determined from Equation (44). The charging terminal T ₁ must be greater than or equal to the physical height (h _p ) in order to excite the far component of the Hankel function. This height relationship is first considered when sending surface waves. To reduce or minimize the bound charge on the charging terminals T _1, the height must be at least four times the charging terminal T ₁ of the sphere diameter (or equivalent spherical diameter).

１５６で、帯電端子Ｔ_１上の持ち上げられた電荷Ｑ_１の電気的位相遅延Φは、複素ウェーブチルト角Ψに整合される。ヘリカルコイルの位相遅延（θ_ｃ）及び／又は垂直給電線導体の位相遅延（θ_ｙ）は、Φをウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に等しくするように調整することができる。式（３１）に基づいて、ウェーブチルト角（Ψ）は、以下の式から決定することができる。

次に、電気的位相Φは、ウェーブチルト角に整合することができる。この角度（又は位相）の関係は、表面波を送出するときに次に考慮される。例えば、電気的位相遅延Φ＝θ_ｃ＋θ_ｙは、コイル２１５（図７）の幾何学的パラメータ及び／又は垂直給電線導体２２１（図７）の長さ（又は高さ）を変更することにより調整することができる。Φ＝Ψに整合することにより、境界界面で複素ブルースター角を有するハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）以上で電界を確立して、表面導波モードを励起して損失性導電媒体２０３に沿って進行波を送出することができる。 In 156, the electrical phase delay Φ of charge Q ₁ lifted on the charging terminals T _1, is matched to the complex wave tilt angle [psi. The phase delay (θ _c ) of the helical coil and / or the phase delay (θ _y ) of the vertical feed line conductor can be adjusted to make Φ equal to the angle (Ψ) of the wave tilt (W). Based on equation (31), the wave tilt angle (Ψ) can be determined from the following equation.

The electrical phase Φ can then be matched to the wave tilt angle. This angle (or phase) relationship is next considered when delivering surface waves. For example, the electrical phase delay Φ = θ _c + θ _y can be achieved by changing the geometric parameters of the coil 215 (FIG. 7) and / or the length (or height) of the vertical feeder conductor 221 (FIG. 7). Can be adjusted. By matching Φ = Ψ, an electric field is established at a boundary interface at a Hankel crossing distance (R _x ) or more having a complex Brewster angle, and the surface guided mode is excited to travel along the lossy conductive medium 203. Waves can be sent out.

次に１５９で、帯電端子Ｔ_１の負荷インピーダンスは、誘導表面導波プローブ２００の等価影像平面モデルを共振させるように調整される。図９Ａ及び９Ｂの導電性影像グラウンド平面１３９（又は図３の１３０）の深さ（ｄ／２）は、式（５２）、（５３）及び（５４）、並びに測定することができる損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の値を使用して決定することができる。その深さを使用して、像グラウンド平面１３９と損失性導電媒体２０３の物理的境界１３６との間の位相シフト（θ_ｄ）は、θ_ｄ＝β_ｏｄ／２を使用して決定することができる。次に、損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たようなインピーダンス（Ｚ_ｉｎ）は、式（６５）を使用して決定することができる。この共振関係は、送出される表面波を最大化すると考えることができる。 Next at 159, the load impedance of the charging terminal T ₁ is adjusted so as to resonate the equivalent imaging plane model induced surface wave probe 200. The depth (d / 2) of the conductive image ground plane 139 of FIGS. 9A and 9B (or 130 of FIG. 3) is determined by equations (52), (53) and (54), and the lossy conductivity that can be measured. It can be determined using the value of the medium 203 (eg, Earth). Using that depth, the phase shift (θ _d ) between the image ground plane 139 and the physical boundary 136 of the lossy conductive medium 203 is determined using θ _d = β _o d / 2. Can do. Next, the impedance (Z _in ) as seen “looking down” of the lossy conductive medium 203 can be determined using equation (65). This resonance relationship can be thought of as maximizing the transmitted surface wave.

コイル２１５の調整されたパラメータ及び垂直給電線導体２２１の長さに基づいて、速度係数、位相遅延、並びにコイル２１５及び垂直給電線導体２２１のインピーダンスは、式（４５）〜（５１）を使用して決定することができる。加えて、帯電端子Ｔ_１の自己容量（Ｃ_Ｔ）は、例えば、式（２４）を使用して決定することができる。コイル２１５の伝搬係数（β_ｐ）は、式（３５）を使用して決定することができ、垂直給電線導体２２１に対する伝搬位相定数（β_ｗ）は、式（４９）を使用して決定することができる。自己容量並びにコイル２１５及び垂直給電線導体２２１の決定された値を使用して、コイル２１５を「見上げて」見たような誘導表面導波プローブ２００のインピーダンス（Ｚ_ｂａｓｅ）は、式（６２）、（６３）及び（６４）を使用して決定することができる。 Based on the adjusted parameters of the coil 215 and the length of the vertical feed line conductor 221, the speed factor, phase delay, and impedance of the coil 215 and vertical feed line conductor 221 use equations (45)-(51). Can be determined. In addition, the self-capacitance (C _T ) of the charging terminal T ₁ can be determined using Equation (24), for example. The propagation coefficient (β _p ) of the coil 215 can be determined using equation (35), and the propagation phase constant (β _w ) for the vertical feeder conductor 221 is determined using equation (49). be able to. Using the self-capacitance and the determined values of the coil 215 and the vertical feedline conductor 221, the impedance (Z _base ) of the inductive surface waveguide probe 200 as “looking up” the coil 215 is given by equation (62) , (63) and (64).

誘導表面導波プローブ２００の等価影像平面モデルは、Ｚ_ｂａｓｅのリアクタンス成分Ｘ_ｂａｓｅがＺ_ｉｎのリアクタンス成分Ｘ_ｉｎを相殺するように、又はＸ_ｂａｓｅ＋Ｘ_ｉｎ＝０であるように、負荷インピーダンスＺ_Ｌを調整することにより、共振するよう整調することができる。したがって、誘導表面導波プローブ２００を「見上げた」物理的境界１３６でのインピーダンスは、損失性導電媒体２０３を「見下ろした」物理的境界１３６でのインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺ_Ｌは、帯電端子Ｔ_１の電気的位相遅延Φ＝θ_ｃ＋θ_ｙを変更することなく帯電端子Ｔ_１の静電容量（Ｃ_Ｔ）を変更することにより、調整することができる。反復的手法を採用して、導電性影像グラウンド平面１３９（又は１３０）に対する等価影像平面モデルの共振のために負荷インピーダンスＺ_Ｌを整調することができる。この方法で、損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の表面に沿った誘導表面導波モードへの電界の結合を、向上及び／又は最大化することができる。 Equivalent imaging plane model induced surface wave probe _200, as to the reactance component _{X base} of _{Z base} to offset the reactance component _{X in} a _{Z in,} or in _X base _{+ X in} = 0, the load impedance _{Z L} It is possible to adjust the resonance so as to resonate. Thus, the impedance at the physical boundary 136 “looking up” the inductive surface waveguide probe 200 is a conjugate of the impedance at the physical boundary 136 “looking down” the lossy conductive medium 203. Load impedance Z _L by changing the capacitance of the charging terminals T ₁ without changing the electrical phase delay Φ = θ _{c +} θ _y of the charging terminals T ₁ (C _T), can be adjusted. An iterative approach can be employed to tune the load impedance Z _L for resonance of the equivalent image plane model relative to the conductive image ground plane 139 (or 130). In this way, the coupling of the electric field to the guided surface guided mode along the surface of the lossy conductive medium 203 (eg, the earth) can be improved and / or maximized.

これは、数値例を有する状況を例示することにより、より良好に理解することができる。１．８５ＭＨｚの動作周波数（ｆ_ｏ）でヘリカルコイル及び垂直給電線導体を介して励起される帯電端子Ｔ_１を上部に有する、物理的高さｈ_ｐの上部装荷垂直スタブを含む誘導表面導波プローブ２００を考えてみる。１６フィートの高さ（Ｈ_１）、並びにε_ｒ＝１５の比誘電率及びσ_１＝０．０１０ｍｈｏｓ／ｍの導電率を有する損失性導電媒体２０３（例えば、地球）を用いて、いくつかの表面波伝搬パラメータを、ｆ_ｏ＝１．８５０ＭＨｚに対して計算することができる。これらの条件下で、ハンケル交差距離は、ｈ_ｐ＝５．５フィートの物理的高さでＲ_ｘ＝５４．５フィートであることを見出すことができ、これは、帯電端子Ｔ_１の実際の高さより相当低い。Ｈ_１＝５．５フィートの帯電端子高さを使用することができたが、より高いプローブ構造は、拘束静電容量を低減して、帯電端子Ｔ_１上のより大きな割合の自由電荷を可能にし、より大きな電界強度及び進行波の励起を提供した。 This can be better understood by illustrating the situation with numerical examples. Having a charging terminal T ₁ which is excited to the upper via a helical coil and a vertical feed line conductors 1.85MHz operating frequency (f _o), induced surface waveguide comprising an upper loading vertical stub physical height h _p Consider the probe 200. Using a lossy conductive medium 203 (eg, Earth) having a height of 16 feet (H ₁ ) and a dielectric constant of ε _r = 15 and a conductivity of σ ₁ = 0.010 mhos / m, several Surface wave propagation parameters can be calculated for f _o = 1.850 MHz. Under these conditions, the Hankel crossing distance can be found to be R _x = 54.5 feet at a physical height of h _p = 5.5 feet, which is the actual voltage at the charging terminal T ₁ . It is considerably lower than the height. Although a charging terminal height of H ₁ = 5.5 feet could be used, a higher probe structure reduces the constrained capacitance and allows a larger percentage of free charge on the charging terminal T ₁ And provided greater field strength and traveling wave excitation.

波長は、以下の式のように決定することができる。

式中、ｃは光速である。複素屈折率は、以下の式である。

これは式（４１）から得られ、式中、ｘ＝σ_１／ωε_ｏであり、ω＝２πｆ_ｏである。複素ブルースター角は、以下の式である。

これは式（４２）から得られる。式（６６）を使用して、ウェーブチルトの値は、以下の式として決定することができる。

したがって、ヘリカルコイルは、Φ＝Ψ＝４０．６１４°に整合するように調整することができる。 The wavelength can be determined as follows:

In the formula, c is the speed of light. The complex refractive index is the following equation.

It is obtained from equation (41), wherein a x = σ ₁ / ωε _o, a ω = 2πf _o. The complex Brewster angle is given by

This is obtained from equation (42). Using equation (66), the value of wave tilt can be determined as:

Thus, the helical coil can be adjusted to match Φ = Ψ = 40.614 °.

垂直給電線導体（０．２７インチの直径を有する均一な円筒状の導体として近似される）の速度係数は、Ｖ_ｗ≒０．９３として得ることができる。ｈ_ｐ≪λ_ｏであるため、垂直給電線導体に対する伝搬位相定数は、以下の式のように近似することができる。

式（４９）から、垂直給電線導体の位相遅延は、以下の式である。

θ_ｃ＝２８．９７４°＝４０．６１４°−１１．６４０°であるようにヘリカルコイルの位相遅延を調整することにより、Φは、Ψに等しいことになり、誘導表面導波モードに整合する。ΦとΨとの間の関係を示すために、図１１は、周波数の範囲にわたる両方のグラフを示す。Φ及びΨの両方が周波数依存であるため、それらの対応する曲線が約１．８５ＭＨｚで互いに交差することがわかる。 The velocity factor of the vertical feedline conductor (approximate as a uniform cylindrical conductor with a diameter of 0.27 inches) can be obtained as V _w ≈0.93. Since h _p << λ _o , the propagation phase constant for the vertical feeder conductor can be approximated as:

From equation (49), the phase delay of the vertical feed line conductor is:

By adjusting the phase delay of the helical coil so that θ _c = 28.974 ° = 40.614 ° -11.640 °, Φ will be equal to Ψ and matched to the guided surface waveguide mode. . To show the relationship between Φ and Ψ, FIG. 11 shows both graphs over a range of frequencies. It can be seen that since both Φ and Ψ are frequency dependent, their corresponding curves intersect each other at approximately 1.85 MHz.

０．０８８１インチの導体直径、３０インチのコイル直径（Ｄ）、及び４インチの巻きの間の間隔（ｓ）を有するヘリカルコイルに対して、コイルに対する速度係数は、式（４５）を使用して、以下の式のように決定することができる。

式（３５）からの伝搬係数は、以下の式である。

θ_ｃ＝２８．９７４°で、ソレノイドコイルの軸方向長さ（Ｈ）は、式（４６）を使用して、以下の式のように決定することができる。

この高さは、垂直給電線導体が接続されるヘリカルコイル上の位置を決定し、結果として、８．８１８巻（Ｎ＝Ｈ／ｓ）のコイルとなる。 For a helical coil having a conductor diameter of 0.0881 inches, a coil diameter of 30 inches (D), and a spacing between windings of 4 inches (s), the velocity factor for the coil uses equation (45). Thus, it can be determined as the following equation.

The propagation coefficient from equation (35) is:

With θ _c = 28.974 °, the axial length (H) of the solenoid coil can be determined using equation (46) as:

This height determines the position on the helical coil to which the vertical feed line conductor is connected, resulting in a coil of 8.818 turns (N = H / s).

ウェーブチルト角（Φ＝θ_ｃ＋θ_ｙ＝Ψ）に整合するように調整されたコイル及び垂直給電線導体の進行波の位相遅延で、帯電端子Ｔ_１の負荷インピーダンス（Ｚ_Ｌ）は、誘導表面波プローブ２００の等価影像平面モデルの定在波共振のために調整することができる。測定された地球の誘電率、導電率、及び透磁率から、放射伝搬定数は、式（５７）を使用して決定することができる。

導電性影像グラウンド平面の複素深さは、式（５２）から、以下の式のように近似することができる。

導電性影像グラウンド平面と地球の物理的境界との間の対応する位相シフトは、以下の式により得られる。

式（６５）を使用して、損失性導電媒体２０３（すなわち、地球）を「見下ろして」見たインピーダンスは、以下の式のように決定することができる。

The load impedance (Z _L ) of the charging terminal T ₁ is the induction surface due to the phase delay of the traveling wave of the coil and vertical feed line conductor adjusted to match the wave tilt angle (Φ = θ _c + θ _y = Ψ). The equivalent probe plane model of the wave probe 200 can be adjusted for standing wave resonance. From the measured earth permittivity, conductivity, and permeability, the radiation propagation constant can be determined using equation (57).

The complex depth of the conductive image ground plane can be approximated from equation (52) as:

The corresponding phase shift between the conductive image ground plane and the physical boundary of the earth is given by:

Using Equation (65), the impedance of looking down the lossy conductive medium 203 (ie, the Earth) can be determined as:

損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たリアクタンス成分（Ｘ_ｉｎ）を誘導表面波プローブ２００を「見上げて」見たリアクタンス成分（Ｘ_ｂａｓｅ）と整合することにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。これは、コイル及び垂直給電線導体の進行波の位相遅延を変更することなく帯電端子Ｔ_１の静電容量を調整することにより、実現することができる。例えば、帯電端子の静電容量（Ｃ_Ｔ）を６１．８１２６ｐＦに調整することにより、式（６２）からの負荷インピーダンスは、以下の式となる。

そして境界でのリアクタンス成分は整合される。 By matching the reactance component (X _in ) seen “looking down” of the lossy conductive medium 203 with the reactance component (X _base ) seen “looking up” the inductive surface wave probe 200, the inductive surface waveguide mode can be changed. Bonding can be maximized. This can be achieved by adjusting the capacitance of the charging terminals T ₁ without changing the phase delay of the traveling wave of the coil and the vertical feed line conductors can be realized. For example, by adjusting the electrostatic capacitance (C _T ) of the charging terminal to 61.8126 pF, the load impedance from the equation (62) becomes the following equation.

The reactance components at the boundaries are then matched.

式（５１）を使用して、垂直給電線導体（０．２７インチの直径（２ａ）を有する）のインピーダンスは、以下の式のように得られる。

垂直給電線導体を「見上げて」見たインピーダンスは、式（６３）により、以下の式のように得られる。

式（４７）を使用して、ヘリカルコイルの特性インピーダンスは、以下の式のように得られる。

コイルを「見上げて」見たインピーダンスは、式（６４）により、以下の式のように得られる。

式（７９）の解と比較すると、リアクタンス成分が反対かつおおよそ等しく、したがって、互いの共役であることを理解することができる。したがって、完全導電性影像グラウンド平面から図９Ａ及び９Ｂの等価影像平面モデルを「見上げて」見たインピーダンス（Ｚ_ｉｐ）は、抵抗のみ、又はＺ_ｉｐ＝Ｒ＋ｊ０である。 Using equation (51), the impedance of the vertical feedline conductor (having a 0.27 inch diameter (2a)) is obtained as:

The impedance of the vertical feeder line conductor “looking up” is obtained by the following equation from Equation (63).

Using equation (47), the characteristic impedance of the helical coil is obtained as:

The impedance of “looking up” the coil is obtained from the equation (64) as follows:

Compared to the solution of equation (79), it can be seen that the reactance components are opposite and approximately equal and are therefore conjugate to each other. Thus, the impedance (Z _ip ) of “looking up” the equivalent image plane model of FIGS. 9A and 9B from a fully conductive image ground plane is resistance only, or Z _ip = R + j0.

誘導表面導波プローブ２００（図３）によって生成される電界が、給電ネットワークの進行波の位相遅延をウェーブチルト角に整合することにより確立され、かつプローブ構造が複素深さｚ＝−ｄ／２の完全導電性影像グラウンド平面に対して共振されるとき、電界は、損失性導電媒体上の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合され、誘導表面進行波が損失性導電媒体の表面に沿って送出される。図１に示すように、誘導電磁界の誘導電界強度曲線１０３は、

の特徴的な指数関数的減衰を有し、両対数目盛上で独特の屈曲部１０９を呈する。 The electric field generated by the inductive surface waveguide probe 200 (FIG. 3) is established by matching the phase delay of the traveling wave of the feed network to the wave tilt angle, and the probe structure has a complex depth z = −d / 2. When resonated with respect to the fully conductive image ground plane, the electric field is substantially mode-matched to the stimulated surface guided mode on the surface on the lossy conductive medium, and the induced surface traveling wave of the lossy conductive medium Sent along the surface. As shown in FIG. 1, the induction electric field strength curve 103 of the induction electromagnetic field is

And a unique bend 109 on the logarithmic scale.

要約すれば、解析的に及び実験的にの両方で、誘導表面導波プローブ２００の構造上の進行波成分は、表面進行波のウェーブチルト角（Ψ）に整合する（Φ＝Ψ）、その上部端子での位相遅延（Φ）を有する。この条件下で、表面導波路は、「モード整合」していると考えることができる。更に、誘導表面導波プローブ２００の構造上の共振定在波成分は、帯電端子Ｔ_１でＶ_ＭＡＸを有し、損失性導電媒体２０３の物理的境界１３６（図８Ｂ）での接続部ではなく、ｚ＝−ｄ／２の複素深さでＺ_ｉｐ＝Ｒ_ｉｐ＋ｊ０である下の影像平面１３９（図８Ｂ）でＶ_ＭＩＮを有する。最後に、帯電端子Ｔ_１は、複素ブルースター角で損失性導電媒体２０３に入射する電磁波が

の項が優位である距離（≧Ｒ_ｘ）で入射するように、図３の十分な高さＨ_１（ｈ≧Ｒ_ｘｔａｎΨ_ｉ，Ｂ）である。無線伝送及び／又は電力供給系に役立つように、１つ以上の誘導表面導波プローブと共に、受信回路を用いることができる。 In summary, both analytically and experimentally, the traveling wave component on the structure of the guided surface waveguide probe 200 matches the wave tilt angle (Ψ) of the surface traveling wave (Φ = Ψ), Has a phase delay (Φ) at the upper terminal. Under this condition, the surface waveguide can be considered “mode matched”. In addition, the resonant standing wave component on the structure of the inductive surface waveguide probe 200 has V _MAX at the charging terminal T ₁ and is not a connection at the physical boundary 136 (FIG. 8B) of the lossy conductive medium 203. V _MIN at the lower image plane 139 (FIG. 8B) with z _ip = R _ip + j0 at a complex depth of z = −d / 2. Finally, the charging terminal T ₁ receives electromagnetic waves incident on the lossy conductive medium 203 at a complex Brewster angle.

Is sufficiently high H ₁ (h ≧ R _x tan Ψ _{i, B} ) in FIG. 3 so that the term is incident at a distance (≧ R _x ) where the term is dominant. A receiver circuit can be used with one or more inductive surface waveguide probes to aid in wireless transmission and / or power supply systems.

図３に戻って、誘導表面導波プローブ２００の動作は、誘導表面導波プローブ２００に関連付けられた動作条件の変化に対して調整するように制御することができる。例えば、適応プローブ制御システム２３０を使用して、誘導表面導波プローブ２００の動作を制御するように、給電ネットワーク２０９及び／又は帯電端子Ｔ_１を制御することができる。動作条件としては、損失性導電媒体２０３の特性（例えば、導電率σ及び比誘電率ε_ｒ）の変化、電界強度の変化、及び／又は誘導表面導波プローブ２００の負荷の変化を挙げることができるが、これらに限定されない。式（３１）、（４１）及び（４２）から理解することができるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ）、及びウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）は、例えば、気象条件から結果として生じる土の導電率及び誘電率の変化により影響を受けることがある。 Returning to FIG. 3, the operation of the guiding surface waveguide probe 200 can be controlled to adjust for changes in operating conditions associated with the guiding surface waveguide probe 200. For example, the adaptive probe control system 230 can be used to control the feed network 209 and / or the charging terminal T ₁ to control the operation of the inductive surface waveguide probe 200. The operating conditions include a change in characteristics (for example, conductivity σ and relative permittivity ε _r ) of the lossy conductive medium 203, a change in electric field strength, and / or a change in the load of the inductive surface waveguide probe 200. Although it can, it is not limited to these. As can be understood from the equations (31), (41) and (42), the refractive index (n), the complex Brewster angle (θ _{i, B} ), and the wave tilt (| W | e ^jΨ ) are For example, it may be affected by changes in soil conductivity and dielectric constant resulting from weather conditions.

例えば、導電率測定プローブ、誘電率センサ、グラウンド・パラメータ計、電界計、電流モニタ、及び／又は負荷受信器などの装置を使用して、動作条件の変化をモニタして、適応プローブ制御システム２３０に現在の動作条件に関する情報を提供することができる。次に、プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波プローブ２００に１つ以上の調整を行なって、誘導表面導波プローブ２００に対する指定された動作条件を維持することができる。例えば、湿度及び温度が変化すると、土の導電率もまた、変化することになる。導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波プローブ２００の周囲の複数の位置に配置することができる。一般的に、動作周波数に対するハンケル交差距離Ｒ_ｘ又はその付近の導電率及び／又は誘電率をモニタすることが望ましいであろう。導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波プローブ２００の周囲の複数の位置（例えば、それぞれの象限内の）に配置することができる。 For example, devices such as conductivity measurement probes, dielectric constant sensors, ground parameter meters, electric field meters, current monitors, and / or load receivers may be used to monitor changes in operating conditions to provide adaptive probe control system 230. Can provide information on current operating conditions. The probe control system 230 can then make one or more adjustments to the guide surface waveguide probe 200 to maintain specified operating conditions for the guide surface waveguide probe 200. For example, as the humidity and temperature change, the soil conductivity will also change. The conductivity measuring probe and / or the dielectric constant sensor can be arranged at a plurality of positions around the inductive surface waveguide probe 200. In general, it will be desirable to monitor the conductivity and / or dielectric constant at or near the Hankel crossing distance _Rx for the operating frequency. Conductivity measurement probes and / or dielectric constant sensors can be placed at multiple locations (eg, within each quadrant) around the inductive surface waveguide probe 200.

