JP2017195706A - Three-phase power conversion apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、三相電力変換装置に関する。 The present invention relates to a three-phase power converter.
空気調和装置等の三相電力変換装置の入力電流に含まれる高調波電流は、電力系統に障害を与えるため、高調波電流を抑制する必要がある。三相電力変換装置は、この高調波電流を抑制するために、力率改善機能を備える。 Since the harmonic current contained in the input current of the three-phase power converter such as an air conditioner damages the power system, it is necessary to suppress the harmonic current. The three-phase power converter has a power factor improving function in order to suppress this harmonic current.
例えば、入力が三相交流電源の三相電力変換装置における三相交流電源を整流して直流電圧に変換する整流回路は、一対のダイオードを直列接続してなる３つの直列回路を有し、これら直列回路の各ダイオードの相互接続点が三相交流電源の各相に接続され、この整流回路の出力端に平滑コンデンサが接続される。この整流回路では、力率改善と、入力電流に含まれる高調波成分の抑制のため、各相の入力側にリアクトルが設けられるとともに、これらリアクトルに対する短絡路形成用の複数のスイッチング素子が各ダイオードに並列に接続され、これらスイッチング素子をスイッチングすることにより、入力電流波形を正弦波に追従させる三相アクティブフィルタが採用されている（例えば、特許文献１参照）。 For example, a rectifier circuit that rectifies a three-phase AC power source and converts it into a DC voltage in a three-phase power converter with an input of a three-phase AC power source has three series circuits formed by connecting a pair of diodes in series. The interconnection point of each diode in the series circuit is connected to each phase of the three-phase AC power supply, and a smoothing capacitor is connected to the output terminal of this rectifier circuit. In this rectifier circuit, a reactor is provided on the input side of each phase for power factor improvement and suppression of harmonic components included in the input current, and a plurality of switching elements for forming a short circuit for these reactors are provided for each diode. Are connected in parallel, and a three-phase active filter is adopted that switches these switching elements to follow the input current waveform to a sine wave (see, for example, Patent Document 1).
ここで、スイッチング素子のスイッチングにより入力電流波形を正弦波に追従させることができても、スイッチングに伴うノイズが入力電流に重畳してしまうという問題が生じるが、特許文献１では、各相の半サイクルを３等分（前縁側、中間、後縁側）し、中間期間ではスイッチングをさせず、また、負荷の大きさに応じて電源半周期におけるスイッチング回数の総数を変えずに前縁側と後縁側でのスイッチングの回数の比を変えてスイッチングさせている。 Here, even if the input current waveform can be made to follow a sine wave by switching of the switching element, there arises a problem that noise accompanying switching is superimposed on the input current. Divide the cycle into three equal parts (leading edge side, middle edge, trailing edge side), do not switch in the middle period, and change the total number of switching times in the half cycle of the power supply according to the load size, leading edge side and trailing edge side Switching is performed by changing the ratio of the number of times of switching.
しかしながら、特許文献１は、１相で見ると中間期間でのスイッチングが行われないが、その期間、他相ではスイッチングが行われる。また、負荷の大小によってスイッチングの回数の総数を変えるものではないため、更にスイッチングの回数を減らして高調波電流が抑制でき、より効果的に力率改善を図ることが望まれている。
However,
本願が開示する技術は、上述に鑑みてなされたものであり、三相電力変換装置において、より効果的に力率改善を図ることを目的とする。 The technology disclosed in the present application has been made in view of the above, and aims to more effectively improve the power factor in a three-phase power converter.
本願の開示の技術の一例は、例えば、三相電力変換装置の制御部は、入力電流検出部により検出された入力電流値が所定の電流値以上の場合、３組の二相線間を所定の期間毎に順番に短絡及び開放するようにスイッチング素子を制御し、該入力電流値が前記所定の電流値未満の場合、２組の二相線間を短絡及び開放するようにスイッチング素子を制御する。 An example of the technology disclosed in the present application is, for example, that the control unit of the three-phase power converter is configured to set a predetermined distance between three sets of two-phase lines when the input current value detected by the input current detection unit is equal to or greater than a predetermined current value The switching element is controlled so as to be short-circuited and opened in order for each period of time, and when the input current value is less than the predetermined current value, the switching element is controlled so as to short-circuit and open the two sets of two-phase lines. To do.
本願が開示する技術によれば、例えば、三相電力変換装置において、高周波電流を抑制し、より効果的に力率改善を図ることができる。 According to the technology disclosed in the present application, for example, in a three-phase power converter, high-frequency current can be suppressed and power factor can be improved more effectively.
以下に添付図面を参照して開示の技術に係る三相電力変換装置の実施形態について説明する。以下の実施形態は、例えば空気調和装置又は低温保存装置等の機器のモータに電力を供給する三相電力変換装置に関する。しかし、開示の技術は、機器のモータに電力を供給する三相電力変換装置に広く適用可能である。 Embodiments of a three-phase power converter according to the disclosed technology will be described below with reference to the accompanying drawings. The following embodiments relate to a three-phase power converter that supplies power to a motor of a device such as an air conditioner or a cryogenic storage device. However, the disclosed technique can be widely applied to a three-phase power converter that supplies power to a motor of a device.
なお、以下に示す実施形態は、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態は、開示の技術に係る構成及び処理について主に示し、その他の構成及び処理の説明を簡略又は省略する。また、各実施形態において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明は省略する。 Note that the embodiments described below do not limit the disclosed technology. In addition, the following embodiments and modifications thereof can be combined as appropriate within a consistent range. In addition, the embodiments described below mainly show configurations and processes according to the disclosed technology, and descriptions of other configurations and processes are simplified or omitted. Moreover, in each embodiment, the same code | symbol is provided to the same structure and process, and description of an existing structure and process is abbreviate | omitted.
