JP2017118754A - Ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】逆流保護機能を備えたＤＣＤＣコンバータを、導通損失をより抑えた形で実現する。【解決手段】ＤＣＤＣコンバータ１は、第１導電路１５に印加された電圧を降圧して第２導電路１６に出力する電圧変換部１９と、第２導電路１６での電流の逆流状態を検出する逆流状態検出部と、逆流時に保護動作を行う逆流保護制御部とを備える。スイッチング素子２４が、電圧変換部１９と基準導電路１７との間に配置された第３導電路１８に設けられ、逆流保護制御部は、逆流状態が検出された場合にスイッチング素子２４をオフ状態に切り替えるように動作する。【選択図】図１
Description
本発明は、ＤＣＤＣコンバータに関するものである。
特許文献１には、スイッチング素子の駆動によって電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータの一例が開示されている。この特許文献１の技術では、複数の降圧部を備えた降圧型ＤＣＤＣコンバータにおいて、各降圧部に設けられたスイッチング素子の高圧側及び低圧側の電流値を取り込んでいる。そして、各電流値の差分値が所定値よりも大きくなるか否かを継続的に判断することで故障が発生したか否かを監視しており、故障が検出された場合には、非故障の降圧部が過負荷にならないように出力を制限している。
ところで、この種のＤＣＤＣコンバータでは出力側で電流の逆流が発生する可能性があり、このような逆流が生じた場合には逆流経路の導通を即座に遮断できることが望ましい。しかしながら、特許文献１のＤＣＤＣコンバータは、このような逆流対策がなされていない。
逆流の発生時に電流を遮断し得るＤＣＤＣコンバータとしては、例えば図３のような構成が挙げられる。図３のＤＣＤＣコンバータ１００は、降圧型ＤＣＤＣコンバータの一例であり、ハイサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０４とローサイド側のＭＯＳＦＥＴ１０６とを同期整流方式で動作させることにより、一次側の入力ライン１０２Ａに印加された直流電圧を降圧して二次側の出力ライン１０２Ｂに出力する構成となっている。このＤＣＤＣコンバータ１００は、二次側の出力ライン１０２Ｂを流れる電流を図示しない電流検出部で監視しており、電流の逆流が発生したときには保護用のスイッチング素子１１０を遮断する制御を行う。
しかしながら、図３で示すような降圧型のＤＣＤＣコンバータ１００では、一次側（高圧側）の入力ライン１０２Ａよりも二次側（低圧側）の出力ライン１０２Ｂのほうが大きな電流が流れることになる。このため、図３の構成のように大きな電流が流れる二次側（低圧側）の経路に保護用のスイッチング素子１１０を設けてしまうと、このスイッチング素子１１０において導通損失が大きくなってしまい、導通損失に起因する発熱量も大きくなってしまう。
本発明は上述した事情に基づいてなされたものであり、逆流保護機能を備えたＤＣＤＣコンバータを、導通損失をより抑えた形で実現することを目的とするものである。
本発明のＤＣＤＣコンバータは、
入力側の第１導電路と出力側の第２導電路とを備えた電源導電路と、
前記電源導電路の電位よりも低い基準電位に保たれる基準導電路と、
第１スイッチング素子を備えるとともに、前記第１導電路と前記第２導電路との間に設けられ、前記第１スイッチング素子のオン動作とオフ動作との切り替えによって前記第１導電路に印加された電圧を降圧して前記第２導電路に出力する電圧変換部と、
前記第２導電路での電流の逆流状態を検出する逆流状態検出部と、
前記電圧変換部と前記基準導電路との間に配置される第３導電路に設けられるとともに前記第３導電路の導通を遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる第２スイッチング素子と、
前記逆流状態検出部によって逆流状態が検出された場合に前記第２スイッチング素子をオフ状態に切り替える逆流保護制御部と、
を有する。
入力側の第１導電路と出力側の第２導電路とを備えた電源導電路と、
前記電源導電路の電位よりも低い基準電位に保たれる基準導電路と、
第１スイッチング素子を備えるとともに、前記第１導電路と前記第２導電路との間に設けられ、前記第１スイッチング素子のオン動作とオフ動作との切り替えによって前記第１導電路に印加された電圧を降圧して前記第２導電路に出力する電圧変換部と、
前記第２導電路での電流の逆流状態を検出する逆流状態検出部と、
前記電圧変換部と前記基準導電路との間に配置される第３導電路に設けられるとともに前記第３導電路の導通を遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる第２スイッチング素子と、
前記逆流状態検出部によって逆流状態が検出された場合に前記第２スイッチング素子をオフ状態に切り替える逆流保護制御部と、
を有する。
この構成によれば、第２導電路で電流の逆流が生じた場合に、電圧変換部と基準導電路との間に配置される第３導電路の通電を遮断することができる。これにより、第２導電路側から第３導電路を経由して基準導電路に流れ込む電流経路（逆流経路）の導通を遮断することができ、逆流を防ぐことができる。しかも、第２スイッチング素子が設けられる第３導電路は、第２導電路（電源導電路の低圧側）よりも電流量が小さくなる経路であるため、同様のスイッチング素子を第２導電路に配置して逆流保護を図る構成と比べて導通損失をより抑えることができ、発熱量も抑えることができる。
以上のように、本発明によれば、逆流保護機能を備えたＤＣＤＣコンバータを、導通損失をより抑えた形で実現することができる。
発明の望ましい形態を以下に例示する。
