CN109842182B - 供电*** - Google Patents

Abstract

本公开涉及一种供电***，所述***包括：电流源功率因数变换器PFC，电连接于外部电源，用于接收外部电源的电能，并根据所需功率输出变换电流及变换电压；可调增益转换器，电连接于电流源PFC及负载，用于接收负载的负载电压，并利用负载电压调整可调增益转换器的增益，以利用变换电压及增益输出供电电压，以及利用变换电流及所述增益输出供电电流；反馈控制器，电连接于所述负载及所述电流源PFC，用于接收流过负载的负载电流及目标电流，并根据负载电流及所述目标电流调整所述变换电流。通过以上***，本公开可以对变换电流进行控制，可以使变换电压被钳制在设定的范围内，使得供电***可以以恒定功率在宽的输出电压范围内高效率地工作。

Description

供电***

技术领域

本公开涉及电源技术领域，尤其涉及一种供电***。

背景技术

众所周知，随着新能源的发展和应用，电池充电技术成为制约新能源发展的关键要素，电动汽车(EV)是最重要的新能源应用之一，不同的EV配备不同的容量和电压的电池。EV的电池组具有不同的电压水平，例如，小型乘用车通常使用低压电池组，而公共汽车通常使用高压电池组。电池电压可以在深度放电状态到完全充电状态的宽范围之间摆动(例如，电压范围可以从330V到750V)。为了减少充电设备的电池充电时间，充电站的充电设备需要在全电压范围内以恒定功率模式工作，如果必须满足要求，充电设备可能变得非常昂贵和笨重。

在相关技术中，大多数使用的PFC拓扑是维也纳三相升压转换器，DC/DC级是LLC和相移转换器。且PFC和DC/DC级是独立控制，这种控制需要大型直流电容器，并且不能在***级别上获得所有优势。此外，在低电压输出时DC/DC级必须在非常低的占空比下工作，或者大幅度提高LLC转换器的开关频率。这些方法使低压输出时的功耗增加。为解决这问题，一些方案使用高功率继电器来机械地切换绕组连接以适应宽输出电压范围，但显然它增加了成本并占据了大量空间。

因此，急需提出一种新的技术方案，能在拓扑和***的层面，实现宽电压范围的恒定功率高效率的功率转换。

发明内容

有鉴于此，本公开提出了一种供电***，所述***包括：

电流源功率因数变换器PFC，电连接于外部电源，用于接收所述外部电源的电能，并根据所需功率输出变换电流及变换电压；

可调增益转换器，电连接于所述电流源PFC及负载，用于接收所述负载的负载电压，并利用所述负载电压调整所述可调增益转换器的增益，以利用所述变换电压及所述增益输出供电电压，以及利用所述变换电流及所述增益输出供电电流；

反馈控制器，电连接于所述负载及所述电流源PFC，用于接收流过负载的负载电流及目标电流，并根据所述负载电流及所述目标电流调整所述变换电流。

在一种可能的实施方式中，所述可调增益转换器包括第一全桥电路、第二全桥电路、第一次级电路及第二次级电路，所述第一全桥电路串联连接于所述第二全桥电路，所述第一次级电路耦接于所述第一全桥电路，所述第二次级电路耦接于所述第二全桥电路，所述可调增益转换器的增益是通过改变所述第一全桥电路和第二全桥电路之间的相移来调整的。

在一种可能的实施方式中，所述第一全桥电路包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管及第一初级绕组，所述第一晶体管的第一端电连接于所述电流源PFC的一输出端及所述第三晶体管的第一端，所述第一晶体管的第二端电连接于所述第二晶体管的第一端及所述第一初级绕组的第一端，所述第三晶体管的第二端电连接于所述第四晶体管的第一端及所述第一初级绕组的第二端，所述第二晶体管的第二端电连接于所述第四晶体管的第二端。

在一种可能的实施方式中，所述第二全桥电路包括第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管及第二初级绕组，所述第五晶体管的第一端电连接于所述第七晶体管的第一端，所述第五晶体管的第二端电连接于所述第六晶体管的第一端及所述第二初级绕组的第一端，所述第二初级绕组的第二端电连接于所述第七晶体管的第二端及所述第八晶体管的第一端，所述第六晶体管的第二端电连接于所述电流源PFC的另一输出端及所述第八晶体管的第二端。

在一种可能的实施方式中，所述第一次级电路包括第一整流电路和第二整流电路，所述第二次级电路包括第三整流电路及第四整流电路，其中：

所述第一整流电路用于所述第一全桥电路的正半波整流；

所述第二整流电路用于所述第一全桥电路的负半波整流；

所述第三整流电路用于所述第二全桥电路的正半波整流；

所述第四整流电路用于所述第二全桥电路的负半波整流。

在一种可能的实施方式中，所述第一次级电路包括第一次级绕组、第一二极管、第二二极管，所述第二次级电路包括第二次级绕组、第三二极管、第四二极管，所述第一次级电路及所述第二次级电路都包括第五二极管和第六二极管，所述第一整流电路包括所述第一二极管及所述第五二极管，所述第二整流电路包括所述第二二极管及所述第六二极管，所述第三整流电路包括所述第三二极管及所述第五二极管，所述第四整流电路包括所述第四二极管及所述第六二极管，其中：