［実施形態］
（三相電力変換装置について）
図１は、実施形態に係る三相電力変換装置を示す図である。実施形態に係る三相電力変換装置１は、コンバータ２と制御回路１０で構成する。
[Embodiment]
(About three-phase power converter)
FIG. 1 is a diagram illustrating a three-phase power converter according to an embodiment. The three-
図１に示すように、入力電源である三相交流電源１００にコンバータ２が接続され、コンバータ２は、入力された三相交流を整流し、力率改善と昇圧を行った出力電圧（後述の平滑コンデンサＣ１の両端に生じる直流電圧）をインバータ３へ供給する。
As shown in FIG. 1, a
三相交流電源１００のＲ相、Ｓ相、Ｔ相は、それぞれコンバータ２の入力であるＲ、Ｓ、Ｔに接続される。
The R-phase, S-phase, and T-phase of the three-phase
コンバータ２の入力された三相交流のグランド線には、電流センサＣＴ２が設けられ、電流センサＣＴ２の出力は後述の制御回路１０の入力電流検出部１４に接続され、入力電流検出部１４により三相交流の入力電流Ｉ３が検出される。
A current sensor CT2 is provided on the three-phase AC ground line inputted to the
コンバータ２は、Ｒ相の要素として、リアクトルＬ２１、ダイオードＤ２１１、スイッチング素子Ｓ２１１、ダイオードＤ２１２、スイッチング素子Ｓ２１２を有する。
ダイオードＤ２１１とＤ２１２は、一対の直列接続した整流子でダイオードＤ２１１のアノードとダイオードＤ２１２のカソードが接続されている。リアクトルＬ２１は、一端が三相交流電源１００のＲ相に接続され、他端がダイオードＤ２１１とＤ２１２の接続点に接続されている。また、リアクトルＬ２１の一端は、後述の制御回路１０のゼロクロス検出部１２と接続され、ゼロクロス検出部１２によりＲ相電圧のゼロクロス点が検出される。
The diodes D211 and D212 are a pair of series-connected commutators, and the anode of the diode D211 and the cathode of the diode D212 are connected. Reactor L21 has one end connected to the R phase of three-phase
リアクトルＬ２１の他端は、後述の制御回路１０の入力電圧検出部１３と接続され、入力電圧検出部１３によりリアクトルＬ２１の他端におけるＲ相電圧ＶＲが検出される。また、リアクトルＬ２１の他端は、電流センサＣＴ２１を介して後述の制御回路１０の入力電流検出部１４に接続され、入力電流検出部１４によりＲ相電流ＩＲが検出される。
The other end of the reactor L21 is connected to an input
また、コンバータ２は、Ｓ相の要素として、リアクトルＬ２２、ダイオードＤ２２１、スイッチング素子Ｓ２２１、ダイオードＤ２２２、スイッチング素子Ｓ２２２を有する。
ダイオードＤ２２１とＤ２２２は、一対の直列接続した整流子でダイオードＤ２２１のアノードとダイオードＤ２２２のカソードが接続されている。リアクトルＬ２２は、一端が三相交流電源１００のＳ相に接続され、他端がダイオードＤ２２１とＤ２２２の接続点に接続されている。また、リアクトルＬ２２の一端は、後述の制御回路１０のゼロクロス検出部１２と接続され、ゼロクロス検出部１２によりＳ相電圧のゼロクロス点が検出される。
The diodes D221 and D222 are a pair of series-connected commutators, and the anode of the diode D221 and the cathode of the diode D222 are connected. Reactor L22 has one end connected to the S phase of three-phase
リアクトルＬ２２の他端は、後述の制御回路１０の入力電圧検出部１３と接続され、入力電圧検出部１３によりリアクトルＬ２２の他端におけるＳ相電圧ＶＳが検出される。また、リアクトルＬ２２の他端は、電流センサＣＴ２２を介して後述の制御回路１０の入力電流検出部１４に接続され、入力電流検出部１４によりＳ相電流Ｉｓが検出される。
The other end of the reactor L22 is connected to an input
また、コンバータ２は、Ｔ相の要素として、リアクトルＬ２３、ダイオードＤ２３１、スイッチング素子Ｓ２３１、ダイオードＤ２３２、スイッチング素子Ｓ２３２を有する。
ダイオードＤ２３１とＤ２３２は、一対の直列接続した整流子でダイオードＤ２３１のアノードとダイオードＤ２３２のカソードが接続されている。リアクトルＬ２３は、一端が三相交流電源１００のＴ相に接続され、他端がダイオードＤ２３１とＤ２３２の接続点に接続されている。また、リアクトルＬ２３の一端は、後述の制御回路１０のゼロクロス検出部１２と接続され、ゼロクロス検出部１２によりＴ相電圧のゼロクロス点が検出される。
The diodes D231 and D232 are a pair of series-connected commutators, and the anode of the diode D231 and the cathode of the diode D232 are connected. Reactor L23 has one end connected to the T phase of three-phase
リアクトルＬ２３の他端は、後述の制御回路１０の入力電圧検出部１３と接続され、入力電圧検出部１３によりリアクトルＬ２３の他端におけるＴ相電圧ＶＴが検出される。また、リアクトルＬ２３の他端は、電流センサＣＴ２３を介して後述の制御回路１０の入力電流検出部１４に接続され、入力電流検出部１４によりＴ相電流ＩＴが検出される。
The other end of the reactor L23 is connected to an input
各ダイオードＤ２１１〜Ｄ２３２には、各ダイオードＤ２１１〜Ｄ２３２をそれぞれ短絡するスイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２が、各ダイオードＤ２１１〜Ｄ２３２に流れる順方向電流と逆方向の電流が流れる方向に接続されている。スイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のスイッチング素子である。スイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２がオンされると、並列に接続されているダイオードＤ２１１〜Ｄ２３２が短絡される。 Switching elements S211 to S232 for short-circuiting the respective diodes D211 to D232 are connected to the respective diodes D211 to D232 in a direction in which a forward current flowing in the respective diodes D211 to D232 flows. The switching elements S211 to S232 are switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and FETs (Field Effect Transistors). When the switching elements S211 to S232 are turned on, the diodes D211 to D232 connected in parallel are short-circuited.
