JP2017508362A - 衛星ベース自動識別システムの受信方法及び受信機 - Google Patents

Abstract

本発明は、連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する方法に関する。本方法は、受信信号から生成されたサンプルシーケンスのサンプルを正規化して、各サンプルの振幅が１に等しい絶対値を有する正規化されたサンプルシーケンスを取得するステップと、正規化されたサンプルシーケンスに基づいて、受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定し、推定された時間オフセット及び推定された周波数オフセットを、正規化されたサンプルシーケンスの時間オフセット及び周波数オフセットを補償することに用いて、補償されたサンプルシーケンスを取得するステップと、補償されたサンプルシーケンスに基づいて、送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスを求めるステップと、を含む。本発明は、連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する受信機に更に関する。【選択図】図２

Description

本発明は、連続位相変調（ＣＰＭ）によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する方法、及びＣＰＭによって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する装置（受信機）に関する。

本発明は、これに限られるものではないが、特に、自動識別システム（ＡＩＳ）において１つ又は複数のメッセージを表す送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調することに適用可能である。本発明は、衛星等の宇宙船におけるＡＩＳ受信機に適用されるのに特に適している。

ＡＩＳは、位置、識別、コース及び速度に関する情報を含むデータを交換することを目的として、識別情報及びロケーション情報を艦艇及び海岸局に提供する。これは、艦艇が、幾つかの航行援助装置を用いた連続トラフィック監視によって、他の艦艇との衝突を予想し、ひいては、衝突を回避することを可能にする。加えて、ＡＩＳは、重要な艦艇監視サービスも沿岸警備隊又は捜索救難機関に提供する。

ＡＩＳは、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）フレームワークにおいて固定長デジタルメッセージをブロードキャストすることに基づいている。送信されるシンボルシーケンスに対応する個々のＡＩＳメッセージは、ＣＰＭによって変調される。ＡＩＳ装置を装備した各艦艇は、２６．６７ｍｓの小さなスロットで情報（データ）をブロードキャストする。これらのスロットのそれぞれにおいて、２５６ビットのメッセージが、２つの超短波（ＶＨＦ）搬送波上でバイナリーガウス最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ）変調を用いて９６００ｂ／ｓのレートで送信される。近傍のＡＩＳエミッターは、パケット衝突を回避するために、すなわち、それぞれ異なるエミッターが同じタイムスロットにおいて２つ以上のパケットを放出することを回避するために互いに同期している（タイムスロットは、ＧＰＳによって提供された共通時間基準に基づいてグローバルに規定されている）。その結果、自己組織化時分割多重アクセス（ＳＯＴＤＭＡ）領域が形成される。各ＳＯＴＤＭＡ領域（ＳＯＴＤＭＡセル）は、１２ビット以下のパス遅延に対処するように設計されている。この１２ビットのパス遅延は、約２００海里の最大範囲になるが、通常、無線周波数カバレッジは約４０海里に制限されている。この範囲内では、視程内の全ての艦艇が、それぞれ異なる艦艇によって送信されたバースト間のパケット衝突の防止を確保するＳＯＴＤＭＡプロトコルに従って送信を行う。

危険貨物の運搬、安全性及び違法操作への対抗を改善する試みが、衛星ベースＡＩＳの導入をもたらしてきた。衛星ベースＡＩＳは、標準的な地上ＶＨＦ通信によって達成することができる距離よりも海岸線から大きく離れた距離にある艦艇の検出及び追跡を可能にし、そのため、岸から非常に長い距離にある艦艇を検出することができる。特に、６００ｋｍ〜１０００ｋｍの範囲の高度を有する小型衛星のＬＥＯ（低地球軌道）コンステレーションが、グローバルカバレッジを提供することができる。各衛星には、数百海里以上に及ぶ視野を有するオンボードの小さなＶＨＦアンテナが設けられ、このため、各衛星は、最大で数百個のＳＯＴＤＭＡセルを含む。

しかしながら、衛星ベースＡＩＳは、当初のＡＩＳ規格において検討されていなかった付加的な技術的課題と直面しなければならない。すなわち、それぞれ異なるＳＯＴＤＭＡセルに属する艦艇からのＡＩＳメッセージが同期されておらず、したがって、互いに衝突する可能性があること、エミッターに対する衛星運動が搬送波周波数の大きなドップラー
シフトを誘発すること、信号対雑音比が地上ＡＩＳにおけるものよりも低いこと、及び任意の所与の時点において視程内にある艦艇の集団間の相対伝播チャネル遅延が地上ＡＩＳのものよりもはるかに大きいことと直面しなければならない。

これらの問題は、衛星ベースＡＩＳシステムの受信機アーキテクチャに関する特許文献１において対処されている。この受信機アーキテクチャは、図１に示すように、それぞれ異なる（ただし、一部重なり合っている）周波数帯域幅を処理する３つのゾーン復調器（zonal demodulator）からなる。ＡＩＳチャネルのそれぞれの周波数帯域は、３つのサブバンドに更に分割され、これらのサブバンドのそれぞれは、ゾーン復調器のうちの対応する１つによって処理され、それによって、搬送波ドップラーダイバーシティが、それぞれの送信機までの距離及び対応するパス遅延の推定値を取得するのに利用される。干渉耐性メッセージ同期が、巡回冗長検査（ＣＲＣ）支援技法によって行われる。複数の衝突メッセージが、復号化に成功したメッセージのデジタル再変調及びキャンセルによって検出される。

しかしながら、衛星ベースＡＩＳが直面している問題に対する上記解決策は、特に、ＡＩＳ受信機において受信されるＡＩＳメッセージ間に激しい干渉をもたらす大量のトラフィックが存在する場合、及び０の長いシーケンスを含むＡＩＳメッセージが存在する場合では、パケットエラーレート（ＰＥＲ）及びビットエラーレート（ＢＥＲ）に関する改善が必要であることが分かる。後者の状況は、通常、送信する艦艇の緯度及び／又は経度が０度に近い場合、すなわち、赤道及び／又は０メジアンに近い場合、例えば、ギニア湾において起こる。

欧州特許出願公開第２３１５３６６号

本発明の目的は、上記で論述した従来技術の限界を克服することである。本発明の別の目的は、干渉が存在する状況において、ＰＥＲ及びＢＥＲに関して衛星ベースＡＩＳシステムにおける受信機の性能を改善することである。本発明の更に別の目的は、経度及び高度が０度に近い場合に、ＰＥＲ及びＢＥＲに関して衛星ベースＡＩＳシステムにおける受信機の性能を改善することである。

上記目的に鑑み、本発明は、それぞれの独立請求項の特徴を有する、連続位相変調よって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する方法、及び連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する受信機を提案する。本発明の好ましい実施形態は、従属請求項に記載されている。

本発明の一態様によれば、連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する方法が、前記受信信号から生成されたサンプルシーケンスを正規化して、正規化されたサンプルシーケンスを取得するステップであって、前記正規化されたサンプルシーケンスの各サンプルの振幅は１に等しい絶対値（すなわち、大きさ）を有する、ステップと、前記正規化されたサンプルシーケンスに基づいて、前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定し、該推定された時間オフセット及び該推定された周波数オフセットを、前記正規化されたサンプルシーケンスの前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを補償することに用いて、補償されたサンプルシーケンスを取得するステップと、前記補償されたサンプルシーケンスに基づいて、前記送信シンボル
シーケンスに対応するシンボルシーケンスを求めるステップとを含む。前記方法は、前記サンプルシーケンスを前記受信信号から生成するステップを更に含むことができる。

上記方法は、特許文献１に開示された従来技術のＡＩＳ受信機の各ゾーン復調器に適用することができる。本発明者らが見出したように、サンプルを１に正規化するステップを導入した結果、大量のトラフィックが存在する場合（すなわち、強い干渉が存在する場合）においてＰＥＲ及びＢＥＲに関して性能が大幅に増大する。直観に反し、信号の復調にこの追加のステップを導入した結果、性能及び効率が全体的に改善される。すなわち、上記悪化させる状況がない場合の性能のいかなる低下も、これらの状況が存在する場合の性能の大幅な増大によってバランスされたものよりも大きい。その上、サンプルを１の絶対値に制限することによって、その後の処理ステップの全体的な計算負担が低減され、その結果、処理効率が全体的に向上し、及び／又はＡＩＳ受信機の前置検出ステージ、検出ステージ及び／又は後処理ステージにおいて僅かに効率が低いプロセスがあっても、より効果的に実施する余裕が与えられる。

好ましくは、前記時間オフセットの前記推定値及び前記周波数オフセットの前記推定値は、フィードフォワードアルゴリズムに入力されたサンプルシーケンスの自己相関を行うことを含む該アルゴリズムによって求められる。更に好ましくは、前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、前記正規化されたサンプルシーケンスをローパスフィルターによってフィルタリングして、フィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、前記フィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求めることと、前記フィルタリングされたサンプルシーケンス又は前記正規化されたサンプルシーケンスから得られた第１のサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて、前記周波数オフセットの前記推定値を求めることと、前記時間オフセットに関して訂正を行うために、前記時間オフセットの前記推定値に基づいて、前記正規化されたサンプルシーケンス又は該正規化されたサンプルシーケンスから得られた第２のサンプルシーケンスを補間することと、前記周波数オフセットの前記推定値を用いて、前記正規化されたサンプルシーケンス又は該正規化されたサンプルシーケンスから得られた第３のサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得することとを伴う。

これによって、時間オフセット及び周波数オフセットの信頼性がありかつ正確な推定値を求めることができ、受信信号又は受信信号から得られたサンプルシーケンスは、当該受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットの影響の補償を受けることができる。その点に関して、時間オフセットは、受信機の固定タイムフレーム（例えば、ＧＰＳによって提供されるタイムフレーム）に対する受信信号のそれぞれのパケットの最初のビットのオフセットに対応し、周波数オフセットは、信号が送信されたそれぞれの搬送波周波数からの受信信号の実際の周波数のオフセット（衛星ベースＡＩＳでは、周波数オフセットはドップラーシフトに起因している）に対応する。補償の後、サンプルシーケンスは、パケット検出（パケット復号化）を受けることができ、このパケット検出の信頼性は、時間オフセット及び周波数オフセットの求められた信頼性がありかつ正確な推定値にアクセスすることによって高められる。ここで、時間オフセット及び周波数オフセットの推定値がより正確であるほど、その結果のＢＥＲは（及びこれに対応して、ＰＥＲも）より低くなる。

前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することが、第１のローパスフィルターによって前記正規化されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求めることと、前記第１の結果に基づいて、前記周波数
オフセットの第１の推定値を求めることと、前記周波数オフセットの前記第１の推定値を用いて前記正規化されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第１の補償されたサンプルシーケンスを取得することとを伴う場合、特定の利点が得られる。前記周波数オフセットの前記第１の推定値を求めることは、前記時間オフセットの前記推定値に更に基づくことができる。好ましくは、前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、第２のローパスフィルターによって前記第１の補償されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、前記第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて、前記周波数オフセットの第２の推定値を求めることと、前記周波数オフセットの前記第２の推定値を用いて前記第１の補償されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第２の補償されたサンプルシーケンスを取得することと、前記時間オフセットの前記推定値に基づいて前記第２の補償されたサンプルシーケンスを補間して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得することとを更に含む。前記周波数オフセットの前記第２の推定値を求めることは、前記時間オフセットの前記推定値に更に基づくことができる。

したがって、本発明による前置検出同期ステージ（すなわち、時間オフセット及び周波数オフセットの推定と、信号又はサンプルシーケンスの適切な補償の実行とを担当するステージ）は、周波数オフセット推定の２つのステージを含む。周波数オフセット推定の第２のステージは、周波数オフセット推定の第１のステージによって求められた第１の推定値に基づいて周波数オフセットの影響を補償されたサンプルシーケンスに対して操作を行い、このため、周波数オフセットのより正確な推定値を提供することができる。その点に関して、周波数オフセット推定の第１のステージ及び第２のステージを適用することは、特に効率的である。なぜならば、これらのステージは、１の絶対値を有するサンプルのみを含む正規化されたサンプルシーケンスに適用されるからである。特に、フィルタリング及び自己相関において、性能の大幅な向上が正規化によって達成される。結論から述べると、サンプルシーケンスを正規化するステップと、２ステージプロセスにおいて周波数オフセットを推定するステップとを提供する本発明の組み合わせは、周波数推定の結果得られた推定値の全体的な性能及び精度の双方に関して有利である。この点に関して、本発明の方法は、バイアスされた周波数推定値を回避することにおいて特に効率的であることが判明した。

代替的に、前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、第１のローパスフィルターによって前記正規化されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求めることと、前記時間オフセットの前記推定値に基づいて前記正規化されたサンプルシーケンスを補間して、補間されたサンプルシーケンスを取得することとを伴うことができる。前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、第２のローパスフィルターによって前記補間されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、前記第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスをダウンサンプリングして、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを取得することと、前記第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて、前記周波数オフセットの第１の推定値を求めることと、前記周波数オフセットの前記第１の推定値を用いて前記補間されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第１の補償されたサンプルシーケンスを取得することとを更に伴うことができる。前記周波数オフセットの前記第１の推定値を求めることは、前記時間オフセットの前記推定値に更に基づくことができる。

上記に加えて、前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、第３のローパスフィルターによって前記第１の補償されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、前記第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第３の結果に基づいて、前記周波数オフセットの第２の推定値を求めることと、前記周波数オフセットの前記第２の推定値を用いて前記第１の補償されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得することとを更に伴うことができる。前記周波数オフセットの前記第２の推定値を求めることは、前記時間オフセットの前記推定値に更に基づくことができる。前記第１の結果は、第１の自己相関アルゴリズムを前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得することができ、前記第２の結果は、第１の自己相関アルゴリズムを前記ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得することができる。好ましい代替形態として、前記第１の結果は、第１の自己相関アルゴリズムを前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得され、前記第２の結果は、前記第１の自己相関アルゴリズムと異なる第２の自己相関アルゴリズムを前記第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得される。好ましくは、前記第３の結果は、前記第１の自己相関アルゴリズムを前記第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得される。

本発明によれば、同じ自己相関アルゴリズムを第１の自己相関アルゴリズム及び第２の自己相関アルゴリズムとして用いることもできるし、それぞれ異なるアルゴリズムを用いることもできる。しかしながら、特定の利点は、それぞれ異なるアルゴリズムを用いることから得られることが分かっている。したがって、例えば、周波数オフセットの第１の粗い（かつ時間効率の良い）推定を、第１のアルゴリズムを用いて実行することができ、周波数オフセットの精密な推定を、その後、求めることができる。本発明者らが見出したように、周波数オフセットの精密な推定の２つのステージを有する場合と比較した周波数オフセットの推定値の全体的な精度の低下は最小である一方、この方策は、時間及び計算労力の双方に関して性能及び効率を大幅に高め、受信信号を復調する対応する受信機の全体的な複雑度を低減する。

代替形態として、上記において、前記第１の結果は、第１の自己相関アルゴリズムを前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得することができ、前記第２の結果は、前記第１の自己相関アルゴリズムと異なる第２の自己相関アルゴリズムを前記ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得することができ、前記第１の補償されたサンプルシーケンスは、前記補償されたサンプルシーケンスとすることができる。

第２の自己相関アルゴリズムの適切な選択によって、必要な場合には、周波数オフセットの非常に高速な推定を取得することができる。

前記シンボルシーケンスを求める前記ステップにおいて、前記求められたシンボルのそれぞれは、対応する前記送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルである場合、特定の利点が得られる。

本発明の別の態様によれば、連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する方法は、前記受信信号から生成されたサンプルシーケンスに基づいて、前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定し、該推定された時間オフセット及び該推定された周波数オフセットを、前記サンプルシーケンスの前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを補償することに用いて、補償されたサンプルシーケンスを取得するステップと、前記補償されたサンプルシーケンスに基づいて、前記
送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスを求めるステップであって、該求められたシンボルのそれぞれは、対応する前記送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルである、ステップとを含む。前記方法は、前記サンプルシーケンスを前記受信信号から生成するステップを更に含むことができる。

したがって、本発明の方法は、検出ステージにおいて軟入力軟出力（ＳＩＳＯ）アルゴリズムを用いる。従来技術において行われるように、全体として、送信シーケンスに対応する確率が最も高いビット（シンボル）のシーケンスを出力する代わりに、ここでは、確率（尤度）基づく決定がシンボルごとに別々に行われる。これは、パケット間に干渉がある場合に特に有利である。パケット間に干渉がある場合、従来技術では、パケットが正しく復号化されない場合がある。これとは対照的に、本発明によれば、復号化されたパケット又はサンプルシーケンスが正しくないと判明した場合、正しいパケット又はシーケンスを取得するために、個々のシンボル又はシンボルペアを検討する後処理技法を適用することができる。明らかに、そのような後処理技法は、復号化されたパケット又はシーケンスが全体として扱われる従来技術では可能ではない。

求められたシンボルごとに、該求められたシンボルが前記対応する送信シンボルと同一である確率を求めることが更に提案される。

上記に示したように、個々のシンボルが正しい確率（尤度）の知識を有することによって、誤って復号化されたパケットを訂正する非常に効率的な後処理技法の適用が可能になる。例えば、一般によくあるように、パケットの少数のシンボルしか誤っていない場合、それらの誤ったシンボルは、個々の確率を参照して、最も低い確率を有するシンボルを識別することによって識別することができる。したがって、誤ったシンボルは、訂正することができる可能性があり、それによって、正しく復号化されたパケットが効率的に取得される。

本方法が、前記求められたシンボルシーケンスからパケットを生成することと、前記パケットのチェックサムを計算することと、前記チェックサムが、前記パケットが正しく復号化されていないことを示す場合、前記パケット内のシンボルペアを反転することであって、該シンボルペアの前記２つのシンボルは、更なるシンボルによって分離されていることとを更に含む場合、更なる利点が得られる。