導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、周期的に導電率及び／又は誘電率を評価して、その情報をプローブ制御システム２３０に通信するように構成することができる。この情報は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワーク、又は他の適切な有線又は無線通信ネットワークなどだがこれらに限定されない、ネットワークを介してプローブ制御システム２３０に通信することができる。モニタした導電率及び／又は誘電率に基づいて、プローブ制御システム２３０は、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ）、及び／又はウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）の変化を評価し、誘導表面導波路プローブ２００を調整して、ウェーブチルト角（Ψ）に等しい給電ネットワーク２０９の位相遅延（Φ）を維持する、かつ／又は誘導表面導波プローブ２００の等価影像平面モデルの共振を維持することができる。これは、例えば、θ_ｙ、θ_ｃ、及び／又はＣ_Ｔを調整することにより、実現することができる。例えば、プローブ制御システム２３０は、帯電端子Ｔ_１の自己容量、及び／又は帯電端子Ｔ_１に適用される位相遅延（θ_ｙ、θ_ｃ）を調整して、誘導表面波の電気的送出効率をその最大又は最大付近に維持することができる。例えば、帯電端子Ｔ_１の自己容量は、端子のサイズを変更することにより、変更することができる。電荷分布もまた、帯電端子Ｔ_１のサイズを増大させることにより向上することができ、これにより、帯電端子Ｔ_１からの放電の可能性を低減することができる。他の実施形態では、帯電端子Ｔ_１は、負荷インピーダンスＺ_Ｌを変更するように調整することができる、可変インダクタンスを含むことができる。帯電端子Ｔ_１に適用される位相は、送出効率を最大化するように、コイル２１５（図７）上のタップ位置を変更することにより、及び／又はコイル２１５に沿った複数の既定のタップを含めて異なる既定のタップ位置の間で切換えることにより、調整することができる。 The conductivity measurement probe and / or dielectric constant sensor can be configured to periodically evaluate the conductivity and / or dielectric constant and communicate that information to the probe control system 230. This information can be communicated to the probe control system 230 via a network such as but not limited to a LAN, WLAN, cellular network, or other suitable wired or wireless communication network. Based on the monitored conductivity and / or dielectric constant, the probe control system 230 may change the refractive index (n), complex Brewster angle (θ _{i, B} ), and / or wave tilt (| W | e ^jΨ ). , And adjusting the guide surface waveguide probe 200 to maintain the phase delay (Φ) of the feed network 209 equal to the wave tilt angle (Ψ) and / or the equivalent image plane model of the guide surface waveguide probe 200 Can be maintained. This, for example, theta _y, by adjusting the theta _c, and / or _{C T,} can be realized. For example, the probe control system 230, the self-capacitance of the charging terminal T _1, and / or applied phase delay to the charging terminals _{T 1 (θ y, θ c} ) to adjust the, electrical delivery efficiency of the induction surface waves It can be maintained at or near its maximum. For example, the self-capacitance of the charging terminals T _1, by changing the size of the terminal can be changed. Charge distribution is also the size of the charging terminals T ₁ can be improved by increasing the, this makes it possible to reduce the possibility of discharge from the charging terminal T _1. In another embodiment, the charging terminal T ₁ can be adjusted to change the load impedance Z _L, may include variable inductance. The phase applied to the charging terminal T ₁ can be achieved by changing the tap position on the coil 215 (FIG. 7) and / or multiple pre-defined taps along the coil 215 to maximize delivery efficiency. Adjustments can be made by switching between different predefined tap positions.

電界計又は電界強度（field strength）（ＦＳ）計もまた、誘導表面導波プローブ２００回りに分布させて、誘導表面波に関連付けられた電界の電界強度を測定することができる。電界計又はＦＳ計は、電界強度及び／又は電界強度（例えば、電界の強度）の変化を検出して、その情報をプローブ制御システム２３０に通信するように構成することができる。この情報は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどだがこれらに限定されない、ネットワークを介してプローブ制御システム２３０に通信することができる。動作中に負荷及び／又は環境条件が変化する又は異なると、誘導表面導波プローブ２００を調整して、ＦＳ計の位置での指定された電界強度（単数又は複数）を維持し、供給している受信器及び負荷への適切な送電を確実にすることができる。   An electrometer or field strength (FS) meter can also be distributed around the inductive surface waveguide probe 200 to measure the electric field strength of the electric field associated with the inductive surface wave. The electrometer or FS meter can be configured to detect electric field strength and / or changes in electric field strength (eg, electric field strength) and communicate that information to the probe control system 230. This information can be communicated to the probe control system 230 via a network, such as but not limited to a LAN, WLAN, cellular network, or other suitable communication network. When load and / or environmental conditions change or differ during operation, the inductive surface waveguide probe 200 is adjusted to maintain and supply the specified field strength (s) at the location of the FS meter. Can ensure proper transmission to existing receivers and loads.

例えば、帯電端子Ｔ_１に適用される位相遅延（Φ＝θ_ｙ＋θ_ｃ）を調整して、ウェーブチルト角（Ψ）に整合することができる。１つ又は両方の位相遅延を調整することにより、誘導表面導波プローブ２００を調整して、ウェーブチルトが複素ブルースター角に対応することを確実にすることができる。これは、コイル２１５（図７）のタップ位置を調整して、帯電端子Ｔ_１に適用される位相遅延を変更することにより、実現することができる。帯電端子Ｔ_１に供給される電圧レベルもまた、電界強度を調整するために増大又は減少させることができる。これは、励起源２１２の出力電圧を調整することにより、又は給電ネットワーク２０９を調整若しくは再構成することにより、実現することができる。例えば、ＡＣ源２１２に対するタップ２２７（図７）の位置を調整して、帯電端子Ｔ_１から見た電圧を増大させることができる。電界強度レベルを既定の範囲内に維持することにより、受信器による結合を向上し、グラウンド電流損失を低減して、他の誘導表面導波プローブ２００からの伝送との干渉を回避することができる。 For example, the phase delay (Φ = θ _y + θ _c ) applied to the charging terminal T ₁ can be adjusted to match the wave tilt angle (Ψ). By adjusting one or both phase delays, the guiding surface waveguide probe 200 can be adjusted to ensure that the wave tilt corresponds to a complex Brewster angle. This adjusts the tap position of the coil 215 (FIG. 7), by changing the phase delay to be applied to the charge terminal T _1, can be realized. The voltage level supplied to the charging terminal T ₁ may also be increased or decreased to adjust the electric field strength. This can be achieved by adjusting the output voltage of the excitation source 212 or by adjusting or reconfiguring the feed network 209. For example, it is possible to adjust the position of the tap 227 for the AC source 212 (Figure 7), increases the voltage seen by the charger terminal _{T 1.} By maintaining the field strength level within a predetermined range, coupling by the receiver can be improved, ground current loss can be reduced, and interference with transmission from other inductive surface waveguide probes 200 can be avoided. .

プローブ制御システム２３０は、ハードウェア、ファームウェア、ハードウェアによって実行されるソフトウェア、又はそれらの組合せで実装することができる。例えば、プローブ制御システム２３０は、当業者によって理解され得るように、共に例えば付随する制御／アドレスバスを有するデータバスなどのローカルインターフェースに結合することができるプロセッサ及びメモリを含む、処理回路を含むことができる。プローブ制御のアプリケーションは、モニタされた条件に基づいて誘導表面導波プローブ２００の動作を調整するように、プロセッサによって実行することができる。プローブ制御システム２３０はまた、様々なモニタ装置と通信するための１つ以上のネットワークインターフェースを含むことができる。通信は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどだがこれらに限定されない、ネットワークを介することができる。プローブ制御システム２３０は、例えば、サーバ、デスクトップコンピュータ、ラップトップ、又は同様な能力を有する他のシステムなどのコンピュータシステムを備えることができる。   The probe control system 230 can be implemented in hardware, firmware, software executed by hardware, or a combination thereof. For example, the probe control system 230 includes processing circuitry including a processor and memory that can be coupled to a local interface, such as a data bus with an associated control / address bus, for example, as can be understood by one skilled in the art. Can do. The probe control application can be executed by the processor to adjust the operation of the guided surface waveguide probe 200 based on the monitored conditions. The probe control system 230 can also include one or more network interfaces for communicating with various monitoring devices. Communication can be via a network such as, but not limited to, a LAN, WLAN, cellular network, or other suitable communication network. The probe control system 230 may comprise a computer system such as, for example, a server, desktop computer, laptop, or other system with similar capabilities.

図５Ａの例に戻って、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）で複素ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ）を有する帯電端子Ｔ_１の入射電界（Ｅ）の光線光学の解釈に関する複素角三角法を示す。損失性導電媒体に対して、ブルースター角は、複素数であり、式（３８）により規定されることを思い出されたい。電気的に、幾何学的パラメータは、式（３９）により、帯電端子Ｔ_１の電気的実効高（ｈ_ｅｆｆ）によって関連付けられる。物理的高さ（ｈ_ｐ）及びハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）の両方が実量であるため、ハンケル交差距離での所望の誘導表面ウェーブチルト角（Ｗ_Ｒｘ）は、複素実効高（ｈ_ｅｆｆ）の位相（Φ）に等しい。帯電端子Ｔ_１を物理的高さｈ_ｐに配置して、適切な位相Φを有する電荷で励起して、結果として生じる電界は、ハンケル交差距離Ｒ_ｘで、かつブルースター角で、損失性導電媒体の境界界面に入射する。これらの条件下で、反射なしに又は実質的に無視できる反射で、誘導表面導波モードを励起することができる。 Returning to the example of FIG. 5A, the complex angle trigonometry for the ray optics interpretation of the incident electric field (E) at the charging terminal T ₁ with the Hankel crossing distance (R _x ) and the complex Brewster angle (θ _{i, B} ) is shown. . Recall that for lossy conductive media, the Brewster angle is a complex number and is defined by equation (38). Electrically, the geometric parameters are related by the electrical effective height (h _eff ) of the charging terminal T _{1 according} to equation (39). Since both the physical height (h _p ) and the Hankel crossing distance (R _x ) are real quantities, the desired induced surface wave tilt angle (W _Rx ) at the Hankel crossing distance is the complex effective height (h _eff ). Is equal to the phase (Φ). The charging terminals T ₁ arranged on the physical height h _p, is excited by a charge having an appropriate phase [Phi, the resulting electric field is a Hankel intersection distance R _x, and at Brewster's angle, lossy conductive Incident to the boundary interface of the medium. Under these conditions, the guided surface guided mode can be excited without reflection or with a substantially negligible reflection.

しかし、式（３９）は、誘導表面導波プローブ２００の物理的高さが相対的に低くてよいことを意味する。これが誘導表面導波モードを励起することになるが、これは、結果としてほとんど自由電荷を有さないで過度に大きな拘束電荷となる。補償するために、帯電端子Ｔ_１を適切な高度に上げて、自由電荷の量を増大することができる。１つの例示的な経験則として、帯電端子Ｔ_１は、帯電端子Ｔ_１の実効直径の約４〜５倍（又はそれより大きい）の高度に配置することができる。図６は、図５Ａに示す物理的高さ（ｈ_ｐ）の上に帯電端子Ｔ_１を上げることの効果を示す。増大した高度は、ウェーブチルトが損失性導電媒体に入射する距離をハンケル交差点１２１（図５Ａ）を越えて移動させる。誘導表面導波モードでの結合を向上し、したがって、誘導表面波のより大きな送出効率を提供するために、より小さな補償端子Ｔ_２を使用して、ハンケル交差距離でのウェーブチルトがブルースター角にあるように、帯電端子Ｔ_１の全実効高（ｈ_ＴＥ）を調整することができる。 However, equation (39) means that the physical height of the guiding surface waveguide probe 200 may be relatively low. This will excite the induced surface guided mode, which results in an overly large constrained charge with little free charge. To compensate, the charging terminals T ₁ and suitable highly raised, it is possible to increase the amount of free charge. As an exemplary rule of thumb, the charging terminal T ₁ can be placed at a height of about 4 to 5 times (or greater) the effective diameter of the charging terminal T ₁ . Figure 6 shows the effect of increasing the charging terminals T ₁ on the physical height (h _p) shown in FIG. 5A. The increased altitude moves the distance at which the wave tilt is incident on the lossy conductive medium beyond the Hankel intersection 121 (FIG. 5A). Improved binding of an induction surface waveguide mode, therefore, in order to provide greater delivery efficiency of the induction surface waves, using the smaller compensation terminal T _2, the wave tilt Brewster angle at Hankel intersection distance As described above, the total effective height (h _TE ) of the charging terminal T ₁ can be adjusted.

図１２を参照して、損失性導電媒体２０３により提示された平面に垂直な垂直軸ｚに沿って配置された、持ち上げられた帯電端子Ｔ_１及びより低い補償端子Ｔ_２を含む、誘導表面導波プローブ２００ｃの例を示す。これに関して、帯電端子Ｔ_１は、補償端子Ｔ_２の真上に配置されているが、２つ以上の帯電端子及び／又は補償端子Ｔ_Ｎのなんらかの他の配置を使用することができることが可能である。本開示の実施形態によれば、誘導表面導波プローブ２００ｃは、損失性導電媒体２０３の上に配置されている。損失性導電媒体２０３は、領域１を構成し、領域２を構成する第２の媒体２０６は、損失性導電媒体２０３と境界界面を共有する。 Referring to FIG. 12, an inductive surface conductor including a raised charging terminal T ₁ and a lower compensation terminal T ₂ disposed along a vertical axis z perpendicular to the plane presented by the lossy conductive medium 203. An example of the wave probe 200c is shown. In this regard, the charging terminal T ₁ has been arranged directly above the compensation terminals T _2, it may be able to use some other arrangement of two or more charging terminals and / or compensation pin T _N is there. According to the embodiment of the present disclosure, the guiding surface waveguide probe 200 c is disposed on the lossy conductive medium 203. The lossy conductive medium 203 constitutes the region 1, and the second medium 206 constituting the region 2 shares a boundary interface with the lossy conductive medium 203.

誘導表面導波プローブ２００ｃは、励起源２１２を帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２に結合する結合回路２０９を含む。各種実施形態によれば、電荷Ｑ_１及びＱ_２を、任意の所与の時点に端子Ｔ_１及びＴ_２に印加される電圧に依存して、対応する帯電端子及び補償端子Ｔ_１及びＴ_２に課すことができる。Ｉ_１は、端子リードを介して帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１を供給する誘導電流であり、Ｉ_２は、端子リードを介して補償端子Ｔ_２上の電荷Ｑ_２を供給する誘導電流である。 Induced surface wave probe 200c includes a coupling circuit 209 for coupling the pump source 212 to the charging terminals _{T 1} and the compensation terminal _{T 2.} According to various embodiments, the charges Q ₁ and Q ₂ are dependent on the voltage applied to the terminals T ₁ and T ₂ at any given time, and the corresponding charging and compensation terminals T ₁ and T _2. Can be imposed on. I ₁ is the induced current supplies charges to Q ₁ on the charging terminals T ₁ via the terminal lead, I ₂ is the charge Q ₂ on the compensation terminals T ₂ in the induced current is supplied through the terminal lead is there.

図１２の実施形態によれば、帯電端子Ｔ_１は、物理的高さＨ_１で損失性導電媒体２０３の上に配置され、補償端子Ｔ_２は、物理的高さＨ_２で垂直軸ｚに沿ってＴ_１の真下に配置され、Ｈ_２は、Ｈ_１未満である。伝送構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ_１−Ｈ_２として計算することができる。帯電端子Ｔ_１は、絶縁（又は自己）静電容量Ｃ_１を有し、補償端子Ｔ_２は、絶縁（又は自己）静電容量Ｃ_２を有する。相互静電容量Ｃ_Ｍもまた、端子Ｔ_１とＴ_２との間に、その間の距離に依存して存在し得る。動作中、電荷Ｑ_１及びＱ_２が、任意の所与の時点に帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２に印加される電圧に依存して、それぞれ帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２上に課される。 According to the embodiment of FIG. 12, the charging terminal T ₁ is disposed on the lossy conductive medium 203 at a physical height H ₁ and the compensation terminal T ₂ is at a physical height H ₂ on the vertical axis z. Is located just below T ₁ and H ₂ is less than H ₁ . The height h of the transmission structure can be calculated as h = H ₁ −H ₂ . Charging terminals _{T 1,} an insulating (or self) has a capacitance _{C 1,} the compensation terminals _{T 2} are, an insulating (or self) capacitance _{C 2.} A mutual capacitance C _M can also be present between the terminals T ₁ and T ₂ depending on the distance between them. In operation, the charge Q ₁ and Q ₂ are, depending on the voltage applied to the charging terminals T ₁ and the compensation terminal T ₂ at any given time, division on each charging terminals T ₁ and the compensation terminal T ₂ Is done.

次に図１３を参照して、図１２の帯電端子Ｔ_１上の持ち上げられた電荷Ｑ_１及び補償端子Ｔ_２により生成される効果の光線光学の解釈を示す。線１６３により示すように光線がハンケル交差点１２１より大きな距離でブルースター角で損失性導電媒体と交差する高さに持ち上げた帯電端子Ｔ_１と共に、補償端子Ｔ_２を使用して、増大した高さを補償することにより、ｈ_ＴＥを調整することができる。補償端子Ｔ_２の効果は、線１６６により示すようにハンケル交差距離でのウェーブチルトがブルースター角にあるように、誘導表面導波プローブの電気的実効高を低減する（又は損失性媒体の境界面を効果的に上げる）ことである。 Referring now to FIG. 13 shows the interpretation of ray optics of effects produced by the charging terminals T ₁ charges raised on the Q ₁ and compensation terminal T ₂ of the Figure 12. Increased height using compensation terminal T ₂ with charging terminal T ₁ lifted to a height where the ray intersects the lossy conductive medium at a Brewster angle at a distance greater than Hankel intersection 121 as shown by line 163. H _TE can be adjusted by compensating for. The effect of compensation terminal T ₂ is to reduce the effective electrical height of the inductive surface waveguide probe (or the boundary of the lossy medium) so that the wave tilt at the Hankel crossing distance is at the Brewster angle as indicated by line 166. Effectively raising the surface).

全実効高は、帯電端子Ｔ_１に関連付けられた上側実効高（ｈ_ＵＥ）及び補償端子Ｔ_２に関連付けられた下側実効高（ｈ_ＬＥ）の重ね合わせとして、以下の式のように書くことができる。

式中、Φ_Ｕは、上側帯電端子Ｔ_１に適用される位相遅延であり、Φ_Ｌは、下側補償端子Ｔ_２に適用される位相遅延であり、β＝２π／λ_ｐは、式（３５）からの伝搬係数であり、ｈ_ｐは、帯電端子Ｔ_１の物理的高さであり、ｈ_ｄは、補償端子Ｔ_２の物理的高さである。追加のリード長さを考慮する場合、それらは、帯電端子リード長さｚを帯電端子Ｔ_１の物理的高さｈ_ｐに、及び補償端子リード長さｙを補償端子Ｔ_２の物理的高さｈ_ｄに加えることにより、以下の式に示すように考慮することができる。

より低い実効高を使用して、全実効高（ｈ_ＴＥ）を調整し、図５Ａの複素実効高（ｈ_ｅｆｆ）に等しくすることができる。 The total effective height is written as the following equation as a superposition of the upper effective height (h _UE ) associated with charging terminal T ₁ and the lower effective height (h _LE ) associated with compensation terminal T ₂ Can do.

Where Φ _U is the phase delay applied to the upper charging terminal T ₁ , Φ _L is the phase delay applied to the lower compensation terminal T ₂ , and β = 2π / λ _p is the expression ( is a propagation factor from 35), _{h p} is the physical height of the charging terminals _{T 1, h d} is the physical height of the compensation terminals _{T 2.} When considering additional lead length, they charging terminal lead length z of the physical height h _p of the charging terminal T _1, and the physical height of the compensation terminal lead length y compensation terminal T ₂ by adding the h _d, it can be considered as shown in the following equation.

A lower effective height can be used to adjust the total effective height (h _TE ) and equal the complex effective height (h _eff ) of FIG. 5A.

式（８５）又は（８６）を使用して、ハンケル交差距離での所望のウェーブチルトを得るために、補償端子Ｔ_２の下側円盤の物理的高さ、及び端子に給電する位相角度を決定することができる。例えば、式（８６）は、補償端子高さ（ｈ_ｄ）の関数としての帯電端子Ｔ_１に適用される位相シフトとして書き換えることができ、以下の式が得られる。

Using Equation (85) or (86), to obtain the desired wave tilt at the Hankel crossing distance, determine the physical height of the lower disk of compensation terminal T ₂ and the phase angle that feeds the terminal. can do. For example, equation (86) can be rewritten as the phase shift applied to charging terminal T ₁ as a function of compensation terminal height (h _d ), yielding:

補償端子Ｔ_２の位置を決定するために、上述した関係を利用することができる。最初に、全実効高（ｈ_ＴＥ）は、式（８６）で表現されるように、上側帯電端子Ｔ_１の複素実効高（ｈ_ＵＥ）及び下側補償端子Ｔ_２の複素実効高（ｈ_ＬＥ）の重ね合わせである。次に、入射角の正接は、幾何学的に以下の式のように表現することができる。

これは、ウェーブチルトＷの定義に等しい。最後に、所望のハンケル交差距離Ｒ_ｘであるとして、ｈ_ＴＥを調整して、入射光線のウェーブチルトをハンケル交差点１２１で複素ブルースター角に整合させることができる。これは、ｈ_ｐ、Φ_Ｕ、及び／又はｈ_ｄを調整することにより、実現することができる。 In order to determine the position of the compensation terminals T _2, it is possible to utilize the above-described relationship. Initially, the total effective height (h _TE ) is expressed by the equation (86) as the complex effective height (h _UE ) of the upper charging terminal T ₁ and the complex effective height (h _LE ) of the lower compensation terminal T _2. ). Next, the tangent of the incident angle can be geometrically expressed as the following equation.

This is equivalent to the definition of the wave tilt W. Finally, assuming that it is the desired Hankel crossing distance R _x , h _TE can be adjusted to match the wave tilt of the incident ray to the complex Brewster angle at the Hankel crossing 121. This, _{h p,} by adjusting the [Phi _U, and / or _{h d,} can be achieved.

これらの概念は、誘導表面導波プローブの例の文脈で説明すると、より良好に理解することができる。図１４を参照して、損失性導電媒体２０３によって提示された平面に実質的に垂直な垂直軸ｚに沿って配置された、上側帯電端子Ｔ_１（例えば、高さｈ_Ｔの球）及び下側補償端子Ｔ_２（例えば、高さｈ_ｄの円盤）を含む誘導表面導波プローブ２００ｄの例のグラフ表示を示す。動作中、電荷Ｑ_１及びＱ_２が、任意の所与の時点に端子Ｔ_１及びＴ_２に印加される電圧に依存して、それぞれ帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２上に課される。 These concepts can be better understood when described in the context of an example of a guided surface waveguide probe. Referring to FIG. 14, an upper charging terminal T ₁ (eg, a sphere having a height h _T ) and a lower _one disposed along a vertical axis z substantially perpendicular to a plane presented by the lossy conductive medium 203. side compensation terminal T _{2 (e.g.,} disk height h _d) shows an example graphical representation of the induced surface wave probe 200d including. In operation, charges Q ₁ and Q ₂ are imposed on charging terminal T ₁ and compensation terminal T ₂ , respectively, depending on the voltage applied to terminals T ₁ and T ₂ at any given time.

ＡＣ源２１２は、例えば、ヘリカルコイルなどのコイル２１５を備える結合回路２０９を介して誘導表面導波プローブ２００ｄに結合される、帯電端子Ｔ_１に対する励起源として機能する。ＡＣ源２１２は、図１４に示すようにタップ２２７を介してコイル２１５の下側部分にわたって接続することができる、又は一次コイルを経由してコイル２１５に誘導結合することができる。コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に、及び第２の端部で帯電端子Ｔ_１に結合することができる。いくつかの実装形態では、帯電端子Ｔ_１への接続は、コイル２１５の第２の端部でタップ２２４を使用して調整することができる。補償端子Ｔ_２は、損失性導電媒体２０３（例えば、グラウンド又は地球）の上に、かつそれに実質的に平行に配置され、コイル２１５に結合されたタップ２３３を介して励振される。コイル２１５と接地杭２１８との間に配置された電流計２３６を使用して、誘導表面導波プローブの底部での電流フローの大きさ（Ｉ_０）の表示を提供することができる。あるいは、電流クランプを接地杭２１８に結合された導体の周囲に使用して、電流フローの大きさ（Ｉ_０）の表示を得ることができる。 AC source 212, for example, is coupled to the inductive surface wave probe 200d through the coupling circuit 209 including a coil 215, such as a helical coil, which functions as an excitation source to the charging terminal _{T 1.} The AC source 212 can be connected across the lower portion of the coil 215 via a tap 227 as shown in FIG. 14 or can be inductively coupled to the coil 215 via a primary coil. Coil 215 may be coupled to ground stakes 218 at a first end, and a charging terminal T ₁ at the second end. In some implementations, the connection to the charging terminal T ₁ can be adjusted using the tap 224 at the second end of the coil 215. Compensation terminal T ₂ is disposed on and over a lossy conductive medium 203 (eg, ground or earth) and substantially parallel thereto, and is excited through a tap 233 coupled to coil 215. An ammeter 236 placed between the coil 215 and the ground pile 218 can be used to provide an indication of the magnitude of the current flow (I ₀ ) at the bottom of the inductive surface waveguide probe. Alternatively, current clamps can be used around the conductors coupled to the ground stake 218 to obtain an indication of current flow magnitude (I ₀ ).

