JP2017130886A - 発振器、集積回路、無線通信装置および無線通信方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】回路面積や消費電力を増大させずに、デジタル回路を用いて広帯域化を実現可能な発振器を提供する。【解決手段】発振器は、第1信号に基づいてキャパシタンスを調整する第1可変容量部と、第2信号に基づいてキャパシタンスを調整する第2可変容量部と、を有し、第1可変容量部および第2可変容量部のキャパシタンスに応じた周波数の発振信号を生成して出力する発振部と、発振信号の整数位相を検出して出力する整数位相検出器と、基準となる第3信号と発振信号とに基づいて、発振信号の小数位相を検出して出力する小数位相検出器と、整数位相および小数位相と、周波数制御信号と、に基づいて、発振信号の位相誤差を表す第4信号を生成して出力する位相誤差生成器と、第4信号に含まれる所定の周波数帯域の第1信号を抽出して、第3信号に非同期に出力する第1フィルタと、第4信号に含まれる所定の周波数帯域の第2信号を抽出して、第3信号に同期化して出力する第2フィルタと、を備える。【選択図】図1
Description
本発明の実施形態は、発振器、集積回路、無線通信装置および無線通信方法に関する。
一般に、広いループ帯域を持つPLL(Phased Lock Loop)回路は、外来雑音に対する耐性が強く、広帯域でのPLL制御を高精度に行えるという長所がある。PLL回路を広帯域に設計するには、位相余裕を十分に確保するために、ループの遅延時間を最小化することが重要である。
しかしながら、デジタルPLL回路では、位相誤差算出やフィルタ処理を行う同期回路によって遅延時間が大きくなる傾向にある。そこで、位相周波数検出器(PFD:Phase Frequency Detector)とアナログフィルタを追加して、低遅延な信号経路を生成してPLL回路を広帯域化する構成が提案されている。
しかしながら、デジタルPLL回路内に、アナログ素子からなる位相周波数検出器とアナログフィルタを追加すると、回路面積や消費電力が増大するという問題がある。また、アナログ素子の電気的特性のばらつきによって、フィルタ特性が所望の値からずれるのを防止するために、デジタルPLL回路を動作させる前にキャリブレーションを行う必要があり、メンテナンスにも手間がかかるという問題がある。このため、デジタルPLL回路を動作させるのにも時間がかかり、さらなる消費電力の増大を招いてしまう。
P.-Y. Wang et al., "A Digital Intensive Fractional-N PLL and All-Digital Self-Calibration Schemes," IEEE J. of Solid-State Circuits Vol. 44, No. 8, Aug. 2009.
本発明が解決しようとする課題は、回路面積や消費電力を増大させずに、デジタル回路を用いて広帯域化を実現可能な発振器、集積回路、無線通信装置および無線通信方法を提供するものである。
本実施形態では、第1信号に基づいてキャパシタンスを調整する第1可変容量部と、第2信号に基づいてキャパシタンスを調整する第2可変容量部と、を有し、前記第1可変容量部および前記第2可変容量部のキャパシタンスに応じた周波数の発振信号を生成して出力する発振部と、
前記発振信号の整数位相を検出して出力する整数位相検出器と、
基準となる第3信号と前記発振信号とに基づいて、前記発振信号の小数位相を検出して出力する小数位相検出器と、
前記整数位相および前記小数位相と、周波数制御信号と、に基づいて、前記発振信号の位相誤差を表す第4信号を生成して出力する位相誤差生成器と、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第1信号を抽出して、前記第3信号に非同期に出力する第1フィルタと、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第2信号を抽出して、前記第3信号に同期化して出力する第2フィルタと、を備える発振器が提供される。
前記発振信号の整数位相を検出して出力する整数位相検出器と、
基準となる第3信号と前記発振信号とに基づいて、前記発振信号の小数位相を検出して出力する小数位相検出器と、
