JP2018133947A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】装置の大型化を招くことなく、第２の直流電源の急激な電圧低下を容易に抑制することができる、電源装置を提供すること。
【解決手段】電源装置１は、第１の直流電源２１と負荷と平滑コンデンサ４と第２の直流電源２２とＤＣ−ＤＣコンバータ５と制御部６とを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、トランス５１と高圧側スイッチング回路部５２と低圧側スイッチング回路部５３とチョークコイル５４とを有する。制御部６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を介して、第２の直流電源２２の直流電圧を昇圧して平滑コンデンサ４へ電力を供給することで、平滑コンデンサ４を充電する、プリチャージモードを実行する。プリチャージモードにおいては、第２の直流電源２２が低圧状態にあるとき、定常状態にあるときよりも、チョークコイル５４に流れる電流ＩＬを小さくして、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数を変えることなく通電デューティを低下させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に関する。

例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車等には、車両の駆動のための電力を供給するための電源装置が搭載されている。
かかる電源装置は、車両駆動用に用いられる高圧の主バッテリと、補機の作動に用いられる低圧の補機バッテリとを有する。そして、主バッテリと補機バッテリとの間には、昇圧と降圧とが可能なＤＣ−ＤＣコンバータが設けられている。また、主バッテリは、インバータを介して交流の回転電機に接続されている。これにより、主バッテリからインバータに電力を供給すると共に交流電力に変換して、回転電機を駆動することができる。

また、主バッテリとインバータとの間には、平滑コンデンサが設けられている。主バッテリからの電力によるインバータの駆動に先立って、平滑コンデンサへの充電（すなわち、プリチャージ）を行うにあたっては、緩やかな充電が必要である。この緩やかな充電を、簡素な構成にて実現する技術が、特許文献１に開示されている。すなわち、特許文献１に記載の電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータを適宜制御することで、補機バッテリから平滑コンデンサを充電することにより、緩やかなプリチャージを実現している。

そして、補機バッテリの電圧が低下したとき、その急激な電圧低下を防ぐべく、プリチャージをさらに緩やかにするような制御が行われている。その制御は、ＤＣ−ＤＣコンバータの低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を低下させると共に、スイッチング素子の通電デューティを低下させるという制御である。これにより、補機バッテリの急激な電圧低下を防いでいる。

特開２００３−６１２０９号公報

しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータの低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を低下させるということは、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランス等の磁気部品を、低い周波数に合わせて設計する必要が生じる。この場合、トランス等の磁気部品の大型化を招くこととなり、ひいては、ＤＣ−ＤＣコンバータの大型化を招くこととなる。また、スイッチング回路部のスイッチング周波数を変更するには、マイコンを一度リセットする必要が生じるなど、制御が複雑となるおそれがある。

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、装置の大型化を招くことなく、第２の直流電源の急激な電圧低下を容易に抑制することができる、電源装置を提供しようとするものである。

本発明の一態様は、第１の直流電源（２１）と、
該第１の直流電源に接続された負荷（３）と、
上記第１の直流電源と上記負荷との間に設けられた平滑コンデンサ（４）と、
上記第１の直流電源よりも電圧の低い第２の直流電源（２２）と、
上記平滑コンデンサと並列接続されると共に、上記第１の直流電源と上記平滑コンデンサとの間の配線（１１Ｈ、１１Ｌ）と、上記第２の直流電源との間に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータ（５）と、
上記ＤＣ-ＤＣコンバータを制御する制御部（６）と、を有し、
上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、高圧側コイル（５１１）及び低圧側コイル（５１２）を備えたトランス（５１）と、
上記高圧側コイルと上記第１の直流電源との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う高圧側スイッチング回路部（５２）と、
上記低圧側コイルと上記第２の直流電源との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う低圧側スイッチング回路部（５３）と、
上記第２の直流電源と上記低圧側スイッチング回路部との間に接続されたチョークコイル（５４）と、を有し、
上記高圧側スイッチング回路部は、複数の高圧側スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）を備え、
上記低圧側スイッチング回路部は、複数の低圧側スイッチング素子（Ｑ５、Ｑ６）を備え、
上記制御部は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを介して、上記第２の直流電源の直流電圧を昇圧して上記平滑コンデンサへ電力を供給することで、該平滑コンデンサを充電する、プリチャージモードを実行することができるよう構成されており、
上記プリチャージモードにおいては、上記第２の直流電源の電圧（ＶＬ）が電流制限用閾値（Ｖ１）を下回った低圧状態にあるとき、上記第２の直流電源の電圧が上記電流制限用閾値以上である定常状態にあるときよりも、上記チョークコイルに流れる電流（ＩＬ）を小さくして、上記低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている、電源装置（１）にある。

