JP2017221008A - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

電力変換装置及び電力変換方法 Download PDF

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Abstract

【課題】電力変換器において小型化，および，短絡事故時に事故相が健全相へ与える影響を抑止することの両立が困難であるという課題があった。本発明の目的は，電力変換器の小型化，および，事故相が健全相へ与える影響を抑止し，事故が起きた際は事故相のみ交換することで復旧が可能となることを目的とする。【解決手段】半導体スイッチング素子，コンデンサ，配線およびヒューズから1相が構成される電力変換器において，各相毎にコンデンサが複数台並列接続され，該コンデンサを並列接続している配線の一部にヒューズを挿入する構成とすることで電力変換器の小型化が可能となり，かつ，短絡事故時に事故相が健全相へ与える影響を抑制し，事故相のみの部品交換で復旧が可能となる。【選択図】 図1

Description

本発明は，電力変換装置及び電力変換方法に係り，特に主回路構成および主回路の保護に好適な電力変換装置及び電力変換方法に関する。
半導体スイッチング素子を用いた電力変換器は，産業，家電，交通，自動車および電力・社会インフラシステムなどの分野で幅広く使用されている。数百kW以上の産業向け電力変換器は，複数の半導体スイッチング素子を含むアセンブリにより構成されることが多い。このような電力変換器には，半導体スイッチング素子が短絡するような事故時が発生しても，電力変換器内の保護手段により事故相を速やかに切り離し，健全相へ与える影響を抑止することで復旧までのダウンタイムの短縮を実現することが望まれる。この要求に対し，電力変換器内部の直流回路部を接続する箇所にヒューズを挿入する保護方法が多用される。
このように，電力変換器の保護のため直流回路部にヒューズを挿入し，かつ半導体スイッチング素子の短絡事故時は速やかにヒューズを溶断可能となるようダイオードとコンデンサを直列にした回路を追加した構成は，例えば，特開2014-96892号公報に記載されている。
特開2014-96892号公報
上記の従来技術は，3相一括で平滑コンデンサを抱える構成に対する保護回路である。一方，産業や電力・社会インフラシステム向けの電力変換器は損失低減を目的に高電圧化が進んでおり，そのような高圧電力変換器においては，半導体スイッチング素子を始めとする部品は高耐圧/大電流のものが使用される。3相一括で回路を構成した場合は絶縁距離・沿面距離を確保するため平滑コンデンサと半導体スイッチング素子の距離が離れる。距離が離れることにより，主回路の寄生インダクタンスが大きくなる。寄生インダクタンスが大きくなると，半導体スイッチング素子をスイッチングする際に半導体スイッチング素子の端子間に生じる跳ね上がり電圧により，半導体スイッチング素子が破損する場合があるため，スナバ回路等の跳ね上がり電圧を抑制する追加の回路が必要となり，電力変換器の大型化を招く。
このように，電力変換器，特に高電圧の電力変換器では，小型化，および，短絡事故時に事故相が健全相へ与える影響を抑止することの両立が困難であるという問題があった。
本発明の目的は，電力変換装置の小型化ができ，且つ，事故が起きた際は簡易に復旧が可能となる電力変換装置及び電力変換方法を提供することにある。
上記目的を達成するため，本発明では，相を構成する相回路を複数有し，前記複数の相回路は共通の直流電圧部を一部に含んでおり，前記複数の相回路の各々は，半導体スイッチング素子で構成されて電力変換動作をするスイッチング回路と，前記スイッチング回路に接続される交流端子と，前記前記スイッチング回路と前記直流電圧部との間に並列接続される複数のコンデンサと，前記スイッチング回路と前記直流電圧部との間に接続されるヒューズを有するように構成した。
あるいは，相毎に半導体スイッチング素子と，第一のコンデンサと，第二のコンデンサと，配線と，から成るアセンブリと，該アセンブリの直流回路が並列接続される共通直流回路と，を備え，該第一のコンデンサと第二のコンデンサはアセンブリの直流回路に並列接続され，該第一のコンデンサ端子はアセンブリ直流回路の上記半導体スイッチング素子の近傍に接続され，該第二のコンデンサ端子は第一のコンデンサに比べてアセンブリ直流回路の上記共通直流回路側に接続され，第一のコンデンサ端子接続箇所と第二のコンデンサ端子接続箇所を結ぶ配線の一部にヒューズを挿入する構成を備える構成とする。
本発明によれば，半導体スイッチング素子から見込んだ直流回路の低インダクタンス化が図れ，その結果として装置の小型化が可能となる。また，ヒューズをアセンブリ内のコンデンサによる放電電流により溶断できるため，短絡事故時に事故相が健全相へ与える影響を抑制することができ，事故相のみの部品交換で簡易な復旧が可能となる。
