CN103036517A - 一种dB线性可变增益放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种dB线性可变增益放大器，由第一级可变增益放大器和消直流失调电路A、第二级可变增益放大器和消直流失调电路B及指数增益控制电路组成；所述的第一级、第二级可变增益放大器和消直流失调电路A、B用以对信号进行放大或者衰减并消除直流失调；所述的指数增益控制电路使控制电压与放大器的增益呈指数关系；所述的消直流失调电路由G_M-C跨导滤波器和一共模反馈电路组成；第一级可变增益放大器的输入作为整体电路的输入，第一级可变增益放大器的输出接第二级可变增益放大器的输入，第二级可变增益放大器的输出作为整体电路的输出；本发明在Gilbert单元的基础上改进而得，应用于自动增益控制电路中，使放大器有更大的带宽，更好的线性度。

Description

一种dB线性可变增益放大器

技术领域

本发明涉及一种集成电路设计技术及通信领域，尤其涉及一种dB线性可变增益放大器。

背景技术

在无线通信***中，由于不同情况下，发射机与接收机存在不同的距离，再加上通信信道的时变性以及外界噪声的干扰，这些因素的影响会造成信号的时强时弱，导致接收机输入信号的幅值范围变化很大（高达几十个dB）。为了尽可能可靠的接收信号，接收机通常设置有自动增益控制电路（Automatic Gain Control,AGC）,而可变增益放大器则是AGC***的主要部分。

在音频/视频模拟***中，主要要求放大器有较大的带宽，大的输入输出范围、dB线性关系、低噪声、低功耗。目前国际以及国内的主流设计工艺为0.18μm，研究重点和难点主要体现为：宽带宽、高增益动态范围和高线性度。大部分设计者在实现宽带宽和高增益的范围内难以实现高线性度，而实现高线性度则可能牺牲了可带宽和增益。

可变增益放大器分为开环和闭环两种形式，设计者通常采用闭环结构可变增益放大器，主要有基于负载可变可变增益放大器，基于跨导可变可变增益放大器，基于源极负反馈可变增益放大器几种形式，闭环结构的可变增益放大器使用负反馈的形式，性能较为稳定，其增益取决于电阻之比，线性度较高。然而，同时存在着以下几点不足：输入输出电压范围很小，放大器的带宽不够，直流失调严重。

为了实现恒定的AGC环路稳定时间和宽增益调节，AGC环路中的可变增益放大器一般要求具有指数增益特性。然而工作在饱和区下的MOS器件是一种平方律器件，即漏电流与栅过驱动电压呈平方关系。虽然工作在亚阈值区下的MOS器件具有本征的指数特性，但由于该区域下器件的工作频率、噪声等性能受到严重的恶化，在射频集成电路中一般不考虑将MOS器件偏置在该工作区域。

发明内容

针对上述现有技术，本发明提供一种dB线性可变增益放大器，是在Gilbert单元的基础上进行改进而得，应用于自动增益控制电路中，可以使放大器有更大的带宽，更好的线性度。

为了解决上述技术问题，本发明一种dB线性可变增益放大器，由第一级可变增益放大器和消直流失调电路A、第二级可变增益放大器和消直流失调电路B及指数增益控制电路组成；所述的第一级可变增益放大器和消直流失调电路A用以对信号进行放大或者衰减并消除直流失调；所述的第二级可变增益放大器和消直流失调电路B用以对信号进行第二级放大或者衰减并消除直流失调；所述的指数增益控制电路使控制电压与放大器的增益呈指数关系；所述的消直流失调电路由G_M-C跨导滤波器和一共模反馈电路组成；第一级可变增益放大器的输入作为整体电路的信号输入端，第一级可变增益放大器的输出接第二级可变增益放大器的输入，第二级可变增益放大器的输出作为整体电路的输出；所述指数增益控制电路的输出控制端分别接第一级可变增益放大器和第二级可变增益放大器的增益控制端；

所述第一级可变增益放大器包括：Gilbert单元、减法电路、取代Gilbert单元尾电流的5管差分放大器和共模反馈电路；所述Gilbert单元用于对信号进行放大或者衰减；所述减法电路用于配合G_M-C跨导滤波器实现消除直流失调的作用；所述Gilbert单元的输出级经过所述G_M-C跨导滤波器后，作为减法电路的输入端；取代Gilbert单元尾电流的5管差分放大器输出为差分信号，两个差分输出端分别控制第一级可变增益放大器的两路尾电流，引起两路电流反向变化，用于增大输出电压的摆幅；

