JP2018019447A

JP2018019447A - Power supply unit

Info

Publication number: JP2018019447A
Application number: JP2016145036A
Authority: JP
Inventors: 明磊顧; ming lei Gu; 雄生森; Takao Mori
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2016-07-25
Filing date: 2016-07-25
Publication date: 2018-02-01
Anticipated expiration: 2036-07-25
Also published as: JP6688185B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To achieve balanced sharing of load power by suppressing generation of a cyclic current.SOLUTION: A power supply unit 10 includes a control unit 200 that detects a current difference between an electric current running through an inductor 119 and an electric current running through an inductor 120, corrects a voltage command value for commanding a voltage of a capacitor 111 and a voltage command value for commanding a voltage of a capacitor 112 and controlling switching of switching elements 101 to 104, using the respective corrected voltage command values.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、電源入力電圧を変圧して負荷に供給する電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply apparatus that transforms a power supply input voltage and supplies it to a load.

非特許文献１には、架線から供給された電力により動作する電気車に搭載され、架線電圧を変圧して負荷に供給する電源装置が記載されている。この電源装置では、架線電圧の急変への対策として、インバータへの入力電圧を安定化するために、インバータの前段に直並列連続切替チョッパ（ＳＰＣＨ：Serial-Parallel Continuously Regulated Chopper）が挿入されている。 Non-Patent Document 1 describes a power supply device that is mounted on an electric vehicle that operates with electric power supplied from an overhead wire and transforms the overhead wire voltage to supply the load to a load. In this power supply device, a serial-parallel continuous switching chopper (SPCH) is inserted in front of the inverter in order to stabilize the input voltage to the inverter as a countermeasure against a sudden change in the overhead line voltage. .

森雄生、中村将之、牧島信吾、上園恵一「直並列連続切替チョッパにおける不平衡出力時の動作および基本特性の実験検証」、平成２６年電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１−２２，ｐｐ．Ｉ−１２７−Ｉ−１３０，２０１４年８月Yuki Mori, Masayuki Nakamura, Shingo Makishima, Keiichi Uenono “Experimental Verification of Operation and Basic Characteristics at Unbalanced Output in Series-Parallel Continuous Switching Chopper”, 2014 IEEJ Industrial Application Conference, No. 1-22, pp. I-127-I-130, August 2014

図１１は、直並列連続切替チョッパを備える電源装置１０ａの構成例を示す図である。 FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of a power supply device 10a including a series-parallel continuous switching chopper.

図１１に示す電源装置１０ａは、スイッチング素子１０１〜１０４と、コンデンサ１０７，１１１，１１２，１２１と、インダクタ１０８，１０９，１１０，１１９，１２０と、単相インバータ１１３，１１４と、変圧器１１５，１１６と、整流器１１７，１１８と、三相インバータ１２２と、制御部１２３とを備える。スイッチング素子１０１〜１０４、インダクタ１０９，１１０およびコンデンサ１１１，１１２はＳＰＣＨを構成する。 11 includes switching elements 101 to 104, capacitors 107, 111, 112, and 121, inductors 108, 109, 110, 119, and 120, single-phase inverters 113 and 114, a transformer 115, 116, rectifiers 117 and 118, a three-phase inverter 122, and a control unit 123. Switching elements 101 to 104, inductors 109 and 110, and capacitors 111 and 112 constitute an SPCH.

スイッチング素子１０１〜１０４はそれぞれ、オンオフ可能なＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのスイッチング素子とダイオードとが逆並列接続されて構成される。 Each of the switching elements 101 to 104 is configured by switching a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) that can be turned on and off and a diode in reverse parallel connection.

スイッチング素子１０１（第１のスイッチング素子）とスイッチング素子１０３（第３のスイッチング素子）とは直列に接続され、レグ１０５（第１のレグ）を構成する。スイッチング素子１０２（第２のスイッチング素子）とスイッチング素子１０４（第４のスイッチング素子）とは直接に接続され、レグ１０６（第２のレグ）を構成する。 The switching element 101 (first switching element) and the switching element 103 (third switching element) are connected in series to constitute a leg 105 (first leg). The switching element 102 (second switching element) and the switching element 104 (fourth switching element) are directly connected to form a leg 106 (second leg).

スイッチング素子１０１のスイッチング素子１０３と接続されていない端と、スイッチング素子１０２のスイッチング素子１０４と接続されていない端との間に、コンデンサ１０７と、インダクタ１０８および直流電源２０からなる直列体とが並列に接続される。電源装置１０ａが電気車に搭載される場合には、直流電源２０は架線に相当する。 Between the end of the switching element 101 that is not connected to the switching element 103 and the end of the switching element 102 that is not connected to the switching element 104, a capacitor 107 and a series body including the inductor 108 and the DC power supply 20 are parallel. Connected to. When the power supply device 10a is mounted on an electric vehicle, the DC power supply 20 corresponds to an overhead line.

インダクタ１０９（第１のインダクタ）は、スイッチング素子１０３のスイッチング素子１０１と接続されていない端と、スイッチング素子１０２とスイッチング素子１０４との接続点との間に接続される。 The inductor 109 (first inductor) is connected between an end of the switching element 103 that is not connected to the switching element 101 and a connection point between the switching element 102 and the switching element 104.

インダクタ１１０（第２のインダクタ）は、スイッチング素子１０４のスイッチング素子１０２と接続されていない端と、スイッチング素子１０１とスイッチング素子１０３との接続点との間に接続される。 The inductor 110 (second inductor) is connected between an end of the switching element 104 that is not connected to the switching element 102 and a connection point between the switching element 101 and the switching element 103.

スイッチング素子１０１のスイッチング素子１０３と接続されていない端と、スイッチング素子１０３のスイッチング素子１０１と接続されていない端との間には、コンデンサ１１１（第１のコンデンサ）および単相インバータ１１３（第１のインバータ）が並列接続される。すなわち、コンデンサ１１１および単相インバータ１１３は、レグ１０５と並列接続される。 Between the end of the switching element 101 not connected to the switching element 103 and the end of the switching element 103 not connected to the switching element 101, a capacitor 111 (first capacitor) and a single-phase inverter 113 (first phase) Are connected in parallel. That is, capacitor 111 and single-phase inverter 113 are connected in parallel with leg 105.

単相インバータ１１３は、スイッチング素子１１３ａ〜１１３ｄを備える。スイッチング素子１１３ａとスイッチング素子１１３ｂとは直列に接続される。スイッチング素子１１３ｃとスイッチング素子１１３ｄとは直列に接続される。スイッチング素子１１３ａのスイッチング素子１１３ｂと接続されていない端、および、スイッチング素子１１３ｃのスイッチング素子１１３ｄと接続されていない端は、コンデンサ１１１の一端と接続される。スイッチング素子１１３ｂのスイッチング素子１１３ａと接続されていない端、および、スイッチング素子１１３ｄのスイッチング素子１１３ｃと接続されていない端は、コンデンサ１１１の他端と接続される。 Single-phase inverter 113 includes switching elements 113a to 113d. Switching element 113a and switching element 113b are connected in series. Switching element 113c and switching element 113d are connected in series. An end of the switching element 113 a that is not connected to the switching element 113 b and an end of the switching element 113 c that is not connected to the switching element 113 d are connected to one end of the capacitor 111. The end of the switching element 113b not connected to the switching element 113a and the end of the switching element 113d not connected to the switching element 113c are connected to the other end of the capacitor 111.

スイッチング素子１１３ａとスイッチング素子１１３ｂとの接続点は、変圧器１１５の一次巻線の一端と接続される。スイッチング素子１１３ｃとスイッチング素子１１３ｄとの接続点は、変圧器１１５の一次巻線の他端と接続される。 A connection point between the switching element 113 a and the switching element 113 b is connected to one end of the primary winding of the transformer 115. A connection point between the switching element 113c and the switching element 113d is connected to the other end of the primary winding of the transformer 115.

上述した構成の単相インバータ１１３によれば、スイッチング素子１１３ａ〜１１３ｄのスイッチングを制御することで、コンデンサ１１１の電圧（直流電圧）を交流電圧に変換し、変圧器１１５に出力することができる。 According to the single-phase inverter 113 having the above-described configuration, the voltage (DC voltage) of the capacitor 111 can be converted into an AC voltage and output to the transformer 115 by controlling the switching of the switching elements 113a to 113d.

スイッチング素子１０２のスイッチング素子１０４と接続されていない端と、スイッチング素子１０４のスイッチング素子１０２と接続されていない端との間には、コンデンサ１１２（第２のコンデンサ）および単相インバータ１１４（第２のインバータ）が並列接続される。すなわち、コンデンサ１１２および単相インバータ１１４は、レグ１０６と並列接続される。 Between the end of the switching element 102 not connected to the switching element 104 and the end of the switching element 104 not connected to the switching element 102, a capacitor 112 (second capacitor) and a single-phase inverter 114 (second phase) Are connected in parallel. That is, the capacitor 112 and the single-phase inverter 114 are connected in parallel with the leg 106.

