JP6630220B2 - Welding power supply - Google Patents
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Description
本発明は、アーク溶接に用いられる溶接電源装置に関する。 The present invention relates to a welding power supply device used for arc welding.
溶接トーチと被加工物との間にアークを発生させて、アークの熱で被加工物の溶接を行うアーク溶接が知られている。アークには、溶接電源装置から電力が供給される。造船などにおける溶接では、構造が単純で故障しにくいサイリスタ方式の溶接電源装置が用いられている。 BACKGROUND ART Arc welding in which an arc is generated between a welding torch and a workpiece and the workpiece is welded by the heat of the arc is known. Electric power is supplied to the arc from the welding power supply device. In welding in shipbuilding and the like, a thyristor-type welding power supply device having a simple structure and being hard to break down is used.
図９は、サイリスタ方式の溶接電源装置の一例を示す図であり、溶接システムの全体構成を示している。溶接電源装置Ａ１００の一方の出力端子は、溶接トーチＴの先端から突出する電極に接続される。溶接電源装置Ａ１００の他方の出力端子は、被加工物Ｗに接続される。溶接電源装置Ａ１００は、溶接トーチＴの電極の先端と、被加工物Ｗとの間にアークを発生させ、アークに直流電力を供給する。溶接電源装置Ａ１００は、三相商用電源Ｂより入力される三相の交流電圧を低周波用の三相変圧器３で変圧し、サイリスタ４０１〜４０３の点弧位相を調整することで出力を制御する（例えば特許文献１参照）。三相商用電源Ｂより入力される低周波（例えば５０Ｈｚ）電圧を三相変圧器３に直接入力するので、一次側に、整流回路およびインバータ回路を設ける必要がない。
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a thyristor-type welding power supply device, and illustrates an overall configuration of a welding system. One output terminal of welding power supply device A100 is connected to an electrode protruding from the tip of welding torch T. The other output terminal of welding power supply device A100 is connected to workpiece W. The welding power supply device A100 generates an arc between the tip of the electrode of the welding torch T and the workpiece W, and supplies DC power to the arc. The welding power supply device A100 controls the output by transforming the three-phase AC voltage input from the three-phase commercial power supply B with the low-frequency three-phase transformer 3 and adjusting the firing phases of the
しかしながら、近年、サイリスタの需要が減少し、サイリスタの製造が抑制されている。将来、サイリスタの製造が行われなくなった場合のことを考えて、サイリスタ方式に代わる溶接電源装置を開発する必要がある。チョッパ方式についても検討したが、静電容量の大きい電解コンデンサが必要になることや、負荷の大小によって、スイッチング素子に流れる電流が大きく変化するなどの問題点があった。 However, in recent years, demand for thyristors has decreased, and production of thyristors has been suppressed. It is necessary to develop a welding power supply device that replaces the thyristor system in consideration of the case where the thyristor is no longer manufactured in the future. Although the chopper method was also studied, there were problems such as the necessity of an electrolytic capacitor having a large capacitance and a large change in the current flowing through the switching element depending on the size of the load.
また、図９に示すサイリスタ方式の溶接電源装置の出力電力は直流電力なので、交流電力を出力するためには、インバータ回路を設ける必要がある。また、スパッタの発生を抑制して溶接品質を向上させるためには、低スパッタ回路を設ける必要がある。低スパッタ回路は、大型の抵抗器とスイッチング素子とを並列接続したものであり、スイッチング素子をオフにして電流を抵抗に流すことで減少させ、出力電流を小さくし、スパッタの発生を抑制するものである。低スパッタ回路を備える溶接電源装置については、例えば特許文献２に記載されている。交流用、低スパッタ用の各回路を設けると、種々の電源仕様に応じることができるが、溶接電源装置の製造コストが高額になるという問題がある。 Since the output power of the thyristor-type welding power supply device shown in FIG. 9 is DC power, an inverter circuit must be provided to output AC power. Further, in order to suppress the generation of spatter and improve the welding quality, it is necessary to provide a low spatter circuit. A low spatter circuit is a circuit in which a large resistor and a switching element are connected in parallel, and the switching element is turned off to reduce the current by flowing the current through the resistor, thereby reducing the output current and suppressing the occurrence of spatter. It is. A welding power supply device having a low spatter circuit is described in Patent Document 2, for example. Providing circuits for alternating current and low spatter can meet various power supply specifications, but there is a problem in that the manufacturing cost of the welding power supply device is high.
本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、三相商用電源より入力される三相の交流電圧を低周波用の三相変圧器で変圧して用い、かつ、サイリスタを用いずに出力制御を行う溶接電源装置を提供することをその目的としている。 The present invention has been conceived in view of the above circumstances, and uses a three-phase AC voltage input from a three-phase commercial power source after transforming it with a low-frequency three-phase transformer, and using a thyristor. It is an object of the present invention to provide a welding power source device that performs output control without using a welding power source.
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。 In order to solve the above problems, the present invention takes the following technical measures.
本発明の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、三相商用電源より入力される三相の交流電圧を変圧して出力する三相変圧器と、前記三相変圧器より出力される三相の交流電力を単相の電力に変換して出力する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御回路と、前記電力変換回路に入力される電圧を検出する入力側センサと、前記電力変換回路から出力される電流または電圧を検出する出力側センサとを備えており、前記電力変換回路は、２つの双方向スイッチを直列接続した第１ないし第３の直列回路を有しており、前記第１ないし第３の直列回路は、それぞれ、前記電力変換回路の出力端子間に並列接続され、前記第１の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の第１の端子に接続され、前記第２の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の第２の端子に接続され、前記第３の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の第３の端子に接続され、前記制御回路は、前記入力側センサからの検出信号と、前記出力側センサからの検出信号とに基づいて生成した駆動信号を、前記各双方向スイッチに入力することを特徴とする。この構成によると、三相変圧器が、三相商用電源より入力される三相の交流電圧を変圧して、電力変換回路に入力する。制御回路は、入力側センサからの検出信号と、出力側センサからの検出信号とに基づいて、駆動信号を生成する。そして、電力変換回路の各双方向スイッチは、制御回路より入力される駆動信号に応じてスイッチングを行う。これにより、三相変圧器より入力される三相の交流電力は、単相の電力に変換される。また、出力側センサからの検出信号に基づくフィードバック制御により、出力が制御される。したがって、三相商用電源より入力されて三相変圧器で変圧された三相交流を用い、かつ、サイリスタを用いずに出力制御を行うことができる。 A welding power supply provided by the first aspect of the present invention transforms a three-phase AC voltage input from a three-phase commercial power supply and outputs the three-phase AC voltage, and outputs the three-phase transformer. A power conversion circuit that converts three-phase AC power into single-phase power and outputs the power, a control circuit that controls the power conversion circuit, an input sensor that detects a voltage input to the power conversion circuit, An output-side sensor for detecting a current or a voltage output from a power conversion circuit, wherein the power conversion circuit has first to third series circuits in which two bidirectional switches are connected in series. , The first to third series circuits are respectively connected in parallel between output terminals of the power conversion circuit, and a connection point of the two bidirectional switches of the first series circuit is connected to two of the transformers. Connected to the first terminal of the secondary winding The connection point of the two bidirectional switches of the second series circuit is connected to the second terminal of the secondary winding of the transformer, and the connection point of the two bidirectional switches of the third series circuit. The connection point is connected to a third terminal of a secondary winding of the transformer, and the control circuit generates a signal based on a detection signal from the input sensor and a detection signal from the output sensor. The driving signal is input to each of the bidirectional switches. According to this configuration, the three-phase transformer transforms the three-phase AC voltage input from the three-phase commercial power supply and inputs the three-phase AC voltage to the power conversion circuit. The control circuit generates a drive signal based on a detection signal from the input-side sensor and a detection signal from the output-side sensor. Then, each bidirectional switch of the power conversion circuit performs switching according to a drive signal input from the control circuit. Thereby, the three-phase AC power input from the three-phase transformer is converted into single-phase power. Further, the output is controlled by feedback control based on a detection signal from the output side sensor. Therefore, output control can be performed using a three-phase alternating current input from a three-phase commercial power supply and transformed by a three-phase transformer without using a thyristor.