図１４の例では、コイル２１５は、第１の端部で接地杭２１８に、かつ垂直給電線導体２２１を介して第２の端部で帯電端子Ｔ_１に結合される。いくつかの実装形態では、帯電端子Ｔ_１への接続は、図１４に示すように、コイル２１５の第２の端部でタップ２２４を使用して調整することができる。コイル２１５は、コイル２１５の下側部分のタップ２２７を介してＡＣ源２１２によって、動作周波数で励振することができる。他の実装形態では、ＡＣ源２１２は、一次コイルを介してコイル２１５に誘導結合することができる。補償端子Ｔ_２は、コイル２１５に結合されたタップ２３３を介して励振される。コイル２１５と接地杭２１８との間に配置された電流計２３６を使用して、誘導表面導波プローブ２００ｄの底部での電流フローの大きさの表示を提供することができる。あるいは、電流クランプを接地杭２１８に結合された導体の周囲に使用して、電流フローの大きさの表示を得ることができる。補償端子Ｔ_２は、損失性導電媒体２０３（例えば、グラウンド）の上方に、かつそれに実質的に平行に配置される。 In the example of FIG. 14, the coil 215 is coupled to the ground pile 218 at the first end and to the charging terminal T ₁ at the second end via the vertical feeder conductor 221. In some implementations, the connection to the charging terminals T _1, as shown in FIG. 14, can be adjusted using the tap 224 at the second end of the coil 215. Coil 215 can be excited at the operating frequency by AC source 212 via tap 227 in the lower portion of coil 215. In other implementations, the AC source 212 can be inductively coupled to the coil 215 via a primary coil. Compensation terminal T ₂ is excited through a tap 233 coupled to coil 215. An ammeter 236 located between the coil 215 and the ground pile 218 can be used to provide an indication of the magnitude of current flow at the bottom of the inductive surface waveguide probe 200d. Alternatively, current clamps can be used around the conductors coupled to the ground stake 218 to obtain an indication of current flow magnitude. Compensation terminal T ₂ are, lossy conductive medium 203 (e.g., ground) above the, and is arranged substantially parallel to it.

図１４の例では、帯電端子Ｔ_１への接続は、補償端子Ｔ_２用のタップ２３３の接続点の上のコイル２１５上に配置された。そのような調整により、増大した電圧（したがってより高い電荷Ｑ_１）を上側帯電端子Ｔ_１に印加することができる。他の実施形態では、帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２用の接続点は、反転することができる。誘導表面導波プローブ２００ｄの全実効高（ｈ_ＴＥ）を調整して、ハンケル交差距離Ｒ_ｘで誘導表面ウェーブチルトを有する電界を励起することが可能である。ハンケル交差距離もまた、図４により示すように、−ｊγρに対する式（２０ｂ）及び（２１）の大きさを等しくして、Ｒ_ｘについて解くことにより、見出すことができる。屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ及びΨ_ｉ，Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）、及び複素実効高（ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦ）は、式（４１）〜（４４）に関して上述したように決定することができる。 In the example of FIG. 14, connected to the charging terminal T ₁ is disposed on the coil 215 above the connection point of the taps 233 for compensating the terminal T _2. With such adjustment, an increased voltage (and thus a higher charge Q ₁ ) can be applied to the upper charging terminal T ₁ . In other embodiments, the connection points for charging terminals T ₁ and the compensation terminal T ₂ are, can be reversed. It is possible to adjust the total effective height (h _TE ) of the induced surface waveguide probe 200d to excite an electric field having an induced surface wave tilt with a Hankel crossing distance R _x . The Hankel crossing distance can also be found by solving for R _x with the magnitudes of equations (20b) and (21) equal to −jγρ, as shown by FIG. Refractive index (n), complex Brewster angle (θ _{i, B} and Ψ _{i, B} ), wave tilt (| W | e ^jΨ ), and complex effective height (h _eff = h _p e ^jΦ ) ) To (44) can be determined as described above.

選択された帯電端子Ｔ_１の構成を用いて、球体直径（又は実効球体直径）を決定することができる。例えば、帯電端子Ｔ_１が球として構成されない場合、端子構成は、実効球体直径を有する球体のキャパシタンスとしてモデル化することができる。帯電端子Ｔ_１のサイズは、端子に課される電荷Ｑ_１のための十分大きな表面を提供するように選択することができる。一般的に、帯電端子Ｔ_１を実用的な限り大きくすることが望ましい。帯電端子Ｔ_１のサイズは、結果として帯電端子周囲の放電又はスパークとなり得る周囲空気のイオン化を回避するために、十分大きくすべきである。帯電端子Ｔ_１上の拘束電荷の量を低減するために、誘導表面波を送出するために帯電端子Ｔ_１上に自由電荷を提供するための所望の高度は、少なくとも損失性導電媒体（例えば、地球）の上の実効球直径の４〜５倍でなければならない。補償端子Ｔ_２を使用して、誘導表面導波プローブ２００ｄの全実効高（ｈ_ＴＥ）を調整し、Ｒ_ｘで誘導表面ウェーブチルトを有する電界を励起することができる。補償端子Ｔ_２は、ｈ_ｄ＝ｈ_Ｔ−ｈ_ｐで帯電端子Ｔ_１の下に配置することができ、式中、ｈ_Ｔは、帯電端子Ｔ_１の全物理的高さである。補償端子Ｔ_２の位置を固定し、かつ位相遅延Φ_Ｕを上側帯電端子Ｔ_１に適用して、下側補償端子Ｔ_２に適用される位相遅延Φ_Ｌは、式（８６）の関係を使用して、以下の式のように決定することができる。

代替の実施形態では、補償端子Ｔ_２は、高さｈ_ｄに配置することができ、ここで、Ｉｍ｛Φ_Ｌ｝＝０である。これを、図１５Ａにグラフで示し、この図は、Φ_Ｕの虚部及び実部のグラフ、それぞれ１７２及び１７５を示す。補償端子Ｔ_２は、高さｈ_ｄに配置され、ここで、グラフ１７２で図示するようにＩｍ｛Φ_Ｕ｝＝０である。この固定した高さで、コイルの位相Φ_Ｕは、グラフ１７５で図示するようにＲｅ｛Φ_Ｕ｝から決定することができる。 Using the selected charging terminal T ₁ configuration, it is possible to determine the spherical diameter (or effective sphere diameter). For example, if the charging terminal T ₁ is not configured as a sphere, terminal configuration, it can be modeled as a capacitance of a sphere having an effective spherical diameter. The size of the charging terminals T ₁ can be selected to provide a sufficiently large surface for the charge Q ₁ imposed on the terminal. Generally, it is desirable to increase the charging terminals T ₁ practical unless. The size of the charging terminals T _1, in order to avoid ionization of the surrounding air that may be discharged or spark of charged terminal around as a result, should be sufficiently large. To reduce the amount of bound charge on charging terminals T _1, the desired altitude for providing free charge on charging terminal T ₁ for delivering induction surface waves, at least lossy conductive medium (e.g., It must be 4-5 times the effective sphere diameter above (Earth). Use compensation terminal T _2, to adjust the total effective height of the induction surface wave probe 200d (h _TE), it can be excited field having an induction surface wave tilt in R _x. Compensation terminal _{T 2 are,} h _{d =} h T -h _p in can be placed under the charging terminals _{T 1,} wherein, _{h T} is the total physical height of the charging terminal _{T 1.} When the position of the compensation terminal T ₂ is fixed and the phase delay Φ _U is applied to the upper charging terminal T ₁ , the phase delay Φ _L applied to the lower compensation terminal T ₂ uses the relationship of Expression (86). Then, it can be determined as the following equation.

In an alternative embodiment, the compensation terminals _{T 2} are, can be disposed at a height _{h d,} where a Im {Φ _L} = 0. This indicates graphically in Figure 15A, this figure shows Φ imaginary part and a graph of the real part of the _U, respectively 172 and 175. Compensation terminal _{T 2} are, arranged at a height _{h d,} where a Im {Φ _U} = 0 as shown in graph 172. At this fixed height, the phase Φ _U of the coil can be determined from Re {Φ _U } as illustrated in graph 175.

ＡＣ源２１２をコイル２１５に（例えば、結合を最大化する５０Ωの点に）結合して、動作周波数でのコイルの少なくとも一部分と補償端子Ｔ_２の並列共振のために、タップ２３３の位置を調整することができる。図１５Ｂは、図１４の一般的電気接続の模式図を示し、図中、Ｖ_１は、タップ２２７を介してＡＣ源２１２からコイル２１５の下側部分に印加される電圧であり、Ｖ_２は、上側帯電端子Ｔ_１に供給されるタップ２２４での電圧であり、Ｖ_３は、タップ２３３を介して下側補償端子Ｔ_２に印加される電圧である。抵抗Ｒ_ｐ及びＲ_ｄは、それぞれ帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２のグラウンド帰路抵抗を表す。帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２は、球、円筒、トロイド、リング、フード、又は容量構造の任意の他の組合せとして構成することができる。帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２のサイズは、端子に課される電荷Ｑ_１及びＱ_２のための十分大きな表面を提供するように選択することができる。一般的に、帯電端子Ｔ_１を実用的な限り大きくすることが望ましい。帯電端子Ｔ_１のサイズは、結果として帯電端子周囲の放電又はスパークとなり得る周囲空気のイオン化を回避するために、十分大きくすべきである。帯電端子Ｔ_１及び補償端子Ｔ_２それぞれの自己容量Ｃ_ｐ及びＣ_ｄは、例えば、式（２４）を使用して決定することができる。 AC source 212 is coupled to coil 215 (eg, to a 50Ω point that maximizes coupling) to adjust the position of tap 233 for parallel resonance of at least a portion of the coil and compensation terminal T ₂ at the operating frequency. can do. FIG. 15B shows a schematic diagram of the general electrical connection of FIG. 14, where V ₁ is the voltage applied from the AC source 212 to the lower portion of coil 215 via tap 227, and V ₂ is , The voltage at the tap 224 supplied to the upper charging terminal T ₁ , and V ₃ is the voltage applied to the lower compensation terminal T ₂ via the tap 233. Resistance _{R p} and _{R d} each represents a ground return resistance of the charging terminals _{T 1} and the compensation terminal _{T 2.} Charging terminals T ₁ and the compensation terminal T ₂ are, it can be configured sphere, cylinder, toroid, ring, food, or as any other combination of volume structure. The size of charging terminal T ₁ and compensation terminal T ₂ can be selected to provide a sufficiently large surface for charges Q ₁ and Q ₂ imposed on the terminals. Generally, it is desirable to increase the charging terminals T ₁ practical unless. The size of the charging terminals T _1, in order to avoid ionization of the surrounding air that may be discharged or spark of charged terminal around as a result, should be sufficiently large. The self-capacitances C _p and C _d of the charging terminal T ₁ and the compensation terminal T ₂ can be determined using, for example, Expression (24).

図１５Ｂで理解することができるように、共振回路は、コイル２１５のインダクタンスの少なくとも一部分、補償端子Ｔ_２の自己容量Ｃ_ｄ、及び補償端子Ｔ_２に関連付けられたグラウンド帰路抵抗Ｒ_ｄにより形成される。並列共振は、Ｃ_ｄを調整するために、補償端子Ｔ_２に印加される電圧Ｖ_３を調整することにより（例えば、コイル２１５上のタップ２３３の位置を調整することにより）、又は補償端子Ｔ_２の高さ及び／又はサイズを調整することにより、確立することができる。コイルのタップ２３３の位置は、並列共振のために調整することができ、並列共振の結果として、接地杭２１８及び電流計２３６を通るグランド電流が最大点に到達することになる。補償端子Ｔ_２の並列共振が確立された後で、ＡＣ源２１２用のタップ２２７の位置は、コイル２１５上の５０Ωの点に調整することができる。 As can be seen in FIG. 15B, the resonant circuit is formed at least a portion of the inductance of the coil 215, the self-capacitance C _d of the compensation terminals T _2, and the compensation pin ground associated with T ₂ return resistor R _d The Parallel resonance can be _achieved by adjusting the voltage V ₃ applied to the compensation terminal T ₂ to adjust C _d (eg, by adjusting the position of the tap 233 on the coil 215), or the compensation terminal T It can be established by adjusting the height and / or size of ₂ . The position of the coil tap 233 can be adjusted for parallel resonance, and as a result of the parallel resonance, the ground current through the ground pile 218 and the ammeter 236 will reach a maximum point. After the parallel resonance of compensation terminal T ₂ is established, the position of tap 227 for AC source 212 can be adjusted to a 50 Ω point on coil 215.

コイル２１５からの電圧Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_１に印加することができ、タップ２２４の位置は、全実効高（ｈ_ＴＥ）の位相（Φ）がハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）での誘導表面ウェーブチルト角（Ｗ_Ｒｘ）とほぼ等しいように、調整することができる。コイルのタップ２２４の位置は、この動作点に到達するまで調整することができ、この結果として、電流計２３６を通るグラウンド電流が最大に増大することになる。この時点で、結果として生じる誘導表面導波プローブ２００ｄによって励起された電界が、損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合しており、結果として、損失性導電媒体２０３の表面に沿った誘導表面波の送出となる。これは、誘導表面導波プローブ２００から延びる放射に沿って電界強度を測定することにより、検証することができる。 Voltage _{V 2} from the coil 215 can be applied to the charging terminals _{T 1,} the position of the tap 224, conductive surfaces, in phase ([Phi) is the Hankel intersection distance _{(R x)} of the total effective height _{(h TE)} Adjustment can be made to be approximately equal to the wave tilt angle (W _Rx ). The position of the coil tap 224 can be adjusted until this operating point is reached, resulting in a maximum increase in ground current through the ammeter 236. At this point, the electric field excited by the resulting inductive surface waveguide probe 200d is substantially mode matched to the inductive surface waveguide mode on the surface of the lossy conductive medium 203, resulting in lossy conduction. The induced surface wave is transmitted along the surface of the medium 203. This can be verified by measuring the electric field strength along the radiation extending from the guided surface waveguide probe 200.

補償端子Ｔ_２を含む回路の共振は、帯電端子Ｔ_１の取り付け、及び／又はタップ２２４を介して帯電端子Ｔ_１に印加される電圧の調整で変化することがある。共振のために補償端子回路を調整することは、帯電端子の接続のその後の調整を助成するが、ハンケル交差距離（Ｒ_ｘ）での誘導表面ウェーブチルト（Ｗ_Ｒｘ）を確立することが必要ではない。システムを更に調整して、ＡＣ源２１２用のタップ２２７の位置をコイル２１５上の５０Ωの点になるように繰り返して調整し、電流計２３６を通るグラウンド電流を最大化するようにタップ２３３の位置を調整することにより、結合を向上することができる。補償端子Ｔ_２を含む回路の共振は、タップ２２７及び２３３の位置が調整されると、又は他の構成要素がコイル２１５に取り付けられると、ドリフトすることがある。 The resonance of the circuit including the compensation terminal T ₂ may change due to the attachment of the charging terminal T ₁ and / or adjustment of the voltage applied to the charging terminal T ₁ via the tap 224. Adjusting the compensation terminal circuit for resonance helps the subsequent adjustment of the charging terminal connection, but it is not necessary to establish an induced surface wave tilt (W _Rx ) at the Hankel crossing distance (R _x ). Absent. The system is further tuned so that the position of tap 227 for AC source 212 is repeatedly adjusted to be a 50 Ω point on coil 215, and the position of tap 233 to maximize ground current through ammeter 236. By adjusting, the coupling can be improved. The resonance of the circuit including the compensation terminal T ₂ may drift when the positions of the taps 227 and 233 are adjusted or when other components are attached to the coil 215.

他の実装形態では、コイル２１５からの電圧Ｖ_２は、帯電端子Ｔ_１に印加することができ、タップ２３３の位置は、全実効高（ｈ_ＴＥ）の位相（Φ）がＲ_ｘでの誘導表面ウェーブチルト角（Ψ）とほぼ等しいように、調整することができる。コイルのタップ２２４の位置は、動作点に到達するまで調整することができ、結果として、電流計２３６を通るグラウンド電流が実質的に最大に到達することになる。結果として生じる電界は、損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合しており、損失性導電媒体２０３の表面に沿って誘導表面波が送出される。これは、誘導表面導波プローブ２００から延びる径方向に沿って電界強度を測定することにより、検証することができる。システムを更に調整して、ＡＣ源２１２用のタップ２２７の位置をコイル２１５上の５０Ωの点になるように繰り返して調整し、電流計２３６を通るグラウンド電流を最大化するようにタップ２２４及び／又は２３３の位置を調整することにより、結合を向上することができる。 In other implementations, the voltage V ₂ from the coil 215 can be applied to the charging terminal T ₁ and the position of the tap 233 is induced when the phase (Φ) of the total effective height (h _TE ) is R _x. It can be adjusted to be approximately equal to the surface wave tilt angle (Ψ). The position of the coil tap 224 can be adjusted until the operating point is reached, resulting in a substantially maximum ground current through the ammeter 236. The resulting electric field is substantially mode matched to the guided surface guided mode on the surface of the lossy conductive medium 203, and a guided surface wave is transmitted along the surface of the lossy conductive medium 203. This can be verified by measuring the electric field strength along the radial direction extending from the inductive surface waveguide probe 200. The system is further tuned to iteratively adjust the position of tap 227 for AC source 212 to be a 50 Ω point on coil 215 and tap 224 and / or to maximize ground current through ammeter 236. Alternatively, the coupling can be improved by adjusting the position of 233.

図１２に戻って、誘導表面導波プローブ２００の動作は、誘導表面導波プローブ２００に関連付けられた動作条件の変化に対して調整するように制御することができる。例えば、プローブ制御システム２３０を使用して、結合回路２０９並びに／又は帯電端子Ｔ_１及び／若しくは補償端子Ｔ_２の位置を制御し、誘導表面導波プローブ２００の動作を制御することができる。動作条件としては、損失性導電媒体２０３の特性（例えば、導電率σ及び比誘電率ε_ｒ）の変化、電界強度の変化、及び／又は誘導表面導波プローブ２００の負荷の変化を挙げることができるが、これらに限定されない。式（４１）〜（４４）から理解することができるように、屈折率（ｎ）、複素ブルースター角（θ_ｉ，Ｂ及びΨ_ｉ，Ｂ）、ウェーブチルト（｜Ｗ｜ｅ^ｊΨ）、及び複素実効高（ｈ_ｅｆｆ＝ｈ_ｐｅ^ｊΦ）は、例えば、気象条件から結果として生じる土の導電率及び誘電率の変化により影響を受けることがある。 Returning to FIG. 12, the operation of the guiding surface waveguide probe 200 can be controlled to adjust for changes in operating conditions associated with the guiding surface waveguide probe 200. For example, the probe control system 230 can be used to control the position of the coupling circuit 209 and / or the charging terminal T ₁ and / or the compensation terminal T ₂ to control the operation of the inductive surface waveguide probe 200. The operating conditions include a change in characteristics (for example, conductivity σ and relative permittivity ε _r ) of the lossy conductive medium 203, a change in electric field strength, and / or a change in the load of the inductive surface waveguide probe 200. Although it can, it is not limited to these. As can be understood from the equations (41) to (44), the refractive index (n), the complex Brewster angle (θ _{i, B} and Ψ _{i, B} ), the wave tilt (| W | e ^jΨ ), and The complex effective height (h _eff = h _p e ^jΦ ) may be ^affected , for example, by changes in soil conductivity and dielectric constant resulting from weather conditions.

例えば、導電率測定プローブ、誘電率センサ、グラウンド・パラメータ・メータ、電界計、電流モニタ、及び／又は負荷受信器などの装置を使用して、動作条件の変化をモニタして、プローブ制御システム２３０に現在の動作条件に関する情報を提供することができる。次に、プローブ制御システム２３０は、誘導表面導波プローブ２００に１つ以上の調整を行なって、誘導表面導波プローブ２００に対する指定された動作条件を維持することができる。例えば、湿度及び温度が変化すると、土の導電率もまた、変化することになる。導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波プローブ２００の周囲の複数の位置に配置することができる。一般的に、動作周波数に対するハンケル交差距離Ｒ_ｘ又はその付近の導電率及び／又は誘電率をモニタすることが望ましいであろう。導電率測定プローブ及び／又は誘電率センサは、誘導表面導波プローブ２００の周囲の複数の位置（例えば、それぞれの象限内の）に配置することができる。 For example, using a device such as a conductivity measurement probe, a dielectric constant sensor, a ground parameter meter, an electric field meter, a current monitor, and / or a load receiver to monitor changes in operating conditions, the probe control system 230 Can provide information on current operating conditions. The probe control system 230 can then make one or more adjustments to the guide surface waveguide probe 200 to maintain specified operating conditions for the guide surface waveguide probe 200. For example, as the humidity and temperature change, the soil conductivity will also change. The conductivity measuring probe and / or the dielectric constant sensor can be arranged at a plurality of positions around the inductive surface waveguide probe 200. In general, it will be desirable to monitor the conductivity and / or dielectric constant at or near the Hankel crossing distance _Rx for the operating frequency. Conductivity measurement probes and / or dielectric constant sensors can be placed at multiple locations (eg, within each quadrant) around the inductive surface waveguide probe 200.

図１６を参照して、垂直軸ｚに沿って配置された帯電端子Ｔ_１及び帯電端子Ｔ_２を含む誘導表面導波プローブ２００ｅの例を示す。誘導表面導波プローブ２００ｅは、領域１を構成する損失性導電媒体２０３の上に配置されている。加えて、第２の媒体２０６は、損失性導電媒体２０３と境界界面を共有し、領域２を構成する。帯電端子Ｔ_１及びＴ_２は、損失性導電媒体２０３の上に配置される。帯電端子Ｔ_１は、物理的高さＨ_１に配置され、帯電端子Ｔ_２は、高さＨ_２で垂直軸ｚに沿ってＴ_１の真下に配置され、Ｈ_２は、Ｈ_１未満である。誘導表面導波プローブ２００ｅによって提示される伝送構造の高さｈは、ｈ＝Ｈ_１−Ｈ_２である。誘導表面導波プローブ２００ｅは、励起源２１２を帯電端子Ｔ_１及びＴ_２に結合するプローブ結合回路２０９を含む。 Referring to FIG. 16 shows an example of induced surface wave probe 200e containing charged terminals T ₁ and charging terminal T ₂ which are arranged along the vertical axis z. The induction surface waveguide probe 200e is disposed on the lossy conductive medium 203 constituting the region 1. In addition, the second medium 206 shares a boundary interface with the lossy conductive medium 203 and constitutes the region 2. The charging terminals T ₁ and T ₂ are disposed on the lossy conductive medium 203. The charging terminal T ₁ is arranged at a physical height H ₁ , the charging terminal T ₂ is arranged at a height H ₂ and directly below T ₁ along the vertical axis z, and H ₂ is less than H _1. . The height h of the transmission structure presented by the inductive surface waveguide probe 200e is h = H ₁ −H ₂ . Induced surface wave probe 200e includes a probe coupling circuit 209 for coupling the pump source 212 to the charging terminals _{T 1} and _{T 2.}

帯電端子Ｔ_１及び／又はＴ_２は、実用的に可能な限り多くの電荷を保持するサイズにすることができる、電荷を保持することができる導体塊を含む。帯電端子Ｔ_１は、自己容量Ｃ_１を有し、帯電端子Ｔ_２は、自己容量Ｃ_２を有し、それらは、例えば、式（２４）を使用して決定することができる。帯電端子Ｔ_２の真上の帯電端子Ｔ_１の配置によって、帯電端子Ｔ_１とＴ_２との間に、相互静電容量Ｃ_Ｍが生成される。帯電端子Ｔ_１及びＴ_２は、同一である必要はなく、それぞれが、別個のサイズ及び形状を有することができ、異なる導電材料を含むことができることに留意されたい。最終的に、誘導表面導波プローブ２００ｅによって送出される誘導表面波の電界強度は、端子Ｔ_１上の電荷の量に正比例する。次に、電荷Ｑ_１は、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖであるため、帯電端子Ｔ_１に関連付けられた自己容量Ｃ_１に比例し、式中、Ｖは、帯電端子Ｔ_１に課される電圧である。 The charging terminals T ₁ and / or T ₂ include a conductor mass capable of holding charge, which can be sized to hold as much charge as practically possible. Charging terminal T ₁ has a self-capacitance C ₁ and charging terminal T ₂ has a self-capacitance C ₂ , which can be determined using, for example, equation (24). The arrangement of the charging terminal T ₁ of the immediately above the charging terminals T _2, between the charging terminals T ₁ and T _2, mutual capacitance C _M is generated. Note that the charging terminals T ₁ and T ₂ need not be the same, each can have a distinct size and shape, and can include different conductive materials. Finally, the field intensity of the induced surface waves emitted by induction surface wave probe 200e is directly proportional to the amount of charge on the terminal T _1. Next, the charge Q ₁ is proportional to the self-capacitance C ₁ associated with the charging terminal T ₁ since Q ₁ = C ₁ V, where V is the voltage imposed on the charging terminal T _1. is there.