また、ダイオードＤ２１１、Ｄ２２１、Ｄ２３１は各々のカソードが接続され、その接続点には、リアクトルＬ４の一端が接続され、リアクトルＬ４の他端（すなわち正出力Ｐ側）は平滑コンデンサＣ１の一端に接続されるとともにインバータ３へ接続される。ダイオードＤ２１２、Ｄ２２２、Ｄ２３２は各々のアノードとＣ１の他端が接続され、その接続点（すなわち負出力Ｎ側）は接地される。
Each of the diodes D211, D221, and D231 is connected to each cathode, and one end of the reactor L4 is connected to the connection point, and the other end (that is, the positive output P side) of the reactor L4 is connected to one end of the smoothing capacitor C1. And connected to the
コンバータ２の正出力Ｐ及び負出力Ｎは、インバータ３に接続されるとともに、後述の直流電圧検出部１６と接続されて、コンバータ２から出力される直流電圧を検出する。
The positive output P and the negative output N of the
インバータ３は、三相電力変換装置１で生成された直流電圧をＵＶＷの三相の交流電力に変換してモータへ供給するもので、Ｕ相の要素として、スイッチング素子Ｓ４１、ダイオードＤ４１、スイッチング素子Ｓ４２、ダイオードＤ４２を有し、Ｖ相の要素として、スイッチング素子Ｓ５１、ダイオードＤ５１、スイッチング素子Ｓ５２、ダイオードＤ５２を有し、Ｗ相の要素として、スイッチング素子Ｓ６１、ダイオードＤ６１、スイッチング素子Ｓ６２、ダイオードＤ６２を有する。
The
スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ６２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のスイッチング素子である。スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ６２とインバータの通電相を切り換えた際に発生する逆起電力によって発生する還流電流を流すためのダイオードＤ４１〜Ｄ６２が、それぞれ並列に接続される。 The switching elements S41 to S62 are switching elements such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and FET (Field Effect Transistor). Switching elements S41 to S62 and diodes D41 to D62 for flowing a reflux current generated by a counter electromotive force generated when the energized phase of the inverter is switched are connected in parallel.
三相電力変換装置１の制御回路１０は、制御部１１、ゼロクロス検出部１２、入力電圧検出部１３、入力電流検出部１４、コンバータ駆動部１５、直流電圧検出部１６を有する。なお、制御回路１０には、モータＭを駆動制御するためのインバータ３を駆動するインバータ駆動部１７も含まれている。
The
制御部１１は、後述のスイッチング相決定処理を含む各種処理を行うとともに、コンバータ駆動部１５、インバータ駆動部１７を制御する。制御部１１が行うスイッチング相決定処理を含む処理については、後述する。
The control unit 11 performs various processes including a switching phase determination process described later, and controls the
制御部１１は、記憶部１１ａを有する。図２は、実施形態に係るルックアップテーブル１１ａ−ｔを示す図であり、記憶部１１ａに記憶されている。図２に例示するように、現在の「負荷状態」毎に「直流電圧目標値」、「基準電流最大値」、「ヒステリシス幅」、「入力電流閾値」、「ＳＷ制御相」の各項目の値が記憶されている。
The control unit 11 includes a
「負荷状態」については、電流センサＣＴ２を介して入力電流検出部１４により検出される三相交流の入力電流Ｉ３を５Ａ未満、５Ａ以上１５Ａ未満、１５Ａ以上に区分してそれぞれの対応する負荷を“小”、“中”、“大”とし、負荷状態に応じてコンバータ２のスイッチングパターンを変更できるようにしている。例えば、「負荷状態」“小”の場合において説明する、「直流電圧目標値」“ｖ１”、「基準電流最大値」“Ａ１”、「ヒステリシス幅」“Ｂ１”、「入力電流閾値」“ａ１”、「ＳＷ制御相」“ＲＳ相線間 ＳＴ相線間”となる。
Regarding the “load state”, the three-phase AC input current I 3 detected by the input
「直流電圧目標値」は、コンバータ２による昇圧後の直流電圧の目標値である。「基準電流最大値」は、後述するコンバータ２のスイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２をスイッチング制御するための各相の基準電流値となる“三角波形”を生成する際の想定される相電流の最大値である。「ヒステリシス幅」は、基準電流値として生成した三角波形に電流上限値と電流下限値を設けることでヒステリシスを持たせ、入力電流Ｉ３がヒステリシスの範囲内となるようにスイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２をオン／オフすることで、三相交流の入力電流値が基準電流値になるように制御する。「入力電流閾値」は、三相交流電源１００からコンバータ２へ入力される入力電流Ｉ３から各負荷状態を特定し、特定した負荷状態における後述する二相線間スイッチングの切換えを行うための閾値である。
The “DC voltage target value” is a target value of the DC voltage after being boosted by the
ゼロクロス検出部１２は、三相交流電源１００のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の入力電圧がそれぞれ０となるゼロクロス点を検出し、検出結果を制御部１１へ出力する。入力電圧検出部１３は、三相交流電源１００のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の入力相電圧ＶＲ、ＶＳ、ＶＴを検出し、検出結果を制御部１１へ出力する。入力電流検出部１４は、三相交流電源１００からの入力電流Ｉ３とＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の相電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴをそれぞれ電流センサＣＴ２、ＣＴ２１、ＣＴ２２、ＣＴ２３を介して検出し、検出結果を制御部１１へ出力する。
The zero-
コンバータ駆動部１５は、制御部１１の制御のもと、スイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２に対し、ゼロクロス点からの所定の時間内に短絡（オン）及び開放（オフ）動作をさせる駆動信号を出力する。その駆動信号は、ゼロクロス検出部１２により検出されるゼロクロス点と、入力電圧検出部１３により検出される各相の相電圧ＶＲ、ＶＳ、ＶＴと、入力電流検出部１４により検出される各相の相電流ＩＲ、ＩＳ、ＩＴに基づいて、スイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２に対する駆動信号（短絡信号）を生成して出力する。駆動信号は、例えば、スイッチング素子Ｓ２１１を駆動するＲＨ信号、スイッチング素子Ｓ２１２を駆動するＲＬ信号、スイッチング素子Ｓ２２１を駆動するＳＨ信号、スイッチング素子Ｓ２２２を駆動するＳＬ信号、スイッチング素子Ｓ２３１を駆動するＴＨ信号、スイッチング素子Ｓ２３２を駆動するＴＬ信号である。コンバータ駆動部１５は、出力する駆動信号によって、スイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２をオン、オフ駆動することにより、コンバータ２が出力する直流電圧を昇圧する。
Under the control of the control unit 11, the