単相インバータ１１４は、スイッチング素子１１４ａ〜１１４ｄを備える。スイッチング素子１１４ａとスイッチング素子１１４ｂとは直列に接続される。スイッチング素子１１４ｃとスイッチング素子１１４ｄとは直列に接続される。スイッチング素子１１４ａのスイッチング素子１１４ｂと接続されていない端、および、スイッチング素子１１４ｃのスイッチング素子１１４ｄと接続されていない端は、コンデンサ１１２の一端と接続される。スイッチング素子１１４ｂのスイッチング素子１１４ａと接続されていない端、および、スイッチング素子１１４ｄのスイッチング素子１１４ｃと接続されていない端は、コンデンサ１１２の他端と接続される。 Single-phase inverter 114 includes switching elements 114a to 114d. Switching element 114a and switching element 114b are connected in series. Switching element 114c and switching element 114d are connected in series. An end of the switching element 114 a not connected to the switching element 114 b and an end of the switching element 114 c not connected to the switching element 114 d are connected to one end of the capacitor 112. An end of the switching element 114b that is not connected to the switching element 114a and an end of the switching element 114d that is not connected to the switching element 114c are connected to the other end of the capacitor 112.

スイッチング素子１１４ａとスイッチング素子１１４ｂとの接続点は、変圧器１１６の一次巻線の一端と接続される。スイッチング素子１１４ｃとスイッチング素子１１４ｄとの接続点は、変圧器１１６の一次巻線の他端と接続される。 A connection point between the switching element 114 a and the switching element 114 b is connected to one end of the primary winding of the transformer 116. A connection point between the switching element 114 c and the switching element 114 d is connected to the other end of the primary winding of the transformer 116.

上述した構成の単相インバータ１１４によれば、スイッチング素子１１４ａ〜１１４ｄのスイッチングを制御することで、コンデンサ１１２の電圧（直流電圧）を交流電圧に変換し、変圧器１１６に出力することができる。 According to the single-phase inverter 114 having the above-described configuration, the voltage of the capacitor 112 (DC voltage) can be converted into an AC voltage and output to the transformer 116 by controlling the switching of the switching elements 114a to 114d.

変圧器１１５（第１の変圧器）は、一次側と二次側とが絶縁された高周波絶縁変圧器である。変圧器１１５は、一次巻線が単相インバータ１１３の出力端子（スイッチング素子１１３ａとスイッチング素子１１３ｂとの接続点、および、スイッチング素子１１３ｃとスイッチング素子１１３ｄとの接続点）と接続され、二次巻線が整流器１１７に接続される。変圧器１１５は、単相インバータ１１３から出力された交流電圧を所定の変圧比で変圧して、整流器１１７に出力する。 The transformer 115 (first transformer) is a high-frequency insulation transformer in which the primary side and the secondary side are insulated. The transformer 115 has a primary winding connected to an output terminal of the single-phase inverter 113 (a connection point between the switching element 113a and the switching element 113b and a connection point between the switching element 113c and the switching element 113d). The line is connected to the rectifier 117. The transformer 115 transforms the AC voltage output from the single-phase inverter 113 at a predetermined transformation ratio, and outputs it to the rectifier 117.

変圧器１１６（第２の変圧器）は、一次側と二次側とが絶縁された高周波絶縁変圧器である。変圧器１１６は、一次巻線が単相インバータ１１４の出力端子（スイッチング素子１１４ａとスイッチング素子１１４ｂとの接続点、および、スイッチング素子１１４ｃとスイッチング素子１１４ｄとの接続点）と接続され、二次巻線が整流器１１８に接続される。変圧器１１６は、単相インバータ１１４から出力された交流電圧を所定の変圧比で変圧して、整流器１１８に出力する。 The transformer 116 (second transformer) is a high-frequency insulation transformer in which the primary side and the secondary side are insulated. The transformer 116 has a primary winding connected to an output terminal of the single-phase inverter 114 (a connection point between the switching element 114a and the switching element 114b and a connection point between the switching element 114c and the switching element 114d). The line is connected to the rectifier 118. The transformer 116 transforms the AC voltage output from the single-phase inverter 114 at a predetermined transformation ratio, and outputs it to the rectifier 118.

整流器１１７（第１の整流器）は、ブリッジ状に接続されたダイオード１１７ａ〜１１７ｄを備え、変圧器１１５から出力された交流電圧を整流して出力する。 The rectifier 117 (first rectifier) includes diodes 117a to 117d connected in a bridge shape, and rectifies and outputs the AC voltage output from the transformer 115.

整流器１１８（第２の整流器）は、ブリッジ状に接続されたダイオード１１８ａ〜１１８ｄを備え、変圧器１１６から出力された交流電圧を整流して出力する。 The rectifier 118 (second rectifier) includes diodes 118a to 118d connected in a bridge shape, and rectifies and outputs the AC voltage output from the transformer 116.

インダクタ１１９（第３のインダクタ）は、一端が整流器１１７の高圧出力端子（ダイオード１１７ａのカソードおよびダイオード１１７ｃのカソード）と接続される。 One end of the inductor 119 (third inductor) is connected to the high voltage output terminal of the rectifier 117 (the cathode of the diode 117a and the cathode of the diode 117c).

インダクタ１２０（第４のインダクタ）は、一端が整流器１１８の高圧出力端子（ダイオード１１８ａのカソードおよびダイオード１１８ｃのカソード）と接続される。 One end of the inductor 120 (fourth inductor) is connected to the high-voltage output terminal of the rectifier 118 (the cathode of the diode 118a and the cathode of the diode 118c).

コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）は、一端がインダクタ１１９の他端およびインダクタ１２０の他端と接続され、他端が整流器１１７の低圧出力端子（ダイオード１１７ｂのアノードおよびダイオード１１７ｄのアノード）、および、整流器１１８の低圧出力端子（ダイオード１１８ｂのアノードおよびダイオード１１８ｄのアノード）と接続される。コンデンサ１２１は、整流器１１７，１１８の出力により充電される。コンデンサ１２１により、整流器１１７，１１８の出力が平滑化される。 Capacitor 121 (third capacitor) has one end connected to the other end of inductor 119 and the other end of inductor 120, the other end connected to the low-voltage output terminal of rectifier 117 (the anode of diode 117b and the anode of diode 117d), and It is connected to the low voltage output terminals of the rectifier 118 (the anode of the diode 118b and the anode of the diode 118d). The capacitor 121 is charged by the outputs of the rectifiers 117 and 118. Capacitor 121 smoothes the outputs of rectifiers 117 and 118.

三相インバータ１２２は、コンデンサ１２１の電圧（直流電圧）を三相交流電圧に変換して負荷（交流負荷）に出力する。なお、図１においては、コンデンサ１２１に三相インバータ１２２を接続し、コンデンサ１２１の電圧（直流電圧）を三相インバータ１２２により交流電圧に変換して負荷（交流負荷）に供給する例を示しているが、これに限られるものではなく、コンデンサ１２１に直流負荷を接続し、コンデンサ１２１の電圧を直流負荷に供給してもよい。 The three-phase inverter 122 converts the voltage (DC voltage) of the capacitor 121 into a three-phase AC voltage and outputs it to a load (AC load). FIG. 1 shows an example in which a three-phase inverter 122 is connected to a capacitor 121, and the voltage (DC voltage) of the capacitor 121 is converted into an AC voltage by the three-phase inverter 122 and supplied to a load (AC load). However, the present invention is not limited to this, and a DC load may be connected to the capacitor 121 to supply the voltage of the capacitor 121 to the DC load.

三相インバータ１２２は、スイッチング素子１２２ａ〜１２２ｆを備える。スイッチング素子１２２ａとスイッチング素子１２２ｂとは直列に接続される。スイッチング素子１２２ｃとスイッチング素子１２２ｄとは直列に接続される。スイッチング素子１２２ｅとスイッチング素子１２２ｆとは直列に接続される。 The three-phase inverter 122 includes switching elements 122a to 122f. Switching element 122a and switching element 122b are connected in series. Switching element 122c and switching element 122d are connected in series. Switching element 122e and switching element 122f are connected in series.

スイッチング素子１２２ａのスイッチング素子１２２ｂと接続されていない端と、スイッチング素子１２２ｃのスイッチング素子１２２ｄと接続されていない端と、スイッチング素子１２２ｅのスイッチング素子１２２ｆと接続されていない端とは、コンデンサ１２１の一端と接続される。スイッチング素子１２２ｂのスイッチング素子１２２ａと接続されていない端と、スイッチング素子１２２ｄのスイッチング素子１２２ｃと接続されていない端と、スイッチング素子１２２ｆのスイッチング素子１２２ｅと接続されていない端とは、コンデンサ１２１の他端と接続される。 The end of the switching element 122a not connected to the switching element 122b, the end of the switching element 122c not connected to the switching element 122d, and the end of the switching element 122e not connected to the switching element 122f are one end of the capacitor 121. Connected. The end of the switching element 122b that is not connected to the switching element 122a, the end of the switching element 122d that is not connected to the switching element 122c, and the end of the switching element 122f that is not connected to the switching element 122e are Connected with the end.

スイッチング素子１２２ａとスイッチング素子１２２ｂとの接続点と、スイッチング素子１２２ｃとスイッチング素子１２２ｄとの接続点と、スイッチング素子１２２ｅとスイッチング素子１２２ｆとの接続点とが負荷に接続される。スイッチング素子１２２ａ〜１２２ｆのスイッチングを制御することで、これらの接続点から負荷に三相交流電圧が出力される。 A connection point between the switching element 122a and the switching element 122b, a connection point between the switching element 122c and the switching element 122d, and a connection point between the switching element 122e and the switching element 122f are connected to a load. By controlling the switching of the switching elements 122a to 122f, a three-phase AC voltage is output from these connection points to the load.