所述Gilbert单元增益表示为：

A_V=R_D·(I₁-I₂)                （1）

式（1）中，A_V是Gilbert单元的增益，R_D是输出负载，I₁，I₂分别是两路尾电流；

所述Gilbert单元采用有源负载网络，所述有源负载网络由电阻R1、电容C1、PMOS管MP1、MP2、MP3和MP4组成，PMOS管MP1和MP4具有分流的作用，通过调节电阻R1和电容C1的大小，使极点外推，并远离零点，减小极点对提升带宽的抑制作用；用以增加高频增益、提升带宽。

所述第一级可变增益放大器输入输出信号的表示为：

$(V_{\mathrm{IN}}-V_{\mathrm{OUT}}\frac{g_m}{\mathrm{sC}})\·A_{V0}=V_{\mathrm{OUT}}---\left(2\right)$

式（2）中，V_IN为输入信号，V_OUT为输出信号，G_M-C跨导滤波器的跨导采用NMOS输入对管的5管放大器，g_m是G_M-C跨导滤波器中放大器的跨导值；G_M-C跨导滤波器中的电容采用MOS电容，1/_SC是跨导滤波器的等效容抗；A_V0是Gilbert单元的增益，因此，可变增益放大器的增益表达式为：

$A_V=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{IN}}}=\frac{\mathrm{sC}{A}_{V0}}{g_m{A}_V+\mathrm{sC}}---\left(3\right)$

在频率高于20KHz条件下，式（3）中，g_m·A_V<<sC,因此：

$A_V=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{IN}}}=A_{V0}---\left(4\right)$

从式（4）可以看出，所述第一级可变增益放大器实现了消除直流失调的作用；

所述的共模反馈电路用以抑制共模信号；

第二级可变增益放大器和消直流失调电路B与第一级可变增益放大器和消直流失调电路A结构相同。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

由于本发明可变增益放大器由两个相同的Gilbert单元并联而成，一个Gilbert单元的输入作为可变增益放大器的输入，输出作为可变增益放大器的输出，另一个Gilbert单元（也即减法电路）的输入与输出级经过一个G_M-C跨导滤波器电路后相连，在高频条件下gm×Av《sC,等效增益等于Gilbert单元增益，低频条件下增益很小，所以实现消除直流失调的作用。

Gilbert单元采用有源负载网络，高频信号下，可以提高整个有源负载的阻抗。通过调节电阻和电容的大小，可以在适当的频率处产生一个零点，具有增加高频增益、提升带宽的作用。

所述的指数增益控制模块包括根据电流平方律关系构建的伪指数控制关系，通过控制电压产生不同的两路电流平方关系，在通过电流平方关系转换成电压-电流关系，最终实现电压-电压控制关系。

通过改进的可变增益放大器，消除了直流失调的干扰，同时指数增益控制电路使放大器增益的dB线性明显，应用于自动增益控制电路中可以保证环路***的稳定性，即使输入信号的幅度相差很大，***的建立时间恒定。

附图说明

图1本发明中dB线性可变增益放大器的整体架构图；

图2本发明中可变增益放大器原理示意图；

图3DCOC消直流失调电路工作原理图；

图4DCOC消直流失调电路和共模反馈部分原理图；

图5本发明dB线性可变增益放大器的频率响应特性图；

图6本发明中实现控制信号增益变化之间dB关系曲线。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步详细地描述。

如图1所示，本发明一种dB线性可变增益放大器，其整体结构是由第一级可变增益放大器和消直流失调电路A、第二级可变增益放大器和消直流失调电路B及指数增益控制电路组成。

所述的第一级可变增益放大器和消直流失调电路A用以对信号进行放大或者衰减并消除直流失调；所述的第二级可变增益放大器和消直流失调电路B用以对信号进行第二级放大或者衰减并消除直流失调；所述的指数增益控制电路使控制电压与放大器的增益呈指数关系，即dB线性关系，使放大器的建立时间与输入信号的幅度无关。

第二级可变增益放大器和消直流失调电路B与第一级可变增益放大器和消直流失调电路A结构相同。下面以第一级可变增益放大器和消直流失调电路A结构为例详细说明本发明的技术方案。