上記制御部は、プリチャージモードにおいて、第２の直流電源が上記低圧状態にあるとき、上記定常状態にあるときよりも、チョークコイルに流れる電流を小さくする。これにより、低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている。そのため、第２の直流電源の電圧が低下した際に、低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を変えることなく、第２の直流電源から平滑コンデンサへのプリチャージの速度を緩やかにすることができる。

それゆえ、トランスの大型化を招くことなく、第２の直流電源の急激な電圧低下を容易に抑制することができる。すなわち、低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を低下させる必要がないため、トランスの大型化の必要がない。また、スイッチング周波数を変える必要がないため、スイッチング制御も容易となる。そのうえで、第２の直流電源の電圧低下の際に、平滑コンデンサへのプリチャージを緩やかにすることができるため、第２の直流電源の急激な電圧低下を抑制することができる。

以上のごとく、上記態様によれば、装置の大型化を招くことなく、第２の直流電源の急激な電圧低下を容易に抑制することができる、電源装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

実施形態１における、電源装置の回路図。 実施形態１における、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図。 実施形態１における、プリチャージモードのフロー図。 実施形態１における、定常状態にあるときのチョークコイルに流れる電流波形を示す線図。 実施形態１における、低圧状態にあるときのチョークコイルに流れる電流波形を示す線図。 実施形態２における、プリチャージモードのフロー図。 実施形態３における、プリチャージモードのフロー図。 実施形態４における、制御部の概念図。 実施形態４における、第２制御演算部の演算フロー図。

（実施形態１）
電源装置に係る実施形態について、図１〜図５を参照して説明する。
本実施形態の電源装置１は、図１に示すごとく、第１の直流電源２１と、第１の直流電源に接続された負荷３と、平滑コンデンサ４と、第２の直流電源２２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ５と、制御部６と、を有する。

平滑コンデンサ４は、第１の直流電源２１と負荷３との間に設けられている。第２の直流電源２２は、第１の直流電源２１よりも電圧の低い電源である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、平滑コンデンサ４と並列接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、第１の直流電源２１と平滑コンデンサ４との間の配線と、第２の直流電源２２との間に設けられている。
制御部６は、ＤＣ-ＤＣコンバータ５を制御する。

図２に示すごとく、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、トランス５１と、高圧側スイッチング回路部５２と、低圧側スイッチング回路部５３と、チョークコイル５４と、を有する。
トランス５１は、高圧側コイル５１１及び低圧側コイル５１２を備えている。高圧側スイッチング回路部５２は、第１の直流電源２１と高圧側コイル５１１との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う。低圧側コイル５３と第２の直流電源２２との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う。チョークコイル５４は、第２の直流電源２２と低圧側スイッチング回路部５３との間に接続されている。

高圧側スイッチング回路部５２は、複数の高圧側スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を備えている。
低圧側スイッチング回路部５３は、複数の低圧側スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を備えている。

制御部６は、以下のプリチャージモードを実行することができるよう構成されている。すなわち、プリチャージモードは、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を介して、第２の直流電源２２の直流電圧を昇圧して平滑コンデンサ４へ電力を供給することで、平滑コンデンサ４を充電するモードである。

プリチャージモードにおいては、第２の直流電源２２が、下記の低圧状態にあるとき、下記の定常状態にあるときよりも、チョークコイル５４に流れる電流ＩＬを小さくする。これにより、制御部６は、低圧側スイッチング回路５３のスイッチング周波数を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている。

ここで、低圧状態とは、第２の直流電源２２の電圧ＶＬが電流制限用閾値を下回った状態をいう。また、定常状態とは、第２の直流電源２２の電圧ＶＬが電流制限用閾値以上である状態をいう。なお、電流制限用閾値は、後述するように、適宜設定される電圧の閾値である。また、通電デューティとは、低圧側スイッチング回路部５３における各スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の、スイッチングの１制御周期に対するオン期間の割合をいう。