本発明における第1の実施例における電力変換器の構成である。 本発明における第1の実施例における電流の流れを説明する図である。 参考例の場合の回路構成および電流経路を説明する図である。 参考例の回路構成および電流経路を説明する図である。 本発明における第3の実施例における電力変換器の構成である。 本発明における第4の実施例における電力変換器の構成である。 本発明における半導体スイッチング素子を用いた回路を説明する図である。 本発明における半導体スイッチング素子を用いた回路を説明する図である。 本発明におけるコンデンサから流れる電流の説明図である。
以下に発明を実施するための形態を図面を用いて説明する。
実施例１を説明する。図1に電力変換器の回路構成を示す。本実施例では3相の2レベル変換器を例に説明する。本電力変換器の主回路は，一相を構築する回路102a，102b，そして102cにより構成され，102a，102b，102cの直流端子は共通の直流回路100a（直流電圧部(正極)とも称す），100b（直流電圧部(負極)とも称す）で並列接続される。102a，102b，102cは，共通直流回路との間に図示しない断路構成を備え，一相ごとの取り外し，もしくは入れ替えが可能な構成となっている。
一相を構築する回路(102a，102b，102c)は例えばU相，V相，W相を形成し，一相を構築する回路(102a，102b，102c)の各々の端子(104a)，端子(104b)，端子(104c)は３相交流電力機のU相，V相，W相端子に接続される。これにより，図示しない交流電動機を駆動し，あるいは，回生電力を直流に変換する。
例えば，一相を構築する回路(102a)を例にとると，一相を構築する回路(102a)は，図7に示すように，回路(101)として，正側のスイッチング素子（401）と正側の逆ダイオード（402）の対と，負側のスイッチング素子（401）と負側の逆ダイオード（402）の対とが直列に接続される。半導体スイッチング素子で構成される回路に接続される配線(正極)（108a）を介して直流回路(100a)に，半導体スイッチング素子で構成される回路に接続される配線(負極)（109a）を介して直流回路(100b)に接続される。また，正側のスイッチング素子(401）と正側の逆ダイオード(402)の対と，負側のスイッチング素子(401)と負側の逆ダイオード(402)の対との接続点は入・出力端子(104a)となる。
スイッチング素子(401)はＰＷＭ等のスイッチングにより，直流回路(100a)と直流回路(100b)との間の直流電力を交流電力へ変換して端子(104a)から出力し，あるいは，端子(104ａ)からの交流電力を直流に変換して直流回路(100a)と直流回路(100b)に出力する。
スイッチング素子(401)は図示しないゲート駆動回路及びゲート制御回路によって，上下交互にスイッチングすることで電力変換を行う。スイッチング素子(401)は図示しないＰＷＭ制御回路により，変調波と搬送波とを比較してＰＷＭ変調方式で制御される。
他の一相を構築する回路(102b)及び(102c)は，一相を構築する回路(102a)と同様の構成である。
一相を構成する回路(102a)では，半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)に近接して，直流回路(100a)と直流回路(100b)と並列になるように，第一のコンデンサ(103a)を設置する。該回路は図7に示す構成である。図7では半導体スイッチング素子としてIGBT(401)を用いているが，その他の半導体スイッチング素子(トランジスタ・GTO・サイリスタ等)へ置き換えてもよい。このように，コンデンサ(103a)から半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)までの電流経路(C100)が小さくなるため，該電流経路の寄生インダクタンスを小さくすることが可能となる。ここで，IGBT(401)がスイッチングする際に端子間へ掛かる跳ね上がり電圧は該寄生インダクタンスと電流変化(di/dt)によって決まるため，該構成により跳ね上がり電圧の抑制が可能となる。従い，跳ね上がり電圧から半導体スイッチング素子を保護するためのスナバ回路が不要となり，電力変換器の小型化が可能となる。
本発明の特徴である，第二のコンデンサを活用した健全相への事故波及抑制を実現する構成およびそのメカニズムについて，以下説明する。
本実施例で示す電力変換器は相毎に備えられるアセンブリに，半導体スイッチング素子(101a)の直近に備えられる第一のコンデンサ(103a)，コンデンサ(103a)の端子に接続される配線に備えられるヒューズ(105a・106a)，そして第一のコンデンサ(103a)とは別に上記ヒューズに比べて共通直流回路(100a・100b)側に，直流回路(100a)と直流回路(100b)の間に，設置される第二のコンデンサ(107a)を備える点に特徴がある。