既定の動作周波数で動作するように適切に調整されると、誘導表面導波プローブ２００ｅは、損失性導電媒体２０３の表面に沿った誘導表面波を生成する。励起源２１２は、構造を励起するために誘導表面導波プローブ２００ｅに印加される既定の周波数の電気エネルギを生成することができる。誘導表面導波プローブ２００ｅによって生成された電磁界が、損失性導電媒体２０３と実質的にモード整合される場合、電磁界は、結果としてほとんど反射しない又は反射しない複素ブルースター角で入射する波面を実質的に合成する。したがって、表面導波路プローブ２００ｅは、放射波を生成しないが、損失性導電媒体２０３の表面に沿った誘導表面進行波を送出する。励起源２１２からのエネルギは、Ｚｅｎｎｅｃｋ表面電流として誘導表面導波プローブ２００ｅの実効伝送範囲内に配置された１つ以上の受信器に伝送することができる。   When properly tuned to operate at a predetermined operating frequency, guided surface waveguide probe 200e generates a guided surface wave along the surface of lossy conductive medium 203. The excitation source 212 can generate a predetermined frequency of electrical energy that is applied to the inductive surface waveguide probe 200e to excite the structure. If the electromagnetic field generated by the inductive surface waveguide probe 200e is substantially mode-matched with the lossy conductive medium 203, the electromagnetic field results in a wavefront incident at a complex Brewster angle that hardly reflects or reflects. Synthesize substantially. Accordingly, the surface waveguide probe 200e does not generate a radiated wave, but transmits a guided surface traveling wave along the surface of the lossy conductive medium 203. The energy from the excitation source 212 can be transmitted as a Zenneck surface current to one or more receivers located within the effective transmission range of the inductive surface waveguide probe 200e.

損失性導電媒体２０３の表面上の放射Ｚｅｎｎｅｃｋ表面電流Ｊ_ρ（ρ）の漸近線を近接でＪ_１（ρ）かつ遠方でＪ_２（ρ）となるように、以下の式のように決定することができる。

式中、Ｉ_１は、第１の帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１を供給する誘導電流であり、Ｉ_２は、第２の帯電端子Ｔ_２上の電荷Ｑ_２を供給する誘導電流である。上側帯電端子Ｔ_１上の電荷Ｑ_１は、Ｑ_１＝Ｃ_１Ｖ_１により決定され、式中、Ｃ_１は、帯電端子Ｔ_１の絶縁静電容量である。Ｌｅｏｎｔｏｖｉｃｈ境界条件に従い、第１の帯電端子上の持ち上げられた振動する電荷Ｑ_１の準静的電界により注入された損失性導電媒体２０３内の放射電流寄与である、

により得られる上述したＪ_１に対する第３の成分が存在することに留意されたい。量Ｚ_ρ＝ｊωμ_ｏ／γ_ｅは、損失性導電媒体の放射インピーダンスであり、式中、γ_ｅ＝（ｊωμ_１σ_１−ω^２μ_１ε_１）^１／２である。 The asymptotic line of the radiated Zenneck surface current J _ρ (ρ) on the surface of the lossy conductive medium 203 is determined by the following equation so that J ₁ (ρ) is near and J ₂ (ρ) is far. be able to.

Wherein, _{I 1} is the first induced current supplies charges to _{Q 1} on the charging terminals _{T 1, I 2} is the induced current supply charges _{Q 2} on the second charging terminal _{T 2} . Charge to _{Q 1} on the upper charging terminal _{T 1 is} determined by Q _{1 =} C _{1 V 1,} wherein, _{C 1} is an insulating capacitance of the charging terminal _{T 1.} According Leontovich boundary conditions, a radiation current contribution in the first charging terminals on the raised injected by quasi-static electric field of the charge Q ₁ to vibrations lossy conductive medium 203,

Note that there is a third component for J ₁ described above obtained by The quantity Z _ρ = jωμ _o / γ _e is the radiation impedance of the lossy conductive medium, where γ _e = (jωμ ₁ σ ₁ −ω ² μ ₁ ε ₁ ) ^1/2 .

式（９０）及び（９１）により上述したような近接及び遠方の放射電流を表す漸近線は、複素量である。各種実施形態によれば、物理的表面電流Ｊ（ρ）は、大きさ及び位相において電流の漸近線に可能な限り近く整合するように合成される。すなわち、近接で、｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ_１｜に対して接線となることになり、遠方で、｜Ｊ（ρ）｜は、｜Ｊ_２｜に対して接線となることになる。また、各種実施形態によれば、Ｊ（ρ）の位相は、近接のＪ_１の位相から遠方のＪ_２の位相に遷移しなければならない。 Asymptotic lines representing near and far radiation currents as described above by equations (90) and (91) are complex quantities. According to various embodiments, the physical surface current J (ρ) is synthesized to match the current asymptote as closely as possible in magnitude and phase. That is, in the vicinity, | J (ρ) | becomes tangent to | J ₁ |, and in the distance, | J (ρ) | becomes tangent to | J ₂ |. Become. Also, according to various embodiments, the phase of J (ρ) must transition from the near J ₁ phase to the far J ₂ phase.

誘導表面波を送出するように伝送の場所で誘導表面波モードに整合するために、遠方の表面電流｜Ｊ_２｜の位相は、ｅ^{−ｊβ（ρ２−ρ１）}に対応する伝搬位相に約４５度又は２２５度の定数を加えただけ、近接の表面電流｜Ｊ_１｜の位相とは異ならなければならない。これは、

に対して、π／４付近に１つ及び５π／４付近に１つの、２つの根が存在するためである。適切に調整された合成放射表面電流は、以下の式である。

これは式（１７）と一致していることに留意されたい。マクスウェル方程式により、そのようなＪ（ρ）の表面電流は、自動的に、以下の式に従う電界を生成する。

したがって、整合されることになる誘導表面波モードに対する遠方の表面電流｜Ｊ_２｜と近接の表面電流｜Ｊ_１｜との間の位相の差は、式（１）〜（３）と一致する式（９３）〜（９５）のハンケル関数の特性に起因する。式（１）〜（６）及び（１７）並びに式（９２）〜（９５）によって表現される電界は、地上波の伝搬に関連付けられた放射電磁界ではなく、損失性の境界面に拘束された伝送線モードの性質を有することを認識することは重要である。 To match the induced surface wave mode at the location of transmission to deliver the induced surface wave, the phase of the distant surface current | J ₂ | is about 45 to the propagation phase corresponding to e ^{−jβ (ρ2−ρ1).} The phase of the adjacent surface current | J ₁ | must be different by adding a constant of 225 degrees or 225 degrees. this is,

On the other hand, there are two roots, one near π / 4 and one near 5π / 4. A properly tuned composite radiated surface current is:

Note that this is consistent with equation (17). According to the Maxwell equation, such a surface current of J (ρ) automatically generates an electric field according to the following equation:

Therefore, the phase difference between the far surface current | J ₂ | and the near surface current | J ₁ | for the induced surface wave mode to be matched is consistent with equations (1)-(3). This is due to the characteristics of the Hankel function of the equations (93) to (95). The electric fields expressed by equations (1)-(6) and (17) and equations (92)-(95) are constrained to a lossy interface rather than the radiated electromagnetic field associated with terrestrial propagation. It is important to recognize that the transmission line mode has properties.

所与の位置での誘導表面導波プローブ２００ｅの所与の設計に対する適切な電圧の大きさ及び位相を得るために、反復的手法を使用することができる。具体的には、生成される放射表面電流密度を決定するために、端子Ｔ_１及びＴ_２への給電電流、帯電端子Ｔ_１及びＴ_２上の電荷、並びに損失性導電媒体２０３内のそれらの影像を考慮して、誘導表面導波プローブ２００ｅの所与の励起及び構成の解析を実行することができる。このプロセスは、所望のパラメータに基づいて所与の誘導表面導波プローブ２００ｅの最適な構成及び励起が決定されるまで、繰り返して実行することができる。所与の誘導表面導波プローブ２００ｅが最適なレベルで動作しているか否かを判定するのを助成するために、誘導表面導波プローブ２００ｅの位置での領域１の導電率（σ_１）及び領域１の誘電率（ε_１）に対する値に基づいて式（１）〜（１２）を使用して、誘導電界強度曲線１０３（図１）を生成することができる。そのような誘導電界強度曲線１０３は、測定された電界強度を誘導電界強度曲線１０３により示される大きさと比較して、最適な伝送が実現されているか否かを判定することができるように、動作に対する基準を提供することができる。 An iterative approach can be used to obtain the appropriate voltage magnitude and phase for a given design of inductive surface waveguide probe 200e at a given location. More specifically, in order to determine the emission surface current density generated, to the terminal T ₁ and T ₂ feed current, charging terminal T ₁ and T ₂ on the charge as well in the lossy conductive medium 203 thereof Given the image, a given excitation and configuration analysis of the guided surface waveguide probe 200e can be performed. This process can be performed iteratively until the optimal configuration and excitation of a given guided surface waveguide probe 200e is determined based on the desired parameters. To help determine whether a given guided surface waveguide probe 200e is operating at an optimal level, the conductivity (σ ₁ ) of region 1 at the location of the guided surface waveguide probe 200e and Equations (1)-(12) can be used to generate an induced field strength curve 103 (FIG. 1) based on values for the dielectric constant (ε ₁ ) of region 1. Such an induced field strength curve 103 operates so that the measured field strength can be compared with the magnitude indicated by the induced field strength curve 103 to determine whether optimal transmission has been achieved. Can provide a reference to

最適化された条件に到達するために、誘導表面導波プローブ２００ｅに関連付けられた様々なパラメータを調整することができる。誘導表面導波プローブ２００ｅを調整するために変更することができる１つのパラメータは、損失性導電媒体２０３の表面に対する帯電端子Ｔ_１及び／又はＴ_２の１つ又は両方の高さである。加えて、帯電端子Ｔ_１とＴ_２との間の距離又は間隔もまた、調整することができる。そのようにすることで、理解することができるように、帯電端子Ｔ_１及びＴ_２と損失性導電媒体２０３との間の相互静電容量Ｃ_Ｍ又はなんらかの拘束電荷を最小化する又は別の方法で変更することができる。それぞれの帯電端子Ｔ_１及び／又はＴ_２のサイズもまた、調整することができる。帯電端子Ｔ_１及び／又はＴ_２のサイズを変更することにより、理解することができるように、対応する自己容量Ｃ_１及び／又はＣ_２、並びに相互静電容量Ｃ_Ｍを変更することになる。 Various parameters associated with the guided surface waveguide probe 200e can be adjusted to reach the optimized conditions. One parameter that can be changed to tune the inductive surface waveguide probe 200e is the height of one or both of the charging terminals T ₁ and / or T ₂ relative to the surface of the lossy conductive medium 203. In addition, the distance or spacing between the charging terminals T ₁ and T ₂ can also be adjusted. In so doing, as can be appreciated, the mutual capacitance C _M or any bound charge between the charging terminals T ₁ and T ₂ and the lossy conductive medium 203 is minimized or another method. Can be changed. The size of each of the charging terminals T ₁ and / or T ₂ can also be adjusted. By changing the size of the charging terminals T ₁ and / or T ₂ , the corresponding self-capacitance C ₁ and / or C ₂ and the mutual capacitance C _M will be changed, as can be understood. .

また更に、調整することができる別のパラメータは、誘導表面導波プローブ２００ｅに関連付けられたプローブ結合回路２０９である。これは、プローブ結合回路２０９を構成する誘導リアクタンス及び／又は容量リアクタンスのサイズを調整することにより、実現することができる。例えば、そのような誘導リアクタンスがコイルを含む場合、そのようなコイル上の巻数を調整することができる。最終的に、プローブ結合回路２０９に対する調整を行なって、プローブ結合回路２０９の電気長を変更し、それによって、帯電端子Ｔ_１及びＴ_２上の電圧の大きさ及び位相に影響を及ぼすことができる。 Yet another parameter that can be adjusted is the probe coupling circuit 209 associated with the guiding surface waveguide probe 200e. This can be realized by adjusting the size of the inductive reactance and / or the capacitive reactance constituting the probe coupling circuit 209. For example, if such inductive reactance includes a coil, the number of turns on such coil can be adjusted. Finally, after the adjustment for the probe coupling circuit 209, it changes the electrical length of the probe coupling circuit 209, thereby can influence the magnitude and phase of the voltage on the charging terminals T ₁ and T ₂ .

理解することができるように、様々な調整を行うことにより実行される伝送の反復は、コンピュータモデルを使用することにより、又は物理的構造を調整することにより、実施することができることを留意されたい。上述の調整を行なうことにより、上述した式（９０）及び（９１）で規定される誘導表面波モードの同じ電流Ｊ（ρ）を近似する、対応する「近接」表面電流Ｊ_１及び「遠方」表面電流Ｊ_２を生成することができる。そうすることにより、結果として生じる電磁界は、損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面波モードに実質的に又は近似的にモード整合されることになる。 It should be noted that the transmission iterations performed by making various adjustments can be implemented by using a computer model or by adjusting the physical structure, as can be appreciated. . By making the adjustments described above, the corresponding “proximity” surface currents J ₁ and “distant” approximate the same current J (ρ) in the induced surface wave mode defined by the above equations (90) and (91). it is possible to generate a surface current J _2. By doing so, the resulting electromagnetic field will be substantially or approximately mode matched to the induced surface wave mode on the surface of the lossy conductive medium 203.

図１６の例に示さないが、誘導表面導波プローブ２００ｅの動作は、誘導表面導波プローブ２００に関連付けられた動作条件の変化に対して調整するように制御することができる。例えば、図１２に示すプローブ制御システム２３０を使用して、結合回路２０９並びに／又は帯電端子Ｔ_１及び／若しくはＴ_２の位置及び／若しくはサイズを制御し、誘導表面導波プローブ２００ｅの動作を制御することができる。動作条件としては、損失性導電媒体２０３の特性（例えば、導電率σ及び比誘電率ε_ｒ）の変化、電界強度の変化、及び／又は誘導表面導波プローブ２００ｅの負荷の変化を挙げることができるが、これらに限定されない。 Although not shown in the example of FIG. 16, the operation of the guiding surface waveguide probe 200e can be controlled to adjust for changes in operating conditions associated with the guiding surface waveguide probe 200. For example, the probe control system 230 shown in FIG. 12 is used to control the position and / or size of the coupling circuit 209 and / or the charging terminals T ₁ and / or T ₂ to control the operation of the inductive surface waveguide probe 200e. can do. The operating conditions include a change in characteristics (for example, conductivity σ and relative permittivity ε _r ) of the lossy conductive medium 203, a change in electric field strength, and / or a change in the load of the inductive surface waveguide probe 200e. Although it can, it is not limited to these.

ここで図１７を参照して、誘導表面導波プローブ２００ｆとして本明細書で表記された、図１６の誘導表面導波プローブ２００ｅの例を示す。誘導表面導波プローブ２００ｆは、損失性導電媒体２０３（例えば、地球）によって提示された平面に実質的に垂直な垂直軸ｚに沿って配置された帯電端子Ｔ_１及びＴ_２を含む。第２の媒体２０６は、損失性導電媒体２０３の上にある。帯電端子Ｔ_１は、自己容量Ｃ_１を有し、帯電端子Ｔ_２は、自己容量Ｃ_２を有する。動作中、電荷Ｑ_１及びＱ_２が、任意の所与の時点に帯電端子Ｔ_１及びＴ_２に印加される電圧に依存して、それぞれ帯電端子Ｔ_１及びＴ_２上に課される。相互静電容量Ｃ_Ｍは、帯電端子Ｔ_１とＴ_２との間に、その間の距離に依存して存在し得る。加えて、拘束静電容量は、損失性導電媒体２０３に対するそれぞれの帯電端子Ｔ_１及びＴ_２の高さに依存して、それぞれの帯電端子Ｔ_１及びＴ_２と損失性導電媒体２０３との間に存在し得る。 Referring now to FIG. 17, there is shown an example of the guide surface waveguide probe 200e of FIG. 16 denoted herein as guide surface waveguide probe 200f. Induced surface wave probe 200f is lossy conductive medium 203 (e.g., earth) including a substantially disposed along a perpendicular vertical axis z charging terminals T ₁ and T ₂ the presented plane by. The second medium 206 is on the lossy conductive medium 203. Charging terminal _{T 1} has a self-capacitance _{C 1,} the charging terminal _{T 2} are, has a self-capacitance _{C 2.} In operation, charges Q ₁ and Q ₂ are imposed on charging terminals T ₁ and T ₂ , respectively, depending on the voltage applied to charging terminals T ₁ and T ₂ at any given time. A mutual capacitance C _M may exist between the charging terminals T ₁ and T ₂ depending on the distance between them. In addition, constrained capacitance, depending on the height of each of the charging terminals T ₁ and T ₂ for the lossy conductive medium 203, between the respective charging terminals T ₁ and T ₂ a lossy conductive medium 203 Can exist.

誘導表面導波プローブ２００ｆは、帯電端子Ｔ_１及びＴ_２のそれぞれに結合された一対のリードを有するコイルＬ_１ａを含む備える誘導インピーダンスを含むプローブ結合回路２０９を含む。一実施形態では、コイルＬ_１ａは、誘導表面導波プローブ２００ｆの動作周波数での波長の半分（１／２）の電気的長さを有するように規定される。 Induced surface wave probe 200f includes a probe coupling circuit 209 includes an inductive impedance comprising including a coil L _1a having a pair of leads coupled to each of the charging terminals T ₁ and T _2. In one embodiment, the coil L _1a is defined to have an electrical length that is half the wavelength (1/2) at the operating frequency of the inductive surface waveguide probe 200f.

コイルＬ_１ａの電気的長さは、動作周波数での波長の約半分（１／２）として規定されるが、コイルＬ_１ａは、他の値での電気長で規定することができることが理解される。一実施形態によれば、コイルＬ_１ａが動作周波数での波長の約半分の電気長を有するという事実は、帯電端子Ｔ_１及びＴ_２上に最大電圧差が生成されるという利点を提供する。それにもかかわらず、誘導表面導波プローブ２００ｆを調整して誘導表面波モードの最適な励起を得るときに、コイルＬ_１ａの長さ又は直径は、増大又は減少させることができる。コイル長の調整は、コイルの１つ又は両方の端部に配置されたタップにより提供することができる。一実施形態では、誘導インピーダンスは、誘導表面導波プローブ２００ｆの動作周波数での波長の１／２より著しく短い又は長い電気長を有するように規定される場合とすることができる。 Electrical length of the coil L _1a is defined as approximately half the wavelength at the operating frequency (1/2), the coil L _1a, it is understood that it can be specified by the electrical length of the other values The According to one embodiment, the fact that the coil L _1a has an electrical length of about half the wavelength at the operating frequency provides the advantage that a maximum voltage difference is created on the charging terminals T ₁ and T ₂ . Nevertheless, the length or diameter of the coil L _1a can be increased or decreased when adjusting the guided surface waveguide probe 200f to obtain an optimal excitation of the guided surface wave mode. Adjustment of the coil length can be provided by taps located at one or both ends of the coil. In one embodiment, the inductive impedance may be defined as having an electrical length that is significantly shorter or longer than ½ of the wavelength at the operating frequency of the inductive surface waveguide probe 200f.

励起源２１２は、磁気結合によってプローブ結合回路２０９に結合することができる。具体的には、励起源２１２は、コイルＬ_１ａに誘導結合されたコイルＬ_Ｐに結合される。これは、理解することができるように、リンク結合、タップ付きコイル、可変リアクタンス、又は他の結合手法により行うことができる。このために、理解することができるように、コイルＬ_Ｐは、一次コイルとして機能し、コイルＬ_１ａは、二次コイルとして機能する。 The excitation source 212 can be coupled to the probe coupling circuit 209 by magnetic coupling. Specifically, the excitation source 212 is coupled to the coil _{L P} which is inductively coupled to the coil _{L 1a.} This can be done by link coupling, tapped coils, variable reactance, or other coupling techniques, as can be appreciated. For this, as can be appreciated, the coil L _P serves as the primary coil, the coil L _1a serves as a secondary coil.

所望の誘導表面波の伝送のために誘導表面導波プローブ２００ｆを調整するために、それぞれの帯電端子Ｔ_１及びＴ_２の高さは、損失性導電媒体２０３に対して、及び互いに対して、変更することができる。また、帯電端子Ｔ_１及びＴ_２のサイズを変更することができる。加えて、巻きを追加若しくは除去することにより、又はコイルＬ_１ａのなんらかの他の寸法を変更することにより、コイルＬ_１ａのサイズを変更することができる。コイルＬ_１ａはまた、図１７に示すように、電気長を調整するための１つ以上のタップを含むことができる。帯電端子Ｔ_１又はＴ_２のいずれかに接続されたタップの位置もまた、調整することができる。 In order to adjust the induced surface wave probe 200f for transmission of a desired induction surface waves, each of the charging height of the terminals T ₁ and T _2, with respect to the lossy conductive medium 203, and with respect to each other, Can be changed. Further, it is possible to change the size of the charging terminals T ₁ and T _2. In addition, by adding or removing the winding, or by changing some other dimension of the coil L _1a, it is possible to change the size of the coil L _1a. The coil L _1a can also include one or more taps for adjusting the electrical length, as shown in FIG. The position of the tap connected to either charging terminal T ₁ or T ₂ can also be adjusted.

次に図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、及び図１９を参照して、無線電力供給システムに表面誘導波を使用するための、一般化した受信回路の例を示す。図１８Ａ及び１８Ｂ〜１８Ｃは、それぞれ、線状プローブ３０３及び同調共振器３０６を含む。図１９は、本開示の各種実施形態に係る、磁気コイル３０９である。各種実施形態によれば、線状プローブ３０３、同調共振器３０６、及び磁気コイル３０９のうちのそれぞれ１つを用いて、各種実施形態による損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面波の形態で伝送された電力を受信することができる。上述したように、一実施形態では、損失性導電媒体２０３は、テレストリアル媒体（又は地球）を含む。   Next, with reference to FIGS. 18A, 18B, 18C, and FIG. 19, an example of a generalized receiving circuit for using surface induced waves in a wireless power supply system is shown. 18A and 18B-18C include a linear probe 303 and a tuned resonator 306, respectively. FIG. 19 is a magnetic coil 309 according to various embodiments of the present disclosure. According to various embodiments, each one of the linear probe 303, the tuning resonator 306, and the magnetic coil 309 is used in the form of induced surface waves on the surface of the lossy conductive medium 203 according to various embodiments. The transmitted power can be received. As described above, in one embodiment, the lossy conductive medium 203 includes a telescopic medium (or the earth).

具体的に図１８Ａを参照して、線状プローブ３０３の出力端子３１２での開回路端子電圧は、線状プローブ３０３の実効高に依存する。このために、端子点の電圧は、以下の式のように計算することができる。

式中、Ｅ_ｉｎｃは、１Ｖ／ｍでの線状プローブ３０３上に誘導された入射電界の強度であり、ｄｌは、線状プローブ３０３の方向に沿った積分の要素であり、ｈ_ｅは、線状プローブ３０３の実効高である。電気的負荷３１５は、インピーダンス整合ネットワーク３１８を介して出力端子３１２に結合される。 Specifically, referring to FIG. 18A, the open circuit terminal voltage at the output terminal 312 of the linear probe 303 depends on the effective height of the linear probe 303. For this purpose, the voltage at the terminal point can be calculated as:

Where E _inc is the intensity of the incident electric field induced on the linear probe 303 at 1 V / m, dl is an integral element along the direction of the linear probe 303, and h _e is This is the effective height of the linear probe 303. Electrical load 315 is coupled to output terminal 312 via impedance matching network 318.

線状プローブ３０３が上述したように誘導表面波を受けるとき、場合によって、共役インピーダンス整合ネットワーク３１８を介して電気的負荷３１５に印加することができる電圧が、出力端子３１２にわたって生じる。電気的負荷３１５への電力の流れを促進するために、後述するように、電気的負荷３１５は、線状プローブ３０３に実質的にインピーダンス整合されていなければならない。   When the linear probe 303 receives an induced surface wave as described above, in some cases, a voltage is generated across the output terminal 312 that can be applied to the electrical load 315 via the conjugate impedance matching network 318. In order to facilitate the flow of power to the electrical load 315, the electrical load 315 must be substantially impedance matched to the linear probe 303, as described below.

図１８Ｂを参照して、誘導表面波のウェーブチルトに等しい位相シフトを保有するグラウンド電流励起コイル３０６ａは、損失性導電媒体２０３の上方にある（又はつり下げられた）帯電端子Ｔ_Ｒを含む。帯電端子Ｔ_Ｒは、自己容量Ｃ_Ｒを有する。加えて、損失性導電媒体２０３の上の帯電端子Ｔ_Ｒの高さに依存して、帯電端子Ｔ_Ｒと損失性導電媒体２０３との間に、拘束された静電容量（図示せず）もまた存在する。拘束された静電容量は、好ましくは実行可能な限り最小化されなければならないが、これは、すべての場合において全面的に必要でなくてもよい。 Referring to FIG. 18B, ground current excitation coils 306a carrying a phase shift equal to the wave tilt induced surface waves is (was lowered or suspended) above the lossy conductive medium 203 comprises a charging terminal T _R. Charging terminal _{T R} has a self-capacitance _{C R.} In addition, depending on the height of the charging terminal T _R on the lossy conductive medium 203, between the charging terminals T _R and lossy conductive medium 203, constrained capacitance (not shown) Also exists. The constrained capacitance should preferably be minimized as much as practicable, but this may not be necessary entirely in all cases.