本実施形態の電源装置１は、ハイブリッド自動車や電気自動車などに搭載される、車両用の電源装置である。そして、第１の直流電源２１は、車両駆動用バッテリであり、例えば、２８８Ｖという高電圧の電源である。また、第２の直流電源２２は、補機用バッテリであり、例えば、１２Ｖという低電圧の電源である。負荷３は、インバータ３１及び該インバータ３１に接続された交流回転電機３２である。

インバータ３１は、第１の直流電源２１から供給される直流電力を、三相の交流電力に変換して、回転電機３２を駆動する。また、回転電機３２において発電された三相の交流電力を、直流電力に変換して、第１の直流電源２１に回生する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、モータ駆動用の第１の直流電源２１の電圧を降圧したうえで、第２の直流電源２２を充電する。第２の直流電源２２は、低電圧の電力を補器類に供給する。

電源装置１は、図１に示すごとく、第１の直流電源２１の正極に接続された高電位配線１１Ｈと、第２の直流電源２２の負極に接続された低電位配線１１Ｌとを有する。高電位配線１１Ｈ及び低電位配線１１Ｌによって、第１の直流電源２１とインバータ３１とが接続されている。また、高電位配線１１Ｈと低電位配線１１Ｌとの間に、平滑コンデンサ４が接続されている。

また、高電位配線１１Ｈと低電位配線１１Ｌとには、それぞれ、開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌが設けられている。開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌと、平滑コンデンサ４との間において、高電位配線１１Ｈ及び低電位配線１１Ｌに、ＤＣ−ＤＣコンバータ５が接続されている。開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌとしては、例えば電磁継電器を用いることができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、高電位配線１１Ｈ及び低電位配線１１Ｌを介して供給される高電圧の直流電力を、低電圧の直流電力に変換することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、第２の直流電源２２の低電圧の直流電力を、高電圧の直流電力に変換することができる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、昇圧と降圧との双方向の電圧変換が可能なコンバータである。

図２に示すごとく、高圧側スイッチング回路部５２は、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、第４スイッチング素子Ｑ４を有する。第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、高電位配線１１Ｈに接続されている。第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４は、低電位配線１１Ｌに接続されている。

第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３とは、互いに直列接続して第１スイッチングレッグ５２１を構成している。第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４とは、互いに直列接続して第２スイッチングレッグ５２２を構成している。そして、第１スイッチングレッグ５２１と第２スイッチングレッグ５２２とが、互いに並列接続されている。第１スイッチングレッグ５２１における第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３との接続点と、第２スイッチングレッグ５２２における第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４との接続点とが、高圧側コイル５１１の両端子に接続されている。

低圧側コイル２２は、個別に電流を流すことができるよう構成された第１コイル部５１２ａと第２コイル部５１２ｂとを有する。
低圧側スイッチング回路部５３は、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６とを有する。第５スイッチング素子Ｑ５は、第２の直流電源２２から第１コイル部５１２ａへの電流の供給をオンオフする。第６スイッチング素子Ｑ６は、第２の直流電源２２から第２コイル部５１２ｂへの電流の供給をオンオフする。

低圧側スイッチング回路部５３において、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６とは、チョークコイル５４を介して第２の直流電源２２の正極に接続されている。また、第２の直流電源２２の正極と負極との間に、コンデンサ５５が接続されている。
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、例えばＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳＦＥＴという）等からなる。ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードが寄生している。

上述のような構成の電源装置１の動作につき、以下に説明する。
インバータ３１による回転電機３２の駆動を開始する際には、まず、平滑コンデンサ４の充電を行う。この平滑コンデンサ４への充電を緩やかに行うために、第１の直流電源２１ではなく、第２の直流電源２２からＤＣ−ＤＣコンバータ５を介して、平滑コンデンサ４へ電力を供給する。そこで、まず、開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌをオフの状態とする。そして、制御部６が、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御して、プリチャージモードを実行する。

すなわち、制御部６により、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の低電圧側スイッチング回路部５３のスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６のオンオフ動作を適宜制御する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ５によって、第２の直流電源２２の直流電圧を昇圧して、平滑コンデンサ４に電力を供給する。このように、平滑コンデンサ４への充電が徐々に行われ、平滑コンデンサ４の電圧ＶＨが上昇する。

