JP2017192286A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧及び電流のリンギングを発生しにくくした電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流電源に接続される第１及び第２の端子と、商用電力系統又は負荷に接続される第３、第４の端子と、第７、第８の端子を有する一次巻線及び第５、第６の端子を有する二次巻線を備えるトランスと、第１、第２の端子と第７、第８の端子との間に接続される１次側インバータ回路と、第５、第６の端子と第３、第４の端子との間に接続される二次側コンバータ回路と、第１、第２の交流入力端子と第１、第２の直流出力端子とを備え、第１の交流入力端子が第５の端子に接続され、第２の交流入力端子が第６の端子に接続されるダイオードブリッジと、第１、第２の直流出力端子間に接続される第１のコンデンサと、第１、第２の直流出力端子間に第１のコンデンサに並列接続される第１の抵抗とを備える。
【選択図】図１

Description

本開示は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

近年、会社又は個人が、分散型電源（例えば、太陽電池、燃料電池、蓄電池）から得た電力を電力会社に売るビジネス（売電）が拡大している。売電は、分散型電源を商用電力系統と接続する系統連系によって実施される。系統連系では、パワーコンディショナと称される電力変換装置を用いて、分散型電源の電力を、商用電力系統に適応した電力に変換する。

分散型電源が直流電源である場合、系統連系では、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置が利用される。このような電力変換装置として、例えば、高周波トランスと、高周波トランスの１次側に配置された第１インバータと、高周波トランスの２次側に配置された限流リアクトルと、複数のスイッチング素子がフルブリッジ構成された第２インバータとを有する系統連系インバータ装置が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。第１インバータは、直流電力を高周波電力に変換する。限流リアクトルは、高周波電力を商用電力に変換する。前記第２インバータのスイッチング素子は、方向スイッチで構成され、双方向スイッチを系統電圧の極性に応じてオンオフして高周波トランスの電力を交流に変換する。

特許第４１００１２５号公報

特許文献１のようにトランスの一次側及び二次側の両方にインバータ回路を備えた電力変換装置において、各インバータ回路のスイッチングに起因して電圧及び電流のリンギングが発生することがある。出力電圧及び出力電力の波形の歪みを回避するために、リンギングの発生を抑えることが求められる。

本開示の一態様に係る電力変換装置によれば、
直流電源に接続される第１及び第２の端子と、
商用電力系統又は負荷に接続される第３及び第４の端子と、
第７及び第８の端子を有する一次巻線及び第５及び第６の端子を有する二次巻線を備えるトランスと、
第１及び第２の端子と第７及び第８の端子との間に接続される１次側インバータ回路と、
第５及び第６の端子と第３及び第４の端子との間に接続される二次側コンバータ回路と、
第１及び第２の交流入力端子と第１及び第２の直流出力端子とを備え、第１の交流入力端子が第５の端子に接続され、第２の交流入力端子が第６の端子に接続されるダイオードブリッジと、
第１及び第２の直流出力端子間に接続される第１のコンデンサと、
第１及び第２の直流出力端子間に、第１のコンデンサに並列に接続される第１の抵抗と、を備える。

本開示によれば、電圧及び電流のリンギングを発生しにくくすることができる。

第１の実施形態に係る電力変換装置１の構成を示すブロック図である。 図１の一次側インバータ回路５の詳細構成を示す回路図である。 図１の二次側コンバータ回路１１の詳細構成を示す回路図である。 図１の電力変換装置１の動作を説明するための比較例の電力変換装置１Ａの回路図である。 図４の電力変換装置１Ａの動作を示すタイミングチャートである。 図４の二次側コンバータ回路１１における第１の電流経路を示す図である。 図４の二次側コンバータ回路１１における第２の電流経路を示す図である。 図４の二次側コンバータ回路１１における第３の電流経路を示す図である。 図４の二次側コンバータ回路１１における第４の電流経路を示す図である。 図４の二次側コンバータ回路１１における第５の電流経路を示す図である。 図４の二次側コンバータ回路１１における第６の電流経路を示す図である。 図４の二次側コンバータ回路１１における第７の電流経路を示す図である。 図４の二次側コンバータ回路１１における第８の電流経路を示す図である。 図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転するときにおける、二次側コンバータ回路１１の同期整流シーケンスを説明する第１の図である。 図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転するときにおける、二次側コンバータ回路１１の同期整流シーケンスを説明する第２の図である。 図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転するときにおける、二次側コンバータ回路１１の同期整流シーケンスを説明する第３の図である。 図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転するときにおける、二次側コンバータ回路１１の同期整流シーケンスを説明する第４の図である。 図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転するときにおける、二次側コンバータ回路１１の同期整流シーケンスを説明する第５の図である。 図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転するときにおける、二次側コンバータ回路１１の同期整流シーケンスを説明する第６の図である。 図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転するときにおける、二次側コンバータ回路１１の同期整流シーケンスを説明する第７の図である。 図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転するときにおける、二次側コンバータ回路１１の同期整流シーケンスを説明する第８の図である。 図５の期間Ｔ０１における図４の電力変換装置１Ａの一次側インバータ回路５の状態を示す回路図である。 図５の期間Ｔ０１における図４の電力変換装置１Ａを示す等価回路図である。 図５の期間Ｔ０２における図４の電力変換装置１Ａの一次側インバータ回路５の状態を示す回路図である。 図５の期間Ｔ０２における図４の電力変換装置１Ａを示す等価回路図である。 図４の電力変換装置１Ａにおいてリンギングが発生する第１の状況を説明する図である。 図４の電力変換装置１Ａにおいてリンギングが発生する第２の状況を説明する図である。 図４の電力変換装置１Ａを示す等価回路図である。 図１の電力変換装置１において発生するリンギングを示す波形図である。 図１の電力変換装置１を示す等価回路図である。 図１のスナバ回路１０１，１０３を備えた電力変換装置１におけるリンギングの抑制を示すグラフである。 図２４の一部拡大図である。 図２４の一部拡大図である。 図１のスナバ回路１０１〜１０３を備えた電力変換装置１におけるリンギングの抑制を示すグラフである。 図２７の一部拡大図である。 図２７の一部拡大図である。 図４の電力変換装置１Ａの二次側コンバータ回路１１において、各スイッチング素子に印加される電圧を示すグラフである。 比較例に係る電力変換装置の一次側インバータ回路５Ａの詳細構成を示す回路図である。 図３１の一次側インバータ回路５Ａにおける転流時の電流を示すグラフである。 図１の一次側インバータ回路５における転流時の電流を示すグラフである。 第２の実施形態に係る電力変換装置の第１の動作を示し、出力電圧及び出力電流が９０度の位相差を有する場合における出力電圧及び出力電流の波形を示す波形図である。 第２の実施形態に係る電力変換装置の第２の動作を示し、出力電圧及び出力電流が０度の位相差を有する場合における出力電圧及び出力電流の波形を示す波形図である。 第２の実施形態に係る電力変換装置の第３の動作を示し、出力電圧及び出力電流が１８０度の位相差を有する場合における出力電圧及び出力電流の波形を示す波形図である。 図３４の電力供給モード（１）における電力変換装置１の動作を示すタイミングチャートである。 図３４の電力供給モード（３）における電力変換装置１の動作を示すタイミングチャートである。 図３４の電力回生モード（２）における電力変換装置１の動作を示すタイミングチャートである。 図３４の電力回生モード（４）における電力変換装置１の動作を示すタイミングチャートである。

以下、図面に基づいて本開示の実施形態を詳細に説明する。

第１の実施形態．
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置１の構成を示すブロック図である。電力変換装置１は、端子３ａ，３ｂ、一次側インバータ回路５、トランス９、二次側コンバータ回路１１、フィルタ回路１３、端子１５ａ，１５ｂ、電圧計７１，７５、電流計７３，７７、スナバ回路１０１〜１０３、及び制御回路７を備える。電力変換装置１は、端子３ａ及び３ｂにおいて直流電源１７に接続され、端子１５ａ及び１５ｂにおいて商用電力系統２７に接続される。電力変換装置１は、直流電源１７及び商用電力系統２７の間で双方向に電力を変換して伝送するパワーコンディショナである。

直流電源１７は、例えば、蓄電池、太陽電池、燃料電池などである。直流電源１７の正極は電力変換装置１の端子３ａと電気的に接続され、直流電源１７の負極は電力変換装置１の端子３ｂと電気的に接続される。直流電源１７の電力は、端子３ａ及び３ｂを介して、一次側インバータ回路５に供給される。

トランス９は、互いに磁気的に結合された一次巻線１９及び二次巻線２１を備える高周波トランスである。一次巻線１９の端子Ｐ１，Ｐ２は一次側インバータ回路５の出力端子に接続される。二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４は二次側コンバータ回路１１の入力端子に接続される。トランス９は、一次側インバータ回路５と二次側コンバータ回路１１とを絶縁する。トランス９は、電力変換装置１が電力供給モードで動作するとき、一次側インバータ回路５からトランス９を介して二次側コンバータ回路１１に電力を供給し、電力変換装置１が電力回生モードで動作するとき、二次側コンバータ回路１１からトランス９を介して一次側インバータ回路５に電力を回生する。これらのモードについては、後で詳しく説明する。

図２は、図１の一次側インバータ回路５の詳細構成を示す回路図である。図２において、二次側の回路は省略している。一次側インバータ回路５は、端子３ａ及び３ｂとトランス９の一次巻線１９との間に接続される。一次側インバータ回路５は、直流電源１７から供給された直流電圧を例えば２０ｋＨｚの高周波電圧（交流電圧）に変換する高周波インバータである。一次側インバータ回路５は、４個のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を備える。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４はブリッジ接続されてフルブリッジ型の回路を構成する。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、スイッチＳ１〜Ｓ４のうちの１つ及びダイオードＤ１〜Ｄ４のうちの１つをそれぞれ備える。スイッチＳ１〜Ｓ４は、例えば電界効果トランジスタである。各ダイオードＤ１〜Ｄ４は、対応するスイッチＳ１〜Ｓ４のソース及びドレインにわたってそれぞれ接続される。すなわち、各ダイオードＤ１〜Ｄ４は、対応するスイッチＳ１〜Ｓ４に並列に接続される。各ダイオードＤ１〜Ｄ４は、対応するスイッチＳ１〜Ｓ４のボディダイオードであってもよく、スイッチＳ１〜Ｓ４に外付けでそれぞれ接続されてもよい。

スイッチＳ１〜Ｓ４は、電界効果トランジスタに代えて、例えばｎｐｎ型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタであってもよい。この場合、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４は還流ダイオードとして設けられる。ダイオードＤ１は、スイッチＳ１がオンされているときにスイッチＳ１に流れる電流と逆向きの電流が流れるように、スイッチＳ１のエミッタ及びコレクタにわたって接続される。すなわち、ダイオードＤ１のアノードはスイッチＳ１のエミッタに接続され、ダイオードＤ１のカソードはスイッチＳ１のコレクタに接続される。これと同様に、ダイオードＤ２〜Ｄ４はスイッチＳ２〜Ｓ４に接続される。