同調共振器３０６ａもまた、位相シフトΦを有するコイルＬ_Ｒを含む受信器ネットワークを含む。コイルＬ_Ｒの１つの端部は、帯電端子Ｔ_Ｒに結合され、コイルＬ_Ｒの他方の端部は、損失性導電媒体２０３に結合される。受信器ネットワークは、コイルＬ_Ｒを帯電端子Ｔ_Ｒに結合する垂直供給線導体を含むことができる。このために、コイルＬ_Ｒ（同調共振器Ｌ_Ｒ−Ｃ_Ｒと呼ばれる場合もある）は、帯電端子Ｃ_Ｒ及びコイルＬ_Ｒが直列に配置されるとき、直列調整された共振器を含む。コイルＬ_Ｒの位相遅延は、帯電端子Ｔ_Ｒのサイズ及び／若しくは高さを変更することにより、並びに／又は構造の位相Φがウェーブチルト角Ψに実質的に等しくなるようにコイルＬ_Ｒのサイズを調整することにより、調整することができる。垂直供給線の位相遅延もまた、例えば、導体長を変更することにより、調整することができる。 Tuned resonator 306a also includes a receiver network including the coil L _R having a phase shift [Phi. One end of the coil L _R is coupled to the charging terminal T _R, the other end of the coil L _R is coupled to the lossy conductive medium 203. The receiver network may include a vertical supply line conductors for coupling the coil L _R charged terminal T _R. For this, the coil L _{R (sometimes} referred to as tuned resonator L _R -C _R also) when the charging terminals C _R and the coil L _R are arranged in series, includes a series tuned resonator. Phase delay of the coil L _R, the size of the charging terminal T by changing the size and / or height of the _R, and / or structure of the phase Φ is coil L _R to be substantially equal to the wave tilt angle Ψ It can be adjusted by adjusting. The phase delay of the vertical supply line can also be adjusted, for example, by changing the conductor length.

例えば、自己容量Ｃ_Ｒにより提示されるリアクタンスは、１／ｊωＣ_Ｒとして計算される。理解することができるように、構造３０６ａの全静電容量はまた、帯電端子Ｔ_Ｒと損失性導電媒体２０３との間の静電容量を含むことができ、構造３０６ａの全静電容量は、自己容量Ｃ_Ｒ及びなんらかの拘束された静電容量の両方から計算することができることに留意されたい。一実施形態によれば、帯電端子Ｔ_Ｒは、なんらかの拘束された静電容量を実質的に低減又は除去するような高さに上げることができる。拘束された静電容量の存在は、上述したように帯電端子Ｔ_Ｒと損失性導電媒体２０３との間の静電容量の測定値から判定することができる。 For example, the reactance presented by the self-capacitance _{C R} is calculated as 1 / j [omega] C _R. As can be appreciated, the total capacitance of the structure 306a can also include an electrostatic capacitance between the charging terminal T _R and lossy conductive medium 203, the total capacitance of the structure 306a, Note that it can be calculated from both the self-capacitance _CR and any constrained capacitance. According to one embodiment, the charging terminal T _R can be increased some constrained capacitance height to substantially reduce or eliminate. The presence of constrained capacitance can be determined from the measured value of the capacitance between the charging terminal T _R and lossy conductive medium 203 as described above.

別個の要素のコイルＬ_Ｒにより提示される誘導リアクタンスは、ｊωＬとして計算することができ、式中、Ｌは、コイルＬ_Ｒの集中素子インダクタンスである。コイルＬ_Ｒが分布素子である場合、その等価な端子点の誘導リアクタンスは、従来の手法によって決定することができる。構造３０６ａを整調するために、動作周波数での表面導波路へのモード整合のために位相遅延がウェーブチルトに等しいように、調整を行なうことになる。この条件下で、受信構造は、表面導波路に「モード整合」していると考えることができる。電力を負荷に結合するために、プローブと電気的負荷３２７との間に、構造周囲の変圧器リンク及び／又はインピーダンス整合ネットワーク３２４を挿入することができる。プローブ端子３２１と電気的負荷３２７との間にインピーダンス整合ネットワーク３２４を挿入することにより、電気的負荷３２７への最大電力伝送のための共役整合条件に影響を及ぼすことができる。 Inductive reactance presented by the coil L _R distinct elements may be calculated as j.omega.L, wherein, L is lumped element inductance of the coil L _R. When the coil _LR is a distributed element, the inductive reactance of the equivalent terminal point can be determined by a conventional method. To tune the structure 306a, adjustments will be made so that the phase delay is equal to the wave tilt for mode matching to the surface waveguide at the operating frequency. Under this condition, the receiving structure can be considered to be “mode matched” to the surface waveguide. A transformer link and / or impedance matching network 324 around the structure can be inserted between the probe and the electrical load 327 to couple power to the load. Inserting an impedance matching network 324 between the probe terminal 321 and the electrical load 327 can affect the conjugate matching conditions for maximum power transfer to the electrical load 327.

動作周波数での表面電流の存在下に置かれた場合、電力は、表面誘導波から電気的負荷３２７に送出されることになる。このために、電気的負荷３２７は、磁気結合、容量結合、又は導電（直接タップ）結合によって、構造３０６ａに結合することができる。結合ネットワークの素子は、理解することができるように、集中素子又は分布素子とすることができる。   When placed in the presence of a surface current at the operating frequency, power will be delivered to the electrical load 327 from the surface induced wave. To this end, the electrical load 327 can be coupled to the structure 306a by magnetic coupling, capacitive coupling, or conductive (direct tap) coupling. The elements of the coupling network can be lumped elements or distributed elements, as can be appreciated.

図１８Ｂに示す実施形態では、磁気結合が用いられており、トランス一次コイルとして機能するコイルＬ_Ｒに対する二次コイルとして、コイルＬ_Ｓが配置されている。理解することができるように、コイルＬ_Ｓは、同じコア構造の周囲に幾何学的に巻いて、結合した磁束を調整することにより、コイルＬ_Ｒにリンク結合することができる。加えて、受信構造３０６ａは、直列同調した共振器を含むが、適切な位相遅延の並列同調共振器又は更に分布素子共振器もまた、使用することができる。 In the embodiment shown in FIG. 18B, the magnetic coupling is used and as a secondary coil to the coil L _R functioning as the transformer primary coil, the coil L _S is disposed. As can be appreciated, the coil L _S is wound geometrically around the same core structure, by adjusting the bound magnetic flux, it can be linked coupled to the coil L _R. In addition, the receive structure 306a includes a series tuned resonator, although a parallel tuned resonator of suitable phase delay or even a distributed element resonator can also be used.

電磁界に浸漬された受信構造は、電界からのエネルギを結合することができるが、偏波整合した構造は、結合を最大化することにより、最も良好に機能し、導波モードへのプローブ結合に関する従来の規則を遵守しなければならないことを理解することができる。例えば、ＴＥ_２０（横電気モード）導波路プローブは、ＴＥ_２０モードで励起された従来の導波路からエネルギを抽出するために最適にすることができる。同様に、これらの場合では、モード整合及び位相整合した受信構造は、表面誘導波からの電力を結合するために最適化することができる。損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波プローブ２００によって励起された誘導表面波は、開放導波路の導波モードと考えることができる。導波路損失を除いて、ソースエネルギは、完全に回収することができる。有用な受信構造は、電界（E-field）結合、磁界（H-field）結合、又は表面電流で励起することができる。 A receiving structure immersed in an electromagnetic field can couple energy from the electric field, whereas a polarization-matched structure works best by maximizing coupling and probe coupling to the guided mode Understand that you have to comply with the conventional rules regarding. For example, a TE ₂₀ (transverse electrical mode) waveguide probe can be optimized to extract energy from a conventional waveguide excited in the TE ₂₀ mode. Similarly, in these cases, the mode-matched and phase-matched receiving structure can be optimized to combine power from surface induced waves. The induced surface wave excited by the induced surface waveguide probe 200 on the surface of the lossy conductive medium 203 can be considered as a waveguide mode of an open waveguide. Except for waveguide losses, the source energy can be completely recovered. Useful receiving structures can be excited with electric field (E-field) coupling, magnetic field (H-field) coupling, or surface current.

受信構造を調整して、受信構造の近傍の損失性導電媒体２０３の局所的な特性に基づいて、誘導表面波との結合を増大又は最大化することができる。これを実現するために、受信構造の位相遅延（Φ）を調整して、受信構造での表面進行波のウェーブチルト角（Ψ）を整合することができる。適切に構成された場合、受信構造は、次に、複素深さｚ＝−ｄ／２での完全導電性影像グラウンド平面に対する共振のために同調することができる。   The receiving structure can be adjusted to increase or maximize the coupling with the induced surface wave based on the local characteristics of the lossy conductive medium 203 in the vicinity of the receiving structure. To achieve this, the phase delay (Φ) of the receiving structure can be adjusted to match the wave tilt angle (Ψ) of the surface traveling wave in the receiving structure. When properly configured, the receiving structure can then be tuned for resonance to a fully conductive image ground plane at complex depth z = −d / 2.

例えば、コイルＬ_Ｒ及びコイルＬ_Ｒと帯電端子Ｔ_Ｒとの間に接続された垂直供給線を含む、図１８Ｂの同調した共振器３０６ａを含む受信構造を考えてみる。帯電端子Ｔ_Ｒを損失性導電媒体２０３の上の規定された高さに配置して、コイルＬ_Ｒ及び垂直供給線の全位相シフトΦは、同調した共振器３０６ａの位置でのウェーブチルト角（Ψ）に整合することができる。式（２２）から、ウェーブチルトは、漸近的に以下の式になることを理解することができる。

式中、ε_ｒは、比誘電率を含み、σ_１は、受信構造の位置での損失性導電媒体２０３の導電率であり、ε_ｏは、自由空間の誘電率であり、ω＝２πｆであり、ｆは、励起の周波数である。したがって、ウェーブチルト角（Ψ）は、式（９７）から決定することができる。 For example, the connected vertical supply lines between the coil L _R and the coil L _R and the charging terminal T _R, consider the reception structure comprising a tuned resonator 306a in FIG 18B. By placing the charging terminal T _R to a defined height above the lossy conductive medium 203, the total phase shift Φ of coil L _R and the vertical supply lines, wave tilt angle at the position of tuned resonators 306a ( Ψ). From the equation (22), it can be understood that the wave tilt asymptotically becomes the following equation.

Where ε _r includes the relative permittivity, σ ₁ is the conductivity of the lossy conductive medium 203 at the location of the receiving structure, ε _o is the permittivity of free space, and ω = 2πf And f is the frequency of excitation. Therefore, the wave tilt angle (Ψ) can be determined from Equation (97).

同調共振器３０６ａの全位相遅延（Φ＝θ_ｃ＋θ_ｙ）は、コイルＬ_Ｒによる位相遅延（θ_ｃ）及び垂直供給線の位相遅延（θ_ｙ）の両方を含む。垂直供給線の長さｌ_ｗに沿った空間位相遅延は、θ_ｙ＝β_ｗｌ_ｗにより得ることができ、式中、β_ｗは、垂直供給線導体に対する伝搬位相定数である。コイル（又はヘリカル遅延線）に起因する位相遅延は、θ_ｃ＝β_ｐｌ_Ｃであり、式中、ｌ_Ｃは、物理的長さであり、以下の式は、伝搬係数である。

式中、Ｖ_ｆは、構造上の速度係数であり、λ_０は、供給される周波数での波長であり、λ_ｐは、速度係数Ｖ_ｆから結果として生じる伝搬波長である。位相遅延（θ_ｃ＋θ_ｙ）のうちの１つ又は両方を調整して、位相シフトΦをウェーブチルト角（Ψ）に整合することができる。例えば、図１８ＢのコイルＬ_Ｒ上のタップ位置を調整して、コイルの位相遅延（θ_ｃ）を調整し、全位相シフトをウェーブチルト角に整合する（Φ＝Ψ）ことができる。例えば、コイルの一部分を、図１８Ｂに示すようにタップ接続により回避することができる。垂直供給線導体もまた、タップを介してコイルＬ_Ｒに接続することができ、コイル上のタップの位置を調整して、全位相シフトをウェーブチルト角に整合することができる。 Total phase delay of the tuned resonator _{306a (Φ = θ c + θ} y) includes both phase delay due to the coil _{L R} (θ _c) and phase delay of the vertical supply line (θ _y). The spatial phase delay along the length l _w of the vertical supply line can be obtained by θ _y = β _w l _w , where β _w is the propagation phase constant for the vertical supply line conductor. The phase delay due to the coil (or helical delay line) is θ _c = β _p l _C where l _C is the physical length and the following equation is the propagation coefficient.

Where V _f is the structural velocity factor, λ ₀ is the wavelength at the supplied frequency, and λ _p is the resulting propagation wavelength from the velocity factor V _f . One or both of the phase delays (θ _c + θ _y ) can be adjusted to match the phase shift Φ to the wave tilt angle (Ψ). For example, to adjust the tap position on the coil L _R in FIG. 18B, to adjust the phase delay of the coil (theta _c), the total phase shift to align the wave tilt angle (Φ = Ψ) can. For example, a portion of the coil can be avoided by tapping as shown in FIG. 18B. Vertical supply line conductors also can be connected to the coil L _R via a tap, to adjust the position of the tap on the coil, the total phase shift may be matched to the wave tilt angle.

同調した共振器３０６ａの位相遅延（Φ）が調整されたら、次に、帯電端子Ｔ_Ｒのインピーダンスを調整して、複素深さｚ＝−ｄ／２での完全導電性影像グラウンド平面に対して共振するよう同調することができる。これは、コイルＬ_Ｒ及び垂直供給線の進行波の位相遅延を変更することなく帯電端子Ｔ_１の静電容量を調整することにより、実現することができる。この調整は、図９Ａ及び９Ｂに関して説明したものと同様である。 When the phase delay of the tuned resonator 306a ([Phi) is adjusted, then, by adjusting the impedance of the charging terminal T _R, for a complete conductive property imaging ground plane by a complex depth z = -d / 2 It can be tuned to resonate. This can be achieved by adjusting the capacitance of the charging terminals T ₁ without changing the phase delay of the traveling wave of the coil L _R and a vertical supply line, it can be realized. This adjustment is similar to that described with respect to FIGS. 9A and 9B.

複素影像平面に対する損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。

式中、

である。地球の上の垂直に偏波したソースに対して、複素影像平面の深さは、以下の式により得られる。

式中、μ_１は、損失性導電媒体２０３の透磁率であり、ε_１＝ε_ｒε_ｏである。 The impedance of “looking down” the lossy conductive medium 203 with respect to the complex image plane is given by:

Where

It is. For a vertically polarized source above the Earth, the depth of the complex image plane is given by

In the equation, μ ₁ is the magnetic permeability of the lossy conductive medium 203, and ε ₁ = ε _r ε _o .

同調共振器３０６ａの底部で、受信構造を「見上げて」見たインピーダンスは、図９Ａに示すようにＺ_↑＝Ｚ_ｂａｓｅである。以下の式の端子インピーダンスで、

（式中、Ｃ_Ｒは、帯電端子Ｔ_Ｒの自己容量である）、同調共振器３０６ａの垂直供給線導体を「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。

同調共振器３０６ａのコイルＬ_Ｒを「見上げて」見たインピーダンスは、以下の式により得られる。

損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たリアクタンス成分（Ｘ_ｉｎ）を同調共振器３０６ａを「見上げて」見たリアクタンス成分（Ｘ_ｂａｓｅ）と整合することにより、誘導表面導波モードへの結合を最大化することができる。 At the bottom of the tuned resonator 306a, the impedance seen "Looking up" the receiving structure is _{Z ↑} = Z _base as shown in Figure 9A. With the terminal impedance of the following formula:

(Where C _R is the self-capacitance of the charging terminal T _R ), the impedance “looking up” the vertical supply line conductor of the tuned resonator 306a is given by:

Impedance seen "Looking up" the coil L _R of the tuned resonator 306a is obtained by the following equation.

Coupling the inductive surface waveguide mode by matching the reactance component (X _in ) seen “looking down” of the lossy conductive medium 203 with the reactance component (X _base ) seen “looking up” the tuning resonator 306a Can be maximized.

次に図１８Ｃを参照して、受信構造の上部に帯電端子Ｔ_Ｒを含まない同調共振器３０６ｂの例を示す。この実施形態では、同調共振器３０６ｂは、コイルＬ_Ｒと帯電端子Ｔ_Ｒとの間に結合された垂直供給線を含まない。したがって、同調共振器３０６ｂの全位相シフト（Φ）は、コイルＬ_Ｒによる位相遅延（θ_ｃ）のみを含む。図１８Ｂの同調共振器３０６ａと同様に、コイルの位相遅延θ_ｃを調整して、式（９７）から決定されたウェーブチルト角（Ψ）を整合することができ、これにより、結果としてΦ＝Ψとなる。表面導波モードに結合された受信構造を用いて電力抽出が可能であるが、受信構造を調整して、帯電端子Ｔ_Ｒによって提供される可変リアクタンス負荷なしに誘導表面波との結合を最大化することは困難である。 Referring now to FIG. 18C, showing an example of a tuned resonator 306b without the charging terminal T _R at the top of the receiving structure. In this embodiment, tuned resonator 306b does not include a vertical supply line coupled between the coil L _R and the charging terminal T _R. Therefore, the total phase shift of tuned resonator 306 b ([Phi) includes only the phase delay due to the coil _{L R (θ c).} Like the tuned resonator 306a in FIG. 18B, by adjusting the phase delay theta _c of the coil can be aligned wave tilt angle determined from equation (97) to ([psi), thereby, as a result [Phi = Ψ. While using the received structure coupled to the surface waveguide mode is possible power extraction, by adjusting the reception structure, maximizes the coupling of the induction surface wave without variable reactive load is provided by charging terminal T _R It is difficult to do.

図１８Ｄを参照して、受信構造を調整して、損失性導電媒体２０３の表面上の誘導表面導波モードに実質的にモード整合する例を示す流れ図１８０を示す。１８１で開始して、受信構造が（図１８Ｂの同調共振器３０６ａの）帯電端子Ｔ_Ｒを含む場合、１８４で、帯電端子Ｔ_Ｒは、損失性導電媒体２０３の上の定義された高さに配置される。誘導表面導波プローブ２００によって表面誘導波が確立されたら、帯電端子Ｔ_Ｒの物理的高さ（ｈ_ｐ）は、実効高より低いものとすることができる。物理的高さを選択して、帯電端子Ｔ_Ｒ上の拘束電荷を低減又は最小化することができる（例えば、帯電端子の球直径の４倍）。受信構造が（例えば、図１８Ｃの同調共振器３０６ｂの）帯電端子Ｔ_Ｒを含まない場合、流れは、１８７に進む。 Referring to FIG. 18D, a flow diagram 180 illustrating an example of adjusting the receiving structure to substantially mode match a guided surface guided mode on the surface of the lossy conductive medium 203 is shown. Beginning at 181, when the reception structure comprises a (the tuned resonator 306a in FIG. 18B) charging terminal _{T R,} in 184, the charging terminal _{T R} is a defined height above the lossy conductive medium 203 Be placed. When the surface-induced waves are established by induction surface wave probe 200, the physical height of the charging terminal T _R (h _p), can be made lower than the effective height. Select physical height, it is possible to reduce or minimize the bound charge on the charging terminals T _R (e.g., four times the sphere diameter of the charging terminals). If the received structure (e.g., the tuning resonator 306b in FIG. 18C) does not include a charging terminal _{T R,} the flow proceeds to 187.

１８７で、受信構造の電気的位相遅延Φは、損失性導電媒体２０３の局所的な特性によって定義された複素ウェーブチルト角Ψに整合される。ヘリカルコイルの位相遅延（θ_ｃ）及び／又は垂直供給線の位相遅延（θ_ｙ）は、Φをウェーブチルト（Ｗ）の角度（Ψ）に等しくするように調整することができる。ウェーブチルト角（Ψ）は、式（８６）から決定することができる。次に、電気的位相Φは、ウェーブチルト角に整合することができる。例えば、電気的位相遅延Φ＝θ_ｃ＋θ_ｙは、コイルＬ_Ｒの幾何学的パラメータ及び／又は垂直供給線導体の長さ（又は高さ）を変更することにより調整することができる。 At 187, the electrical phase delay Φ of the receiving structure is matched to the complex wave tilt angle Ψ defined by the local characteristics of the lossy conductive medium 203. The phase delay (θ _c ) of the helical coil and / or the phase delay (θ _y ) of the vertical supply line can be adjusted to make Φ equal to the angle (Ψ) of the wave tilt (W). The wave tilt angle (Ψ) can be determined from Equation (86). The electrical phase Φ can then be matched to the wave tilt angle. For example, the electrical phase delay Φ = θ _{c +} θ _y can be adjusted by varying the geometric parameters and / or vertical supply line length of the conductor of the coil L _R (or height).

次に１９０で、帯電端子Ｔ_Ｒの負荷インピーダンスは、同調共振器３０６ａの等価影像平面モデルを共振させるように整調させることができる。受信構造の下の導電性影像グラウンド平面１３９（図９Ａ）の深さ（ｄ／２）は、式（１００）、及び局所的に測定することができる受信構造での損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の値を使用して決定することができる。その複素深さを使用して、影像グラウンド平面１３９と損失性導電媒体２０３の物理的境界１３６（図９Ａ）との間の位相シフト（θ_ｄ）は、θ_ｄ＝β_ｏｄ／２を使用して決定することができる。次に、損失性導電媒体２０３を「見下ろして」見たようなインピーダンス（Ｚ_ｉｎ）は、式（９９）を使用して決定することができる。この共振関係は、誘導表面波との結合を最大化すると考えることができる。 In Then 190, the load impedance of the charging terminal T _R can be tuned so as to resonate the equivalent imaging plane model tuned resonator 306a. The depth (d / 2) of the conductive image ground plane 139 (FIG. 9A) under the receiving structure is the equation (100) and the lossy conductive medium 203 (eg, in the receiving structure that can be measured locally) , Earth) values can be determined. Using that complex depth, the phase shift (θ _d ) between the image ground plane 139 and the physical boundary 136 (FIG. 9A) of the lossy conductive medium 203 uses θ _d = β _o d / 2. Can be determined. Next, the impedance (Z _in ) as seen by looking down the lossy conductive medium 203 can be determined using equation (99). This resonance relationship can be considered to maximize the coupling with the induced surface wave.

コイルＬ_Ｒの調整されたパラメータ及び垂直供給線導体の長さに基づいて、速度係数、位相遅延、並びにコイルＬ_Ｒ及び垂直供給線のインピーダンスを決定することができる。加えて、帯電端子Ｔ_Ｒの自己容量（Ｃ_Ｒ）は、例えば、式（２４）を使用して決定することができる。コイルＬ_Ｒの伝搬係数（β_ｐ）は、式（９８）を使用して決定することができ、垂直供給線に対する伝搬位相定数（β_ｗ）は、式（４９）を使用して決定することができる。自己容量並びにコイルＬ_Ｒ及び垂直供給線の決定された値を使用して、コイルＬ_Ｒを「見上げて」見たような同調共振器３０６ａのインピーダンス（Ｚ_ｂａｓｅ）は、式（１０１）、（１０２）及び（１０３）を使用して決定することができる。 Based on the length of the adjusted parameters and the vertical supply line conductor of the coil L _R, velocity factor, phase delay, as well as to determine the impedance of the coil L _R and a vertical supply line. In addition, the self-capacitance of the charging terminal _{T R (C R),} for example, can be determined using equation (24). Propagation coefficient of the coil L _R (beta _p) can be determined using Equation (98), the propagation phase constant with respect to the vertical supply lines (beta _w) shall be determined using Equation (49) Can do. Self-capacitance and using the determined values of the coil _{L R} and a vertical supply wire, a coil _L and _R "Looking up" impedance of tuned resonator 306a as viewed _{(Z base)} has the formula (101), ( 102) and (103).

図９Ａの等価影像平面モデルはまた、図１８Ｂの同調共振器３０６ａにも適用される。同調共振器３０６ａを同調して、Ｚ_ｂａｓｅのリアクタンス成分Ｘ_ｂａｓｅがＺ_ｉｎのＸ_ｉｎのリアクタンス成分を相殺する、又はＸ_ｂａｓｅ＋Ｘ_ｉｎ＝０であるように、帯電端子Ｔ_Ｒの負荷インピーダンスＺ_Ｒを調整することにより、複素影像平面に対して共振させることができる。したがって、同調共振器３０６ａのコイルを「見上げた」物理的境界１３６（図９Ａ）でのインピーダンスは、損失性導電媒体２０３を「見下ろした」物理的境界１３６でのインピーダンスの共役である。負荷インピーダンスＺ_Ｒは、帯電端子Ｔ_Ｒから見た電気的位相遅延Φ＝θ_ｃ＋θ_ｙを変更することなく帯電端子Ｔ_Ｒの静電容量（Ｃ_Ｒ）を変更することにより、調整することができる。反復的手法を採用して、導電性影像グラウンド平面１３９に対する等価影像平面モデルの共振のために負荷インピーダンスＺ_Ｒを同調することができる。この方法で、損失性導電媒体２０３（例えば、地球）の表面に沿った誘導表面導波モードへの電界の結合を、向上及び／又は最大化することができる。 The equivalent image plane model of FIG. 9A is also applied to the tuned resonator 306a of FIG. 18B. Tuned the tuned resonator _306a, the reactance component _{X base} of _{Z base} to offset the reactance component of _{X in} the _{Z in,} or _X base _{+ X in} = as is 0, the load impedance _{Z R} of the charging terminal _{T R} Can be made to resonate with the complex image plane. Thus, the impedance at the physical boundary 136 (FIG. 9A) “looking up” the coil of the tuned resonator 306 a is a conjugate of the impedance at the physical boundary 136 “looking down” the lossy conductive medium 203. Load impedance Z _R, by changing the capacitance of the charging terminal T _R without altering the electrical phase delay Φ = θ _{c +} θ _y as viewed from the charging terminal T _R (C _R), to be adjusted it can. Employ an iterative approach, it is possible to tune the load impedance Z _R for resonance of the equivalent imaging plane model for conducting imaging ground plane 139. In this way, the coupling of the electric field to the guided surface guided mode along the surface of the lossy conductive medium 203 (eg, the earth) can be improved and / or maximized.