前記整数位相および前記小数位相と、周波数制御信号と、に基づいて、前記発振信号の位相誤差を表す第4信号を生成して出力する位相誤差生成器と、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第1信号を抽出して、前記第3信号に非同期に出力する第1フィルタと、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第2信号を抽出して、前記第3信号に同期化して出力する第2フィルタと、を備える発振器が提供される。
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態を説明する。
(第1の実施形態)
図1は第1の実施形態による発振器1の概略構成を示すブロック図である。図1の発振器1は、例えば受信機や送信機等の無線装置用の局部発振器として用いることができる。なお、図1の発振器1の用途は無線装置に限られるものではない。
図1は第1の実施形態による発振器1の概略構成を示すブロック図である。図1の発振器1は、例えば受信機や送信機等の無線装置用の局部発振器として用いることができる。なお、図1の発振器1の用途は無線装置に限られるものではない。
図1の発振器1は、発振部2と、整数位相検出器3と、小数位相検出器4と、位相誤差生成器5と、第1フィルタ6と、第2フィルタ7とを備えている。図1の発振器1内の各部は、すべてデジタル回路で構成されている。すなわち、図1の発振器1は、発振信号のデジタルPLL制御を行うADPLL(All Digital Phased Locked Loop)回路である。
発振部2は、デジタル制御発振器(DCO:Digital Controlled Oscillator)である。図2Aは、発振部2の具体的な回路構成の一例を示す等価回路図である。図2AはLC−VCOと呼ばれる発振原理を利用しており、インダクタ11と、可変容量器12と、負性抵抗13とを並列接続した回路を有する。負性抵抗13を、図2Bに示すように、交差接続された2つのMOSトランジスタ13a,13bで構成してもよい。
図2Aの可変容量器12は、図2Cに示すように、並列接続された第1可変容量部14と第2可変容量部15とを有する。
第1可変容量部14は、並列接続された複数の第1容量素子14aと、各第1容量素子14aにそれぞれ直列接続され第1信号によりオンまたはオフに切り替えられる複数の第1スイッチ14bとを有する。同様に、第2可変容量部15は、並列接続された複数の第2容量素子15aと、各第2容量素子15aにそれぞれ直列接続され第2信号によりオンまたはオフに切り替えられる複数の第2スイッチ15bとを有する。
後述するように、第1可変容量部14内の複数の第1スイッチ14bは、第1信号により、それぞれ個別にオンまたはオフに切り替えられるため、第1信号によって、第1可変容量部14のキャパシタンスを複数通りに切り替えることができる。同様に、第2可変容量部15内の複数の第2スイッチ15bは、第2信号により、それぞれ個別にオンまたはオフに切り替えられるため、第2信号によって、第2可変容量部15のキャパシタンスを複数通りに切り替えることができる。これにより、第1可変容量部14のキャパシタンスは、第1フィルタ6から出力される第1信号により可変制御される。同様に、第2可変容量部15のキャパシタンスは、第2フィルタ7から出力される第2信号により可変制御される。
DCO2から出力される発振信号の発振周波数は、第1可変容量部14のキャパシタンスによっても制御できるし、また、第2可変容量部15のキャパシタンスによっても制御できる。すなわち、DCO2から出力される発振信号は、第1フィルタ6と第1可変容量部14によるPLL制御にて発振周波数が制御されるとともに、第2フィルタ7と第2可変容量部15によるPLL制御にて発振周波数が制御される。
第1フィルタ6は、基準信号REFに非同期に動作しているため、第1フィルタ6から出力される第1信号には、グリッチが含まれるおそれがある。第1信号にグリッチが含まれていると、第1可変容量部14のキャパシタンスが急激に変化し、DCO2の動作が不安定になるおそれがある。
そこで、本実施形態では、第1可変容量部14のキャパシタンスを、第2可変容量部15のキャパシタンスよりも小さくしている。第1可変容量部14のキャパシタンスを第2可変容量部15のキャパシタンスよりも小さくすることで、仮に第1信号に含まれるグリッチの影響で第1可変容量部14のキャパシタンスが変動しても、DCO2の動作が不安定になるおそれがなくなる。