なお、「双方向スイッチ」とは、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができるスイッチであり、例えば、２つの単方向スイッチを直列接続または並列接続したものや、交流電流が流れる状態と流れない状態とを切り替える単体のスイッチなども含まれる。 Note that a “bidirectional switch” is a switch that can switch between a state in which an alternating current flows and a state in which an alternating current does not flow. For example, a switch in which two unidirectional switches are connected in series or in parallel, A single switch that switches between a flowing state and a non-flowing state is also included.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記出力側センサからの検出信号と目標信号との差分に基づいて算出された補償信号および当該補償信号を反転させた反転信号と、キャリア信号とに基づいて、第１ＰＷＭ信号および第２ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、前記入力側センサからの検出信号に基づく判別を行う判別部と、前記判別部での判別結果に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号または前記第２ＰＷＭ信号を、そのままの状態と反転させた状態とゼロの状態とを切り替えた駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備えている。この構成によると、入力側センサからの検出信号と出力側センサからの検出信号とに基づいて、駆動信号を生成することができる。 In a preferred embodiment of the present invention, the control circuit includes a compensation signal calculated based on a difference between the detection signal from the output sensor and a target signal, an inverted signal obtained by inverting the compensation signal, and a carrier. A PWM control unit that generates a first PWM signal and a second PWM signal based on a signal, a determination unit that performs determination based on a detection signal from the input-side sensor, and a determination unit that determines based on a determination result obtained by the determination unit. A drive signal generation unit that generates a drive signal in which the first PWM signal or the second PWM signal is switched between an intact state, an inverted state, and a zero state. According to this configuration, the drive signal can be generated based on the detection signal from the input-side sensor and the detection signal from the output-side sensor.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記入力側センサは、前記第１ないし第３の端子の各電圧を検出して、３つの検出信号を出力し、前記判別部は、前記３つの検出信号の大小を判別する。この構成によると、駆動信号生成部は、入力側センサから入力される３つの検出信号の大小に基づいて、ＰＷＭ信号と反転信号とゼロである信号とを切り替えることができる。 In a preferred embodiment of the present invention, the input-side sensor detects each voltage of the first to third terminals and outputs three detection signals, and the determination unit outputs the three detection signals. Is determined. According to this configuration, the drive signal generation unit can switch between the PWM signal, the inverted signal, and the zero signal based on the magnitude of the three detection signals input from the input-side sensor.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記駆動信号生成部は、前記判別部が最大と判別した検出信号が検出された端子に接続されている直列回路の、前記出力端子のうちの第１の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第１ＰＷＭ信号を出力し、前記出力端子のうち第２の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第２ＰＷＭ信号を出力し、前記判別部が最小と判別した検出信号が検出された端子に接続されている直列回路の、前記第１の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第１ＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、前記第２の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第２ＰＷＭ信号を反転させた信号を出力する。この構成によると、入力側の検出信号の大小に応じた駆動信号を、各双方向スイッチに出力することができる。 In a preferred embodiment of the present invention, the drive signal generation unit is a first circuit among the output terminals of a series circuit connected to a terminal at which the detection signal determined by the determination unit to be maximum is detected. Outputting the first PWM signal to a bidirectional switch connected to an output terminal; outputting the second PWM signal to a bidirectional switch connected to a second output terminal among the output terminals; A signal obtained by inverting the first PWM signal to a bidirectional switch connected to the first output terminal of a series circuit connected to a terminal at which a detection signal determined by the determination unit to be minimum is detected. And outputs a signal obtained by inverting the second PWM signal to the bidirectional switch connected to the second output terminal. According to this configuration, a drive signal according to the magnitude of the detection signal on the input side can be output to each bidirectional switch.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記入力側センサは、前記第１ないし第３の端子の各相電圧を検出する。この構成によると、判別部は、検出された相電圧の検出信号の大小を判別することができる。 In a preferred embodiment of the present invention, the input-side sensor detects each phase voltage of the first to third terminals. According to this configuration, the determination unit can determine the magnitude of the detected signal of the detected phase voltage.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記入力側センサは、前記第１ないし第３の端子の各線間電圧を検出する。この構成によると、判別部は、検出された線間電圧の検出信号の大小を判別することができる。 In a preferred embodiment of the present invention, the input-side sensor detects a line voltage of each of the first to third terminals. According to this configuration, the determination unit can determine the magnitude of the detected signal of the detected line voltage.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記溶接電源装置は、前記電力変換回路の一方の出力端子に直列接続される平滑用リアクトルをさらに備えている。この構成によると、出力電流を安定させることができる。 In a preferred embodiment of the present invention, the welding power supply further includes a smoothing reactor connected in series to one output terminal of the power conversion circuit. According to this configuration, the output current can be stabilized.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記双方向スイッチは、２つのＩＧＢＴを備えている。この構成によると、大きな電流を流すことができる。また、逆阻止型のＩＧＢＴを並列接続した場合、双方向スイッチの構造を簡略なものにすることができる。 In a preferred embodiment of the present invention, the bidirectional switch includes two IGBTs. According to this configuration, a large current can flow. When reverse blocking IGBTs are connected in parallel, the structure of the bidirectional switch can be simplified.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記双方向スイッチは、２つのＭＯＳＦＥＴを備えている。この構成によると、電力の損失を低減することができる。 In a preferred embodiment of the present invention, the bidirectional switch includes two MOSFETs. According to this configuration, power loss can be reduced.
本発明の好ましい実施の形態においては、前記三相変圧器は、Ｙ−Ｙ結線の変圧器である。 In a preferred embodiment of the present invention, the three-phase transformer is a Y-Y connection transformer.
本発明によると、三相変圧器が、三相商用電源より入力される三相の交流電圧を変圧して、電力変換回路に入力する。制御回路は、入力側センサからの検出信号と、出力側センサからの検出信号とに基づいて、駆動信号を生成する。そして、電力変換回路の各双方向スイッチは、制御回路より入力される駆動信号に応じてスイッチングを行う。これにより、三相変圧器より入力される三相の交流電力は、単相の電力に変換される。また、出力側センサからの検出信号に基づくフィードバック制御により、出力が制御される。したがって、三相商用電源より入力されて三相変圧器で変圧された三相交流を用い、かつ、サイリスタを用いずに出力制御を行うことができる。 According to the present invention, a three-phase transformer transforms a three-phase AC voltage input from a three-phase commercial power supply and inputs the transformed voltage to a power conversion circuit. The control circuit generates a drive signal based on a detection signal from the input-side sensor and a detection signal from the output-side sensor. Then, each bidirectional switch of the power conversion circuit performs switching according to a drive signal input from the control circuit. Thereby, the three-phase AC power input from the three-phase transformer is converted into single-phase power. Further, the output is controlled by feedback control based on a detection signal from the output side sensor. Therefore, output control can be performed using a three-phase alternating current input from a three-phase commercial power supply and transformed by a three-phase transformer without using a thyristor.
本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。 Other features and advantages of the present invention will become more apparent from the detailed description given below with reference to the accompanying drawings.
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
図１は、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１を説明するための図である。 FIG. 1 is a diagram for explaining a welding power supply device A1 according to the first embodiment.
溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチの先端から突出するワイヤ電極の先端と、被加工物との間にアークを発生させ、アークに電力を供給するものである。図１においては、アークを負荷Ｌとして示している。図１に示すように、溶接電源装置Ａ１は、三相変圧器３、電力変換回路４、平滑用リアクトル５、入力側電圧センサ６、出力側電流センサ７、および、制御回路８を備えている。溶接電源装置Ａ１は、三相商用電源Ｂより入力される三相の交流電圧を低周波用の三相変圧器３で変圧し、三相変圧器３より出力される三相の交流電力を電力変換回路４で所望の波形の電力に変換して出力する。
The welding power supply A1 generates an arc between the tip of the wire electrode protruding from the tip of the welding torch and the workpiece, and supplies power to the arc. In FIG. 1, the arc is shown as a load L. As shown in FIG. 1, the welding power supply device A1 includes a three-phase transformer 3, a power conversion circuit 4, a smoothing
三相変圧器３は、三相商用電源Ｂより入力される三相の交流電圧（周波数は例えば５０Ｈｚ）を変圧して出力する低周波用の変圧器である。本実施形態において、三相変圧器３は、Ｙ−Ｙ結線の変圧器であり、一次側に、３個の巻き線がＹ結線（星形結線）された一次側巻線３１を備えており、二次側に、３個の巻き線がＹ結線された二次側巻線３２を備えている。一次側巻線３１の各端子は、それぞれ、三相商用電源Ｂの各相に接続されている。二次側巻線３２の各端子は、それぞれ、電力変換回路４の、端子ａ，ｂ，ｃに接続されている。三相変圧器３は、一次側巻線３１の３つの端子に電圧を印加され、一次側巻線３１と二次側巻線３２の巻き数比に応じた電圧に変圧して、二次側巻線３２の３つの端子から出力する。なお、三相変圧器３の回路構成は、上述したものに限定されない。例えば、一次側巻線３１と二次側巻線３２との結線方式を、Δ−Ｙ結線、Ｙ−Δ結線、または、Δ−Δ結線などの他の結線方式としてもよい。つまり、一次側巻線３１を３個の巻き線がΔ結線されたものとしてもよいし、二次側巻線３２を３個の巻き線がΔ結線されたものとしてもよい。 The three-phase transformer 3 is a low-frequency transformer that transforms and outputs a three-phase AC voltage (frequency is, for example, 50 Hz) input from the three-phase commercial power supply B. In the present embodiment, the three-phase transformer 3 is a Y-Y connection transformer, and includes a primary winding 31 in which three windings are Y-connected (star connection) on the primary side. , On the secondary side, a secondary winding 32 in which three windings are Y-connected. Each terminal of the primary winding 31 is connected to each phase of the three-phase commercial power supply B. Each terminal of the secondary winding 32 is connected to terminals a, b, and c of the power conversion circuit 4, respectively. The three-phase transformer 3 is applied with a voltage to three terminals of the primary winding 31, transforms the voltage into a voltage corresponding to a winding ratio of the primary winding 31 and the secondary winding 32, Output is made from three terminals of the winding 32. Note that the circuit configuration of the three-phase transformer 3 is not limited to the one described above. For example, the connection method between the primary winding 31 and the secondary winding 32 may be another connection method such as Δ-Y connection, Y-Δ connection, or Δ-Δ connection. That is, the primary winding 31 may be formed by Δ winding of three windings, and the secondary winding 32 may be formed by Δ winding of three windings.
電力変換回路４は、三相変圧器３より入力される交流電力を、制御回路８より入力される駆動信号に応じて変換して、出力する。電力変換回路４は、３つの入力端子ａ，ｂ，ｃと、２つの出力端子ｕ，ｖを備えている。入力端子ａ，ｂ，ｃは、三相変圧器３の二次側巻線３２の３つの端子に、それぞれ接続されている。また、出力端子ｕは、平滑用リアクトル５を介して、溶接電源装置Ａ１の一方の出力端子ｄに接続され、出力端子ｖは、溶接電源装置Ａ１の他方の出力端子ｅに接続されている。
The power conversion circuit 4 converts the AC power input from the three-phase transformer 3 according to the drive signal input from the
電力変換回路４は、６つの双方向スイッチ４１〜４６を備えている。各双方向スイッチ４１〜４６は、交流電流を流すことができるスイッチであり、本実施形態では、２つのＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）を逆直列接続したものを用いている。２つのＩＧＢＴはエミッタ端子同士が接続されており、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子との間には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。２つのＩＧＢＴのゲート端子には、制御回路８より駆動信号が入力される。駆動信号がオン信号の場合、２つのＩＧＢＴのゲート端子がオンになる。この場合、一方の方向に流れる電流は、一方のＩＧＢＴと、他方のＩＧＢＴに接続されたダイオードとを流れ、他方の方向に流れる電流は、他方のＩＧＢＴと、一方のＩＧＢＴに接続されたダイオードとを流れる。つまり、双方向に電流を流すことができるので、交流電流を流すことができる。また、駆動信号がオフ信号の場合、２つのＩＧＢＴのゲート端子がオフになる。この場合、どちらの方向の電流も流れなくなる。つまり、双方向スイッチ４１〜４６は、入力される駆動信号に応じて、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができる。なお、双方向スイッチ４１〜４６の構成は限定されず、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができるものであればよい。例えば、２つのＩＧＢＴのコレクタ端子同士を接続するようにしてもよい。
The power conversion circuit 4 includes six
双方向スイッチ４１と双方向スイッチ４２とは直列接続され、直列回路４ａを構成し、双方向スイッチ４３と双方向スイッチ４４とは直列接続され、直列回路４ｂを構成し、双方向スイッチ４５と双方向スイッチ４６とは直列接続され、直列回路４ｃを構成している。直列回路４ａ、直列回路４ｂおよび直列回路４ｃは、それぞれ、出力端子ｕ，ｖ間に並列接続されている。また、双方向スイッチ４１と双方向スイッチ４２との接続点は、入力端子ａに接続され、双方向スイッチ４３と双方向スイッチ４４との接続点は、入力端子ｂに接続され、双方向スイッチ４５と双方向スイッチ４６との接続点は、入力端子ｃに接続されている。
The
平滑用リアクトル５は、電力変換回路４の出力端子ｕと溶接電源装置Ａ１の出力端子ｄとの間に直列接続されており、出力電流を安定させる。なお、平滑用リアクトル５は、電力変換回路４の出力端子ｖと溶接電源装置Ａ１の出力端子ｅとの間に直列接続されていてもよい。出力端子ｄ，ｅより出力される電流が、溶接電流として、負荷Ｌ（アーク）に流れる。
The smoothing
入力側電圧センサ６は、電力変換回路４の入力電圧（各相の相電圧）の瞬時値を検出する。具体的には、中性点の電位を基準として、入力端子ａの電位、入力端子ｂの電位、および、入力端子ｃの電位を検出し、それぞれ、電圧信号Ｖa，Ｖb，Ｖcとして、制御回路８に入力する。制御回路８は、電圧信号Ｖa，Ｖb，Ｖcをデジタル信号に変換して、入力電圧判別部８６に入力する。なお、本実施形態では、入力側電圧センサ６が各相の相電圧を検出する場合について説明したが、入力側電圧センサ６が各線間電圧を検出するようにしてもよい。
The input-side voltage sensor 6 detects an instantaneous value of an input voltage (phase voltage of each phase) of the power conversion circuit 4. Specifically, based on the potential of the neutral point, the potential of the input terminal a, the potential of the input terminal b, and detects a potential of the input terminal c, respectively, the voltage signals V a, V b, as V c , To the
出力側電流センサ７は、電力変換回路４の出力端子ｖと、溶接電源装置Ａ１の出力端子ｅとの間の接続線に配置されており、電力変換回路４の出力電流の瞬時値を検出する。出力側電流センサ７は、検出した電流信号Ｉoを、制御回路８に入力する。制御回路８は、電流信号Ｉoをデジタル信号に変換して、減算部８２に入力する。本実施形態では、電流の方向を、出力端子ｅから出力端子ｖに流れる場合を正の方向とし、逆に流れる場合を負の方向としている。したがって、デジタル化された電流信号Ｉoは、出力端子ｅから出力端子ｖの方向に流れている場合は正の値となり、出力端子ｖから出力端子ｅの方向に流れている場合は負の値となる。電力変換回路４の出力電流が交流電流の場合、デジタル化された電流信号Ｉoは、正の値と負の値の両方の値を取り得る。一方、電力変換回路４の出力電流が直流電流の場合、デジタル化された電流信号Ｉoは、正の値または負の値のいずれか一方の値となる。なお、出力側電流センサ７は、平滑用リアクトル５と溶接電源装置Ａ１の出力端子ｄとの間（または、平滑用リアクトル５と電力変換回路４の出力端子ｕとの間）の接続線に配置してもよく、電力変換回路４の出力電流の瞬時値を検出できればよい。
The output-side
制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路８は、フィードバック制御を行っており、本実施形態においては、出力電流を制御している。制御回路８は、電力変換回路４を制御するための駆動信号を生成して、電力変換回路４に出力する。実際には、制御回路８が生成した駆動信号は、ドライブ回路によって増幅されて、電力変換回路４に出力されるが、図１においては、ドライブ回路の記載を省略している。制御回路８は、出力電流設定部８１、減算部８２、補償信号生成部８３、キャリア信号生成部８４、ＰＷＭ信号生成部８５、入力電圧判別部８６、および、駆動信号生成部８７を備えている。
The
出力電流設定部８１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の目標信号Ｉ*を設定するものであり、設定された目標信号Ｉ*を減算部８２に出力する。目標信号Ｉ*は、図示しない操作装置を操作者が操作することで設定される。なお、あらかじめ複数の目標信号Ｉ*を登録しておいて、操作装置の操作によって、選択するようにしてもよい。出力電流を直流電流とする場合は、目標信号Ｉ*を所望の直流信号とすればよく、出力電流を交流電流とする場合は、目標信号Ｉ*を所望の周波数の交流信号とすればよい。また、出力電流を急減させる場合は、目標信号Ｉ*を急減すればよい。
The output
減算部８２は、出力側電流センサ７より入力される電流信号Ｉoと、出力電流設定部８１より入力される目標信号Ｉ*との偏差ΔＩ（＝Ｉ*−Ｉo）を算出して、補償信号生成部８３に出力する。補償信号生成部８３は、減算部８２より入力される偏差ΔＩに基づいて、例えばＰＩ制御（比例積分制御）による補償信号を算出し、ＰＷＭ信号生成部８５に出力する。なお、補償信号生成部８３は、例えばＰＩＤ制御（比例積分微分制御）などの他の制御を行うようにしてもよい。キャリア信号生成部８４は、例えば三角波などのキャリア信号を生成し、ＰＷＭ信号生成部８５に出力する。本実施形態においては、キャリア信号を、「０」を中心として正の値と負の値とで変化する信号としている。
Subtracting
ＰＷＭ信号生成部８５は、２つのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部８５は、補償信号生成部８３より入力される補償信号に「−１」を乗算することで、補償信号を反転させた反転信号を生成する。そして、補償信号と、キャリア信号生成部８４より入力されるキャリア信号とを比較することでｕ相用のＰＷＭ信号を生成する。例えば、補償信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、補償信号がキャリア信号以下の場合にローレベルとなるパルス信号が、ｕ相用のＰＷＭ信号として生成される。また、ＰＷＭ信号生成部８５は、反転信号とキャリア信号とを比較することで、ｖ相用のＰＷＭ信号を生成する。ｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号が、本発明の「第１ＰＷＭ信号」および「第２ＰＷＭ信号」に相当する。各ＰＷＭ信号には、デッドタイムが設けられる。ＰＷＭ信号生成部８５は、生成した各ＰＷＭ信号を、駆動信号生成部８７に出力する。出力電流設定部８１、減算部８２、補償信号生成部８３、キャリア信号生成部８４およびＰＷＭ信号生成部８５が、本発明の「ＰＷＭ制御部」に相当する。