復号化されたパケットのシンボルの確率（尤度）が準備されていると、誤って復号化されたパケット内の誤っている可能性が最も高いシンボルを求めることができる。これらのシンボルの値を変更（反転）することによって、正しいパケット又はシーケンスを取得することができる可能性がある。本発明者らが認識しているように、復号化されたパケット内のエラーは、更なるシンボルによって分離されたシンボル対（ペア）、すなわち、「ｐ１｜ｘ｜ｐ２」のペアにほぼ常時発生する。ここで、「ｐ１」及び「ｐ２」は、上記ペアのシンボルであり、必ずしも同一ではなく、「ｘ」は、このペアのシンボルを分離する更なるシンボルを示す。その場合、そのようなペアのシンボルを同時に反転することによって、正しいパケットを取得することができる可能性がある。

好ましくは、本方法は、正しく復号化されていないと判断された前記パケットにおいて、前記対応する送信シンボルと同一である確率が最も低い第１のシンボルペアを求めることと、前記求められた第１のシンボルペアの前記シンボルを反転することとを更に含む。更に好ましい代替形態として、本方法は、正しく復号化されていないと判断された前記パケットにおいて、前記対応する送信シンボルと同一である確率が最も低い第１のシンボルペアと、前記対応する送信シンボルと同一である確率が次に最も低い第２のシンボルペアとを求めることと、結果として得られるパケットのチェックサムが、該結果として得られ
るパケットが正しく復号化されたことを示すまで、必ずしもこの順序とは限らないが、前記第１のペアの前記シンボルのみを反転し、前記第２のペアの前記シンボルのみを反転し、前記第１のペア及び前記第２のペアの前記シンボルを同時に反転することとを更に含む。また更に好ましい代替形態として、本方法は、正しく復号化されていないと判断された前記パケットについて、エラーシーケンスを、前記チェックサムと、チェックサム値とエラーシーケンスとの関係を示す事前に記憶されたテーブルとに基づいて求めることと、前記パケット内において、前記エラーシーケンスによって示された位置に位置するシンボルペアを反転することとを含む。

通常、パケット当たりの少数（すなわち、１つ又は２つ）のシンボルペアのみが正しくなく、そのため、上記方法によって、正しく復号化されたパケットに非常に効率的に到達することが可能になる。本発明者らが更に見出したように、正しくないパケットのチェックサムは、エラーパターンを示す。このエラーパターンは、正しくないシンボルペア（複数の場合もある）のロケーションを示す。エラーシーケンスによって示されたシンボルペア（複数の場合もある）を反転することによって、後処理の効率を更に高めることができる。

本発明の方法において、前記サンプルシーケンスは、送信シンボル当たり第１の比率のサンプルを有することができ、前記方法は、前記補償されたサンプルシーケンスをダウンサンプリングして、ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを取得することであって、該ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスは、前記第１の比率のサンプルよりも少ない送信シンボル当たり第２の比率のサンプルを有することと、前記ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに基づいて、前記送信シンボルシーケンスに対応する前記シンボルシーケンスを求めることとを更に含むことができる。好ましくは、前記第１の比率は３以上であり、前記第２の比率は１である。

これによって、復号化ステージの効率を向上させることができると同時に、時間オフセット及び周波数オフセットの双方の推定の精度が高められる。送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスを求めることにシンボル当たりより少数のサンプルを用いることによって、本方法及び対応する受信機の複雑度が低減される一方、これまでと同様に最適な検出を実行することができる。

前記方法は、正しく復号化されたシンボルのパケットを識別することと、前記シンボルシーケンスから、前記正しく復号化されたパケットから再構成された再構成シンボルシーケンスを差し引くことによって、前記正しく復号化されたパケットを前記シンボルシーケンスからキャンセルして、干渉がキャンセルされたシンボルシーケンスを取得することと、上述のステップを、前記干渉がキャンセルされたシンボルシーケンスについて繰り返すこととを更に含むことが更に提案される。

衛星ベースＡＩＳの場合、個々の送信機からのメッセージは、受信機の内部タイムフレーム（例えば、ＧＰＳによって提供される）と同期がずれて受信機に到着し、その上、互いに重なり合う（すなわち、干渉する）場合がある。しかしながら、所与の時間区間の間の１つ又は複数のパケットが復号化に成功した場合、これらのパケットは、この所与の時間区間において受信信号又は受信信号から生成されたサンプルシーケンスから差し引くことができる。それによって、復号化に成功したこれらのパケットによる干渉は、受信信号又は受信信号から生成されたサンプルシーケンスからキャンセルされ、干渉に起因して以前に復号化が失敗していた（又は復号化が試みられていない）更なるパケットを今度は復号化することができる。このため、この方策によって、特に衛星ベースＡＩＳの場合に生じる、それぞれ異なる送信機のパケット間に干渉がある場合に、復号化に成功するパケットの比率が高まる。

本方法が、シンボルのパケットの復号化が失敗した場合に、それぞれの前記パケットが受信された受信タイミングを求めることと、前記受信タイミングにおいて信号を受信した可能性がある前記視野を求めることと、前記受信タイミングにおいて前記視野内にいた潜在的な送信機のリストを取得することと、前記潜在的な送信機のそれぞれについて、復号化が失敗した前記パケットのそれぞれの前記潜在的な送信機の識別子を前記パケットと相関させて相関値を取得することと、前記相関値が所定の閾値を越えている前記潜在的な送信機のそれぞれに関係した事前に取得されたデータを取得することと、前記事前に取得されたデータを用いて前記パケットを復号化することとを更に含む場合、更なる利点が得られる。

通常、誤って復号化されたことが判明し、後処理技法を用いて訂正することもできないパケットは廃棄される。しかしながら、これらのパケットは、利用可能なアプリオリな情報を考慮に入れると、復号化することができる可能性がある。通常の受信機は、いわゆるデータ支援復号化を実行する十分な計算リソースを所有していないが、正しくないパケットを、地上サイト等の十分な計算リソースを有するリモートサイトに送信することができる。以前に取得された情報から得ることができるか又は以前に取得された情報に対応する利用可能なアプリオリな情報を用いると、パケット復号化の信頼性、すなわち、所与のパケットが正しく復号化される機会を高めることができる。ＡＩＳの場合、アプリオリな情報は、ＡＩＳメッセージのそれぞれのフィールドに含まれる艦艇の海事モバイルサービス識別子（ＭＭＳＩ）の形態及び艦艇の予想位置の形態で利用可能である。

本発明の別の態様によれば、連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する受信機が、前記受信信号から生成されたサンプルシーケンスのサンプルを正規化して、正規化されたサンプルシーケンスを取得する正規化手段であって、前記正規化されたサンプルシーケンスの各サンプルの振幅は１に等しい絶対値を有する、正規化手段と、前記正規化されたサンプルシーケンスに基づいて、前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定し、該推定された時間オフセット及び該推定された周波数オフセットを、前記正規化されたサンプルシーケンスの前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを補償することに用いて、補償されたサンプルシーケンスを取得する推定手段と、前記補償されたサンプルシーケンスに基づいて、前記送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスを求める復号化手段とを備える。前記受信機は、前記受信信号に基づいて前記サンプルシーケンスを生成するサンプリング手段を更に備えることができる。

前記推定手段は、前記正規化されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第１のローパスフィルターと、前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求める時間オフセット推定手段と、前記第１の結果に基づいて前記周波数オフセットの第１の推定値を求める第１の周波数オフセット推定手段と、前記周波数オフセットの前記第１の推定値を用いて前記正規化されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第１の補償されたサンプルシーケンスを取得する第１の補償手段とを備える場合、特定の利点が得られる。前記第１の周波数オフセット推定手段は、前記時間オフセットの前記推定値に更に基づいて、前記周波数オフセットの前記第１の推定値を求めるように構成することができる。好ましくは、前記推定手段は、前記第１の補償されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第２のローパスフィルターと、前記第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて前記周波数オフセットの第２の推定値を求める第２の周波数オフセット推定手段と、前記周波数オフセットの前記第２の推定値を用いて前記第１の
補償されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第２の補償されたサンプルシーケンスを取得する第２の補償手段と、前記時間オフセットの前記推定値に基づいて前記第２の補償されたサンプルシーケンスを補間して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得する補間手段とを更に備える。前記第２の周波数オフセット推定手段は、前記時間オフセットの前記推定値に更に基づいて、前記周波数オフセットの前記第２の推定値を求めるように構成することができる。

代替的には、前記推定手段は、前記正規化されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第１のローパスフィルターと、前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求める時間オフセット推定手段と、前記時間オフセットの前記推定値に基づいて前記正規化されたサンプルシーケンスを補間して、補間されたサンプルシーケンスを取得する補間手段とを備えることができる。前記推定手段は、前記補間されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第２のローパスフィルターと、前記第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスをダウンサンプリングして、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを取得するダウンサンプリング手段と、前記第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて前記周波数オフセットの第１の推定値を求める第１の周波数オフセット推定手段と、前記周波数オフセットの前記第１の推定値を用いて前記補間されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第１の補償されたサンプルシーケンスを取得する第１の補償手段とを更に備えることができる。前記第１の周波数オフセット推定手段は、前記時間オフセットの前記推定値に更に基づいて、前記周波数オフセットの前記第１の推定値を求めるように構成することができる。

上記に加えて、前記推定手段は、前記第１の補償されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第３のローパスフィルターと、前記第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第３の結果に基づいて前記周波数オフセットの第２の推定値を求める第２の周波数オフセット推定手段と、前記周波数オフセットの前記第２の推定値を用いて前記第１の補償されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得する第２の補償手段とを更に備えることができる。前記第２の周波数オフセット推定手段は、前記時間オフセットの前記推定値に更に基づいて、前記周波数オフセットの前記第２の推定値を求めるように構成することができる。

好ましくは、前記復号化手段は、求められるシンボルのそれぞれが、対応する前記送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルとなるように、前記シンボルシーケンスを求めるよう構成されている。

本発明の更に別の態様によれば、連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する受信機は、前記受信信号から生成されたサンプルシーケンスに基づいて、前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定し、該推定された時間オフセット及び該推定された周波数オフセットを、前記サンプルシーケンスの前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを補償することに用いて、補償されたサンプルシーケンスを取得する推定手段と、前記補償されたサンプルシーケンスにから、前記送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスを求める復号化手段であって、該求められたシンボルのそれぞれは、対応する前記送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルである、復号化手段とを備える。前記受信機は、前記サンプルシーケンスを前記受信信号から生成するサンプリング手段を更に備えることができる。

好ましくは、前記復号化手段は、求められたシンボルごとに、該求められたシンボルが前記対応する送信シンボルと同一である確率を求めるように更に構成されている。

受信機が、前記求められたシンボルシーケンスからパケットを生成するパケット生成手段と、前記パケットのチェックサムを計算するチェックサム計算手段と、前記チェックサムが、前記パケットが正しく復号化されていないことを示している場合には、前記パケット内のシンボルペアを反転する反転手段であって、該シンボルペアの前記２つのシンボルは、更なるシンボルによって分離されている、反転手段とを更に備える場合も有利である。

好ましくは、受信機は、正しく復号化されていないと判断された前記パケット内の前記対応する送信シンボルと同一である確率が最も低い第１のシンボルペアを求める手段を更に備え、前記反転手段は、前記求められた第１のシンボルペアの前記シンボルを反転するように更に構成されている。代替的には、受信機は、正しく復号化されていないと判断された前記パケットにおいて、前記対応する送信シンボルと同一である確率が最も低い第１のシンボルペアと、前記対応する送信シンボルと同一である確率が次に最も低い第２のシンボルペアとを求める手段を備えることができ、前記反転手段は、結果として得られるパケットのチェックサムが、該結果として得られるパケットが正しく復号化されたことを示すまで、必ずしもこの順序とは限らないが、前記第１のペアの前記シンボルのみを反転し、前記第２のペアの前記シンボルのみを反転し、前記第１のペア及び前記第２のペアの前記シンボルを同時に反転するように構成されている。更なる代替形態として、受信機は、正しく復号化されていないと判断された前記パケットについて、エラーシーケンスを、前記チェックサムと、チェックサム値とエラーシーケンスとの関係を示す事前に記憶されたテーブルとに基づいて求める手段を備えることができ、前記反転手段は、前記パケット内において、前記エラーシーケンスによって示された位置に位置するシンボルペアを反転するように更に構成されている。

本発明は、前記サンプルシーケンスは、送信シンボル当たり第１の比率のサンプルを有し、前記受信機は、前記補償されたサンプルシーケンスをダウンサンプリングして、ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを取得するダウンサンプリング手段を更に備え、該ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスは、前記第１の比率のサンプルよりも少ない送信シンボル当たり第２の比率のサンプルを有し、前記復号化手段は、前記ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに基づいて、前記送信シンボルシーケンスに対応する前記シンボルシーケンスを求めるように構成されていることを更に提案する。好ましくは、前記第１の比率は３以上であり、前記第２の比率は１である。

受信機は、正しく復号化されたシンボルのパケットを識別する手段と、前記正しく復号化されたパケットから再構成された再構成シンボルシーケンスを前記サンプルシーケンスから差し引くことによって、前記正しく復号化されたパケットを前記シンボルシーケンスからキャンセルして、更なる復調処理に用いられる、干渉がキャンセルされたサンプルシーケンスを取得するキャンセル手段とを更に備えることができる。

従来技術による３つの一部重なり合ったサブバンドへのＡＩＳチャネルの分割を示す図である。 本発明の一実施形態による受信機の概略図である。 本発明の一実施形態による受信信号を復調するプロセスフローを示すフローチャートである。 本発明の一実施形態による受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定する図２の受信機における時間周波数推定器の概略図である。 図４の時間周波数推定器において受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定するプロセスフローを示すフローチャートである。 本発明の別の実施形態による受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定する図２の受信機における時間周波数推定器の概略図である。 図６の時間周波数推定器において受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定するプロセスフローを示すフローチャートである。 本発明の別の実施形態による受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定する図２の受信機における時間周波数推定器の概略図である。 図８の時間周波数推定器において受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定するプロセスフローを示すフローチャートである。 本発明の別の実施形態による受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定する図２の受信機における時間周波数推定器の概略図である。 図１０の時間周波数推定器において受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定するプロセスフローを示すフローチャートである。 本発明の一実施形態による復調された信号の後処理のプロセスフローを示すフローチャートである。 本発明の別の実施形態による復調された信号の後処理のプロセスフローを示すフローチャートである。 本発明の別の実施形態による復調された信号の後処理のプロセスフローを示すフローチャートである。 本発明の一実施形態による受信信号において干渉キャンセルを実行するプロセスフローを示すフローチャートである。 本発明の一実施形態による受信パケットのデータ支援復号化のプロセスフローを示すフローチャートである。 従来技術と比較した本発明の性能を示すグラフである。 データ支援復号化を有する本発明の方法及びデータ支援復号化を有しない本発明の方法の性能を示すグラフである。 データ支援復号化を有する本発明の方法及びデータ支援復号化を有しない本発明の方法の性能を示すグラフである。

以下において、添付の図面を参照して本発明の好ましい実施形態を説明する。図面において、同一のものは同一の参照符号によって示される。本発明は、説明される実施形態に限定されず、実施形態の説明される特徴及び態様は、本発明の更なる実施形態を形成するように変更又は結合することができることが理解される。

本発明は、連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する方法、及び連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する受信機に関する。本発明の方法は、特許文献１から知られている従来技術の受信機の各ゾーン復調器に有利に取り入れられる。

信号モデル及び表記
最初に、以下に提示する本発明の詳細な説明の基礎として、基本となる信号モデル及び表記法を提示する。

J. B. Anderson、T. Aulin、及びC.-E.W. Sundberg「Digital Phase Modulation」（New York: Plenum Press, 1986）（Anderson他）によると、ＣＰＭ信号の複素包絡線は、以下として記述することができる。
ここで、Ｅ_Ｓは情報シンボル当たりのエネルギーであり、Ｔはシンボル区間であり、ｈは変調インデックスであり、Ｎは送信情報シンボル数であり、
は情報シーケンスであり、ｑ（ｔ）は、以下の式となるように制約された位相パルスである。
Ｌは相関長である。一般に用いられる位相パルスの幾つかの例が、Anderson他に報告されている。

変調インデックスは、一般に、ｈ＝ｒ／ｐとして記述され（ここで、ｒ及びｐは互いに素な整数である）、情報シンボルはＭ項アルファベット｛±１，±３，．．．，±（Ｍ−１）｝に属し、Ｍは２の累乗である。この場合について、一般的な時間区間［ｎＴ，（ｎ＋１）Ｔ］におけるＣＰＭ信号は、シンボルα_ｎ、相関状態ω_ｎ及び位相状態φ_ｎによって完全に定義されることが、B. E. Rimoldi「A decomposition approach to CPM」（IEEE
Trans. Inform. Theory, vol. 34, pp. 260-270, March 1988）（Rimoldi）において証明されている。この文献では、相関状態ω_ｎは、以下の式によって与えられ、
位相状態φ_ｎは、以下の式のように再帰的に定義することができる。
ここで、［・］_２πは「モジュロ２π」演算子を示す。換言すれば、ＣＰＭ信号の複素包絡線は、以下の式として表すことができる。
（リモルディ（Rimoldi）分解）ここで、ｓ_Ｔ（ｔ−ｎＴ；α_ｎ，ω_ｎ）は、形状がシンボルα_ｎ及び相関状態ω_ｎにのみ依存し、検討対象のシンボル区間とは無関係である長さＴの信号のスライス（［ｎＴ，（ｎ＋１）Ｔ］にサポートを有する）である。（式１．４）における再帰の初期化については、以下の規約が採用される。