制御部１２３は、上述した電源装置１０ａの各部の動作を制御する。例えば、制御部１２３は、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する。また、制御部１２３は、単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２を設定し、設定した通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２に応じて、単相インバータ１１３，１１４が備えるスイッチング素子１１３ａ〜１１３ｄ，１１４ａ〜１１４ｄのスイッチングを制御する。こうすることで、設定した通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２に応じた電圧が単相インバータ１１３，１１４それぞれから出力され、変圧器１１５，１１６により所望の電圧に変圧される。 The control unit 123 controls the operation of each unit of the power supply device 10a described above. For example, the control unit 123 controls switching of the switching elements 101 to 104. The control unit 123 sets the conduction ratio _D _{TR1, D TR2} of the single-phase inverters 113 and 114, depending on the conduction ratio _D _{TR1, D TR2} set, switching element single-phase inverters 113 and 114 comprise The switching of 113a to 113d and 114a to 114d is controlled. By doing so, voltages corresponding to the set _conduction ratios D _TR1 and D _TR2 are output from the single-phase inverters 113 and 114, respectively, and are transformed to a desired voltage by the transformers 115 and 116, respectively.

以下では、直流電源２０の電源電圧をＥとし、コンデンサ１０７の電圧をＶ_Ｃｆとし、インダクタ１０９に流れる電流をＩ_Ｌ１とし、インダクタ１１０に流れる電流をＩ_Ｌ２とし、コンデンサ１１１の電圧をＶ_Ｃ１とし、コンデンサ１１２の電圧をＶ_Ｃ２とし、インダクタ１１９を流れる電流をＩ_ＲＥＣ１とし、インダクタ１２０を流れる電流をＩ_ＲＥＣ２とする。また、コンデンサ１０７のキャパシタンスをＣ_ｆとし、コンデンサ１１１のキャパシタンスをＣ_１とし、コンデンサ１１２のキャパシタンスをＣ_２とし、インダクタ１０９のインダクタンスをＬ_１とし、インダクタ１１０のインダクタンスをＬ_２とし、インダクタ１１９のインダクタンスをＬ_ＲＥＣ１とし、インダクタ１２０のインダクタンスをＬ_ＲＥＣ２とする。 In the following, the power supply voltage of the DC power source 20 and E, the voltage of the capacitor 107 and _{V Cf,} the current flowing through the inductor 109 and _{I L1,} the current flowing through the inductor 110 and _{I L2,} and the voltage of the capacitor 111 and _{V C1} The voltage of the capacitor 112 is V _C2 , the current flowing through the inductor 119 is I _REC1, and the current flowing through the inductor 120 is I _REC2 . Further, the capacitance of the capacitor 107 and _{C f,} the capacitance of the capacitor 111 and _{C 1,} the capacitance of the capacitor 112 and _{C 2,} the inductance of inductor 109 and _{L 1,} the inductance of the inductor 110 and _{L 2,} the inductor 119 The inductance is _LREC1, and the inductance of the inductor 120 is _LREC2 .

Ｌ_１＝Ｌ_２＝Ｌ、Ｃ_１＝Ｃ_２＝Ｃ、Ｌ_ＲＥＣ１＝Ｌ_ＲＥＣ２と設定すると、制御部１２３は、電圧Ｖ_Ｃ１の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}、電圧Ｖ_Ｃ２の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}を用いて、以下の式（１），（２）に従い、スイッチング素子１０１のデューティー比（通流率）Ｄ_１およびスイッチング素子１０２のデューティー比Ｄ_２を算出する。 When L ₁ = L ₂ = L, C ₁ = C ₂ = C, and L _REC1 = L _REC2 , the control unit 123 sets the output voltage command value V _{C1_REF for} the voltage V _{C1 and} the output voltage command value V _for the voltage V _C2. using _{C2_REF,} the following equation (1), (2) according to calculate the duty ratio _{D 2} duty ratio (duty ratio) _{D 1} and switching element 102 of the switching element 101.

制御部１２３は、算出したデューティー比Ｄ_１，Ｄ_２を指令値として、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する。また、制御部１２３は、単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２を設定し、その通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２に従い、単相インバータ１１３，１１４を駆動する。 The control unit 123 controls switching of the switching elements 101 to 104 using the calculated duty ratios D ₁ and D ₂ as command values. The control unit 123 sets the conduction ratio _D _{TR1, D TR2} of the single-phase inverters 113 and 114, in accordance with the conduction ratio _D _{TR1, D TR2,} driving the single-phase inverters 113 and 114.

通流率とは、０から１までの範囲で変化する値である。通流率Ｄ_１，Ｄ_２が０になると、スイッチング素子１０１，１０２がオンとなり、スイッチング素子１０３，１０４がオフとなる。この状態では、コンデンサ１１１，１１２は、直流電源２０と並列接続となる。以下では、この状態を並列モードと称する。 The flow rate is a value that varies in the range from 0 to 1. When the conduction ratios D ₁ and D ₂ become 0, the switching elements 101 and 102 are turned on, and the switching elements 103 and 104 are turned off. In this state, the capacitors 111 and 112 are connected in parallel with the DC power supply 20. Hereinafter, this state is referred to as a parallel mode.

ＳＰＣＨを備える電源装置１０ａでは、並列モードにおいては、架線電圧降下、変圧器１１５，１１６の変圧比の誤差などに起因して、整流器１１７，１１８の出力電圧に電圧差が生じることがある。この電圧差により、各インダクタ（インダクタ１０９，１１０，１１９，１２０）に循環電流が流れ、単相インバータ１１３、変圧器１１５および整流器１１７で構成される絶縁整流回路と、単相インバータ１１４、変圧器１１６および整流器１１８で構成される絶縁整流回路とで、負荷電力の分担が不平衡となってしまう。このような負荷電力の分担の不平衡が生じると、電源装置１０ａの効率低下、過電流による故障、寿命減少などの悪影響が生じる。 In the power supply device 10a having SPCH, in the parallel mode, a voltage difference may occur in the output voltages of the rectifiers 117 and 118 due to an overhead voltage drop, an error in the transformation ratio of the transformers 115 and 116, and the like. Due to this voltage difference, a circulating current flows through each inductor (inductors 109, 110, 119, 120), an insulating rectifier circuit including a single-phase inverter 113, a transformer 115, and a rectifier 117, a single-phase inverter 114, and a transformer. Insulation rectifier circuit composed of 116 and rectifier 118 causes the load power sharing to become unbalanced. When such an imbalance in load power sharing occurs, adverse effects such as a reduction in efficiency of the power supply device 10a, a failure due to overcurrent, and a reduction in lifespan occur.

本発明の目的は、上述した課題を解決し、循環電流の発生を抑制し、負荷電力の分担の平衡化を図ることができる電源装置を提供することにある。 The objective of this invention is providing the power supply device which can solve the subject mentioned above, suppresses generation | occurrence | production of a circulating current, and can aim at balancing of sharing of load electric power.

上記課題を解決するため、本発明に係る電源装置は、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第１のスイッチング素子の前記第３のスイッチング素子と接続されていない端が直流電源と接続された第１のレグと、第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第２のスイッチング素子の前記第４のスイッチング素子と接続されない端が前記直流電源と接続された第２のレグと、前記第３のスイッチング素子の前記第１のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点との間に接続された第１のインダクタと、前記第４のスイッチング素子の前記第２のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点との間に接続された第２のインダクタと、前記第１のレグと並列接続された第１のコンデンサおよび第１のインバータと、前記第２のレグと並列接続された第２のコンデンサおよび第２のインバータと、前記第１のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第１の変圧器と、前記第２のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第２の変圧器と、前記第１の変圧器の二次巻線に接続された第１の整流器と、前記第２の変圧器の二次巻線に接続された第２の整流器と、一端が前記第１の整流器の高圧出力端子と接続された第３のインダクタと、一端が前記第２の整流器の高圧出力端子と接続された第４のインダクタと、一端が前記第３のインダクタの他端および前記第４のインダクタの他端と接続され、他端が前記第１の整流器の低圧出力端子および前記第２の整流器の低圧出力端子と接続された第３のコンデンサと、前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差を検出し、該検出した電流差に基づき、前記第１のコンデンサの電圧を指令する第１の電圧指令値および前記第２のコンデンサの電圧を指令する第２の電圧指令値を補正し、補正後の第１の電圧指令値および補正後の第２の電圧指令値を用いて、前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部と、を備える。 In order to solve the above problems, in the power supply device according to the present invention, a first switching element and a third switching element are connected in series, and are connected to the third switching element of the first switching element. A first leg connected to a DC power source, a second switching element and a fourth switching element connected in series, and an end not connected to the fourth switching element of the second switching element A second leg connected to the DC power source, an end of the third switching element not connected to the first switching element, and the second switching element and the fourth switching element. A first inductor connected to a connection point; an end of the fourth switching element not connected to the second switching element; and the first inductor A second inductor connected between a switching element and a connection point of the third switching element; a first capacitor and a first inverter connected in parallel to the first leg; A second capacitor and a second inverter connected in parallel with the first leg, a first transformer having a primary winding connected to the output terminal of the first inverter, and an output terminal of the second inverter. A second transformer connected to a primary winding; a first rectifier connected to a secondary winding of the first transformer; and a secondary winding of the second transformer. A second rectifier, a third inductor having one end connected to the high voltage output terminal of the first rectifier, a fourth inductor having one end connected to the high voltage output terminal of the second rectifier, and one end The other end of the third inductor and the fourth inductor A third capacitor connected to the other end of the inductor, the other end connected to the low-voltage output terminal of the first rectifier and the low-voltage output terminal of the second rectifier, the current flowing through the third inductor, and the A current difference from the current flowing through the fourth inductor is detected, and based on the detected current difference, a first voltage command value for commanding the voltage of the first capacitor and a voltage of the second capacitor are commanded. A controller that corrects the second voltage command value and controls the switching of the first to fourth switching elements using the corrected first voltage command value and the corrected second voltage command value; .