平滑コンデンサ４の電圧ＶＨが、所定の電圧に達したとき、開閉スイッチ１２Ｈ、１２Ｌをオンにする。ここで、所定の電圧は、例えば、第１の直流電源２１の電圧と同程度とすることができる。また、このとき、制御部６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の動作を、降圧動作に切り替える。

これにより、第１の直流電源２１から高電圧の直流電力が、インバータ３１に供給される。そして、インバータ３１によって、回転電機３２の駆動が行われる。また、第１の直流電源２１から、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を介して、第２の直流電源２２への充電が行われる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ５によって、第１の直流電源２１の直流電力を降圧して、低電圧の直流電力に変換されて、第２の直流電源２２が充電される。

以上のようにして、回転電機３２の始動時において、電源装置１における各部の動作が行われる。
そして、上述のプリチャージモードが実行される際には、第２の直流電源２２の電圧ＶＬが低下することがある。この第２の直流電源２２の電圧ＶＬが大きく低下すると、補機の作動に影響する。そこで、図２に示すごとく、第２の直流電源２２の電圧ＶＬを検出する電圧検出部 が、第２の直流電源２２に設けてある。この電圧検出部１３にて検出される第２の直流電源２２の電圧ＶＬが、所定の閾値Ｖ１（すなわち、上述の電流制限用閾値Ｖ１）を下回るか否かを、制御部６がモニタリングしている。

第２の直流電源２２の電圧ＶＬが閾値Ｖ１を下回った状態を、低圧状態という。第２の直流電源２２の電圧ＶＬが閾値Ｖ１以上である状態を、定常状態という。この閾値Ｖ１は、上述のように、補機の作動に影響しないような第２の直流電源２２の電圧ＶＬを考慮して、適宜設定される。

プリチャージモードを実行する際、制御部６は、図３に示すフローを実行する。すなわち、プリチャージモードを実行する際、ステップＳ１において、電圧ＶＬを検出する。そして、ステップＳ２において、電圧ＶＬを閾値Ｖ１と比較する。ＶＬ≧Ｖ１であれば、定常状態であり、特に電流ＩＬを変化させることなく、プリチャージモードを続行する。一方、ステップＳ２において、ＶＬ＜Ｖ１と判断された場合、低圧状態であり、ステップＳ３において、電流ＩＬを低減する。

そして、ステップＳ４において、電流ＩＬを低減したという情報を、画面表示、音声等によって、ユーザに報知する。より具体的には、例えば、電流ＩＬの低減は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御するコンバータ用のＥＣＵ（電子制御ユニット）６１にて検知する。そして、コンバータ用のＥＣＵ６１から、ＣＡＮ（Controller Area Network）などのインターフェースを通じて、上位の車両用ＥＣＵ６２へ、上記情報を伝送する。そして、ＥＣＵ６２からの信号により、上記情報をユーザに伝える。

上記のように、制御部６は、低圧状態を検出したとき、チョークコイル５４に流れる電流ＩＬを小さくする。すなわち、低圧状態を検知したとき、チョークコイル５４に流れる電流ＩＬを、定常状態のときよりも小さい値となるように制御する。

具体的には、制御部６は、プリチャージモードにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を、図４、図５に示すごとく、ピーク電流モード制御により制御する。そして、低圧状態における電流指令値Ｉｒｅｆ２を、定常状態における電流指令値Ｉｒｅｆ１よりも小さくする。これにより、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を変えることなく通電デューティを低下させる。

ピーク電流モード制御は、図４、図５に示すごとく、電流ＩＬのピーク値を所定の電流指令値Ｉｒｅｆ１、Ｉｒｅｆ２に達したときに、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をターンオフするように制御するものである。
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ５における昇圧動作時において、低圧側スイッチング回路部５３におけるスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６は、所定のスイッチング周波数ｆ０にてオンオフする。つまり、所定のスイッチング周期（１／ｆ０）にて、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を、オンオフする。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とは、交互にオンオフすることとなる。