任意の所与の時間エポックｎにおいて、状態σ_ｎ＝（ω_ｎ，φ_ｎ）のｐＭ^Ｌ−１個の可能な値を有する有限状態機械によってＣＰＭ信号を記述することができるように、相関状態ω_ｎは、Ｍ^Ｌ−１個のそれぞれ異なる値を仮定することができる一方、位相状態φ_ｎは、ｐ個のそれぞれ異なる値を仮定することができる。位相状態φ_ｎによって仮定されるｐ個の値は、ｎが偶数であるとき、アルファベットＡ_ｅ＝｛２πｈｍ，ｍ＝０，１，．．．，ｐ−１｝に属する一方、ｎが奇数であるとき、アルファベットＡ_ｏ＝｛２πｈｍ＋πｈ，ｍ＝０，１，．．．，ｐ−１｝に属する（ｒが偶数であるとき、Ａ_ｏ及びＡ_ｅは一致する）。以下では、位相状態及び情報シンボルの整数表現
が採用される。ただし、
及び
である。整数
は、以下の式に従って再帰的に更新することができる。

U. Mengali及びM. Morelli「Decomposition of M-ary CPM signals into PAM waveforms」（IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 41, pp. 1265-1275, Sept. 1995）（Mengali他１９９５）によると、ＣＰＭ信号の複素包絡線（式１．１）は、ローラン（Laurent）分解に基づいて、以下の式として正確に表すことができる。
ここで、
は、線形変調されたパルス｛ｐ_ｋ（ｔ）｝の数であり、｛ａ_ｋ，ｎ｝は、いわゆる擬似シンボル（以下、単にシンボルと呼ぶ）である。変調パラメーター及び情報シンボル｛α_ｎ｝の関数としてのパルス｛ｐ_ｋ（ｔ）｝の数式及びシンボル｛ａ_ｋ，ｎ｝の数式は、Mengali他１９９５に見出すことができる。（式１．１１）の和を最初のＫ＜Ｆ個の項に切り捨てることによって、以下の近似式が得られる。

信号電力のほとんどは、主成分として示される最初のＭ−１個の成分、すなわち、０≦ｋ≦Ｍ−２のパルス｛ｐ_ｋ（ｔ）｝に関連付けられた成分に集中する。結果として、Ｋ＝Ｍ−１の値を（式１．１２）において用いて、近似品質と信号成分の数との間の非常に良好なトレードオフを得ることができる。これらの主成分のすばらしい特徴は、それらのシンボル
をα_ｎ及びａ_{０，ｎ−１}のみの関数として表すことができるということである。

K. Murota、K. Hirade「GMSK modulation for digital mobile radio telephony」（IEEE Trans. Commun., vol. 29, pp. 1044-1050, July 1981）（Ｍurota他）に記載されているＧＭＳＫ変調フォーマットは、変調インデックスｈ＝１／２と、Ｍurota他に数学的に記載されている位相パルスとを有するバイナリーＣＰＭである（したがって、Ｍ＝２、α_ｎ∈｛±１｝、及びＥ_Ｓ＝Ｅ_ｂであり、ここで、Ｅ_ｂは情報ビット当たりのエネルギーである）。この位相パルスの派生物（derivative）は、適切な−３ｄＢの帯域幅Ｂのガウスフィルターを用いて長さＴの方形パルスをフィルタリングすることによって取得することができる。ＡＩＳの場合、シンボルレートに正規化されたＢの値は、ＢＴ＝０．４÷０．５である。ユニタリー振幅ＧＭＳＫ信号の場合の位相パルスの実例については、Ｍurota他を参照されたい。この場合、相関長は、原理的には制限がないが、Ｌ＝２÷３を前提とすることができ、本発明者らによって行われたシミュレーションでは、Ｌ＝３の場合とＬ＝２の場合との間で顕著な相違がないことが示されている。好ましくは、Ｌ＝３が、本発明に関して選ばれる。

次に、ＧＭＳＫ信号のローラン表現を考える。この場合、Ｍ−１＝１個の主成分しかなく、（式１．１２）は以下の式に変わる。
この表記を簡略化するために、以下では、次の定義が用いられる。

主要パルスｐ（ｔ）は、Mengali他(1995)に従って計算され、Mengali他(1995)に更に従って、シンボルａ_ｎは、以下のように再帰的に計算することができ、
以下の式を介して位相状態φ_ｎに関係付けられる。

基本となる信号モデル及びこの信号モデルに関係した表記のこの短い導入の後、次に、本発明のデジタル受信機の実施態様、アーキテクチャ及び動作を説明する。

本発明の受信機のアーキテクチャ
以下では、数学的な導出の便宜上、大部分において、連続時間信号が利用可能であることが仮定されているが、必要とされているのは、本発明の受信機のデジタルの実施態様である。受信信号から十分な統計量を抽出する可能な方法は、H. Meyr、M. Oerder、A. Polydoros「On sampling rate, analog prefiltering, and sufficient statistics for digital receivers」（IEEE Trans. Commun., vol. 42, pp. 3208-3214, Dec. 1994）に開示された技法によるものである。

受信信号内の有用な信号成分は帯域制限され（ただし、これは、スペクトルが無限のサポートを有するＣＰＭ信号の場合には厳密には当てはまらない）、帯域幅はη／２Ｔよりも低いことが更に仮定される。ここで、ηは適切な整数である。受信信号の複素包絡線は、有用な信号を変更することなく残すとともにη／２Ｔの周囲に残留対称性（vestigial symmetry）を有するアナログローパスフィルターによって前置フィルタリングされる。十分な統計量は、アナログ前置フィルターの後、シンボル区間当たりη個のサンプルを信号から抽出することによって取得することができ、加えて、アナログ前置フィルターの残留対称性に関する条件によって、雑音サンプルが平均０及び分散２Ｎ_０η／Ｔを有する独立同一分布の複素ガウス確率変数であることが保証される。２Ｎ_０は、雑音複素包絡線のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）である。

ＧＭＳＫ信号の適度なパワースペクトル密度及び許容することができる最大周波数不確実性を考慮すると、ビット区間辺りη＝３個のサンプルが十分であり、以下では、このサンプル数が、一般性を失うことなく考慮される。

次に、図２を参照して、本発明によるデジタル受信機２００の一実施態様を説明する。本発明の受信機の全体的なアーキテクチャは、特許文献１に開示された従来技術の受信機のアーキテクチャに対応しているが、本発明の受信機２００のゾーン復調器２１０、２３０、２５０は、従来技術の受信機のものとは異なる。

ＶＨＦアンテナから受信された信号は、最初に、アナログフロントエンドとＡ／Ｄ変換器とを備えるフロントエンドユニット２０１（サンプリング手段）によって処理される。その結果の離散時間信号（すなわち、サンプルシーケンス）は、３つのゾーン復調器２１０、２３０、２５０のそれぞれについての周波数シフト手段２０２、２０３によって周波数が適切にシフトされ、各結果の信号は、それぞれのゾーン復調器に送信される。代替的に、並列実施の代わりに、同じゾーン復調器を再利用して、ハードウェア複雑度を低減することができる。しかしながら、この場合、明らかに、レイテンシーは増加する。３つのゾーン復調器２１０、２３０、２５０の出力信号はともに、復調されたＡＩＳメッセージを取得及び出力するメッセージパーサー２０４に運ばれる。

上記に示したように、ドップラースプレッドの結果から得られる周波数ダイバーシティを利用するために、本発明の受信機２００は、３つのゾーン復調器２１０、２３０、２５０からなり、これらのゾーン復調器のそれぞれは、ＡＩＳチャネルの１つのスライスのみを処理し、そのスライス内で目標性能を達成するように特に設計されている。周波数推定器２３２の推定範囲は±０．２１／Ｔよりも僅かに小さいので、±４ｋＨｚの最大ドップ
ラーシフトと、±１．８ｋＨｚの送信発振器及び受信発振器の最大周波数不確実性とに起因して周波数不確実性の最大値が±５．８ｋＨｚ＝±０．６０４／Ｔであることを考慮に入れると、ゾーン復調器の中心周波数を公称周波数、公称周波数＋０．４／Ｔ及び公称周波数−０．４／Ｔにそれぞれ置くことが提案される。ＡＩＳチャネルのこのスライス化は、図１に示されている。一方、３つのゾーン復調器２１０、２３０、２５０は、それぞれ異なる周波数の信号を復調するように構成されているにもかかわらず、それらの基本となるアーキテクチャは非常に類似している。

受信機２００に備えられた３つのゾーン復調器２１０、２３０、２５０のそれぞれは、適切に相互接続された３つの主なサブブロックからなる。例示として、以下では、シフトされていない信号が供給されるゾーン復調器２３０のアーキテクチャを説明する。このゾーン復調器２３０は、前置検出同期ユニット２３１、２３２、整合フィルター２３３、２３４（ダウンサンプリング手段）、検出ユニット２３５（復号化手段）、及び後置検出同期ユニット２３７〜２４３を備える。

前置検出同期ユニットは、検出前に補償する必要がある全てのチャネルパラメーターの予備推定を実行する。これらの推定値の精度は、補償されていないエラーに対する検出アルゴリズムの感度よりも高くなければならない。前置検出同期ユニットは、リミッター２３１（正規化手段）及びタイミング周波数推定器２３２（推定手段）を備える。リミッター２３１は、受信サンプルｒ_ｎ（複素数値サンプル）のシーケンスに適用され、複素サンプルのそれぞれの大きさを１に制限する。換言すれば、リミッター２３１は、ｒ_ｎ’＝ｒ_ｎ／｜ｒ_ｎ｜’によって定義される正規化されたサンプルｒ_ｎ’のシーケンスを生成する。すなわち、リミッター２３１は、各サンプルｒ_ｎをそのそれぞれの絶対値｜ｒ_ｎ｜によって除算することによって正規化されたサンプルｒ_ｎ’のシーケンスを生成する。

正規化されたサンプルのシーケンスは、受信信号の時間オフセット（タイミングオフセット）及び周波数オフセットを推定するタイミング周波数推定器２３２に供給される。その点に関して、時間オフセットは、所与のタイムフレームに対する相対的なオフセットであり、この所与のタイムフレーム（例えば、ＧＰＳによって提供される受信機のタイムフレーム）に対する受信信号のそれぞれのパケットの最初のビットのオフセットに対応し、周波数オフセットは、所与の周波数に対する相対的なオフセットであり、ＡＩＳのそれぞれの搬送波周波数に対する受信信号の周波数間のオフセットに対応する。衛星ベースＡＩＳの場合、周波数オフセットはドップラーシフトに起因している。タイミング周波数推定器２３２は、Ｌ_０個のシンボルのウィンドウ上で機能し、シンボル当たりη＝３つのサンプルを用いる。時間オフセット及び周波数オフセットの推定値は、正規化されたサンプルシーケンスの上記オフセットを補償（補正）する、すなわち、正規化されたサンプルシーケンスを時間及び周波数においてシフトすることによってこれらのオフセットの影響を補償するのに用いられる。その結果、タイミング周波数推定器２３２は、時間オフセットの推定値
と、補償（補正）されたサンプルシーケンスとを出力する。前置検出同期ユニットに関する、より詳細な内容は以下で提供される。

タイミング周波数推定器２３２における周波数及びタイミングの推定及び補償の後、受信信号は、ローラン分解の主要パルスに整合された整合フィルター（オーバーサンプルドフィルター）２３３、２３４によってフィルタリングされる。シンボル区間当たり１つのサンプルが、ダウンサンプリングの過程で、タイミング周波数推定器２３２によって提供された時間オフセットの推定値
に関する情報を用いる整合フィルター２３３、２３４の出力に保持される。整合フィルター２３３、２３４によって出力されたサンプルシーケンス（ダウンサンプリングされたサンプルシーケンス）は、検出ユニット２３５に供給される。

検出ユニット２３５は、入力されたサンプルシーケンスに対応するパケットを検出（復号化）する。検出ユニット２３５及びその動作に関するより詳細な内容は以下で提供される。

後置検出同期ユニットは、検出された信号（すなわち、検出されたパケット）の再構成及びキャンセルに必要とされるチャネルパラメーターの精密な推定を実行する。一般に、この推定精度は、前置検出同期ユニットの推定精度よりも高くなければならない。後置検出同期ユニットは、周波数推定器２３７、信号再構成器２３８、第１の補償器２３９、２次補間器２４０、位相振幅推定器２４１、第２の補償器２４２、及び減算器２４３を備える。

周波数推定器２３７では、より精緻な、周波数オフセットの推定値が求められる。信号再構成ユニット２３８は、実際には、離散時間ＣＰＭ変調器であり、その後に、２次補間器２４０が続く。この２次補間器は、前置検出ステージにおいて実行されたタイミング推定を考慮に入れて、再構成された信号及び受信サンプルの位置合わせを試みる。離散時間ＣＰＭ変調器２３８は、各対（α_ｎ，φ_ｎ）について３つのサンプルを生成しなければならないので（相関状態はＧＭＳＫの場合には存在せず、位相状態φ_ｎは２つの値をとる）、ルックアップテーブルを通じて好都合に実施することができる。第１の補償器２３９では、再構成された信号は、２次補間器２４０への入力前に、周波数オフセットのより精緻な推定値に基づいて受信信号の周波数オフセットの影響を補償される。位相振幅推定器２４１では、受信信号の位相及び全体的な振幅が求められ、２次補間器２４０の出力は、第２の補償器２４２において、位相振幅推定器２４１によって求められた受信信号の位相及び振幅を補償される（すなわち、受信信号の位相及び振幅を整合させるために補償される）。

第２の補償器２４２の出力は、減算器２４３へ入力される。この減算器では、正しく復号化されたパケットを受信信号からキャンセルし、それによって、これらのパケットによる干渉をキャンセルするために、処理済みの再構成された信号（すなわち、再構成されたサンプルシーケンス）が受信信号（すなわち、受信信号から得られたサンプルのシーケンス）から差し引かれる。後置検出同期ユニットに関するより詳細な内容は以下で提供される。

最後に、メッセージの先頭の１２８個の可能な位置のＣＲＣを計算することによって、フレーム同期が実行される。正確な位置が見つかったとき、ＣＲＣが検証され、探索が停止し、復号化に成功したメッセージは、メッセージパーサーブロック２０４に渡される。このメッセージパーサーブロックは、複製されたメッセージを廃棄する機能と、検出に成功したメッセージを各ゾーン復調器２１０、２３０、２５０の信号再構成器に渡す機能とを有する。

次に、受信機２００の動作、すなわち、連続位相変調によって変調された送信シンボルのシーケンスに関係した受信信号を復調する手順を、図３のフローチャートを参照して説明する。

ステップＳ３０１において、サンプルｒ_ｎのシーケンスが受信信号から生成される。このステップは、フロントエンドユニット２０１において実行され、フロントエンドユニットは、この意味で、サンプリング手段として動作する。

ステップＳ３０２において、サンプルシーケンスのサンプルｒ_ｎが正規化され、それによって、正規化されたサンプルｒ_ｎ’のシーケンスが取得される。正規化の後、正規化されたサンプルシーケンスの各サンプルの振幅は、１に等しい絶対値、すなわち、｜ｒ_ｎ’｜＝１又は
を有する。正規化されたサンプルｒ_ｎ’は、ｒ_ｎ’＝ｒ_ｎ／｜ｒ_ｎ｜を介して取得される。このステップは、リミッター２３１において実行され、リミッターは、この意味で、正規化手段として動作する。

ステップＳ３０３において、受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットが、正規化されたサンプルシーケンスに基づいて推定される。さらに、ステップＳ３０４において、推定された時間オフセット及び推定された周波数オフセットが、正規化されたサンプルシーケンスの時間オフセット及び周波数オフセットを補償（補正）し、それによって、補償されたサンプルシーケンスを取得することに用いられる。ステップＳ３０３及びＳ３０４の双方は、タイミング周波数推定器２３２において実行され、タイミング周波数推定器は、この点で、推定手段として動作する。

ステップＳ３０５において、送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスが、補償されたサンプルシーケンスに基づいて求められる。このステップは、検出ユニット２３５において実行され、検出ユニットは、この意味で、復調手段として動作する。

以下では、上記３つのユニット及び受信機２００の主要なコンポーネントにおける動作をより詳細に説明する。

前置検出ステージ
最初に、前置検出同期ユニット及びその動作を説明する。この第１の同期ステージの目的は、非データ支援（ＮＤＡ）モード（送信シーケンス内の既知のシンボルの数が非常に少ないので、データ支援解決策が存立可能であるように見えない）で、受信信号に影響を与える周波数オフセットＦ及びタイミングオフセットτを推定し、補償することである。

受信信号の複素包絡線ｒ（ｔ）は、以下の式によってモデル化することができる。
ここで、雑音複素包絡線をモデル化する定振幅Ａ、定位相オフセットθ、及び加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）プロセスｗ（ｔ）も考慮されている。受信機の設計の本ステージでは干渉を無視することができるので、いずれの干渉するユーザーも（式３．１）に含まれていないことに留意すべきである。他方、受信機の性能に対する干渉体の影響は、広範囲にわたるコンピューターシミュレーションによって評価することができる。本発明の前置検出同期ステージは、受信信号の位相オフセットθの回復を試みないことを更に指摘しておく。なぜならば、以下で説明する検出ユニット２３５は、このオフセットを許容することができるからである。

本発明者らによって確認されたように、干渉が存在する状況では、受信機の性能改善は
、事前に検出された信号のキャンセル後のサンプルｒ_ｎが単位振幅に正規化されるときに得ることができる。この正規化は、受信サンプルに適用されるリミッター２３１によって実行される。干渉が存在する状況におけるそのような変換の利点の方が、干渉が存在しない状況をもたらし得る性能劣化よりもはるかに重要であることが判明している。

本発明に関して、前置検出同期ユニットが備えるタイミング周波数推定器２３２の４つのそれぞれ異なる代替の実施態様を提案する。これらの代替の実施態様は、当該実施態様のうちの幾つかの性能に大きなバイアスを生み出す長いゼロのシーケンスがデータフィールドに存在しない限り、同様の性能を有することが分かるが、それぞれ異なる複雑度を有する。これらの実施態様のうちの３つについては、推定範囲を低減する周波数推定のバイアス問題を回避するのに周波数推定の２つのインスタンスが必要とされる一方、これらの実施態様のうちの１つについては、周波数推定の第２のインスタンスが必要ではない。