また、上記課題を解決するため、本発明に係る電源装置において、前記制御部は、前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差に代わり、前記第１のインダクタを流れる電流と前記第２のインダクタを流れる電流との電流差を検出し、該検出した電流差に基づき、前記第１の電圧指令値および前記第２の電圧指令値を補正し、補正後の第１の電圧指令値および補正後の第２の電圧指令値を用いて、前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチングを制御する。 In order to solve the above problem, in the power supply device according to the present invention, the control unit replaces the current difference between the current flowing through the third inductor and the current flowing through the fourth inductor, A current difference between the current flowing through the inductor and the current flowing through the second inductor is detected, and based on the detected current difference, the first voltage command value and the second voltage command value are corrected, and after the correction The switching of the first to fourth switching elements is controlled using the first voltage command value and the corrected second voltage command value.

また、上記課題を解決するため、本発明に係る電源装置は、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第１のスイッチング素子の前記第３のスイッチング素子と接続されていない端が直流電源と接続された第１のレグと、第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第２のスイッチング素子の前記第４のスイッチング素子と接続されない端が前記直流電源と接続された第２のレグと、前記第３のスイッチング素子の前記第１のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点との間に接続された第１のインダクタと、前記第４のスイッチング素子の前記第２のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点との間に接続された第２のインダクタと、前記第１のレグと並列接続された第１のコンデンサおよび第１のインバータと、前記第２のレグと並列接続された第２のコンデンサおよび第２のインバータと、前記第１のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第１の変圧器と、前記第２のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第２の変圧器と、前記第１の変圧器の二次巻線に接続された第１の整流器と、前記第２の変圧器の二次巻線に接続された第２の整流器と、一端が前記第１の整流器の高圧出力端子と接続された第３のインダクタと、一端が前記第２の整流器の高圧出力端子と接続された第４のインダクタと、一端が前記第３のインダクタの他端および前記第４のインダクタの他端と接続され、他端が前記第１の整流器の低圧出力端子および前記第２の整流器の低圧出力端子と接続された第３のコンデンサと、前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差を検出し、該検出した電流差に基づき、前記第１のインバータの通流率である第１の通流率および前記第２のインバータの通流率である第２の通流率を補正し、補正後の第１の通流率および補正後の第２の通流率を用いて、前記第１のインバータおよび前記第２のインバータを制御する制御部と、を備える。 In order to solve the above-described problem, in the power supply device according to the present invention, a first switching element and a third switching element are connected in series, and the first switching element is connected to the third switching element. A first leg having an unconnected end connected to a DC power source, a second switching element and a fourth switching element are connected in series, and connected to the fourth switching element of the second switching element A second leg that is not connected to the DC power source, an end that is not connected to the first switching element of the third switching element, the second switching element and the fourth switching element A first inductor connected to a connection point between the first switching element and an end of the fourth switching element not connected to the second switching element; A second inductor connected between a connection point of the first switching element and the third switching element; a first capacitor and a first inverter connected in parallel with the first leg; A second capacitor and a second inverter connected in parallel to the second leg, a first transformer having a primary winding connected to an output terminal of the first inverter, and a second inverter A second transformer having a primary winding connected to an output terminal; a first rectifier connected to a secondary winding of the first transformer; and a secondary winding of the second transformer. A second rectifier connected; a third inductor having one end connected to the high voltage output terminal of the first rectifier; and a fourth inductor having one end connected to the high voltage output terminal of the second rectifier. , One end is the other end of the third inductor and the one 4, the third capacitor connected to the other end of the inductor 4 and the other end connected to the low-voltage output terminal of the first rectifier and the low-voltage output terminal of the second rectifier, and the current flowing through the third inductor And a current flowing through the fourth inductor are detected, and based on the detected current difference, the first conduction ratio which is the conduction ratio of the first inverter and the conduction of the second inverter are detected. The second flow rate, which is a flow rate, is corrected, and the first inverter and the second inverter are controlled using the corrected first flow rate and the corrected second flow rate. A control unit.

また、上記課題を解決するため、本発明に係る電源装置において、前記制御部は、前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差の代わりに、前記第１のインダクタを流れる電流と前記第２のインダクタを流れる電流との電流差を検出し、該検出した電流差に基づき、前記第１の通流率および前記第２の通流率を補正し、補正後の第１の通流率および補正後の第２の通流率を用いて、前記第１のインバータおよび前記第２のインバータを制御する。 In order to solve the above problem, in the power supply device according to the present invention, the control unit is configured to replace the current difference between the current flowing through the third inductor and the current flowing through the fourth inductor. A current difference between a current flowing through the inductor and a current flowing through the second inductor is detected, and based on the detected current difference, the first duty ratio and the second duty ratio are corrected and corrected. The first inverter and the second inverter are controlled using the later first conduction ratio and the corrected second conduction ratio.

また、上記課題を解決するため、本発明に係る電源装置において、前記制御部は、前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差を、前記第３のインダクタを流れる電流を検出する電流センサ、および、前記第４のインダクタを流れる電流を検出する電流センサの検出結果を用いて検出する、または、１つの電流センサにより検出することが望ましい。 In order to solve the above problem, in the power supply device according to the present invention, the control unit calculates a current difference between a current flowing through the third inductor and a current flowing through the fourth inductor as the third inductor. It is desirable to detect using a current sensor that detects a current flowing through the current sensor and a detection result of a current sensor that detects a current flowing through the fourth inductor, or to detect with a single current sensor.

また、上記課題を解決するため、本発明に係る電源装置において、前記制御部は、前記第１のインダクタを流れる電流と前記第２のインダクタを流れる電流との電流差を、前記第１のインダクタを流れる電流を検出する電流センサ、および、前記第２のインダクタを流れる電流を検出する電流センサの検出結果を用いて検出する、または、１つの電流センサにより検出することが望ましい。 In order to solve the above problem, in the power supply device according to the present invention, the control unit calculates a current difference between a current flowing through the first inductor and a current flowing through the second inductor as the first inductor. It is desirable to detect using a current sensor that detects a current flowing through the current sensor and a detection result of a current sensor that detects a current flowing through the second inductor, or to detect with a single current sensor.

本発明に係る電源装置によれば、循環電流の発生を抑制し、負荷電力の分担の平衡化を図ることができる。 According to the power supply device according to the present invention, it is possible to suppress the generation of circulating current and to balance the sharing of load power.

本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the power supply device which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 図１に示す制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control part shown in FIG. 本発明の第２の実施形態に係る制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control part which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態に係る制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control part which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態に係る単相インバータの出力電圧の波形例を示す図である。It is a figure which shows the waveform example of the output voltage of the single phase inverter which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態に係る制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the control part which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 本発明を適用しない場合の電流Ｉ_Ｌ１，Ｉ_Ｌ２の波形例を示す図である。Is a diagram showing an example of the waveform of the current I _L1, I _L2 when not applying the present invention. 本発明を適用しない場合の電流Ｉ_ＲＥＣ１，Ｉ_ＲＥＣ２の波形例を示す図である。Is a diagram showing an example of the waveform of the current _I _{REC1, I REC2} when not applying the present invention. 本発明を適用した場合の電流Ｉ_Ｌ１，Ｉ_Ｌ２の波形例を示す図である。Is a diagram showing an example of the waveform of the current I _L1, I _L2 in the case of applying the present invention. 本発明を適用した場合の電流Ｉ_ＲＥＣ１，Ｉ_ＲＥＣ２の波形例を示す図である。Is a diagram showing an example of the waveform of the current _I _{REC1, I REC2} in the case of applying the present invention. ＳＰＣＨを備えた電源装置の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the power supply device provided with SPCH.

以下、本発明の実施の形態について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below.

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置１０の構成例を示す図である。図１において、図１１と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。 (First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power supply device 10 according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, the same components as those in FIG.

図１に示す電源装置１０は、図１１に示す電源装置１０ａと比較して、制御部１２３を制御部２００に変更した点が異なる。 The power supply device 10 shown in FIG. 1 is different from the power supply device 10a shown in FIG. 11 in that the control unit 123 is changed to the control unit 200.

制御部２００は、電源装置１０全体の動作を制御する。例えば、制御部２００は、インダクタ１１９を流れる電流Ｉ_ＲＥＣ１と、インダクタ１２０を流れる電流Ｉ_ＲＥＣ２との電流差を検出する。制御部２００は、検出した電流差に基づき、電圧Ｖ_Ｃ１の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}（第１の電圧指令値）および電圧Ｖ_Ｃ２の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}（第２の電圧指令値）を補正し、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}および補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}に従い、スイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する。また、制御部２００は、単相インバータ１１３，１１４のスイッチング素子１１３ａ〜１１３ｄ，１１４ａ〜１１４ｄのスイッチングを制御する。 The control unit 200 controls the overall operation of the power supply device 10. For example, the control unit 200 detects a current difference between the current I _REC1 flowing through the inductor 119 and the current I _REC2 flowing through the inductor 120. Control unit 200, based on the detected current difference, the output voltage command value _{V C1_REF} voltage _{V C1} (first voltage command value) and the output voltage command value _{V C2_REF} voltage _{V C2} (second voltage command value) The switching of the switching elements 101 to 104 is controlled according to the corrected output voltage command value V ′ _{C1_REF} and the corrected output voltage command value V ′ _{C2_REF} . Further, the control unit 200 controls switching of the switching elements 113a to 113d and 114a to 114d of the single-phase inverters 113 and 114.

