JP2018007258A

JP2018007258A - 電流電圧変換回路

Info

Publication number: JP2018007258A
Application number: JP2017129760A
Authority: JP
Inventors: ウェイン・シー・ゴーク; C Goeke Wayne
Original assignee: Keithley Instruments LLC
Current assignee: Keithley Instruments LLC
Priority date: 2016-06-30
Filing date: 2017-06-30
Publication date: 2018-01-11
Anticipated expiration: 2037-06-30
Also published as: CN107561339A; EP3264106A1; JP7093616B2; US20180003741A1; US10663490B2; CN107561339B

Abstract

【課題】より小さな入力シンピーダンスを実現する。
【解決手段】アクティブ・シャント型電流電圧変換回路４０４が、別のアクティブ・シャント型電流電圧変換回路４０２を、そのフィードバック抵抗として利用する。もし回路４０２及び４０４の夫々のループ利得が１００なら、回路４０２中の電流検出抵抗Ｒ_Ｓは、入力信号に対して、Ｒ_Ｓ／（１００×１００）であるように見え、入力インピーダンスＺ_ｉｎが非常に小さくなる。
【選択図】図４

Description

本発明は、電気試験測定装置での使用に適した電流電圧変換回路に関し、特に、電流計のような負担電圧の小さいことが望ましい電気試験測定装置での使用に適した電流電圧変換回路に関する。

電流計（Ammeter）は、デジタル・マルチメータ（ＤＭＭ）、ソース・メジャー・ユニット（source measure unit：ＳＭＵ）といった電気測定装置のサブ・コンポーネントである。ＳＭＵは、一般に、半導体製品の試験を含む多くの分野で、正確な測定を行うために利用される。典型的なＳＭＵの構造には、電圧源と電流源が含まれ、電圧及び電流測定機能が一体となっている。被試験デバイス（ＤＵＴ）は、典型的には、ＳＭＵに結合されて、電圧源又は電流源のどちらかから信号が供給され、次にＤＵＴに流れる電流又は発生する電圧が測定される。測定された電流値又は電圧値は、ＳＭＵの表示装置上で表示される。

電流計（又はＳＭＵの機能の一部）は、典型的には、内部に電流電圧変換回路を有する。電流電圧変換回路は、電流検出抵抗器Ｒ_Ｓを用いて、ＤＵＴからの電流を電圧に変換する。電流計（又はＳＭＵ）内部のアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）は、この電流値を表すアナログの電圧値をデジタル化する。電流計（又はＳＭＵ）内部のプロセッサは、オームの法則に従って、Ｒ_Ｓの値を用いてＤＵＴを流れる電流値を算出する。

被測定デバイス（ＤＵＴ）を流れる電流を電圧に変換する方法には、いくつかある。例えば、シャント電流電圧変換回路を利用し、そのフィードバック・ループ中の電流検出抵抗器Ｒ_Ｓにかかる電圧を検出するようにしても良い。一般に、ＤＵＴに電流計を接続すると、電流計内部の抵抗により電圧降下が生じるが、これは電流測定の誤差にもなり得る。この電圧降下を負担電圧（burden voltage）と呼ぶ。入力信号に対して、大きな負担電圧が生じないようにするには、電流検出抵抗器Ｒ_Ｓを小さく維持する必要がある。小さな負担電圧を測定できるようにするには、負担電圧を増幅するための低ノイズ利得段が典型的には必要となる。

最も一般的な電流電圧変換回路の１つは、フィードバック式電流電圧変換回路である。図１は、典型的なフィードバック式電流電圧変換回路１００の例を示す。これは、電流検出抵抗器Ｒ_Ｓを通して入力信号を引き込む高利得の演算増幅器（オペ・アンプ）Ａを用いて構成される。

オペ・アンプにおいてネガティブ・フィードバック・ループを用いると、理想的には、反転入力端子と非反転入力端子間は、イマジナリー・ショートを起こすと共に、反転入力端子には、入力電流が流れ込まない。その結果、入力電流は、全て電流検出抵抗器Ｒ_Ｓを流れ、オペ・アンプＡの出力端子１０４に入力電流×Ｒ_Ｓに従って計算される電圧が現れる。オペ・アンプＡは、その高いＤＣ利得（例えば、典型的には、１００万倍より大きい）によって、負担電圧を小さく維持できる。これは、電流検出抵抗器Ｒ_Ｓをもっと大きくしても良いことを意味とし、よって、出力電圧１０４をもっと大きくできるので、測定精度を向上させることができる。