The
入力電圧判別部８６は、入力側の各相の電圧の大小関係を判別する。入力電圧判別部８６は、入力側電圧センサ６によって検出され、デジタル化された電圧信号Ｖa，Ｖb，Ｖcを入力され、電圧信号Ｖa，Ｖb，Ｖcの大小関係を判別する。入力電圧判別部８６は、判別結果を判別信号として、駆動信号生成部８７に出力する。判別信号には、いずれの電圧信号が最大であるかという情報と、いずれの電圧信号が最小であるかという情報とが含まれている。なお、入力側電圧センサ６が各線間電圧を検出する場合でも、いずれかの相を基準にすることで、各相の電圧の大小関係を判別することができる。
The input
駆動信号生成部８７は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号と、入力電圧判別部８６より入力される判別信号とに基づいて、駆動信号を生成する。駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖaが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖaが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖaが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間は「０」であるゼロ信号となる駆動信号Ｓauを生成する。そして、当該駆動信号Ｓauを、双方向スイッチ４１に出力する。同様に、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖbが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖbが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖbが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓbuを生成する。そして、当該駆動信号Ｓbuを、双方向スイッチ４３に出力する。また、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖcが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖcが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖcが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓcuを生成する。そして、当該駆動信号Ｓcuを、双方向スイッチ４５に出力する。
The drive
また、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖaが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖaが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖaが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓavを生成する。そして、当該駆動信号Ｓavを、双方向スイッチ４２に出力する。また、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖbが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖbが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖbが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓbvを生成する。そして、当該駆動信号Ｓbvを、双方向スイッチ４４に出力する。また、駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖcが最大であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖcが最小であることを示す判別信号を入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、電圧信号Ｖcが最大でも最小でもないことを示す判別信号を入力されている間はゼロ信号となる駆動信号Ｓcvを生成する。そして、当該駆動信号Ｓcvを、双方向スイッチ４６に出力する。
The drive
図２は、駆動信号生成部８７が行う駆動信号生成処理を説明するためのフローチャートである。当該駆動信号生成処理は、所定のタイミング毎に実施される。
FIG. 2 is a flowchart for explaining a drive signal generation process performed by the drive
まず、駆動信号生成部８７は、入力電圧判別部８６より判別信号を受信し、ＰＷＭ信号生成部８５よりｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号を受信する（Ｓ１）。次に、判別信号に基づいて、電圧信号Ｖaが最大であるか否かを判別する（Ｓ２）。電圧信号Ｖaが最大である場合（Ｓ２：ＹＥＳ）、電圧信号Ｖbが最小であるか否かを判別する（Ｓ３）。電圧信号Ｖbが最小である場合（Ｓ３：ＹＥＳ）、すなわち、電圧信号Ｖaが最大で、電圧信号Ｖbが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ４）、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ５）、双方向スイッチ４５，４６にゼロ信号を出力する（Ｓ６）。
First, the
ステップＳ３において、電圧信号Ｖbが最小でない場合（Ｓ３：ＮＯ）、すなわち、電圧信号Ｖaが最大で、電圧信号Ｖcが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ７）、双方向スイッチ４５にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４６にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ８）、双方向スイッチ４３，４４にゼロ信号を出力する（Ｓ９）。
In step S3, when the voltage signal V b is not the smallest (S3: NO), i.e., the maximum voltage signal V a, when the voltage signal V c is the minimum, the drive
ステップＳ２において、電圧信号Ｖaが最大でない場合（Ｓ２：ＮＯ）、電圧信号Ｖbが最大であるか否かを判別する（Ｓ１０）。電圧信号Ｖbが最大である場合（Ｓ１０：ＹＥＳ）、電圧信号Ｖcが最小であるか否かを判別する（Ｓ１１）。電圧信号Ｖcが最小である場合（Ｓ１１：ＹＥＳ）、すなわち、電圧信号Ｖbが最大で、電圧信号Ｖcが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ１２）、双方向スイッチ４５にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４６にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ１３）、双方向スイッチ４１，４２にゼロ信号を出力する（Ｓ１４）。
In step S2, when the voltage signal V a not maximum (S2: NO), the voltage signal V b and determines whether the maximum (S10). When the voltage signal V b is the maximum (S10: YES), the voltage signal V c is determined whether or not the minimum (S11). When the voltage signal V c is the smallest (S11: YES), i.e., the maximum voltage signal V b, when the voltage signal V c is the minimum, the drive
ステップＳ１１において、電圧信号Ｖcが最小でない場合（Ｓ１１：ＮＯ）、すなわち、電圧信号Ｖbが最大で、電圧信号Ｖaが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ１５）、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ１６）、双方向スイッチ４５，４６にゼロ信号を出力する（Ｓ１７）。
In step S11, when the voltage signal V c is not the smallest (S11: NO), i.e., the maximum voltage signal V b, when the voltage signal V a is the minimum, the drive
ステップＳ１０において、電圧信号Ｖbが最大でない場合（Ｓ１０：ＮＯ）、電圧信号Ｖaが最小であるか否かを判別する（Ｓ１８）。電圧信号Ｖaが最小である場合（Ｓ１８：ＹＥＳ）、すなわち、電圧信号Ｖcが最大で、電圧信号Ｖaが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４５にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４６にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ１９）、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ２０）、双方向スイッチ４３，４４にゼロ信号を出力する（Ｓ２１）。
In step S10, when the voltage signal V b is not the maximum (S10: NO), the voltage signal V a discrimination between the minimum (S18). When the voltage signal V a is the smallest (S18: YES), i.e., the maximum voltage signal V c, when the voltage signal V a is the minimum, the drive
ステップＳ１８において、電圧信号Ｖaが最小でない場合（Ｓ１８：ＮＯ）、すなわち、電圧信号Ｖcが最大で、電圧信号Ｖbが最小である場合、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４５にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４６にｖ相用のＰＷＭ信号を出力し（Ｓ２２）、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し（Ｓ２３）、双方向スイッチ４１，４２にゼロ信号を出力する（Ｓ２４）。
In step S18, when the voltage signal V a not the minimum (S18: NO), i.e., the maximum voltage signal V c, when the voltage signal V b is the minimum, the drive
所定のタイミング毎に、駆動信号生成処理が実施されることにより、双方向スイッチ４１〜４６には、それぞれ、駆動信号Ｓau，Ｓav，Ｓbu，Ｓbv，Ｓcu，Ｓcvが入力される。
By performing the drive signal generation process at each predetermined timing, the drive signals S au , S av , S bu , S bv , S cu , and S cv are input to the
なお、駆動信号生成部８７は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号と、入力電圧判別部８６より入力される判別信号とから、論理式に基づいて、駆動信号Ｓau，Ｓav，Ｓbu，Ｓbv，Ｓcu，Ｓcvを決定するようにしてもよい。
The drive
電圧信号Ｖaが最大の場合を「Ａmax（＝Ｔｒｕｅ）」、電圧信号Ｖbが最大の場合を「Ｂmax（＝Ｔｒｕｅ）」、電圧信号Ｖcが最大の場合を「Ｃmax（＝Ｔｒｕｅ）」とし、電圧信号Ｖaが最小の場合を「Ａmin（＝Ｔｒｕｅ）」、電圧信号Ｖbが最小の場合を「Ｂmin（＝Ｔｒｕｅ）」、電圧信号Ｖcが最小の場合を「Ｃmin（＝Ｔｒｕｅ）」とする。そして、ＰＷＭ信号がオンの場合を「Ｐu（＝Ｔｒｕｅ）」とし、反転信号がオンの場合を「Ｐv（＝Ｔｒｕｅ）」とする。 The case where the voltage signal V a maximum "A max (= True)", "B max (= True)" a case where the voltage signal V b of the maximum, where the voltage signal V c of the largest "C max (= and True) ", a case where the voltage signal V a minimum" a min (= True) ", a case where the voltage signal V b of a minimum" B min (= True) ", a case where the voltage signal V c of the minimum “C min (= True)”. The case where the PWM signal is on is set as “P u (= True)”, and the case where the inverted signal is on is set as “P v (= True)”.