図２は、制御部２００の構成例を示す図である。 FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 200.

図２に示す制御部２００は、減算器２０１，２０３，２０６と、低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）と、ＰＩ（Proportional Integral）制御部２０４と、加算器２０５と、リミッタ２０７，２０８と、デューティー比計算部２０９とを備える。 The control unit 200 shown in FIG. 2 includes subtractors 201, 203, and 206, a low pass filter (LPF), a PI (Proportional Integral) control unit 204, an adder 205, and limiters 207 and 208. And a duty ratio calculation unit 209.

減算器２０１は、インダクタ１１９を流れる電流Ｉ_ＲＥＣ１と、インダクタ１２０を流れる電流Ｉ_ＲＥＣ２との電流差を検出し、検出した電流差をＬＰＦ２０２に出力する。なお、電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２との電流差を検出する方法としては、電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２とをそれぞれ別の電流センサを用いて検出し、その検出結果から電流差を検出する方法がある。また、別の方法として、１つの電流センサにより電流差を検出する方法もある。例えば、インダクタ１１９の接続線とインダクタ１２０の接続線とに逆方向に電流が流れるように近接して配置し、ギャップを有する磁性リングにこれらの配線を貫通させ、磁性リングのギャップに介装される磁気式半導体電流センサにより電流差を検出する方法がある。 The subtractor 201 detects a current difference between the current I _REC1 flowing through the inductor 119 and the current I _REC2 flowing through the inductor 120, and outputs the detected current difference to the LPF 202. As a method of detecting a current difference between the current _{I REC1} and the current _{I REC2,} a method of detecting with a separate current sensor and a current _{I REC1} and the current _{I REC2,} it detects the current difference from the detection result There is. As another method, there is a method of detecting a current difference by one current sensor. For example, the connection line of the inductor 119 and the connection line of the inductor 120 are arranged close to each other so that current flows in the opposite direction, and these wires are passed through a magnetic ring having a gap, and are interposed in the gap of the magnetic ring. There is a method of detecting a current difference with a magnetic semiconductor current sensor.

ＬＰＦ２０２は、減算器２０１から出力された電流差の高周波成分を除去して電流差Ｉ_ＥＲＲを生成し、減算器２０３に出力する。 The LPF 202 removes the high frequency component of the current difference output from the subtractor 201 to generate a current difference I _ERR and outputs it to the subtractor 203.

減算器２０３は、指令値としてゼロが入力され、指令値とＬＰＦ２０２から出力された電流差Ｉ_ＥＲＲとの差分をＰＩ制御部２０４に出力する。 The subtracter 203 receives zero as the command value, and outputs the difference between the command value and the current difference I _ERR output from the LPF 202 to the PI control unit 204.

ＰＩ制御部２０４は、減算器２０３から出力された差分（指令値（ゼロ）と電流差Ｉ_ＥＲＲとの差分）がゼロとなるように、すなわち、電流差Ｉ_ＥＲＲが打ち消されるように、出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}を補正するための循環電流抑制用電圧信号ΔＶを生成し、加算器２０５および減算器２０６に出力する。 The PI control unit 204 outputs the output voltage so that the difference (the difference between the command value (zero) and the current difference I _ERR ) output from the subtractor 203 becomes zero, that is, the current difference I _ERR is canceled. A circulating current suppression voltage signal ΔV for correcting the command values V _{C1_REF} and V _{C2_REF} is generated and output to the adder 205 and the subtractor 206.

加算器２０５は、出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}とＰＩ制御部２０４から出力された循環電流抑制用電圧信号ΔＶとを加算して、リミッタ２０７に出力する。 The adder 205 adds the output voltage command value V _{C1_REF} and the circulating current suppression voltage signal ΔV output from the PI control unit 204 and outputs the result to the limiter 207.

減算器２０６は、出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}から、ＰＩ制御部２０４から出力された循環電流抑制用電圧信号ΔＶを減算して、リミッタ２０８に出力する。 The subtractor 206 subtracts the circulating current suppression voltage signal ΔV output from the PI control unit 204 from the output voltage command value V _{C2_REF} and outputs the result to the limiter 208.

リミッタ２０７は、加算器２０５の出力（Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}＋ΔＶ）を所定の上限値と下限値とで制限し、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}として、デューティー比計算部２０９に出力する。 The limiter 207 _limits the output (V _{C1_REF} + ΔV) of the adder 205 with a predetermined upper limit value and a lower limit value, and outputs the output voltage command value V ′ _{C1_REF} after correction to the duty ratio calculation unit 209.

リミッタ２０８は、減算器２０６の出力（Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}−ΔＶ）を、所定の上限値と下限値とで制限し、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}として、デューティー比計算部２０９に出力する。 The limiter 208 _limits the output (V _{C2_REF} −ΔV) of the subtractor 206 with a predetermined upper limit value and lower limit value, and outputs the output voltage command value V ′ _{C2_REF} after correction to the duty ratio calculation unit 209.

リミッタ２０７，２０８により出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}の上限値および下限値を制限することで、安定した制御が可能となる。 By _limiting the upper limit value and the lower limit value of the output voltage command values V ′ _{C1_REF} and V ′ _{C2_REF} by the limiters 207 and 208, stable control becomes possible.

デューティー比計算部２０９は、リミッタ２０７から出力された補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}およびリミッタ２０８から出力された補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}に基づき、スイッチング素子１０１，１０２のデューティー比（通流率）Ｄ’_１，Ｄ’_２を算出する。具体的には、デューティー比計算部２０９は、以下の式（３），（４）に従い、通流率Ｄ’_１，Ｄ’_２を算出する。 Duty ratio calculation unit 209, based on the _{C2_REF} 'output voltage command value V of the corrected output from _{C1_REF} and limiter 208' the output voltage command value V of the corrected output from the limiter 207, the duty of the switching elements 101 and 102 The ratios (conductivity) D ′ ₁ and D ′ ₂ are calculated. Specifically, the duty ratio calculation unit 209 calculates the flow rates D ′ ₁ and D ′ ₂ according to the following formulas (3) and (4).

算出された通流率Ｄ’_１，Ｄ’_２に従いスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングが制御されることで、電圧Ｖ_Ｃ１および電圧Ｖ_Ｃ２が電流差Ｉ_ＥＲＲを打ち消すように生成された循環電流抑制用電圧信号ΔＶを加味した値となる。その結果、単相インバータ１１３，１１４による交流電圧への変換、変圧器１１５，１１６による変圧および整流器１１７，１１８による整流を経て出力される電流が等しくなるので、循環電流の発生を防ぎ、単相インバータ１１３、変圧器１１５および整流器１１７で構成される絶縁整流回路と、単相インバータ１１４、変圧器１１６および整流器１１８で構成される絶縁整流回路とで、負荷電力の分担の平衡化を図ることができる。 By controlling the switching of the switching elements 101 to 104 according to the calculated conduction ratios D ′ ₁ and D ′ ₂ , the circulating current suppression generated so that the voltage V _C1 and the voltage V _C2 cancel the current difference I _ERR The value takes into account the voltage signal ΔV for use. As a result, the current output through the conversion to the AC voltage by the single-phase inverters 113 and 114, the transformation by the transformers 115 and 116, and the rectification by the rectifiers 117 and 118 becomes equal. It is possible to balance the sharing of load power between the insulating rectifier circuit configured by the inverter 113, the transformer 115, and the rectifier 117 and the insulating rectifier circuit configured by the single-phase inverter 114, the transformer 116, and the rectifier 118. it can.

このように本実施形態によれば、電源装置１０は、インダクタ１１９を流れる電流Ｉ_ＲＥＣ１とインダクタ１２０を流れる電流Ｉ_ＲＥＣ２との電流差Ｉ_ＥＲＲを検出し、検出した電流差Ｉ_ＥＲＲに基づき、コンデンサ１１１の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}およびコンデンサ１１２の出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}を補正し、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}に従いスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御する制御部２００を備える。 As described above, according to the present embodiment, the power supply apparatus 10 detects the current difference I _ERR between the current I _REC1 flowing through the inductor 119 and the current I _REC2 flowing through the inductor 120, and based on the detected current difference I _ERR the 111 output voltage command value _{V C2_REF} of the output voltage command value _{V C1_REF} and capacitor 112 corrects the control unit 200 for controlling the switching of the switching elements 101 to 104 after correction of the output voltage command value V _{'C1_REF,} V' according _{C2_REF} Is provided.

電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２との電流差Ｉ_ＥＲＲに基づき、循環電流が発生しないように出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}を補正し、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}に従いスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングを制御することで、循環電流の発生を防ぎ、負荷電力の分担の平衡化を図ることができる。 Based on the current difference I _ERR between the currents I _REC1 and I _REC2 , the output voltage command values V _{C1_REF} and V _{C2_REF} are corrected so that no circulating current is generated, and the corrected output voltage command values V ′ _{C1_REF} and V ′ _{C2_REF are corrected.} Accordingly, by controlling the switching of the switching elements 101 to 104, the generation of circulating current can be prevented, and the sharing of load power can be balanced.