図１９を参照して、磁気コイル３０９は、電気的負荷３３６にインピーダンス整合ネットワーク３３３を介して結合された受信回路を含む。誘導表面波からの電力の受信及び／又は抽出を促進するために、磁気コイル３０９は、誘導表面波の磁束Ｈ_φが磁気コイル３０９を通り、それによって、磁気コイル３０９内に電流を誘導して、その出力端子３３０で端子点電圧を生成するように、配置することができる。単一の巻きのコイルに結合された誘導表面波の磁束は、以下の式により表現される。

式中、Ｆは、結合した磁束であり、μ_ｒは、磁気コイル３０９のコアの実効比透磁率であり、μ_ｏは、自由空間の透磁率であり、

は、入射磁界強度ベクトルであり、

は、巻きの断面区間に垂直な単位ベクトルであり、Ａ_ＣＳは、それぞれのループによって囲まれた区間である。磁気コイル３０９の断面区間にわたって均一な入射磁界への最大結合に向けたＮ巻きの磁気コイル３０９に対して、磁気コイル３０９の出力端子３３０で発生する開回路で誘導された電圧は、以下の式である。

式中、これらの変数は、上記で定義されている。磁気コイル３０９は、場合によって、分布した共振器として、又はその出力端子３３０にわたる外部コンデンサを有してのいずれかで、誘導表面波の周波数に同調して、次に、共役インピーダンス整合ネットワーク３３３を介して外部電気的負荷３３６にインピーダンス整合することができる。 Referring to FIG. 19, the magnetic coil 309 includes a receiving circuit coupled to an electrical load 336 via an impedance matching network 333. In order to facilitate the reception and / or extraction of power from the induced surface wave, the magnetic coil 309 causes the induced surface wave flux H _φ to pass through the magnetic coil 309, thereby inducing a current in the magnetic coil 309. The output terminal 330 can be arranged to generate a terminal voltage. The induced surface wave magnetic flux coupled to a single wound coil is expressed by the following equation:

Where F is the combined magnetic flux, μ _r is the effective relative permeability of the core of the magnetic coil 309, μ _o is the permeability of free space,

Is the incident magnetic field strength vector,

Is a unit vector perpendicular to the winding of the cross section, A _CS is a section surrounded by the respective loop. For an N-turn magnetic coil 309 directed to maximum coupling to a uniform incident magnetic field across the cross section of the magnetic coil 309, the voltage induced in the open circuit generated at the output terminal 330 of the magnetic coil 309 is: It is.

In the formula, these variables are defined above. The magnetic coil 309 is optionally tuned to the frequency of the induced surface wave, either as a distributed resonator or with an external capacitor across its output terminal 330, and then the conjugate impedance matching network 333. Impedance matching to the external electrical load 336.

磁気コイル３０９によって提示された結果として生じる回路及び電気的負荷３３６が適切に調整され、インピーダンス整合ネットワーク３３３を介して共役インピーダンス整合されることを仮定して、次に、磁気コイル３０９内に誘導された電流を用いて、電気的負荷３３６に最適に電力を供給することができる。磁気コイル３０９によって提示された受信回路は、グラウンドに物理的に接続する必要がないという利点を提供する。   Assuming that the resulting circuit and electrical load 336 presented by the magnetic coil 309 is properly tuned and conjugated impedance matched via the impedance matching network 333, it is then induced in the magnetic coil 309. The electric current can be optimally supplied to the electrical load 336 by using the current. The receiving circuit presented by the magnetic coil 309 offers the advantage that it does not have to be physically connected to ground.

図１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ、及び図１９を参照して、線状プローブ３０３によって提示された受信回路、モード整合した構造３０６、及び磁気コイル３０９はそれぞれ、上述した誘導表面導波プローブ２００の実施形態のいずれか１つから伝送される電力の受信を促進する。このために、理解することができるように、受信したエネルギを使用して、共役整合ネットワークを介して電気的負荷３１５／３２７／３３６に電力を供給することができる。これは、放射された電磁界の形態で伝送されて受信器に受信することができる信号と対照的である。そのような信号は、非常に低い利用可能な電力を有し、そのような信号の受信器は、送信器に負荷を加えない。   Referring to FIGS. 18A, 18B, 18C, and 19, the receiving circuit presented by the linear probe 303, the mode matched structure 306, and the magnetic coil 309 are each an embodiment of the inductive surface waveguide probe 200 described above. The reception of power transmitted from any one of the above is facilitated. To this end, as can be appreciated, the received energy can be used to power the electrical loads 315/327/336 via the conjugate matching network. This is in contrast to signals that can be transmitted in the form of radiated electromagnetic fields and received at the receiver. Such signals have very low available power and the receiver of such signals does not load the transmitter.

線状プローブ３０３によって提示された受信回路、モード整合した構造３０６、及び磁気コイル３０９は、誘導表面導波プローブ２００に適用され、それによって、そのような受信回路が受ける誘導表面波を生成する励起源２１２（例えば、図３、図１２、及び図１６）に負荷を加えることになることもまた、上述した誘導表面導波プローブ２００を使用して生成される本誘導表面波の特性である。これは、上述した所与の誘導表面導波プローブ２００によって生成される誘導表面波が伝送線モードを含むという事実を反映している。対照として、放射電磁波を生成する放射アンテナを駆動する電源は、用いられる受信器の数に関わらず、受信器によって負荷を加えられない。   The receiver circuit presented by the linear probe 303, the mode-matched structure 306, and the magnetic coil 309 are applied to the guided surface waveguide probe 200, thereby generating an induced surface wave that such receiver circuit receives. It is also a characteristic of the present induced surface wave that is generated using the above-described inductive surface waveguide probe 200 that will load the source 212 (eg, FIGS. 3, 12, and 16). This reflects the fact that the induced surface wave generated by the given guided surface waveguide probe 200 described above includes a transmission line mode. In contrast, the power supply that drives the radiating antenna that generates the radiated electromagnetic waves is not loaded by the receiver, regardless of the number of receivers used.

したがって、１つ以上の誘導表面導波プローブ２００、並びに線状プローブ３０３、同調したモード整合した構造３０６、及び／又は磁気コイル３０９の形態の１つ以上の受信回路は、ともに、無線分配システムを構成することができる。上述したような誘導表面導波プローブ２００を使用した誘導表面波の伝送の距離が周波数に依存することを考えると、広いエリアにわたって、かつグローバルにでも、無線電力分配を実現することが可能である。   Accordingly, one or more inductive surface waveguide probes 200, as well as one or more receiving circuits in the form of a linear probe 303, a tuned mode-matched structure 306, and / or a magnetic coil 309, together form a wireless distribution system. Can be configured. Considering that the transmission distance of the induced surface wave using the induced surface waveguide probe 200 as described above depends on the frequency, it is possible to realize wireless power distribution over a wide area and globally. .

今日幅広く研究された従来の無線送電／分配系は、放射電磁界からの「環境発電（energy harvesting）」、及び誘導又はリアクタンス性の近接場に結合するセンサをも含む。対照的に、本無線電力系は、遮断されない場合には永久に失われる放射の形態で電力を浪費しない。また、本開示の無線電力系は、従来の相互リアクタンス結合した近接場系と同様の非常に短い範囲に限定されない。本明細書で開示する無線電力系は、新規の表面誘導伝送線モードにプローブ結合し、これは、導波路により負荷に、又は遠方の発電機に直接結線された負荷に、電力を送出することと等価である。６０Ｈｚでの従来の高圧電力線における伝送損失に対して、非常に低周波数では小さな、伝送電界強度を維持するのに必要とされる電力に加えて表面導波路内で消散する電力を考慮しないで、発電機の電力のすべては、所望の電気的負荷のみに行く。電気的負荷の需要が終了すると、ソースの発電は、相対的に空いている。   Conventional wireless transmission / distribution systems that have been extensively studied today also include sensors that couple to “energy harvesting” from radiated electromagnetic fields and inductive or reactive near fields. In contrast, the wireless power system does not waste power in the form of radiation that is permanently lost if not interrupted. Further, the wireless power system of the present disclosure is not limited to the very short range similar to the conventional near-field system coupled with mutual reactance. The wireless power system disclosed herein probes to a novel surface-guided transmission line mode that delivers power to a load connected by a waveguide or directly to a remote generator. Is equivalent to Without considering the power dissipated in the surface waveguide in addition to the power required to maintain the transmission field strength, which is small at very low frequencies, compared to the transmission loss in conventional high voltage power lines at 60 Hz, All of the generator power goes only to the desired electrical load. When the demand for electrical loads ends, the source power generation is relatively free.

次に、図２０Ａ〜図２０Ｅを参照して、以下の説明に関連して使用される様々な回路図記号の例を示す。図２０Ａを具体的に参照して、誘導表面導波プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄ、若しくは２００ｆ、又はそれらの任意の変形のいずれか１つを表す記号を示す。以下の図面及び説明において、この記号の表現は、誘導表面導波プローブＰと呼ばれる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面導波プローブＰに対するあらゆる参照は、誘導表面導波プローブ２００ａ、２００ｂ、２００ｃ、２００ｅ、２００ｄ、若しくは２００ｆ、又はそれらの変形若しくは組合せのいずれか１つに対する参照である。   20A-20E, examples of various schematic symbols used in connection with the following description are shown. Referring specifically to FIG. 20A, a symbol representing the guiding surface waveguide probe 200a, 200b, 200c, 200e, 200d, or 200f, or any one of their variations is shown. In the following drawings and description, the representation of this symbol is referred to as a guided surface waveguide probe P. For simplicity of the following description, any reference to guiding surface waveguide probe P is any one of guiding surface waveguide probes 200a, 200b, 200c, 200e, 200d, or 200f, or variations or combinations thereof. Is a reference to

同様に、図２０Ｂを参照して、線形プローブ３０３（図１８Ａ）、同調した共振器３０６（図１８Ｂ〜図１８Ｃ）、又は磁気コイル３０９（図１９）のいずれか１つを含むことができる、誘導表面波受信構造を表す記号を示す。以下の図面及び説明において、この記号の表現は、誘導表面波受信構造Ｒと呼ばれる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面波受信構造Ｒに対するあらゆる参照は、線形プローブ３０３、同調した共振器３０６、若しくは磁気コイル３０９、又はそれらの変形若しくは組合せに対する任意の１つの参照である。   Similarly, referring to FIG. 20B, it can include any one of a linear probe 303 (FIG. 18A), a tuned resonator 306 (FIGS. 18B-18C), or a magnetic coil 309 (FIG. 19). The symbol showing the induction surface wave receiving structure is shown. In the following drawings and description, the expression of this symbol is referred to as a guided surface wave receiving structure R. For simplicity of the following description, any reference to guided surface wave receiving structure R is any one reference to linear probe 303, tuned resonator 306, or magnetic coil 309, or variations or combinations thereof. .

更に、図２０Ｃを参照して、線形プローブ３０３（図１８Ａ）を具体的に表す記号を示す。以下の図面及び説明において、この記号の表現は、誘導表面波受信構造Ｒ_Ｐと呼ばれる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面波受信構造Ｒ_Ｐに対するあらゆる参照は、線形プローブ３０３又はその変形に対する参照である。 Further, with reference to FIG. 20C, symbols specifically representing the linear probe 303 (FIG. 18A) are shown. In the following drawings and description, the representation of the symbol is referred to as inductive surface wave receiving structure R _P. To simplify the following description, any references to induce surface wave receiving structure R _P, is a reference for linear probe 303, or variations thereof.

更に、図２０Ｄを参照して、同調した共振器３０６（図１８Ｂ〜図１８Ｃ）を具体的に表す記号を示す。以下の図面及び説明において、この記号の表現は、誘導表面波受信構造Ｒ_Ｒと呼ばれる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面波受信構造Ｒ_Ｒに対するあらゆる参照は、同調した共振器３０６又はその変形に対する参照である。 Further, with reference to FIG. 20D, symbols are shown that specifically represent the tuned resonator 306 (FIGS. 18B-18C). In the following drawings and description, the representation of the symbol is referred to as inductive surface wave receiving structure R _R. To simplify the following description, any references to induce surface wave receiving structure R _R, is a reference to tune the resonator 306 or variations thereof.

更に、図２０Ｅを参照して、磁気コイル３０９（図１９）を具体的に表す記号を示す。以下の図面及び説明において、この記号の表現は、誘導表面波受信構造Ｒ_Ｍと呼ばれる。以下の説明を簡単にするために、誘導表面波受信構造Ｒ_Ｍに対するあらゆる参照は、磁気コイル３０９又はその変形に対する参照である。 Further, with reference to FIG. 20E, symbols specifically representing the magnetic coil 309 (FIG. 19) are shown. In the following drawings and description, the representation of the symbol is referred to as inductive surface wave receiving structure R _M. To simplify the following description, any references to induce surface wave receiving structure R _M, a reference to the magnetic coil 309 or variations thereof.

前述のように、誘導表面波は、地球などの損失性導電媒体に沿って誘導されてもよく、そのような誘導表面波は、グローバルに伝搬することができる。したがって、グローバル時刻同期の目的のために、説明される方法で、誘導表面波を使用することが可能である。   As mentioned above, induced surface waves may be induced along a lossy conductive medium such as the Earth, and such induced surface waves can propagate globally. It is therefore possible to use induced surface waves in the manner described for the purpose of global time synchronization.

ここで図２１を特に参照して、本開示の様々な実施形態に係るグローバル時刻同期システムにおける誘導表面波のグローバルな伝搬を示す図が示されている。第１の誘導表面波受信構造Ｒ１は、誘導表面導波プローブＰから距離Ｄ１に配置される。第２の誘導表面波受信構造Ｒ２は、誘導表面導波プローブＰから距離Ｄ２に配置される。誘導表面導波プローブＰは親時計、例えば原子時計又は他の時計を有することができる。他の実施形態では、親時計は、ＮＩＳＴのような公式時刻源又は他の何らかの時刻発生源と同期していてもよい。誘導表面導波プローブＰは、特定の生成時刻ｔ_ｇに誘導表面波４００を生成する。矢印は、それらが地球に沿って進行するときの誘導表面波の進行方向を示す。以下の説明では、伝搬遅延という用語は、誘導表面波が誘導表面導波プローブＰからＲ１又はＲ２のような誘導表面波受信構造Ｒ（例えば）へ進行するのに必要な時刻を示す。例えば、誘導表面波が距離Ｄ１又は距離Ｄ２を進行するのに必要な時刻である。 With particular reference now to FIG. 21, a diagram illustrating global propagation of induced surface waves in a global time synchronization system according to various embodiments of the present disclosure is shown. The first guided surface wave receiving structure R1 is arranged at a distance D1 from the guided surface waveguide probe P. The second guided surface wave receiving structure R2 is arranged at a distance D2 from the guided surface waveguide probe P. The guiding surface waveguide probe P may have a parent clock, such as an atomic clock or other clock. In other embodiments, the parent clock may be synchronized with an official time source such as NIST or some other time source. Induced surface wave probe P generates an induced surface waves 400 to a particular generation time t _g. The arrows indicate the direction of travel of the induced surface waves as they travel along the earth. In the following description, the term propagation delay indicates the time required for a guided surface wave to travel from a guided surface waveguide probe P to a guided surface wave receiving structure R (for example) such as R1 or R2. For example, the time required for the guided surface wave to travel the distance D1 or the distance D2.

誘導表面波が特定の生成時刻、ｔ_ｇ、に生成されると、誘導表面導波プローブＰによって、誘導表面波は地球に沿って進行し、例えばそれぞれの誘導表面波受信構造Ｒ１又はＲ２に遭遇する。誘導表面波がその発信元の位置から誘導表面波受信構造Ｒ１、Ｒ２まで進行するのにかかる時刻は、伝搬遅延時間ｔ_ｐと呼ばれる。したがって、誘導表面波受信構造が誘導表面波を受信する受信時刻、ｔ_ｒ、は、例えば、

によって記載される。 When the induced surface wave is generated at a specific generation time, t _g , the induced surface wave probe P causes the induced surface wave to travel along the earth and encounters, for example, the respective induced surface wave receiving structure R1 or R2. To do. Such time to induce surface waves traveling from the source position to induce a surface wave receiving structure R1, R2 is referred to as the propagation delay time t _p. Therefore, reception time induced surface wave receiving structure for receiving the induced surface waves, t _r, is, for example,

Described by.

Ｄ１又はＤ２のような距離は公知であるので、遅延時間ｔ_ｐは、例えば、

として計算され得る。式中、ν_ｐは、テレストリアル媒体に沿って伝搬するときの誘導表面波の伝搬速度であり、ｄは、Ｄ１又はＤ２のような進行した距離である。遅延時間又は伝搬速度は、例えば、例えば土壌から水への変化のようなテレストリアル媒体の変化、並びに誘導表面波の経路に沿った自然及び人工の構造などの変化に、少なくとも部分的に依存し得る。テレストリアル媒体における変動による伝搬速度への影響は、グローバルな伝搬周波数では最小限になり得ることに留意されたい。 Since the distance, such as a D1 or D2 are known, the delay time _{t p,} for example,

Can be calculated as: Where ν _p is the propagation velocity of the induced surface wave as it propagates along the telescopic medium, and d is the distance traveled, such as D1 or D2. The delay time or propagation speed depends, for example, at least in part on changes in the telescopic medium, such as changes from soil to water, and changes in natural and man-made structures along the guided surface wave path. obtain. Note that the effect on propagation speed due to variations in the terrestrial medium can be minimal at the global propagation frequency.

伝搬遅延時間は、理解され得るように、例えば、最大伝搬遅延時間と最小伝搬遅延時間との平均のような、伝搬遅延時間の平均として更に計算され得る。最長及び最短の時間は、計算されるか、又は測定され得る。   As can be appreciated, the propagation delay time can be further calculated as an average of the propagation delay times, such as, for example, the average of the maximum and minimum propagation delay times. The longest and shortest times can be calculated or measured.

計算された受信時刻は、誘導表面波受信構造Ｒ１／Ｒ２における予想受信時刻である。誘導表面波が受信されたときは、誘導表面波受信構造Ｒ１／Ｒ２における実際の受信時刻である。同期システムでは、実際の受信時刻は予想受信時刻と同じでなければならない。したがって、予想受信時刻と実際の受信時刻との間の差は、同期のために使用され得るクロックスキューである。同期化は、例えば、Ｒ１／Ｒ２のクロック時刻からクロックスキューを加算又は減算することによって達成され得る。   The calculated reception time is an expected reception time in the guided surface wave reception structure R1 / R2. When the induced surface wave is received, it is the actual reception time in the induced surface wave receiving structure R1 / R2. In a synchronous system, the actual reception time must be the same as the expected reception time. Thus, the difference between the expected reception time and the actual reception time is the clock skew that can be used for synchronization. Synchronization can be achieved, for example, by adding or subtracting clock skew from the clock time of R1 / R2.

この説明では、特定の生成時刻は、理解され得るように、説明したすべての回路及び場所に、任意の方法で通信及び／又は記憶され得る。特定の生成時刻は、要求されるか、又は同期スケジュールの一部であってもよく、単一、複数、又は、毎秒、毎分、毎時、若しくは何らかの他の期間などの期間を有する周期的なものであってもよい。   In this description, a particular generation time can be communicated and / or stored in any manner on all the circuits and locations described, as can be appreciated. The specific generation time may be required or may be part of a synchronization schedule and may be single, multiple, or periodic with a period such as every second, every minute, every hour, or some other period It may be a thing.

次に図２２を参照して、時刻同期受信回路４０３の一実施例の図が示される。この実施形態では、誘導表面波受信構造Ｒは、インピーダンス整合ネットワーク４０６に接続される。インピーダンス整合ネットワーク４０６は、コンピューティングデバイス４０９に通信可能に結合される。   Referring now to FIG. 22, a diagram of one embodiment of the time synchronization receiver circuit 403 is shown. In this embodiment, the guided surface wave receiving structure R is connected to the impedance matching network 406. Impedance matching network 406 is communicatively coupled to computing device 409.

コンピューティングデバイス４０９は、理解され得るように、複数のコンピューティングデバイスを表すことができる。ここで、様々な実施形態のうち、コンピューティングデバイス４０９は、プロセッサ４１２、メモリ４１５、及びＩ／Ｏインターフェース４１８を備え、それらのすべては、当業者には理解され得るように、付随する制御／アドレスバスを有するデータバスを含み得るバス４２１に結合される。   A computing device 409 can represent multiple computing devices, as can be appreciated. Here, of the various embodiments, the computing device 409 comprises a processor 412, a memory 415, and an I / O interface 418, all of which are associated with the associated control / Coupled to bus 421, which may include a data bus having an address bus.

この点において、コンピューティングデバイス４０９は、理解され得るように、コンピュータシステムにとって典型的なプロセッサ回路を備え得る。プロセッサ４１２は複数のプロセッサを表すことができ、メモリ４１５は複数のメモリを表すことができる。制御システム４２４はメモリ４１５に記憶されるように示されており、プロセッサ４１２によって実行されてコンピューティングデバイス４０９の動作を調整する。様々な実施形態によれば、Ｉ／Ｏインターフェース４１８は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワーク、又は他の適切な通信ネットワークなどのネットワークを介した通信のための複数のネットワークインターフェースを含むこともできる。いくつかの実施形態では、コンピューティングデバイス４０９に同期スケジュールを予めロードすることができ、他の実施形態では、コンピューティングデバイス４０９は、記載した通信ネットワークを介して同期スケジュールを受信することができる。インピーダンス整合ネットワーク４０６は共役整合条件をもたらし、コンピューティングデバイス４０９への最大電力伝送を可能にする。   In this regard, the computing device 409 may comprise processor circuitry typical for a computer system, as can be appreciated. The processor 412 can represent multiple processors and the memory 415 can represent multiple memories. Control system 424 is shown stored in memory 415 and is executed by processor 412 to coordinate the operation of computing device 409. According to various embodiments, I / O interface 418 may also include multiple network interfaces for communication over a network, such as a LAN, WLAN, cellular network, or other suitable communication network. In some embodiments, the computing device 409 can be preloaded with a synchronization schedule, and in other embodiments, the computing device 409 can receive the synchronization schedule via the described communication network. Impedance matching network 406 provides conjugate matching conditions and allows maximum power transfer to computing device 409.

様々な実施形態によれば、伝搬遅延時間は、例えば、式（１０７）を使用することによってコンピューティングデバイス４０９によって計算され、メモリ４１５に記憶され得る。あるいは、伝搬遅延を判定し、コンピューティングデバイス４０９に予めロードするか又は通信し、メモリ４１５に記憶することができる。   According to various embodiments, the propagation delay time may be calculated by computing device 409 and stored in memory 415, for example, using equation (107). Alternatively, the propagation delay can be determined and preloaded or communicated to computing device 409 and stored in memory 415.

コンピューティングデバイス４０９は、誘導表面波がいつ受信されたかを判定し、タイムスタンプを作成する。例えば、誘導表面波受信構造Ｒが誘導表面波から電気エネルギを受信したときに、誘導表面波受信構造Ｒは、コンピューティングデバイス４０９によって読み取られ得るインピーダンス整合ネットワーク４０６に電圧を出力してもよい。電圧が誘導表面波の実際の受信時刻を示す所定のレベルに達すると、タイムスタンプが生成され得る。他の実施形態では、タイムスタンプは、所定の電圧に達する前又は後の時刻を反映するように作成されてもよい。他の実施形態では、理解され得るように、経時的な電圧波形を分析して、誘導表面波が受信されたときの実際の受信時刻を、例えば波形のピーク又はピークの前後の時刻に判定することができる。そのような波形解析は、初期電圧変化に関係しない波形内の位置を検出することを更に含むことができる。例えば、所定の組の生成時刻に対する生成時刻の全サイクル、又は周期的な生成に対するそのようなサイクルの数を検出する。   The computing device 409 determines when the induced surface wave is received and creates a time stamp. For example, when the induced surface wave receiving structure R receives electrical energy from the induced surface wave, the induced surface wave receiving structure R may output a voltage to the impedance matching network 406 that may be read by the computing device 409. A time stamp can be generated when the voltage reaches a predetermined level indicative of the actual reception time of the induced surface wave. In other embodiments, the time stamp may be created to reflect a time before or after a predetermined voltage is reached. In other embodiments, as can be appreciated, the voltage waveform over time is analyzed to determine the actual reception time when the induced surface wave is received, eg, at the peak of the waveform or the time before and after the peak. be able to. Such waveform analysis may further include detecting a position in the waveform that is not related to the initial voltage change. For example, it detects the total cycles of generation time for a given set of generation times, or the number of such cycles for periodic generation.