なお、発振部2の回路構成は図2Aに示したものに限定されない。図3Aは一変形例による発振部2の回路図である。図3AはリングVCOと呼ばれる発振原理を利用しており、リング状に縦続接続された複数のインバータ16と、任意のインバータ16の段間に接続された可変容量器12とを有する。図3Aの可変容量器12は、図3Bに示すように、任意のインバータ16の出力端子と接地ノードとの間に並列接続された第1可変容量部14と第2可変容量部15とを有する。第1可変容量部14と第2可変容量部15の内部構成は図2Cと同様である。図3Aの発振部2においても、第1信号および第2信号によって、第1可変容量部14と第2可変容量部15のキャパシタンスを変化させて、発振信号の発振周波数を可変制御することができる。
図1の整数位相検出器3は、発振信号の整数位相を検出して出力する。整数位相検出器3は、不図示のカウンタを含んでおり、このカウンタにて発振信号のサイクル数をカウントし、このカウント値が整数位相となる。
小数位相検出器4は、基準となる第3信号(基準信号REFとも呼ぶ)と発振信号とに基づいて、発振信号の小数位相を検出して出力する位相デジタル変換器(TDC:Time to Digital Converter)である。小数位相検出器4は、発振信号と基準信号REFとの位相差を小数位相として検出して出力する。
位相誤差生成器5は、整数位相および小数位相と、外部から入力される周波数制御信号FCWと、に基づいて、発振信号の位相誤差を表す第4信号を生成して出力する。
第1フィルタ6は、第4信号に含まれる所定の周波数帯域の第1信号を抽出して、基準信号REFに非同期に出力する。すなわち、第1フィルタ6は、基準信号REFに非同期に第1信号の抽出処理を行うフィルタである。基準信号REFに非同期であるため、第1フィルタ6を通過するのに要する時間は短くて済み、第1フィルタ6を通過することによる位相の変化量も抑制することができる。第1フィルタ6が抽出する周波数帯域は、例えば基準信号REFの周波数の1/10程度である。
第2フィルタ7は、第4信号に含まれる所定の周波数帯域の第2信号を抽出して、基準信号REFに同期して出力する。すなわち、第2フィルタ7は、基準信号REFに同期化して第2信号の抽出処理を行うフィルタである。基準信号REFに同期化しているため、第2フィルタ7を通過するのに要する時間は第1フィルタ6を通過するのに要する時間よりも長くなり、第2フィルタ7を通過することによる位相の変化量は、第1フィルタ6を通過することによる位相の変化量よりも大きくなる。
第1フィルタ6が抽出する周波数帯域は、第2フィルタ7が抽出する周波数帯域よりも広く、かつ第1フィルタ6は基準信号に同期させないのに対して、第2フィルタ7は基準信号REFに同期化させる。
図4は第2フィルタ7の内部構成の一例を示すブロック図である。図4の第2フィルタ7は、フィルタ部7aと、同期化部7bとを有する。フィルタ部7aは、第1フィルタ6と同様に構成可能である。よって、フィルタ部7aは、第1フィルタ6と同様の周波数帯域の信号を通過させる。フィルタ部7aを通過した信号は、同期化部7bにて、基準信号REFに同期化されて、第2信号として出力される。このように、第1フィルタ6と第2フィルタ7の違いは、フィルタリングした後の出力信号を基準信号REFで同期化するか否かである。
次に、図1の発振器1の動作を説明する。図1の発振器1では、DCO2から出力された発振信号の整数位相を整数位相検出器3で検出するとともに、発振信号小数位相を小数位相検出器4で検出する。検出された整数位相と小数位相は位相誤差生成器5に入力される。位相誤差生成器5は、整数位相および小数位相と、外部から入力される周波数制御信号FCWとに基づいて、発振信号の位相誤差を表す第4信号を生成し、第1フィルタ6と第2フィルタ7に供給する。
第1フィルタ6は、第4信号に含まれる所定の周波数帯域の第1信号を抽出して、そのまま出力する。第2フィルタ7は、第4信号に含まれる所定の周波数帯域の第2信号を抽出して、基準信号REFに同期して出力する。このように、第1信号は基準信号REFに非同期であるのに対して、第2信号は基準信号REFに同期している。よって、第1フィルタ6に第4信号が入力されてから第1信号が出力されるまでの信号遅延時間は、第2フィルタ7に第4信号が入力されてから第2フィルタ7が出力されるまでの信号遅延時間よりも短くなる。これはすなわち、第4信号が第1フィルタ6を通過することによる位相変化量は、第2フィルタ7を通過することによる位相変化量よりも小さいことを意味する。別の言い方をすると、第1フィルタ6は、第2フィルタ7よりも位相余裕度が大きい。