所述第一次级绕组的第一端电连接于所述第一二极管的阳极及所述第二二极管的阴极，所述第一二极管的阴极电连接于所述第三二极管的阴极及第五二极管的阴极；所述第三二极管的阳极电连接于所述第二次级绕组的第一端及所述第四二极管的阴极；所述第二次级绕组的第二端电连接于所述第一次级绕组的第二端、第五二极管的阳极及第六二极管的阴极，所述第四二极管的阳极电连接于所述第二二极管的阳极及第六二极管的阳极。

在一种可能的实施方式中，所述第一整流电路及所述第三整流电路被配置为两个交错的功率整流器，和/或

所述第二整流电路及所述第四整流电路被配置为两个交错的功率整流器。

在一种可能的实施方式中，所述第一次级电路和第二次级电路还共同包括第一电感及第二电感，其中：

所述第一电感的第一端电连接于所述第一二极管的阴极、所述第三二极管的阴极及所述第五二极管的阴极，所述第二电感的第一端电连接于所述第六二极管的阳极、所述第二二极管的阳极及所述第四二极管的阳极；所述第一电感的第二端及所述第二电感的第二端用于输出所述供电电压及供电电流。

在一种可能的实施方式中，所述可调增益转换器还包括第一电容、第二电容，所述第一电容的第一端电连接于所述第一电感的第二端，所述第一电容的第二端电连接于所述第二电容的第一端、所述第一次级绕组的第二端及所述第二次级绕组的第二端；所述第二电容的第二端电连接于所述第二电感的第二端。

在一种可能的实施方式中，在所述第一全桥电路和/或所述第二全桥电路的占空比小于或等于50％时，通过调整所述第一全桥电路和所述第二全桥电路的相移或通过脉冲宽度调制PWM来调整所述增益。

在一种可能的实施方式中，在所述第一全桥电路和/或所述第二全桥电路的占空比等于50％时，通过调整所述第一全桥电路和所述第二全桥电路之间的相移来调整所述增益。

在一种可能的实施方式中，所述通过调整所述第一全桥电路和所述第二全桥电路之间的相移来调整所述增益，包括：

通过如下公式确定所述相移：

β＝180°*((Vo-V1)/(V2-V1))，其中，β表示所述相移的大小，Vo表示所述负载电压，V1表示所述负载电压的最小值，V2表示所述负载电压的最大值。

在一种可能的实施方式中，所述可调增益转换器还包括：第三电容及第四电容，所述第三电容的第一端电连接于所述电流源PFC的一端，所述第三电容的第二端电连接于所述第四电容的第一端及第一全桥电路和第二全桥电路的连接点，所述第四电容的第二端电连接于所述电流源PFC的另一端。

在一种可能的实施方式中，所述反馈控制器包括运算放大器及电流环路补偿器，

所述运算放大器的第一端用于接收所述负载电流，所述运算放大器的第二端用于接收所述目标电流；

所述电流环路补偿器电连接于所述运算放大器的第一端和输出端，用于根据所述运算放大器输出的所述负载电流及所述目标电流的比较结果对所述电流源PFC输出的所述变换电流进行调整以调节所述供电电流。

根据本公开的另一方面，提出了一种充电设备，所述充电设备包括所述的供电***。

本公开通过移相控制，实现可调增益转换器两个开环变换器输出的串联和并联连接以及输出电压的无极调节。根据本公开的供电***架构以及新的可调增益转换器拓扑，能够大幅度提高变换器功率密度，充分利用磁性元件，减少半导体器件的电流压力，能在宽的输出电压范围保持良好的功率转换效率。

通过以上***，本公开可以根据负载所需的目标电流对电流源PFC输出的变换电流进行控制，可以根据负载电压调整可调增益转换器的增益从而使电流源PFC输出的变换电压被钳制在设定的范围内，使得供电***可以以恒定功率在宽的输出电压范围内高效率地工作。

根据下面参考附图对示例性实施例的详细说明，本公开的其它特征及方面将变得清楚。

附图说明

包含在说明书中并且构成说明书的一部分的附图与说明书一起示出了本公开的示例性实施例、特征和方面，并且用于解释本公开的原理。

图1示出了根据本公开一实施方式的供电***的示意图。

图2a示出了根据本公开一实施方式的电流源PFC与可调增益转换器的示意图。

图2b示出了根据本公开一实施方式的电流源PFC与可调增益转换器的又一示意图。

图3示出了根据本公开一实施方式的外部电源的三相电压输入、三相电流及电流源PFC输出的变换电流的波形示意图。

图4示出了根据本公开一实施方式的相位-供电电压-变换电压的对应关系示意图。

图5示出了根据本公开一实施方式的可调增益转换器的示意图。

图6示出了根据本公开一实施方式中可调增益转换器中的各个波形的示意图。

图7a示出了根据本公开一实施方式中第一全桥电路与第一次级电路的示意图，图7b示出了根据本公开一实施方式的对第一全桥电路的控制示意图。

图8a示出了根据本公开一实施方式中可调增益转换器20的增益小于或等于0.5时，第一全桥电路Phase A和/或第二全桥电路Phase B的占空比小于或等于50％时的控制示意图，图8b示出了根据本公开一实施方式中可调增益转换器20的增益大于或等于0.5时，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B的相移控制示意图。