スイッチング素子Ｑ５をオンすると、第２の直流電源２２から、チョークコイル５４、及び低圧側コイル５１２の第１コイル部５１２ａを通る経路に、電流ＩＬが流れる。スイッチング素子Ｑ６をオンすると、第２の直流電源２２から、チョークコイル５４、及び低圧側コイル５１２の第２コイル部５１２ｂを通る経路に、電流ＩＬが流れる。

これらの電流ＩＬは、図４、図５に示すごとく、オン期間中、ターンオンの瞬間から時間の経過とともに増加する。各図の下段は、スイッチング素子Ｑ５のオンオフの時間変化を示す。各図の上段の波形は、スイッチング素子Ｑ５のオンオフに伴う電流ＩＬの時間変化を示す。これらの波形は、スイッチング素子Ｑ６のオンオフについても同様である。図４が、定常状態におけるスイッチング及び電流変化を示し、図５が、低圧状態におけるスイッチング及び電流変化を示す。なお、図５において、参考のために、定常状態における電流変化の波形を、破線にて併記する。

上記定常状態の場合、図４に示すごとく、電流ＩＬが電流指令値Ｉｒｅｆ１に達した時点で、スイッチング素子Ｑ５をターンオフする。一方、上記低圧状態の場合、図５に示すごとく、電流ＩＬが電流指令値Ｉｒｅｆ２に達した時点で、スイッチング素子Ｑ５をターンオフする。電流指令値Ｉｒｅｆ２は、電流指令値Ｉｒｅｆ１よりも小さい値である。そうすると、低圧状態においては、定常状態よりも、スイッチング素子Ｑ５をターンオフするタイミングが早くなることとなる。つまり、低圧状態においては、定常状態よりも、スイッチング素子Ｑ５のオンの期間が短くなることとなる。その結果、スイッチング素子Ｑ５の通電デューティが低下する。しかも、スイッチング素子Ｑ５のスイッチング周波数ｆ０を変える必要がない。

上記のような制御は、スイッチング素子Ｑ６についても、同様に行われる。したがって、低圧状態においては、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を変えることなく通電デューティを低下させることとなる。

これに伴い、低圧状態においては、第２の直流電源２２から平滑コンデンサ４へのプリチャージの速度が緩やかになる。すなわち、第２の直流電源２２から平滑コンデンサ４へ供給されるエネルギーの移動速度が小さくなる。そのため、第２の直流電源２２の電圧低下が抑制される。

このようにして、ピーク電流モード制御にて、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチングを制御して、低圧状態における通電デューティを下げる。これにより、第２の直流電源２２の電圧低下を抑制している。

次に、本実施形態の作用効果につき説明する。
上記制御部６は、プリチャージモードにおいて、第２の直流電源２２が低圧状態にあるとき、定常状態にあるときよりも、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の低圧側スイッチング回路部５３に流れる電流を小さくする。これにより、図４、図５に示すごとく、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている。そのため、第２の直流電源２２の電圧が低下した際に、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を変えることなく、第２の直流電源２２から平滑コンデンサ４へのプリチャージの速度を緩やかにすることができる。

それゆえ、トランス５１の大型化を招くことなく、第２の直流電源２２の急激な電圧低下を容易に抑制することができる。すなわち、低圧側スイッチング回路部５３のスイッチング周波数ｆ０を低下させる必要がないため、トランス５１の大型化の必要がない。また、スイッチング周波数ｆ０を変える必要がないため、スイッチング制御も容易となる。そのうえで、第２の直流電源２２の電圧低下の際に、平滑コンデンサ４へのプリチャージを緩やかにすることができるため、第２の直流電源２２の急激な電圧低下を抑制することができる。

制御部６は、プリチャージモードにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を、ピーク電流モード制御により制御し、低圧状態における電流指令値Ｉｒｅｆ２を、定常状態における電流指令値Ｉｒｅｆ１よりも小さくする。このように、ピーク電流モード制御にてＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御することで、応答性を向上させることができる。その結果、第２の直流電源２２の電圧ＶＬの低下に対して、応答性良く電流ＩＬを低減して、第２の直流電源２２の電圧低下を効果的に抑制することができる。