駆動信号Ｓauの論理式は、
Ｓau＝（Ｐu＆Ａmax）｜（！Ｐu＆Ａmin）
で表される。なお、「＆」は論理積、「｜」は論理和、「！」は後続する信号の否定を表している。同様に、駆動信号Ｓav，Ｓbu，Ｓbv，Ｓcu，Ｓcvの論理式は、それぞれ、
Ｓav＝（Ｐv＆Ａmax）｜（！Ｐv＆Ａmin）
Ｓbu＝（Ｐu＆Ｂmax）｜（！Ｐu＆Ｂmin）
Ｓbv＝（Ｐv＆Ｂmax）｜（！Ｐv＆Ｂmin）
Ｓcu＝（Ｐu＆Ｃmax）｜（！Ｐu＆Ｃmin）
Ｓcv＝（Ｐv＆Ｃmax）｜（！Ｐv＆Ｃmin）
で表される。図３は、駆動信号生成部８７を論理回路として表したものである。
The logical expression of the drive signal S au is
S au = (P u & A max ) | (! P u & A min )
Is represented by Note that “&” represents a logical product, “|” represents a logical sum, and “!” Represents the negation of a subsequent signal. Similarly, the logical expressions of the drive signals S av , S bu , S bv , S cu , and S cv are respectively
S av = (P v & A max ) | (! P v & A min )
S bu = (P u & B max ) | (! P u & B min )
S bv = (P v & B max) | (! P v & B min)
Scu = ( Pu & Cmax ) | (! Pu & Cmin )
Scv = ( Pv & Cmax ) | (! Pv & Cmin )
Is represented by FIG. 3 illustrates the drive
また、駆動信号生成部８７が、あらかじめ設定されている真理値表に基づいて、駆動信号Ｓau，Ｓav，Ｓbu，Ｓbv，Ｓcu，Ｓcvを決定するようにしてもよい。下記表は、駆動信号Ｓauの真理値表を示している。なお、「Ｔｒｕｅ」を「１」で表している。また、電圧信号Ｖaが最大でかつ最小ということはありえないので、Ａmax＝１かつＡmin＝１の場合は省いている。
駆動信号生成部８７は、最大電圧となる入力端子（ａ，ｂ，ｃ）に接続されている直列回路（４ａ，４ｂ，４ｃ）の出力端子ｕ側の双方向スイッチ（４１，４３，４５）をｕ相用のＰＷＭ信号に応じてスイッチングさせ、出力端子ｖ側の双方向スイッチ（４２，４４，４６）をｖ相用のＰＷＭ信号に応じてスイッチングさせ、最小電圧となる入力端子（ａ，ｂ，ｃ）に接続されている直列回路（４ａ，４ｂ，４ｃ）の出力端子ｕ側の双方向スイッチ（４１，４３，４５）をｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号に応じてスイッチングさせ、出力端子ｖ側の双方向スイッチ（４２，４４，４６）をｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号に応じてスイッチングさせるように、各駆動信号を生成して出力するものであればよい。
The
図４は、溶接電源装置Ａ１の構成でシミュレーションを行った時の入力電圧、出力電圧および出力電流の各波形を示している。各図（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）とも、最上段は出力電流設定部８１で設定された目標信号Ｉ*の波形を示しており、２段目は溶接電源装置Ａ１（電力変換回路４）の出力電流を示す電流信号Ｉoの波形を示している。また、３段目は電力変換回路４への入力電圧を示す電圧信号Ｖa，Ｖb，Ｖcの波形を示しており、最下段は電力変換回路４からの出力電圧の波形を示している。いずれの場合も、電圧信号Ｖa，Ｖb，Ｖcは周波数が５０Ｈｚの三相平衡状態の正弦波（各図３段目参照）であり、キャリア信号の周波数を２０ｋＨｚとしている。
FIG. 4 shows waveforms of an input voltage, an output voltage, and an output current when a simulation is performed with the configuration of the welding power supply device A1. In each of the figures (a), (b), (c) and (d), the top row shows the waveform of the target signal I * set by the output
図４（ａ）は、目標信号Ｉ*として周波数が４００Ｈｚの正弦波を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、入力電圧の（１／８）の周期で、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスと負のパルスとが繰り返されるものとなっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、周波数が４００Ｈｚの正弦波になっていることが確認できる。 FIG. 4A shows a simulation obtained by setting a sine wave having a frequency of 400 Hz as the target signal I * . In this case, the waveform of the output voltage (refer to the lowermost stage) is such that a positive pulse and a negative pulse having a frequency of 20 kHz are repeated in a cycle of (１ ／) of the input voltage. Further, it can be confirmed that the waveform of the output current (see the second stage) is a sine wave having a frequency of 400 Hz.
図４（ｂ）は、目標信号Ｉ*として周波数が１２０Ｈｚの正弦波を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、入力電圧の（５／１２）の周期で、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスと負のパルスとが繰り返されるものとなっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、周波数が１２０Ｈｚの正弦波になっていることが確認できる。 FIG. 4B shows a simulation obtained by setting a sine wave having a frequency of 120 Hz as the target signal I * . In this case, the waveform of the output voltage (see the lowermost stage) is such that a positive pulse and a negative pulse having a frequency of 20 kHz are repeated at a period of (5/12) of the input voltage. Further, it can be confirmed that the waveform of the output current (see the second stage) is a sine wave having a frequency of 120 Hz.
図４（ｃ）は、目標信号Ｉ*として周波数が１００Ｈｚの鋸歯状波を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスが続き、入力電圧の（１／２）の周期で、短い時間だけ負のパルスが現れる波形となっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、周波数が１００Ｈｚの鋸歯状波になっていることが確認できる。さらに、出力電流を急減させることができることも確認できた。 FIG. 4C shows a simulation in which a sawtooth wave having a frequency of 100 Hz is set as the target signal I * . In this case, the waveform of the output voltage (see the bottom row) is a waveform in which a positive pulse having a frequency of 20 kHz continues, and a negative pulse appears for a short time in a period of (１ ／) of the input voltage. Further, it can be confirmed that the waveform of the output current (see the second stage) is a sawtooth wave having a frequency of 100 Hz. Further, it was confirmed that the output current could be rapidly reduced.