（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る制御部２００Ａの構成例を示す図である。図３において、図２と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。なお、本実施形態に係る電源装置は、第１の実施形態に係る電源装置１０と比較して、制御部２００を制御部２００Ａに変更した点が異なり、その他の構成は同一であるため、説明を省略する。 (Second Embodiment)
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 200A according to the second embodiment of the present invention. 3, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. The power supply device according to the present embodiment is different from the power supply device 10 according to the first embodiment in that the control unit 200 is changed to the control unit 200A, and other configurations are the same. Is omitted.

図３に示す制御部２００Ａは、図２に示す制御部２００と比較して、減算器２０１を減算器２０１Ａに変更した点が異なる。 The control unit 200A shown in FIG. 3 differs from the control unit 200 shown in FIG. 2 in that the subtracter 201 is changed to a subtractor 201A.

減算器２０１Ａは、インダクタ１０９を流れる電流Ｉ_Ｌ１と、インダクタ１１０を流れる電流Ｉ_Ｌ２との電流差を検出し、検出した電流差をＬＰＦ２０２に出力する。なお、電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２との電流差は、電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２との電流差と同様に、２つの別の電流センサを用いて検出してもよいし、１つの電流センサを用いて検出してもよい。 Subtractor 201A includes a current _{I L1} flowing through the inductor 109, and detects the current difference between the current _{I L2} flowing through the inductor 110, and outputs the detected current difference to LPF 202. Note that the current difference between the current I _L1 and the current I _L2 may be detected by using two different current sensors, similarly to the current difference between the current I _REC1 and the current I _REC2 , or one current sensor. You may detect using.

以下、第１の実施形態と同様に、電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２との電流差がゼロとなるような循環電流抑制用電圧信号ΔＶが生成される。そして、循環電流抑制用電圧信号ΔＶに基づき、出力電圧指令値Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}が補正され、補正後の出力電圧指令値Ｖ’_{Ｃ１＿ＲＥＦ}，Ｖ’_{Ｃ２＿ＲＥＦ}に従いスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングが制御される。 Thereafter, similarly to the first embodiment, the circulating current suppression voltage signal ΔV is generated such that the current difference between the currents I _L1 and I _L2 becomes zero. The output voltage command values V _{C1_REF} and V _{C2_REF} are corrected based on the circulating current suppression voltage signal ΔV, and the switching of the switching elements 101 to 104 is controlled according to the corrected output voltage command values V ′ _{C1_REF} and V ′ _{C2_REF.} The

このように、電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２との電流差を検出することによっても、第１の実施形態と同様に、循環電流の発生を防ぎ、負荷電力の分担の平衡化を図ることができる。 Thus, by detecting the current difference between the current I _L1 and the current I _L2 , similarly to the first embodiment, the generation of the circulating current can be prevented and the sharing of the load power can be balanced. .

（第３の実施形態）
図４は、本発明の第３の実施形態に係る制御部２００Ｂの構成例を示す図である。図４において、図２と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。なお、本実施形態に係る電源装置は、第１の実施形態に係る電源装置１０と比較して、制御部２００を制御部２００Ｂに変更した点が異なり、その他の構成は同一であるため、説明を省略する。 (Third embodiment)
FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit 200B according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 4, the same components as those in FIG. The power supply device according to the present embodiment is different from the power supply device 10 according to the first embodiment in that the control unit 200 is changed to a control unit 200B, and other configurations are the same. Is omitted.

図４に示す制御部２００Ｂは、図２に示す制御部２００と比較して、ＰＩ制御部２０４、加算器２０５、減算器２０６、リミッタ２０７，２０８をそれぞれ、ＰＩ制御部２０４Ｂ、加算器２０５Ｂ、減算器２０６Ｂ、リミッタ２０７Ｂ，２０８Ｂに変更した点と、デューティー比計算部２０９を削除した点とが異なる。 The control unit 200B illustrated in FIG. 4 includes a PI control unit 204B, an adder 205, a subtracter 206, and limiters 207 and 208, respectively, as compared with the control unit 200 illustrated in FIG. The difference between the subtractor 206B and the limiters 207B and 208B is that the duty ratio calculation unit 209 is deleted.

ＰＩ制御部２０４Ｂは、減算器２０３から出力された差分（指令値（ゼロ）と電流差Ｉ_ＥＲＲとの差分）がゼロとなるように、すなわち、電流差Ｉ_ＥＲＲが打ち消されるように、単相インバータ１１３の通流率Ｄ_ＴＲ１（第１の通流率）および単相インバータ１１４の通流率Ｄ_ＴＲ２（第２の通流率）を補正するための循環電流抑制用通流率信号ΔＤを生成し、加算器２０５Ｂおよび減算器２０６Ｂに出力する。なお、以下では、Ｄ_ＴＲ１＝Ｄ_ＴＲ２＝Ｄ_ＴＲとする。 The PI control unit 204B is configured so that the difference (difference between the command value (zero) and the current difference _IERR ) output from the subtractor 203 becomes zero, that is, the current difference _IERR is canceled out. A circulation current suppressing conduction signal ΔD for correcting the _conduction ratio D _TR1 (first conduction ratio) of the inverter 113 and the conduction ratio D _TR2 (second conduction ratio) of the single-phase inverter 114 is obtained. And output to the adder 205B and the subtractor 206B. In the following, it is assumed that D _TR1 = D _TR2 = D _TR .

加算器２０５Ｂは、通流率Ｄ_ＴＲとＰＩ制御部２０４Ｂから出力された循環電流抑制用通流率信号ΔＤとを加算して、リミッタ２０７Ｂに出力する。 The adder 205B adds the flow rate _DTR and the circulating current suppression flow rate signal ΔD output from the PI control unit 204B, and outputs the result to the limiter 207B.

減算器２０６Ｂは、通流率Ｄ_ＴＲから、ＰＩ制御部２０４Ｂから出力された循環電流抑制用通流率信号ΔＤを減算して、リミッタ２０８Ｂに出力する。 Subtractor 206B from conduction ratio _{D TR,} by subtracting the circulatory current suppression duty ratio signal ΔD output from the PI control unit 204B, and outputs the limiter 208B.

リミッタ２０７Ｂは、加算器２０５の出力（Ｄ_ＴＲ＋ΔＶ）を所定の上限値と下限値とで制限し、補正後の単相インバータ１１３の通流率Ｄ’_ＴＲ１として出力する。 Limiter 207B, the output of adder 205 _{(D TR} + _ΔV) is limited by a predetermined upper limit value and the lower limit value is output as duty ratio D _'TR1 of the corrected single-phase inverter 113.

リミッタ２０８Ｂは、減算器２０６の出力（Ｄ_ＴＲ−ΔＶ）を、所定の上限値と下限値とで制限し、補正後の単相インバータ１１４の通流率Ｄ’_ＴＲ２として出力する。 Limiter 208B, the output of the subtractor 206 _{(D TR} - [Delta] V), restricted with the predetermined upper limit value and the lower limit value is output as duty ratio D _'TR2 of the corrected single-phase inverter 114.

リミッタ２０７Ｂ，２０８Ｂにより単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ’_ＴＲ１，Ｄ’_ＴＲ２の上限値および下限値を制限することで、安定した制御が可能となる。 By limiting the upper limit value and the lower limit value of the _conduction ratios D ′ _TR1 and D ′ _TR2 of the single-phase inverters 113 and 114 by the limiters 207B and 208B, stable control can be performed.

補正後の通流率Ｄ’_ＴＲ１，Ｄ’_ＴＲ２に従い、単相インバータ１１３，１１４の動作が制御される。具体的には、図５に示すように、単相インバータ１１３の出力電圧は、所定の制御期間Ｔのうち、通流率Ｄ’_ＴＲ１に対応する期間は、所定の電圧値となり、他の期間は、ゼロとなる。また、単相インバータ１１４の出力電圧は、所定の制御期間Ｔのうち、通流率Ｄ’_ＴＲ２に対応する期間は、所定の電圧値となり、他の期間は、ゼロとなる。そして、単相インバータ１１３，１１４の出力電圧がそれぞれ、変圧器１１５，１１６により所定の変圧比で変圧されることで、変圧器１１５，１１６の出力電圧を一致させ、循環電流の発生を防ぐことができる。 The operations of the single-phase inverters 113 and 114 are controlled according to the corrected _duty ratios D ′ _TR1 and D ′ _TR2 . Specifically, as shown in FIG. 5, the output voltage of the single-phase inverter 113 has a predetermined voltage value during a period corresponding to the _conduction ratio D′ _TR1 in the predetermined control period T, and the other period Becomes zero. Further, the output voltage of the single-phase inverter 114 has a predetermined voltage value during a period corresponding to the _conduction ratio D′ _TR2 in the predetermined control period T, and is zero during the other periods. Then, the output voltages of the single-phase inverters 113 and 114 are respectively transformed by the transformers 115 and 116 at a predetermined transformation ratio, thereby matching the output voltages of the transformers 115 and 116 and preventing the generation of circulating current. Can do.