４つの全ての実施態様によれば、時間オフセットの推定値及び周波数オフセットの推定値は、フィードフォワードアルゴリズムによって求められる。このアルゴリズムは、当該アルゴリズムに入力されるサンプルシーケンスの自己相関を行うことを含む。このアルゴリズムでは、リミッター２３１によって出力された、正規化されたサンプルシーケンスがローパスフィルターによってフィルタリングされて、フィルタリングされたサンプルシーケンスが取得され、時間オフセットの推定値は、フィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて求められ、周波数オフセットの推定値は、フィルタリングされたサンプルシーケンス又は正規化されたサンプルシーケンスから得られた第１のサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて求められる。その後、正規化されたサンプルシーケンス又は正規化されたサンプルシーケンスから得られた第２のサンプルシーケンスは、時間オフセットの推定値に基づいて補間され、正規化されたサンプルシーケンス又は正規化されたサンプルシーケンスから得られた第３のサンプルシーケンスは、周波数オフセットの推定値を用いて周波数オフセットを補償されて、補償されたサンプルシーケンスが取得される。周波数オフセットの推定値を求めることは、時間オフセットの推定値に更に基づくことができる。

次に、タイミング周波数推定器２３２の４つの実施態様４００、６００、８００、１０００及びそれらのそれぞれの動作を、図４〜図１０を参照してより詳細に説明する。

タイミング周波数推定器２３２の第１の実施態様４００は、図４のブロック図に示されている。第１の実施態様４００の動作は、図５のフローチャートに示されている。

第１の実施態様４００によれば、タイミング周波数推定器は、第１のローパスフィルター４０１、タイミング推定器４０２（時間オフセット推定手段）、第１の周波数推定器４０３（第１の周波数推定手段）、第２のローパスフィルター４０５、第２の周波数推定器４０６（第２の周波数推定手段）、第１の補償器４０４及び第２の補償器４０７（第１の補償手段及び第２の補償手段）、並びに２次補間器である補間器４０８（補間手段）を備える。

第１の実施態様４００は、M. Morelli及びU. Mengali「Joint frequency and timing recovery for MSK-type modulation」（IEEE Trans. Commun., vol. 47, pp. 938-946, June 1999）に提案されている同期アルゴリズム（メンガリ・モレリ（Mengali-Morelli）アルゴリズム）に概ね基づいている。リミッター２３１の後、受信及び正規化されたサンプル｛ｒ_ｎ｝（表記を簡略化するために、正規化されたサンプルを示すプライム符号を以下では除去する）は、限られた数の係数を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルターを通じて実施される第１のローパスフィルター４０１によってフィルタリングされる。こ
のフィルターは、同期アルゴリズムの設計パラメーターである帯域幅Ｂ_ＬＰを有する。Ｌ_０シグナリング区間に対応するｎ＝０〜ｎ＝ηＬ_０−１でインデックス付けされるフィルタリングされたサンプル（第１のフィルタリングされたサンプルシーケンス）を｛ｚ_ｎ｝で示すことにする（Ｌ_０＝１２８は、ＡＩＳの１チャネル及び２チャネルにおけるパケットのように、長さ２２４ビットのパケットが検討されているときのＡＩＳシナリオの対象となる場合である。ＡＩＳの３チャネルにおけるパケットのように、長さ１５２ビットのより短いパケットが検討されているときは、Ｌ_０＝８８であると仮定することができる）。

次に、以下の係数
が、ｉ∈｛０，１，．．．，η−１｝及びｍ∈｛１，２，．．．，Ｍ_ａ１｝についての以下の式を介して第１のフィルタリングされたサンプルｚ_ｎのシーケンスを自己相関することによって第１の結果として計算される。
Ｍ_ａ１は、同期アルゴリズムの設計パラメーターである（好ましくは、Ｍ_ａ１＝２０の値が選択される）。次に、時間オフセットの推定値
が、タイミング推定器４０２において以下の式のように計算される。
ここで、項｛Ａ_１（ｍ）｝は、変調フォーマットにのみ基づいてオフラインで事前に計算することができる実係数である。

最後に、周波数オフセットの第１の推定値
が、以下の式のように第１の周波数推定器４０３において計算される。
ここで、項｛μ_ｍ｝もまた、変調フォーマットにのみ基づいてオフラインで事前に計算することができる実係数である。本発明に関して対象となる変調フォーマットの場合、μ_ｍ＝−１が、ｍの全ての値について取得される。（式３．４）では、
は、従来どおり１に等しい一方、項｛ｉ_ｍ｝は、メンガリ・モレリアルゴリズムに従って計算されるか、又は
の値を最も近い整数（モジュロη）に単に量子化することによって計算される。このように、周波数オフセットの第１の推定値
は、第１の結果に基づいて求められる。より詳細に言えば、周波数オフセットの第１の推定値
は、第１の結果及び時間オフセットの推定値
に基づいて求められる。

周波数オフセットの第１の推定値
を用いて、受信及び正規化されたサンプルシーケンス｛ｒ_ｎ’｝は、第１の補償器４０４において受信信号の周波数オフセットの影響を補償される。それによって、第１の補償されたサンプルシーケンスが生成される。周波数補償では、正規化されたサンプルｒ_ｎ’から開始して、サンプル
が定義される。ここで、Ｔ_ｃは、サンプリング間隔（Ｔ_ｃ＝Ｔ／η、すなわち、シンボル当たり３つのサンプルが用いられるとき、Ｔ_ｃ＝Ｔ／３）である。

第１の周波数推定及び補償の後、同じアルゴリズムを用いることによって、周波数推定が再度実行され、更なる補償が実行される。すなわち、補償されたサンプルは、第１のＬＰ４０１と同じ方法で実施された第２のローパスフィルター４０５によってフィルタリングされて、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスが生成される。次に、係数
が、（式３．２）を介して第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって、第２の結果として計算される。周波数オフセットの第２の推定値
は、第２の周波数推定器４０６において、（式３．４）を介して、すなわち、第２の結果に基づいて計算される。より詳細に言えば、周波数オフセットの第２の推定値
は、第２の結果及び時間オフセットの推定値
に基づいて求められる。その後、周波数オフセットの第２の推定値
を用いて、第１の補償されたサンプルシーケンスが、この時は第２の補償器４０７において、受信信号の周波数オフセットの影響を再度補償される。それによって、第２の補償されたサンプルシーケンスが生成される。

最後に、時間オフセットを補正するために、第２の補償されたサンプルシーケンスの２次補間が、補間器４０８において、時間オフセットの得られた推定値
に基づいて実行される。それによって、後に検出の対象となる補償されたサンプルシーケンスが取得される。

上記において、第１の実施態様４００によるタイミング周波数推定器のコンポーネントは、ハードウェア又はソフトウェアのいずれか又は双方で実施することができることが理解されるべきである。対応する記述は、以下で説明するタイミング周波数推定器の第２の実施態様〜第４の実施態様６００、８００、１０００にも当てはまる。

上記で説明したタイミング周波数推定器の第１の実施態様４００の動作は、図５のフローチャートに要約されている。ステップＳ５０１において、リミッター２３１によって出力される正規化されたサンプルシーケンスが、第１のローパスフィルター４０１によってフィルタリングされ、それによって、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスが取得される。

ステップＳ５０２において、時間オフセットの推定値
が、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて求められる。この第１の結果は、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスのフィルタリングされたサンプルを入力として用いて、（式３．２）に従って計算される係数
に対応する。このステップは、タイミング推定器４０２において実行される。

ステップＳ５０３において、周波数オフセットの第１の推定値
が、第１の結果に基づいて求められる。より詳細に言えば、周波数オフセットの第１の推定値
は、時間オフセットの推定値
及び第１の結果に基づいて求められる。このステップは、第１の周波数推定器４０３において実行される。

周波数オフセットの第１の推定値
を用いて、ステップＳ５０４において、正規化されたサンプルシーケンスが、受信信号の周波数オフセットを補償され、それによって、第１の補償されたサンプルシーケンスが取得される。このステップは、第１の補償器４０４において実行される。

次に、ステップＳ５０５において、第１の補償されたサンプルシーケンスが、第２のローパスフィルター４０５によってフィルタリングされ、それによって、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスが取得される。

ステップＳ５０６において、周波数オフセットの第２の推定値
が、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて求められる。より詳細に言えば、周波数オフセットの第２の推定値
は、時間オフセットの推定値
及び第２の結果に基づいて求められる。この第２の結果は、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスのフィルタリングされたサンプルを入力として用いて、（式３．２）に従って計算される係数
に対応する。このステップは、第２の周波数推定器４０６において実行される。

周波数オフセットの第２の推定値
を用いて、ステップＳ５０６において、第１の補償されたサンプルシーケンスが、受信信号の周波数オフセットを再度補償され、それによって、第２の補償されたサンプルシーケンスが取得される。このステップは、第２の補償器４０７において実行される。

最後に、ステップＳ５０８において、時間オフセットを補正するために、第２の補償されたサンプルシーケンスが、時間オフセットの推定値
に基づいて２次補間される。それによって、補償されたサンプルシーケンスが取得される。このステップは、補間器４０８において実行される。

特許文献１によって開示された従来技術の受信機におけるタイミング及び周波数の推定に関して、推定性能の改善を可能にする主な相違がある。最初に、従来技術のアルゴリズムは、リミッターよりも前にサンプルに対して操作を行い、本発明において用いられる２０個ではなく１０個の自己相関項を用い、最後に周波数推定の１つのインスタンスのみを実行する。

タイミング周波数推定器の第２の実施態様６００は、図６のブロック図に示されている。第２の実施態様６００の動作は、図７のフローチャートに示されている。

第２の実施態様６００によれば、タイミング周波数推定器は、第１のローパスフィルター６０１、タイミング推定器６０２（時間オフセット推定手段）、２次補間器である補間器６０３（補間手段）、第２のローパスフィルター６０４、ダウンサンプラー６０５（ダウンサンプリング手段）、第１の周波数推定器６０６（第１の周波数オフセット推定手段）、第３のローパスフィルター６０８、第２の周波数推定器６０９（第２の周波数オフセット推定手段）、並びに第１の補償器６０７及び第２の補償器６１０（第１の補償手段及び第２の補償手段）を備える。

タイミング周波数推定器の第２の実施態様６００によれば、タイミングは、第１の実施態様４００と同様に、最初にメンガリ・モレリアルゴリズムを用いることによって、すなわち、（式３．２）及び（式３．３）を介して推定されるが、ここでは、偶数番目の自己相関項のみを採用することによって推定される。すなわち、（式３．３）において、ｍが偶数である項のみが考慮される。リミッター２３１によって出力される正規化されたサンプルは、この場合も同様に、補間及びフィルタリングされ、その後、R. Mehlan、Y.-E. Chen、H. Meyr「A fully digital feedforward MSK demodulator with joint frequency offset and symbol timing estimation for burst mode mobile radio」（IEEE Trans. Veh. Tech., vol. 42, pp. 434-443, Nov. 1993）に提案されているアルゴリズム（メイラン・チェン・マイヤー（Mehlan-Chen-Meyr）アルゴリズム）を用いることによって、粗い周波数推定を実行するのに用いられる。メイラン・チェン・マイヤーアルゴリズムでは、周波数オフセットの推定値
は、以下のように取得される。
ここで、｛ｙ_ｎ｝は、リミッター、補間、フィルタリング及び係数ηによるダウンサンプリング後のサンプルであり、Ｌ_０は、これまでと同様に１２８に等しい。次に、これまでと同様にメンガリ・モレリアルゴリズム（（式３．４）参照）を用いるが、偶数番目の自己相関項のみを採用することによって、精密な周波数推定が実行される。

より詳細に言えば、受信及び正規化されたサンプル｛ｒ_ｎ｝は、第１のローパスフィルター６０１によってフィルタリングされ、それによって、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンス｛ｚ_ｎ｝が生成される。第１のローパスフィルター６０１に関する詳細については、第１の実施態様４００の上記説明を参照されたい。また、第２のローパスフィルター６０４及び第３のローパスフィルター６０８に関する詳細についても、第１の実施態様４００の上記説明を参照されたい。次に、係数
が、（式３．２）を介して第１のフィルタリングされたサンプルｚ_ｎのシーケンスを自己相関することによって、第１の結果として計算され、時間オフセットの推定値
が、タイミング推定器６０２において、（式３．３）を介して第１の結果に基づいて計算される。このように、タイミング推定器６０２は、第１の実施態様４００によるタイミング推定器４０２と動作が同一である。

次に、時間オフセットを補正するために、受信及び正規化されたサンプル｛ｒ_ｎ｝の２次補間が、補間器６０３において、時間オフセットの得られた推定値
に基づいて実行される。それによって、補間されたサンプルシーケンスが取得される。

補間されたサンプルシーケンスは、第１のＬＰ６０１と同じ方法で実施された第２のローパスフィルター６０４によってフィルタリングされ、それによって、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスが生成される。この第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスは、ダウンサンプラー６０５において、ビット区間当たりη＝３つのサンプルからビット区間当たりη＝１つのサンプルにダウンサンプリングされ、それによって、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスが取得される。このプロセスにおいて、（実際の）時間オフセットの推定値
は、
として表される。ここで、α＜Ｔ_ｃは補間に用いられる。その点に関して、ｉは、ランニ
ングインデックスであり、ダウンサンプリングを実行するときに保持されなければならないサンプルを識別する。

次に、周波数オフセットの（粗い）第１の推定値
が、第１の周波数推定器６０６において、（式３．５）を介して第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって、すなわち、メイラン・チェン・マイヤーアルゴリズムを用いることによって求められる。ここで、周波数オフセットの第１の推定値
は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて求められると言うことができる。この第１の結果は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスのサンプルを入力として用いた（式３．５）における和に対応する。

周波数オフセットの第１の推定値
を用いて、補間されたサンプルシーケンスが、第１の補償器６０７において受信信号の周波数オフセットの影響を補償される。それによって、第１の補償されたサンプルシーケンスが生成される。

第１の周波数推定及び補償の後、メンガリ・モレリアルゴリズムを用いることによって、周波数推定が再度実行され、更なる補償が実行される。すなわち、第１の補償されたサンプルシーケンスは、第１のＬＰ６０１と同じ方法で実施された第３のローパスフィルター６０８によってフィルタリングされて、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスが生成される。次に、係数
が、（式３．２）を介して第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって、第３の結果として計算される。周波数オフセットの（良好な）第２の推定値
は、第２の周波数推定器６０９において、（式３．４）を介して、すなわち、第３の結果に基づいて計算される。より詳細に言えば、周波数オフセットの第２の推定値
は、第３の結果及び時間オフセットの推定値
に基づいて求められる。このように、第２の周波数推定器６０９は、第１の実施態様４００による第１の周波数推定器４０４及び第２の周波数推定器４０６と動作が同一である。その後、周波数オフセットの第２の推定値
を用いて、第１の補償されたサンプルシーケンスが、この時は第２の補償器６０７において、受信信号の周波数オフセットの影響を再度補償される。それによって、後に検出の対象となる補償されたサンプルシーケンスが取得される。

上記で説明したタイミング周波数推定器の第２の実施態様６００の動作は、図７のフローチャートに要約されている。ステップＳ７０１において、リミッター２３１によって出力される正規化されたサンプルシーケンスが、第１のローパスフィルター６０１によってフィルタリングされ、それによって、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスが取得される。

ステップＳ７０２において、時間オフセットの推定値
が、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて求められる。この第１の結果は、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスのフィルタリングされたサンプルを入力として用いて、及び偶数番目の自己相関項のみを採用して、（式３．２）に従って計算される係数
に対応する。このステップは、タイミング推定器６０２において実行される。

ステップＳ７０３において、時間オフセットを補正するために、正規化されたサンプルシーケンスが、時間オフセットの推定値
に基づいて補間され、それによって、補間されたサンプルシーケンスが取得される。このステップは、補間器６０３において実行される。

ステップＳ７０４において、補間されたサンプルシーケンスが、第２のローパスフィルター６０４によってフィルタリングされ、それによって、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスが取得される。

ステップＳ７０５において、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスがダウンサンプリングされ、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスが取得される。ここで、ダウンサンプリングは、η＝３からη＝１に実行される。３とは異なるηの初期値が選ばれた場合、ダウンサンプリング後にη＝１が得られるように、このηの初期値によるダウンサンプリングが実行される。このステップは、ダウンサンプラー６０５において実行される。

次に、ステップＳ７０６において、周波数オフセットの第１の推定値が、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結
果に基づいて求められる。この第２の結果は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを入力として用いた（式３．５）における和に対応する。このステップは、第１の周波数推定器６０６において実行される。

周波数オフセットの第１の推定値
を用いて、ステップＳ７０７において、補間されたサンプルシーケンスが、受信信号の周波数オフセットを補償され、それによって、第１の補償されたサンプルシーケンスが取得される。このステップは、第１の補償器６０７において実行される。

ステップＳ７０８において、第１の補償されたサンプルシーケンスが、第３のローパスフィルター６０８によってフィルタリングされ、それによって、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスが取得される。

ステップＳ７０９において、周波数オフセットの第２の推定値
が、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第３の結果に基づいて求められる。より詳細に言えば、周波数オフセットの第２の推定値
は、時間オフセットの推定値
及び第３の結果に基づいて求められる。この第３の結果は、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスのフィルタリングされたサンプルを入力として用いて、及び偶数番目の自己相関項のみを採用して、（式３．２）に従って計算される係数
に対応する。このステップは、第２の周波数推定器６０９において実行される。

周波数オフセットの第２の推定値
を用いて、ステップＳ７１０において、第１の補償されたサンプルシーケンスが、受信信号の周波数オフセットを再度補償され、それによって、補償されたサンプルシーケンスが取得される。