图9示出了可调增益转换器的增益0-1之间时各个晶体管的控制信号示意图。

具体实施方式

以下将参考附图详细说明本公开的各种示例性实施例、特征和方面。附图中相同的附图标记表示功能相同或相似的元件。尽管在附图中示出了实施例的各种方面，但是除非特别指出，不必按比例绘制附图。

在这里专用的词“示例性”意为“用作例子、实施例或说明性”。这里作为“示例性”所说明的任何实施例不必解释为优于或好于其它实施例。

另外，为了更好的说明本公开，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员应当理解，没有某些具体细节，本公开同样可以实施。在一些实例中，对于本领域技术人员熟知的方法、手段、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本公开的主旨。

请参阅图1，图1示出了根据本公开一实施方式的供电***的示意图。

如图1所示，所述***包括：

电流源功率因数变换器PFC 10，电连接于外部电源50，用于接收所述外部电源50的电能，并根据所需功率输出变换电流及变换电压；

可调增益转换器20，电连接于所述电流源PFC 10及负载40，用于接收所述负载40的负载电压，并利用所述负载电压调整所述可调增益转换器20的增益，以利用所述变换电压及所述增益输出供电电压及利用所述变换电流及所述增益输出供电电流；

反馈控制器30，电连接于所述负载40及所述电流源PFC 10，用于接收流过负载40的负载电流及目标电流，并根据所述负载电流及所述目标电流调整所述交换电流。。

通过以上***，本公开可以根据负载所需的目标电流对电流源PFC输出的变换电流进行控制，可以根据负载电压调整可调增益转换器的增益从而使电流源PFC输出的变换电压被钳制在设定的范围内，使得供电***可以以恒定功率在宽的输出电压范围内高效率地工作。

在一种可能的实施方式中，所述外部电源50可以是交流电源，所述交流电源可以是三相输入。在其他的实施方式中，外部电源50也可以是直流电源，或其他合适的电源，本公开对此不做限制。

在一种可能的实施方式中，所述负载40可以是电动汽车EV的电池组，也可以是其他设备、装置的电池组。

在一种可能的实施方式中，所述增益可以等效为变压器的变比(turn ratio)。

在一种可能的实施方式中，所述反馈控制器30可以包括运算放大器32及电流环路补偿器31，

所述运算放大器32的第一端用于接收所述负载电流，所述运算放大器的第二端用于接收目标电流；

所述电流环路补偿器31电连接于所述运算放大器32的第一端和输出端，用于根据所述运算放大器32对所述负载电流及所述目标电流的比较结果经电流环路补偿器31补偿后，对所述电流源功率因数变换器PFC 10进行控制，以调整所述变换电流。

在一种可能的实施方式中，所述反馈控制器30所包括的运算放大器32及电流环路补偿器31，可以用数字电路或数字运算来实现。

在一种可能的实施方式中，所述目标电流可以是负载40需要进行充电的参考电流或电流指令。

举例而言，当负载电流小于目标电流时，电流环路补偿器可以增加转换电流的值，从而使得输出的供应电流逐渐靠近所述目标电流。当负载电流大于目标电流时，电流环路补偿器也可以对转换电流做降低处理，从而使得输出的供应电路逐渐减小，以靠近所述目标电流。

电流环路补偿器31可以根据实际情况设计，本公开对电流环路补偿器31的具体结构不走限制。

应该明白的，以上描述是示例性的，不应认为是对本公开的限制。

请参阅图2a，图2a示出了根据本公开一实施方式的电流源PFC与可调增益转换器的示意图。

如图2a所示，输入的电能为三相交流电时，所述电流源PFC 10可以包括电感LA，LB和LC，晶体管Q1-Q6，电感LA的一端接收A相交流电，电感LA的另一端电连接于晶体管Q1的源极及晶体管Q2的漏极。电感LB的一端接收B相交流电，电感LB的另一端电连接于晶体管Q3的源极及晶体管Q4的漏极。电感LC的一端接收C相交流电，电感LC的另一端电连接于晶体管Q5的源极及晶体管Q6的漏极。晶体管Q1、晶体管Q3及晶体管Q5的漏极电连接，晶体管Q2、晶体管Q4及晶体管Q6的源极接地，晶体管Q1-晶体管Q6的栅极用于接收控制信号，并根据控制信号导通或断开，以进行电能调整。

在一种可能的实施方式中，所述电流源PFC 10可以用于将输入的交流电进行升压(boost)，例如，在输入的交流电为三相380V时，电流源PFC 10可以将交流电从380V升高到直流660V(Vbus电压)或其他电压值。

请一并参阅图3，图3示出了根据本公开一实施方式的外部电源50的三相电压输入、三相电流及电流源PFC输出的变换电流的波形示意图。

如图3所示，图3的横轴可以表示时间间隔，三个垂直轴从上到下分别表示三相电压输入、三相电流、输出的变换电流。

如图3所示，相a的电压Va与电流ia是同相变化的、相b的电压Vb与电流ib是同相变化的、相c的电压Vc与电流ic是同相变化的。电流源PFC10输出的变换电流具有极小的纹波，变换电流的纹波小于平均电流的10％，且纹波频率为输入的交流电的频率的6倍。