制御回路７は、スイッチＳ１，Ｓ４をオンしているときにスイッチＳ２，Ｓ３をオフし、スイッチＳ１，Ｓ４をオフしているときにスイッチＳ２，Ｓ３をオンする。

図３は、図１の二次側コンバータ回路１１の詳細構成を示す回路図である。図３において、一次側の回路は省略している。二次側コンバータ回路１１は、二次巻線２１と端子１５ａ，１５ｂとの間に接続される（図１参照）。二次側コンバータ回路１１は、トランス９から供給された高周波電圧を直接に５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用の交流電圧に変換する直接交流コンバータである。二次側コンバータ回路１１は、８個のスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２を備える。スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２は、スイッチＳ５〜Ｓ１２のうちの１つ及びダイオードＤ５〜Ｄ１２のうちの１つをそれぞれ備える。スイッチＳ５〜Ｓ１２は例えばＭＯＳＦＥＴである。各ダイオードＤ５〜Ｄ１２は、対応するスイッチＳ５〜Ｓ１２のソース及びドレインにわたってそれぞれ接続される。すなわち、各ダイオードＤ５〜Ｄ１２は、対応するスイッチＳ５〜Ｓ１２に並列に接続される。各ダイオードＤ５〜Ｄ１２は、対応するスイッチＳ５〜Ｓ１２のボディダイオードであってもよく、スイッチＳ５〜Ｓ１２に外付けでそれぞれ接続されてもよい。ＭＯＳＦＥＴのスイッチＳ５〜Ｓ１２とダイオードＤ５〜Ｄ１２とを組み合わせたことにより、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２は、オフしたときに一方向に電流を流しかつオンしたときに双方向に電流を流す。

以下、本明細書では、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２を第１スイッチング素子ＳＷ５〜第８スイッチング素子ＳＷ１２といい、スイッチＳ５〜Ｓ１２を第１スイッチＳ５〜第８スイッチＳ１２という。

第１スイッチング素子ＳＷ５及び第５スイッチング素子ＳＷ９は、オフしたときに電流が流れる方向が互いに逆になるように（すなわち、ダイオードＤ５，Ｄ９の順方向が互いに逆になるように）、端子１５ａ及び端子Ｐ３の間において互いに直列に接続される。第１スイッチＳ５及び第５スイッチＳ９のドレインが互いに接続されるか、これらのソースが互いに接続される。第１スイッチング素子ＳＷ５及び第５スイッチング素子ＳＷ９のいずれが端子Ｐ３に近接して設けられてもよい。

第２スイッチング素子ＳＷ６及び第６スイッチング素子ＳＷ１０は、オフしたときに電流が流れる方向が互いに逆になるように（すなわち、ダイオードＤ６，Ｄ１０の順方向が互いに逆になるように）、端子１５ｂ及び端子Ｐ３の間において互いに直列に接続される。第２スイッチＳ６及び第６スイッチＳ１０のドレインが互いに接続されるか、これらのソースが互いに接続される。第２スイッチング素子ＳＷ６及び第６スイッチング素子ＳＷ１０のいずれが端子Ｐ３に近接して設けられてもよい。

第３スイッチング素子ＳＷ７及び第７スイッチング素子ＳＷ１１は、オフしたときに電流が流れる方向が互いに逆になるように（すなわち、ダイオードＤ７，Ｄ１１の順方向が互いに逆になるように）、端子１５ａ及び端子Ｐ４の間において互いに直列に接続される。第３スイッチＳ７及び第７スイッチＳ１１のドレインが互いに接続されるか、これらのソースが互いに接続される。第３スイッチング素子ＳＷ７及び第７スイッチング素子ＳＷ１１のいずれが端子Ｐ４に近接して設けられてもよい。

第４スイッチング素子ＳＷ８及び第８スイッチング素子ＳＷ１２は、オフしたときに電流が流れる方向が互いに逆になるように（すなわち、ダイオードＤ８，Ｄ１２の順方向が互いに逆になるように）、端子１５ｂ及び端子Ｐ４の間において互いに直列に接続される。第４スイッチＳ８及び第８スイッチＳ１２のドレインが互いに接続されるか、これらのソースが互いに接続される。第４スイッチング素子ＳＷ８及び第８スイッチング素子ＳＷ１２のいずれが端子Ｐ４に近接して設けられてもよい。

第１スイッチング素子ＳＷ５及び第２スイッチング素子ＳＷ６は、第１スイッチング素子ＳＷ５、第２スイッチング素子ＳＷ６、第５スイッチング素子ＳＷ９、及び第６スイッチング素子ＳＷ１０を含みかつ端子１５ａから端子１５ｂに至る経路において、オフしたときに電流が流れる方向が互いに同じになるように（すなわち、ダイオードＤ５，Ｄ６の順方向が互いに同じになるように）配置される。

第３スイッチング素子ＳＷ７及び第４スイッチング素子ＳＷ８は、第３スイッチング素子ＳＷ７、第４スイッチング素子ＳＷ８、第７スイッチング素子ＳＷ１１、及び第８スイッチング素子ＳＷ１２を含みかつ端子１５ａから端子１５ｂに至る経路において、オフしたときに電流が流れる方向が互いに同じになるように（すなわち、ダイオードＤ７，Ｄ８の順方向が互いに同じになるように）配置される。

第１スイッチング素子ＳＷ５及び第３スイッチング素子ＳＷ７は、第１スイッチング素子ＳＷ５、第３スイッチング素子ＳＷ７、第５スイッチング素子ＳＷ９、及び第７スイッチング素子ＳＷ１１を含みかつ端子Ｐ３から端子Ｐ４に至る経路において、オフしたときに電流が流れる方向が互いに逆になるように（すなわち、ダイオードＤ５，Ｄ７の順方向が互いに逆になるように）配置される。

制御回路７は、第１スイッチＳ５〜第８スイッチＳ１２をオン／オフすることによって、端子１５ａ，１５ｂにおける出力電圧又は出力電流の少なくとも一方の振幅を制御する。詳しくは、後で説明する。

再び図１を参照して電力変換装置１の構成を説明する。

フィルタ回路１３は、コイル２３，２４及びコンデンサ２５を含む。

コイル２３は、二次側コンバータ回路１１の１つの出力端子と端子１５ａとの間に挿入される。コイル２４は、二次側コンバータ回路１１の他方の出力端子と端子１５ｂとの間に挿入される。コンデンサ２５は、二次側コンバータ回路１１の２つの出力端子にわたって接続される。コイル２３，２４及びコンデンサ２５は、二次側コンバータ回路１１から出力された交流信号を平滑化するフィルタ回路を構成する。これにより、二次側コンバータ回路１１から出力された矩形波の交流信号が、パルス幅に応じた振幅を持つ正弦波状の交流信号に変換される。

電圧計７５は、一次側インバータ回路５の入力電圧（端子３ａ，３ｂにわたる電圧）を測定して制御回路７に通知する。電流計７７は、一次側インバータ回路５の入力電流を測定して制御回路７に通知する。

電圧計７１は、電力変換装置１の出力電圧（端子１５ａ，１５ｂにわたる電圧）を測定して制御回路７に通知する。電流計７３は、電力変換装置１の出力電流を測定して制御回路７に通知する。

制御回路７は、一次側インバータ回路５及び二次側コンバータ回路１１を制御する。

直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給するとき（売電）、又は、商用電力系統２７から電力供給を受けて直流電源１７を充電するとき、端子１５ａ，１５ｂが商用電力系統２７に接続される。

一次側インバータ回路５及び二次側コンバータ回路１１のスイッチングに起因して電圧及び電流のリンギングが発生することがある。リンギングの発生を抑えるために、スナバ回路１０１〜１０３が設けられている。

スナバ回路１０１は、一次巻線１９の両端にわたって接続されたコンデンサＣ１０を備える。

スナバ回路１０２は、二次巻線２１の両端にわたって互いに直列に接続されたコンデンサＣ２０及び抵抗Ｒ２０を備える。

スナバ回路１０３は、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４からなるダイオードブリッジと、コンデンサＣ２１と、抵抗Ｒ２１とを備えるクランプ回路である。ダイオードブリッジは、ダイオードＤ２１，Ｄ２２の間のノードと、ダイオードＤ２３，Ｄ２４の間のノードとを交流入力端子として備える。ダイオードＤ２１，Ｄ２３の間のノードと、ダイオードＤ２２，Ｄ２４の間のノードとを直流出力端子として備える。ダイオードブリッジの交流入力端子は二次巻線２１の両端にわたって接続される。コンデンサＣ２１及び抵抗Ｒ２１はダイオードブリッジの直流出力端子にわたって並列に接続される。

次に、図１の電力変換装置１の動作を説明する。

図４は、図１の電力変換装置１の動作を説明するための比較例の電力変換装置１Ａの回路図である。図４の電力変換装置１Ａは、図１の電力変換装置１からスナバ回路１０１〜１０３を除去した構成を有する。二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたって電圧Ｖ１が発生する。一次側インバータ回路５は出力電流ＩＬ１を発生する。二次側コンバータ回路１１は、出力電圧Ｖｏを発生し、出力電流ｉｏを発生する。二次側コンバータ回路１１の出力電圧Ｖｏをフィルタ回路１３により平滑化することにより、端子１５ａ，１５ｂにおいて、電力変換装置１の出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。

図５は、図４の電力変換装置１Ａの動作を示すタイミングチャートである。図５において、横軸は時間を示し、縦軸はスイッチＳ１〜１２の制御端子に印加される電圧を示す。ここでは、スイッチＳ１〜１２は、制御端子に正の電圧が印加されたときにオンするとして説明する。

直流電源１７は、直流電圧ＶＥを発生する。

図５の動作によれば、制御回路７は、一次側インバータ回路５のスイッチＳ１〜Ｓ４に対して、デッドタイムを考慮して、約５０％のデューティ比を有する駆動信号を印加する。これにより、期間Ｔ０１において＋ＶＥであり、期間Ｔ０２において−ＶＥであり、残りの期間では＋ＶＥから−ＶＥに遷移するか、もしくは−ＶＥから＋ＶＥに遷移する矩形波の交流信号が発生する。発生した矩形波の交流信号は、トランス９の一次巻線１９に印加される。次いで、トランス９の二次巻線２１にも、期間Ｔ０１において＋ＶＥになり、期間Ｔ０２において−ＶＥであり、残りの期間では＋ＶＥから−ＶＥに遷移するか、もしくは−ＶＥから＋ＶＥに遷移する矩形波の交流信号が発生する。トランス９の一次側の電圧と二次側の電圧とは、一次巻線１９及び二次巻線２１の巻数比に依存する。本明細書の説明では、巻数比は１：１であると仮定する。