図４（ｄ）は、目標信号Ｉ*として周波数が１００Ｈｚの矩形波（交流であって、中心を正の側にずらしている）を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、入力電圧の（１／２）の周期で、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスと負のパルスとが繰り返されるものとなっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、目標信号Ｉ*と同様の波形であり、周波数が１００Ｈｚの矩形波で、５００Ａから−１００Ａまで変化するものになっていることが確認できる。 FIG. 4D shows a simulation in which a rectangular wave having a frequency of 100 Hz (alternating current, whose center is shifted to the positive side) is set as the target signal I * . In this case, the waveform of the output voltage (see the lowermost stage) has a cycle of (1/2) of the input voltage, in which a positive pulse and a negative pulse having a frequency of 20 kHz are repeated. In addition, it can be confirmed that the waveform of the output current (see the second stage) is the same waveform as the target signal I *, and is a rectangular wave having a frequency of 100 Hz, which changes from 500 A to -100 A.
いずれの場合も、目標信号Ｉ*として設定した波形と同様の電流波形を出力することができた。 In each case, a current waveform similar to the waveform set as the target signal I * could be output.
本実施形態によると、低周波用の三相変圧器３が、三相商用電源Ｂより入力される三相の交流電圧を変圧して、電力変換回路４に入力する。そして、サイリスタによる制御の代わりに、電力変換回路４が、出力を制御する。したがって、三相商用電源Ｂより入力されて三相変圧器３で変圧された三相交流を用い、かつ、サイリスタを用いずに出力制御を行うことができる。変圧器の一次側に整流回路およびインバータ回路を備えていないので、これらを備えている溶接電源装置と比べて、構造が単純で故障しにくく、製造コストを抑制することができる。また、チョッパ方式のような静電容量の大きい電解コンデンサを必要としない。したがって、電解コンデンサの定期的な交換の必要がないので保守性が高い。また、チョッパ方式のように、負荷の大小によって、スイッチング素子に流れる電流が大きく変化することもない。 According to the present embodiment, the low-frequency three-phase transformer 3 transforms the three-phase AC voltage input from the three-phase commercial power supply B and inputs it to the power conversion circuit 4. Then, instead of the control by the thyristor, the power conversion circuit 4 controls the output. Therefore, output control can be performed using a three-phase alternating current input from the three-phase commercial power supply B and transformed by the three-phase transformer 3 without using a thyristor. Since the rectifier circuit and the inverter circuit are not provided on the primary side of the transformer, the structure is simpler and less prone to failure as compared with the welding power supply device including these, and the manufacturing cost can be suppressed. Also, there is no need for an electrolytic capacitor having a large capacitance as in the chopper type. Therefore, there is no need to periodically replace the electrolytic capacitor, so that maintainability is high. Further, unlike the chopper method, the current flowing through the switching element does not greatly change depending on the size of the load.
また、本実施形態によると、ＰＷＭ信号生成部８５は、出力側電流センサ７より入力される電流信号Ｉoと、出力電流設定部８１に設定された目標信号Ｉ*との偏差ΔＩに基づいて、ｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号を生成する。そして、駆動信号生成部８７は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号と、入力電圧判別部８６より入力される判別信号（入力電圧の大小関係を示す）とに基づいて、各駆動信号を生成する。各駆動信号は、電力変換回路４の入力電圧の大小関係に応じて、（ｕ相用またはｖ相用の）ＰＷＭ信号、当該ＰＷＭ信号を反転させた信号およびゼロ信号が切り替えられる信号になる。電力変換回路４の各双方向スイッチ４１〜４６は、駆動信号生成部８７より入力される各駆動信号に基づいてスイッチングを行う。これにより、溶接電源装置Ａ１の出力電流は、目標信号Ｉ*に応じて、フィードバック制御される。したがって、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ*として、直流電流を示す信号を設定すれば、直流電力を出力し、目標信号Ｉ*として、所望の周波数の交流信号を設定すれば、当該周波数の交流電力を出力する。つまり、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ*を変更するだけで、直流電力も交流電力も出力することができる。また、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ*を急減させることで、出力電流を急減させることができる。つまり、目標信号Ｉ*の変化だけで、低スパッタ回路と同じ機能を果たすことができる。以上のように、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ*の変更だけで、様々な電源仕様に対応することができる。
According to the present embodiment, PWM
また、交流電力を出力する一般的な溶接電源装置は、変圧器の二次側に整流回路とインバータ回路とを備える必要があるが、溶接電源装置Ａ１は、整流回路を備える必要がない。したがって、その分、小型化を図ることができるし、製造コストを抑制することができる。また、低スパッタ回路を備えていなくても、同じ機能を果たすことができるので、その分、小型化を図ることができるし、製造コストを抑制することができる。また、直流用、交流用、低スパッタ用のそれぞれの回路をすべて設ける場合と比べて、大型化および高額化を抑制することができる。 Also, a general welding power supply device that outputs AC power needs to include a rectifier circuit and an inverter circuit on the secondary side of the transformer, but the welding power supply device A1 does not need to include a rectifier circuit. Therefore, the size can be reduced and the manufacturing cost can be reduced. In addition, since the same function can be achieved without a low sputter circuit, the size can be reduced and the manufacturing cost can be reduced. Further, compared to the case where all the circuits for DC, AC, and low sputtering are provided, it is possible to suppress an increase in size and cost.
さらに、溶接電源装置Ａ１は、同じハードウエアを用いて、目標信号Ｉ*を変更するだけで、直流用の溶接電源装置とすることができ、交流用の溶接電源装置とすることができ、また、低スパッタ回路を備えた溶接電源装置とすることもできる。したがって、それぞれ異なるハードウエアとして溶接電源装置を製造する場合と比べて、製造コストや評価コストを低減することができる。 Further, the welding power supply A1 can be used as a DC welding power supply, an AC welding power supply only by changing the target signal I * using the same hardware, Alternatively, a welding power supply device having a low spatter circuit may be provided. Therefore, the manufacturing cost and the evaluation cost can be reduced as compared with the case where the welding power supply device is manufactured as different hardware.
なお、本実施形態においては、双方向スイッチ４１〜４６として、２つのＩＧＢＴを逆直列接続したものを用いた場合について説明したが、これに限られない。例えば、図５に示す各双方向スイッチを用いるようにしてもよい。
In the present embodiment, a case is described in which two IGBTs are connected in reverse series as the
図５（ａ）は、２つのＩＧＢＴを逆並列接続したものである。各ＩＧＢＴのエミッタ端子にはそれぞれダイオードが直列接続されている。これらのダイオードは、ＩＧＢＴに逆バイアスがかからないようにしている。２つのＩＧＢＴのゲート端子がオンの場合、一方の方向に流れる電流は、一方のＩＧＢＴとこれに直列接続されたダイオードとを流れ、他方の方向に流れる電流は、他方のＩＧＢＴとこれに直列接続されたダイオードとを流れる。つまり、双方向に電流を流すことができるので、交流電流を流すことができる。また、２つのＩＧＢＴのゲート端子がオフの場合、どちらの方向の電流も流れなくなる。つまり、ゲート端子に入力される駆動信号に応じて、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができる。 FIG. 5A shows two IGBTs connected in anti-parallel. A diode is connected in series to the emitter terminal of each IGBT. These diodes prevent the IGBT from being reverse biased. When the gate terminals of the two IGBTs are on, the current flowing in one direction flows through one IGBT and a diode connected in series with it, and the current flowing in the other direction is connected with the other IGBT and the series connected thereto. Through the diode. That is, since current can flow in both directions, an alternating current can flow. When the gate terminals of the two IGBTs are off, no current flows in either direction. That is, it is possible to switch between a state in which the alternating current flows and a state in which the alternating current does not flow according to the drive signal input to the gate terminal.
用いるＩＧＢＴが、逆バイアスに対して十分な耐性を有する逆阻止型のＩＧＢＴの場合、図５（ｂ）のように、ダイオードを省略した構成とすることができる。この場合、ダイオードによる電圧降下が抑制されるので、電力変換効率を向上させることができる。また、図５（ｃ）のように、１つのＩＧＢＴと４つのダイオードを用いた双方向スイッチを用いるようにしてもよい。この場合、１つのＩＧＢＴだけで双方向スイッチを構成できるので、ＩＧＢＴとその駆動回路の使用個数を削減することができる。 In the case where the IGBT to be used is a reverse blocking IGBT having sufficient resistance to a reverse bias, a configuration in which a diode is omitted as shown in FIG. In this case, since the voltage drop due to the diode is suppressed, the power conversion efficiency can be improved. Further, as shown in FIG. 5C, a bidirectional switch using one IGBT and four diodes may be used. In this case, since the bidirectional switch can be configured with only one IGBT, the number of IGBTs and the number of driving circuits used can be reduced.