例如，外部电源输入的交流电频率可以在50Hz至60Hz之间，相应的，纹波的频率可以在300Hz至360Hz之间。由于负载的电池组具有大电容的特性，因此电池组可以在具有几百Hz频率小幅值(如小于10％)纹波的电流下进行充电。并且，在一些可能的实施方式中，可以利用较小的电容进行滤波，相较于相关技术中利用大电容(电解电容)进行滤波，本公开可以极大的节约空间，从而优化电路结构及降低成本，这一点，将在下文中介绍。

应该明白的是，以上对电流源PFC 10的描述是示例性的，电流源PFC也可以是其他的电路结构，如维也纳三相PFC等，本公开对此不做限定。

继续参阅图2a，在一种可能的实施方式中，所述可调增益转换器20可以包括第一全桥电路Phase A、第二全桥电路Phase B、第一次级电路及第二次级电路，所述第一全桥电路Phase A串联连接于所述第二全桥电路Phase B，所述第一次级电路耦接于所述第一全桥电路，所述第二次级电路耦接于所述第二全桥电路，所述可调增益转换器20的增益是通过改变所述第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的相移来调整的。。

在一种可能的实施方式中，所述第一次级电路耦接于所述第一全桥电路Phase A，此时，第一次级电路与第一全桥电路Phase A可以视为一个直流变压器。同理，所述第二次级电路耦接于所述第二全桥电路Phase B，此时第二次级电路和第二全桥电路Phase B也可以被视为一个直流变压器。

在一种可能的实施方式中，以上所述“耦接”可以为磁耦合。

在一种可能的实施方式中，所述第一全桥电路Phase A可以包括第一晶体管Q1a、第二晶体管Q2a、第三晶体管Q3a、第四晶体管Q4a及第一初级绕组T1a，所述第一晶体管Q1a的第一端电连接于所述电流源PFC 10的一输出端及所述第三晶体管Q3a的第一端，所述第一晶体管Q1a的第二端电连接于所述第二晶体管Q2a的第一端及所述第一初级绕组T1a的第一端，所述第三晶体管Q3a的第二端电连接于所述第四晶体管Q4a的第一端及所述第一初级绕组T1a的第二端，所述第二晶体管Q2a的第二端电连接于所述第四晶体管Q4a的第二端。

在一种可能的实施方式中，所述第一晶体管Q1a、第二晶体管Q2a、第三晶体管Q3a、第四晶体管Q4a的第一端可以是漏极，第一晶体管Q1a、第二晶体管Q2a、第三晶体管Q3a、第四晶体管Q4a的第二端可以是源极。应该明白的是，在实际使用场景中，本文提及的晶体管可以是MOSFET、IGBT等，在晶体管为MOSFET时，晶体管的各端包括栅极、源极、漏极；在晶体管是IGBT时，各端可以包括集电极、发射极、基极。因此，本公开对晶体管的类型不做限制，并且，本公开对晶体管的第一端、第二端不做限定。

在一种可能的实施方式中，所述第二全桥电路Phase B包括第五晶体管Q1b、第六晶体管Q2b、第七晶体管Q3b、第八晶体管Q4b及第二初级绕组T1b，所述第五晶体管Q1b的第一端电连接于所述第七晶体管Q3b的第一端，所述第五晶体管Q1b的第二端电连接于所述第六晶体管Q2b的第一端及所述第二初级绕组T1b的第一端，所述第二初级绕组T1b的第二端电连接于所述第七晶体管Q3b的第二端及所述第八晶体管Q4b的第一端，所述第六晶体管Q2b的第二端电连接于所述电流源PFC的另一输出端及所述第八晶体管Q4b的第二端。

在一种可能的实施方式中，所述第五晶体管Q1b、第六晶体管Q2b、第七晶体管Q3b、第八晶体管Q4b的第一端可以是漏极，第五晶体管Q1b、第六晶体管Q2b、第七晶体管Q3b、第八晶体管Q4b的第二端可以是源极。应该明白的是，在实际使用场景中，晶体管的源极、漏极可以互换使用，因此，本公开对晶体管的第一端、第二端不做限定。

在一种可能的实施方式中，所述电流源PFC 10的一输出端与晶体管Q1、晶体管Q3、晶体管Q5的漏极相连，所述电流源PFC 10的另一输出端与晶体管Q2、晶体管Q4及晶体管Q6的源极相连。

在一种可能的实施方式中，所述第一晶体管Q1a、第二晶体管Q2a、第三晶体管Q3a、第四晶体管Q4a、第五晶体管Q1b、第六晶体管Q2b、第七晶体管Q3b、第八晶体管Q4b的栅极可以用于接收控制信号，并根据控制信号导通或断开。

在一种可能的实施方式中，可调增益转换器20的增益(即等效占空比)小于或等于50％时，所述第一全桥电路Phase A和所述第二全桥电路Phase B占空比也小于或等于50％(可以表示直流变压器电压的占空比)，此时可以通过PWM(脉宽调制)或自身的移相控制来调整所述增益，这种控制主要用于DC/DC变换器的启动。如果用移相控制来启动，所述第一全桥电路Phase A和所述第二全桥电路Phase B通常是工作在同相位，即它们的相移β＝0°，随着占空比的增加，输出电压上升。当在有效占空比达到50％时，所述第一全桥电路PhaseA和第二全桥电路Phase B各自都工作在满占空比时，即最高效DC/DC变压器(直流变压器)开环运行模式。