直流電圧検出部１６は、コンバータ２の出力電圧である直流電圧ＶＰを検出し、制御部１１へ出力する。
インバータ駆動部１７は、制御部１１の制御に基づいてスイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ６２に対する駆動信号を生成して出力する。インバータ駆動部１７は、出力する駆動信号によって、スイッチング素子Ｓ４１〜Ｓ６２をオン、オフ駆動することにより、コンバータ２により交流から直流に変換された電力を再度交流に変換し、モータＭへ供給する。
The
（制御部１１の動作について）
まず、基準電流値の生成について説明する。図３Ａは、実施形態に係る基準電流値を示す図である。例えば、図３Ａの上方の図に示す周期の１／２が１０ｍｓ（周波数５０Ｈｚ）の交流電圧の正弦波波形に対応して入力電流が追従できるように、制御部１１は、図３Ａの下方の図に示す三角波形の基準電流値を生成する。図３Ａの下方の図に示す三角波の傾きは、三角波形のピーク値をルックアップテーブル１１ａ−ｔに記憶している「基準電流最大値」をもとに決定する。図３Ａでは、基準電流最大値が２５Ａとし、最初の１／４周期である０〜５ｍｓの区間はｙ＝Ａｘ（ただし、Ａ＝５［Ａ／ｍｓ］）、次の１／４周期である５〜１０ｍｓの区間はｙ＝−Ａｘ（ただし、Ａ＝５［Ａ／ｍｓ］）となる。
(About operation | movement of the control part 11)
First, generation of a reference current value will be described. FIG. 3A is a diagram illustrating a reference current value according to the embodiment. For example, in order that the input current can follow the sine wave waveform of the AC voltage having a period of 10 ms (frequency 50 Hz) shown in the upper diagram of FIG. A reference current value having a triangular waveform shown in the figure is generated. The slope of the triangular wave shown in the lower part of FIG. 3A is determined based on the “reference current maximum value” stored in the lookup table 11a-t for the peak value of the triangular waveform. In FIG. 3A, the reference current maximum value is 25 A, and the section of 0 to 5 ms which is the first quarter cycle is y = Ax (where A = 5 [A / ms]) and the next quarter cycle. The section of 5 to 10 ms is y = −Ax (where A = 5 [A / ms]).
制御部１１は、上述のような三角波形を、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の相毎、かつ、ゼロクロス検出部１２により各相のゼロクロスが検出される毎に生成する。その周期は、交流電源の周波数が５０Ｈｚの場合、その半周期の１０ｍｓとなる。
The control unit 11 generates the triangular waveform as described above for each phase of the R phase, the S phase, and the T phase, and whenever the zero cross of each phase is detected by the zero
そして、制御部１１は、生成した三角波形の基準電流値に入力電流を追従させるためにスイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２をオン／オフさせる。スイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２をオンオフさせるために、図３Ｂに示すように基準電流値に破線で示す電流上限値及び電流下限値を設定し、電流上限値と電流下限値の幅をヒステリシス幅とする。このヒステリシス幅は、「負荷状態」に対応して、ルックアップテーブル１１ａ−ｔに記憶している「ヒステリシス幅」が三角波形の基準電流値に付加される。図３Ｂは、実施形態に係る基準電流値とヒステリシスを示す図である。制御部１１は、例えば図３Ｂに示すように、０〜５ｍｓの区間はｙ＝Ａｘ（ただし、Ａ＝５［Ａ／ｍｓ］）、５〜１０ｍｓの区間はｙ＝−Ａｘ（ただし、Ａ＝５［Ａ／ｍｓ］）である三角波形に対して、０〜１０ｍｓの全区間においてプラスのヒステリシス＋０．８９８［Ａ］を付加する。また、制御部１１は、例えば図３Ｂに示す三角波形に対して、マイナスのヒステリシスとして、５ｍｓにおいて最大の−０．８９８［Ａ］となり、０ｍｓ及び１０ｍｓでは０となる線形補間値を付加する。なお、以下では、ヒステリシス幅を含む基準電流値を、単に“基準電流値”と呼ぶ。 Then, the control unit 11 turns on / off the switching elements S211 to S232 in order to make the input current follow the reference current value of the generated triangular waveform. In order to turn on and off the switching elements S211 to S232, as shown in FIG. 3B, a current upper limit value and a current lower limit value indicated by a broken line are set as the reference current value, and the width between the current upper limit value and the current lower limit value is defined as a hysteresis width. As for the hysteresis width, the “hysteresis width” stored in the lookup table 11a-t is added to the reference current value of the triangular waveform corresponding to the “load state”. FIG. 3B is a diagram illustrating a reference current value and hysteresis according to the embodiment. For example, as illustrated in FIG. 3B, the control unit 11 determines that y = Ax (where A = 5 [A / ms]) in a section of 0 to 5 ms, and y = −Ax (where A = 5 [A / ms]), plus hysteresis +0.898 [A] is added to the entire triangular waveform of 0 to 10 ms. Further, for example, the control unit 11 adds a linear interpolation value which is −0.898 [A] which is the maximum at 5 ms and becomes 0 at 0 ms and 10 ms as a negative hysteresis with respect to the triangular waveform illustrated in FIG. 3B. Hereinafter, the reference current value including the hysteresis width is simply referred to as “reference current value”.