期間Ｔ０１及び期間Ｔ０２のそれぞれにおいて、二次側コンバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２（すなわちスイッチＳ５〜Ｓ１２）に対してＰＷＭ制御を行う。これにより、端子１５ａ，１５ｂに所望の周波数の交流電圧が出力される。二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧は＋ＶＥから−ＶＥまで変動する。従って、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２がボディダイオードを有するＭＯＳＦＥＴである場合、電流がボディダイオードを介して貫通しないようにスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２は接続される。具体的には、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ９はそれぞれのダイオードの順方向が互いに逆になるように、端子Ｐ３と端子１５ａとの間に直列に接続される。スイッチング素子ＳＷ６，ＳＷ１０はそれぞれのダイオードの順方向が互いに逆になるように、端子Ｐ３と端子１５ｂとの間に直列に接続される。スイッチング素子ＳＷ７，ＳＷ１１はそれぞれのダイオードの順方向が互いに逆になるように、端子Ｐ４と端子１５ａとの間に直列に接続される。スイッチング素子ＳＷ８，ＳＷ１２はそれぞれのダイオードの順方向が互いに逆になるように、端子Ｐ４と端子１５ｂとの間に直列に接続される。すなわち、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ９を１つのスイッチング素子とみなし、スイッチング素子ＳＷ６，ＳＷ１０を１つのスイッチング素子とみなし、スイッチング素子ＳＷ７，ＳＷ１１を１つのスイッチング素子とみなし、スイッチング素子ＳＷ８，ＳＷ１２を１つのスイッチング素子とみなすと、二次側コンバータ回路１１は従来のインバータ回路と同等である。

図５の期間Ｔ１における動作を説明する。ここで、一次側インバータ回路５から出力される矩形波の交流信号は正になる。スイッチＳ５はオフされ、スイッチＳ９はオン／オフのどちらでもよく、スイッチＳ７はオンされ、スイッチＳ１１はオンされ、スイッチＳ６はオン／オフのどちらでもよく、スイッチＳ１０はオフされ、スイッチＳ８はオンされ、スイッチＳ１２はオンされる。これにより、図６又は図９の経路で電流が流れる。このとき、二次側コンバータ回路１１の出力電圧Ｖｏは０Ｖになり、端子１５ａ，１５ｂにおける電圧Ｖｏｕｔより小さくなる。従って、電流は次第に減少する。

図５の期間Ｔ２の動作を説明する。ここで、一次側インバータ回路５から出力される矩形波の交流信号は正になる。スイッチＳ５はオンされ、スイッチＳ９はオンされ、スイッチＳ７はオン／オフのどちらでもよく、スイッチＳ１１はオフされ、スイッチＳ６はオン／オフのどちらでもよく、スイッチＳ１０はオフされ、スイッチＳ８はオンされ、スイッチＳ１２はオンされる。これにより、図７又は図１０の経路で電流が流れる。このとき、二次側コンバータ回路１１の出力電圧Ｖｏは二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧＋ＶＥに等しくなり、端子１５ａ，１５ｂにおける電圧Ｖｏｕｔより大きくなる。従って、電流は次第に増大する。

図５の期間Ｔ９の動作を説明する。期間Ｔ９は、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧の極性を反転させる期間である。スイッチＳ５はオフされ、スイッチＳ９はオフされ、スイッチＳ７はオンされ、スイッチＳ１１はオンされ、スイッチＳ６はオフされ、スイッチＳ１０はオフされ、スイッチＳ８はオンされ、スイッチＳ１２はオンされる。これにより、図６又は図９の経路で電流が流れる。ここで、スイッチＳ１〜Ｓ４のすべてをオフとすると、一次側インバータ回路５から出力される電圧を正から負に反転する。一次巻線１９の端子Ｐ１，Ｐ２にわたる電圧が反転されると、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧も反転する。このとき、電流は図６又は図９の経路で流れているので、トランス９の一次側には影響せず、安定に反転動作を行うことができる。

図５の期間Ｔ３の動作を説明する。ここで、一次側インバータ回路５から出力される矩形波の交流信号は負になる。スイッチＳ９はオフされ、スイッチＳ５はオン／オフのどちらでもよく、スイッチＳ７はオンされ、スイッチＳ１１はオンされ、スイッチＳ１０はオン／オフのどちらでもよく、スイッチＳ６はオフされ、スイッチＳ８はオンされ、スイッチＳ１２はオンされる。これにより、図６又は図９の経路で電流が流れる。このとき、二次側コンバータ回路１１の出力電圧Ｖｏは０Ｖになり、端子１５ａ，１５ｂにおける電圧Ｖｏｕｔより小さくなる。従って、電流は次第に減少する。

図５の期間Ｔ４の動作を説明する。ここで、一次側インバータ回路５から出力される矩形波の交流信号は負になる。スイッチＳ５はオン／オフのどちらでもよく、スイッチＳ９はオフされ、スイッチＳ７はオンされ、スイッチＳ１１はオンされ、スイッチＳ６はオンされ、スイッチＳ１０はオンされ、スイッチＳ８はオン／オフのどちらでもよく、スイッチＳ１２はオフされる。これにより、図８又は図１１の経路で電流が流れる。このとき、二次側コンバータ回路１１の出力電圧Ｖｏは二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧−ＶＥに等しくなり、端子１５ａ，１５ｂにおける電圧Ｖｏｕｔより大きくなる。従って、電流は次第に増大する。

このように、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が＋ＶＥのとき、−ＶＥのとき、およびその極性を反転させる期間のそれぞれに対して、導通させるスイッチを組み替えて電圧を印加させている。

なお、上述の期間Ｔ１〜Ｔ４，Ｔ９の説明において、オン／オフのどちらでもよいとしたスイッチには、オンしても電流が流れない。

期間Ｔ０１の長さをＴとし、期間Ｔ２の長さをＴｏｎとし、期間Ｔ１の長さをＴｏｆｆ＝Ｔ−Ｔｏｎとする。また、コイル２３のインダクタンスをＬとする。期間Ｔ２ではコイル２３に電圧＋ＶＥが印加される。期間Ｔ２におけるコイル２３の電流ｉｏの増加分Δｉｏａは、次式で表される。

Δｉｏａ＝（ＶＥ−Ｖｏｕｔ）／Ｌ×Ｔｏｎ

期間Ｔ２ではコイル２３に電圧０Ｖが印加される。期間Ｔ２におけるコイル２３の電流ｉｏの減少分Δｉｏｂは、次式で表される。

Δｉｏｂ＝Ｖｏｕｔ／Ｌ×（Ｔ−Ｔｏｎ）

期間Ｔ３及びＴ４でも、期間Ｔ１及びＴ２と同様に、コイル２３の電流ｉｏが増減する。

期間Ｔ２ではコイル２３に印加される電圧に応じて、コイル２３の電流ｉｏにリップルが発生する。

安定状態ではΔｉｏａ及びΔｉｏｂは互いに等しくなるので、次式が成り立つ。

Ｖｏｕｔ＝Ｔｏｎ／Ｔ×ＶＥ＝Ｄ×ＶＥ

ここで、Ｄは、スイッチＳ１〜Ｓ４のデューティ比である。

ＰＷＭ制御によりデューティ比Ｄを変化させることで、ＡＣ出力が可能である。

なお、Ｔｏｎ期間では電力変換装置１から商用電力系統２７へ電力を供給するので、Ｔｏｎ期間を「電力供給期間」という。また、Ｔｏｆｆ期間では、電流は二次巻線２１を通らずに端子１５ａ，１５ｂを短絡したループで循環するので、Ｔｏｆｆ期間を「循環期間」という。

図１４Ａ〜図１４Ｈは、図４の図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転するときにおける、二次側コンバータ回路１１の同期整流シーケンスを説明する図である。

図１４Ａは、図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたって正の電圧Ｖ１が印加され、かつ、商用電力系統２７に正の電流が流れる状態を示す。図１４Ｈは、図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたって負の電圧Ｖ１が印加され、かつ、商用電力系統２７に正の電流が流れる状態を示す。図４の二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転し、図１４Ａの状態から図１４Ｈの状態に遷移するとき、図１４Ｂ〜図１４Ｇの状態を順に経由する。図１４Ｂ〜図１４Ｇの状態では、二次側コンバータ回路１１には、二次巻線２１を通らない循環電流のみが流れ、図４の端子１５ａ，１５ｂにわたる電圧はゼロになる。このように、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１が反転する前に循環期間を設けることにより、一次側は励磁電流のみになる。これにより、一次側インバータ回路５のスイッチＳ１〜Ｓ４をオフすることによる損失を低減することができる。

また、図１４Ｂ〜図１４Ｇに示すようにスイッチＳ７，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２を制御することにより（同期整流）、図１４Ｃ〜図１４Ｆでは、電流はダイオードＤ１１，Ｄ１２ではなくスイッチＳ１１，Ｓ１２を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１１，Ｄ１２を流れる場合よりも損失が低減される。また、図１４Ｅ〜図１４Ｈに示すようにスイッチＳ６，Ｓ１０を制御することにより（同期整流）、図１４Ｈでは、電流はダイオードＤ１０ではなくスイッチＳ１０を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１０を流れる場合よりも損失が低減される。図１４Ｈの状態から図１４Ａの状態に遷移するときも同様に、図１４Ｄ〜図１４Ａに示すようにスイッチＳ５，Ｓ９を制御することにより（同期整流）、図１４Ａでは、電流はダイオードＤ９ではなくスイッチＳ９を流れる。これにより、電流がダイオードＤ９を流れる場合よりも損失が低減される。

次に、図４の電力変換装置１Ａにおけるリンギングの発生について説明する。

図１５は、図５の期間Ｔ０１における図４の電力変換装置１Ａの一次側インバータ回路５の状態を示す回路図である。図１６は、図５の期間Ｔ０１における図４の電力変換装置１Ａを示す等価回路図である。図１７は、図５の期間Ｔ０２における図４の電力変換装置１Ａの一次側インバータ回路５の状態を示す回路図である。図１８は、図５の期間Ｔ０２における図４の電力変換装置１Ａを示す等価回路図である。二次側コンバータ回路１１は、Ｔ０１期間とＴ０２期間とを分けて考えると、図１６及び図１８の回路とそれぞれ等価になる。トランス９は、一次側インバータ回路５と二次側コンバータ回路１１との結線と、電源ラインに直列に接続された漏れインダクタンスとにより等価的に表される。ここでは、商用電力系統２７に流れる電流の経路のみを考えているので、この電流が流れない励磁インダクタンスは省略している。このように、Ｔ０１期間とＴ０２期間とを分けて考えると、電力変換装置１は従来のインバータ回路と同等である。ただし、トランス９の漏れインダクタンスが電源ラインに直列に接続されるので、スイッチングに起因するリンギングが従来のインバータ回路よりも悪化する可能性がある。電力変換装置１Ａに負荷をかけた場合、電流ｉｏには、無負荷の場合と同様のリップル成分が存在し、かつ、負荷による電流の増加分が重畳する。トランス９の電流ＩＬ１には、電力供給期間のみ、負荷による電流の増加分が重畳される。

リンギングは、漏れインダクタンスにおいて電流の時間変化分（ｄｉ／ｄｔ）が発生するので発生する。従って、リンギングは、漏れインダクタンスに流れる電流の経路が変わったときに発生する。

図１９は、図４の電力変換装置１Ａにおいてリンギングが発生する第１の状況を説明する図である。スイッチＳ５をオフしたとき、電流経路は太点線から太実線に変化する。漏れインダクタンスに発生している電流は減少する（ｄｉ／ｄｔ＜０）。さらに、漏れインダクタンス間に電圧Ｌｄｉ／ｄｔが発生する。この結果、電源電圧ＶＥに重畳してリンギングが発生する。