在一种可能的实施方式中，可调增益转换器20的增益(等效占空比)等于或大于50％时，通过调整所述第一全桥电路Phase A和所述第二全桥电路Phase B之间的相移来调整所述增益。当它们之间的相移为零度(β＝0°)时，所述第一全桥电路Phase A和所述第二全桥电路Phase B的输出是工作在并联状态；当它们之间的相移为180度(β＝180°)时，所述第一全桥电路Phase A和所述第二全桥电路Phase B的输出是工作在串联状态。可调增益转换器20的增益可通过改变它们之间的相移，而实现无级增益调节。在这一实施方式中所述第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B都工作在最高效的DC/DC变压器开环运行模式。

在一种可能的实施方式中，可以通过控制所述第一晶体管Q1a、第二晶体管Q2a、第三晶体管Q3a、第四晶体管Q4a、第五晶体管Q1b、第六晶体管Q2b、第七晶体管Q3b、第八晶体管Q4b导通、断开时间来控制所述第一全桥电路Phase A和所述第二全桥电路Phase B之间的相移。所述第一全桥电路Phase A和所述第二全桥电路Phase B可以在不同的相位下工作。

在一种可能的实施方式中，所述第一次级电路Phase A可以包括第一次级绕组T1a、第一二极管D1a、第二二极管D2a，所述第二次级电路Phase B包括第二次级绕组T1b、第三二极管D1b、第四二极管D2b，所述第一次级电路及所述第二次级电路都包括第五二极管DF1和第六二极管DF2，其中：

所述第一次级绕组T1a的第一端电连接于所述第一二极管D1a的阳极及所述第二二极管D1b的阴极，所述第一二极管D1a的阴极电连接于所述第三二极管D2a的阴极及第五二极管DF1的阴极；所述第三二极管D2a的阳极电连接于所述第二次级绕组T1b的第一端及所述第四二极管D2b的阴极；所述第二次级绕组T1b的第二端电连接于所述第一次级绕组T1a的第二端、第五二极管DF1的阳极及第六二极管DF2的阴极，所述第四二极管D2b的阳极电连接于所述第二二极管D1b的阳极第六二极管DF2的阳极。

在一种可能的实施方式中，第一二极管D1a和第五二极管DF1组成第一整流电路，用于第一全桥电路的正半波整流。第二二极管D1b和第六二极管DF2组成第二整流电路，用于第一全桥电路的负半波整流。第三二极管D2a和第五二极管DF1组成第三整流电路，用于第二全桥电路的正半波整流。第四二极管D2b和第六二极管DF2组成第四整流电路，用于第二全桥电路的负半波整流。

从功能上划分，第一次级电路包括第一整流电路和第二整流电路，第二次级电路包括第三整流电路和第四整流电路。

在一种可能的实施方式中，所述第一整流电路及所述第三整流电路被配置为两个交错的功率整流器，和/或

所述第二整流电路及所述第四整流电路被配置为两个交错的功率整流器。

在一种可能的实施方式中，所述第一次级电路和所述第二次级电路还共同包括第一电感Lo1及第二电感Lo2，其中：

所述第一电感Lo1的第一端电连接于所述第一二极管D1a的阴极、第三二极管D2a的阴极及所述第五二极管DF1的阴极，所述第二电感Lo2的第一端电连接于所述第六二极管DF2的阳极、所述第二二极管D1b的阳极及所述第四二极管D2b的阳极，所述第一电感Lo1的第二端及所述第二电感Lo2的第二端用于输出所述供电电压及供电电流。

在一种可能的实施方式中，所述可调增益转换器20还包括第一电容Co1、第二电容Co2，所述第一电容Co1的第一端电连接于所述第一电感Lo1的第二端，所述第一电容Co1的第二端电连接于所述第二电容Co2的第一端及所述第一次级绕组T1a和第二次级绕组T1b的第二端，所述第二电容Co2的第二端电连接于所述第二电感Lo2的第二端。

在一种可能的实施方式中，所述第一电容Co1及所述第二电容Co2的电容可以是小电容，可用于吸收高频开关电流纹波，相对于相关技术中采用大电解电容来消除线频率电流纹波，本公开可以极大的减小元器件占用的面积，从而优化电路结构，并显著降低成本。

在一种可能的实施方式中，所述通过调整所述第一全桥电路和所述第二全桥电路之间的相移来调整所述增益，可以包括：

通过如下公式确定所述相移：

β＝180°*((Vo-V1)/(V2-V1))，其中，β表示所述相移的大小，Vo表示所述负载电压，V1表示所述负载电压的最小值，V2表示所述负载电压的最大值。

在一种可能的实施方式中，所述相移可以是第二全桥电路相对于第一全桥电路的相位差。

请一并参阅图4，图4示出了根据本公开一实施方式的相位-供电电压-变换电压的对应关系示意图。

在图4例中，负载电压的最小值V1为330V，负载电压的最大值V2为750V，负载电压Vo可以在330V-750V之间变动。在这种情况下，相移的确定公式可以为：

β＝180°*((Vo-330)/420)。

当获得了负载电压Vo后，就可以根据以上公式确定第一全桥电路Phase A及第二全桥电路Phase B之间的相移。其中，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B可以被配置为在相同相位下工作，此时，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B为0°相移，在这种情况下，与第一全桥电路Phase A耦接的第一次级电路和与第二全桥电路Phase B耦接的第二次级电路并联连接，此时供电***输出高电流、低电压。第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B可以被配置为在相反相位下工作，此时，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B为180°相移，在这种情况下，与第一全桥电路Phase A耦接的第一次级电路和与第二全桥电路Phase B耦接的第二次级电路串联连接，此时供电***输出低电流、高电压。