第1フィルタ6から出力された第1信号は、DCO2内の第1可変容量部14のキャパシタンスを可変制御するのに用いられる。同様に、第2フィルタ7から出力された第2信号は、DCO2内の第2可変容量部15のキャパシタンスを可変制御するのに用いられる。
DCO2から出力される発振信号の発振周波数は、第1可変容量部14のキャパシタンスによっても可変制御できるし、第2可変容量部15のキャパシタンスによっても可変制御できる。第1信号は、基準信号REFに同期していないため、第1信号は、第2信号よりも、より早いタイミングで出力されるため、第1可変容量部14のキャパシタンスは第2可変容量部15のキャパシタンスよりも、より迅速に変化する。ただし、第1信号は、基準信号REFに同期していないため、グリッチを含んでいるおそれがあり、第1可変容量部14のキャパシタンスは変動しやすい。ところが、本実施形態では、第1可変容量部14のキャパシタンスを、第2可変容量部15のキャパシタンスよりも小さくしているため、DCO2から出力される発振信号の発振周波数が第1可変容量部14のキャパシタンスの一時的な変動の影響を受ける恐れは少ない。
本実施形態によれば、基準信号REFに非同期に動作する第1フィルタ6と第1可変容量部14とを設けることで、発振信号の位相誤差に応じて、迅速に発振信号の発振周波数を可変制御でき、位相余裕度の大きい広帯域動作が可能となる。また、仮に発振信号の発振周波数が大きく変動した場合には、第2フィルタ7から出力される第2信号によって、第2可変容量部15のキャパシタンスを大きく変化させることができるため、発振信号の発振周波数の大きな変動にも対応可能である。一般に、発振信号の発振周波数の大きな変動は、低い周期で起こるため、基準信号REFに同期化して動作する第2フィルタ7から出力される第2信号による第2可変容量部15のキャパシタンス制御により、発振信号の発振周波数の大きな変動にも対応可能である。すなわち、第1フィルタ6と第1可変容量部14による発振信号のPLL制御は、広帯域の制御であるのに対し、第2フィルタ7と第2可変容量部15による発振信号のPLL制御は、狭帯域の制御である。
このように、本実施形態では、基準信号REFに非同期に動作する第1フィルタ6および第1可変容量部14と、基準信号REFに同期して動作する第2フィルタ7および第2可変容量部15とを有し、第1可変容量部14のキャパシタンスを第2可変容量部15のキャパシタンスよりも小さくするため、発振信号の位相誤差に応じて、第1フィルタ6および第1可変容量部14を用いて迅速に発振信号の発振周波数を制御することで広帯域化が可能となる。また、発振信号の発振周波数の大きな変動に対しては、基準信号REFに同期した第2フィルタ7および第2可変容量部15を用いて発振信号の発振周波数を制御することができる。
本実施形態による発振器1は、すべてをデジタル回路で構成できるため、回路面積と消費電力の削減が図れ、部材コストの削減も図れる。
(第2の実施形態)
第1フィルタ6は、基準信号REFに非同期に動作するため、第2フィルタ7よりも高速に信号を通過させることができるものの、第1フィルタ6の出力である第1信号にはグリッチが含まれるおそれが高くなる。以下に説明する第2の実施形態は、第1信号のグリッチを低減するものである。
第1フィルタ6は、基準信号REFに非同期に動作するため、第2フィルタ7よりも高速に信号を通過させることができるものの、第1フィルタ6の出力である第1信号にはグリッチが含まれるおそれが高くなる。以下に説明する第2の実施形態は、第1信号のグリッチを低減するものである。
図5は第2の実施形態による発振器1の概略構成を示すブロック図である。図5の発振器1は、図1の発振器1の構成に加えて、タイミング調整部17を備えている。タイミング調整部17は、第1フィルタ6と第1可変容量部14との間に介挿されている。タイミング調整部17は、第1信号の遅延量を調整した第5信号を生成して出力する。第1可変容量部14は、第5信号に基づいてキャパシタンスを調整する。