図２０は、図４の電力変換装置１Ａにおいてリンギングが発生する第２の状況を説明する図である。スイッチＳ５をオンしたとき、電流経路は太点線から太実線に変化する。漏れインダクタンスへ電流が突入する（ｄｉ／ｄｔ＞０）。さらに、漏れインダクタンス間に電圧Ｌｄｉ／ｄｔが発生する。この結果、電源電圧ＶＥに重畳してリンギングが発生する。

図２１は、図４の電力変換装置１Ａを示す等価回路図である。図５の期間Ｔ０１のみを考える。スイッチＳ１及びＳ４はオンされ、スイッチＳ２及びＳ３はオフされ、スイッチＳ７及びＳ１２はオンされる。スイッチＳ６及びＳ９はオン／オフのどちらでもよい。これは、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧が＋ＶＥであるので、スイッチＳ６及びＳ９をオフしていても、ダイオードＤ６及びＤ９を介して電流が流れるからである。スイッチＳ５、Ｓ１０、Ｓ１１、及びＳ８のみを制御するものと考える。図２１はトランス９の巻数比をα：１とし、トランス９の一次側の回路を二次側に換算した場合の等価回路を示す。負荷電流に比べ励磁電流が著しく小さいので、励磁アドミタンスを無視している。なお、ここではインダクタンス成分のみ表し、抵抗成分は無視している。Ｌｓは一次側の回路の寄生インダクタンス（例えば、直流電源１７からスイッチＳ１、一次巻線１９、及びスイッチＳ４を介して直流電源１７に戻る経路における配線、スイッチＳ１，Ｓ４自体、直流電源１７の内部インダクタンスなど）を示す。Ｌｅ１は、トランス９の一次巻線１９の漏れインダクタンスを示す。Ｌｅ２は、トランス９の二次巻線２１の漏れインダクタンスを示す。

図２２は、図４の電力変換装置１Ａにおいて発生するリンギングを示す波形図である。一次側インバータ回路５の出力電流ＩＬ１にリンギングが発生し、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧Ｖ１にリンギングが発生していることがわかる。

図２３は、図１の電力変換装置１を示す等価回路図である。リンギングを低減するためには、インダクタンスを小さくすることが有効である。電力変換装置１のインダクタンスとして、主に、経路上の寄生インダクタンスＬｓと、トランス９の漏れインダクタンスＬｅ１，Ｌｅ２とが存在する。電力変換装置１は、リンギングを低減するために、スナバ回路１０１〜１０３を備える。

スナバ回路１０１は、一次巻線１９の端子Ｐ１，Ｐ２にわたって一次巻線１９の直近に配置されたコンデンサＣ１０を備える。コンデンサＣ１０により、一次側インバータ回路５の寄生インダクタンスＬｓをバイパスすることができ、電流ＩＬ１のリンギングを低減する効果がある。

スナバ回路１０２は、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたって互いに直列に接続されたコンデンサＣ１０及び抵抗Ｒ１０を備える。電圧Ｖ１のリンギング成分はコンデンサＣ１０及び抵抗Ｒ１０を通り、次第に減衰する。

スナバ回路１０３は、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたって設けられる。二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたって正負の電圧を有する矩形波の交流信号が印加されるので、ダイオードブリッジにより整流し、コンデンサＣ２１により平滑化し、抵抗Ｒ２１により所望のエネルギー分を放電する。つまり、コンデンサＣ２１には、リンギングによる充電エネルギーと抵抗Ｒ２１による放電エネルギーとがつりあう値の電圧が印加される。この電圧が、スナバ回路１０３のクランプ電圧として設定される。

電力変換装置１は、スナバ回路１０１〜１０３のうちの１つのみを備えてもよく、２つのみを備えてもよい。例えば、二次巻線２１にスナバ回路１０３を設けるだけではリンギングの収束性が不十分である場合がある。この場合、スナバ回路１０２，１０３を組み合わせて設けてもよい。

次に、図２４〜図３０を参照して、図１の電力変換装置１のシミュレーション結果について説明する。

シミュレーションの条件は以下の通りであった。トランス９の自己インダクタンスは１２００μＨであり、巻数比１：１であり、結合率は０．９９９７であり、漏れインダクタンス（二次側換算等価回路でのＬｅ１及びＬｅ２の合計値）は７２０ｎＨであった。半導体、コンデンサ、パターンの寄生インダクタンスとして、電力変換装置１内の複数の箇所に２０ｎＨのインダクタンスを挿入した。スナバ回路１０１のコンデンサＣ１０の容量は５ｎＦであった。スナバ回路１０２のコンデンサＣ２０の容量は１０００ｐＦであり、抵抗Ｒ２０の抵抗値は４５Ωであった。スナバ回路１０３のコンデンサＣ２１の容量は２μＦであり、抵抗Ｒ２１の抵抗値は３７．５ｋΩであった。直流電源１７は３５０Ｖの直流電圧を発生し、電力変換装置１の出力電圧は２００Ｖの交流電圧であり、出力電力は２ｋＷであった。

図２４は、図１のスナバ回路１０１，１０３を備えた電力変換装置１におけるリンギングの抑制を示すグラフである。図２５は、図２４の一部拡大図である。図２６は、図２４の一部拡大図である。図２４の場合、スナバ回路１０３のクランプ電圧として４１１Ｖを設定したが、図２５の箇所において４６０Ｖのピーク電圧が発生し、図２６の箇所において４４６Ｖのピーク電圧が発生した。

図２７は、図１のスナバ回路１０１〜１０３を備えた電力変換装置１におけるリンギングの抑制を示すグラフである。図２８は、図２７の一部拡大図である。図２９は、図２７の一部拡大図である。図２７の場合、スナバ回路１０３のクランプ電圧として３９７Ｖを設定したが、図２８の箇所において４０２Ｖのピーク電圧が発生し、図２９の箇所において４３０Ｖのピーク電圧が発生した。従って、図２４の場合よりも良好にリンギングを抑制できたことがわかる。

図３０は、図１の電力変換装置１の二次側コンバータ回路１１において、各スイッチング素子に印加される電圧を示すグラフである。リンギングが発生すると各スイッチＳ５〜Ｓ１２に一時的に大きな電圧が印加されることがあるが、図３０によれば、リンギングを抑制したことにより、各スイッチＳ５〜Ｓ１２に印加される電圧も同様に抑えられていることがわかる。

次に、スナバ回路１０１による、ソフトスイッチングの実現について説明する。

図３１は、比較例に係る電力変換装置の一次側インバータ回路５Ａの詳細構成を示す回路図である。図３１の一次側インバータ回路５Ａは、コンデンサＣ１〜Ｃ４、励磁インダクタＬ１，Ｌ２、及び、電界コンデンサＣｅ１〜Ｃｅ４を備える。コンデンサＣ１〜Ｃ４はロスレススナバキャパシタである。コンデンサＣ１〜Ｃ４のそれぞれは、スイッチＳ１〜Ｓ４のうちの１つにおけるソース及びドレインにわたって接続されている。電界コンデンサＣｅ１，Ｃｅ２は、端子３ａ，３ｂにわたって直列に接続されている。電界コンデンサＣｅ１，Ｃｅ２の間のノードと、スイッチＳ１，Ｓ２の間のノードとは、励磁インダクタＬ１を介して互いに接続されている。電界コンデンサＣｅ３，Ｃｅ４は、端子３ａ，３ｂにわたって直列に接続されている。電界コンデンサＣｅ３，Ｃｅ４の間のノードと、スイッチＳ３，Ｓ４の間のノードとは、励磁インダクタＬ２を介して互いに接続されている。

スイッチＳ１及びＳ４をオンすることにより一次巻線１９の端子Ｐ１，Ｐ２にわたって電圧＋ＶＥが印加され、スイッチＳ２及びＳ３をオンすることにより一次巻線１９の端子Ｐ１，Ｐ２にわたって電圧−ＶＥが印加される。これにより、一次巻線１９及び励磁インダクタＬ１，Ｌ２に電流のエネルギーが蓄積される。この電流は次式で表される。

ΔＩ＝ＶＥ／Ｌ×Ｔｏｎ

二次側コンバータ回路１１にて負荷電流を循環させたのちに、一次側インバータ回路５は、トランス９に流れる電流を反転させる。スイッチＳ１〜Ｓ４をオフすると、一次巻線１９及び励磁インダクタＬ１，Ｌ２と、コンデンサＣ１〜Ｃ４との共振が起こる。なお、負荷電流は二次側で循環しているので、一次側には励磁電流のみが流れ、スイッチＳ１〜Ｓ４は、ソフトスイッチング動作でオフされる。一次巻線１９の端子Ｐ１，Ｐ２にわたる電圧は、＋ＶＥと−ＶＥとの間で反転する。一次巻線１９の端子Ｐ１，Ｐ２にわたる電圧が＋ＶＥ又は−ＶＥに到達した後は、ダイオードＤ１〜Ｄ４により、その電圧値に固定される。その後、スイッチＳ１及びＳ４、又は、スイッチＳ２及びＳ３をオンすることにより、ソフトスイッチング（ゼロボルトスイッチング）することができる。

図３２は、図３１の一次側インバータ回路５Ａにおける転流時の電流を示すグラフである。一次側インバータ回路５Ａでは、コンデンサＣ１〜Ｃ４、励磁インダクタＬ１，Ｌ２、及び、電界コンデンサＣｅ１〜Ｃｅ４によってソフトスイッチングが実現される。これにより、スイッチＳ１〜Ｓ４を保護する。

一方、図１の一次側インバータ回路５は、図３１のコンデンサＣ１〜Ｃ４、励磁インダクタＬ１，Ｌ２、及び、電界コンデンサＣｅ１〜Ｃｅ４に代えて、コンデンサＣ１０のみを備える。図１の一次側インバータ回路５では、スイッチＳ１〜Ｓ４をオフすると、一次巻線１９とコンデンサＣ１０との共振が起こる。

図３３は、図１の一次側インバータ回路５における転流時の電流を示すグラフである。図１の一次側インバータ回路５は、図３１の一次側インバータ回路５Ａより簡単化されていても、図３１の一次側インバータ回路５Ａと同様にソフトスイッチングを実現できることがわかる。

以上説明したように、第１の実施形態に係る電力変換装置１によれば、電圧及び電流のリンギングを発生しにくくすることができる。

スナバ回路１０１を備えたことにより、一次巻線１９に流れる電流のリンギングを抑制し、さらに、ソフトスイッチングを実現できる。

スナバ回路１０２を備えたことにより、リンギングのピーク値を抑制し、さらに、収束時間を改善することができる。

スナバ回路１０３を備えることにより、リンギングのピーク値を抑制することができる。

第１の実施形態に係る電力変換装置１によれば、二次側コンバータ回路１１のスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２にかかるリンギング電圧を抑制することができる。リンギングの発生源は、トランス９の漏れインダクタンスであるので、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたってスナバ回路１０２，１０３を挿入すれば、リンギングを抑制する効果がある。各スイッチＳ５〜Ｓ１２のドレイン・ソース間にそれぞれスナバ回路を設ける必要はない。

第２の実施形態．
図１の電力変換装置１は、直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給する電力供給モード（インバータモード）と、商用電力系統２７から直流電源１７に電力を回生する電力回生モード（コンバータモード）とのいずれかで動作する。