したがって、様々な実施形態によれば、コンピューティングデバイス４０９は、特定の生成時刻の誘導表面波の受信を示す入力を受信すると、次いで、上述の式（１０６）及び他の因子に基づいて誘導表面波受信構造Ｒの位置における予想受信時刻を計算し、それによって誘導表面導波プローブＰの位置における時刻に対する時刻同期を達成することができる。例えば、予想される受信時刻と実際の受信時刻との間の差は、同期を達成するために時計時刻に加算又は減算され得る。このようにして、それぞれの誘導表面波受信構造Ｒの位置における時計時刻は、かなりの精度で、送信側の誘導表面導波プローブＰの位置における時計時刻に同期させることができる。   Thus, according to various embodiments, when computing device 409 receives an input indicating receipt of a guided surface wave at a particular generation time, then computing device 409 then guides the surface based on equation (106) above and other factors. The expected reception time at the position of the wave receiving structure R can be calculated, thereby achieving time synchronization with respect to the time at the position of the guided surface waveguide probe P. For example, the difference between the expected reception time and the actual reception time can be added to or subtracted from the clock time to achieve synchronization. In this way, the clock time at the position of each guided surface wave receiving structure R can be synchronized with the clock time at the position of the guided surface waveguide probe P on the transmitting side with a considerable degree of accuracy.

次に図２３を参照して、時刻同期送信回路４２７の一実施例の図が示される。この実施形態では、励起源４３０が、誘導表面導波プローブＰに接続される。コンピューティングデバイス４３７は、励起源４３０に通信可能に接続される。コンピューティングデバイス４３７は、プロセッサ４４０、メモリ４４３、及びＩ／Ｏインターフェース４４６を含み、それらのすべてがバス４４９に結合される。コンピューティングデバイス４３７の構成要素は、他の点では、図２２のコンピューティングデバイス４０９の構成要素と同様である。制御システム４５２はメモリ４４３に記憶されるように示されており、プロセッサ４４０によって実行されてコンピューティングデバイス４３７の動作を調整する。   Referring now to FIG. 23, a diagram of one embodiment of a time synchronization transmission circuit 427 is shown. In this embodiment, the excitation source 430 is connected to the guiding surface waveguide probe P. Computing device 437 is communicatively connected to excitation source 430. Computing device 437 includes processor 440, memory 443, and I / O interface 446, all of which are coupled to bus 449. The components of computing device 437 are otherwise similar to the components of computing device 409 of FIG. Control system 452 is shown stored in memory 443 and is executed by processor 440 to coordinate the operation of computing device 437.

様々な実施形態によれば、コンピューティングデバイス４３７は、誘導表面波が時刻同期のために送信される予定の特定の生成時刻をメモリ４１５に記憶している。特定の生成時刻は、有線通信ネットワーク又は無線通信ネットワークによって時刻同期送信回路４２７に通信されてもよく、又はメモリ４１５に予めロードされていてい。特定の生成時刻において、コンピューティングデバイス４３７は、励起源４３０に、誘導表面導波プローブＰに電力を印加させて、誘導表面波を生成する。そのような生成時刻は、毎秒、毎分、毎時刻、又は他の期間などの周期的な時刻であってもよい。一実施形態によれば、生成時刻は毎秒であり、グローバルな「心拍」を確立してグローバル時刻同期を容易にする。   According to various embodiments, computing device 437 stores in memory 415 a specific generation time at which induced surface waves are to be transmitted for time synchronization. The specific generation time may be communicated to the time synchronization transmission circuit 427 by a wired communication network or a wireless communication network, or is preloaded in the memory 415. At a specific generation time, the computing device 437 causes the excitation source 430 to apply power to the inductive surface waveguide probe P to generate inductive surface waves. Such a generation time may be a periodic time such as every second, every minute, every time, or another period. According to one embodiment, the generation time is every second, establishing a global “heartbeat” to facilitate global time synchronization.

ここで図２４を参照して、本発明の一実施形態に係る時刻同期受信回路４０３の制御システム４２４の動作の広範な一実施例を提供する、フローチャートが示される。あるいは、図２４のフローチャートは、サーバ、コンピュータシステム、又は同様のデバイスに実装された方法の実施例のステップを示すものとして見られ得る。図２４のフローチャートの例によって示される時刻同期受信回路４０３の制御システム４２４の機能は、例えば、オブジェクト指向設計又は他のプログラミング構造で実装され得る。   Referring now to FIG. 24, a flowchart is provided that provides a broad example of the operation of the control system 424 of the time synchronization receiver circuit 403 according to one embodiment of the present invention. Alternatively, the flowchart of FIG. 24 may be viewed as showing steps of an embodiment of a method implemented in a server, computer system, or similar device. The functionality of the control system 424 of the time synchronization receiver circuit 403 illustrated by the example flowchart of FIG. 24 may be implemented, for example, in an object-oriented design or other programming structure.

機能がオブジェクト指向設計で実装されていると仮定すると、各ブロックは、１つ以上のオブジェクトに包含された１つ以上の方法で実装され得る機能を表す。制御システム４２４は、例えば、Ｃ、Ｃ＋＋、又は他のプログラミング言語などの多数のプログラミング言語のうちのいずれか１つを使用して実装され得る。   Assuming that the functions are implemented in an object oriented design, each block represents a function that can be implemented in one or more ways contained in one or more objects. Control system 424 may be implemented using any one of a number of programming languages, such as, for example, C, C ++, or other programming languages.

ボックス４６５から開始して、制御システム４２４は、同期スケジュールの受信状態をチェックする。例えば、制御システム４２４は、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワークなど、Ｉ／Ｏインターフェース４２７と通信して接続された任意の通信ネットワーク、又は物理的入力デバイスを調べることによって、同期スケジュールの受信状態をチェックすることができる。あるいは、制御システム４２４は、同期スケジュールが受信され、一時的に記憶されているかどうかをチェックすることができる。同期スケジュールは、同期のための特定の生成時刻、生成場所、特定の位置への伝搬時間、伝搬速度、周期的な生成期間、又は他の情報などの情報を含むことができるが、これらに限定されない。   Beginning at box 465, control system 424 checks the reception status of the synchronization schedule. For example, the control system 424 checks the reception status of the synchronization schedule by examining any communication network or physical input device connected in communication with the I / O interface 427, such as a LAN, WLAN, or cellular network. be able to. Alternatively, the control system 424 can check whether a synchronization schedule has been received and temporarily stored. A synchronization schedule can include information such as, but not limited to, a specific generation time for synchronization, generation location, propagation time to a specific location, propagation speed, periodic generation period, or other information. Not.

次に、ボックス４６８において、制御システム４２４は、その位置への伝搬遅延を判定する。例えば、制御システム４２４は、式（１０７）のような式に基づいて伝搬遅延を判定することができる。制御システム４２４は、生成位置とそれ自身との位置の間の距離を判定することができる。他の実施形態では、遅延時間又は伝搬速度は、例えば、例えば土壌から水への変化のようなテレストリアル媒体の変化、並びに誘導表面波の経路に沿った自然の及び人工の構造の変化に少なくとも部分的に依存し得る。あるいは、制御システムは、同期スケジュールと共に伝搬遅延情報を受信していてもよい。   Next, in box 468, control system 424 determines the propagation delay to that location. For example, the control system 424 can determine the propagation delay based on an equation such as equation (107). The control system 424 can determine the distance between the generated position and the position of itself. In other embodiments, the lag time or propagation velocity is at least a change in telescopic media, such as, for example, a change from soil to water, and a change in natural and man-made structures along the path of the induced surface wave. Can depend in part. Alternatively, the control system may receive propagation delay information together with the synchronization schedule.

次に、ボックス４７１において、制御システム４２４が電圧を監視する。例えば、制御システム４２４は、Ｉ／Ｏインターフェース４１８が、誘導表面波が誘導表面波受信構造Ｒを介して受信されたことを示すかどうかかをチェックすることができる。例えば、誘導表面波受信構造Ｒが誘導表面波から電気エネルギを受信する場合、それはコンピューティングデバイス４０９によって読み取られ得る電圧をインピーダンス整合ネットワーク４０６に出力することができる。   Next, in box 471, the control system 424 monitors the voltage. For example, the control system 424 can check whether the I / O interface 418 indicates that an induced surface wave has been received via the induced surface wave receiving structure R. For example, if the induced surface wave receiving structure R receives electrical energy from an induced surface wave, it can output a voltage that can be read by the computing device 409 to the impedance matching network 406.

次に、ボックス４７４において、制御システム４２４は、誘導表面波が受信されたかどうかをチェックする。誘導表面波が受信された場合、次いで制御システム４２４は、ボックス４７７に進む。そうでない場合、制御システム４２４は、ボックス４６５に戻る。   Next, in box 474, control system 424 checks whether a guided surface wave has been received. If an induced surface wave is received, control system 424 then proceeds to box 477. Otherwise, control system 424 returns to box 465.

ボックス４７７において、制御システム４２４は、誘導表面波が受信された時刻を表すタイムスタンプを作成する。例えば、タイムスタンプは、電圧が誘導表面波の実際の受信時刻を示す所定のレベルに達すると、生成され得る。他の実施形態では、タイムスタンプは、所定の電圧に達する前又は後の時刻を反映するように作成されてもよい。他の実施形態では、理解され得るように、経時的な電圧波形を分析して、誘導表面波が受信されたときの実際の受信時刻を、例えば波形のピーク又はピークの前後の時刻に判定することができる。   In box 477, the control system 424 creates a time stamp representing the time at which the induced surface wave was received. For example, a time stamp can be generated when the voltage reaches a predetermined level indicating the actual time of reception of the induced surface wave. In other embodiments, the time stamp may be created to reflect a time before or after a predetermined voltage is reached. In other embodiments, as can be appreciated, the voltage waveform over time is analyzed to determine the actual reception time when the induced surface wave is received, eg, at the peak of the waveform or the time before and after the peak. be able to.

次に、ボックス４８０において、制御システム４２４は、受信された誘導表面波の発信元における現在時刻に対して、誘導表面波受信構造Ｒの現地の現在時刻を再計算し、それと現在時刻を同期させる。例えば、そうする際に、制御システム４２４は、コンピューティングデバイス４０９に、既に同期化されていないか、又はより早い時刻に同期化された時計時刻を既に有することができる。   Next, in box 480, the control system 424 recalculates the current local time of the guided surface wave receiving structure R with respect to the current time at the source of the received guided surface wave, and synchronizes the current time with that. . For example, in doing so, the control system 424 may already have a clock time on the computing device 409 that is not already synchronized or synchronized to an earlier time.

現在時刻の計算において、ボックス４６８で判定された伝搬遅延が考慮される。この伝搬時間は、例えば、式（１０６）を使用して、予想される受信時刻を計算するのに使用され得る。同期されたシステムでは、計算された受信時刻は、任意の時刻帯の変更に対して修正されたとき、誘導表面波が受信されたときに作成されたタイムスタンプに等しくなければならない。計算された受信時刻は、予想受信時刻である。誘導表面波が受信されるときは、実際の受信時刻である。したがって、予想受信時刻と実際の受信時刻の差は、その間のクロックスキューである。タイムスタンプ及び計算された受信時刻は、同期のために使用され得るクロックスキューである。同期化は、例えば、制御システム４２４における時計時刻からのクロックスキューを加算又は減算することによって達成され得る。その後、制御システム４２４はボックス４６５に戻る。   In calculating the current time, the propagation delay determined in box 468 is taken into account. This propagation time can be used, for example, to calculate the expected reception time using equation (106). In a synchronized system, the calculated reception time should be equal to the time stamp created when the induced surface wave was received when modified for any time zone change. The calculated reception time is an expected reception time. When the induced surface wave is received, it is the actual reception time. Therefore, the difference between the expected reception time and the actual reception time is the clock skew between them. The time stamp and the calculated reception time are clock skews that can be used for synchronization. Synchronization can be achieved, for example, by adding or subtracting clock skew from the clock time in the control system 424. Control system 424 then returns to box 465.

ここで図２５を参照して、本発明の一実施形態に係る時刻同期送信回路４２７の制御システム４５２の動作の広範な実施例を提供するフローチャートが示される。あるいは、図２５のフローチャートは、サーバ、コンピュータシステム、又は同様のデバイスに実装された方法の実施例のステップを示すものとして見られ得る。図２５のフローチャートの実施例で示される時刻同期送信回路４２７の制御システム４５２の機能は、例えば、オブジェクト指向設計又は他のプログラミング構造で実装され得る。   Referring now to FIG. 25, a flowchart is provided that provides an extensive example of the operation of the control system 452 of the time synchronization transmitter circuit 427 according to one embodiment of the present invention. Alternatively, the flowchart of FIG. 25 may be viewed as showing steps of an embodiment of a method implemented on a server, computer system, or similar device. The functionality of the control system 452 of the time synchronization transmitter circuit 427 shown in the flow chart embodiment of FIG. 25 may be implemented, for example, in an object-oriented design or other programming structure.

機能がオブジェクト指向設計で実装されていると仮定すると、各ブロックは、１つ以上のオブジェクトに包含された１つ以上の方法で実装され得る機能を表す。制御システム４５２は、例えば、Ｃ、Ｃ＋＋、又は他のプログラミング言語などの多数のプログラミング言語のうちのいずれか１つを使用して実装され得る。   Assuming that the functions are implemented in an object oriented design, each block represents a function that can be implemented in one or more ways contained in one or more objects. The control system 452 may be implemented using any one of a number of programming languages such as, for example, C, C ++, or other programming languages.

ボックス４９０から開始して、制御システム４５２は、同期スケジュールを通信する。例えば、制御システム４５２は、Ｉ／Ｏインターフェース４４６と通信して接続された、ＬＡＮ、ＷＬＡＮ、セルラーネットワークなどの任意の通信ネットワークを介して、又は誘導表面波を使用することによって、同期スケジュールを通信することができる。同期スケジュールは、同期のための特定の生成時刻、生成場所、特定の位置への伝搬時間、伝搬速度、周期的な生成期間、又は他の情報などの情報を含むことができるが、これらに限定されない。他の実施形態では、制御システム４５２は、追加的又は代替的に、そのような同期スケジュール情報を受信し、それをメモリ４４３に記憶することができる。   Beginning at box 490, control system 452 communicates the synchronization schedule. For example, the control system 452 communicates the synchronization schedule via any communication network such as a LAN, WLAN, cellular network, etc. connected in communication with the I / O interface 446, or by using guided surface waves. can do. A synchronization schedule can include information such as, but not limited to, a specific generation time for synchronization, generation location, propagation time to a specific location, propagation speed, periodic generation period, or other information. Not. In other embodiments, the control system 452 can additionally or alternatively receive such synchronization schedule information and store it in the memory 443.

次に、ボックス４９３において、制御システム４５２は、現在時刻が特定の生成時刻に等しいかどうかをチェックする。例えば、ボックス４９０で通信される同期スケジュール内の特定の生成時刻。現在時刻が特定の生成時刻に等しい場合、制御システム４５２はボックス４９６に進み、そうでない場合、制御システム４５２はボックス４９０に進む。   Next, in box 493, the control system 452 checks whether the current time is equal to a particular generation time. For example, a specific generation time within the synchronization schedule communicated in box 490. If the current time is equal to a particular generation time, control system 452 proceeds to box 496, otherwise control system 452 proceeds to box 490.

次に、ボックス４９６において、制御システム４５２は、時刻同期のための誘導表面波を生成する。例えば、制御システム４５２は、図２３のコンピューティングデバイス４３７のＩ／Ｏインターフェース４４６を介して励起源４３０を設定して、誘導表面導波Ｐに電力を印加し、誘導表面波を生成してもよい。その後、制御システム４５２はボックス４４２に戻る。   Next, in box 496, the control system 452 generates a guided surface wave for time synchronization. For example, the control system 452 may set the excitation source 430 via the I / O interface 446 of the computing device 437 of FIG. 23 to apply power to the induced surface waveguide P and generate induced surface waves. Good. Control system 452 then returns to box 442.

図２２及び図２３を参照して、本開示の一実施形態に係るコンピューティングデバイス４０９及び４３７の概略ブロック図が示される。各コンピューティングデバイス４０９、４３７は、例えば、プロセッサ及びメモリを有するプロセッサを少なくとも含み、その両方がバスに結合される。この目的のために、各コンピューティングデバイスは、例えば、少なくとも１つのサーバ、コンピュータ、又は同様のデバイスを備えることができる。バスは、例えば、理解され得るように、付随するアドレス／制御バス又は他のバス構造を有するデータバスを含むことができる。   Referring to FIGS. 22 and 23, schematic block diagrams of computing devices 409 and 437 according to an embodiment of the present disclosure are shown. Each computing device 409, 437 includes, for example, at least a processor and a processor having memory, both of which are coupled to the bus. For this purpose, each computing device can comprise, for example, at least one server, computer, or similar device. The bus can include, for example, a data bus with an associated address / control bus or other bus structure, as can be appreciated.

各コンピューティングデバイス４０９、４３７のメモリには、それぞれのプロセッサ４１２、４４０によって実行可能なデータ及びいくつかの構成要素の両方が記憶される。更に、オペレーティングシステムは、それぞれのメモリ４１５、４４３に記憶され、それぞれのプロセッサ４１２、４４０によって実行可能であり得る。特に、各コンピューティングデバイス４０９、４３７のメモリに記憶され、各コンピューティングデバイス４０９、４３７のプロセッサによって実行可能なものは、例えば、制御システム４２４、４５２、及び可能性のある他のアプリケーションである。   The memory of each computing device 409, 437 stores both data executable by the respective processor 412, 440 and several components. Further, the operating system may be stored in the respective memory 415, 443 and executable by the respective processor 412, 440. In particular, what is stored in the memory of each computing device 409, 437 and executable by the processor of each computing device 409, 437 is, for example, a control system 424, 452, and possibly other applications.

理解され得るように、メモリ４１５、４４３に記憶され、プロセッサ４１２、４４０によって実行可能な他のアプリケーションが存在し得ることが理解される。本明細書に記載した任意の構成要素をソフトウェアの形態で実装する場合、Ｃ、Ｃ＋＋、Ｃ＃、Ｏｂｊｅｃｔｉｖｅ Ｃ、Ｊａｖａ（登録商標）、ＪａｖａＳｃｒｉｐｔ（登録商標）、Ｐｅｒｌ、ＰＨＰ、Ｖｉｓｕａｌ Ｂａｓｉｃ（登録商標）、Ｐｙｔｈｏｎ（登録商標）、Ｒｕｂｙ、Ｆｌａｓｈ（登録商標）、その他のプログラミング言語などの多くのプログラミング言語のいずれか１つを使用することができる。   As can be appreciated, it is understood that there may be other applications stored in the memory 415, 443 and executable by the processors 412, 440. When implementing any of the components described in this specification in the form of software, C, C ++, C #, Objective C, Java (registered trademark), JavaScript (registered trademark), Perl, PHP, Visual Basic (registered trademark) ), Python (registered trademark), Ruby, Flash (registered trademark), and other programming languages.

上述のように、いくつかのソフトウェア又はファームウェア構成要素がメモリ４１５、４４３に記憶され、プロセッサ４１２、４４０によって実行可能である。この点において、「実行可能」という用語は、最終的にプロセッサ４１２、４４０によって実行され得る形式のプログラムファイルを意味する。実行可能プログラムの例としては、例えば、メモリ４１５、４４３のランダムアクセス部分にロードされ、プロセッサ４１２、４４０によって実行され得るフォーマットのマシンコードに変換され得るコンパイルされたプログラム、メモリ４１５、４４３のランダムアクセス部分にロードされ、プロセッサ４１２、４４０によって実行され得るオブジェクトコードのような適切なフォーマットで表現され得るソースコード、又は、別の実行可能プログラムによって解釈されてメモリ４１５、４４３のランダムアクセス部分に命令を生成し、プロセッサ４１２、４４０によって実行され得るソースコード、などがあり得る。実行可能プログラムは、例えば、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ハードドライブ、ソリッドステートドライブ、ＵＳＢフラッシュドライブ、メモリカード、コンパクトディスク（ＣＤ）又はデジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）などの光ディスク、フロッピーディスク、磁気テープ、又は他のメモリ構成要素を含む、メモリ４１５、４４３の任意の部分又は構成要素に記憶されてもよい。   As described above, several software or firmware components are stored in the memory 415, 443 and can be executed by the processors 412, 440. In this regard, the term “executable” means a program file in a form that can ultimately be executed by the processors 412, 440. Examples of executable programs include, for example, compiled programs that can be loaded into a random access portion of memory 415, 443 and converted into machine code in a format that can be executed by processors 412, 440, random access of memory 415, 443 Source code that can be loaded into a portion and expressed in an appropriate format such as object code that can be executed by the processors 412, 440, or interpreted by another executable program to direct instructions to the random access portion of the memory 415, 443 There may be source code that may be generated and executed by the processors 412, 440, and so on. Executable programs include, for example, random access memory (RAM), read only memory (ROM), hard drive, solid state drive, USB flash drive, memory card, compact disc (CD) or digital versatile disc (DVD) It may be stored in any portion or component of memory 415, 443, including an optical disk, floppy disk, magnetic tape, or other memory component.

メモリ４１５、４４３の各々は、本明細書では、揮発性及び不揮発性メモリの両方並びにデータ記憶構成要素を含むものとして定義される。揮発性構成要素は、電力喪失時にデータ値を保持しないものである。不揮発性構成要素は、電力喪失時にデータを保持するものである。したがって、メモリ４１５、４４３の各々は、例えば、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ハードディスクドライブ、ソリッドステートドライブ、ＵＳＢフラッシュドライブ、メモリカードリーダを介してアクセスされるメモリカード、関連するフロッピーディスクドライブを介してアクセスされるフロッピーディスク、光ディスクドライブを介してアクセスされる光ディスク、適切なテープドライブを介してアクセスされる磁気テープ、及び／若しくは他のメモリ構成要素、又はこれらのメモリコンポーネントの任意の２つ以上の組合せを含むことができる。更に、ＲＡＭは、例えば、スタティックランダムアクセスメモリ（ＳＲＡＭ）、ダイナミックランダムアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）、又は磁気ランダムアクセスメモリ（ＭＲＡＭ）及び他のそのようなデバイスを含むことができる。ＲＯＭは、例えば、プログラマブル読出し専用メモリ（ＰＲＯＭ）、消去可能プログラマブル読出し専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）、電気的消去可能プログラマブル読出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、又は他の同様のメモリデバイスを含むことができる。   Each of the memories 415, 443 is defined herein as including both volatile and non-volatile memory and data storage components. Volatile components are those that do not retain data values when power is lost. Non-volatile components are those that retain data when power is lost. Thus, each of the memories 415, 443 can be, for example, a random access memory (RAM), a read only memory (ROM), a hard disk drive, a solid state drive, a USB flash drive, a memory card accessed via a memory card reader, and the like Floppy disks accessed via floppy disk drives, optical disks accessed via optical disk drives, magnetic tapes accessed via suitable tape drives, and / or other memory components, or these memory components A combination of any two or more of the following may be included. Further, the RAM may include, for example, static random access memory (SRAM), dynamic random access memory (DRAM), or magnetic random access memory (MRAM) and other such devices. The ROM may include, for example, a programmable read only memory (PROM), an erasable programmable read only memory (EPROM), an electrically erasable programmable read only memory (EEPROM), or other similar memory device.

また、プロセッサ４１２、４４０の各々は、複数のプロセッサ及び／又は複数のプロセッサコアを表すことができ、メモリ４１５は、並列処理回路でそれぞれ動作する複数のメモリ４１５を表すことができる。そのような場合、バス４２１、４４９の各々は、任意の２つの複数プロセッサ間、任意のプロセッサと任意のメモリとの間、又は任意の２つのメモリ間、などの通信を容易にする適切なネットワークであることができる。バス４２１、４４９の各々は、例えば、ロードバランシングを行なうことを含む、この通信を調整するように設計された追加のシステムを備えることができる。プロセッサ４１２、４４０は電気的であってもよく、又は他の利用可能な構成であってもよい。   In addition, each of the processors 412, 440 can represent a plurality of processors and / or a plurality of processor cores, and the memory 415 can represent a plurality of memories 415 each operating in a parallel processing circuit. In such a case, each of the buses 421, 449 is a suitable network that facilitates communication, such as between any two or more processors, between any processor and any memory, or between any two memories. Can be. Each of the buses 421, 449 may comprise additional systems designed to coordinate this communication, including, for example, performing load balancing. The processors 412, 440 may be electrical or other available configurations.