本構成により，半導体スイッチング素子の短絡事故が生じた際，事故相のみのヒューズを溶断することが可能となり，健全相のアセンブリである(102b，102c)への影響を低減することが可能となる。
図2を用いてヒューズ溶断時の電流の流れを説明する。
ヒューズ(105a)は，半導体スイッチング素子(101a)の端子の一方と直流回路100aを溶断により切り離すように挿入される。ヒューズ(106a)は，半導体スイッチング素子(101a)の端子のもう一方と直流回路(100b)を溶断により切り離すように挿入される。
半導体スイッチング素子の短絡時，まず半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)に近接したコンデンサ(103a)から電荷が半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)に放出される(電流経路(200))。電荷放出によりコンデンサ(103a)の端子間電圧が低下するため，コンデンサ(107a)からヒューズ(105a)を介して電流が流れ，該電流がヒューズを溶断され(電流経路(201))，事故相が直流電圧部(100a・100b)から切り離される。コンデンサ(107a)は半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)と同一のアセンブリに備えられるため，コンデンサ(107a)から半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)までの寄生インダクタンスは，健全相のアセンブリ(102b・102c)内コンデンサから事故相(102a)の半導体スイッチング素子で構成させる回路(101a)までの寄生インダクタンスに比べて小さい。ゆえに，事故相のヒューズ溶断に必要な電流はコンデンサ(107a)から供給されることとなる。コンデンサ(107a)からヒューズを溶断するための電流を供給することでコンデンサ(107a)の端子電圧は低下するので，健全相からも電流が流れ込む。健全相への影響を低減するため，コンデンサ(107a)から半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)までの寄生インダクタンスに比べ，各相を接続している配線(L10・L20)によって生じる健全相からコンデンサ(107a)までの寄生インダクタンスは十分大きいことが望ましい。なお，コンデンサ(107a)の静電容量と電流経路(201)の寄生インダクタンスで決定する共振周波数が，コンデンサ(103b)と電流経路(203)の寄生インダクタンスで決定する共振周波数の4倍以上となるよう，各相間を接続する配線(L10)の寄生インダクタンスおよび各コンデンサの静電容量を選定することが望ましい。これにより，例えば図9に示すように，健全相から流れる込む電流(801)がピーク値となるまでに，事故相のコンデンサ(107a)から流れる電流(800)によってヒューズを溶断させることが可能となる。これが，半導体スイッチング素子が短絡故障した場合の健全相への影響低減メカニズムである。
仮にヒューズ直近のコンデンサ(107a)が無い場合のヒューズ溶断の流れを，比較例として，図3を用いて説明する。ここで，左端の相(102a)が事故相，他の相(102b・102c)を健全相とする。本構成で半導体スイッチング素子の短絡が生じた場合，まず半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)に近接したコンデンサ(103a)から電荷が放出され(電流経路(200))，次に健全相(102b・102c)のコンデンサ(103b)から電荷が放出される(電流経路(202))ことでヒューズが溶断するため，事故相(102a)だけではなく，健全相(102b・102c)のヒューズにも疲労が蓄積される。従い事故から復旧する際には事故相だけではなく，他相を合わせて復旧する必要がある。
次に，比較例として，半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)の直近に配置されるコンデンサ(103a)が無い場合を，図4を用いて説明する。本構成では，半導体スイッチング素子の短絡事故時，ヒューズ直近に配置されたコンデンサ(107a)から電荷が放出されることでヒューズが溶断するため，図1で示した構成と同様，他相から電流が流れ込むことが抑止され，事故相のみのヒューズが溶断される。しかし，コンデンサ(107a)から半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)までの電流経路(C200)が大きくなるため，該電流経路の寄生インダクタンスが大きくなる。従い，半導体スイッチング素子をスイッチングする際の跳ね上がり電圧が懸念され，スナバ回路等の保護回路が必要となり，電力変換器が大きくなる。