図３４は、第２の実施形態に係る電力変換装置の第１の動作を示し、出力電圧及び出力電流が９０度の位相差を有する場合における出力電圧及び出力電流の波形を示す波形図である。図３４は、端子１５ａ，１５ｂから出力される出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流ｉｏの波形の一例を示す。

電力変換装置１は、端子１５ａ，１５ｂの間において、商用電力系統２７を介して電流が流れる向きと同じ向きに電圧降下が発生しているとき、すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏとの極性が同じとき、電力供給モードで動作する。電力供給モードには、（１）で示す出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏとが正である場合と、（３）で示す出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏとが負である場合とがある。

電力変換装置１は、端子１５ａ，１５ｂの間において、商用電力系統２７を介して電流が流れる向きと逆の向きに電圧降下が発生しているとき、すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏとの極性が異なるとき、電力回生モードで動作する。電力回生モードには、（２）で示す出力電圧Ｖｏｕｔが負であり、出力電流ｉｏが正である場合と、（４）で示す出力電圧Ｖｏｕｔが正であり、出力電流ｉｏが負である場合とがある。

図３５は、第２の実施形態に係る電力変換装置の第２の動作を示し、出力電圧及び出力電流が０度の位相差を有する場合における出力電圧及び出力電流の波形を示す波形図である。図３６は、第２の実施形態に係る電力変換装置の第３の動作を示し、出力電圧及び出力電流が１８０度の位相差を有する場合における出力電圧及び出力電流の波形を示す波形図である。図３４のように出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流ｉｏが９０度の位相差を有する場合、電力供給モード及び電力回生モードが交互に発生する。これに対して、図３５に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流ｉｏが０度の位相差を有する場合（すなわち、力率が１である場合）、電力回生モードは存在せず、電力供給モードのみとなる。また、図３６に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流ｉｏが１８０度の位相差を有する場合（すなわち、力率が０である場合）、電力供給モードは存在せず、電力回生モードのみとなる。

なお、図３４は遅れ力率の場合を示しているが、進み力率の場合も同様に、電力供給モード及び電力回生モードが発生する。

なお、以後の説明では、電力変換装置１の出力電圧Ｖｏｕｔと、二次側コンバータ回路１１の出力電圧Ｖｏを参照して説明する。

図３７は、図３４の電力供給モード（１）における電力変換装置１の動作を示すタイミングチャートである。図３７は、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏとが正であり、電力変換装置１が電力供給モードで動作する場合を示す。

一次側駆動信号は、制御回路７から一次側インバータ回路５のスイッチＳ１〜Ｓ４にそれぞれ印加される制御信号である。スイッチＳ１〜Ｓ４は、一次側駆動信号がハイレベルであるときオンになり、ローレベルであるときオフになる。以下の説明では、一次側駆動信号のデューティ比は固定であると仮定するが、可変であってもよい。トランス電圧Ｖ１は、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧である。一次巻線１９の端子Ｐ１，Ｐ２にわたる電圧の波形は、二次巻線２１の端子Ｐ３，Ｐ４にわたる電圧の波形と同様であるので、図示を省略する。トランス電流ｉ１は、二次巻線２１に流れる電流である。一次巻線１９に流れる電流の波形は、二次巻線２１に流れる電流の波形と同様であるので、図示を省略する。二次側駆動信号は、制御回路７から二次側コンバータ回路１１の第１スイッチＳ５〜第８スイッチＳ１２にそれぞれ印加される制御信号である。第１スイッチＳ５〜第８スイッチＳ１２は、二次側駆動信号がハイレベルであるときオンになり、ローレベルであるときオフになる。出力電圧Ｖｏは、二次側コンバータ回路１１の出力電圧である。

電力供給モード及び電力回生モードにおいて、制御回路７は、一次側インバータ回路５の各スイッチＳ１〜Ｓ４を約５０パーセントのデューティ比でオン／オフする。これにより、一次側インバータ回路５は、常時、互いにほぼ等しい時間長かつ互いにほぼ等しい振幅を有する正電圧の期間及び負電圧の期間を含む矩形波の交流信号を発生する。制御回路７は、一次側インバータ回路５の動作と同期させて、二次側コンバータ回路１１を制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの振幅を制御する（言い換えれば、出力電圧Ｖｏの波形を成形する）。

図３７において、トランス電流ｉ１は、直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給するための電流である。

図３７を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第１スイッチＳ５を可変な時間長でオンし、少なくとも第１スイッチＳ５をオンしている時間にわたって第５スイッチＳ９をオンする。また制御回路７は、第１スイッチＳ５をオンする時間長の増減に応じて第５スイッチＳ９をオンする時間長を増減する。少なくとも第１スイッチＳ５をオンしている時間にわたって第５スイッチＳ９をオンすることにより、端子Ｐ３から端子１５ａへの電流は、ダイオードＤ９ではなく第５スイッチＳ９を流れる。これにより、電流がダイオードＤ９を流れる場合よりも損失が低減される。

図３７を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第１スイッチＳ５及び第７スイッチＳ１１の一方のみをオンし、第１スイッチＳ５をオンする時間長の増減に応じて第７スイッチＳ１１をオフする時間長を増減する。これにより、端子Ｐ３及びＰ４が第７スイッチＳ１１を介して短絡されることを防止することができる。

図３７の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第３スイッチＳ７、第４スイッチＳ８、第５スイッチＳ９、及び第８スイッチＳ１２がオンされ、第２スイッチＳ６、第６スイッチＳ１０、及び第７スイッチＳ１１がオフされているとき、第１スイッチＳ５がオンされる。このとき、トランス電流ｉ１は、端子Ｐ３から第５スイッチＳ９、第１スイッチＳ５、商用電力系統２７、第８スイッチＳ１２、及び第４スイッチＳ８を介して端子Ｐ４に流れる。従って、トランス電流ｉ１は図７の経路で流れる。

図３７を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第２スイッチＳ６を可変な時間長でオンし、少なくとも第２スイッチＳ６をオンしている時間にわたって第６スイッチＳ１０をオンし、第２スイッチＳ６をオンする時間長の増減に応じて第６スイッチＳ１０をオンする時間長を増減する。少なくとも第２スイッチＳ６をオンしている時間にわたって第６スイッチＳ１０をオンすることにより、端子１５ｂから端子Ｐ３への電流は、ダイオードＤ１０ではなく第６スイッチＳ１０を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１０を流れる場合よりも損失が低減される。

図３７を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第２スイッチＳ６及び第８スイッチＳ１２の一方のみをオンし、第２スイッチＳ６をオンする時間長の増減に応じて第８スイッチＳ１２をオフする時間長を増減する。これにより、端子Ｐ４及びＰ３が第８スイッチＳ１２を介して短絡されることを防止することができる。

図３７の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第３スイッチＳ７、第４スイッチＳ８、第６スイッチＳ１０、及び第７スイッチＳ１１がオンされ、第１スイッチＳ５、第５スイッチＳ９、及び第８スイッチＳ１２がオフされているとき、第２スイッチＳ６がオンされる。このとき、トランス電流ｉ１は、端子Ｐ４から第７スイッチＳ１１、第３スイッチＳ７、商用電力系統２７、第６スイッチＳ１０、及び第２スイッチＳ６を介して端子Ｐ３に流れる。従って、トランス電流ｉ１は図８の経路で流れる。

図３７を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１の周期全体にわたって、第３スイッチＳ７及び第４スイッチＳ８を常にオンする。これにより、第１スイッチＳ５及び第２スイッチＳ６の両方がオフされているとき、端子１５ｂから第４スイッチＳ８及び第３スイッチＳ７を介して端子１５ａに向かう循環電流を発生させることができる。

図３７の動作によれば、第３スイッチＳ７及び第４スイッチＳ８は常にオンされている。従って、第１スイッチＳ５及び第２スイッチＳ６の両方がオフされているとき、商用電力系統２７からダイオードＤ１２、第４スイッチＳ８、ダイオードＤ１１、及び第３スイッチＳ７を介して商用電力系統２７に戻る循環電流が発生する。第７スイッチＳ１１がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ１１に代えて第７スイッチＳ１１を流れ、第８スイッチＳ１２がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ１２に代えて第８スイッチＳ１２を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１１，Ｄ１２を流れる場合よりも損失が低減される。従って、トランス電流ｉ１は図６の経路で流れる。

図３７を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１の周期全体にわたって、第５スイッチＳ９及び第７スイッチＳ１１の少なくとも一方をオンし、第６スイッチＳ１０及び第８スイッチＳ１２の少なくとも一方をオンする。商用電力系統２７の不測の故障等に起因して、出力電流ｉｏの向きとは逆の方向に流れる戻り電流が発生することがある。上述のスイッチングによれば、端子１５ａから二次側コンバータ回路１１に向かって流れる戻り電流を、二次巻線２１を経由してから端子１５ｂに向かう回生電流として処理するか、二次巻線２１を経由せずに端子１５ｂに向かう循環電流として処理することができる。

図３７の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第５スイッチＳ９及び第８スイッチＳ１２がオンされ、第６スイッチＳ１０及び第７スイッチＳ１１がオフされているとき、戻り電流は回生電流として流れる。すなわち、戻り電流は、端子１５ａからダイオードＤ５、第５スイッチＳ９、二次巻線２１、ダイオードＤ８、及び第８スイッチＳ１２を介して端子１５ｂに流れる。戻り電流は、トランス９及び一次側インバータ回路５を介して直流電源１７に回生される。第２スイッチＳ６及び第３スイッチＳ７のオン／オフは、この戻り電流に影響しない。第１スイッチＳ５がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ５に代えて第１スイッチＳ５を流れ、第４スイッチＳ８がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ８に代えて第４スイッチＳ８を流れる。これにより、電流がダイオードＤ５，Ｄ８を流れる場合よりも損失が低減される。従って、トランス電流ｉ１は図１０の経路で流れる。

図３７の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第６スイッチＳ１０及び第７スイッチＳ１１がオンされ、第５スイッチＳ９及び第８スイッチＳ１２がオフされているとき、戻り電流は回生電流として流れる。すなわち、戻り電流は、端子１５ａからダイオードＤ７、第７スイッチＳ１１、二次巻線２１、ダイオードＤ６、及び第６スイッチＳ１０を介して端子１５ｂに流れる。戻り電流は、トランス９及び一次側インバータ回路５を介して直流電源１７に回生される。第１スイッチＳ５及び第４スイッチＳ８のオン／オフは、この戻り電流に影響しない。第２スイッチＳ６がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ６に代えて第２スイッチＳ６を流れ、第３スイッチＳ７がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ７に代えて第３スイッチＳ７を流れる。これにより、電流がダイオードＤ６，Ｄ７を流れる場合よりも損失が低減される。従って、トランス電流ｉ１は図１１の経路で流れる。

図３７の動作によれば、第５スイッチＳ９及び第６スイッチＳ１０の少なくとも一方がオフされ、かつ、第７スイッチＳ１１及び第８スイッチＳ１２の両方がオンされているとき、戻り電流は循環電流として流れる。すなわち、戻り電流は、商用電力系統２７からダイオードＤ７、第７スイッチＳ１１、ダイオードＤ８、及び第８スイッチＳ１２を介して商用電力系統２７に流れる。第３スイッチＳ７がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ７に代えて第３スイッチＳ７を流れ、第４スイッチＳ８がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ８に代えて第４スイッチＳ８を流れる。これにより、電流がダイオードＤ７，Ｄ８を流れる場合よりも損失が低減される。従って、トランス電流ｉ１は図９の経路で流れる。