タイミング調整部17は、第1信号に含まれるグリッチの量が最小となるように、第1信号の遅延量を設定する。なお、第1フィルタ6は、第2フィルタ7よりも迅速に動作するという特徴を生かすには、タイミング調整部17による遅延量は、第2フィルタ7の信号伝搬時間よりも短い時間に設定するのが望ましい。
このように、第1フィルタ6から出力された第1信号の遅延量をタイミング調整部17で調整した第5信号に基づいて第1可変容量部14のキャパシタンスを制御するため、基準信号REFに非同期に動作する第1フィルタ6を用いても、グリッチの発生を抑制しつつ、発振信号の発振周波数を調整できる。
(第3の実施形態)
第1の実施形態による発振器1内の第1フィルタ6と第1可変容量部14は、小さな位相誤差に応じて発振信号の発振周波数を迅速に制御するものであり、位相誤差生成器5から出力される位相誤差が大きくなると、正しいPLL制御ができなくなり、ファンクションエラーを引き起こして、正常なPLL制御が行えなくなるおそれがある。以下に説明する第3の実施形態は、このような不具合を解消するものである。
第1の実施形態による発振器1内の第1フィルタ6と第1可変容量部14は、小さな位相誤差に応じて発振信号の発振周波数を迅速に制御するものであり、位相誤差生成器5から出力される位相誤差が大きくなると、正しいPLL制御ができなくなり、ファンクションエラーを引き起こして、正常なPLL制御が行えなくなるおそれがある。以下に説明する第3の実施形態は、このような不具合を解消するものである。
図6は第3の実施形態による発振器1の概略構成を示すブロック図である。図6の発振器1は、図1の発振器1の構成に加えて、位相誤差判定器18と、制御部19とを備えている。
位相誤差判定器18は、位相誤差生成器5から出力される位相誤差を表す第4信号に基づいて、位相誤差の絶対値が所定値を超えたか否かを判定する。
制御部19は、位相誤差判定器18にて所定値を超えたと判定されない間は、第1フィルタ6から出力された第1信号による第1可変容量部14のキャパシタンス調整を行わずに、第2信号による第2可変容量部15のキャパシタンス調整により発振信号の周波数を制御する。また、制御部19は、位相誤差判定器18にて所定値を超えたと判定されると、第1信号による第1可変容量部14のキャパシタンス調整と第2信号による第2可変容量部15のキャパシタンス調整とを行う。
発振器1が発振動作を開始した直後は、まだ動作が不安定であり、位相誤差生成器5から大きな位相誤差を表す第4信号が出力されるおそれがある。第1フィルタ6に接続された第1可変容量部14のキャパシタンスは第2可変容量部15のキャパシタンスよりも小さいため、大きな位相誤差に応じたPLL制御を行うことができず、ファンクションエラーとなるおそれがある。ファンクションエラーになると、第1フィルタ6と第1可変容量部14を用いたDCO2の発振信号のPLL制御は正常に行われなくなる。そこで、位相誤差判定器18は、発振器1が発振動作を開始した直後など、位相誤差生成器5にて大きな位相誤差が生成されたか否かを判定する。制御部19は、位相誤差判定器18の判定結果に基づいて、位相誤差が小さくなるまでは、第1フィルタ6と第1可変容量部14を用いた発振信号のPLL制御を停止させ、第2フィルタ7と第2可変容量部15を用いた発振信号のPLL制御を行う。第2可変容量部15は、キャパシタンスを大きく可変制御できるため、位相誤差が大きい場合であっても、ファンクションエラーにならずに、発振信号の発振周波数を制御することができる。
一方、制御部19は、位相誤差が小さくなると、第1の実施形態と同様に、第1フィルタ6と第1可変容量部14による発振信号のPLL制御も併せて行う。これにより、発振器1の広帯域化を実現できる。
なお、図6の第1フィルタ6と第1可変容量部14との間に、図5と同様に、タイミング調整部17を介挿してもよい。
このように、第3の実施形態では、位相誤差が所定値を超えた場合には、第1フィルタ6と第1可変容量部14を用いた発振信号のPLL制御を行わずに、第2フィルタ7と第2可変容量部15を用いた発振信号のPLL制御を行い、位相誤差が所定値以下の場合に、両方のPLL制御を行うため、PLL制御を正常に行えないことを示すファンクションエラーを起こすことなく、発振器1の動作を安定化させることができる。また、位相誤差が所定以下の場合には、第1の実施形態と同様の効果が得られる。
(第4の実施形態)