このように、本実施形態においては、電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２との電流差Ｉ_ＥＲＲがゼロとなるように、単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２が補正され、補正後の通流率Ｄ’_ＴＲ１，Ｄ’_ＴＲ２に従い、単相インバータ１１３，１１４が制御される。その結果、変圧器１１５，１１６による変圧および整流器１１７，１１８による整流を経て出力される電流が等しくなるので、第１の実施形態と同様に、循環電流の発生を防ぎ、負荷電力の分担の平衡化を図ることができる。 Thus, in the present embodiment, the conduction ratios D _TR1 and D _TR2 of the single-phase inverters 113 and 114 are corrected so that the current difference I _ERR between the currents I _REC1 and I _REC2 becomes zero, and the correction is performed. The single-phase inverters 113 and 114 are controlled in accordance with the subsequent _conduction ratios D′ _TR1 and D′ _TR2 . As a result, since the currents output through the transformation by the transformers 115 and 116 and the rectification by the rectifiers 117 and 118 become equal, the generation of the circulating current is prevented and the load power sharing is balanced as in the first embodiment. Can be achieved.

（第４の実施形態）
図６は、本発明の第４の実施形態に係る制御部２００Ｃの構成例を示す図である。図６において、図４と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。なお、本実施形態に係る電源装置は、第３の実施形態に係る電源装置と比較して、制御部２００Ｂを制御部２００Ｃに変更した点が異なり、その他の構成は同一であるため、説明を省略する。 (Fourth embodiment)
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit 200C according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 6, the same components as those in FIG. Note that the power supply device according to the present embodiment is different from the power supply device according to the third embodiment in that the control unit 200B is changed to the control unit 200C, and other configurations are the same. Omitted.

図６に示す制御部２００Ｃは、図４に示す制御部２００Ｂと比較して、減算器２０１を減算器２０１Ｃに変更した点が異なる。 The control unit 200C illustrated in FIG. 6 is different from the control unit 200B illustrated in FIG. 4 in that the subtracter 201 is changed to a subtractor 201C.

減算器２０１Ｃは、インダクタ１０９を流れる電流Ｉ_Ｌ１と、インダクタ１１０を流れる電流Ｉ_Ｌ２との電流差を検出し、検出した電流差をＬＰＦ２０２に出力する。なお、電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２との電流差は、電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２との電流差と同様に、２つの別の電流センサを用いて検出してもよいし、１つの電流センサを用いて検出してもよい。 Subtractor 201C includes a current _{I L1} flowing through the inductor 109, and detects the current difference between the current _{I L2} flowing through the inductor 110, and outputs the detected current difference to LPF 202. Note that the current difference between the current I _L1 and the current I _L2 may be detected by using two different current sensors, similarly to the current difference between the current I _REC1 and the current I _REC2 , or one current sensor. You may detect using.

以下、第３の実施形態と同様に、電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２との電流差がゼロとなるような循環電流抑制用通流率信号ΔＤが生成される。そして、生成された循環電流抑制用通流率信号ΔＤに基づき、単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２が補正され、補正後の通流率Ｄ’_ＴＲ１，Ｄ’_ＴＲ２に従い、単相インバータ１１３，１１４が制御される。 Thereafter, similarly to the third embodiment, the circulating current suppression continuity signal ΔD is generated such that the current difference between the currents I _L1 and I _L2 becomes zero. Then, based on the generated circulating current suppression conduction rate signal ΔD, the conduction rates D _TR1 and D _{TR2 of} the single-phase inverters 113 and 114 are corrected, and according to the corrected _conduction rates D ′ _TR1 and D ′ _TR2. The single-phase inverters 113 and 114 are controlled.

このように、電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２との電流差を検出し、検出した電流差に基づき、単相インバータ１１３，１１４の通流率Ｄ_ＴＲ１，Ｄ_ＴＲ２を補正することによっても、第３の実施形態と同様に、循環電流の発生を防ぎ、負荷電力の分担の平衡化を図ることができる。 As described above, the current difference between the currents I _L1 and I _L2 is detected, and the current ratios D _TR1 and D _TR2 of the single-phase inverters 113 and 114 are corrected based on the detected current difference. Similarly to the embodiment, it is possible to prevent the generation of circulating current and to balance the sharing of load power.

以下では、具体的な値を例として、本発明による効果について説明する。以下では、Ｅ＝Ｖ_Ｃｆ＝２２０Ｖ、Ｌ_１＝Ｌ_２＝０．００３Ｈ、Ｃ_１＝Ｃ_２＝０．００１Ｆ、Ｃ_ｆ＝０．００１Ｆ、Ｌ_ｆ＝０．００３Ｈ、Ｌ_ＲＥＣ１＝Ｌ_ＲＥＣ２＝０．００３Ｈとする。また、Ｄ_ＴＲ＝１、Ｖ_{Ｃ１＿ＲＥＦ}＝Ｖ_{Ｃ２＿ＲＥＦ}＝２２０Ｖ、変圧器１１５，１１６の変圧比を１、三相インバータの電力を２ｋＷとする。 Hereinafter, the effects of the present invention will be described using specific values as examples. In the following, E = V _Cf = 220V, L ₁ = L ₂ = 0.003H, C ₁ = C ₂ = 0.001F, C _f = 0.001F, L _f = 0.003H, L _REC1 = L _REC2 = 0.003H. Further, it is _assumed that D _TR = 1, V _{C1_REF} = V _{C2_REF} = 220V, the transformation ratio of the transformers 115 and 116 is 1, and the power of the three-phase inverter is 2 kW.

回路電線や変圧器などの誤差を模擬するために、インダクタ１１９，１２０にそれぞれ、０．１Ω、０．２Ωの回路等価抵抗を挿入する。この異なる抵抗により、図７に示すように、ＳＰＣＨにおける両インダクタ（インダクタ１０９，１１０）を流れる電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２とは異なる。また、図８に示すように、整流器１１７，１１８に接続された両インダクタ（インダクタ１１９，１２０）を流れる電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２とは異なる。電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２との電流差、および、電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２との電流差は、循環電流に相当するものである。 In order to simulate errors in circuit wires and transformers, circuit equivalent resistances of 0.1Ω and 0.2Ω are inserted into the inductors 119 and 120, respectively. The different resistance, as shown in FIG. 7 differs from the current _{I L1} and the current _{I L2} flowing through both inductor (inductor 109, 110) in the SPCH. Further, as shown in FIG. 8, the current I _REC1 and the current I _REC2 flowing through both inductors (inductors 119 and 120) connected to the rectifiers 117 and 118 are different. The current difference between the current I _L1 and the current I _L2 and the current difference between the current I _REC1 and the current I _REC2 correspond to the circulating current.

図９は、本発明の第１の実施形態に係る制御部２００によるスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングの制御により得られる電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２とを示す図である。また、図１０は、制御部２００によるスイッチング素子１０１〜１０４のスイッチングの制御により得られる電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２とを示す図である。 FIG. 9 is a diagram showing a current I _L1 and a current I _L2 obtained by controlling the switching of the switching elements 101 to 104 by the control unit 200 according to the first embodiment of the present invention. FIG. 10 is a diagram illustrating a current I _REC1 and a current I _REC2 obtained by controlling the switching of the switching elements 101 to 104 by the control unit 200.

図９に示すように、本発明によれば、電流Ｉ_Ｌ１と電流Ｉ_Ｌ２とは等しくなっている。また、図１０に示すように、本発明によれば、電流Ｉ_ＲＥＣ１と電流Ｉ_ＲＥＣ２とは等しくなっている。したがって、循環電流が抑制されていることが分かる。なお、上述した第２から第４の実施形態を用いた場合にも、第１の実施形態と同様に、循環電流を抑制することができた。 As shown in FIG. 9, according to the present invention, the current I _L1 and the current I _L2 are equal. Also, as shown in FIG. 10, according to the present invention, the current _IREC1 and the current _IREC2 are equal. Therefore, it can be seen that the circulating current is suppressed. Even when the second to fourth embodiments described above were used, the circulating current could be suppressed as in the first embodiment.

本発明を図面および実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形または修正を行うことが容易であることに注意されたい。したがって、これらの変形または修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各ブロックなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数のブロックを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。 Although the present invention has been described based on the drawings and embodiments, it should be noted that those skilled in the art can easily make various variations or modifications based on the present disclosure. Therefore, it should be noted that these variations or modifications are included in the scope of the present invention. For example, functions included in each block or the like can be rearranged so that there is no logical contradiction, and a plurality of blocks can be combined into one or divided.