図３８は、図３４の電力供給モード（３）における電力変換装置１の動作を示すタイミングチャートである。図３８は、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏとが負であり、電力変換装置１が電力供給モードで動作する場合を示す。

図３８において、トランス電流ｉ１は、直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給するための電流である。

図３８を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が正になる第１の期間において、第６スイッチＳ１０を可変な時間長でオンし、少なくとも第６スイッチＳ１０をオンしている時間にわたって第２スイッチＳ６をオンし、第６スイッチＳ１０をオンする時間長の増減に応じて第２スイッチＳ６をオンする時間長を増減する。少なくとも第６スイッチＳ１０をオンしている時間にわたって第２スイッチＳ６をオンすることにより、端子Ｐ３から端子１５ｂへの電流は、ダイオードＤ６ではなく第２スイッチＳ６を流れる。これにより、電流がダイオードＤ６を流れる場合よりも損失が低減される。

図３８を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第４スイッチＳ８及び第６スイッチＳ１０の一方のみをオンし、第６スイッチＳ１０をオンする時間長の増減に応じて第４スイッチＳ８をオフする時間長を増減する。これにより、端子Ｐ３及びＰ４が第４スイッチＳ８を介して短絡されることを防止することができる。

図３８の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第２スイッチＳ６、第３スイッチＳ７、第７スイッチＳ１１、及び第８スイッチＳ１２がオンされ、第１スイッチＳ５、第４スイッチＳ８、及び第５スイッチＳ９がオフされているとき、第６スイッチＳ１０がオンされる。このとき、トランス電流ｉ１は、端子Ｐ３から第２スイッチＳ６、第６スイッチＳ１０、商用電力系統２７、第３スイッチＳ７、及び第７スイッチＳ１１を介して端子Ｐ４に流れる。従って、トランス電流ｉ１は図１１の経路で流れる。

図３８を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が負になる第２の期間において、第５スイッチＳ９を可変な時間長でオンし、少なくとも第５スイッチＳ９をオンしている時間にわたって第１スイッチＳ５をオンし、第５スイッチＳ９をオンする時間長の増減に応じて第１スイッチＳ５をオンする時間長を増減する。少なくとも第５スイッチＳ９をオンしている時間にわたって第１スイッチＳ５をオンすることにより、端子１５ｂから端子Ｐ３への電流は、ダイオードＤ５ではなく第１スイッチＳ５を流れる。これにより、電流がダイオードＤ５を流れる場合よりも損失が低減される。

図３８を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１の周期全体にわたって、第３スイッチＳ７及び第５スイッチＳ９の一方のみをオンし、第５スイッチＳ９をオンする時間長の増減に応じて第３スイッチＳ７をオフする時間長を増減する。これにより、端子Ｐ４及びＰ３が第３スイッチＳ７を介して短絡されることを防止することができる。

図３８の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第１スイッチＳ５、第４スイッチＳ８、第７スイッチＳ１１、及び第８スイッチＳ１２がオンされ、第２スイッチＳ６、第３スイッチＳ７、及び第６スイッチＳ１０がオフされているとき、第５スイッチＳ９がオンされる。このとき、トランス電流ｉ１は、端子Ｐ４から第４スイッチＳ８、第８スイッチＳ１２、商用電力系統２７、第１スイッチＳ５、及び第５スイッチＳ９を介して端子Ｐ３に流れる。従って、トランス電流ｉ１は図１０の経路で流れる。

図３８を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１の周期全体にわたって、第７スイッチＳ１１及び第８スイッチＳ１２を常にオンする。これにより、第５スイッチＳ９及び第６スイッチＳ１０の両方がオフされているとき、端子１５ａから第７スイッチＳ１１及び第８スイッチＳ１２を介して端子１５ｂに向かう循環電流を発生させることができる。

図３８の動作によれば、第７スイッチＳ１１及び第８スイッチＳ１２は常にオンされている。従って、第５スイッチＳ９及び第６スイッチＳ１０の両方がオフされているとき、商用電力系統２７からダイオードＤ７、第７スイッチＳ１１、ダイオードＤ８、及び第８スイッチＳ１２を介して商用電力系統２７に戻る循環電流が発生する。第３スイッチＳ７がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ７に代えて第３スイッチＳ７を流れ、第４スイッチＳ８がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ８に代えて第４スイッチＳ８を流れる。これにより、電流がダイオードＤ７，Ｄ８を流れる場合よりも損失が低減される。従って、循環電流は図９の経路で流れる。

図３８を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１の周期全体にわたって、第２スイッチＳ６及び第４スイッチＳ８の少なくとも一方をオンし、第１スイッチＳ５及び第３スイッチＳ７の少なくとも一方をオンする。上述のスイッチングによれば、端子１５ｂから二次側コンバータ回路１１に向かって流れる戻り電流を、二次巻線２１を経由してから端子１５ａに向かう回生電流として処理するか、二次巻線２１を経由せずに端子１５ａに向かう循環電流として処理することができる。

図３８の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第２スイッチＳ６及び第３スイッチＳ７がオンされ、第１スイッチＳ５及び第４スイッチＳ８がオフされているとき、戻り電流は回生電流として流れる。すなわち、戻り電流は、端子１５ｂからダイオードＤ１０、第２スイッチＳ６、二次巻線２１、ダイオードＤ１１、及び第３スイッチＳ７を介して端子１５ａに流れる。戻り電流は、トランス９及び一次側インバータ回路５を介して直流電源１７に回生される。第５スイッチＳ９及び第８スイッチＳ１２のオン／オフは、この戻り電流に影響しない。第６スイッチＳ１０がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ１０に代えて第６スイッチＳ１０を流れ、第７スイッチＳ１１がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ１１に代えて第７スイッチＳ１１を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１０，Ｄ１１を流れる場合よりも損失が低減される。従って、戻り電流は図８の経路で流れる。

図３８の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第１スイッチＳ５及び第４スイッチＳ８がオンされ、第２スイッチＳ６及び第３スイッチＳ７がオフされているとき、戻り電流は回生電流として流れる。すなわち、戻り電流は、端子１５ｂからダイオードＤ１２、第４スイッチＳ８、二次巻線２１、ダイオードＤ９、及び第１スイッチＳ５を介して端子１５ａに流れる。戻り電流は、トランス９及び一次側インバータ回路５を介して直流電源１７に回生される。第６スイッチＳ１０及び第７スイッチＳ１１のオン／オフは、この戻り電流に影響しない。第５スイッチＳ９がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ９に代えて第５スイッチＳ９を流れ、第８スイッチＳ１２がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ１２に代えて第８スイッチＳ１２を流れる。これにより、電流がダイオードＤ９，Ｄ１２を流れる場合よりも損失が低減される。従って、戻り電流は図７の経路で流れる。

図３８の動作によれば、第１スイッチＳ５及び第２スイッチＳ６の少なくとも一方がオフされ、かつ、第３スイッチＳ７及び第４スイッチＳ８の両方がオンされているとき、戻り電流は循環電流として流れる。すなわち、戻り電流は、商用電力系統２７からダイオードＤ１２、第４スイッチＳ８、ダイオードＤ１１、及び第３スイッチＳ７を介して商用電力系統２７に流れる。第７スイッチＳ１１がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ１１に代えて第７スイッチＳ１１を流れ、第８スイッチＳ１２がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ１２に代えて第８スイッチＳ１２を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１１，Ｄ１２を流れる場合よりも損失が低減される。従って、戻り電流は図６の経路で流れる。

図３９は、図３４の電力回生モード（２）における電力変換装置１の動作を示すタイミングチャートである。図３９は、出力電圧Ｖｏｕｔが負であり、出力電流ｉｏが正であり、電力変換装置１が電力回生モードで動作する場合を示す。

図３９において、トランス電流ｉ１は、商用電力系統２７から直流電源１７に電力を回生するための電流である。

図３９を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が正になる第１の期間において、第４スイッチＳ８を可変な時間長でオフし、第４スイッチＳ８及び第６スイッチＳ１０の一方のみをオンし、第４スイッチＳ８をオフする時間長の増減に応じて第６スイッチＳ１０をオンする時間長を増減する。

図３９を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、少なくとも第４スイッチＳ８をオフしている時間にわたって第２スイッチＳ６をオンし、第４スイッチＳ８をオフする時間長の増減に応じて第２スイッチＳ６をオンする時間長を増減する。

図３９の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第２スイッチＳ６、第３スイッチＳ７、第４スイッチＳ８、第７スイッチＳ１１、及び第８スイッチＳ１２がオンされ、第１スイッチＳ５及び第５スイッチＳ９がオフされているとき、第４スイッチＳ８がオフされる。このとき、トランス電流ｉ１は、端子１５ｂからダイオードＤ１０、第２スイッチＳ６、二次巻線２１、第７スイッチＳ１１、及び第３スイッチＳ７を介して端子１５ａに流れる。第６スイッチＳ１０がオンされているとき、電流はダイオードＤ１０に代えて第６スイッチＳ１０を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１０を流れる場合よりも損失が低減される。従って、トランス電流ｉ１は図８の経路で流れる。

図３９を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が負になる第２の期間において、第３スイッチＳ７を可変な時間長でオフし、第３スイッチＳ７及び第５スイッチＳ９の一方のみをオンし、第３スイッチＳ７をオフする時間長の増減に応じて第５スイッチＳ９をオンする時間長を増減する。

図３９を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、少なくとも第３スイッチＳ７をオフしている時間にわたって第１スイッチＳ５をオンし、第３スイッチＳ７をオフする時間長の増減に応じて第１スイッチＳ５をオンする時間長を増減する。

図３９の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第１スイッチＳ５、第３スイッチＳ７、第４スイッチＳ８、第７スイッチＳ１１、及び第８スイッチＳ１２がオンされ、第２スイッチＳ６及び第６スイッチＳ１０がオフされているとき、第３スイッチＳ７がオフされる。このとき、トランス電流ｉ１は、端子１５ｂから第８スイッチＳ１２、第４スイッチＳ８、二次巻線２１、ダイオードＤ９、及び第１スイッチＳ５を介して端子１５ａに流れる。第５スイッチＳ９がオンされているとき、電流はダイオードＤ９に代えて第５スイッチＳ９を流れる。これにより、電流がダイオードＤ９を流れる場合よりも損失が低減される。従って、トランス電流ｉ１は図７の経路で流れる。

図３９を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１の周期全体にわたって、第７スイッチＳ１１及び第８スイッチＳ１２を常にオンする。