また、双方向スイッチ４１〜４６を、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やバイポーラトランジスタなど、他のスイッチング素子を用いたものとしてもよい。また、１つのスイッチング素子で交流電流のオンオフを制御できるものを用いてもよい。双方向スイッチ４１〜４６を、ＭＯＳＦＥＴを用いたものとした場合を第２実施形態として、以下に説明する。
Further, the
図６は、第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を説明するための図である。図６において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。 FIG. 6 is a diagram for explaining a welding power supply device A2 according to the second embodiment. 6, the same or similar elements as those of the welding power supply device A1 according to the first embodiment (see FIG. 1) are denoted by the same reference numerals.
図６に示す溶接電源装置Ａ２は、双方向スイッチ４１〜４６に代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いた双方向スイッチ４１’〜４６’を備えている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。
The welding power supply device A2 according to the first embodiment is different from the welding power supply device A1 according to the first embodiment in that the welding power supply device A2 illustrated in FIG. 6 includes
各双方向スイッチ４１’〜４６’は、２つのＭＯＳＦＥＴを逆直列接続したものを用いている。２つのＭＯＳＦＥＴはソース端子同士が接続されており、各ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子には、制御回路８より駆動信号が入力される。駆動信号がオン信号の場合、２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子がオンになる。この場合、２つのＭＯＳＦＥＴが電流経路となって、双方向に電流を流すことができるので、交流電流を流すことができる。また、駆動信号がオフ信号の場合、２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子がオフになる。この場合、どちらの方向の電流も流れなくなる。つまり、双方向スイッチ４１’〜４６’は、入力される駆動信号に応じて、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができる。なお、２つのＭＯＳＦＥＴのドレイン端子同士を接続するようにしてもよい。
Each of the bidirectional switches 41 'to 46' uses two MOSFETs connected in reverse series. The source terminals of the two MOSFETs are connected to each other, and diodes are connected in anti-parallel between the drain terminal and the source terminal of each MOSFET. A drive signal is input from the
第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、各双方向スイッチ４１’〜４６’は、２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子がオンの場合、２つのＭＯＳＦＥＴが電流経路となるので、ダイオードを流れる場合より、電力の損失を低減することができる。特に、溶接に用いられる電力は、低電圧、大電流となるので、オン抵抗が低いＭＯＳＦＥＴを用いることにより、電力損失をより低減することができる。 Also in the second embodiment, the same effects as in the first embodiment can be obtained. Further, in each of the bidirectional switches 41 'to 46', when the gate terminals of the two MOSFETs are on, the two MOSFETs serve as current paths, so that the power loss can be reduced as compared with the case where the diodes flow. In particular, the power used for welding is a low voltage and a large current. Therefore, by using a MOSFET having a low on-resistance, power loss can be further reduced.
なお、第２実施形態においては、双方向スイッチ４１’〜４６’として、２つのＭＯＳＦＥＴを逆直列接続したものを用いた場合について説明したが、これに限られない。例えば、図７に示す各双方向スイッチを用いるようにしてもよい。 In the second embodiment, a case where two MOSFETs are connected in reverse series as the bidirectional switches 41 'to 46' has been described, but the present invention is not limited to this. For example, each bidirectional switch shown in FIG. 7 may be used.
上記第１および第２実施形態においては、出力電流制御を行う場合について説明したが、これに限られない。出力電圧制御や出力電力制御を行うようにしてもよい。出力電圧制御を行う場合を第３実施形態として、以下に説明する。 In the first and second embodiments, the case where the output current control is performed has been described, but the present invention is not limited to this. Output voltage control or output power control may be performed. A case in which output voltage control is performed will be described below as a third embodiment.
図８は、第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を説明するための図である。図８において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。 FIG. 8 is a diagram for explaining a welding power supply device A3 according to the third embodiment. 8, the same or similar elements as those of the welding power supply device A1 according to the first embodiment (see FIG. 1) are denoted by the same reference numerals.
図８に示す溶接電源装置Ａ３は、出力側電流センサ７に代えて、出力側電圧センサ７’を備えている点と、制御回路８が、検出した電圧信号に基づいて駆動信号を生成する点とで、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。
The welding power supply device A3 shown in FIG. 8 includes an output-side voltage sensor 7 'instead of the output-side
出力側電圧センサ７’は、溶接電源装置Ａ３の出力端子ｄ，ｅ間に配置されており、電力変換回路４の出力電圧（線間電圧）の瞬時値を検出する。出力側電圧センサ７’は、検出した電圧信号Ｖoを、制御回路８に入力する。制御回路８は、電圧信号Ｖoをデジタル信号に変換して、減算部８２に入力する。本実施形態では、入力端子ｅの電位を基準としている。したがって、デジタル化された電圧信号Ｖoは、入力端子ｄの電位が入力端子ｅの電位より高い場合に正の値になり、入力端子ｄの電位が入力端子ｅの電位より低い場合に負の値になる。電力変換回路４の出力電圧が交流電圧の場合、デジタル化された電圧信号Ｖoは、正の値と負の値の両方の値を取り得る。一方、電力変換回路４の出力電圧が直流電圧の場合、デジタル化された電圧信号Ｖoは、正の値または負の値のいずれか一方の値となる。
The output side voltage sensor 7 'is arranged between the output terminals d and e of the welding power supply A3, and detects an instantaneous value of the output voltage (line voltage) of the power conversion circuit 4. The output
出力電圧設定部８１’は、溶接電源装置Ａ３の出力電圧の目標信号Ｖ*を設定するものであり、設定された目標信号Ｖ*を減算部８２に出力する。目標信号Ｖ*は、図示しない操作装置を操作者が操作することで設定される。なお、あらかじめ複数の目標信号Ｖ*を登録しておいて、操作装置の操作によって、選択するようにしてもよい。出力電圧を直流電圧とする場合は、目標信号Ｖ*を所望の直流信号とすればよく、出力電圧を交流電圧とする場合は、目標信号Ｖ*を所望の周波数の交流信号とすればよい。また、出力電圧を急減させる場合は、目標信号Ｖ*を急減すればよい。
The output
減算部８２は、出力側電圧センサ７’より入力される電圧信号Ｖoと、出力電圧設定部８１’より入力される目標信号Ｖ*との偏差ΔＶ（＝Ｖ*−Ｖo）を算出して、補償信号生成部８３に出力する。補償信号生成部８３は、減算部８２より入力される偏差ΔＶに基づいて、例えばＰＩ制御（比例積分制御）による補償信号を算出し、ＰＷＭ信号生成部８５に出力する。なお、補償信号生成部８３は、例えばＰＩＤ制御（比例積分微分制御）などの他の制御を行うようにしてもよい。
Subtracting
第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第３実施形態においては、出力電圧制御を行うことができる。 Also in the third embodiment, the same effects as in the first embodiment can be obtained. In the third embodiment, output voltage control can be performed.
本発明に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。 The welding power supply device according to the present invention is not limited to the above embodiment. The specific configuration of each part of the welding power supply device according to the present invention can be variously changed in design.