第２の実施態様６００の上記説明から明らかになるように、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用されて第１の結果を取得する自己相関アルゴリズム（すなわち、メンガリ・モレリアルゴリズム）は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに適用されて第２の結果を取得する自己相関アルゴリズム（すなわち、メイラン・
チェン・マイヤーアルゴリズム）と異なる。他方、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用されて第１の結果を取得する自己相関アルゴリズム（すなわち、メンガリ・モレリアルゴリズム）は、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスにも適用されて第３の結果を取得する。

タイミング周波数推定器の第３の実施態様８００は、図８のブロック図に示されている。第３の実施態様８００の動作は、図９のフローチャートに示されている。

第３の実施態様８００によれば、タイミング周波数推定器は、第１のローパスフィルター８０１、タイミング推定器８０２（時間オフセット推定手段）、２次補間器である補間器８０３（補間手段）、第２のローパスフィルター８０４、ダウンサンプラー８０５（ダウンサンプリング手段）、（第１の）周波数推定器８０６（第１の周波数オフセット推定手段）、並びに（第１の）補償器８０７（第１の補償手段）を備える。

タイミング周波数推定器の第３の実施態様８００によれば、タイミングは、第１の実施態様４００と同様に、最初にメンガリ・モレリアルゴリズムを用いることによって、すなわち、（式３．２）及び（式３．３）を介して推定されるが、ここでは、偶数番目の自己相関項のみを採用することによって推定される。リミッター２３１によって出力される正規化されたサンプルは、その後、補間され、再度フィルタリングされ、そしてダウンサンプリングされて、サンプル｛ｙ_ｎ｝が取得される。これらのサンプル｛ｙ_ｎ｝は、その後、U. Mengali、M. Morelli「Data-aided frequency estimation for burst digital transmission」（IEEE Trans. Commun., vol. 45, pp. 23-25, Jan. 1997）に記載されているアルゴリズム（ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズム）を用いることによって周波数推定に用いられる。

ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズムによれば、最初に、ｍ∈｛１，２，．．．，Ｍ_ａ３｝について以下の係数が計算される。
ここで、Ｌ_０＝１２８であり、Ｍ_ａ３は、Ｌ_０／２以下の設計パラメーターであり（好ましくは、Ｍ_ａ３＝Ｌ_０／２が選択される）、ｖ_ｎ＝（−１）^ｎｙ_ｎ ^２である。次に、周波数オフセットの推定値
を以下の式のように表すことができる。
ここで、
である。

第３の実施態様８００によれば、周波数推定の単一のインスタンスのみが実行されることに留意すべきである。

より詳細に言えば、受信及び正規化されたサンプル｛ｒ_ｎ｝は、第１のローパスフィルター８０１によってフィルタリングされ、それによって、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンス｛ｚ_ｎ｝が生成される。第１のローパスフィルター８０１に関する詳細については、第１の実施態様４００の上記説明を参照されたい。また、第２のローパスフィルター８０４に関する詳細についても、第１の実施態様４００の上記説明を参照されたい。次に、係数
が、（式３．２）を介して第１のフィルタリングされたサンプルｚ_ｎのシーケンスを自己相関することによって、第１の結果として計算され、時間オフセットの推定値
が、タイミング推定器８０２において、（式３．３）を介して第１の結果に基づいて計算されるが、偶数番目の自己相関項のみを採用することによって計算される。このように、タイミング推定器８０２は、第１の実施態様４００によるタイミング推定器４０２と動作が同一である。

次に、時間オフセットを補正するために、受信及び正規化されたサンプル｛ｒ_ｎ｝の２次補間が、補間器８０３において、時間オフセットの得られた推定値
に基づいて実行される。それによって、補間されたサンプルシーケンスが取得される。

補間されたサンプルシーケンスは、第１のＬＰ８０１と同じ方法で実施された第２のローパスフィルター８０４によってフィルタリングされ、それによって、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスが生成される。この第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスは、ダウンサンプラー８０５において、ビット区間当たりη＝３つのサンプルからビット区間当たりη＝１つのサンプルにダウンサンプリングされ、それによって、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスが取得される。次に、周波数オフセットの推定値
が、周波数推定器８０６において、（式３．６）を介して第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって、すなわち、ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズムを用いることによって求められる。ここで、周波数オフセットの推定値
は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて求められると言うことができる。この第１の結果は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスのサンプルを入力として用いて、（式３．６）を介して計算される係数Ｒ（ｍ）に対応する。

周波数オフセットの推定値
を用いて、補間されたサンプルシーケンスが、補償器８０７において受信信号の周波数オフセットの影響を補償される。それによって、後に検出の対象となる補償されたサンプルシーケンスが生成される。

上記で説明したタイミング周波数推定器の第３の実施態様８００の動作は、図９のフローチャートに要約されている。ステップＳ９０１において、リミッター２３１によって出力される正規化されたサンプルシーケンスが、第１のローパスフィルター８０１によってフィルタリングされ、それによって、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスが取得される。

ステップＳ９０２において、時間オフセットの推定値
が、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて求められる。この第１の結果は、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスのフィルタリングされたサンプルを入力として用いて、及び偶数番目の自己相関項のみを採用して、（式３．２）に従って計算される係数
に対応する。このステップは、タイミング推定器８０２において実行される。

ステップＳ９０３において、時間オフセットを補正するために、正規化されたサンプルシーケンスが、時間オフセットの推定値
に基づいて補間され、それによって、補間されたサンプルシーケンスが取得される。このステップは、補間器８０３において実行される。

ステップＳ９０４において、補間されたサンプルシーケンスが、第２のローパスフィルター８０４によってフィルタリングされ、それによって、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスが取得される。

ステップＳ９０５において、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスがダウンサンプリングされ、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスが取得される。ここで、ダウンサンプリングは、η＝３からη＝１に実行される。３とは異なるηの初期値が選ばれた場合、ダウンサンプリング後にη＝１が得られるように、このηの初期値によるダウンサンプリングが実行される。このステップは、ダウンサンプラー８０５において実行される。

次に、ステップＳ９０６において、周波数オフセットの推定値
が、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて求められる。この第２の結果は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスのサンプルを入力として用いて（式３．６）に従って計算される係数Ｒ（ｍ）に対応する。このステップは、周波数推定器８０６において実行される。

周波数オフセットの推定値
を用いて、ステップＳ９０７において、正規化されたサンプルシーケンスが、受信信号の周波数オフセットを補償され、それによって、補償されたサンプルシーケンスが取得される。このステップは、補償器８０７において実行される。

ステップＳ９０１〜Ｓ９０６は、ステップＳ９０６において、メイラン・チェン・マイヤーアルゴリズムの代わりにＤＡメンガリ・モレリアルゴリズムが、周波数オフセットの推定値
を求めることに用いられることを除いて、ステップＳ７０１〜Ｓ７０６に対応することに留意すべきである。

第３の実施態様８００の上記説明から明らかになるように、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用されて第１の結果を取得する自己相関アルゴリズム（すなわち、メンガリ・モレリアルゴリズム）は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに適用されて第２の結果を取得する自己相関アルゴリズム（すなわち、ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズム）と異なる。

タイミング周波数推定器の第４の実施態様１０００は、図１０のブロック図に示されている。

第４の実施態様１０００によれば、タイミング周波数推定器は、第１のローパスフィルター１００１、タイミング推定器１００２（時間オフセット推定手段）、２次補間器である補間器１００３（補間手段）、第２のローパスフィルター１００４、ダウンサンプラー１００５（ダウンサンプリング手段）、第１の周波数推定器１００６（第１の周波数オフセット推定手段）、第３のローパスフィルター１００８、第２の周波数推定器１００９（第２の周波数オフセット推定手段）、並びに第１の補償器１００７及び第２の補償器１０１０（第１の補償手段及び第２の補償手段）を備える。

タイミング周波数推定器の第４の実施態様１０００によれば、第３の実施態様８００に関して説明したステップと同じステップが実行され、その後、精密な周波数推定が、第１の実施態様４００と同様に引き続きメンガリ・モレリアルゴリズムを用いることによって、すなわち、（式３．２）及び（式３．３）を介して実行されるが、ここでは、偶数番目の自己相関項のみを採用することによって実行される。

より詳細に言えば、受信及び正規化されたサンプル｛ｒ_ｎ｝は、第１のローパスフィル
ター１００１によってフィルタリングされ、それによって、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンス｛ｚ_ｎ｝が生成される。第１のローパスフィルター１００１に関する詳細については、第１の実施態様４００の上記説明を参照されたい。また、第２のローパスフィルター１００４及び第３のローパスフィルター１００８に関する詳細についても、第１の実施態様４００の上記説明を参照されたい。次に、係数
が、（式３．２）を介して第１のフィルタリングされたサンプルｚ_ｎのシーケンスを自己相関することによって、第１の結果として計算され、時間オフセットの推定値
が、タイミング推定器１００２において、（式３．３）を介して第１の結果に基づいて計算される。このように、タイミング推定器１００２は、第１の実施態様４００によるタイミング推定器４０２と動作が同一である。

次に、時間オフセットを補正するために、受信及び正規化されたサンプル｛ｒ_ｎ｝の２次補間が、補間器１００３において、時間オフセットの得られた推定値
に基づいて実行される。それによって、補間されたサンプルシーケンスが取得される。

補間されたサンプルシーケンスは、第１のＬＰ１００１と同じ方法で実施された第２のローパスフィルター１００４によってフィルタリングされ、それによって、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスが生成される。この第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスは、ダウンサンプラー１００５において、ビット区間当たりη＝３つのサンプルからビット区間当たりη＝１つのサンプルにダウンサンプリングされ、それによって、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスが取得される。

次に、周波数オフセットの第１の推定値
が、第１の周波数推定器１００６において、（式３．６）を介して第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって、すなわち、ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズムを用いることによって求められる。ここで、周波数オフセットの推定値
は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて求められると言うことができる。この第２の結果は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスのサンプルを入力として用いて（式３．６）を介して計算される係数Ｒ（ｍ）に対応する。

周波数オフセットの第１の推定値
を用いて、補間されたサンプルシーケンスが、第１の補償器１００７において受信信号の周波数オフセットの影響を補償される。それによって、第１の補償されたサンプルシーケンスが生成される。

第１の周波数推定及び補償の後、メンガリ・モレリアルゴリズムを用いることによって、周波数推定が再度実行され、更なる補償が実行される。すなわち、第１の補償されたサンプルシーケンスは、第１のＬＰ１００１と同じ方法で実施された第３のローパスフィルター１００８によってフィルタリングされて、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスが生成される。次に、係数
が、（式３．２）を介して第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって、第３の結果として計算される。周波数オフセットの（良好な）第２の推定値
は、第２の周波数推定器１００９において、（式３．４）を介して、すなわち、第３の結果に基づいて計算される。より詳細に言えば、周波数オフセットの第２の推定値
は、第３の結果及び時間オフセットの推定値
に基づいて求められる。このように、第２の周波数推定器１００９は、第１の実施態様４００による第１の周波数推定器４０４及び第２の周波数推定器４０６と動作が同一である。

その後、周波数オフセットの第２の推定値
を用いて、第１の補償されたサンプルシーケンスが、この時は第２の補償器１００７におて、受信信号の周波数オフセットの影響を再度補償される。それによって、後に検出の対象となる補償されたサンプルシーケンスが取得される。

タイミング周波数推定器の第４の実施態様１０００の動作は、図７のステップＳ７０６において、ここでは、メイラン・チェン・マイヤーアルゴリズムの代わりにＤＡメンガリ・モレリアルゴリズムが、周波数オフセットの第１の推定値
を求めることに用いられることを除いて、図７のフローチャートに示すタイミング周波数推定器の第２の実施態様６００の動作に対応する。このように、Ｓ７０６の代わりに、タ
イミング周波数推定器の第４の実施態様１０００の動作は、周波数オフセットの第１の推定値
が第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて求められるステップＳ７０６’を含む。この第２の結果は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスのサンプルを入力として用いて、（式３．６）を介して計算される係数Ｒ（ｍ）に対応する。

第４の実施態様１０００の上記説明から明らかになるように、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用されて第１の結果を取得する自己相関アルゴリズム（すなわち、メンガリ・モレリアルゴリズム）は、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに適用されて第２の結果を取得する自己相関アルゴリズム（すなわち、ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズム）と異なる。他方、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用されて第１の結果を取得する自己相関アルゴリズム（すなわち、メンガリ・モレリアルゴリズム）は、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスにも適用されて第３の結果を取得する。

コンピューターシミュレーションを通じて、それぞれのＡＩＳメッセージのデータフィールドに０の長いシーケンスが存在する場合と存在しない場合との双方において、第４の実施態様１０００は、第１の実施態様〜第３の実施態様４００、６００、８００よりも性能が優れていることが本発明者らによって検証された。

上記では、受信機２００がリミッター２３１を備えること、及びリミッター２３１によって出力される正規化されたサンプルシーケンスがタイミング周波数推定器２３２に入力されることが前提とされていた。しかしながら、所望に応じて、リミッターは省略することもでき、それによって、受信機２００の複雑度が低減されるが、それぞれのＡＩＳメッセージのデータフィールドに０の長いシーケンスが存在する場合及び／又はメッセージ間に激しい干渉がある場合に受信機の性能が劣化するという代償が伴う。上記で論述したようなタイミング周波数推定器の第１実施態様〜第４の実施態様４００、６００、８００、１０００は、リミッター２３１を備えていない受信機２００にも適用可能であり、その場合、サンプルシーケンス｛ｒ_ｎ｝は、事前の正規化なしでタイミング周波数推定器２３２に供給される。このため、タイミング周波数推定器の第１実施態様〜第４の実施態様４００、６００、８００、１０００の上記説明において、リミッター２３１によって出力される正規化されたサンプルシーケンスは、受信信号から生成されたサンプルシーケンスに置き換えられなければならない。

検出ステージ
次に、検出ユニット２３５及びその動作を説明する。特許文献１に開示されている従来技術の受信機における検出ユニットに対する検出ユニット２３５の重要な相違は、ビタビに基づく検出の代わりに、ここでは、軟入力軟出力（ＳＩＳＯ）アルゴリズムが用いられるということである。

本発明の好ましい実施形態では、シンボルはビットに対応し、各シンボルは、値＋１又は−１（又は同等に１及び０）をとることができるようになっている。検出ユニット２３５によって用いられる上記アルゴリズムの以下の説明は、この特定の場合について与えられる。しかしながら、本発明は、この特定の場合に限定されるものと解釈されるべきでない。

選択された検出アルゴリズムについて、この検出アルゴリズムは暗黙的な位相推定を実行するので、チャネルによって導入される位相シフトの知識は必要ではない。このアルゴリズムは、ローラン分解（式１．１３）に基づいており、元はA. Barbieri、G. Colavolpe「Simplified soft-output detection of CPM signals over coherent and phase noise
channels」（IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 6, pp. 2486-2496, July 2007）において提案されたものである。

周波数及びタイミングの推定及び補償後の受信信号（すなわち、受信信号から生成されたサンプルシーケンス）は、ローラン分解の主要パルスに整合した整合フィルター（オーバーサンプルドフィルター）２３３、２３４によってフィルタリングされる。シンボル区間当たり１つのサンプルが、タイミングシンクロナイザーによって提供される情報、すなわち、時間オフセットの推定値
を用いて整合フィルター２３３、２３４の出力に保持される。以下では、ｘ_ｎは、離散時間ｎにおけるサンプルを示す。チャネル位相は、アルファベットΨ＝｛０，２π／Ｑ，．．．，２π／Ｑ（Ｑ−１）｝のＱ個の値に量子化される。Ｑは、性能と複雑度とをトレードする設計パラメーターである。チャネル位相確率密度関数（ＰＤＦ）が、確率質量関数（ＰＭＦ）になり、Ｐ_ｆ，ｎ（ψ_ｎ）及びＰ_ｂ，ｎ（ψ_ｎ）が、それぞれ前方再帰及び後方再帰におけるチャネル位相ＰＭＦの推定値を示すのに用いられる。前方再帰の数式は、以下の式によって与えられる。なお、後方再帰も同様に進行する。
ここで、０＜Ｐ_Δ＜１は、以下の式によって与えられるチャネル位相Ｈ_ｎ（ψ_ｎ）の変化の速度に応じて最適化された設計パラメーターであり、
Ｐ｛α_ｎ＝−１｝、Ｐ｛α_ｎ＝１｝は、シンボルの事前確率（ＡＰＰ）である。残余周波数エラーの場合、パラメーターＰ_Δをそれに応じて最適化しなければならない。以下の論述では、事前確率は０．５に設定されているが、送信メッセージの幾つかのシンボルが受信機において既知である場合、これらの既知のシンボルの事前確率を検出プロセスに含めることによって検出アルゴリズムの性能を大幅に改善することが可能である。前方再帰及び後方再帰中に計算されるＰＭＦは、最終的な完了の際に用いられ、以下のシンボルＡＰＰを与える。

ＡＰＰ Ｐ（α_ｎ＝１｜ｘ）及びＰ（α_ｎ＝−１｜ｘ）から、対数尤度比（ＬＬＲ）Ｌ_ｎが以下の式を介して計算される。

これに基づいて、受信機は、以下の式によって裁定される判定をシンボルα_ｎに対して行う。
ここで、｜Ｌ_ｎ｜は、この判定の信頼性の推定値であり、その値が大きいほど、対応する判定はより高い信頼性を有する。

上記で説明したアルゴリズムは、対数領域においてより好都合に実施される。この場合、指数関数の和の対数（ヤコビ対数）を計算することが必要とされることが分かる。その結果は、以下となる。

この検出アルゴリズムは軟入力軟出力アルゴリズムである。これは、信号振幅と雑音パワースペクトル密度（ＰＳＤ）Ｎ_０との比の推定値が利用可能でなければならないことを意味する（（式３．１０）参照）。しかしながら、チャネル符号化が存在しない場合、これは重要ではない。これに対して、軟判定が利用可能であることは、受信機性能を改善する強力なツールを表す。実際には、チャネル符号化方式は、ＡＩＳシナリオでは採用されていないが、ＣＲＣを用いると、以下で説明する後処理方法を用いることによって、採用されたＳＩＳＯ検出アルゴリズムの性能を改善することができる。