図３９の動作によれば、第７スイッチＳ１１及び第８スイッチＳ１２は常にオンされている。従って、第３スイッチＳ７および第４スイッチＳ８の両方がオンされ、かつ、第１スイッチＳ５及び第２スイッチＳ６の少なくとも一方がオフされているとき、商用電力系統２７から第８スイッチＳ１２、第４スイッチＳ８、第７スイッチＳ１１、及び第３スイッチＳ７を介して商用電力系統２７に戻る循環電流が発生する。第７スイッチＳ１１がオンされているので、循環電流はダイオードＤ１１ではなく第７スイッチＳ１１を流れ、第８スイッチＳ１２がオンされているので、循環電流はダイオードＤ１２ではなく第８スイッチＳ１２を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１１，Ｄ１２を流れる場合よりも損失が低減される。従って、循環電流は図６の経路で流れる。

図３９を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１の周期全体にわたって、第５スイッチＳ９及び第７スイッチＳ１１の少なくとも一方をオンし、第６スイッチＳ１０及び第８スイッチＳ１２の少なくとも一方をオンする。

図３９の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第６スイッチＳ１０及び第７スイッチＳ１１がオンされ、第１スイッチＳ５及び第４スイッチＳ８がオフされているとき、戻り電流は力行電流（直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給するための電流）として流れる。すなわち、戻り電流は、端子１５ａからダイオードＤ７、第７スイッチＳ１１、二次巻線２１、ダイオードＤ６、及び第６スイッチＳ１０を介して端子１５ｂに流れる。戻り電流は、商用電力系統２７に供給される。第５スイッチＳ９及び第８スイッチＳ１２のオン／オフは、この戻り電流に影響しない。第２スイッチＳ６がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ６に代えて第２スイッチＳ６を流れ、第３スイッチＳ７がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ７に代えて第３スイッチＳ７を流れる。これにより、電流がダイオードＤ６，Ｄ７を流れる場合よりも損失が低減される。従って、戻り電流は図１１の経路で流れる。

図３９の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第５スイッチＳ９及び第８スイッチＳ１２がオンされ、第２スイッチＳ６及び第３スイッチＳ７がオフされているとき、戻り電流は力行電流として流れる。すなわち、戻り電流は、端子１５ａからダイオードＤ５、第５スイッチＳ９、二次巻線２１、ダイオードＤ８、及び第８スイッチＳ１２を介して端子１５ｂに流れる。戻り電流は、商用電力系統２７に供給される。第６スイッチＳ１０及び第７スイッチＳ１１のオン／オフは、この戻り電流に影響しない。第１スイッチＳ５がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ５に代えて第１スイッチＳ５を流れ、第４スイッチＳ８がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ８に代えて第４スイッチＳ８を流れる。これにより、電流がダイオードＤ５，Ｄ８を流れる場合よりも損失が低減される。従って、回生電流は図１０の経路で流れる。

図３９の動作によれば、第５スイッチＳ９及び第６スイッチＳ１０の両方がオフされ、第７スイッチＳ１１及び第８スイッチＳ１２の両方がオンされているとき、戻り電流は循環電流として流れる。すなわち、戻り電流は、商用電力系統２７からダイオードＤ７、第７スイッチＳ１１、ダイオードＤ８、及び第８スイッチＳ１２を介して商用電力系統２７に流れる。第３スイッチＳ７がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ７に代えて第３スイッチＳ７を流れ、第４スイッチＳ８がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ８に代えて第４スイッチＳ８を流れる。これにより、電流がダイオードＤ７，Ｄ８を流れる場合よりも損失が低減される。従って、循環電流は図９の経路で流れる。

図４０は、図３４の電力回生モード（４）における電力変換装置１の動作を示すタイミングチャートである。図４０は、出力電圧Ｖｏｕｔが正であり、出力電流ｉｏが負であり、電力変換装置１が電力回生モードで動作する場合を示す。

図４０において、トランス電流ｉ１は、商用電力系統２７から直流電源１７に電力を回生するための電流である。

図４０を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が正になる第１の期間において、第７スイッチＳ１１を可変な時間長でオフし、第１スイッチＳ５及び第７スイッチＳ１１の一方のみをオンし、第７スイッチＳ１１をオフする時間長の増減に応じて第１スイッチＳ５をオンする時間長を増減する。

図４０を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、少なくとも第７スイッチＳ１１をオフしている時間にわたって第５スイッチＳ９をオンし、第７スイッチＳ１１をオフする時間長の増減に応じて第５スイッチＳ９をオンする時間長を増減する。

図４０の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第３スイッチＳ７、第４スイッチＳ８、第５スイッチＳ９、第７スイッチＳ１１、及び第８スイッチＳ１２がオンされ、第２スイッチＳ６及び第６スイッチＳ１０がオフされているとき、第７スイッチＳ１１がオフされる。このとき、トランス電流ｉ１は、端子１５ａからダイオードＤ５、第５スイッチＳ９、二次巻線２１、第４スイッチＳ８、第８スイッチＳ１２を介して端子１５ｂに流れる。第１スイッチＳ５がオンされているとき、電流はダイオードＤ５に代えて第１スイッチＳ５を流れる。これにより、電流がダイオードＤ５を流れる場合よりも損失が低減される。従って、トランス電流ｉ１は図１０の経路で流れる。

図４０を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が負になる第２の期間において、第８スイッチＳ１２を可変な時間長でオフし、第２スイッチＳ６及び第８スイッチＳ１２の一方のみをオンし、第８スイッチＳ１２をオフする時間長の増減に応じて第２スイッチＳ６をオンする時間長を増減する。

図４０を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、少なくとも第８スイッチＳ１２をオフしている時間にわたって第６スイッチＳ１０をオンし、第８スイッチＳ１２をオフする時間長の増減に応じて第６スイッチＳ１０をオンする時間長を増減する。

図４０の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第３スイッチＳ７、第４スイッチＳ８、第６スイッチＳ１０、第７スイッチＳ１１、及び第８スイッチＳ１２がオンされ、第１スイッチＳ５及び第５スイッチＳ９がオフされているとき、第８スイッチＳ１２がオフされる。このとき、トランス電流ｉ１は、端子１５ａから第３スイッチＳ７、第７スイッチＳ１１、二次巻線２１、ダイオードＤ６、第６スイッチＳ１０を介して端子１５ｂに流れる。第２スイッチＳ６がオンされているとき、電流はダイオードＤ６に代えて第２スイッチＳ６を流れる。これにより、電流がダイオードＤ６を流れる場合よりも損失が低減される。従って、トランス電流ｉ１は図１１の経路で流れる。

図４０を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１の周期全体にわたって、第３スイッチＳ７及び第４スイッチＳ８を常にオンする。

図４０の動作によれば、第３スイッチＳ７及び第４スイッチＳ８は常にオンされている。従って、第７スイッチＳ１１および第８スイッチＳ１２の両方がオンされ、かつ、第５スイッチＳ９及び第６スイッチＳ１０の少なくとも一方がオフされているとき、商用電力系統２７から第３スイッチＳ７、第７スイッチＳ１１、第４スイッチＳ８、及び第８スイッチＳ１２を介して商用電力系統２７に戻る循環電流が発生する。第３スイッチＳ７がオンされているので、循環電流はダイオードＤ７ではなく第３スイッチＳ７を流れ、第４スイッチＳ８がオンされているので、循環電流はダイオードＤ８ではなく第４スイッチＳ８を流れる。これにより、電流がダイオードＤ７，Ｄ８を流れる場合よりも損失が低減される。従って、循環電流は図９の経路で流れる。

図４０を参照すると、制御回路７は、トランス電圧Ｖ１の周期全体にわたって、第１スイッチＳ５及び第３スイッチＳ７の少なくとも一方をオンし、第２スイッチＳ６及び第４スイッチＳ８の少なくとも一方をオンする。

図４０の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が正になる期間において、第１スイッチＳ５及び第４スイッチＳ８がオンされ、第６スイッチＳ１０及び第７スイッチＳ１１がオフされているとき、戻り電流は力行電流（直流電源１７から商用電力系統２７に電力を供給するための電流）として流れる。すなわち、戻り電流は、端子１５ｂからダイオードＤ１２、第４スイッチＳ８、二次巻線２１、ダイオードＤ９、及び第１スイッチＳ５を介して端子１５ａに流れる。戻り電流は、商用電力系統２７に供給される。第２スイッチＳ６及び第３スイッチＳ７のオン／オフは、この戻り電流に影響しない。第５スイッチＳ９がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ９に代えて第１スイッチＳ９を流れ、第８スイッチＳ１２がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ１２に代えて第８スイッチＳ１２を流れる。これにより、電流がダイオードＤ９，Ｄ１２を流れる場合よりも損失が低減される。従って、戻り電流は図７の経路で流れる。

図４０の動作によれば、トランス電圧Ｖ１が負になる期間において、第２スイッチＳ６及び第３スイッチＳ７がオンされ、第５スイッチＳ９及び第８スイッチＳ１２がオフされているとき、戻り電流は力行電流として流れる。すなわち、戻り電流は、端子１５ｂからダイオードＤ１０、第２スイッチＳ６、二次巻線２１、ダイオードＤ１１、及び第３スイッチＳ７を介して端子１５ａに流れる。戻り電流は、商用電力系統２７に供給される。第１スイッチＳ５及び第４スイッチＳ８のオン／オフは、この戻り電流に影響しない。第６スイッチＳ１０がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ１０に代えて第６スイッチＳ１０を流れ、第７スイッチＳ１１がオンされているとき、戻り電流はダイオードＤ１１に代えて第７スイッチＳ１１を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１０，Ｄ１１を流れる場合よりも損失が低減される。従って、戻り電流は図８の経路で流れる。

図４０の動作によれば、第１スイッチＳ５及び第２スイッチＳ６の両方がオフされ、第３スイッチＳ７及び第４スイッチＳ８の両方がオンされているとき、戻り電流は循環電流として流れる。すなわち、戻り電流は、商用電力系統２７からダイオードＤ１２、第４スイッチＳ８、ダイオードＤ１１、及び第３スイッチＳ７を介して商用電力系統２７に流れる。第７スイッチＳ１１がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ１１に代えて第７スイッチＳ１１を流れ、第８スイッチＳ１２がオンされているとき、循環電流はダイオードＤ１２に代えて第８スイッチＳ１２を流れる。これにより、電流がダイオードＤ１１，Ｄ１２を流れる場合よりも損失が低減される。従って、循環電流は図６の経路で流れる。

図３７の動作及び図４０の動作は実質的に同じである。図３７及び図４０によれば、トランス電流ｉ１がどちらの向きに流れる場合であっても、二次側コンバータ回路１１は、ほぼ同様に正の出力電圧Ｖｏを発生する。また、図３８の動作及び図３９の動作は実質的に同じである。図３８及び図３９によれば、トランス電流ｉ１がどちらの向きに流れる場合であっても、二次側コンバータ回路１１は、ほぼ同様に負の出力電圧Ｖｏを発生する。

図３７の動作において第１スイッチＳ５及び第２スイッチＳ６をオンする時間長の増減に応じて、電力変換装置１の出力電圧Ｖｏｕｔの振幅及び出力電流ｉｏの振幅も増減する。同様に、図３８の動作において第６スイッチＳ１０及び第５スイッチＳ９をオンする時間長の増減に応じて、電力変換装置１の出力電圧Ｖｏｕｔの振幅及び出力電流ｉｏの振幅も増減する。