しかし、フィードバック式電流電圧変換回路の大きな問題は、容量性負荷を用いる場合に、概して、不安定になりがちであるという点である。種々のフィードバック式電流電圧変換回路の１つとして、アクティブ・シャント型が開発されており、その入力インピーダンスは、ＤＣからオペ・アンプの帯域幅ω_１まで抵抗性となっている（特許文献１参照）。

アクティブ・シャント型電流電圧変換回路の構造では、大まかに言えば、フィードバック式電流電圧変換回路で用いられるオペ・アンプを利得固定型増幅回路と入れ替える。その結果、利得は、高い周波数まで一定である。増幅回路がロール・オフし始める周波数では、コンデンサのインピーダンス（１／ｊωＣ_Ｓ）がＲ_Ｓと等しくなるように設計される。並列なＲ_Ｓ及びＣ_Ｓのインピーダンスと増幅回路の利得を組み合わせたロール・オフによって、増幅回路の全帯域幅に渡って、電流電圧変換回路の入力インピーダンスが一定という結果が得られる。従来のシャント型電流電圧変換回路よりも負担電圧に対して比較的高い出力信号を得られ、また、フィードバック式電流電圧変換回路での安定性の問題もないシャント型のような電流電圧変換回路が得られる。

図２Ａは、従来のアクティブ・シャント型電流電圧変換回路２００を示し、これは、回路の入力インピーダンスが、利得で割り算したＲと等しい抵抗値となるように、並列ＲＣフィードバック要素２０２にかかる負の利得を制御する。この例では、アクティブ・シャント電流電圧変換回路２００には、利得固定型差動増幅回路２０８があり、その反転入力端子と出力端子間のネガティブ・フィードバック・ループには、抵抗器２０４及びコンデンサ２０６が並列に接続されている。抵抗器２０４及びコンデンサ２０６のＲＣ積（時定数）は、増幅回路の利得帯域幅を固定利得で割り算したものと等しくなるよう選択される。

図２Ｂは、固定利得増幅回路２０８の利得Ｂ（ｓ）と、その他のパラメータを示すグラフである。概して言えば、符号２５０で示す、固定利得増幅回路２０８の利得Ｂ（ｓ）は、基本的に、ＤＣから目標の周波数２５２まで一定のままである。目標の周波数２５２に達すると、固定利得増幅回路２０８の利得Ｂ（ｓ）は、例えば、−２０ｄＢ／decade（周波数１０倍毎に２０ｄＢの減衰）でロール・オフする。この例では、図２Ａの演算増幅器（オペ・アンプ）２１０は、利得Ａ（ｓ）を有し、これは、Ｂ（ｓ）よりも、ずっと大きい。しかし、演算増幅器（オペ・アンプ）２１２は、フィードバック・パスにおいて反転増幅回路として機能し、固定利得増幅回路２０８に関する合成利得Ｂ（ｓ）を生成する。この構成によって、回路の入力インピーダンスが、Ｒ_Ｓを利得で割ったものと等しい抵抗（レジスタンス）であるように、並列なＲＣフィードバック要素２０４及び２０６にかかる制御された負の利得が与えられる。

図２Ｂでは、ω_ｔが演算増幅器２１０の利得帯域幅である。また、図２Ｂは、抵抗器２０４（Ｒ_Ｓ）の抵抗値も示し、ω_ｔの周波数範囲において、一定のままである。更に、図２Ｂは、アクティブ・シャント型電流電圧変換回路２００の入力インピーダンスＺ_ｉｎも示している。概して、入力インピーダンスＺ_ｉｎは、Ｒ_Ｓよりもかなり低く設定され、また、ω_ｔ以下の周波数については、事実上、抵抗であるように見えるよう設定されている。この例では、Ｚ_ｉｎ＝Ｒ_Ｓ＊（Ｒ_１／（Ｒ_１＋Ｒ_２））、Ｃ_Ｓ≒Ｒ_２／（ω_ｔ＊Ｒ_Ｓ＊Ｒ_１）及びＲ_２＞＞Ｒ_１である。

もし仮にフィードバック要素２０２が抵抗だけだった場合、つまり、コンデンサ２０６を削った場合には、目標の周波数２５２よりも上では、入力インピーダンスＺ_ｉｎが増加するであろう。コンデンサ２０６のインピーダンスは、目標周波数２５２において、抵抗器のインピーダンスと等しくなるよう選択しても良い。これによって、コンデンサ２０６のインピーダンスは、オペ・アンプ２１０がロール・オフを始めるのと同じ周波数で低下を始め、結果として、入力インピーダンスＺ_ｉｎは、図２Ｂに示すように、一定に維持される。