以上のごとく、本実施形態によれば、装置の大型化を招くことなく、第２の直流電源の急激な電圧低下を容易に抑制することができる、電源装置を提供することができる。

（実施形態２）
本実施形態においては、図６に示すごとく、電流ＩＬを低減する制御を行ったとき、プリチャージ時間を算出して、該プリチャージ時間を出力するよう構成している。
すなわち、制御部６は、第２の直流電源２２の電圧ＶＬを基に、平滑コンデンサ４のプリチャージ完了までに必要なプリチャージ時間を算出する。そして、プリチャージ時間を出力する。

ここで、電圧ＶＬからプリチャージ時間を算出するに当たっては、例えば、予め作成したマップに基づいて行うことができる。つまり、電圧ＶＬと、プリチャージ時間との関係は、予めマップとして作成しておくことができる。そのマップに基づいて、電圧ＶＬから残りのプリチャージ時間を算出することができる。ただし、プリチャージ時間は、マップを用いた算出に限らず、演算にて算出することもできる。

本実施形態においては、図６に示すごとく、低圧状態を検知するまで、すなわちステップＳ１〜Ｓ３までは、実施形態１と同様のフローが実行される。そして、ステップＳ３において、電流ＩＬを低減する制御を行った際、ステップＳ５において、プリチャージ時間を算出する。また、ステップＳ６において、電流ＩＬを低減したことを報知すると共に、プリチャージ時間も併せて報知する。すなわち、プリチャージ時間を、電流ＩＬを低減したという情報と共に、ユーザに伝える。このユーザへの伝達方法は、実施形態１における伝達方法と同様の方法を用いることができる。

その他の構成は、実施形態１と同様である。
なお、実施形態２以降において用いた符号のうち、既出の実施形態において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、既出の実施形態におけるものと同様の構成要素等を表す。

本実施形態においては、第２の直流電源２２が低圧状態となったときのプリチャージ時間をユーザに伝えることができる。これにより、ユーザの違和感等を緩和することができる。すなわち、第２の直流電源２２が低圧状態となったとき、電流ＩＬを低減することで、第２の直流電源２２の電圧低下を抑制するが、これに伴って、プリチャージ時間が延びることにもなる。これに伴うユーザの違和感を、具体的なプリチャージ時間を伝えることで、緩和することができる。
その他、実施形態１と同様の作用効果を有する。

（実施形態３）
本実施形態においては、図７に示すごとく、第２の直流電源２２の電圧ＶＬが、電流制限用閾値Ｖ１よりも低いプリチャージ制限用閾値Ｖ２を下回った電圧不足状態にあるとき、プリチャージモードを実行しないようにしている。
すなわち、ステップＳ２において、ＶＬ＜Ｖ１であると判断されたとき、さらに、ステップＳ２ａにおいて、電流ＶＬが閾値Ｖ２を下回っているか否かを判断する。そして、ＶＬ＜Ｖ２であると判断されたとき、電圧不足状態であると判断され、ステップＳ２ｂにおいて、プリチャージを中止する。また、ステップＳ２ｃにおいて、電圧不足状態をユーザに報知する。

一方、ステップＳ２においてＶＬ＜Ｖ１であると判断され、かつ、ステップＳ２ａにおいてＶＬ≧Ｖ２であると判断されたとき、ステップＳ３において、電流ＩＬを低減する。
その他の構成は、実施形態１と同様である。

本実施形態においては、第２の直流電源２２が電圧不足状態にあるとき、プリチャージを実行しないようにする。つまり、第２の直流電源２２による平滑コンデンサ４の充電が無理に行われることを防ぐことができる。これにより、プリチャージ時間の極端な延長や、第２の直流電源２２の極端な電圧低下を防ぐことができる。
また、電圧不足状態をユーザに報知することで、第２の直流電源２２の交換時期が近付いていることなどを、ユーザに認識させることができる。
その他、実施形態１と同様の作用効果を有する。

（実施形態４）
本実施形態においては、図８に示すごとく、制御部６は、以下の第１制御演算部６０１と第２制御演算部６０２とを有する。
第１制御演算部６０１は、ピーク電流モード制御にて低圧側スイッチング回路部５３の制御演算を行うと共に、低圧状態における電流指令値Ｉｒｅｆ２を、定常状態における電流指令値Ｉｒｅｆ１よりも小さくするよう構成されている。すなわち、第１制御演算部６０１は、上記実施形態１〜３と同様の制御演算を行う。