举例而言，当负载电压Vo为330V时，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路PhaseB被配置为在相同的相位下工作。当负载电压Vo为750V时，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B被配置为在相反的相位下工作，此时，二者的相位差为180°。

当负载电压Vo在330V至750V之间时，也可以通过以上方法获得第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的相移β以对可调增益转换器的增益进行调整。在这种情况下，第一次级电路、第二次级电路可以视为部分并联连接、部分串联连接。通过这样的控制，可以将电流源PFC输出的变换电压限制在需要的范围内，从而提高供电***的工作效率。

在确定了第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的相移后，就可以得到可调增益转换器20的等效匝数比N(如图1所示的N＝f(Vo))。

应该明白的是，本公开所述的负载电压Vo可以是负载40初始时需要的充电电压，也可以是在充电过程中负载40的接收到的供电电压，在对负载40的电池组进行充电时，负载40的电池组的电压会逐渐升高，例如，可能在1-2个小时内从330V左右升高到420V左右，因此负载电压具有动态的变化过程。

从图4可以看出，根据负载电压V可以确定第一全桥电路Phase A与第二全桥电路Phase B之间的相移，同时，也可以得到电流源PFC 10需要输出的变换电压的大小。

例如，当变压器T1a和T1b的原副边的匝比为1：1时，电流源PFC的电压总线可以输出的变换电压可以为：

Vbus＝660+90*(Vo-330)/420。

可以看出，电压总线Vbus上的电压可以在600V至750V的范围内。

应该明白的是，以上描述是示例性的，不应认为以上描述是对本公开的限制。

请继续参阅图2a，在一种可能的实施方式中，所述可调增益转换器20还可以包括：第三电容Ca及第四电容Cb，所述第三电容Ca的第一端电连接于所述电流源PFC 10的一端，所述第三电容Ca的第二端电连接于所述第四电容Cb的第一端及第一全桥电路Phase B和第二全桥电路Phase B的连接点，所述第四电容Cb的第二端电连接于所述电流源PFC 10的另一端。

在一种可能的实施方式中，所述第三电容Ca及第四电容Cb的电容可以是小电容，可用于吸收电压总线Vbus的开关频率电流纹波，相对于相关技术中采用大电解电容来消除线频率电流纹波，本公开可以极大的减小元器件占用的面积，从而优化电路结构，并显著降低成本。并且，在这种情况下，电流源PFC与可调增益转换器并非独立控制，而是进行***级控制，电流源PFC和可调增益转换器将更加高效的工作。

应该明白的是，以上对可调增益转换器的描述是示例性的，不应将以上描述理解为是对本公开的限制，本领域技术认为可以在本公开的基础上增加、减少元器件或改变各个元器件的连接关系，只要是通过多个变压器结构，并通过不同变压器的相位控制从而实现供应电压的变化，这样的改变应该视作是基于本公开的变形，其变形应该视作是在本公开保护的范围内。

本公开输出级给出的是倍压电路接法(图2a)，图2a所示的直流变压器可以不带中心抽头，采用这样的设计可以简化变压器的设计，并且可以减小成本。当然，在其他的实施方式中，也变压器也可以采用具有带中心抽头的倍流电路接法实现(图2b)，这样也可实现可调增益转换器的功能，也应该视作是基于本公开的变形，其变形应该视作是在本公开保护的范围内。

请参阅图5，图5示出了根据本公开一实施方式的可调增益转换器的示意图。

可调增益转换器20可以通过调整第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的相移来实现增益的调节，本公开所述的可调增益转换器20可以实现第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的自动功率平衡，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B在输出低的供电电压Vo时以并联的方式工作，在输出高的供电电压Vo时以串联的方式工作，在输出的有用供电电压范围内(例如330V-750V)，所述第一全桥电路PhaseA和第二全桥电路Phase B都工作在最高效的DC/DC变压器开环运行模式，可调增益转换器的各个元器件的应力变化较小，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的相移可以无缝地改变，以适应供电电压Vo在最小值(例如330V)和最大值(例如750V)之间输出，通过这样的方式，可以使AC/DC变换器在整个调压范围有较高而平稳的功率变换效率。

请一并参考图6，图6示出了根据本公开一实施方式中可调增益转换器中的各个波形的示意图。

所述各个波形包括次级侧节点VF1及VF2的电压波形、流过电感Lo1和电感Lo2的电流Io1及电流Io2的波形、第一次级绕组的电压Vsa的波形及电流Isa的波形、第二次级绕组的电压Vsb的波形及电流Isb的波形。

在一种可能的实施方式中，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B都可以在满占空比下工作，并且都可以在很宽的范围内(例如330V-750V)实现ZVS。由于第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B各自的电压和电流都是同相工作，因此第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B的循环电流几乎为零，可调增益转换器的工作效率可以极大的提高，实现了高效率和高密度的工作。

如图6所示，随着第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的相移的变化，可调增益转换器中各个节点的电压、电流波形随之变化。以电流Isa为例，当第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B从并联工作模式切换到串联工作模式(相移从0°变为180°)时，电流Isa的电流值降为原来的一半。