上述した第1〜第3の実施形態における発振器1は、受信回路61または、受信回路61および送信回路62を備えた無線通信装置63にて用いられることができる。図7は第1〜第3の実施形態におけるADPLL構成の発振器1を有する受信回路61および無線通信装置63の内部構成を示すブロック図である。
上述した第1〜第3の実施形態における発振器1は、受信回路61または、受信回路61および送信回路62を備えた無線通信装置63にて用いられることができる。図7は第1〜第3の実施形態におけるADPLL構成の発振器1を有する受信回路61および無線通信装置63の内部構成を示すブロック図である。
図7の無線通信装置63は、RF部91とベースバンド部92とを備えている。RF部91は、送信回路62と、受信回路61と、送信回路62および受信回路61が共用する局部発振信号を生成する発振器1と、アンテナ部80に接続されたバンドパスフィルタ(BPF)64とを有する。ベースバンド部92は、ベースバンド処理を行う信号処理部(DSP)65とを有する。図7の発振器1は、第1〜第3の実施形態で説明した発振器と同様に構成されている。図7の無線通信装置63のすべては、1チップのIC(Integrated Circuit:集積回路)で構成可能である。あるいは、図7の無線通信装置63を複数のチップで構成してもよい。例えば、RF部91とベースバンド部92を別個のチップで構成してもよいし、RF部91を複数のチップで構成してもよいし、ベースバンド部92を複数のチップで構成してもよい。
受信回路61は、送受切替スイッチ71と、低雑音増幅器(LNA)72と、I信号受信用のミキサ(MIX)73、ローパスフィルタ(LPF)74およびA/D変換器(ADC)75と、Q信号受信用のミキサ(MIX)76、ローパスフィルタ(LPF)77およびA/D変換器(ADC)78と、発振器1からの局部発振信号を分周する分周器79とを有する。
送信回路62は、送受切替スイッチ81と、パワーアンプ(PA)82と、I信号送信用のミキサ(MIX)83、ローパスフィルタ(LPF)84およびD/A変換器(DAC)85と、Q信号送信用のミキサ(MIX)86、ローパスフィルタ(LPF)87およびD/A変換器(DAC)88と、発振器1からの局部発振信号を分周する分周器89とを有する。
信号処理部65は、送信処理機能と、受信処理機能と、MAC(Media Access Control)層またはその上位のネットワーク階層の処理を行う機能とを備えている。
図7の受信回路機61と送信回路62のそれぞれを単体で備える無線通信装置63を設けてもよい。
図7の無線通信装置63は、一つのアンテナ部80しか備えていないが、アンテナの数には特に制限はない。例えば、送信用のアンテナ部80と受信用のアンテナ部80を別個に設けてもよいし、I信号用のアンテナ部80とQ信号用のアンテナ部80を別個に設けてもよい。アンテナ部80が一つだけのときは、送受切替スイッチで、送信と受信を切り替えればよい。
図7に示した無線通信装置63は、アクセスポイントや無線ルータ、コンピュータなどの据置型の無線通信装置63にも適用できるし、スマートフォンや携帯電話等の携帯可能な無線端末にも適用できるし、マウスやキーボードなどのホスト装置と無線通信を行う周辺機器にも適用できるし、無線機能を内蔵したカード状部材にも適用できるし、生体情報を無線通信するウェアラブル端末にも適用できる。図7に示した無線通信装置63同士での無線通信の無線方式は、特に限定されるものではなく、第3世代以降のセルラー通信、無線LAN、Bluetooth(登録商標)、近接無線通信など、種々のものが適用可能である。
図8はホスト装置であるPC91と周辺機器であるマウス92との間で無線通信を行う例を示しており、PC91とマウス92の双方に、図7に示した無線通信装置63が内蔵されている。マウス92は、内蔵バッテリの電力を利用して無線通信を行うが、バッテリを内蔵するスペースは限られているため、できるだけ低消費電力で無線通信を行う必要がある。このため、Bluetooth(登録商標)4.0の規格の中で策定されたBluetooth Low Energyなどの低消費無線通信が可能な無線方式を用いて無線通信を行うのが望ましい。