第２制御演算部６０２は、第２の直流電源２２の電圧ＶＬと平滑コンデンサ４の電圧ＶＨとを用いたフィードフォワード制御にて低圧側スイッチング回路部５３の制御演算を行うと共に、低圧状態における通電デューティＤ２２を、定常状態における通電デューティＤ２１よりも小さくするよう構成されている。これにより、低圧状態における電流ＩＬを、定常状態における電流ＩＬよりも小さくするようにしている。

制御部６は、第１制御演算部６０１の演算結果（すなわち通電デューティＤ１）と第２制御演算部６０２の演算結果（すなわち通電デューティＤ２）とのいずれかを選択して低圧側スイッチング回路部５３の制御を実行することができるよう構成されている。すなわち、第１制御演算部６０１の演算結果Ｄ１と、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２とが、選択部６０３に入力される。そして、選択部６０３が演算結果Ｄ１と演算結果Ｄ２とのいずれかを選択して出力する。

また、制御部６の選択部６０３は、第１制御演算部６０１の演算結果Ｄ１を、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２に優先して選択する。そして、第１制御演算部６０１の異常が生じた際に、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２を選択して、低圧側スイッチング回路部５３の制御を実行する。

第２制御演算部６０２においても、図９のステップＳ２１、Ｓ２２に示すごとく、第２の直流電源２２の電圧ＶＬを、電流制限用閾値Ｖ１と比較する。そして、ＶＬ≧Ｖ１であるときは、第２の直流電源２２が定常状態であると判断し、ステップＳ２３にて、第２制御演算部６０２が算出する通電デューティＤ２を、Ｄ２１とする。一方、ＶＬ＜Ｖ１であるときは、第２の直流電源２２が低圧状態であると判断し、ステップＳ２４にて、第２制御演算部６０２が算出する通電デューティＤ２を、Ｄ２２とする。なお、Ｄ２１＞Ｄ２２である。

このようにして、低圧状態における通電デューティＤ２２を、定常状態における通電デューティＤ２１よりも低くする。これにより、第２制御演算部６０２の演算結果に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５が制御された場合にも、低圧状態におけるチョークコイル５４の電流ＩＬを低減することができる。

定常状態における通電デューティＤ２１は、例えば、Ｄ２１＝１−（Ｎ・ＶＬ／２ＶＨ）にて演算される。ここで、Ｎは、トランス５１の巻き数比である。なお、巻き数比Ｎは、高圧側コイル５１１の巻き数を、低圧側コイル５１２の巻き数にて除した値である。また、低圧側コイル５１２の巻き数とは、第１コイル部５１２ａの巻き数であり、第２コイル部５１２ｂの巻き数である。
また、低圧状態における通電デューティＤ２２は、定常状態における通電デューティＤ２１よりも小さい値であり、例えば、予め設定した一定値とすることができる。
その他の構成は、実施形態１と同様である。

本実施形態においては、制御部６が、第２制御演算部６０２を有する。そして、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２を、第１制御演算部６０１の演算結果Ｄ１のバックアップ用に用意しておくことができる。これにより、例えば、マイコンの故障、外来ノイズによる誤動作等の要因にて、第１制御演算部６０１の演算が適切にできない場合において、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２を採用して、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を制御することができる。そのため、第１制御演算部６０１が正常に動作しない場合であっても、第２の直流電源２２の電圧低下を抑制することができる。

また、第１制御演算部６０１の演算結果Ｄ１を、第２制御演算部６０２の演算結果Ｄ２に優先させることにより、第２の直流電源２２の電圧低下に対して、高い応答性にて、確実に、電流ＩＬを低減させることができる。その結果、より確実に、第２の直流電源２２の電圧低下を抑制することができる。
その他、実施形態１と同様の作用効果を有する。

本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。

１ 電源装置
２１ 第１の直流電源
２２ 第２の直流電源
３ 負荷
４ 平滑コンデンサ
５ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５１ トランス
５２ 高圧側スイッチング回路部
５３ 低圧側スイッチング回路部
６ 制御部

Claims (7)