図４は、実施形態に係る制御部の動作を説明するための概略的波形図及びタイムチャートである。なお、図４は、コンバータ２が後述の３組の二相線間スイッチング制御を行う場合であっても、２組の二相線間スイッチング制御を行う場合であっても、スイッチング駆動対象のスイッチング素子が異なるのみで、その他は同様である。また、図４に、全波整流された電源交流電圧を示す。
FIG. 4 is a schematic waveform diagram and a time chart for explaining the operation of the control unit according to the embodiment. Note that FIG. 4 shows the switching drive target switching regardless of whether the
先ず、制御部１１は、基準電流値と、入力電流検出部１４により検出された入力電流値とを比較し、比較結果に基づいてスイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２のスイッチング信号を生成する。制御部１１は、スイッチング信号によりコンバータ駆動部１５を介してコンバータ２を制御し、スイッチング動作区間にわたり、基準電流値を基準としてスイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２がスイッチングすることで、入力電流波形を得る（図４（ａ）参照）。
First, the control unit 11 compares the reference current value with the input current value detected by the input
制御部１１は、ゼロクロス検出部１２によりゼロクロスが検出されると（図４（ｂ）参照）、スイッチング許可信号がＨレベルとなり（図４（ｆ）参照）、短絡させる２相線間の対象となるスイッチング素子をオン（Ｏｎ）する（図４（ｄ）参照）。その後、入力電流値（瞬時平均値）が上昇し、電流上限値に達するとソフト処理による電流コンパレータ出力がＨｉからＬｏとなり、対象となるスイッチング素子をオフ（Ｏｆｆ）し（図４（ａ）、（ｃ）参照）、パルスカウント値がインクリメントされる（図４（ｄ）、（ｅ）参照）。また、スイッチング許可信号がＨレベルの場合、ゼロクロス検出部１２によりゼロクロスが検出され、基準電流値の上限である電流上限値に達すると対象となるスイッチング素子をオフし、スイッチング素子のオフにより入力電流値が下降し、基準電流値の下限である電流下限値に達するとスイッチング素子が再びオン（Ｏｎ）にされる。このようにして、対象となるスイッチング素子がオン（Ｏｎ）、オフ（Ｏｆｆ）されることを繰り返すことにより、入力電流値を基準電流値に追従させることができる（図４（ａ）参照）。
When the zero cross is detected by the zero cross detection unit 12 (see FIG. 4B), the control unit 11 turns the switching permission signal to the H level (see FIG. 4F), and the target between the two-phase lines to be short-circuited. The switching element to be turned on is turned on (see FIG. 4D). Thereafter, when the input current value (instantaneous average value) rises and reaches the current upper limit value, the current comparator output by the soft process is changed from Hi to Lo, and the target switching element is turned off (Off) (FIG. 4A). (See (c)), the pulse count value is incremented (see FIGS. 4D and 4E). When the switching permission signal is at the H level, the zero cross is detected by the zero
制御部１１は、スイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２のスイッチング回数をカウントし（図４（ｅ）参照）、カウント値が所定値（パルス数設定値）に達したときにスイッチング許可信号がＬレベルになり（図４（ｆ）参照）、スイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２のスイッチングを終了する。 The control unit 11 counts the number of switching times of the switching elements S211 to S232 (see FIG. 4E), and when the count value reaches a predetermined value (pulse number setting value), the switching permission signal becomes L level ( 4 (f)), switching of the switching elements S211 to S232 is completed.
制御部１１は、入力電流検出部１４により所定の期間（例えば５０μｓ毎）で検出された入力電流値と、記憶部１１ａが有するルックアップテーブル１１ａ−ｔに格納される現在の「負荷状態」に対応する「入力電流閾値」とを比較する。そして、制御部１１は、検出された入力電流Ｉ３が「入力電流閾値」以上の場合には、コンバータ２にて３組の二相線間をスイッチング制御する。また、制御部１１は、検出された入力電流Ｉ３が「入力電流閾値」未満の場合には、コンバータ２にて３組あるうちの２組の二相線間をスイッチング制御する。なお、スイッチングする２組の二相線間は予め定められており、ルックアップテーブル１１ａ−ｔに記憶されている。
The control unit 11 sets the input current value detected by the input
（３組及び２組の二相線間スイッチング制御の概要）
図５Ａは、実施形態に係る３組の二相線間スイッチング制御の概要を説明するためのタイムチャートである。図５Ａにおいては、三相交流電源１００のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の出力電圧の波形は、全て周期が２πであり、互いに位相が２π／３ずつ異なる。この場合において、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の出力電圧の波形がゼロクロスした時点から例えばπ／３だけ位相が進む時間まで、二相線間を短絡及び開放させるスイッチング素子をオン／オフすることにより、力率改善を図る。
(Overview of switching control between two and two sets of two-phase lines)
FIG. 5A is a time chart for explaining an overview of three sets of switching control between two-phase lines according to the embodiment. In FIG. 5A, the output voltage waveforms of the R-phase, S-phase, and T-phase of the three-phase
例えば、図５Ａにおいて、三相交流電源１００のＲ相の出力電圧の波形が負から正へ変化する過程でゼロクロスしたとき（図５Ａの（１））からπ／３の位相が進むまで（図５Ａの（２））の期間、スイッチング素子Ｓ２１２をオン／オフ制御し、Ｓ２２１をオン状態としてＲＳ相線間のスイッチング制御を行う。次に、三相交流電源１００のＴ相の出力電圧の波形が正から負へ変化する過程でゼロクロスしたとき（図５Ａの（２））からπ／３の位相が進むまで（図５Ａの（３））の期間、スイッチング素子Ｓ２１２をオン／オフ制御し、Ｓ２３１をオン状態としてＲＴ相線間のスイッチング制御を行う。次に、三相交流電源１００のＳ相の出力電圧の波形が負から正へ変化する過程でゼロクロスしたとき（図５Ａの（３））からπ／３の位相が進むまで（図５Ａの（４））の期間、スイッチング素子Ｓ２２２をオン／オフ制御し、Ｓ２３１をオン状態としてＳＴ相線間のスイッチング制御を行う。
For example, in FIG. 5A, the phase of the output voltage of the R phase of the three-phase