所述的消直流失调电路A由G_M-C跨导滤波器和一共模反馈电路组成。

第一级可变增益放大器的输入作为整体电路的信号输入端，第一级可变增益放大器的输出接第二级可变增益放大器的输入，第二级可变增益放大器的输出作为整体电路的输出；所述指数增益控制电路的输出控制端分别接第一级可变增益放大器和第二级可变增益放大器的增益控制端。

所述第一级可变增益放大器包括：Gilbert单元、减法电路、取代Gilbert单元尾电流的5管差分放大器和一共模反馈电路；所述Gilbert单元用于对信号进行放大或者衰减；所述减法电路用于配合G_M-C跨导滤波器实现消除直流失调的作用；所述Gilbert单元的输出级经过所述G_M-C跨导滤波器后，作为减法电路的输入端；取代Gilbert单元尾电流的5管差分放大器输出为差分信号，两个差分输出端分别控制第一级可变增益放大器的两路尾电流，引起两路电流反向变化，用于增大输出电压的摆幅；所述Gilbert单元增益表示为：

A_V=R_D·(I₁-I₂)                （1）

式（1）中，A_V是Gilbert单元的增益，R_D是输出负载，I₁，I₂分别是两路尾电流，由于基本的Gilbert单元中尾电流源消耗电压裕度，同时限制输出电压的摆幅等问题，在这里用基本的5管差分放大器来取代Gilbert单元的尾电流，基本的5管差分放大器输出为差分信号，两个差分输出端分别控制可变增益放大器两路尾电流的大小，引起两路电流反向变化，与电流源的作用效果一致。减少了层叠MOS管，有利于低压设计，增大了输出电压的摆幅。

所述Gilbert单元采用有源负载网络，如图2中上半部分虚线框内所示，所述有源负载网络由电阻R1、电容C1、PMOS管MP1、MP2、MP3和MP4组成，PMOS管MP1和MP4具有分流的作用，高频信号下，可以提高整个有源负载的阻抗。通过调节电阻R1和电容C1的大小，可以在适当的频率处产生一个零点，具有增加高频增益、提升带宽的作用，调节电阻R1以及PMOS管的跨导，可以使极点外推，并远离零点，减小极点对提升带宽的抑制作用。

很小的失调在经过两级可变增益放大器的放大之后就可能对输出信号产生很大的影响，一般情况下通过CDS、Chopper和auto zero几种方法消除直流失调，这里通过Gilbert单元的改进，一个Gilbert单元的与输出级经过一个G_M-C电路后，作为另一个Gilbert单元（减法电路）的输入端，其原理图如图3所示，所述第一级可变增益放大器输入输出信号的表示为：

$(V_{\mathrm{IN}}-V_{\mathrm{OUT}}\frac{g_m}{\mathrm{sC}})\&CenterDot;A_{V0}=V_{\mathrm{OUT}}---\left(2\right)$

式（2）中，V_IN为输入信号，V_OUT为输出信号，G_M-C跨导滤波器的跨导采用NMOS输入对管的5管放大器，g_m是G_M-C跨导滤波器中放大器的跨导值；G_M-C跨导滤波器中的电容采用MOS电容，节省芯片的面积,1/_SC是跨导滤波器的等效容抗；A_V0是Gilbert单元的增益，因此，可变增益放大器的增益表达式为：

$A_V=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{IN}}}=\frac{\mathrm{sC}{A}_{V0}}{g_m{A}_V+\mathrm{sC}}---\left(3\right)$

在频率高于20KHz条件下，式（3）中，g_m·A_V<<sC,等效增益等于Gilbert单元增益，低频条件下增益很小，所以实现消除直流失调的作用。图5为dB线性可变增益放大器的频率响应特性图，可以看出消直流失调电路消除了20KHz以下的低频信号。

因此：

$A_V=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{IN}}}=A_{V0}---\left(4\right)$

从式（4）可以看出，所述第一级可变增益放大器实现了消除直流失调的作用。

所述的共模反馈电路用以抑制共模信号，如图4中虚线框内所示，当G_M-C跨导滤波器的输出电压VFB+、VFB-增加时，NMOS管MN1、MN4中的电流增加，流过PMOS管MP1通路的电流增加，因此，镜像流过PMOS管MP2通路的电流增加，因为NMOS管MN8、MN9中的电流大小恒定，所以NMOS管MN2、MN3中的电流减小，所以电流通过结点电容对放大器负载PMOS充电(MP3、MP4的栅极)，抬高栅压，进而降低VFB+、VFB-输出电压，反之亦然。