应该说明的是，对可调增益转换器的具体介绍，请参照上文的描述，在此不再赘述。

请参阅图7a及图7b，图7a示出了根据本公开一实施方式中第一全桥电路与第一次级电路的示意图，图7b示出了根据本公开一实施方式的对第一全桥电路的控制示意图。

如图7b所示，当第一全桥电路的占空比等于50％时(满占空比)，可以通过相移控制或PWM控制来对第一全桥电路的工作状态进行控制。此时，两种控制是完全等效。

在相移控制中，可以对第一全桥电路的各个晶体管的导通和断开进行相移控制，从而使得所述第一晶体管Q1a、第二晶体管Q2a、第三晶体管Q3a、第四晶体管Q4a在不同的时间导通。

在PWM控制中，可以利用PWM脉冲使得所述第一晶体管Q1a、第二晶体管Q2a、第三晶体管Q3a、第四晶体管Q4a在不同的时间导通，从而控制所述第一全桥电路的工作状况。

在一种可能的实施方式中，图7b示出了通过相移控制和PWM控制第一次级绕组T1a的电压Vsa、节点VF1、节点VF2的电压。

同理，当第二全桥电路的占空比等于50％时，也可以通过相移控制及PWM控制来控制第二全桥电路中第五晶体管Q1b、第六晶体管Q2b、第七晶体管Q3b、第八晶体管Q4b的工作状态，其原理与第一全桥电路的类似，在此不再赘述。

应该明白的是，图7b是示例性的，本领域技术人员可以根据实际情况设置第一全桥电路Phase A和/或第二全桥电路Phase B的各个晶体管的工作状态，本公开对此不做限制。

请参阅图8a及图8b，图8a示出了根据本公开一实施方式中可调增益转换器20的增益小于或等于0.5(即等效占空比，以变压器的变比为1为例)时，第一全桥电路Phase A和/或第二全桥电路Phase B的占空比小于或等于50％时的控制示意图，图8b示出了根据本公开一实施方式中可调增益转换器20的增益大于或等于0.5(以变压器的变比为1为例)时，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B的相移控制示意图。

如图8a所示，在第一全桥电路Phase A和/或第二全桥电路Phase B的相位占空比小于或等于50％时，可以通过相移控制或PWM控制所述第一全桥电路Phase A和/或第二全桥电路Phase B的各个晶体管工作状态。

如图8b所示，当可调增益转换器得到了相移β后，就可以根据相移β调整第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的相移，从而使得第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B在并联和串联之间工作，从而对供电电压进行调整。此时，第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B各自都工作在满占空比状态。

请一并参阅图9，图9示出了可调增益转换器的增益0-1之间时各个晶体管的控制信号示意图。

可以看出，当第一全桥电路Phase A和/或第二全桥电路Phase B的占空比在50％以下时，可以通过PWM控制第一全桥电路Phase A和/或第二全桥电路Phase B的各个晶体管的工作状态。当第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B的占空比都达到满占空比50％时，可以通过控制第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的相移来继续调整可调增益转换器的增益，按照如图9所示的方式，对第一全桥电路Phase A和/或第二全桥电路Phase B的的各个晶体管的工作状态进行控制。

举例而言，当第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B的占空比为满占空比50％时，可以在按照图9所示的方式控制第一全桥电路Phase A的各个晶体管的工作状态后，在延迟相移β后输出控制信号控制第二全桥电路Phase B的各个晶体管的工作状态，通过这样的方式，实现可调增益转换器的增益从0.5到1之间的控制，可以使得第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B从并联状态逐渐转变为串联状态，从而增大供应电压。

应该说明的是，以上对第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B的各个晶体管的控制是示例性的，不应认为以上描述是对本公开的限制，只要是通过控制第一全桥电路Phase A和第二全桥电路Phase B之间的相移从而实现对输出的供应电压的调整的技术方案都应视作是在本公开的范围之内。

以上已经描述了本公开的各实施例，上述说明是示例性的，并非穷尽性的，并且也不限于所披露的各实施例。在不偏离所说明的各实施例的范围和精神的情况下，对于本技术领域的普通技术人员来说许多修改和变更都是显而易见的。本文中所用术语的选择，旨在最好地解释各实施例的原理、实际应用或对市场中的技术的技术改进，或者使本技术领域的其它普通技术人员能理解本文披露的各实施例。

Claims (14)