次に、三相交流電源１００のＲ相の出力電圧の波形が正から負へ変化する過程でゼロクロスしたとき（図５Ａの（４））からπ／３の位相が進むまで（図５Ａの（５））の期間、スイッチング素子Ｓ２２２をオン／オフ制御し、Ｓ２１１をオン状態としてＳＲ相線間のスイッチング制御を行う。次に、三相交流電源１００のＴ相の出力電圧の波形が負から正へ変化する過程でゼロクロスしたとき（図５Ａの（５））からπ／３の位相が進むまで（図５Ａの（６））の期間、スイッチング素子Ｓ２３２をオン／オフ制御し、Ｓ２１１をオン状態としてＴＲ相線間のスイッチング制御を行う。次に、三相交流電源１００のＳ相の出力電圧の波形が正から負へ変化する過程でゼロクロスしたとき（図５Ａの（６））からπ／３の位相が進むまで（図５Ａの（７））の期間、スイッチング素子Ｓ２３２をオン／オフ制御し、Ｓ２２１をオン状態としてＴＳ相線間のスイッチング制御を行う。このようにして、・・・ＲＳ相線間→ＲＴ相線間→ＳＴ相線間→ＳＲ相線間→ＴＲ相線間→ＴＳ相線間→ＲＳ相線間・・・と繰り返すスイッチング制御（以下、３組の二相線間スイッチング制御）が電源周期１サイクルで行われる。また、同じ二相線間のスイッチング制御でも上記のように三相交流電源１００の出力電圧が正の電圧相をオン／オフ制御し、負の電圧相をオン状態とする。
Next, until the phase of π / 3 advances (from (4) in FIG. 5A) when zero-crossing occurs in the process in which the waveform of the R-phase output voltage of the three-phase
一方、図５Ｂは、実施形態に係る２組の二相線間スイッチング制御の概要を説明するためのタイムチャートである。図５Ｂにおいては、三相交流電源１００のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の出力電圧の波形は、図５Ａと同様であるが、上記の二相線間のスイッチングのうち１つの二相線間、例えば、ＲＳ相線間（ＳＲ相線間）の期間はスイッチングを行わないようにする。すなわち、図５Ｂにおける（１）〜（２）の間、（４）〜（５）の間は、三相交流電源１００のＲ相の出力電圧の波形がゼロクロスしても、その期間のスイッチングを行わない。このようにして、（ＲＳ相線間）→ＲＴ相線間→ＳＴ相線間→（ＳＲ相線間）→ＴＲ相線間→ＴＳ相線間・・・のように“（）”内の二相線間の期間はスイッチング制御を行わない（以下、２組の二相線間スイッチング制御）。
On the other hand, FIG. 5B is a time chart for explaining an outline of two sets of switching control between two-phase lines according to the embodiment. In FIG. 5B, the waveform of the output voltage of each of the R-phase, S-phase, and T-phase of the three-phase
上記３組および２組の二相線間スイッチングの実施例では、各相の電圧のゼロクロス点に基づいてπ／３期間毎に二相線間のスイッチングを切り換えるようにしているが、π／６毎に切り換えるようにしてもよい。この場合、各相のゼロクロス点を検出する他にゼロクロスからπ／６を計時するタイマを用いて切り換える。π／６毎にＲＳ相線間→ＲＴ相線間→ＳＴ相線間→ＳＲ相線間→ＴＲ相線間→ＴＳ相線間→ＲＳ相線間・・・と繰り返すスイッチングが電源周期の半サイクルで行われる。 In the embodiment of switching between the two sets of two-phase lines described above, the switching between the two-phase lines is switched every π / 3 period based on the zero-cross point of the voltage of each phase. It may be switched every time. In this case, in addition to detecting the zero cross point of each phase, switching is performed using a timer that measures π / 6 from the zero cross. Switching between RS phase lines → RT phase lines → ST phase lines → SR phase lines → TR phase lines → TS phase lines → RS phase lines every π / 6 is half the power cycle Done in a cycle.
（実施形態に係るスイッチング制御処理）
図６Ａは、実施形態に係るスイッチング制御処理を示すフローチャートである。先ず、制御部１１は、入力電流値を検出して現在の負荷状態に対応する直流電圧目標値をルックアップテーブル１１ａ−ｔ参照して選択する（ステップＳ１１）。
(Switching control processing according to the embodiment)
FIG. 6A is a flowchart illustrating a switching control process according to the embodiment. First, the control unit 11 detects an input current value and selects a DC voltage target value corresponding to the current load state with reference to the lookup table 11a-t (step S11).
次に、制御部１１は、スイッチング相決定処理１を実行する（ステップＳ１２）。スイッチング相決定処理１の詳細は、図６Ｂを参照して後述する。
Next, the control part 11 performs the switching phase determination process 1 (step S12). Details of the switching
次に、制御部１１は、直流電圧検出部１６により直流電圧ＶＰを検出する（ステップＳ１３）。 Next, the controller 11 detects the DC voltage VP by the DC voltage detector 16 (step S13).
ステップＳ１４では、制御部１１は、ステップＳ１３で検出した直流電圧ＶＰよりヒステリシスを含む基準電流値を生成する。次に、制御部１１は、入力電流検出部１４により入力電流を検出する（ステップＳ１５）。 In step S14, the control unit 11 generates a reference current value including hysteresis from the DC voltage VP detected in step S13. Next, the control part 11 detects an input current by the input current detection part 14 (step S15).
次に、制御部１１は、ステップＳ１５で検出した入力電流と、ステップＳ１４で生成した基準電流値を比較し（ステップＳ１６）、入力電流が基準電流値に追従するようなＰＷＭ信号をコンバータ駆動部１５で生成しコンバータ２へ出力する（ステップＳ１７）。次に、制御部１１は、スイッチング制御処理を終了するか否かを判定する（ステップＳ１８）。制御部１１は、負荷が軽く直流電圧ＶＰの昇圧する必要がないと判断するとスイッチング制御処理を終了し（ステップＳ１８：Ｙｅｓ）、スイッチング制御処理を終了しない場合（ステップＳ１８：Ｎｏ）、ステップＳ１１へ処理を移す。 Next, the control unit 11 compares the input current detected in step S15 with the reference current value generated in step S14 (step S16), and generates a PWM signal such that the input current follows the reference current value. 15 is generated and output to the converter 2 (step S17). Next, the controller 11 determines whether or not to end the switching control process (step S18). When the control unit 11 determines that the load is light and it is not necessary to increase the DC voltage VP, the control unit 11 ends the switching control process (step S18: Yes). If the switching control process is not ended (step S18: No), the process proceeds to step S11. Move processing.