本明細書に記載の制御システム４２４、４５２、及び他の様々なシステムは、上述の汎用ハードウェアによって実行されるソフトウェア又はコードで具現化され得るが、代替として、同様のことが、専用ハードウェア又はソフトウェア／汎用ハードウェアと専用ハードウェアの組合せでも具現化され得る。専用のハードウェアで具現化される場合、各々は、多くの技術の任意の１つ又は組合せを使用する回路又は状態機械として実装され得る。これらの技術には、１つ以上のデータ信号の印加時に様々な論理機能を実現する論理ゲートを有する個別論理回路、適切な論理ゲートを有する特定アプリケーション向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ、などが含まれ得るが、これらに限定されない。そのような技術は、当業者には一般に周知であり、したがって、本明細書には詳細には記載されない。   The control systems 424, 452, and various other systems described herein may be embodied in software or code executed by the general purpose hardware described above, but alternatively, the same may be implemented with dedicated hardware. Alternatively, a combination of software / general-purpose hardware and dedicated hardware can be realized. When embodied in dedicated hardware, each can be implemented as a circuit or state machine that uses any one or combination of many technologies. These technologies include individual logic circuits having logic gates that implement various logic functions upon application of one or more data signals, application specific integrated circuits (ASIC) having appropriate logic gates, field programmable gate arrays, Can be included, but is not limited to these. Such techniques are generally well known to those skilled in the art and are therefore not described in detail herein.

図２４及び図２５のフローチャートは、制御システム４２４及び４５２の一部分の実装の機能及び動作を示す。ソフトウェアで具現化される場合、各ブロックは、指定された論理機能を実装するプログラム命令を含むモジュール、セグメント、又はコードの一部分を表すことができる。プログラム命令は、プログラミング言語で書かれた人間が読めるステートメントを含むソースコード、又はコンピュータシステム若しくは他のシステム内のプロセッサのような適切な実行システムによって認識可能な数値命令を含むマシンコードの形態で具現化され得る。マシンコードは、ソースコードなどから変換され得る。ハードウェアで具現化される場合、各ブロックは回路又は複数の相互接続された回路を表して、指定された論理機能（単数又は複数）を実装することができる。   The flowcharts of FIGS. 24 and 25 illustrate the functionality and operation of an implementation of a portion of control systems 424 and 452. When implemented in software, each block may represent a module, segment, or portion of code that includes program instructions that implement a specified logical function. Program instructions are embodied in the form of source code containing human readable statements written in a programming language, or machine code containing numerical instructions recognizable by a suitable execution system such as a processor in a computer system or other system. Can be Machine code may be converted from source code or the like. When implemented in hardware, each block represents a circuit or a plurality of interconnected circuits and can implement a specified logical function (s).

図２４及び図２５のフローチャートは特定の実行順序を示しているが、実行順序は図示のものと異なり得ることが理解される。例えば、２つ以上のブロックの実行順序は、示された順序に対してスクランブルされてもよい。また、図２４及び２５に連続して示す２つ以上のブロックは、同時に実行されてもよいし、部分的に同時実行されてもよい。更に、いくつかの実施形態では、図２４及び図２５に示すブロックの１つ以上が飛ばされる又は省略されてもよい。更に、ユーティリティ、計算、パフォーマンス測定の強化、又はトラブルシューティング支援の提供などの目的で、任意の数のカウンタ、状態変数、警告信号、又はメッセージを本明細書に記載の論理フローに追加することができる。そのような変形のすべてが、本開示の範囲内にあることが理解される。   Although the flowcharts of FIGS. 24 and 25 show a specific execution order, it will be understood that the execution order may differ from that shown. For example, the execution order of two or more blocks may be scrambled with respect to the order shown. Also, two or more blocks shown in succession in FIGS. 24 and 25 may be executed simultaneously or may be partially executed simultaneously. Further, in some embodiments, one or more of the blocks shown in FIGS. 24 and 25 may be skipped or omitted. In addition, any number of counters, state variables, warning signals, or messages may be added to the logic flow described herein for purposes such as providing utilities, calculations, performance measurement enhancements, or providing troubleshooting assistance. it can. It is understood that all such variations are within the scope of this disclosure.

また、ソフトウェア又はコードを備える、制御システム４２４及び４５２を含む、本明細書に記載の任意の論理又はアプリケーションは、例えばコンピュータシステム若しくは他のシステム内のプロセッサのような命令実行システムによって又はそれに関連して使用するための、任意の非一時的なコンピュータ可読媒体において具現化され得る。この意味で、論理は、例えば、コンピュータ可読媒体からフェッチされて命令実行システムによって実行され得る命令及び宣言を含むステートメントを備えることができる。本開示の文脈において、「コンピュータ可読媒体」は、命令実行システムによって、又は命令実行システムと関連して使用するための、本明細書に記載の論理又はアプリケーションを含む、記憶する、又は維持することができる任意の媒体であることができる。   Also, any logic or applications described herein, including control systems 424 and 452, comprising software or code, may be associated with or associated with an instruction execution system such as a processor in a computer system or other system, for example. And can be embodied in any non-transitory computer readable medium for use. In this sense, logic can comprise statements including instructions and declarations that can be fetched from a computer-readable medium and executed by an instruction execution system, for example. In the context of this disclosure, a “computer readable medium” includes, stores or maintains the logic or applications described herein for use by or in connection with an instruction execution system. It can be any medium that can.

コンピュータ可読媒体は、例えば、磁気媒体、光学媒体、又は半導体媒体などの多くの物理的媒体のいずれか１つを含むことができる。適切なコンピュータ可読媒体のより具体的な例には、磁気テープ、磁気フロッピーディスク、磁気ハードディスクドライブ、メモリカード、ソリッドステートドライブ、ＵＳＢフラッシュドライブ、又は光ディスクが含まれるが、これらに限定されない。また、コンピュータ可読媒体は、例えば、スタティックランダムアクセスメモリ（ＳＲＡＭ）及びダイナミックランダムアクセスメモリ（ＤＲＡＭ）、又は磁気ランダムアクセスメモリ（ＭＲＡＭ）を含む、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）であってもよい。更に、コンピュータ可読媒体は、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、プログラム可能読出し専用メモリ（ＰＲＯＭ）、消去可能プログラム可能読出し専用メモリ（ＥＰＲＯＭ）、電気消去可能プログラマブル読出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）、又は他のタイプのメモリデバイスであり得る。   Computer-readable media can include any one of many physical media such as, for example, magnetic media, optical media, or semiconductor media. More specific examples of suitable computer readable media include, but are not limited to, magnetic tape, magnetic floppy disk, magnetic hard disk drive, memory card, solid state drive, USB flash drive, or optical disk. The computer readable medium may also be random access memory (RAM), including, for example, static random access memory (SRAM) and dynamic random access memory (DRAM), or magnetic random access memory (MRAM). Further, the computer readable medium may be a read only memory (ROM), a programmable read only memory (PROM), an erasable programmable read only memory (EPROM), an electrically erasable programmable read only memory (EEPROM), or other type. It can be a memory device.

更に、制御システム４２４及び４５２を含む、本明細書に記載の任意の論理又はアプリケーションは、様々な方法で実装されて構造化され得る。例えば、記載した１つ以上のアプリケーションは、単一のアプリケーションのモジュール又は構成要素として実装され得る。更に、本明細書に記載の１つ以上のアプリケーションは、共有の又は別個のコンピューティングデバイス又はそれらの組合せで実行され得る。例えば、本明細書に記載の複数のアプリケーションは、同じコンピューティングデバイス内で、又は同じコンピューティング環境内の複数のコンピューティングデバイス内で実行され得る。更に、「アプリケーション」、「サービス」、「システム」、「エンジン」、「モジュール」、などの用語は交換可能であり、限定することを意図するものではないことが理解される。   Further, any logic or application described herein, including control systems 424 and 452, may be implemented and structured in various ways. For example, one or more of the described applications can be implemented as a single application module or component. Further, one or more applications described herein may be executed on a shared or separate computing device or combination thereof. For example, multiple applications described herein may be executed within the same computing device or within multiple computing devices within the same computing environment. Further, it is understood that terms such as “application”, “service”, “system”, “engine”, “module” are interchangeable and are not intended to be limiting.

特に言及しない限り、「Ｘ、Ｙ、又はＺの少なくとも１つ」という句のような選言的言語は、別様には、一般に、項目、用語などがＸ、Ｙ若しくはＺ、又はそれらの任意の組合せ（例えば、Ｘ、Ｙ及び／又はＺ）であり得ることを表すのに使用されるような文脈で理解される。したがって、そのような選言的言語は、特定の実施形態が、少なくとも１つのＸ、少なくとも１つのＹ、又は少なくとも１つのＺがそれぞれ存在することを必要とすることを一般に意図するものではなく、及び含むべきではない。   Unless stated otherwise, disjunctive languages such as the phrase “at least one of X, Y, or Z” are generally different in that items, terms, etc. are generally X, Y or Z, or any of them Is understood in the context as used to denote that it may be a combination of (eg, X, Y and / or Z). Accordingly, such disjunctive languages are not generally intended that a particular embodiment require that at least one X, at least one Y, or at least one Z each be present, And should not include.

前述に加えて、本開示の様々な実施形態には、以下の項目に記載される実施形態が含まれるが、これらに限定されない。   In addition to the foregoing, various embodiments of the present disclosure include, but are not limited to, the embodiments described in the following items.

項目１．誘導表面導波プローブと、その誘導表面導波プローブに結合され、少なくとも１つの所定の時刻によって誘導表面波を生成するように構成された励起源と、を備える、装置。   Item 1. An apparatus comprising: a guiding surface waveguide probe; and an excitation source coupled to the guiding surface waveguide probe and configured to generate a guiding surface wave according to at least one predetermined time.

項目２．誘導表面導波プローブは、損失性導電媒体の上方にある、損失性導電媒体の複素ブルースター入射角（θ_ｉ，Ｂ）で入射する波面を合成する、結果として生じる少なくとも１つの電界を生成するように構成された帯電端子を更に備える、項目１に記載の装置。 Item 2. The inductive surface waveguide probe generates a resultant at least one electric field that synthesizes a wavefront incident at a complex Brewster incident angle (θ _{i, B} ) of the lossy conductive medium above the lossy conductive medium. The apparatus according to item 1, further comprising a charging terminal configured as described above.

項目３．帯電端子は、複数の帯電端子のうちの１つである、項目２に記載の装置。   Item 3. Item 3. The apparatus according to Item 2, wherein the charging terminal is one of a plurality of charging terminals.

項目４．少なくとも１つの帯電端子に電気的に結合された給電ネットワークであって、誘導表面導波プローブの近傍にある損失性導電媒体に関連付けられた複素ブルースター入射角（θ_ｉ，Ｂ）に関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅延（Φ）をもたらす、給電ネットワーク、を更に備える、項目１に記載の装置。 Item 4. A feeding network electrically coupled to at least one charging terminal and associated with a complex Brewster incident angle (θ _{i, B} ) associated with a lossy conductive medium in the vicinity of the inductive surface waveguide probe The apparatus of item 1, further comprising a feed network that provides a phase delay (Φ) that matches the wave tilt angle (Ψ).

項目５．帯電端子は複数の帯電端子のうちの１つである、項目４に記載の装置。   Item 5. Item 5. The apparatus of item 4, wherein the charging terminal is one of a plurality of charging terminals.

項目６．誘導表面波を生成する所定の時刻を判定するための原子時計を更に備える、項目１〜５のいずれか１項目に記載の装置。   Item 6. Item 6. The apparatus according to any one of Items 1 to 5, further comprising an atomic clock for determining a predetermined time for generating the induced surface wave.

項目７．誘導表面波を生成する所定の時刻を判定するために、公式時刻源と同期する時計を更に備える、項目１〜５のいずれか１項目に記載の装置。   Item 7. Item 6. The device according to any one of Items 1-5, further comprising a clock synchronized with the official time source to determine a predetermined time for generating the induced surface wave.

項目８．テレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを受信するように構成された誘導表面波受信構造と、誘導表面波受信構造に結合され、誘導表面導波プローブと誘導表面波受信構造との間の誘導表面波の伝搬遅延に少なくとも部分的に基づいて、誘導表面波受信構造の現地時刻である第１の時刻を、誘導表面導波プローブの現地時刻である第２の時刻に対して同期させるように構成された、時刻同期回路と、を更に備える、項目１〜７のいずれか１項目に記載の装置。   Item 8. A guided surface wave receiving structure configured to receive electrical energy from a guided surface wave traveling along a telescopic medium; and a guided surface wave probe and a guided surface wave receiving structure coupled to the guided surface wave receiving structure; A first time, which is the local time of the guided surface wave receiving structure, with respect to a second time, which is the local time of the guided surface waveguide probe, based at least in part on the propagation delay of the guided surface wave between 8. The apparatus of any one of items 1 to 7, further comprising a time synchronization circuit configured to synchronize.

項目９．特定の時刻に生成されてテレストリアル媒体に沿って進行する誘導表面波から電気エネルギを受信するように構成された誘導表面波受信構造と、誘導表面波受信構造に結合され、誘導表面導波プローブと誘導表面波受信構造との間の誘導表面波の伝搬遅延に少なくとも部分的に基づいて、誘導表面波受信構造の現地時刻である第１の時刻を、誘導表面導波プローブの現地時刻である第２の時刻に対して同期させるように構成された、時刻同期回路と、備え、誘導表面波は誘導表面導波プローブによって生成される、装置。   Item 9. A guided surface wave receiving structure configured to receive electrical energy from a guided surface wave generated at a particular time and traveling along a telescopic medium, and a guided surface wave receiving structure coupled to the guided surface wave receiving structure The first time, which is the local time of the guided surface wave receiving structure, is the local time of the guided surface waveguide probe based at least in part on the propagation delay of the guided surface wave between the guided surface wave receiving structure and the guided surface wave receiving structure A device comprising: a time synchronization circuit configured to be synchronized with respect to a second time, wherein the induced surface wave is generated by an induced surface waveguide probe.

項目１０．誘導表面導波プローブに結合され、少なくとも１つの所定の時刻に、誘導表面導波プローブに信号を印加するように構成された励起源を更に備える、項目９に記載の装置。   Item 10. The apparatus of claim 9, further comprising an excitation source coupled to the guiding surface waveguide probe and configured to apply a signal to the guiding surface waveguide probe at at least one predetermined time.

項目１１．誘導表面波受信構造を使用して誘導表面波の形態で電気エネルギを受信することと、誘導表面波のその発信元から誘導表面波受信構造への伝搬遅延を判定することと、誘導表面波受信構造と阪神元との間の誘導表面波の伝搬遅延に基づいて、誘導表面波受信構造の現地時刻を発信元の現地時刻に対して同期させることと、を含む方法。   Item 11. Receiving electrical energy in the form of a guided surface wave using a guided surface wave receiving structure, determining the propagation delay of the guided surface wave from its source to the guided surface wave receiving structure, and receiving the guided surface wave Synchronizing the local time of the induced surface wave receiving structure with the local time of the source based on the propagation delay of the induced surface wave between the structure and Gen Hanshin.

項目１２．電気エネルギが受信されたときにタイムスタンプを生成することを更に含む、項目１１に記載の方法。   Item 12. 12. The method of item 11, further comprising generating a time stamp when electrical energy is received.

項目１３．誘導表面波受信構造によって受信された電圧を監視することを更に含む、項目１１又は１２に記載の方法。   Item 13. 13. The method according to item 11 or 12, further comprising monitoring a voltage received by the induced surface wave receiving structure.

項目１４．伝搬遅延を判定することは、最も高い予想伝搬遅延及び最も低い予想伝搬遅延に基づいて平均伝搬遅延を計算することを更に含む、項目１１〜１３のいずれか１項目に記載の方法。   Item 14. 14. The method of any one of items 11-13, wherein determining the propagation delay further comprises calculating an average propagation delay based on the highest expected propagation delay and the lowest expected propagation delay.

項目１５．伝搬遅延を判定することは、誘導表面波の伝搬速度を推定することを更に含む、項目１１〜１３のいずれか１項目に記載の方法。   Item 15. 14. The method according to any one of items 11-13, wherein determining the propagation delay further comprises estimating a propagation velocity of the induced surface wave.

項目１６．少なくとも１つの所定の時刻に、誘導表面導波プローブを用いて導波表面波を生成することを更に含む、項目１１〜１５のいずれか１項目に記載の方法。   Item 16. 16. The method of any one of items 11-15, further comprising generating a guided surface wave using an inductive surface waveguide probe at at least one predetermined time.

項目１７．誘導表面波の発信元の位置を通信し、誘導表面波の所定の時刻を通信することを更に含む、項目１６に記載の方法。   Item 17. The method according to item 16, further comprising communicating a position of a source of the induced surface wave and communicating a predetermined time of the induced surface wave.

項目１８．発信元の位置と所定の時刻を通信することは、生成された誘導表面波を用いて完了される、項目１７に記載の方法。   Item 18. Item 18. The method according to item 17, wherein communicating the source position with a predetermined time is completed using the generated induced surface wave.

項目１９．原子時計に基づいて所定の時刻を判定することを更に含む、項目１６〜１８のいずれか１項目に記載の方法。   Item 19. Item 19. The method according to any one of Items 16-18, further comprising determining a predetermined time based on an atomic clock.

項目２０．公式時刻源に基づいて所定の時刻を判定することを更に含む、項目１６〜１８のいずれか１項目に記載の方法。   Item 20. 19. The method of any one of items 16-18, further comprising determining a predetermined time based on an official time source.

上述した本開示の実施形態は、本開示の原理の明瞭な理解のために説明した実装形態の可能な例に過ぎないことを強調しなければならない。上述した実施形態（単数又は複数）に対して、本開示の趣旨及び原理から実質的に逸脱することなく、多くの変形及び改良を行なうことができる。そのような改良及び変形のすべては、本開示の範囲内として本明細書に含まれ、以下の特許請求の範囲によって保護されることを意図している。加えて、説明した実施形態の任意選択のかつ好ましい特徴及び改良のすべて、並びに従属請求項は、本明細書で教示した本開示のすべての態様に利用可能である。更に、従属請求項の個別の特徴、並びに説明した実施形態の任意選択のかつ好ましい特徴及び改良のすべては、互いに組合せ可能かつ交換可能である。   It should be emphasized that the above-described embodiments of the present disclosure are merely possible examples of implementations described for a clear understanding of the principles of the present disclosure. Many variations and modifications may be made to the embodiment (s) described above without substantially departing from the spirit and principles of the present disclosure. All such modifications and variations are intended to be included herein within the scope of this disclosure and protected by the following claims. In addition, all optional and preferred features and improvements of the described embodiments, as well as the dependent claims, are available for all aspects of the disclosure taught herein. Furthermore, the individual features of the dependent claims, as well as all optional and preferred features and improvements of the described embodiments, can be combined and interchanged with one another.

Claims (15)

誘導表面導波プローブと、
前記誘導表面導波プローブに結合されたた励起源であって、少なくとも１つの所定の時刻によって誘導表面波を生成するように構成された励起源と、を備えることを特徴とする装置。 An inductive surface waveguide probe;
An apparatus comprising: an excitation source coupled to the inductive surface waveguide probe, the excitation source configured to generate an inductive surface wave according to at least one predetermined time. 前記誘導表面導波プローブは、損失性導電媒体の上方にある帯電端子を更に備え、前記帯電端子は、前記損失性導電媒体の複素ブルースター入射角（θ_ｉ，Ｂ）で入射する波面を合成する、結果として生じる少なくとも１つの電界を生成するように構成されることを特徴とする請求項１に記載の装置。 The inductive surface waveguide probe further includes a charging terminal above the lossy conductive medium, and the charging terminal synthesizes a wavefront incident at a complex Brewster incident angle (θ _{i, B} ) of the lossy conductive medium. The apparatus of claim 1, wherein the apparatus is configured to generate at least one resulting electric field. 前記帯電端子は、複数の帯電端子のうちの１つであることを特徴とする請求項２に記載の装置。   The apparatus according to claim 2, wherein the charging terminal is one of a plurality of charging terminals. 前記少なくとも１つの帯電端子に電気的に結合された給電ネットワークを更に備え、前記給電ネットワークは、前記誘導表面導波プローブの近傍にある前記損失性導電媒体に関連付けられた複素ブルースター入射角（θ_ｉ，Ｂ）に関連付けられたウェーブチルト角（Ψ）に整合する位相遅延（Φ）をもたらすことを特徴とする請求項１に記載の装置。 And a feeding network electrically coupled to the at least one charging terminal, the feeding network being a complex Brewster incident angle (θ) associated with the lossy conductive medium in the vicinity of the inductive surface waveguide probe. The apparatus according to claim 1, characterized in that it provides a phase delay (Φ) that matches the wave tilt angle (Ψ) associated with _{i, B} ). 前記帯電端子は、複数の帯電端子のうちの１つであることを特徴とする請求項４に記載の装置。   The apparatus according to claim 4, wherein the charging terminal is one of a plurality of charging terminals. 前記誘導表面波を生成する前記所定の時刻を判定するための原子時計を更に備えることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の装置。   The apparatus according to claim 1, further comprising an atomic clock for determining the predetermined time at which the induced surface wave is generated. 前記誘導表面波を生成する前記所定の時刻を判定するために、公式時刻源と同期する時計を更に備えることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の装置。   The apparatus according to claim 1, further comprising a clock synchronized with an official time source to determine the predetermined time for generating the induced surface wave. テレストリアル媒体に沿って進行する前記誘導表面波から電気エネルギを受信するように構成された誘導表面波受信構造と、
前記誘導表面波受信構造に結合された時刻同期回路であって、前記誘導表面導波プローブと前記誘導表面波受信構造との間の前記誘導表面波の伝搬遅延に少なくとも部分的に基づいて、前記誘導表面波受信構造の現地時刻である第１の時刻を、前記誘導表面導波プローブの現地時刻である第２の時刻に対して同期させるように構成された、時刻同期回路と、を更に備えることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の装置。 A guided surface wave receiving structure configured to receive electrical energy from the guided surface wave traveling along a telescopic medium;
A time synchronization circuit coupled to the guided surface wave receiving structure, based at least in part on a propagation delay of the guided surface wave between the guided surface wave probe and the guided surface wave receiving structure; A time synchronization circuit configured to synchronize a first time that is the local time of the guided surface wave receiving structure with a second time that is the local time of the guided surface waveguide probe; An apparatus according to any one of claims 1 to 7, characterized in that 誘導表面波受信構造を使用して誘導表面波の形態で電気エネルギを受信することと、
前記誘導表面波のその発信元から前記誘導表面波受信構造への伝搬遅延を判定することと、
前記誘導表面波受信構造と前記発信元との間の前記誘導表面波の前記伝搬遅延に基づいて、前記誘導表面波受信構造の現地時刻を前記発信元の現地時刻に対して同期させることと、を含むことを特徴とする方法。 Receiving electrical energy in the form of induced surface waves using an induced surface wave receiving structure;
Determining a propagation delay from the source of the induced surface wave to the induced surface wave receiving structure;
Based on the propagation delay of the induced surface wave between the induced surface wave receiving structure and the source, synchronizing the local time of the induced surface wave receiving structure with the local time of the source; A method comprising the steps of: 電気エネルギが受信されたときにタイムスタンプを生成することを更に含むことを特徴とする請求項９に記載の方法。   The method of claim 9, further comprising generating a time stamp when electrical energy is received. 前記誘導表面波受信構造によって受信された電圧を監視することを更に含むことを特徴とする請求項９又は１０に記載の方法。   The method according to claim 9 or 10, further comprising monitoring a voltage received by the induced surface wave receiving structure. 前記伝搬遅延を判定することは、最も高い予想伝搬遅延及び最も低い予想伝搬遅延に基づいて平均伝搬遅延を計算することを更に含むことを特徴とする請求項９乃至１１のいずれか１項に記載の方法。   12. The method of any one of claims 9 to 11, wherein determining the propagation delay further comprises calculating an average propagation delay based on a highest expected propagation delay and a lowest expected propagation delay. the method of. 前記伝搬遅延を判定することは、前記誘導表面波の伝搬速度を推定することを更に含むことを特徴とする請求項９乃至１２のいずれか１項に記載の方法。   The method according to claim 9, wherein determining the propagation delay further comprises estimating a propagation speed of the induced surface wave. 少なくとも１つの所定の時刻に、誘導表面導波プローブで導波表面波を生成することを更に含むことを特徴とする請求項９乃至１３のいずれか１項に記載の方法。   14. A method according to any one of claims 9 to 13, further comprising generating a guided surface wave with an inductive surface waveguide probe at at least one predetermined time. 前記誘導表面波の発信元の位置を通信し、前記誘導表面波の前記所定の時刻を通信することを更に含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。   The method according to claim 14, further comprising communicating a position of a source of the induced surface wave and communicating the predetermined time of the induced surface wave.

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