上記から明らかになるように、ＳＩＳＯアルゴリズムを検出ユニット２３５において用いると、シンボルシーケンスを求めるステップにおいて求められたシンボルのそれぞれは、対応する送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルである。このため、受信機２００の動作は、求められたシンボルごとに、この求められたシンボルが対応する送信シンボルと同一である確率を求めることを更に含む。

図１１のフローチャートは、受信機２００の動作、すなわち、ＳＩＳＯアルゴリズムが検出ユニット２３５において用いられているときの連続位相変調によって変調された送信シンボルのシーケンスに関係した受信信号を復調する手順を示している。

ステップＳ１１０１において、サンプルｒ_ｎのシーケンスが受信信号から生成される。このステップは、フロントエンドユニット２０１において実行され、フロントエンドユニットは、この意味で、サンプリング手段として動作する。

ステップＳ１１０２において、受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットが、サンプルシーケンスに基づいて推定される。さらに、ステップＳ１１０３おいて、推定された時間オフセット及び推定された周波数オフセットが、サンプルシーケンスの時間オフセット及び周波数オフセットを補償（補正）することに用いられ、それによって、補償されたサンプルシーケンスが取得される。ステップＳ１１０２及びＳ１１０３の双方は、タイミング周波数推定器２３２において実行され、タイミング周波数推定器は、この意味で、推定手段として動作する。

ステップＳ１１０４において、送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスが、補償されたサンプルシーケンスに基づいて求められる。その点に関して、求められたシンボルのそれぞれは、対応する送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルである。すなわち、求められたシンボルのそれぞれは、（式３．１２）に従って計算されたＬ_ｎを用いると、シンボル
である。このステップは、検出ユニット２３５において実行され、検出ユニットは、この意味で、復調手段として動作する。

図１１は、リミッター２３１が受信機２００から省略されている場合に対応することに留意すべきである。代替的に、受信サンプルの正規化に関係した図３におけるステップＳ３０２に類似した更なるステップを、ステップＳ１１０１とＳ１１０２との間に挿入することができる。この場合、これらのステップＳ１１０２及びＳ１１０３は、正規化されたサンプルシーケンスに対して実行される。

後処理ステージ
次に、本発明の受信機２００の後処理ユニット２３６によって用いられる２つの後処理技法を説明する。そのような後処理は、特許文献１に開示されている従来技術の受信機では実行されないことに留意されたい。

連続位相変調は、固有の差分符号化によって特徴付けられる。これは、高い信号対雑音比（ＳＮＲ）の値では、エラーが連続したビットの対（ペア）において発生することを意味する。ＡＩＳ規格によって予見された差分符号化の追加のステージを考慮すると、高いＳＮＲ値におけるエラーパターンは、「ｗｃｗ」という形にある。ここで、「ｗ」は誤ったビットを表し、「ｃ」は正しいビットを表す。加えて、高いＳＮＲ値では、パケットが誤っているとき、一般に、単一のビットエラー対が発生する。

この知見に鑑み、本発明は、受信機２００の後処理ユニット２３６によって用いられる次の２つの代替の後処理手順、すなわち、ビット反転復号化及びシンドローム復号化を提案する。次に、これらの後処理手順をより詳細に説明する。

最初に、ビット反転手順を説明する。ＣＲＣが、復号化されたパケットが誤っていることを示しているとき、１つのビット対のみが誤っているものと仮定される。このため、正しく復号化されていないパケット内のビット対（ペア）を反転（復帰）することによって、正しいパケットを取得することができる。ここで、反転することは、そのペアの各ビットが、それぞれのビットの初期状態に応じて、＋１から−１に又は−１から＋１に（又は
同等に１から０に若しくは０から１に）切り替えられることを示す。次に、ビット反転手順のより詳細な記述を、図１２のフローチャートを参照して与える。

ステップＳ１２０１において、対象となるパケットが、検出ユニット２３５から受信される復号化されたサンプルシーケンスから生成される。ステップＳ１２０２において、ＣＲＣが実行され、対象となるパケットのチェックサムが計算される。ステップＳ１２０３において、計算されたＣＲＣチェックサムが、パケットが正しく復号化（検出）されたことを示している場合、パケットは、ステップＳ１２０８において、正しく復号化（検出）されたパケットとして出力される。そうでない場合、フローはステップＳ１２０４に進み、このステップにおいて、パケット内の１つ又は複数のシンボルペアが反転される。シンボル（ビット）ペアは、単一の更なるシンボルによって分離された２つのシンボルに対応する。シンボルペアを反転した後、ステップＳ１２０５において、ＣＲＣが再度実行され、反転されたシンボルペアを含むパケットのチェックサムが計算される。ステップＳ１２０６において、計算されたＣＲＣチェックサムが、今度は、正しく復号化されたパケットを示していることが判明した場合、フローはステップＳ１２０８に進み、このステップにおいて、反転されたシンボルペアを含むパケットが、正しく復号化されたパケットとして出力される。そうでない場合、それぞれのパケットは、ステップＳ１２０７において廃棄される。代替的に、このパケットを廃棄する代わりに、以下で説明する地上処理等の更なる後処理技法をこのパケットに適用することができる。

一変更形態では、ＳＩＳＯアルゴリズムによって提供される各復号化されたシンボルが、対応する元の（すなわち、送信された）シンボルと同一である尤度が準備されているとき、各復号化されたシンボルは、信頼性が最も低い（すなわち、それぞれの元のシンボルと同一である尤度が最も低い）ビットペアを得るために探索され、それぞれのペアが、ステップＳ１２０４において反転される。

更なる変更形態では、ビット反転操作は、２つの最小の信頼性のある対に対して実行することができるか、又は有効な符号語（すなわち、正しく復号化されたパケット）が見つかるまで実行することができる。この場合が、図１３のフローチャートによって示されている。

ステップＳ１３０１において、対象となるパケットが、検出ユニット２３５から受信される復号化されたサンプルシーケンスから生成される。ステップＳ１３０２において、ＣＲＣが実行され、対象となるパケットのチェックサムが計算される。ステップＳ１３０３において、計算されたＣＲＣチェックサムが、パケットが正しく復号化されている（検出されている）ことを示している場合、このパケットは、ステップＳ１３１６において、正しく復号化された（検出された）パケットとして出力される。そうでない場合、フローはステップＳ１３０４に進み、このステップにおいて、信頼性が最も低い（すなわち、元のシンボルペアと同一である尤度が最も低い）第１のシンボルペアが求められる。ステップＳ１３０５において、信頼性が次に最も低い（すなわち、元のシンボルペアと同一である尤度が次に最も低い）第２のシンボルペアが求められる。

次に、ステップＳ１３０６において、第１のペアは反転される一方、第２のペアは手付かずのまま残される。第１のシンボルペアの反転後、ステップＳ１３０７において、ＣＲＣが再度実行され、反転された第１のシンボルペアを含むパケットのチェックサムが計算される。ステップＳ１３０８において、計算されたＣＲＣチェックサムが今度は正しく復号化されたパケットを示していることが判明した場合、フローはステップＳ１３１６に進み、このステップにおいて、反転された第１のシンボルペアを含むパケットが、正しく復号化されたパケットとして出力される。そうでない場合、フローはステップＳ１３０９に進み、このステップにおいて、第１のペアはその初期状態のままとされ、第２のペアが反
転される。第２のシンボルペアの反転後、ステップＳ１３１０において、ＣＲＣが再度実行され、反転された第２のシンボルペアを含むパケットのチェックサムが計算される。ステップＳ１３１１において、計算されたＣＲＣチェックサムが今度は正しく復号化されたパケットを示していることが判明した場合、フローはステップＳ１３１６に進み、このステップにおいて、反転された第２のシンボルペアを含むパケットが、正しく復号化されたパケットとして出力される。そうでない場合、フローはステップＳ１３１２に進み、このステップにおいて、第１のペア及び第２のペアの双方が（それらのそれぞれの初期状態に対して）反転される。第１のシンボルペア及び第２のシンボルペアの反転後、ステップＳ１３１３において、ＣＲＣが再度実行され、反転された第１のシンボルペア及び第２のシンボルペアを含むパケットのチェックサムが計算される。ステップＳ１３１４において、計算されたＣＲＣチェックサムが今度は正しく復号化されたパケットを示していることが判明した場合、フローはステップＳ１３１６に進み、このステップにおいて、反転された第１のシンボルペア及び第２のシンボルペアを含むパケットが、正しく復号化されたパケットとして出力される。そうでない場合、フローはステップＳ１３１５に進み、このステップにおいて、それぞれのパケットが廃棄される。代替的に、このパケットを廃棄する代わりに、以下で説明する地上処理等の更なる後処理技法をこのパケットに適用することができる。

上記において、第１のシンボルペアのみを反転するステップ、第２のシンボルペアのみを反転するステップ並びに第１のシンボルペア及び第２のシンボルペアの双方を反転するステップは、入れ換えることができることが理解される。すなわち、これらのステップは、任意の順序で実行することができる。

次に、シンドローム復号化手順を説明する。任意の有効な符号語（パケット）のシンドロームは、常に一定値（ＡＩＳ規格によって予見されたＣＲＣは、用いられる特定の初期化に起因して線形符号でないので、この一定値は０ではない）に等しく、無効な符号語のシンドロームは、エラーシーケンスにのみ依存し、送信シーケンスとは無関係である。本発明では、シンドロームは受信シーケンスのＣＲＣチェックサムに対応すると言うことができる。この種の後処理を適用するために、誤ったビットの１つ及び２つの対を含む全てのエラーパターンが前もって調べられ、対応するシンドロームが、チェックサム値（シンドローム）とエラーシーケンス（エラーパターン）との関係を示す事前に記憶されたテーブルに保存される。検出ユニット２３５からの復号化されたサンプルシーケンスが受信されると、図１４のフローチャートに示す以下のステップが実行される。

ステップＳ１４０１において、対象となるパケットが、検出ユニット２３５から受信された、復号化されたサンプルシーケンスから生成される。ステップＳ１４０２において、対象となるパケットのＣＲＣ（すなわち、チェックサム）が計算される。ここで、このＣＲＣチェックサムがシンドロームに対応する。ステップＳ１４０３において、計算されたシンドロームが、正しい符号語（パケット）のシンドロームと等しいことが判明した場合、このパケットは、正しいと宣言され、ステップＳ１４０９において、正しく復号化されたパケットとして出力される。そうでない場合、事前に記憶されたテーブル内の保存されたエラーパターンに対応するシンドロームの中から計算されたシンドロームを、単一の正しくないシンボルペアから得られたシンドロームから開始して探索することによって、エラーシーケンス（エラーパターン）が求められる。換言すれば、このエラーシーケンスは、チェックサム値と、チェックサム値とエラーシーケンスとの関係を示す事前に記憶されたテーブルとに基づいて求められる。対応関係が見つかった場合、ステップＳ１４０５において、それぞれのエラーシーケンスがテーブルから抽出され、パケットは、そのエラーシーケンスによって示されたパケット内の位置において突き止められたそれぞれのペア（複数の場合もある）を反転することによって補正される。対応関係が見つからない場合、パケットは、正しくないと宣言され、廃棄される。

エラーシーケンスによって示されたシンボルのペア（複数の場合もある）が反転された後、ステップＳ１４０６において、ＣＲＣが再度実行され、反転されたシンボルペア（複数の場合もある）を含むパケットのチェックサムが計算される。ステップＳ１４０７において、計算されたＣＲＣチェックサムが今度は正しく復号化されたパケットを示していることが判明した場合、フローはステップＳ１４０９に進み、このステップにおいて、反転されたシンボルペア（複数の場合もある）を含むパケットが、正しく復号化されたパケットとして出力される。そうでない場合、それぞれのパケットは、ステップＳ１４０８において廃棄される。代替的に、このパケットを廃棄する代わりに、以下で説明する地上処理等の更なる後処理技法をこのパケットに適用することができる。

シンドローム復号化の信頼性を更に改善するために、誤ったビットの２つのペアに対応するエラーを探索するとき、ＬＬＲが固定閾値を越えていないシンボルペアのみを訂正することができる。

第２の後処理技法は第１のものよりも性能が優れていることが、本発明者らによって検証されている。

後置検出同期
次に、後置検出同期ユニット及びその動作を説明する。パケットが正しく復号化（検出）されると、このパケットによる干渉をキャンセルし、他のパケットの復号化（検出）を試みるために、このパケットを再変調し、受信信号から差し引くことができる。しかしながら、このためには、検出に必要とされない対応する（時不変）振幅及び（時変）チャネル位相を推定しなければならない。加えて、前置検出同期ステージ後の周波数不確実性は、信頼性のある干渉キャンセルに許容可能なものよりも大きいので、精緻な周波数推定値も計算しなければならない。本発明者らが気づいているように、この点に関する最も重要な作業のうちの１つは、周波数推定によって代表される。実際に、この場合、非常に高い精度が必要とされる。完全なキャンセルの場合に対する性能損失を限られたものとするために、残余周波数エラーは、１０^−４／Ｔよりも低くなければならず、このため、上記で説明した検出アルゴリズムによって許容される１０^−２／Ｔ÷１．５・１０^−２／Ｔの周波数エラーよりも低くなければならない。

パケット全体に基づくデータ支援（ＤＡ）アルゴリズムが、特許文献１に開示された従来技術の受信機において周波数推定、（時不変）位相推定及び振幅推定に採用されているが、完全なキャンセルに関する無視できない性能損失に遭遇する。従来技術の受信機の性能と比較して性能を改善するために、本発明は、以下に述べる変更形態を提案する。

最初に、後置検出同期が、整合フィルターの出力に基づく代わりに、オーバーサンプリングされた受信信号（すなわち、受信信号から生成されたサンプルシーケンス）に基づいて実行される。この利点は、整合フィルター２３３、２３４の出力において発生するものに反して、雑音が白色であり、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が除去されていることである。換言すれば、ＩＳＩ及び有色雑音が性能を劣化させることが回避される。したがって、前置検出ステージによって提供された時間シフト並びに任意の振幅及び位相を有する、検出されたパケットをオーバーサンプリングしたものが再構成される。このオーバーサンプリングしたものは、キャンセルの実行にも必要とされる。これは、離散時間変調器（信号再構成ユニット）２３８及び２次補間器２４０を通じて達成することができる。ここで、前置検出ステージにおいて取得された周波数推定値を用いることは必要ではない。なぜならば、次に説明する後置検出周波数推定器（周波数推定器）２３７は、十分に大きな推定範囲を有するからである。

再構成されたパケットのサンプルを
で示すことにする。次に、ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズムを用いることによって、周波数推定がサンプル
に対して実行される。M. Luise、R. Reggiannini「Carrier frequency recovery in all-digital modems for burst-mode transmissions」（IEEE Trans. Commun., vol. 43, pp.
1169-1178, Mar. 1995）に提案され、従来技術の受信機において用いられているアルゴリズム（ルイーゼ・レジアニニ（Luise-Reggiannini）アルゴリズム）と同じ性能を有するこのアルゴリズムの使用によって、ルイーゼ・レジアニニアルゴリズムの主な制限を取り除くことも可能になる。実際に、ルイーゼ・レジアニニアルゴリズムは、推定器によって観測されるシンボル区間の数に依存する推定範囲を有する。この数が大きいほど、推定範囲はより多く制限される。（前置検出ステージ後の）初期周波数不確実性が±１．５・１０^−２／Ｔであることを考慮すると、従来技術の推定器は、非常に限られた数のシンボル区間を用いることによって機能することができ、このため、もたらされる推定精度は非常に限られている。

この問題に対処するために、従来技術では、最初のステップにおいて限られた数のシンボルに対して機能する周波数推定器と、多数のシンボルに対して機能する第２の推定器（これまでと同様にルイーゼ・レジアニニアルゴリズムに基づいている）とを用いて精度を高めることによって、周波数同期を２つのステップで実行することが提案されている。ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズムは、観測されるシンボル区間の数とは無関係に、±０．２／Ｔよりも大きな推定範囲を有するので、パケット全体を用いると、最も正確な推定値を取得することができる。所与の数の観測されたシンボルについて、ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズムが、ＡＷＧＮシナリオ及び干渉制限シナリオの双方の場合でルイーゼ・レジアニニアルゴリズムと同じ性能を有することが本発明者らによって検証されている。加えて、ＤＡメンガリ・モレリアルゴリズムを用いることによって、ＡＷＧＮシナリオでは、修正クラメール・ラオ（Cramer-Rao）下限（ＭＣＲＢ）に達することが可能になり、そのため、後置検出周波数同期の更なる改善の余地はない。後置検出周波数同期の前に残余タイミングエラーが存在する場合、周波数推定において性能損失がないことも本発明者らによって検証されている。

次に、位相振幅推定器２４１における後置検出位相及び振幅推定を、最尤（ＭＬ）技法を用いることによって同時に実行することができる。表記を簡略化するために、Ｓ_ｎη＋ｍは、後置検出周波数推定及び補償後のサンプル
を示す。位相の推定値及び振幅の推定値をそれぞれ
及び
によって示すと、時変チャネル位相は、
によって与えられるエラー信号を有するＤＡ１次フェーズロックドループ（ＰＬＬ）を用いて更新されるのに対して、振幅は、以下の式のように推定される。
ここで、Ｎは、推定について考慮されるシンボル区間の数である。ＰＬＬの初期化を考慮から除外するために、前方（forward）ＰＬＬ及び後方（backward）ＰＬＬを用いることができる。前方ＰＬＬは、パケットの後半において位相を推定するのに用いられるのに対して、後方ＰＬＬは、パケットの前半において位相を推定するのに用いられる。

複雑度は非常に限られているので、パケット全体に基づく推定値が考慮される。従来技術における状況に反して、ここでは、非コヒーレント後置検出統合を用いて振幅推定を実行する必要はない。なぜならば、後置検出周波数推定及び補償は既に実行されており、補償されていない周波数オフセットに対してロバストなアルゴリズムは必要とされないからである。