特開２０１４−０８７０６５号公報

「デジタルマルチメータの測定テクニックおよび測定定義」、特に「6. 負担電圧」の項、日本ナショナルインスツルメンツ株式会社、［オンライン］、［２０１７年６月３０日検索］、インターネット<http://www.ni.com/product-documentation/3296/ja/> Chuck Newcombe、「Burden voltage - Fluke」の記事、Fluke News Plus、［オンライン］、［２０１７年６月３０日検索］、インターネット<http://www.fluke.com/fluke/uses/comunidad/fluke-news-plus/articlecategories/electrical/burdenvoltage>

しかし、電流電圧変換回路において、一層小さい負担電圧を実現することで、より安定した動作を実現し、結果として、これを応用する電流計等において、より高い精度での電流測定を実現したいというニーズがある。

本発明の実施形態としては、被試験デバイス（ＤＵＴ）を流れる電流を測定する電流計での使用に適した改善された電流電圧変換回路がある。この電流電圧変換回路は、ある周波数帯域幅内の周波数を有し、ＤＵＴを流れる電流を表す入力信号を受ける入力部と、ＤＵＴを流れる電流を表す出力電圧を生成するよう構成される出力部を有しいる。上記入力部及び上記出力部間には、オペ・アンプ（演算増幅器）が電気的に結合されるが、このとき、このオペ・アンプは、アクティブ・シャントを抵抗性フィードバック要素として使用しても良い。更に、このアクティブ・シャントとして、アクティブ・シャントの中にアクティブ・シャントを設けるという入れ子（多重）構造を採用しても良い。

本発明の実施形態としては、被試験デバイス（ＤＵＴ）を流れる電流を電圧に変換する方法もある。この方法は、上述の電流電圧変換回路を用いるもので、ある周波数帯域幅内の周波数を有し、ＤＵＴを流れる電流を表す入力信号を受ける処理と、ＤＵＴを流れる電流を表す出力電圧を生成する処理とを有していても良い。

図１は、高利得オペ・アンプを用いて、入力信号を電流検出抵抗器Ｒ_Ｓへと流す構成を有するフィードバック式電流電圧変換回路の例を示す。図２Ａは、並列なＲＣフィードバック要素にかかる負の利得制御を利用するアクティブ・シャント電流電圧変換回路の例を示す。図２Ｂは、図２Ａに示すアクティブ・シャント電流電圧変換回路の固定利得増幅回路の利得Ｂ（ｓ）と関連するパラメータを示すグラフである。図３は、アクティブ・シャントを抵抗性フィードバック要素として利用する本発明の実施形態によるフィードバック式電流電圧変換回路の例を示す。図４は、第２アクティブ・シャントを抵抗性フィードバック要素として利用する本発明の実施形態によるアクティブ・シャントを用いた入れ子型電流電圧変換回路の例を示す。図５は、第１アクティブ・シャントが第２アクティブ・シャントのフィードバック中にあり、第２アクティブ・シャントが第３アクティブ・シャントのフィードバック中にある入れ子構造を用いた、本発明の実施形態による３つのアクティブ・シャントを用いた入れ子型電流電圧変換回路の例を示す。図６は、第１アクティブ・シャントが第２アクティブ・シャントの抵抗性要素であり、両アクティブ・シャントが電源を共有する本発明の実施形態による入れ子型電流電圧変換回路の例を示す。

本発明の実施形態は、電気測定装置に関し、特に、電流の測定で使用するのに適した入れ子型電流電圧変換回路（nested current to voltage converter）に関する。

図３は、アクティブ・シャント３０２を用いたフィードバック式電流電圧変換回路３００の例を示す。アクティブ・シャント３０２は、例えば、図２Ａに示すアクティブ・シャント型電流電圧変換回路２００である。これは、アクティブ・シャント３０２を抵抗性フィードバック要素（ここでは、電流検出抵抗とし機能する）として利用する。この構成によると、図１又は図２Ａに示す従来の構成に比較して、電流検出抵抗の値が実質的に同じ場合であれば、概して、ＤＵＴとして容量性負荷に流れる電流を測定する場合でも、より安定した動作が得られる。