Ａ１，Ａ２，Ａ３ 溶接電源装置
３ 三相変圧器
３１ 一次側巻線
３２ 二次側巻線
４ 電力変換回路
４ａ，４ｂ，４ｃ 直列回路（第１の直列回路、第２の直列回路、第３の直列回路）
４１，４２，４３，４４，４５，４６ 双方向スイッチ（ＩＧＢＴ使用）
４１’，４２’，４３’，４４’，４５’，４６’ 双方向スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ使用）
５ 平滑用リアクトル
６ 入力側電圧センサ（入力側センサ）
７ 出力側電流センサ（出力側センサ）
７’ 出力側電圧センサ（出力側センサ）
８ 制御回路
８１ 出力電流設定部（ＰＷＭ制御部）
８１’ 出力電圧設定部（ＰＷＭ制御部）
８２ 減算部（ＰＷＭ制御部）
８３ 補償信号生成部（ＰＷＭ制御部）
８４ キャリア信号生成部（ＰＷＭ制御部）
８５ ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ制御部）
８６ 入力電圧判別部（判別部）
８７ 駆動信号生成部
Ｌ 負荷
Ｂ 三相商用電源
A1, A2, A3 Welding power supply device 3 Three-
41, 42, 43, 44, 45, 46 bidirectional switch (using IGBT)
41 ', 42', 43 ', 44', 45 ', 46' Bidirectional switch (using MOSFET)
5 Smoothing reactor 6 Input side voltage sensor (input side sensor)
7 Output side current sensor (output side sensor)
7 'Output side voltage sensor (output side sensor)
8
81 'Output voltage setting unit (PWM control unit)
82 Subtraction unit (PWM control unit)
83 Compensation signal generator (PWM controller)
84 Carrier signal generator (PWM controller)
85 PWM signal generator (PWM controller)
86 Input voltage discrimination unit (discrimination unit)
87 drive signal generator L load B three-phase commercial power supply
Claims (9)
前記三相変圧器より出力される三相の交流電力を単相の電力に変換して出力する電力変換回路と、
前記電力変換回路を制御する制御回路と、
前記電力変換回路に入力される電圧を検出する入力側センサと、
前記電力変換回路から出力される電流または電圧を検出する出力側センサと、
を備えており、
前記電力変換回路は、２つの双方向スイッチを直列接続した第１ないし第３の直列回路を有しており、
前記第１ないし第３の直列回路は、それぞれ、前記電力変換回路の出力端子間に並列接続され、
前記第１の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記三相変圧器の二次側巻線の第１の端子に接続され、
前記第２の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記三相変圧器の二次側巻線の第２の端子に接続され、
前記第３の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記三相変圧器の二次側巻線の第３の端子に接続され、
前記制御回路は、
前記出力側センサからの検出信号と目標信号との差分に基づいて算出された補償信号および当該補償信号を反転させた反転信号と、キャリア信号とに基づいて、第１ＰＷＭ信号および第２ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
前記入力側センサからの検出信号に基づく判別を行う判別部と、
前記判別部での判別結果に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号または前記第２ＰＷＭ信号を、そのままの状態と反転させた状態とゼロの状態とを切り替えた駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
を備え、
前記駆動信号を、前記各双方向スイッチに入力する、
ことを特徴とする溶接電源装置。 A three-phase transformer that transforms and outputs a three-phase AC voltage input from a three-phase commercial power supply,
A power conversion circuit that converts three-phase AC power output from the three-phase transformer into single-phase power and outputs the power;
A control circuit for controlling the power conversion circuit;
An input-side sensor that detects a voltage input to the power conversion circuit,
An output-side sensor that detects a current or a voltage output from the power conversion circuit,
With
The power conversion circuit has first to third series circuits in which two bidirectional switches are connected in series,
The first to third series circuits are respectively connected in parallel between output terminals of the power conversion circuit,
A connection point of the two bidirectional switches of the first series circuit is connected to a first terminal of a secondary winding of the three-phase transformer;
A connection point of the two bidirectional switches of the second series circuit is connected to a second terminal of a secondary winding of the three-phase transformer;
A connection point of the two bidirectional switches of the third series circuit is connected to a third terminal of a secondary winding of the three-phase transformer;
The control circuit includes:
A first PWM signal and a second PWM signal are generated based on a compensation signal calculated based on a difference between a detection signal from the output side sensor and a target signal, an inverted signal obtained by inverting the compensation signal, and a carrier signal. A PWM control unit,
A determination unit that performs determination based on a detection signal from the input-side sensor,
A drive signal generation unit configured to generate a drive signal in which the first PWM signal or the second PWM signal is switched between an intact state, an inverted state, and a zero state based on a determination result in the determination unit;
With
Said drive signal, and inputs to the each bidirectional switch,
A welding power supply device characterized by the above-mentioned.
前記判別部は、前記３つの検出信号の大小を判別する、
請求項１に記載の溶接電源装置。 The input-side sensor detects each voltage of the first to third terminals and outputs three detection signals,
The determination unit determines the magnitude of the three detection signals;
The welding power supply device according to claim 1 .
前記判別部が最大と判別した検出信号が検出された端子に接続されている直列回路の、前記出力端子のうちの第１の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第１ＰＷＭ信号を出力し、前記出力端子のうち第２の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第２ＰＷＭ信号を出力し、
前記判別部が最小と判別した検出信号が検出された端子に接続されている直列回路の、前記第１の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第１ＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、前記第２の出力端子に接続されている方の双方向スイッチに前記第２ＰＷＭ信号を反転させた信号を出力する、
請求項２に記載の溶接電源装置。 The drive signal generator,
The first PWM signal is supplied to a bidirectional switch connected to a first output terminal of the output terminals of a series circuit connected to a terminal at which a detection signal determined by the determination unit to be maximum is detected. And outputs the second PWM signal to a bidirectional switch connected to a second output terminal of the output terminals.
A signal obtained by inverting the first PWM signal to a bidirectional switch connected to the first output terminal of a series circuit connected to a terminal at which a detection signal determined by the determination unit to be minimum is detected. And outputs a signal obtained by inverting the second PWM signal to the bidirectional switch connected to the second output terminal.
The welding power supply device according to claim 2 .
請求項２または３に記載の溶接電源装置。 The input-side sensor detects each phase voltage of the first to third terminals;
Welding power supply apparatus according to claim 2 or 3.
請求項２または３に記載の溶接電源装置。 The input-side sensor detects a line voltage of each of the first to third terminals,
Welding power supply apparatus according to claim 2 or 3.
請求項１ないし５のいずれかに記載の溶接電源装置。 It further includes a smoothing reactor connected in series to one output terminal of the power conversion circuit,
Welding power supply apparatus according to any one of claims 1 to 5.
請求項１ないし６のいずれかに記載の溶接電源装置。 The bidirectional switch comprises two IGBTs;
Welding power supply apparatus according to any one of claims 1 to 6.
請求項１ないし６のいずれかに記載の溶接電源装置。 The bidirectional switch comprises two MOSFETs;
Welding power supply apparatus according to any one of claims 1 to 6.
請求項１ないし８のいずれかに記載の溶接電源装置。 The three-phase transformer is a Y-Y connection transformer,
Welding power supply apparatus according to any one of claims 1 to 8.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016074106A JP6630220B2 (en) | 2016-04-01 | 2016-04-01 | Welding power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2016074106A JP6630220B2 (en) | 2016-04-01 | 2016-04-01 | Welding power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2017188974A JP2017188974A (en) | 2017-10-12 |
| JP6630220B2 true JP6630220B2 (en) | 2020-01-15 |
Family
ID=60044292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2016074106A Expired - Fee Related JP6630220B2 (en) | 2016-04-01 | 2016-04-01 | Welding power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6630220B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4124404A1 (en) * | 2021-07-30 | 2023-02-01 | Illinois Tool Works, Inc. | System and method to detect three-phase input power and change-of-phase on three-phase input power |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111697843A (en) * | 2020-07-03 | 2020-09-22 | 杭州普安科技有限公司 | Voltage and current output circuit for passive secondary loop inspection source |
| EP3970895A1 (en) * | 2020-09-17 | 2022-03-23 | FRONIUS INTERNATIONAL GmbH | Method for synchronisation of welding currents and welding current source and system with at least two welding current sources |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6320461Y2 (en) * | 1980-01-18 | 1988-06-07 | ||
| JPH04238674A (en) * | 1991-01-07 | 1992-08-26 | Nagoya Dengenshiya:Kk | Controller for resistance welding machine |
| JP3865011B2 (en) * | 1997-11-11 | 2007-01-10 | 株式会社安川電機 | PWM cycloconverter |
| US6177651B1 (en) * | 1998-06-11 | 2001-01-23 | Illinois Tool Works Inc. | Method and apparatus for producing welding power |
| JP5586872B2 (en) * | 2009-05-07 | 2014-09-10 | 電気興業株式会社 | Three-phase single-phase direct power converter circuit |
-
2016
- 2016-04-01 JP JP2016074106A patent/JP6630220B2/en not_active Expired - Fee Related
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| EP4124404A1 (en) * | 2021-07-30 | 2023-02-01 | Illinois Tool Works, Inc. | System and method to detect three-phase input power and change-of-phase on three-phase input power |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2017188974A (en) | 2017-10-12 |
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