図9はウェアラブル端末93とホスト装置(例えばPC91)との間で無線通信を行う例を示している。ウェアラブル端末93は、人間の身体に装着されるものであり、図9のように腕に装着するタイプだけでなく、シールタイプなどの身体に貼り付けるものや、眼鏡タイプおよびイヤホンタイプなどの腕以外の身体に装着するものや、ペースメーカなどの身体の内部に入れるものなど、種々のものが考えられる。図9の場合も、ウェアラブル端末93とPC91の両方に、図7に示した無線通信装置63が内蔵されている。なお、PC91とは、コンピュータやサーバなどである。ウェアラブル端末93も、人間の身体に装着されるため、内蔵バッテリのためのスペースが限られているため、上述したBluetooth Low Energy等の低消費電力での無線通信が可能な無線方式を採用するのが望ましい。
また、図7に示した無線通信装置63同士で無線通信を行う場合、無線通信によって送受される情報の種類は特に限定されない。ただし、動画像データのようなデータ量の多い情報を送受する場合と、マウス92の操作情報のようにデータ量の少ない情報を送受する場合とでは、無線方式を変えるのが望ましく、送受される情報量に応じて最適な無線方式で無線通信を行う必要がある。
さらに、図7に示した無線通信装置63同士で無線通信を行う場合、無線通信の動作状態をユーザに報知する報知部を設けてもよい。報知部の具体例としては、例えば、LED等の表示装置に動作状態を表示してもよいし、バイブレータの振動により動作状態を報知してもよいし、スピーカやブザー等による音声情報より動作状態を報知してもよい。
上述した各実施形態で説明した発振器1および無線通信装置63の少なくとも一部は、ハードウェアで構成してもよいし、ソフトウェアで構成してもよい。ソフトウェアで構成する場合には、発振器1および無線通信装置63の少なくとも一部の機能を実現するプログラムをフレキシブルディスクやCD−ROM等の記録媒体に収納し、コンピュータに読み込ませて実行させてもよい。記録媒体は、磁気ディスクや光ディスク等の着脱可能なものに限定されず、ハードディスク装置やメモリなどの固定型の記録媒体でもよい。
また、発振器1および無線通信装置63の少なくとも一部の機能を実現するプログラムを、インターネット等の通信回線(無線通信も含む)を介して頒布してもよい。さらに、同プログラムを暗号化したり、変調をかけたり、圧縮した状態で、インターネット等の有線回線や無線回線を介して、あるいは記録媒体に収納して頒布してもよい。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
1 発振器、2 発振部、3 整数位相検出器、4 小数位相検出器、5 位相誤差生成器、6 第1フィルタ、7 第2フィルタ、11 インダクタ、12 可変容量器、13 負性抵抗、14 第1可変容量部、14a 第1容量素子、14b 第1スイッチ、15 第2可変容量部、15a 第2容量素子、15b 第2スイッチ、16 インバータ、17 タイミング調整部、18 位相誤差判定器、19 制御部、61 受信回路、62 送信回路、63 無線通信装置、71 送受切替スイッチ、72 低雑音増幅器、73 ミキサ、74 ローパスフィルタ、75 A/D変換器、76 ミキサ、77 ローパスフィルタ、78 A/D変換器、79 分周器、81 送受切替スイッチ、82 パワーアンプ、83 ミキサ、84 ローパスフィルタ、85 D/A変換器、86 ミキサ、87 ローパスフィルタ、88 D/A変換器、89 分周器、91 RF部、92 ベースバンド部
Claims (11)
- 第1信号に基づいてキャパシタンスを調整する第1可変容量部と、第2信号に基づいてキャパシタンスを調整する第2可変容量部と、を有し、前記第1可変容量部および前記第2可変容量部のキャパシタンスに応じた周波数の発振信号を生成して出力する発振部と、
前記発振信号の整数位相を検出して出力する整数位相検出器と、
基準となる第3信号と前記発振信号とに基づいて、前記発振信号の小数位相を検出して出力する小数位相検出器と、
前記整数位相および前記小数位相と、周波数制御信号と、に基づいて、前記発振信号の位相誤差を表す第4信号を生成して出力する位相誤差生成器と、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第1信号を抽出して、前記第3信号に非同期に出力する第1フィルタと、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第2信号を抽出して、前記第3信号に同期化して出力する第2フィルタと、を備える発振器。 - 前記第1可変容量部のキャパシタンスは、前記第2可変容量部のキャパシタンスより小さい請求項1に記載の発振器。