所述指数增益控制电路包括根据电流平方律关系构建的伪指数控制关系，通过控制电压产生不同的两路电流平方关系，在通过电流平方关系转换成电压-电流关系，最终实现电压-电压控制关系。

指数增益控制电路产生的电压信号作为差分尾电流放大器的输入，尾电流放大器采用基本的五管差分放大器，降低功耗，放大器的输出控制Gilbert单元的两路尾电流，控制放大器的增益，得到我们想要的频段下放大和缩小的信号。图6所示的为dB线性可变增益放大器的控制信号和增益的dB值之间关系图，可以看出dB线性可变增益放大器实现了很好的dB线性关系，并获得了70dB的增益范围。

尽管上面结合图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以作出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (1)

1.一种dB线性可变增益放大器，由第一级可变增益放大器和消直流失调电路A、第二级可变增益放大器和消直流失调电路B及指数增益控制电路组成；其特征在于：

所述的第一级可变增益放大器和消直流失调电路A用以对信号进行放大或者衰减并消除直流失调；

所述的第二级可变增益放大器和消直流失调电路B用以对信号进行第二级放大或者衰减并消除直流失调；

所述的指数增益控制电路使控制电压与放大器的增益呈指数关系；

所述的消直流失调电路由G_M-C跨导滤波器和一共模反馈电路组成；

第一级可变增益放大器的输入作为整体电路的信号输入端，第一级可变增益放大器的输出接第二级可变增益放大器的输入，第二级可变增益放大器的输出作为整体电路的输出；所述指数增益控制电路的输出控制端分别接第一级可变增益放大器和第二级可变增益放大器的增益控制端；

所述第一级可变增益放大器包括：Gilbert单元、减法电路、取代Gilbert单元尾电流的5管差分放大器和一共模反馈电路；

所述Gilbert单元用于对信号进行放大或者衰减；

所述减法电路用于配合G_M-C跨导滤波器实现消除直流失调的作用；

所述Gilbert单元的输出级经过所述G_M-C跨导滤波器后，作为减法电路的输入端；

在取代Gilbert单元尾电流的5管差分放大器输出为差分信号，两个差分输出端分别控制第一级可变增益放大器的两路尾电流，引起两路电流反向变化，用于增大输出电压的摆幅；

所述Gilbert单元增益表示为：

A_V=R_D·(I₁-I₂)                        （1）

式（1）中，A_V是Gilbert单元的增益，R_D是输出负载，I₁，I₂分别是两路尾电流，；

所述Gilbert单元采用有源负载网络，所述有源负载网络由电阻R1、电容C1、PMOS管MP1、MP2、MP3和MP4组成，PMOS管MP1和MP4具有分流的作用，通过调节电阻R1和电容C1的大小，用以增加高频增益、提升带宽；调节电阻R1以及PMOS管的跨导，使极点外推，并远离零点，减小极点对提升带宽的抑制作用；

所述第一级可变增益放大器输入输出信号的表示为：

$(V_{\mathrm{IN}}-V_{\mathrm{OUT}}\frac{g_m}{\mathrm{sC}})\&CenterDot;A_{V0}=V_{\mathrm{OUT}}---\left(2\right)$

式（2）中，V_IN为输入信号，V_OUT为输出信号，G_M-C跨导滤波器的跨导采用NMOS输入对管的5管放大器，g_m是G_M-C跨导滤波器中放大器的跨导值；G_M-C跨导滤波器中的电容采用MOS电容，1/_SC是跨导滤波器的等效容抗；A_V0是Gilbert单元的增益，因此，可变增益放大器的增益表达式为：

$A_V=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{IN}}}=\frac{\mathrm{sC}{A}_{V0}}{g_m{A}_V+\mathrm{sC}}---\left(3\right)$

在频率高于20KHz条件下，式（3）中，g_m·A_V<<sC,因此：

$A_V=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{V_{\mathrm{IN}}}=A_{V0}---\left(4\right)$

从式（4）可以看出，所述第一级可变增益放大器实现了消除直流失调的作用；

所述的共模反馈电路用以抑制共模信号；

第二级可变增益放大器和消直流失调电路B与第一级可变增益放大器和消直流失调电路A结构相同。

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