（実施形態に係るスイッチング制御処理におけるスイッチング相決定処理１）
図６Ｂは、実施形態に係るスイッチング制御処理におけるステップＳ１２のスイッチング相決定処理１のサブルーチンを示すフローチャートである。
(Switching
FIG. 6B is a flowchart illustrating a subroutine of switching
先ず、制御部１１は、入力電流検出部１４により検出された入力電流に対応する現在の「負荷状態」を判別し、ルックアップテーブル１１ａ−ｔに記憶されている現在の「負荷状態」に該当する「入力電流閾値」未満か否かを判定する（ステップＳ１２ａ）。制御部１１は、入力電流検出部１４により検出された入力電流が、ルックアップテーブル１１ａ−ｔに記憶されている現在の「負荷状態」に対応する「入力電流閾値」未満の場合（ステップＳ１２ａ：Ｙｅｓ）、２組の二相線間スイッチング制御を行うと決定する（ステップＳ１２ｂ）。一方、制御部１１は、入力電流が「入力電流閾値」以上の場合（ステップＳ１２ａ：Ｎｏ）、３組の二相線間スイッチング制御を行うと決定する（ステップＳ１２ｃ）。制御部１１は、ステップＳ１２ｂ又はステップＳ１２ｃの処理が終了すると、スイッチング相決定処理１を終了し、図６ＡのステップＳ１３へ処理を戻す。
First, the control unit 11 determines the current “load state” corresponding to the input current detected by the input
このように、各負荷に対応した入力電流閾値より入力電流値が大きい（負荷が大きい）場合には従来通り３組の二相線間スイッチング制御を行い、入力電流値が小さい（負荷が小さい）場合には、入力高調波電流、昇圧の度合が小さいために、３つの組合せがある二相線間のうち２組の二相線間だけのスイッチング制御で高調波電流を抑制し、必要な出力電力を得られる。その結果、スイッチング回数を減少させ、スイッチングロスの低減、スイッチングノイズの低減が図れる。 As described above, when the input current value is larger than the input current threshold corresponding to each load (the load is large), switching control between two sets of two-phase lines is performed as usual, and the input current value is small (the load is small). In this case, since the input harmonic current and the degree of boosting are small, the harmonic current is suppressed by switching control between only two sets of two-phase lines among the two combinations of three-phase lines, and the required output Electric power can be obtained. As a result, the number of switching operations can be reduced, switching loss can be reduced, and switching noise can be reduced.
また、ステップＳ１３とステップＳ１４との間にスイッチング相決定処理２を追加してもよい。スイッチング相決定処理２の詳細は、図６Ｃを参照して後述する。
Moreover, you may add the switching
（実施形態に係るスイッチング制御処理におけるスイッチング相決定処理２）
スイッチング相決定処理１によって２組の二相線間スイッチング制御が決定しても、検出した直流電圧ＶＰが、直流電圧目標値より小さい場合、供給電力が不足し、さらに電流高調波のレベルが高くなっている虞がある。これを解決するためにスイッチング相決定処理２では、直流電圧目標値から直流電圧ＶＰを引いた不足電圧が予め定めた不足電圧の所定値以上の場合、３組の二相線間スイッチング制御に切り換えるようにする。ここで予め定めた不足電圧の所定値とは、直流電圧目標値と直流電圧ＶＰの差がそれ以上大きくなると、コンバータが供給できる電圧が不足し、さらに高調波電流が高くなり、コンバータの能力と特性が要求を満たさなくなる閾値で、予め実験等によって定められるものである。図６Ｃは、実施形態に係るスイッチング制御処理におけるスイッチング相決定処理２のサブルーチンを示すフローチャートである。
(Switching
Even if the switching control between two sets of two-phase lines is determined by the switching
先ず、制御部１１は、図６ＡのステップＳ１３で検出した直流電圧ＶＰと、直流電圧目標値との差が所定値以上か否かを判定する（ステップＳ２０ａ）。制御部１１は、直流電圧目標値からステップＳ１３で検出した直流電圧ＶＰを引いた不足電圧が所定値以上の場合（ステップＳ２０ａ：Ｙｅｓ）、ステップＳ２０ｂへ処理を移す。一方、制御部１１は、直流電圧目標値からステップＳ１３で検出した直流電圧ＶＰを引いた不足電圧が所定値以上でない場合（ステップＳ２０ａ：Ｎｏ）、スイッチング相決定処理２を終了し、図６ＡのステップＳ１４へ処理を移す。
First, the control unit 11 determines whether or not the difference between the DC voltage VP detected in step S13 of FIG. 6A and the DC voltage target value is equal to or greater than a predetermined value (step S20a). When the undervoltage obtained by subtracting the DC voltage VP detected in step S13 from the DC voltage target value is equal to or greater than a predetermined value (step S20a: Yes), the control unit 11 moves the process to step S20b. On the other hand, when the insufficient voltage obtained by subtracting the DC voltage VP detected in step S13 from the DC voltage target value is not equal to or greater than the predetermined value (step S20a: No), the control unit 11 ends the switching
ステップＳ２０ｂでは、制御部１１は、現在、２組の二相線間スイッチング制御を行うと決定されているか否かを判定する。制御部１１は、現在、２組の二相線間スイッチング制御を行うと決定されている場合（ステップＳ２０ｂ：Ｙｅｓ）、３組の二相線間スイッチング制御を行うと変更し（ステップＳ２０ｃ）、スイッチング相決定処理２を終了し、図６ＡのステップＳ１４へ処理を移す。一方、制御部１１は、現在、３組の二相線間スイッチング制御を行うと決定されている場合（ステップＳ２０ｂ：Ｎｏ）、スイッチング相決定処理２を終了し、図６ＡのステップＳ１４へ処理を移す。
In step S20b, the control unit 11 determines whether or not it is currently determined to perform switching between two sets of two-phase lines. When the control unit 11 is currently determined to perform switching control between two sets of two-phase lines (step S20b: Yes), the control unit 11 changes when performing switching control between two sets of two-phase lines (step S20c). The switching
このようにスイッチング相決定処理２の処理を追加することで、入力電流値によって２組の二相線間スイッチング制御が決定しても、検出した直流電圧ＶＰが、直流電圧目標値より所定の電圧値以上小さい場合、供給電力が不足し電流高調波のレベルが高くなっている虞があるために３組の二相線間スイッチング制御に切り換えて、直流電圧ＶＰが直流電圧目標値に早く到達できるようにする。
By adding the processing of the switching
（実施形態の変形例）
（１）制御部１１は、入力電流検出部１４により検出される入力電流値が所定値未満の場合（例えば機器の起動直後等）には、スイッチング許可信号を禁止として、スイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２のスイッチングを行わないとしてもよい。
(Modification of the embodiment)
(1) When the input current value detected by the input
（２）制御部１１は、２組の二相線間スイッチング制御を行う際には、スイッチングする二相線間を固定する他に、２組の二相線間スイッチング制御への移行の都度、二相線間のスイッチングを行わない２相線間を、所定の順序又は輪番に従って決定するとしてもよい。これにより、コンバータ２のスイッチング素子Ｓ２１１〜Ｓ２３２のスイッチング頻度をより平準化し、スイッチング素子のスイッチング頻度の偏りをなくし特定のスイッチング素子に負荷がかからなくすることができる。