- 前記第1可変容量部は、並列接続された複数の第1容量素子と、各第1容量素子にそれぞれ直列接続され前記第1信号によりオンまたはオフに切り替えられる複数の第1スイッチと、を含み、
前記第2可変容量部は、並列接続された複数の第2容量素子と、各第2容量素子にそれぞれ直列接続され前記第2信号によりオンまたはオフに切り替えられる複数の第2スイッチと、を含む、請求項1または2に記載の発振器。 - 前記発振部、前記整数位相検出器、前記小数位相検出器、前記位相誤差生成器、前記第1フィルタおよび前記第2フィルタは、デジタル回路である請求項1乃至3のいずれか1項に記載の発振器。
- 前記第1信号の遅延量を調整した第5信号を生成して出力するタイミング調整部を備え、
前記第1可変容量部は、前記第5信号に基づいてキャパシタンスを調整する請求項1乃至4のいずれか1項に記載の発振器。 - 前記第2フィルタは、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部から出力された信号を前記第3信号で同期化して前記第2信号を生成して出力する同期化部と、を有する請求項1乃至5のいずれか1項に記載の発振器。 - 前記第4信号に基づいて、前記位相誤差の絶対値が所定値を超えたか否かを判定する位相誤差判定器と、
前記位相誤差判定器にて前記所定値を超えたと判定されない間は前記第1信号による前記第1可変容量部のキャパシタンス調整を行わずに前記第2信号による前記第2可変容量部のキャパシタンス調整により前記発振信号の周波数を制御し、前記位相誤差判定器にて前記所定値を超えたと判定されると前記第1信号による前記第1可変容量部のキャパシタンス調整と前記第2信号による前記第2可変容量部のキャパシタンス調整とを行って前記発振信号の周波数を制御部と、を備える請求項1乃至6のいずれか1項に記載の発振器。 - 請求項1乃至7のいずれか1項に記載の発振器を備えた集積回路。
- 請求項8に記載の集積回路と、
少なくとも1つのアンテナと、を備える無線通信装置。 - RF部と、ベースバンド部とを備えた無線通信装置であって、
前記RF部は、送信回路と、受信回路と、を有し、
前記ベースバンド部は、送信処理回路と、受信処理回路と、を有し、
前記受信回路は、
第1信号に基づいてキャパシタンスを調整する第1可変容量部と、第2信号に基づいてキャパシタンスを調整する第2可変容量部と、を有し、前記第1可変容量部および前記第2可変容量部のキャパシタンスに応じた周波数の発振信号を生成して出力する発振部と、
前記発振信号の整数位相を検出して出力する整数位相検出器と、
基準となる第3信号と前記発振信号とに基づいて、前記発振信号の小数位相を検出して出力する小数位相検出器と、
前記整数位相および前記小数位相と、周波数制御信号と、に基づいて、前記発振信号の位相誤差を表す第4信号を生成して出力する位相誤差生成器と、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第1信号を抽出して、前記第3信号に非同期に出力する第1フィルタと、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第2信号を抽出して、前記第3信号に同期化して出力する第2フィルタと、を有する無線通信装置。 - 第1信号に基づいてキャパシタンスを調整する第1可変容量部と、第2信号に基づいてキャパシタンスを調整する第2可変容量部と、のキャパシタンスに応じた周波数の発振信号を生成して出力するステップと、
前記発振信号の整数位相を検出して出力するステップと、
基準となる第3信号と前記発振信号とに基づいて、前記発振信号の小数位相を検出して出力するステップと、
前記整数位相および前記小数位相と、周波数制御信号と、に基づいて、前記発振信号の位相誤差を表す第4信号を生成して出力するステップと、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第1信号を抽出して、前記第3信号に非同期に出力するステップと、
前記第4信号に含まれる所定の周波数帯域の前記第2信号を抽出して、前記第3信号に同期化して出力するステップと、を備える無線通信方法。
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