タイミング推定が後置検出周波数推定及び補償の後に精緻であるとき、干渉キャンセルを改善することができ、このため、性能改善を得ることができることが本発明者らによって確認されている。本発明によれば、この作業は、以下のＤＡアルゴリズムを用いて２次補間器２４０において実行される。２次補間器２４０は、タイミング推定及びその後の２次補間の双方を実行する。

最初に、以下の物理量が計算される。

精緻なタイミング推定値が、以下の式のように閉形式で計算される。

上記評価は、このタイミング精緻化及び次の２次補間がその結果の性能改善の検討を費やすのに値する複雑度を有する場合に実行されるべきである。図２から見て取ることができるように、後置検出推定は、リミッター２３１の前にサンプルを用いて実行しなければならない。

最後に、ＡＩＳ規格では、ランプアップシンボル及びランプダウンシンボルがパケットの先頭及び末尾に予見されていることが述べられている。このことは、キャンセル中に考慮に入れなければならない。すなわち、再構成された信号は、適切なランプアップ区間及びランプダウン区間を有しなければならない。実際の受信されたＡＩＳパケットの解析から、ランプアップセクション及びランプダウンセクションに対応する電力プロファイルを求めることができる。したがって、電力プロファイルのパラメーターを推定し、これらの推定されたプロファイルを、検出されたシンボルに基づいて再構成された再構成パケットと組み合わせることによって波形を再構成することが可能である。

図１５のフローチャートは、後置検出同期及び干渉キャンセルを含む本発明の受信機の動作を示している。ステップＳ１５０１〜Ｓ１５０５は、それぞれ図３に示すステップＳ３０１〜Ｓ３０５に対応する。ステップＳ１５０６において、正しく復号化（検出）されたパケットが識別され、受信機から出力される。ステップ１５０７において、識別され、正しく復号化されたパケットが、上記で説明したように、リミッター２３１（図２参照）への入力前に減算器２４３によってサンプルシーケンスからキャンセルされる。次に、フローはステップＳ１５０１に進み、既に復号化されたパケットがキャンセルされたサンプルシーケンスの復調を実行する。その後、以前は干渉パケットのために復号化が可能でなかった更なるパケットの復号化を試みることができる。ステップＳ１５０１〜１５０７は、全てのパケットを復号化するのに必要な回数繰り返すこともできるし、これらのステップを繰り返す所定のカウントに達するまで繰り返すこともできる。ステップＳ１５０６を実行する前に、本方法は、ビット反転又はシンドローム復号化等の上記で説明した後処理に関係した更なるステップを含むことができることが理解される。

フレーム同期
フレーム同期は、メッセージの先頭の１２８個の可能な位置についてＣＲＣチェックサムを計算することによって実行される。正確な位置が見つかると、ＣＲＣが検証され、探索が停止され、復号化に成功したメッセージがメッセージパーサーブロック２０４に渡される。メッセージパーサーブロックは、複製されたメッセージを廃棄する機能と、検出に成功したメッセージを各ゾーン復調器の信号再構成ブロックに渡す機能とを有する。誤警報の確率を許容可能な値に下げるとともに複雑度を低減するために、予備の開始フラグ及び終了フラグの検証も実行される。この手順は、ビットスタッフィングが存在する場合も変わらない。実際に、ＡＩＳ規格では、５つの連続した１が、送信されるビットストリーム内に見つかった場合に、その５つの連続した１の後に０が挿入されるべきことが予見されている。結果として、受信機では、５つの連続した１が見つかり、その後に０が続いているとき、バースト長を１つだけ増加させなければならず、ＣＲＣフィールドの初期ビットをそれに応じて変換しなければならない。

最後に、上記フレーム同期手順の誤警報確率は、採用された検出器とは無関係であることを指摘しておく。実際に、本発明に関する誤警報確率は、ランダムに生成されたビットのシーケンスがＣＲＣ並びに開始フラグ及び終了フラグの検証を満たす確率に対応する。

本発明の受信機の性能
図１７には、特許文献１に開示された従来技術の受信機と本発明の受信機との性能比較が、信号対干渉電力比（ＳＩＲ）のそれぞれ異なる値を有する単一の干渉体について示されている。有用な信号及び干渉体の双方は、区間［０，０．２２］に均一に分布したラン
ダムな正規化されたドップラー周波数を有し、本発明の受信機は、第４のタイミング及び周波数推定アルゴリズム及び第２の後処理技法（シンドローム復号化）を用いる。この図では、横軸は、ｄＢを単位とする信号対雑音比（ＳＮＲ）を示し、縦軸は、パケットエラーレート（ＰＥＲ）の常用対数を示している。グラフ１７０１、１７０３、１７０５は、それぞれ５ｄＢのＳＩＲの場合、１０ｄＢのＳＩＲの場合及び干渉が存在しない場合の従来技術の受信機の性能を示している。グラフ１７０２、１７０４、１７０６は、それぞれ５ｄＢのＳＩＲの場合、１０ｄＢのＳＩＲの場合及び干渉が存在しない場合の本発明の受信機の性能を示している。対応するグラフの比較から見て取ることができるように、本発明の受信機は、ＳＩＲの全ての値について性能が優れている（ＰＥＲが低い）。

地上処理
１つの地点から別の地点へ情報を搬送する全体のプロセスは、受信機が送信機によって送信されたデータを抽出する能力を低下させる。デジタル通信では、着信するデータについてのアプリオリな情報の存在が、その抽出を援助することができ、したがって、受信機性能を改善することができる。そのようなアプリオリな情報が存在するか否かは、システムに依存する。ＡＩＳでは、そのような情報は、或る程度存在し、本発明は、必要に応じて、アプリオリな情報の可用性を利用するメカニズムを更に提案する。このメカニズムは、必要とされるアプリオリな情報及び計算能力が利用可能である地上において最大限有利に用いることができるが、そのような実施態様に限定されるものではない。

復号化することができなかったパケットを捨てる（廃棄する）従来技術の受信機と異なり、本発明では、それらの復号化は再度試みられるが、この時、利用可能なアプリオリな情報を用いて試みられる。このように、計算リソースは、必要とされないときは節約され、援助を受けていない復号化プロセスを失敗させるほどＳＩＲが十分低い場合に備えて取っておかれる。このため、本発明の受信機は、第１の（データの援助を受けていない）試みにおいてパケットを復号化することができないときはいつでも、第２の（この時は、データの援助を受けた）試みに利用可能なアプリオリな情報を取り出すために、以下で説明する手順に従う。パケットは、この後者の試みも失敗したときにのみ廃棄される。

データ援助復号化の手順のプロセスフローが、図１６に示されている。以下の説明は、例示として、衛星に搭載されたＡＩＳ受信機に言及しているが、本発明は、衛星に搭載された受信機に限定されるものではなく、受信機の設置については代替のロケーションに拡張されるものとする。その上、以下の説明では、地上処理について言及されるが、その場合、復号化することができなかったパケットは、リモート（地上）処理サイトに送信される。しかしながら、本発明は、この場合に限定されるものではなく、特に、パケットがリモート処理サイトに送信されず、以下の手順に従って本発明の受信機において処理される場合を含むものとする。この場合、「データ支援処理」という用語がより適切であるが、以下の説明は、それにもかかわらず、簡潔にするために、地上処理にのみ言及する。

パケットが受信機に到着する度に、パケットの復号化が試みられる。パケットの復号化に失敗した場合、ステップＳ１６０１において、パケットが受信されたパケットの受信タイミングが、例えば、衛星が対応するデータを受信した時刻を調べることによって求められる。

ステップＳ１６０２において、求められた受信タイミングが衛星の位置推算表とともに用いられて、受信タイミングにおける衛星の視野が推定される。受信機が、艦艇又は他の任意の海上の物体若しくは地上に固定された物体に設置されている場合、衛星の位置推算表の代わりに、それぞれの物体のロケーションが考慮に入れられる。受信機が固定位置に設置されている場合、ステップＳ１６０１及びＳ１６０２を省略することができ、例えば、データベースから受信機の固定視野を調べることができる。

ステップＳ１６０３において、全ての艦艇（送信物体）の最新の既知の位置を含むデータベースを参照し、受信タイミングにおいて衛星の視界内にいた可能性のある艦艇を識別することによって、受信パケットの潜在的な送信機のリストが取得される。これらの艦艇は、潜在的な送信機の集合を形成する。

ステップＳ１６０４において、衛星の視界内にいた各艦艇のＭＭＳＩが、受信パケット又は受信パケットの少なくともＭＭＳＩフィールドと相関される。

ステップＳ１６０５において、ステップＳ１６０４において取得された相関が所定の閾値を越えているＭＭＳＩの利用可能なアプリオリなデータを取り出すことによって、利用可能なアプリオリなデータ（事前に取得されたデータ）が取得される。この相関が、潜在的な送信機のＭＭＳＩのいずれについても閾値を越えていない場合、パケットは廃棄される。

ステップＳ１６０６において、取得されたアプリオリなデータ（事前に取得されたデータ）が用いられ、相関が所定の閾値を越えていた各ＭＭＳＩの受信パケットの復調（復号化）を助ける。復号器が復号化に成功するときは常に、プロセスが停止し、復号化されたパケットの情報が抽出される。そうでない場合、受信パケットは廃棄される。

上記に示したように、ステップＳ１６０１〜Ｓ１６０６は、リモート（地上）処理サイト又は本発明の受信機自体のいずれかにおいて実行することができ、前者の場合、手順は、受信パケットを処理サイトに送信する送信ステップを更に含む。

上記技法は、受信機が艦艇（すなわち、特定のＭＭＳＩ）の新たな位置の回復に失敗したとき、アプリオリな既知の情報を用いて復号化プロセスを援助する。その情報は、トレーニングシーケンス（２４ビット）、開始フラグ（８ビット）、ユーザーＩＤ（３０ビット）及び終了フラグ（８ビット）に対応する７０ビットからなる。これらに加えて、ＡＩＳの特定の性質によって、直接的ではないが、緯度フィールド及び経度フィールドから得られる幾つかの追加のビットをアプリオリな情報として用いることが可能になる。それらの数及び値は（対応する信頼レベルとともに）、艦艇の報告された最新の位置、速度及び進行方向に基づいて求めることができる。

位置情報は、本来、高い相関性を有する。換言すれば、互いに接近して位置する２つの地点の座標は、類似していると予想される。２つの連続したＡＩＳ報告間の時間スパン内に艦艇が進む小さな距離が与えられると、受信機は、或る特定の信頼レベルを有する緯度／経度（ｌａｔ／ｌｏｎ）主要有効ビットの値を仮定し、その情報をアプリオリな情報として用いて復号化プロセスを援助することができる。

ＡＩＳは、艦艇の位置についての全ての情報が最新の成功した報告に含まれるメモリレスシステムである。この報告が受信されるとすぐに、艦艇のロケーションが完全に求められ、実質上不確実性のない地点に対応する。時間が経過するにつれて、この地点は、艦艇の移動に起因して位置不確実性を表す拡大した領域に変化する。このエリアは、艦艇を見つける確率が１００％である捜索救難（ＳＡＲ）領域として定義される。

しかしながら、艦艇は、その位置を報告するだけでなく、その速度及び進行方向も報告し、したがって、ＳＡＲ領域内で艦艇を見つける確率は一様ではない。代わりに、艦艇は、その実際の位置はまだ知られていないが、或る特定の航海計画又は或る特定の航海基準に従って或る特定の地点にいると予想される。予想位置は、確率密度関数（ＰＤＦ）が付属していない限り、それ単独では意味をなさない。ＰＤＦは、予測の信頼レベルを決定す
る。

次に、ＳＡＲ領域及びＳＡＲ領域内のＰＤＦを一例によってより詳細に説明する。所与の艦艇からの最新の報告以降の経過時間をｔとする。最新の報告を用いて、艦艇は、或る特定の位置ｐ_０にあり、進行方向ｈ_０を有し、速度ｖ_０にあることをＡＩＳに通知している。簡略化するために、ＳＡＲ領域は、（地球の表面上で）ｐ_０を中心とした半径Ｒ_ＳＡＲを有する円であると仮定される。この半径は、或る特定の基準、例えば、Ｒ_ＳＡＲ＝ｖ_ｍａｘｔに従って設定することができる。ここで、ｖ_ｍａｘは艦艇の最大速度であるが、海流等の他の変数も考慮することができる。艦艇は、進行方向ｈ_０でｐ_０を通過する順行ルートに従い、ｔで進む距離が推定によってｄ＝ｖ_０ｔであると仮定すると、予想位置ｐ（ｔ）は容易に求められる。上記に示したように、予想位置ｐ（ｔ）は、関連付けられたＰＤＦを伴っていなければならない。ｐ（ｔ）を中心とし、この地点までの地理的距離（すなわち、地球の表面上の距離）ｒ（ｐ）とともに変化する（式３．１３）に示すようなガウス関数は、適度な選択肢であると思われる。このガウス関数の分散は、ｐ_０が３σの円（３σ＝ｄ）内にあるように選ばれる。

例えば、４時間前に、２５度Ｎ４５度Ｗにあり、２５ｋｎの速度で進行方向４５度にあると報告した艦艇（例１）を考えた場合、その現在の予想位置は、２６．１７３２５６３０１５４９８度Ｎ４３．６８７８１３１５７８０３８度Ｗである。符号化されたフィールドは、この場合、それぞれ０００１１１０１１１１１００１１１１１１００１０００１及び１１１００１１１０００００００００１１０１０１１０００１によって与えられる。

ここで、問題は、これらのビットの値の正しさにどれほどの確信を持つことができるかである。ＰＤＦを用いると、上位ビットの良好な推定を行うことがかなり簡単であり、それらの数値は容易に計算可能であるが、結果は状況次第であることに留意しなければならない。

例えば、２時間前に、２６度Ｎ９２度Ｗ（メキシコ湾）にあり、２５ｋｎの速度で進行方向１３５度にあると報告した艦艇（例２）を考えた場合、経過時間はより短く、したがって、不確実性はより小さいので、高い確実性を有するビットの数はより多い。艦艇が黒海等の小さな境界のある領域を進んでいる場合、同様の結果が予想される。

トラフィック情報も考慮に入れた場合、より現実的なモデル化が可能である。これは、項の重み付き和を通じて行うことができる。例えば、２時間前に、その位置が６．２５度Ｎ９０度Ｅのベンガル湾にあり、進行方向９０度で２５ｋｎの速度であると報告した艦艇（例３）を考えた場合、そのエリア内のトラフィックパターンを考慮に入れると、（式３．１４）において与えられるＰＤＦが取得される。ここで、ｆ_ｇ（ｐ）はガウス関数であり、ｆ_ｔ（ｐ）はトラフィックを表すトラフィック関数であり、Ｋ_ｔは重み定数であり、Ｋ_Ｎは正規化定数である。トラフィックを含めると、予想位置を再計算して、ガウス関数の中心ではなくＰＤＦの予想位置にすることは理にかなっている。

艦艇がベンガル湾にいる特定の場合において、そのエリアにおける通常のトラフィックパターンについて、トラフィックを含めることは、艦艇が高確率で見つかるエリアを絞るのに役立ち、したがって、それらの結果は良好である。一方、トラフィックを含めることがこのエリアを広げることも起こる場合があり、それらの結果は悪化する。このため、最終的には、用いられるＰＤＦが現実に対してどれほど忠実であるかが決め手となる。

最後に、説明した地上処理の採用から取得可能な性能利得が図１８Ａ及び図１８Ｂに示されている。一方、現実的なシミュレーションを行うには、ＡＩＳ規格によって予見されたビット置換及び非ゼロ復帰（ＮＲＺＩ）符号化を考慮に入れることが必要である。特に、１６８個のデータビットはオクテットに分割され、次に、これらのオクテットは元の順序のままとされるが、各単一オクテット内では、ビットの順序は逆にされる。この操作の後、パケット全体がＮＲＺＩ符号化を受け、この符号化において、各送信シンボルは以下の式から得られる。
ここで、ｃ_ｉ及びｃ_ｉ−１は、パケットの２つの連続したビットであり、和は、モジュロ２となるように意図されている。（式４．１）から、単一のビットエラーがｃ_ｉ又はｃ_ｉ−１に存在する場合にのみシンボルｓ_ｉが正しくないことが明らかである。このため、ｓ_ｉのエラー確率は、以下のように表すことができる。
ここで、
は、正しく送信された値を表す。

図１８Ａは、例１の艦艇、すなわち外洋における艦艇の場合の地上処理を有する本発明の方法及び有しない本発明の方法の性能をＳＩＲのそれぞれ異なる値について示している。図１８Ｂは、例２の艦艇、すなわちメキシコ湾における艦艇の場合の地上処理を有する本発明の方法及び有しない本発明の方法の性能をＳＩＲのそれぞれ異なる値について示している。有用な信号及び干渉体の双方は、区間［０，０．２２］に均一に分布したランダムな正規化されたドップラー周波数を有する。図１７と同様に、横軸は、ｄＢを単位とする信号対雑音比（ＳＮＲ）を示し、縦軸は、パケットエラーレート（ＰＥＲ）の常用対数を示している。グラフ１８０１、１８１１は、それぞれ例１及び例２の５ｄＢのＳＩＲについての地上処理を有しない本発明の方法の性能を示し、グラフ１８０２、１８１２は、それぞれ例１及び例２の５ｄＢのＳＩＲについての地上処理を有する本発明の方法の性能を示している。グラフ１８０３、１８１３は、それぞれ例１及び例２の１０ｄＢのＳＩＲについての地上処理を有しない本発明の方法の性能を示し、グラフ１８０４、１８１４は、それぞれ例１及び例２の１０ｄＢのＳＩＲについての地上処理を有する本発明の方法の性能を示している。グラフ１８０５、１８１５は、それぞれ例１及び例２の干渉が存在し
ない場合の地上処理を有しない本発明の方法の性能を示し、グラフ１８０６、１８１６は、それぞれ例１及び例２の干渉が存在しない場合の地上処理を有する本発明の方法の性能を示している。対応するグラフの比較から見て取ることができるように、地上処理を有する本発明の受信機は、ＳＩＲの全ての値についてかつ例１及び例２の双方について性能が優れている（ＰＥＲが低い）。