図３９の動作において第３スイッチＳ７及び第４スイッチＳ８をオフする時間長の増減に応じて、商用電力系統２７から直流電源１７に回生される電力の電圧の振幅及び電流の振幅が増減する。同様に、図４０の動作において第７スイッチＳ１１及び第８スイッチＳ１２をオフする時間長の増減に応じて、商用電力系統２７から直流電源１７に回生される電力の電圧の振幅及び電流の振幅が増減する。

従来の電力変換装置では、二次側のインバータ回路においてダイオード整流方式を使用したので、ダイオードによる損失が発生する。

本実施形態に係る電力変換装置１によれば、同期整流方式を用いた二次側のインバータ回路を備えた電力変換装置であって、二次側のインバータ回路を従来よりも高効率である新規な駆動方法で動作させることができる。特に、二次側コンバータ回路１１において、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２を備え、スイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ１２により同期整流を行うことにより、向上した電力変換効率を達成することができる。

本実施形態に係る電力変換装置１によれば、系統連系において発生することがある位相跳躍に対処することができる。また、本実施形態に係る電力変換装置１によれば、負荷が遮断されたときに発生する戻り電流を処理することができる。

図３７〜図４０の動作によれば、力率１の抵抗負荷に限らず、モータ及び整流器のような非線形負荷に電力を供給することができる。

特許文献１が示す系統連系インバータ装置によれば、一次側に電力が回生されない。従って、上記系統連系インバータ装置では、直流電源１７が蓄電池である場合、蓄電池を充電することができない。一方、本実施形態に係る電力変換装置１によれば、商用電力系統２７から直流電源１７に電力を回生できるので、直流電源１７が蓄電池である場合に蓄電池に充電することができる。本実施形態に係る電力変換装置１によれば、電力変換装置１
に低力率負荷、モータ、整流負荷などが接続されている場合においても、電力変換装置１の自立運転動作が可能である。自立運転を実現するには、電力変換装置１は電圧制御を行なう必要がある。一般に、低力率負荷、モータ、整流負荷を電圧制御するとき、電流は供給方向に流れるか、回生方向に流れるかが不明確な状態となる。本実施形態に係る電力変換装置１によれば、図３７〜図４０に示すように、実質的に同一のシーケンスで電力の供給及び回生を行うことができるので、電流方向を考慮することなく電圧制御できるという利点がある。

また、本実施形態に係る電力変換装置１によれば、一次側インバータ回路５で生成された高周波電力を直流電力に変換することなく、二次側コンバータ回路１１によって、直接に、異なる周波数の交流電力に変換する。従って、低損失かつ小型軽量の電力変換装置１を実現することができる。

なお、上述の第１、第２の実施形態として説明した構成のそれぞれは、適宜、互いに、組み合わされてもよい。第１、第２の実施形態のいずれにおいても、第１の実施形態に係るスナバ回路１０１〜１０３によって、リンギングの発生を同様に抑制することができる。

本開示は、例えば、定置用蓄電池のパワーコンディショナ、又は、ＥＶ／ＰＨＶ用のＶ２Ｈ（Ｖｅｈｉｃｌｅ ｔｏ Ｈｏｍｅ）パワーコンディショナに利用することができる。

１，１ａ，１ｂ，１ｃ…電力変換装置、
３ａ，３ｂ…端子、
５…一次側インバータ回路、
７…制御回路、
９…トランス、
１１…二次側コンバータ回路、
１３…フィルタ回路、
１５ａ，１５ｂ…端子、
１７…直流電源、
１９…一次巻線、
２１…二次巻線、
２３…コイル（交流用リアクトル）、
２７…商用電力系統、
２９…負荷、
７１，７５…電圧計、
７３，７７…電流計、
１０１，１０２，１０３…スナバ回路、
ＳＷ１〜ＳＷ１２…スイッチング素子、
Ｓ１〜Ｓ１２…スイッチ、
Ｄ１〜Ｄ１２，Ｄ２１〜Ｄ２４…ダイオード、
Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ１０，Ｃ２０，Ｃ２１…コンデンサ、
Ｃｅ１〜Ｃｅ４…電界コンデンサ。

Claims (18)

1. 直流電源に接続される第１及び第２の端子と、
   商用電力系統又は負荷に接続される第３及び第４の端子と、
   第７及び第８の端子を有する一次巻線及び第５及び第６の端子を有する二次巻線を備えるトランスと、
   前記第１及び第２の端子と第７及び第８の端子との間に接続される１次側インバータ回路と、
   前記第５及び第６の端子と前記第３及び第４の端子との間に接続される二次側コンバータ回路と、
   第１及び第２の交流入力端子と第１及び第２の直流出力端子とを備え、前記第１の交流入力端子が前記第５の端子に接続され、前記第２の交流入力端子が前記第６の端子に接続されるダイオードブリッジと、
   前記第１及び第２の直流出力端子間に接続される第１のコンデンサと、
   前記第１及び第２の直流出力端子間に、前記第１のコンデンサに並列に接続される第１の抵抗と、を備える、電力変換装置。
2. 前記第５及び第６の端子間に接続される第２のコンデンサと、
   前記第５及び第６の端子間に、前記第２のコンデンサに直列に接続される第２の抵抗と、をさらに備える、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第７及び第８の端子間に接続される第３のコンデンサをさらに備える、請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 制御回路をさらに備え、
   前記二次側コンバータ回路は、ダイオード及び前記ダイオードに並列に接続されるスイッチを含む第１〜第８のスイッチング素子を備え、
   前記第１及び第５のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第３及び第５の端子の間において互いに直列に接続され、
   前記第２及び第６のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第４及び第５の端子の間において互いに直列に接続され、
   前記第３及び第７のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第３及び第６の端子の間において互いに直列に接続され、
   前記第４及び第８のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第４及び第６の端子の間において互いに直列に接続され、
   前記第１及び第２のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに同じになるように、前記第３及び第４の端子の間において互いに直列に配置され、
   前記第３及び第４のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに同じになるように、前記第３及び第４の端子の間において互いに直列に配置され、
   前記第１及び第３のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第５及び第６の端子の間において互いに直列に配置接続され、
   前記制御回路は、
   前記第６の端子の電圧を基準にして第５の端子の電圧が第１の極性を有する第１の期間内において、第３の期間に前記第１のスイッチング素子をオンし、前記第３の期間よりも長く前記第３の期間を完全に含む第４の期間に前記第５のスイッチング素子をオンし、
   前記第６の端子の電圧を基準にして第５の端子の電圧が前記第１の極性とは逆の第２の極性を有する第２の期間内において、第５の期間に前記第２のスイッチング素子をオンし、前記第５の期間よりも長く前記第５の期間を完全に含む第６の期間に前記第６のスイッチング素子をオンする、請求項１〜３のうちの１つに記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、
   前記第３の期間の増減に応じて前記第４の期間を増減させ、
   前記第５の期間の増減に応じて前記第６の期間を増減させる、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、
   前記第１の期間内において、前記第３の期間より長く前記第３の期間を完全に含む第７の期間に前記第７のスイッチング素子をオフし、
   前記第２の期間内において、前記第５の期間より長く前記第５の期間を完全に含む第８の期間に前記第８のスイッチング素子をオフする、請求項４記載の電力変換装置。
7. 前記第３の期間の増減に応じて前記第７の期間を増減させ、
   前記第５の期間の増減に応じて前記第８の期間を増減させる、請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記制御回路は、前記第３及び第４のスイッチング素子を、前記第１及び第２の期間の両方において常にオンする、請求項４〜７のうちの１つに記載の電力変換装置。
9. 前記第４の期間は、前記第７の期間よりも長く前記第７の期間を完全に含み、
   前記第６の期間は、前記第８の期間よりも長く前記第８の期間を完全に含む、請求項４〜８のうちの１つに記載の電力変換装置。
10. 制御回路をさらに備え、
    前記二次側コンバータ回路は、ダイオード及び前記ダイオードに並列に接続されるスイッチを含む第１〜第８のスイッチング素子を備え、
    前記第１及び第５のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第３及び第５の端子の間において互いに直列に接続され、
    前記第２及び第６のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第４及び第５の端子の間において互いに直列に接続され、
    前記第３及び第７のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第３及び第６の端子の間において互いに直列に接続され、
    前記第４及び第８のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第４及び第６の端子の間において互いに直列に接続され、
    前記第１及び第２のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに同じになるように、前記第３及び第４の端子の間において互いに直列に配置され、
    前記第３及び第４のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに同じになるように、前記第３及び第４の端子の間において互いに直列に配置され、
    前記第１及び第３のスイッチング素子は、それぞれの前記ダイオードの順方向が互いに逆になるように、前記第５及び第６の端子の間において互いに直列に配置接続され、
    前記制御回路は、
    前記第６の端子の電圧を基準にして第５の端子の電圧が第１の極性を有する第１の期間内において、第３の期間に前記第６のスイッチング素子をオンし、前記第３の期間よりも長く前記第３の期間を完全に含む第４の期間に前記第２のスイッチング素子をオンし、
    前記第６の端子の電圧を基準にして第５の端子の電圧が前記第１の極性とは逆の第２の極性を有する第２の期間内において、第５の期間に前記第５のスイッチング素子をオンし、前記第５の期間よりも長く前記第５の期間を完全に含む第６の期間に前記第１のスイッチング素子をオンする、請求項１〜３のうちの１つに記載の電力変換装置。
11. 前記制御回路は、
    前記第３の期間の増減に応じて前記第４の期間を増減させ、
    前記第５の期間の増減に応じて前記第６の期間を増減させる、請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 前記制御回路は、
    前記第１の期間内において、前記第３の期間より長く前記第３の期間を完全に含む第７の期間に前記第４のスイッチング素子をオフし、
    前記第２の期間内において、前記第５の期間より長く前記第５の期間を完全に含む第８の期間に前記第３のスイッチング素子をオフする、請求項１０記載の電力変換装置。
13. 前記第３の期間の増減に応じて前記７の期間を増減させ、
    前記第５の期間の増減に応じて前記第８の期間を増減させる、請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記制御回路は、前記第７及び第８のスイッチング素子を、前記第１及び第２の期間の両方において常にオンする、請求項１０〜１３のうちの１つに記載の電力変換装置。
15. 前記第４の期間は、前記第７の期間よりも長く前記第７の期間を完全に含み、
    前記第６の期間は、前記第８の期間よりも長く前記第８の期間に完全に含む、請求項１２に記載の電力変換装置。
16. 前記第１〜第８のスイッチング素子のそれぞれは、ボディダイオードを備えるＭＯＳＦＥＴである、請求項４〜１５のうちの１つに記載の電力変換装置。
17. 前記第１〜第８のスイッチング素子のそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴ及びダイオードの組み合わせである、請求項４〜１５のうちの１つに記載の電力変換装置。
18. 前記第３及び第４の端子の間において、前記商用電力系統又は負荷を介して電流が流れる向きと同じ向きに電圧降下が発生しているとき、前記直流電源から前記商用電力系統又は負荷に電力を供給する電力供給モードで動作し、
    前記第３及び第４の端子の間において、前記商用電力系統又は負荷を介して電流が流れる向きと逆の向きに電圧降下が発生しているとき、前記商用電力系統又は負荷から前記直流電源に電力を回生する電力回生モードで動作する、請求項１〜１７のうちの１つに記載の電力変換装置。

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