図４は、本発明の実施形態による入れ子型電流電圧変換回路４００の構成例を示す。この例では、アクティブ・シャント型電流電圧変換回路４０４が、もう１つ別のアクティブ・シャント型電流電圧変換回路４０２を、そのフィードバック抵抗として利用しても良い。これによって、電流電圧変換回路４０４、よって、これを利用する電流計の入力抵抗を小さくできる。つまり、両アクティブ・シャント型電流電圧変換回路４０２及び４０４のループ利得によって、電流検出抵抗を小さくできる。例えば、もし各アクティブ・シャント型電流電圧変換回路が、１００のループ利得を持つなら、電流検出抵抗Ｒ_Ｓは、入力信号に対して、Ｒ_Ｓ／（１００×１００）であるように見える。これによれば、電流電圧変換回路の入力インピーダンスＺ_ｉｎが非常に小さくなり、実際上、どのような容量の容量性負荷に対しても安定する。このように、この例では、Ｚ_ｉｎ＝Ｒ_Ｓ／（１００×１００）である。

こうした構成に関して、入れ子構造の更なる多重化を考えることもできる。例えば、図５は、本発明の実施形態による入れ子型電流電圧変換回路５００の構成の第２例を示す。これは、第１アクティブ・シャント型電流電圧変換回路５０２が、別の第２アクティブ・シャント型電流電圧変換回路５０４内に入っており、この第２アクティブ・シャント型電流電圧変換回路５０４は、更に別の第３アクティブ・シャント型電流電圧変換回路５０６内に入っている。当業者であれば、こうしたアクティブ・シャント型電流電圧変換回路の入れ子構造は、事実上、何重のものでも考えられることが理解できよう。図５の例では、もし各アクティブ・シャント型電流電圧変換回路が、１００倍の利得を有し、第１アクティブ・シャント５０２のフィードバック・ループ中の実際の電流検出抵抗器の値がＲ_Ｓであるなら、その入力インピーダンスは、Ｚ_ｉｎ＝Ｒ_Ｓ／（１００×１００×１００）となる。

図６は、アクティブ・シャント型電流電圧変換回路６０２が別のアクティブ・シャント型電流電圧変換回路６０４の抵抗性要素であり、両アクティブ・シャント型電流電圧変換回路６０２及び６０４が電源を共有する本発明の実施形態による入れ子型電流電圧変換回路６００の例を示す。この例では、Ｚ_ｉｎ＝Ｒ_ｉｎ＝Ｒ_Ｓ／ｋ_１ｋ_２である。ここで、ｋ_１及びｋ_２は、アクティブ・シャント型電流電圧変換回路６０２及び６０４夫々の利得である。

例示された実施形態を参照して本発明の原理を図示し説明してきたが、例示された実施形態は、そのような原理から逸脱することなく構成および詳細を変更することができ、任意の所望の方法で組み合わせることができることが理解できよう。上述の説明は特定の実施形態に焦点を当てているが、他の構成も考えられる。

特に、「本発明の実施形態による」などの表現が本明細書で使用される場合でも、これらの語句は、実施形態の可能性に言及するものであり、本発明を特定の実施形態構成に限定することを意図するものではない。本明細書で使用されるように、これらの用語は、他の実施形態に組み合わせ可能な同じ又は異なる実施形態を言及しても良いと理解すべきである。

従って、本願に記載された実施形態の種々の変更の観点から、この詳細な説明及び付随する資料は、例示に過ぎず、本発明の範囲を限定するものと解釈されるべきではない。こうした前提で、以下に、本発明の概念の例をいくつか示す。

本発明の概念１は、被試験デバイス（ＤＵＴ）を流れる電流を電圧に変換する電流計での利用に適した電流電圧変換回路であって、
ある周波数帯域幅内の周波数を有し、上記ＤＵＴを流れる上記電流を表す入力信号を受ける入力部と、
上記ＤＵＴを流れる上記電流を表す出力電圧を生成するよう構成される出力部と、
上記入力部及び上記出力部間に電気的に結合された第１オペ・アンプ（演算増幅器）と、
上記第１オペ・アンプに電気的に結合され、抵抗性フィードバック要素として使用される第１アクティブ・シャント型電流電圧変換回路と
を具えている。

本発明の概念２は、上記概念１の電流電圧変換回路であって、このとき、上記第１オペ・アンプに電気的に結合され、第２アクティブ・シャントを構成する第２オペ・アンプを更に具えている。

本発明の概念３は、上記概念１又は２の電流電圧変換回路であって、上記第１アクティブ・シャント型電流電圧変換回路と並列に電気的に結合されたコンデンサを更に具えている。