1.一种供电***，其特征在于，所述***包括：

电流源功率因数变换器PFC，电连接于外部电源，用于接收所述外部电源的电能，并根据所需功率输出变换电流及变换电压；

可调增益转换器，电连接于所述电流源PFC及负载，用于接收所述负载的负载电压，并利用所述负载电压调整所述可调增益转换器的增益，以利用所述变换电压及所述增益输出供电电压，以及利用所述变换电流及所述增益输出供电电流，所述可调增益转换器包括第一全桥电路、第二全桥电路、第一次级电路及第二次级电路，所述第一全桥电路串联连接于所述第二全桥电路，所述第一次级电路耦接于所述第一全桥电路，所述第二次级电路耦接于所述第二全桥电路，所述第一次级电路包括第一次级绕组、第一二极管、第二二极管、第一整流电路、第二整流电路，所述第二次级电路包括第二次级绕组、第三二极管、第四二极管、第三整流电路、第四整流电路，所述第一次级电路及所述第二次级电路都包括第五二极管和第六二极管，所述第一整流电路包括所述第一二极管及所述第五二极管，所述第二整流电路包括所述第二二极管及所述第六二极管，所述第三整流电路包括所述第三二极管及所述第五二极管，所述第四整流电路包括所述第四二极管及所述第六二极管，其中，所述第一次级绕组的第一端电连接于所述第一二极管的阳极及所述第二二极管的阴极，所述第一二极管的阴极电连接于所述第三二极管的阴极及第五二极管的阴极；所述第三二极管的阳极电连接于所述第二次级绕组的第一端及所述第四二极管的阴极；所述第二次级绕组的第二端电连接于所述第一次级绕组的第二端、第五二极管的阳极及第六二极管的阴极，所述第四二极管的阳极电连接于所述第二二极管的阳极及第六二极管的阳极；

反馈控制器，电连接于所述负载及所述电流源PFC，用于接收流过负载的负载电流及目标电流，并根据所述负载电流及所述目标电流调整所述变换电流。

2.根据权利要求1所述的***，其特征在于，所述可调增益转换器的增益是通过改变所述第一全桥电路和第二全桥电路之间的相移来调整的。

3.根据权利要求2所述的***，其特征在于，所述第一全桥电路包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管及第一初级绕组，所述第一晶体管的第一端电连接于所述电流源PFC的一输出端及所述第三晶体管的第一端，所述第一晶体管的第二端电连接于所述第二晶体管的第一端及所述第一初级绕组的第一端，所述第三晶体管的第二端电连接于所述第四晶体管的第一端及所述第一初级绕组的第二端，所述第二晶体管的第二端电连接于所述第四晶体管的第二端。

4.根据权利要求2所述的***，其特征在于，所述第二全桥电路包括第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管及第二初级绕组，所述第五晶体管的第一端电连接于所述第七晶体管的第一端，所述第五晶体管的第二端电连接于所述第六晶体管的第一端及所述第二初级绕组的第一端，所述第二初级绕组的第二端电连接于所述第七晶体管的第二端及所述第八晶体管的第一端，所述第六晶体管的第二端电连接于所述电流源PFC的另一输出端及所述第八晶体管的第二端。

5.根据权利要求2所述的***，其特征在于，所述第一整流电路用于所述第一全桥电路的正半波整流；

所述第二整流电路用于所述第一全桥电路的负半波整流；

所述第三整流电路用于所述第二全桥电路的正半波整流；

所述第四整流电路用于所述第二全桥电路的负半波整流。

6.根据权利要求5所述的***，其特征在于，所述第一整流电路及所述第三整流电路被配置为两个交错的功率整流器，和/或

所述第二整流电路及所述第四整流电路被配置为两个交错的功率整流器。

7.根据权利要求1所述的***，其特征在于，所述第一次级电路和第二次级电路还共同包括第一电感及第二电感，其中：

所述第一电感的第一端电连接于所述第一二极管的阴极、所述第三二极管的阴极及所述第五二极管的阴极，所述第二电感的第一端电连接于所述第六二极管的阳极、所述第二二极管的阳极及所述第四二极管的阳极；所述第一电感的第二端及所述第二电感的第二端用于输出所述供电电压及供电电流。

8.根据权利要求7所述的***，其特征在于，所述可调增益转换器还包括第一电容、第二电容，所述第一电容的第一端电连接于所述第一电感的第二端，所述第一电容的第二端电连接于所述第二电容的第一端、所述第一次级绕组的第二端及所述第二次级绕组的第二端；所述第二电容的第二端电连接于所述第二电感的第二端。

9.根据权利要求2所述的***，其特征在于，在所述第一全桥电路和/或所述第二全桥电路的占空比小于或等于50％时，通过调整所述第一全桥电路和所述第二全桥电路的相移或通过脉冲宽度调制PWM来调整所述增益。

10.根据权利要求2所述的***，其特征在于，在所述第一全桥电路和/或所述第二全桥电路的占空比等于50％时，通过调整所述第一全桥电路和所述第二全桥电路之间的相移来调整所述增益。

11.根据权利要求10所述的***，其特征在于，所述通过调整所述第一全桥电路和所述第二全桥电路之间的相移来调整所述增益，包括：

通过如下公式确定所述相移：

β＝180°*((Vo-V1)/(V2-V1))，其中，β表示所述相移的大小，Vo表示所述负载电压，V1表示所述负载电压的最小值，V2表示所述负载电压的最大值。

12.根据权利要求2所述的***，其特征在于，所述可调增益转换器还包括：第三电容及第四电容，所述第三电容的第一端电连接于所述电流源PFC的一端，所述第三电容的第二端电连接于所述第四电容的第一端，所述第四电容的第二端电连接于所述电流源PFC的另一端。

13.根据权利要求1所述的***，其特征在于，所述反馈控制器包括运算放大器及电流环路补偿器，

所述运算放大器的第一端用于接收所述负载电流，所述运算放大器的第二端用于接收所述目标电流；

所述电流环路补偿器电连接于所述运算放大器的第一端和输出端，用于根据所述运算放大器输出的所述负载电流及所述目标电流的比较结果对所述电流源PFC输出的所述变换电流进行调整以调节所述供电电流。

14.一种充电设备，其特征在于，所述充电设备包括如权利要求1-13任一项所述的供电***。

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