以上より，本実施例によれば，半導体スイッチング素子から見込んだ直流回路の低インダクタンス化が図れるためスナバ回路の追加を不要とでき，その結果として電力変換器の小型化が可能となる。また，ヒューズをアセンブリ内の第二のコンデンサによる放電電流により溶断できるため，短絡事故時に事故相が健全相へ与える影響を抑制することができ，事故相のみの部品交換で復旧が可能となる。
ヒューズ直近に配置されたコンデンサ(107a)の静電容量を選定する方法を，図2を用いて示す。実施例1の変形例である実施例2では（他の実施例でも同様）異なる部分のみを説明する。したがって，説明が省略された部分は実施例１と同様である。半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)の内部にある半導体スイッチング素子(402)が短絡故障したとき，実施例1で示した通り，コンデンサ(107a)の放電電流でヒューズ(105a)が溶断される。ここでヒューズを溶断するために流れる放電電流Is(A)と，放電時間ts(s)によって決まるジュール積分値Is2t(A2s)によってヒューズが溶断する。
ここで，短絡事故時の電流経路(201)の抵抗をRs(Ω)，コンデンサ(107a)の放電前の電圧をV0(V)，放電後の電圧をV1(V)とし，コンデンサ(107a)の静電容量をCf(F)とすると，コンデンサの電圧をV0(V)からV1(V)まで放電するために必要な時間t(s)は式(1)で求められる。すなわち，短絡故障時にヒューズを溶断させる時間は，ヒューズの特性(ジュール積分値Is2t(A2s))および短絡故障時の抵抗およびヒューズ溶断用のコンデンサ(107a)の静電容量によって決まる。従い，半導体スイッチング素子(402)が短絡故障した際にヒューズを溶断させたい時間によってヒューズ溶断用のコンデンサ(107a)の静電容量を選定する。該選定された構成部品が採用される。
t(s)=-Cf×Rs×ln(V0/V1) … 式(1)
図5に，3相の3レベル変換器の例を示す。直流回路(300a)（直流電圧部(正極)とも称す），直流回路(300b)（直流電圧部(負極)とも称す）に加え，直流回路(300c)（直流電圧部(コモン)とも称す）で構成される。直流回路(300a)と直流回路(300c)の間にコンデンサ(308a)が，直流回路(300c)と直流回路(300b)の間にコンデンサ(308b)が設けられる。
一相を構築する回路(301)の半導体スイッチング素子で構成される回路に接続される配線(正極)(309)と半導体スイッチング素子で構成される回路に接続される配線(コモン) (311)の間にコンデンサ(303a)が，配線(311)と半導体スイッチング素子で構成される回路に接続される配線(負極)(310)の間にコンデンサ(303b)が設けられる。
一相を構築する回路(301)の配線(309)と直流回路(300a)の間にヒューズ(305a)が，配線(311)と直流回路(300c)の間にヒューズ(307a)が，配線(310)と直流回路(300b)の間にヒューズ(306a)が設けられる
一相を構築する回路(301)は，図8に示すように，配線(309)と配線(310)の間に，スイッチング素子(401)と逆ダイオード(402)の対を４つ直列に接続する共に，２つの上側スイッチング素子(401)と逆ダイオード(402)の対の接続点と，２つの下側スイッチング素子(401)と逆ダイオード(402)の対の接続点とを，直列接続された２つのダイオード(501)で接続する。スイッチング素子(401)と逆ダイオード(402)の対が４つ直列されて形成される回路の一方は配線(309)を介して直流回路(300a)に，他方は配線(310)を介して直流回路(300b)に接続される。２つのダイオード(501)の接続点は配線(311)を介して直流回路(300c)に接続される。２つの上側スイッチング素子(401)と逆ダイオード(402)の対の接続点と，２つの下側スイッチング素子(401)と逆ダイオード(402)の対の接続点は，入・出力端子(304)となる。他の一相を構築する回路は同様に構成である。
図8に示す回路(301)では，ＰＷＭ変調によりいわゆる３レベルで機能し，入・出力端子304に正出力，ゼロ出力，負出力が出力され，あるいは，入・出力端子304の交流電力を直流に電力変換する。
実施例1と同様，コンデンサ(308a・308b)，ヒューズ(305a・306a・307a)・コンデンサ(303a・303b)・半導体スイッチング素子で構成される回路(301)の順序で回路を構成する。本構成の効果・動作は実施例1と同様である。
図6に，3相2レベル変換器の別の実施例を示す。実施例1と同様，半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)に近接して第一のコンデンサ(103a)が設置され，該半導体スイッチング素子で構成される回路(101a)と第一のコンデンサ(103a)で構成される回路を1つの回路郡(700)とし，該回路郡をヒューズ(105a・106a)に対して並列に接続する。なお本実施例では2並列の回路構成を示したが，並列数が異なっていても良い。また，本構成は実施例3に示す構成においても同様とする。