本発明の概念４は、電流電圧変換回路であって、上記概念２又は３の電流電圧変換回路を抵抗性フィードバック要素として使用する第３オペ・アンプを具えている。

本発明の概念５は、上記概念４の電流電圧変換回路であって、上記概念２又は３の電流電圧変換回路と並列に電気的に結合されたコンデンサを更に具えている。

本発明の概念６は、上記概念４又は５の電流電圧変換回路であって、このとき、上記第３オペ・アンプに電気的に結合され、第３アクティブ・シャントを構成する第４オペ・アンプを更に具えている。

本発明の概念７は、電流電圧変換回路であって、
第１アクティブ・シャント型電流電圧変換回路と、
上記第１アクティブ・シャント型電流電圧変換回路の抵抗性要素である上記第２アクティブ・シャント型電流電圧変換回路と
を具え、上記第１及び第２アクティブ・シャント型電流電圧変換回路が、共通の電源を共有している。

本発明の概念８は、被試験デバイス（ＤＵＴ）を流れる電流を電圧に変換する電流計での利用に適した電流電圧変換回路であって、
ある周波数帯域幅内の周波数を有し、上記ＤＵＴを流れる上記電流を表す入力信号を受ける入力部と、
上記ＤＵＴを流れる上記電流を表す出力電圧を生成するよう構成される出力部と、
上記入力部及び上記出力部間に電気的に結合された第１オペ・アンプ（演算増幅器）と、
上記第１オペ・アンプに電気的に結合され、抵抗性フィードバック要素として使用される第ｎ番アクティブ・シャント型電流電圧変換回路と
を具え、
上記第ｎ番アクティブ・シャント型電流電圧変換回路は、その抵抗性フィードバック要素が第ｎ−１番アクティブ・シャント型電流電圧変換回路であって、ｎ重の入れ子構造であることを特徴としている。

本発明の概念９は、上記概念８の電流電圧変換回路であって、このとき、上記第ｎ番アクティブ・シャント型電流電圧変換回路と並列に電気的に結合された第ｎコンデンサを更に具えている。

３００フィードバック式電流電圧変換回路
３０２アクティブ・シャント型電流電圧変換回路
４００入れ子型電流電圧変換回路
４０２アクティブ・シャント型電流電圧変換回路
４０４アクティブ・シャント型電流電圧変換回路
４１０第１オペ・アンプ
４１２第２オペ・アンプ
５００入れ子型電流電圧変換回路
５０２第１アクティブ・シャント型電流電圧変換回路
５０４第２アクティブ・シャント型電流電圧変換回路
５０６第３アクティブ・シャント型電流電圧変換回路
５１０第３オペ・アンプ
５１２第４オペ・アンプ
５１４第１オペ・アンプ
５１６第２オペ・アンプ
６００入れ子型電流電圧変換回路
６０２第１アクティブ・シャント型電流電圧変換回路
６０４第２アクティブ・シャント型電流電圧変換回路

Claims

被試験デバイス（ＤＵＴ）を流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路であって、
ある周波数帯域幅内の周波数を有し、上記ＤＵＴを流れる上記電流を表す入力信号を受ける入力部と、
上記ＤＵＴを流れる上記電流を表す出力電圧を生成するよう構成される出力部と、
上記入力部及び上記出力部間に電気的に結合された第１オペ・アンプと、
上記第１オペ・アンプに電気的に結合され、抵抗性フィードバック要素として使用される第１アクティブ・シャント型電流電圧変換回路と
を具える電流電圧変換回路。
上記第１オペ・アンプに電気的に結合され、第２アクティブ・シャントを構成する第２オペ・アンプを更に具える請求項１記載の電流電圧変換回路。
上記第１アクティブ・シャント型電流電圧変換回路と並列に電気的に結合されたコンデンサを更に具える請求項１又は２記載の電流電圧変換回路。
請求項２又は３記載の電流電圧変換回路を抵抗性フィードバック要素として使用する第３オペ・アンプを具える電流電圧変換回路。
被試験デバイス（ＤＵＴ）を流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路であって、
上記ＤＵＴを流れる上記電流を表す出力電圧を生成するよう構成される出力部と、
上記入力部及び上記出力部間に電気的に結合された第１オペ・アンプと、
上記第１オペ・アンプに電気的に結合され、抵抗性フィードバック要素として使用される第ｎ番アクティブ・シャント型電流電圧変換回路と
を具え、
上記第ｎ番アクティブ・シャント型電流電圧変換回路は、その抵抗性フィードバック要素が第ｎ−１番アクティブ・シャント型電流電圧変換回路であって、ｎ重の入れ子構造である電流電圧変換回路。