上記で説明した実施形態の構造の特徴、コンポーネント及び特定の詳細は、それぞれの用途に最適化された更なる実施形態を形成するように交換するか又は組み合わせることができる。これらの変更形態が当業者に容易に明らかとなる限り、それらの変更形態は、この説明を簡潔にするために、明示的に全ての可能な組み合わせを指定することなく上記の説明によって暗黙的に開示されるものとする。

Claims (39)

1. 連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する方法であって、
   Ａ）前記受信信号から生成されたサンプルシーケンスのサンプルを正規化して、正規化されたサンプルシーケンスを取得するステップであって、前記正規化されたサンプルシーケンスの各サンプルの振幅は１に等しい絶対値を有する、ステップと、
   Ｂ）前記正規化されたサンプルシーケンスに基づいて、前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定し、該推定された時間オフセット及び該推定された周波数オフセットを、前記正規化されたサンプルシーケンスの前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを補償することに用いて、補償されたサンプルシーケンスを取得するステップと、
   Ｃ）前記補償されたサンプルシーケンスに基づいて、前記送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスを求めるステップと、
   を含む、方法。
2. 前記時間オフセットの前記推定値及び前記周波数オフセットの前記推定値は、フィードフォワードアルゴリズムに入力されたサンプルシーケンスの自己相関を行うことを含む該アルゴリズムによって求められる、請求項１に記載の方法。
3. 前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、
   前記正規化されたサンプルシーケンスをローパスフィルターによってフィルタリングして、フィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、
   前記フィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求めることと、
   前記フィルタリングされたサンプルシーケンス又は前記正規化されたサンプルシーケンスから得られた第１のサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて、前記周波数オフセットの前記推定値を求めることと、
   前記時間オフセットの前記推定値に基づいて、前記正規化されたサンプルシーケンス又は該正規化されたサンプルシーケンスから得られた第２のサンプルシーケンスを補間することと、
   前記周波数オフセットの前記推定値を用いて、前記正規化されたサンプルシーケンス又は該正規化されたサンプルシーケンスから得られた第３のサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得することと、
   を含む、請求項１又は２に記載の方法。
4. 前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、
   Ｂ１）第１のローパスフィルター（４０１）によって前記正規化されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、
   Ｂ２）前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求めることと、
   Ｂ３）前記第１の結果に基づいて、前記周波数オフセットの第１の推定値を求めることと、
   Ｂ４）前記周波数オフセットの前記第１の推定値を用いて前記正規化されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第１の補償されたサンプルシーケンスを取得することと、
   を含む、請求項１又は２に記載の方法。
5. 前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、
   Ｂ５）第２のローパスフィルター（４０５）によって前記第１の補償されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、
   Ｂ６）前記第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて、前記周波数オフセットの第２の推定値を求めることと、
   Ｂ７）前記周波数オフセットの前記第２の推定値を用いて前記第１の補償されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第２の補償されたサンプルシーケンスを取得することと、
   Ｂ８）前記時間オフセットの前記推定値に基づいて前記第２の補償されたサンプルシーケンスを補間して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得することと、
   を更に含む、請求項４に記載の方法。
6. 前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、
   Ｂ１）第１のローパスフィルター（６０１；８０１；１００１）によって前記正規化されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、
   Ｂ２）前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求めることと、
   Ｂ３）前記時間オフセットの前記推定値に基づいて前記正規化されたサンプルシーケンスを補間して、補間されたサンプルシーケンスを取得することと、
   を含む、請求項１又は２に記載の方法。
7. 前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、
   Ｂ４）第２のローパスフィルター（６０４；８０４；１００４）によって前記補間されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、
   Ｂ５）前記第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスをダウンサンプリングして、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを取得することと、
   Ｂ６）前記第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて、前記周波数オフセットの第１の推定値を求めることと、
   Ｂ７）前記周波数オフセットの前記第１の推定値を用いて前記補間されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第１の補償されたサンプルシーケンスを取得することと、
   を更に含む、請求項６に記載の方法。
8. 前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを推定することは、
   Ｂ８）第３のローパスフィルター（６０８；１００８）によって前記第１の補償されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得することと、
   Ｂ９）前記第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第３の結果に基づいて、前記周波数オフセットの第２の推定値を求めることと、
   Ｂ１０）前記周波数オフセットの前記第２の推定値を用いて前記第１の補償されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得することと、
   を更に含む、請求項７に記載の方法。
9. 前記第１の結果は、第１の自己相関アルゴリズムを前記第１のフィルタリングされたサ
   ンプルシーケンスに適用することによって取得され、
   前記第２の結果は、前記第１の自己相関アルゴリズムと異なる第２の自己相関アルゴリズムを前記第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得され、
   前記第１の補償されたサンプルシーケンスは、前記補償されたサンプルシーケンスである、請求項７に記載の方法。
10. 前記第１の結果は、第１の自己相関アルゴリズムを前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得され、
    前記第２の結果は、前記第１の自己相関アルゴリズムを前記ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得される、請求項８に記載の方法。
11. 前記第１の結果は、第１の自己相関アルゴリズムを前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得され、
    前記第２の結果は、前記第１の自己相関アルゴリズムと異なる第２の自己相関アルゴリズムを前記第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得される、請求項８に記載の方法。
12. 前記第３の結果は、前記第１の自己相関アルゴリズムを前記第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスに適用することによって取得される、請求項１０又は１１に記載の方法。
13. 前記シンボルシーケンスを求める前記ステップにおいて、前記求められたシンボルのそれぞれは、対応する前記送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルである、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の方法。
14. 連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する方法であって、
    Ｂ）前記受信信号から生成されたサンプルシーケンスに基づいて、前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定し、該推定された時間オフセット及び該推定された周波数オフセットを、前記サンプルシーケンスの前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを補償することに用いて、補償されたサンプルシーケンスを取得するステップと、
    Ｃ）前記補償されたサンプルシーケンスに基づいて、前記送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスを求めるステップであって、該求められたシンボルのそれぞれは、対応する前記送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルである、ステップと、
    を含む、方法。
15. 求められたシンボルごとに、該求められたシンボルが前記対応する送信シンボルと同一である確率を求めることを更に含む、請求項１３又は１４に記載の方法。
16. 前記求められたシンボルシーケンスからパケットを生成することと、
    前記パケットのチェックサムを計算することと、
    前記チェックサムが、前記パケットが正しく復号化されていないことを示す場合、前記パケット内のシンボルペアを反転することであって、該シンボルペアの前記２つのシンボルは、更なるシンボルによって分離されていることと、
    を更に含む、請求項１３〜１５のいずれか１項に記載の方法。
17. 正しく復号化されていないと判断された前記パケットにおいて、前記対応する送信シン
    ボルと同一である確率が最も低い第１のシンボルペアを求めることと、
    前記求められた第１のシンボルペアの前記シンボルを反転することと、
    を更に含む、請求項１６に記載の方法。
18. 正しく復号化されていないと判断された前記パケットにおいて、前記対応する送信シンボルと同一である確率が最も低い第１のシンボルペアと、前記対応する送信シンボルと同一である確率が次に最も低い第２のシンボルペアとを求めることと、
    結果として得られるパケットのチェックサムが、該結果として得られるパケットが正しく復号化されたことを示すまで、必ずしもこの順序とは限らないが、前記第１のペアの前記シンボルのみを反転し、前記第２のペアの前記シンボルのみを反転し、前記第１のペア及び前記第２のペアの前記シンボルを同時に反転することと、
    を更に含む、請求項１６に記載の方法。
19. 正しく復号化されていないと判断された前記パケットについて、エラーシーケンスを、前記チェックサムと、チェックサム値とエラーシーケンスとの関係を示す事前に記憶されたテーブルとに基づいて求めることと、
    前記パケット内において、前記エラーシーケンスによって示された位置に位置するシンボルペアを反転することと、
    を更に含む、請求項１６に記載の方法。
20. 前記サンプルシーケンスは、送信シンボル当たり第１の比率のサンプルを有し、
    前記方法は、
    前記補償されたサンプルシーケンスをダウンサンプリングして、ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを取得することであって、該ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスは、前記第１の比率のサンプルよりも少ない送信シンボル当たり第２の比率のサンプルを有することと、
    前記ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに基づいて、前記送信シンボルシーケンスに対応する前記シンボルシーケンスを求めることと、
    を更に含む、請求項１〜１９のいずれか１項に記載の方法。
21. 前記第１の比率は３以上であり、前記第２の比率は１である、請求項２０に記載の方法。
22. Ｄ）正しく復号化されたシンボルのパケットを識別することと、
    Ｅ）前記正しく復号化されたパケットから再構成された再構成信号を、前記サンプルシーケンスから差し引くことによって、前記正しく復号化されたパケットを前記サンプルシーケンスからキャンセルして、干渉がキャンセルされたサンプルシーケンスを取得することと、
    請求項１〜２１のいずれか１項に記載の方法の前記ステップを、前記干渉がキャンセルされたシンボルシーケンスについて繰り返すことと、
    を更に含む、請求項１〜２１のいずれか１項に記載の方法。
23. シンボルのパケットの復号化が失敗した場合に、
    それぞれの前記パケットが受信された受信タイミングを求めることと、
    前記受信タイミングにおいて信号を受信した可能性がある前記視野を求めることと、
    前記受信タイミングにおいて前記視野内にいた潜在的な送信機のリストを取得することと、
    前記潜在的な送信機のそれぞれについて、復号化が失敗した前記パケットのそれぞれの前記潜在的な送信機の識別子を前記パケットと相関させて相関値を取得することと、
    前記相関値が所定の閾値を越えている前記潜在的な送信機のそれぞれに関係した事前に
    取得されたデータを取得することと、
    前記事前に取得されたデータを用いて前記パケットを復号化することと、
    を更に含む、請求項１〜２２のいずれか１項に記載の方法。
24. 連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する受信機であって、
    前記受信信号から生成されたサンプルシーケンスのサンプルを正規化して、正規化されたサンプルシーケンスを取得する正規化手段（２３１）であって、前記正規化されたサンプルシーケンスの各サンプルの振幅は１に等しい絶対値を有する、正規化手段（２３１）と、
    前記正規化されたサンプルシーケンスに基づいて、前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定し、該推定された時間オフセット及び該推定された周波数オフセットを、前記正規化されたサンプルシーケンスの前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを補償することに用いて、補償されたサンプルシーケンスを取得する推定手段（２３２）と、
    前記補償されたサンプルシーケンスに基づいて、前記送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスを求める復号化手段（２３５）と、
    を備える、受信機。
25. 前記推定手段（２３２）は、
    前記正規化されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第１のローパスフィルター（４０１）と、
    前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求める時間オフセット推定手段（４０２）と、
    前記第１の結果に基づいて前記周波数オフセットの第１の推定値を求める第１の周波数オフセット推定手段（４０３）と、
    前記周波数オフセットの前記第１の推定値を用いて前記正規化されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第１の補償されたサンプルシーケンスを取得する第１の補償手段（４０４）と、
    を備える、請求項２４に記載の受信機。
26. 前記推定手段（２３２）は、
    前記第１の補償されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第２のローパスフィルター（４０５）と、
    前記第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて前記周波数オフセットの第２の推定値を求める第２の周波数オフセット推定手段（４０６）と、
    前記周波数オフセットの前記第２の推定値を用いて前記第１の補償されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第２の補償されたサンプルシーケンスを取得する第２の補償手段（４０７）と、
    前記時間オフセットの前記推定値に基づいて前記第２の補償されたサンプルシーケンスを補間して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得する補間手段（４０８）と、
    を更に備える、請求項２５に記載の受信機。
27. 前記推定手段（２３２）は、
    前記正規化されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第１のローパスフィルター（６０１；８０１；１００１）と、
    前記第１のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得
    された第１の結果に基づいて、前記時間オフセットの前記推定値を求める時間オフセット推定手段（６０２；８０２；１００２）と、
    前記時間オフセットの前記推定値に基づいて前記正規化されたサンプルシーケンスを補間して、補間されたサンプルシーケンスを取得する補間手段（６０３；８０３；１００３）と、
    を備える、請求項２４に記載の受信機。
28. 前記推定手段（２３２）は、
    前記補間されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第２のローパスフィルター（６０４；８０４；１００４）と、
    前記第２のフィルタリングされたサンプルシーケンスをダウンサンプリングして、第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを取得するダウンサンプリング手段（６０５；８０５；１００５）と、
    前記第１のダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第２の結果に基づいて前記周波数オフセットの第１の推定値を求める第１の周波数オフセット推定手段（６０６；８０６；１００６）と、
    前記周波数オフセットの前記第１の推定値を用いて前記補間されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、第１の補償されたサンプルシーケンスを取得する第１の補償手段（６０７；８０７；１００７）と、
    を更に備える、請求項２７に記載の受信機。
29. 前記推定手段（２３２）は、
    前記第１の補償されたサンプルシーケンスをフィルタリングして、第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを取得する第３のローパスフィルター（６０８；１００８）と、
    前記第３のフィルタリングされたサンプルシーケンスを自己相関することによって取得された第３の結果に基づいて前記周波数オフセットの第２の推定値を求める第２の周波数オフセット推定手段（６０９；１００９）と、
    前記周波数オフセットの前記第２の推定値を用いて前記第１の補償されたサンプルシーケンスの前記周波数オフセットを補償して、前記補償されたサンプルシーケンスを取得する第２の補償手段（６１０；１０１０）と、
    を更に備える、請求項２８に記載の受信機。
30. 前記復号化手段（２３５）は、求められるシンボルのそれぞれが、対応する前記送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルとなるように、前記シンボルシーケンスを求めるよう構成されている、請求項２４〜２９のいずれか１項に記載の受信機。
31. 連続位相変調によって変調された送信シンボルシーケンスに関係した受信信号を復調する受信機であって、
    前記受信信号から生成されたサンプルシーケンスに基づいて、前記受信信号の時間オフセット及び周波数オフセットを推定し、該推定された時間オフセット及び該推定された周波数オフセットを、前記サンプルシーケンスの前記時間オフセット及び前記周波数オフセットを補償することに用いて、補償されたサンプルシーケンスを取得する推定手段（２３２）と、
    前記補償されたサンプルシーケンスから、前記送信シンボルシーケンスに対応するシンボルシーケンスを求める復号化手段（２３５）であって、該求められたシンボルのそれぞれは、対応する前記送信シンボルと同一である確率が最も高いシンボルである、復号化手段（２３５）と、
    を備える、受信機。
32. 前記復号化手段（２３５）は、求められたシンボルごとに、該求められたシンボルが前記対応する送信シンボルと同一である確率を求めるように更に構成されている、請求項３０又は３１に記載の受信機。
33. 前記求められたシンボルシーケンスからパケットを生成するパケット生成手段と、
    前記パケットのチェックサムを計算するチェックサム計算手段と、
    前記チェックサムが、前記パケットが正しく復号化されていないことを示している場合には、前記パケット内のシンボルペアを反転する反転手段であって、該シンボルペアの前記２つのシンボルは、更なるシンボルによって分離されている、反転手段と、
    を更に備える、請求項３０〜３２のいずれか１項に記載の受信機。
34. 正しく復号化されていないと判断された前記パケット内の前記対応する送信シンボルと同一である確率が最も低い第１のシンボルペアを求める手段を更に備え、
    前記反転手段は、前記求められた第１のシンボルペアの前記シンボルを反転するように更に構成されている、請求項３３に記載の受信機。
35. 正しく復号化されていないと判断された前記パケットにおいて、前記対応する送信シンボルと同一である確率が最も低い第１のシンボルペアと、前記対応する送信シンボルと同一である確率が次に最も低い第２のシンボルペアとを求める手段を更に備え、
    前記反転手段は、結果として得られるパケットのチェックサムが、該結果として得られるパケットが正しく復号化されたことを示すまで、必ずしもこの順序とは限らないが、前記第１のペアの前記シンボルのみを反転し、前記第２のペアの前記シンボルのみを反転し、前記第１のペア及び前記第２のペアの前記シンボルを同時に反転するように構成されている、請求項３３に記載の受信機。
36. 正しく復号化されていないと判断された前記パケットについて、エラーシーケンスを、前記チェックサムと、チェックサム値とエラーシーケンスとの関係を示す事前に記憶されたテーブルとに基づいて求める手段を更に備え、
    前記反転手段は、前記パケット内において、前記エラーシーケンスによって示された位置に位置するシンボルペアを反転するように更に構成されている、請求項３３に記載の受信機。
37. 前記サンプルシーケンスは、送信シンボル当たり第１の比率のサンプルを有し、
    前記受信機は、前記補償されたサンプルシーケンスをダウンサンプリングして、ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスを取得するダウンサンプリング手段（２３３、２３４）を更に備え、該ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスは、前記第１の比率のサンプルよりも少ない送信シンボル当たり第２の比率のサンプルを有し、
    前記復号化手段（２３５）は、前記ダウンサンプリングされたサンプルシーケンスに基づいて、前記送信シンボルシーケンスに対応する前記シンボルシーケンスを求めるように構成されている、請求項２４〜３６のいずれか１項に記載の受信機。
38. 前記第１の比率は３以上であり、前記第２の比率は１である、請求項３７に記載の受信機。
39. 正しく復号化されたシンボルのパケットを識別する手段と、
    前記正しく復号化されたパケットから再構成された再構成シンボルシーケンスを前記サンプルシーケンスから差し引くことによって、前記正しく復号化されたパケットを前記シンボルシーケンスからキャンセルして、更なる復調処理に用いられる、干渉がキャンセルされたサンプルシーケンスを取得するキャンセル手段と、
    を更に備える、請求項２４〜３８のいずれか１項に記載の受信機。