100a・300a…直流電圧部(正極)，100b・300b…直流電圧部(負極)，101・101a・101b・301…半導体スイッチング素子で構成される回路， 104a・104b・304…端子（交流出力端子），105a・106a・105b・106b・305a・306a・307a…ヒューズ，102a・102b・102c・302a・302b・302c…相を構成する回路，103a・103b・107a・303a・303b・308a・308b…コンデンサ，108・309…半導体スイッチング素子で構成される回路に接続される配線(正極)，109・310…半導体スイッチング素子で構成される回路に接続される配線(負極)，200・201・202・203…電流経路，300c…直流電圧部(コモン)，311…半導体スイッチング素子で構成される回路に接続される配線(コモン)，401…IGBT，402…ダイオード，700…半導体スイッチング素子で構成される回路とコンデンサから構成される回路郡，800・801…ヒューズを溶断する電流，C100・C200…電流経路，L10・L20…各相間を接続する配線

Claims (8)

  1. 相を構成する相回路を複数有し，前記複数の相回路は共通の直流電圧部を一部に含んでおり，前記複数の相回路の各々は，半導体スイッチング素子で構成されて電力変換動作をするスイッチング回路と，前記スイッチング回路に接続される交流端子と，前記前記スイッチング回路と前記直流電圧部との間に並列接続される複数のコンデンサと，前記スイッチング回路と前記直流電圧部との間に接続されるヒューズを有することを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１において，前記並列接続される複数のコンデンサは，前記スイッチング回路に近接して接続された第一のコンデンサと，前記第一のコンデンサと並列接続される第ニのコンデンサで構成され，前記第一のコンデンサと第二のコンデンサを接続する配線に前記ヒューズが挿入され，前記第二のコンデンサは前記ヒューズを所望の時間で溶断させるために必要な静電容量を持たせることを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項１又は２において，前記の各相回路内のコンデンサと該相の半導体スイッチング素子を接続する配線の寄生インダクタンスが，各相間を接続する配線の寄生インダクタンスより小さいことを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項２において，任意の相内における第二のコンデンサと半導体スイッチング素子で構成される回路間のインダクタンスと第二のコンデンサの静電容量で決まる共振周波数が，該相内のスイッチング回路と，該相とは別の相内における第一のコンデンサ間のインダクタンスと，該別相の第一のコンデンサの静電容量で決まる共振周波数の4倍以上となることを特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて，前記複数の半導体スイッチング素子，前記コンデンサ，配線および前記ヒューズから1相が構成されたものが1つのアセンブリとして構成され，部品交換の際には該アセンブリが一体となって取り外すことを可能に構成されたことを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項１において，前記半導体スイッチング素子が短絡故障した際のヒューズ溶断時間に応じてヒューズ溶断用のコンデンサの静電容量が選定されていることを特徴とする電力変換装置。
  7. 請求項１において，前記直流電圧部は，正極直流電圧部，負極直流電圧部及びコモン直流電圧部であり，前記直流電圧部と前記コモン直流電圧部との間にコンデンサを配し，前記コモン直流電圧部と前記負極直流電圧部との間にコンデンサを配し，前記正極直流電圧部，前記負極直流電圧部及び前記コモン直流電圧部の各々に対応させてヒューズを配することを特徴とする電力変換装置。
  8. 相を構成する相回路を複数有し，前記複数の相回路は共通の直流電圧部を一部に含んでいる電力変換装置の制御方法であって，前記複数の相回路の各々が，半導体スイッチング素子のスイッチング動作で電力変換し，前記前記スイッチング回路と前記直流電圧部との間に並列接続される複数のコンデンサで前記半導体スイッチング素子の跳ね上がり電圧を吸収し，事故時に前記スイッチング回路と前記直流電圧部との間に接続されるヒューズで遮断動作する電力変換方法。
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