1. 第１の直流電源（２１）と、
   該第１の直流電源に接続された負荷（３）と、
   上記第１の直流電源と上記負荷との間に設けられた平滑コンデンサ（４）と、
   上記第１の直流電源よりも電圧の低い第２の直流電源（２２）と、
   上記平滑コンデンサと並列接続されると共に、上記第１の直流電源と上記平滑コンデンサとの間の配線（１１Ｈ、１１Ｌ）と、上記第２の直流電源との間に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータ（５）と、
   上記ＤＣ-ＤＣコンバータを制御する制御部（６）と、を有し、
   上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、高圧側コイル（５１１）及び低圧側コイル（５１２）を備えたトランス（５１）と、
   上記高圧側コイルと上記第１の直流電源との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う高圧側スイッチング回路部（５２）と、
   上記低圧側コイルと上記第２の直流電源との間に接続され、直流電力と交流電力との電力変換を行う低圧側スイッチング回路部（５３）と、
   上記第２の直流電源と上記低圧側スイッチング回路部との間に接続されたチョークコイル（５４）と、を有し、
   上記高圧側スイッチング回路部は、複数の高圧側スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）を備え、
   上記低圧側スイッチング回路部は、複数の低圧側スイッチング素子（Ｑ５、Ｑ６）を備え、
   上記制御部は、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを介して、上記第２の直流電源の直流電圧を昇圧して上記平滑コンデンサへ電力を供給することで、該平滑コンデンサを充電する、プリチャージモードを実行することができるよう構成されており、
   上記プリチャージモードにおいては、上記第２の直流電源の電圧（ＶＬ）が電流制限用閾値（Ｖ１）を下回った低圧状態にあるとき、上記第２の直流電源の電圧が上記電流制限用閾値以上である定常状態にあるときよりも、上記チョークコイルに流れる電流（ＩＬ）を小さくして、上記低圧側スイッチング回路部のスイッチング周波数を変えることなく通電デューティを低下させるよう構成されている、電源装置（１）。
2. 上記制御部は、上記プリチャージモードにおいて、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを、ピーク電流モード制御により制御し、上記低圧状態における電流指令値（Ｉｒｅｆ２）を、上記定常状態における電流指令値（Ｉｒｅｆ１）よりも小さくするよう構成されている、請求項１に記載の電源装置。
3. 上記制御部は、ピーク電流モード制御にて上記低圧側スイッチング回路部の制御演算を行い、上記低圧状態における電流指令値（Ｉｒｅｆ２）を、上記定常状態における電流指令値（Ｉｒｅｆ１）よりも小さくするよう構成された、第１制御演算部（６０１）と、上記第２の直流電源の電圧（ＶＬ）と上記平滑コンデンサの電圧（ＶＨ）とを用いたフィードフォワード制御にて上記低圧側スイッチング回路部の制御演算を行い、上記低圧状態における上記通電デューティ（Ｄ２２）を、上記定常状態における上記通電デューティ（Ｄ２１）よりも小さくするよう構成された、第２制御演算部（６０２）と、を備え、上記第１制御演算部の演算結果（Ｄ１）と上記第２制御演算部の演算結果（Ｄ２）とのいずれかを選択して上記低圧側スイッチング回路部の制御を実行することができるよう構成されている、請求項１に記載の電源装置。
4. 上記制御部は、上記第１制御演算部の演算結果を、上記第２制御演算部の演算結果に優先して選択するよう構成されており、上記第１制御演算部の異常が生じた際に、上記第２制御演算部の演算結果を選択して、上記低圧側スイッチング回路部の制御を実行するよう構成されている、請求項３に記載の電源装置。
5. 上記制御部は、上記第２の直流電源の電圧を基に、上記平滑コンデンサのプリチャージ完了までに必要なプリチャージ時間を算出し、該プリチャージ時間を出力するよう構成されている、請求項１〜４のいずれか一項に記載の電源装置。
6. 上記制御部は、上記第２の直流電源の電圧が、上記電流制限用閾値よりも低いプリチャージ制限用閾値（Ｖ２）を下回った電圧不足状態にあるとき、上記プリチャージモードを実行しないよう構成されている、請求項１〜５のいずれか一項に記載の電源装置。
7. 車両用の電源装置であって、上記第１の直流電源は、車両駆動用バッテリであり、上記第２の直流電源は、補機用バッテリであり、上記負荷は、インバータ（３１）及び該インバータに接続された交流回転電機（３２）である、請求項１〜６に記載の電源装置。

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