１０電源装置
２０直流電源
１０１〜１０４，１３１ａ〜１３１ｄ，１４１ａ〜１４１ｄ，１２２ａ〜１２２ｆスイッチング素子
１０５，１０６レグ
１０７，１１１，１１２，１２１コンデンサ
１０８，１０９，１１０，１１９，１２０インダクタ
１１３，１１４単相インバータ
１１５，１１６変圧器
１１７，１１８整流器
１１７ａ〜１１７ｄ，１１８ａ〜１１８ｄダイオード
１２２三相インバータ
２００，２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃ制御部
２０１，２０１Ａ，２０１Ｃ，２０３，２０６，２０６Ｂ減算器
２０２低域通過フィルタ
２０４，２０４ＢＰＩ制御部
２０５，２０５Ｂ加算器
２０７，２０８，２０７Ｂ，２０８Ｂリミッタ
２０９デューティー比計算部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Power supply device 20 DC power supply 101-104, 131a-131d, 141a-141d, 122a-122f Switching element 105,106 Leg 107,111,112,121 Capacitor 108,109,110,119,120 Inductor 113,114 Single phase Inverter 115, 116 Transformer 117, 118 Rectifier 117a-117d, 118a-118d Diode 122 Three-phase inverter 200, 200A, 200B, 200C Control unit 201, 201A, 201C, 203, 206, 206B Subtractor 202 Low-pass filter 204 204B PI control unit 205, 205B adder 207, 208, 207B, 208B limiter 209 duty ratio calculation unit

Claims

第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第１のスイッチング素子の前記第３のスイッチング素子と接続されていない端が直流電源と接続された第１のレグと、
第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第２のスイッチング素子の前記第４のスイッチング素子と接続されない端が前記直流電源と接続された第２のレグと、
前記第３のスイッチング素子の前記第１のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点との間に接続された第１のインダクタと、
前記第４のスイッチング素子の前記第２のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点との間に接続された第２のインダクタと、
前記第１のレグと並列接続された第１のコンデンサおよび第１のインバータと、
前記第２のレグと並列接続された第２のコンデンサおよび第２のインバータと、
前記第１のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第１の変圧器と、
前記第２のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第２の変圧器と、
前記第１の変圧器の二次巻線に接続された第１の整流器と、
前記第２の変圧器の二次巻線に接続された第２の整流器と、
一端が前記第１の整流器の高圧出力端子と接続された第３のインダクタと、
一端が前記第２の整流器の高圧出力端子と接続された第４のインダクタと、
一端が前記第３のインダクタの他端および前記第４のインダクタの他端と接続され、他端が前記第１の整流器の低圧出力端子および前記第２の整流器の低圧出力端子と接続された第３のコンデンサと、
前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差を検出し、該検出した電流差に基づき、前記第１のコンデンサの電圧を指令する第１の電圧指令値および前記第２のコンデンサの電圧を指令する第２の電圧指令値を補正し、補正後の第１の電圧指令値および補正後の第２の電圧指令値を用いて、前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部と、を備えることを特徴とする電源装置。 A first leg in which a first switching element and a third switching element are connected in series, and an end of the first switching element that is not connected to the third switching element is connected to a DC power source;
A second leg in which a second switching element and a fourth switching element are connected in series, and an end of the second switching element that is not connected to the fourth switching element is connected to the DC power supply;
A first inductor connected between an end of the third switching element that is not connected to the first switching element and a connection point between the second switching element and the fourth switching element; ,
A second inductor connected between an end of the fourth switching element that is not connected to the second switching element and a connection point between the first switching element and the third switching element; ,
A first capacitor and a first inverter connected in parallel with the first leg;
A second capacitor and a second inverter connected in parallel with the second leg;
A first transformer having a primary winding connected to the output terminal of the first inverter;
A second transformer having a primary winding connected to the output terminal of the second inverter;
A first rectifier connected to the secondary winding of the first transformer;
A second rectifier connected to the secondary winding of the second transformer;
A third inductor having one end connected to the high voltage output terminal of the first rectifier;
A fourth inductor having one end connected to the high voltage output terminal of the second rectifier;
One end is connected to the other end of the third inductor and the other end of the fourth inductor, and the other end is connected to the low voltage output terminal of the first rectifier and the low voltage output terminal of the second rectifier. 3 capacitors,
Detecting a current difference between a current flowing through the third inductor and a current flowing through the fourth inductor, and based on the detected current difference, a first voltage command value for commanding a voltage of the first capacitor; The second voltage command value that commands the voltage of the second capacitor is corrected, and the first to fourth voltages are corrected using the corrected first voltage command value and the corrected second voltage command value. And a control unit that controls switching of the switching element.

請求項１に記載の電源装置において、
前記制御部は、前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差に代わり、前記第１のインダクタを流れる電流と前記第２のインダクタを流れる電流との電流差を検出し、該検出した電流差に基づき、前記第１の電圧指令値および前記第２の電圧指令値を補正し、補正後の第１の電圧指令値および補正後の第２の電圧指令値を用いて、前記第１から第４のスイッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1,
The control unit, instead of a current difference between a current flowing through the third inductor and a current flowing through the fourth inductor, a current difference between a current flowing through the first inductor and a current flowing through the second inductor. And correcting the first voltage command value and the second voltage command value based on the detected current difference, and correcting the first voltage command value and the corrected second voltage command value. A power supply apparatus that controls switching of the first to fourth switching elements by using a power supply.

第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第１のスイッチング素子の前記第３のスイッチング素子と接続されていない端が直流電源と接続された第１のレグと、
第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とが直列に接続され、前記第２のスイッチング素子の前記第４のスイッチング素子と接続されない端が前記直流電源と接続された第２のレグと、
前記第３のスイッチング素子の前記第１のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との接続点との間に接続された第１のインダクタと、
前記第４のスイッチング素子の前記第２のスイッチング素子と接続されていない端と、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子との接続点との間に接続された第２のインダクタと、
前記第１のレグと並列接続された第１のコンデンサおよび第１のインバータと、
前記第２のレグと並列接続された第２のコンデンサおよび第２のインバータと、
前記第１のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第１の変圧器と、
前記第２のインバータの出力端子に一次巻線が接続された第２の変圧器と、
前記第１の変圧器の二次巻線に接続された第１の整流器と、
前記第２の変圧器の二次巻線に接続された第２の整流器と、
一端が前記第１の整流器の高圧出力端子と接続された第３のインダクタと、
一端が前記第２の整流器の高圧出力端子と接続された第４のインダクタと、
一端が前記第３のインダクタの他端および前記第４のインダクタの他端と接続され、他端が前記第１の整流器の低圧出力端子および前記第２の整流器の低圧出力端子と接続された第３のコンデンサと、
前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差を検出し、該検出した電流差に基づき、前記第１のインバータの通流率である第１の通流率および前記第２のインバータの通流率である第２の通流率を補正し、補正後の第１の通流率および補正後の第２の通流率を用いて、前記第１のインバータおよび前記第２のインバータを制御する制御部と、を備えることを特徴とする電源装置。 A first leg in which a first switching element and a third switching element are connected in series, and an end of the first switching element that is not connected to the third switching element is connected to a DC power source;
A second leg in which a second switching element and a fourth switching element are connected in series, and an end of the second switching element that is not connected to the fourth switching element is connected to the DC power supply;
A first inductor connected between an end of the third switching element that is not connected to the first switching element and a connection point between the second switching element and the fourth switching element; ,
A second inductor connected between an end of the fourth switching element that is not connected to the second switching element and a connection point between the first switching element and the third switching element; ,
A first capacitor and a first inverter connected in parallel with the first leg;
A second capacitor and a second inverter connected in parallel with the second leg;
A first transformer having a primary winding connected to the output terminal of the first inverter;
A second transformer having a primary winding connected to the output terminal of the second inverter;
A first rectifier connected to the secondary winding of the first transformer;
A second rectifier connected to the secondary winding of the second transformer;
A third inductor having one end connected to the high voltage output terminal of the first rectifier;
A fourth inductor having one end connected to the high voltage output terminal of the second rectifier;
One end is connected to the other end of the third inductor and the other end of the fourth inductor, and the other end is connected to the low voltage output terminal of the first rectifier and the low voltage output terminal of the second rectifier. 3 capacitors,
A current difference between a current flowing through the third inductor and a current flowing through the fourth inductor is detected, and based on the detected current difference, a first conduction ratio that is a conduction ratio of the first inverter. And correcting the second conduction rate, which is the conduction rate of the second inverter, and using the corrected first conduction rate and the corrected second conduction rate, the first inverter And a control unit for controlling the second inverter.

請求項３に記載の電源装置において、
前記制御部は、前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差の代わりに、前記第１のインダクタを流れる電流と前記第２のインダクタを流れる電流との電流差を検出し、該検出した電流差に基づき、前記第第１の通流率および前記第２の通流率を補正し、補正後の第１の通流率および補正後の第２の通流率を用いて、前記第１のインバータおよび前記第２のインバータを制御することを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 3,
The control unit is configured to generate a current between a current flowing through the first inductor and a current flowing through the second inductor instead of a current difference between a current flowing through the third inductor and a current flowing through the fourth inductor. A difference is detected, and the first conduction rate and the second conduction rate are corrected based on the detected current difference, and the corrected first conduction rate and the corrected second conduction rate are corrected. A power supply apparatus that controls the first inverter and the second inverter using a flow rate.

請求項１または３に記載の電源装置において、
前記制御部は、前記第３のインダクタを流れる電流と前記第４のインダクタを流れる電流との電流差を、前記第３のインダクタを流れる電流を検出する電流センサ、および、前記第４のインダクタを流れる電流を検出する電流センサの検出結果を用いて検出する、または、１つの電流センサにより検出することを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 1 or 3,
The controller includes a current sensor that detects a current difference between a current flowing through the third inductor and a current flowing through the fourth inductor, a current flowing through the third inductor, and a fourth inductor. A power supply device that detects using a detection result of a current sensor that detects a flowing current or detects with a single current sensor.

請求項２または４に記載の電源装置において、
前記制御部は、前記第１のインダクタを流れる電流と前記第２のインダクタを流れる電流との電流差を、前記第１のインダクタを流れる電流を検出する電流センサ、および、前記第２のインダクタを流れる電流を検出する電流センサの検出結果を用いて検出する、または、１つの電流センサにより検出することを特徴とする電源装置。 The power supply device according to claim 2 or 4,
The control unit is configured to detect a current difference between a current flowing through the first inductor and a current flowing through the second inductor, a current sensor that detects a current flowing through the first inductor, and the second inductor. A power supply device that detects using a detection result of a current sensor that detects a flowing current or detects with a single current sensor.