(2) When the control unit 11 performs the switching control between two sets of two-phase lines, in addition to fixing the switching between the two-phase lines, every time the control unit 11 shifts to the two sets of switching control between the two-phase lines, The two-phase lines that are not switched between the two-phase lines may be determined according to a predetermined order or a ring number. As a result, the switching frequency of switching elements S211 to S232 of
上述の実施形態における各処理の一部を公知の方法で行うことができる場合がある。また、上述の実施形態における各処理を示すフローチャートにおいて、最終結果へ影響を与えない（つまり最終結果が同一である）限りにおいて処理途中のステップの実行順序を入れ替える、もしくは、ステップを並行して実行することができる。この他、上述及び図示の具体的名称、処理手順、制御手順、各種のデータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。 In some cases, a part of each process in the above-described embodiment can be performed by a known method. In addition, in the flowchart showing each process in the above-described embodiment, the execution order of the steps in the middle of the process is changed as long as the final result is not affected (that is, the final result is the same), or the steps are executed in parallel. can do. In addition, the information including the specific names, processing procedures, control procedures, and various data described above and illustrated is merely an example, and can be changed as appropriate unless otherwise specified.
開示の技術のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。 The broader aspects of the disclosed technology are not limited to the specific details and representative embodiments depicted and described above. Accordingly, various modifications can be made without departing from the spirit or scope of the general inventive concept as defined by the appended claims and their equivalents.
Ｍ モータ
Ｓ２１１〜Ｓ２３２、Ｓ４１〜Ｓ６２ スイッチング素子
Ｄ２１１〜Ｄ２３２、Ｄ４１〜Ｄ６２ ダイオード
Ｌ４、Ｌ２１〜Ｌ２３ リアクトル
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＣＴ２、ＣＴ２１〜ＣＴ２３ 電流センサ
１ 三相電力変換装置
２ コンバータ
３ インバータ
１０ 制御回路
１１ 制御部
１１ａ 記憶部
１１ａ−ｔ ルックアップテーブル
１２ ゼロクロス検出部
１３ 入力電圧検出部
１４ 入力電流検出部
１５ コンバータ駆動部
１６ 直流電圧検出部
１７ インバータ駆動部
１００ 三相交流電源
M Motors S211 to S232, S41 to S62 Switching elements D211 to D232, D41 to D62 Diodes L4, L21 to L23 Reactor C1 Smoothing capacitor CT2, CT21 to CT23
Claims (3)
三相交流の入力電流値を検出する入力電流検出部と、
三相交流の各相の入力電圧値を検出する入力電圧検出部と、
各相の前記入力電流値と、各相の前記入力電圧値とに基づいて、三相のうちの二相線間をスイッチング制御するように前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と
を備え、
前記制御部は、前記入力電流検出部により検出された入力電流値が所定の電流値以上の場合、３組の二相線間をスイッチング制御し、該入力電流値が前記所定の電流値未満の場合、前記３組の二相線間のうち２組の二相線間だけをスイッチング制御する
ことを特徴とする三相電力変換装置。 In a three-phase power converter comprising a plurality of switching elements having diodes connected in parallel,
An input current detection unit for detecting a three-phase AC input current value;
An input voltage detector for detecting the input voltage value of each phase of the three-phase AC;
A controller that controls the plurality of switching elements so as to perform switching control between two-phase lines of the three phases based on the input current value of each phase and the input voltage value of each phase; and
The control unit performs switching control between three sets of two-phase lines when the input current value detected by the input current detection unit is equal to or greater than a predetermined current value, and the input current value is less than the predetermined current value. In the case, the switching control is performed only between two sets of two-phase lines among the three sets of two-phase lines.
をさらに備え、
前記制御部は、前記入力電流検出部により検出された入力電流値を基に予め定めた直流電圧目標値から前記直流電圧検出部により検出された出力直流電圧を引いた不足電圧が予め定めた不足電圧の所定値以上の場合、前記３組の二相線間スイッチング制御を行う
ことを特徴とする請求項１に記載の三相電力変換装置。 The plurality of diodes further form a rectifier circuit, further comprising a DC voltage detector that detects a DC voltage output from the rectifier circuit,
The control unit has a predetermined insufficient voltage obtained by subtracting the output DC voltage detected by the DC voltage detection unit from a predetermined DC voltage target value based on the input current value detected by the input current detection unit. 2. The three-phase power converter according to claim 1, wherein when the voltage is equal to or higher than a predetermined value, the switching control between the three sets of two-phase lines is performed.
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の三相電力変換装置。 When the control unit switches from the three sets of two-phase line switching control to the two sets of two-phase line switching control, a predetermined combination of two phase lines for performing the two sets of two-phase line switching control is predetermined. The three-phase power converter according to claim 1, wherein the three-phase power converter is determined according to the order of:
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