本発明は、第３導電路における第２スイッチング素子の両端の電位差、又は第３導電路における第２スイッチング素子を含む複数素子の両端の電位差を検出する電位差検出部を有していてもよい。
本発明は、第３導電路における第２スイッチング素子の両端の電位差、又は第３導電路における第２スイッチング素子を含む複数素子の両端の電位差を検出する電位差検出部を有していてもよい。
このようにすれば、第３導電路（電圧変換部と基準導電路の間の経路）を流れる電流の状態を、第２スイッチング素子又は第２スイッチング素子を含む複数素子を利用して把握することができる。特に、電流検出用の専用素子を設けることを省略又は一部省略することができるため、専用素子に起因する部品点数の増加及び損失の増加を抑えことができる。
本発明は、電源導電路の短絡状態を検出する短絡状態検出部と、第１導電路に設けられるとともに第１導電路の導通を遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる第３スイッチング素子と、短絡状態検出部によって電源導電路の短絡状態が検出された場合に第３スイッチング素子をオフ状態に切り替える短絡保護制御部とを有していてもよい。
この構成によれば、電源導電路が短絡状態となった場合に電源導電路の通電を遮断して回路を保護することができる。しかも、電源導電路の通電を遮断するための第３スイッチング素子が、電源導電路において相対的に電流量が少なくなる高圧側（第１導電路）に設けられているため、導通損失及び発熱量をより抑えた形で短絡保護が図られる。更にこの構成では、第３スイッチング素子が高圧側の第１導電路に配置され、第２スイッチング素子が基準導電路に近い第３導電路に配置されることになる。つまり、各スイッチング素子での発熱量を抑制できることに加え、発熱源となる各スイッチング素子を分散させることができるため、局所的な温度上昇をより一層抑えやすくなる。
本発明において、第２導電路は、電源部に導通する経路であってもよい。そして、本発明は、第３導電路に設けられるとともに第３導電路の導通を遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる第４スイッチング素子を備え、電源部が正規の接続状態である場合に第４スイッチング素子がオン状態になり、逆接続状態である場合に第４スイッチング素子がオフ状態となる逆接続保護回路部を有していてもよい。
この構成によれば、出力側の導電路（第２導電路）に導通する電源部が逆接続状態となった場合に、電圧変換部と基準導電路との間に配置される第３導電路の通電を遮断することができる。よって、このような逆接続時に基準導電路側から第２導電路を経由して逆接続された電源部側に電流が流れ込むことを防ぐことができる。しかも、第４スイッチング素子が設けられる第３導電路は、第２導電路よりも電流量が小さくなる経路であるため、同様のスイッチング素子を第２導電路に配置して逆接続保護を図る構成と比べて導通損失をより抑えることができ、発熱量も抑えることができる。
本発明は、一次側電源部と電圧変換部との間の第１導電路に第３スイッチング素子が介在していてもよい。そして、第３スイッチング素子と電圧変換部との間の導電路に一方の電極が接続され、第３導電路に他方の電極が接続される構成で、セラミックコンデンサ等のコンデンサが設けられていてもよい。
このようにコンデンサを配置した場合、コンデンサによる効果を享受しつつ、コンデンサのショート故障時に対応できる構成となる。例えば、電圧変換部と基準導電路との間の経路に過電流が生じているか否かを判定し、過電流状態が生じている場合に第３スイッチング素子を遮断する構成とすれば、コンデンサがショート故障した場合に、一次側電源部とコンデンサとの間を非導通状態に切り替えることができ、コンデンサのショート故障時に、一次側電源部からコンデンサを経由して基準導電路側へと流れる過電流を遮断することができる。
＜実施例１＞
以下、本発明を具体化した実施例１について説明する。
図１で示すＤＣＤＣコンバータ１は、例えば、車載用の降圧型ＤＣＤＣコンバータとして構成されており、入力側の導電路（第１導電路１５）に印加された直流電圧を降圧して出力側の導電路（第２導電路１６）に出力する構成をなすものである。
以下、本発明を具体化した実施例１について説明する。
図１で示すＤＣＤＣコンバータ１は、例えば、車載用の降圧型ＤＣＤＣコンバータとして構成されており、入力側の導電路（第１導電路１５）に印加された直流電圧を降圧して出力側の導電路（第２導電路１６）に出力する構成をなすものである。
ＤＣＤＣコンバータ１には、第１導電路１５及び第２導電路１６を備えるとともに電源ラインとして機能する電源導電路１４と、電源導電路１４の電位よりも低い一定の基準電位（グラウンド電位）に保たれる基準導電路１７とが設けられている。電源導電路１４は、第１導電路１５と第２導電路１６とに分けられ、入力側の第１導電路１５は外部の高圧側導電路６５に接続され、出力側の第２導電路１６は、外部の低圧側導電路６６に接続されている。高圧側導電路６５は、後述する一次側電源部４１の正極側の端子に接続されている。低圧側導電路６６は、後述する二次側電源部４２の正極側の端子に接続されている。そして、第１導電路１５と第２導電路１６との間には、第１導電路１５に印加された入力電圧を降圧して第２導電路１６に印加する出力電圧を生成する電圧変換部１９が設けられている。
第１導電路１５は、相対的に高い電圧が印加される一次側（高圧側）の電源ラインとして構成されている。この第１導電路１５は、高圧側導電路６５を介して一次側電源部４１の高電位側の端子に導通するとともに、電気的に接続された一次側電源部４１から所定の直流電圧が印加される構成をなす。なお、図１の例では、一次側電源部４１の高電位側の端子と第１導電路１５の間に、外部の高圧側導電路６５が設けられているが、第１導電路１５がこの部分まで配置されていてもよい。
一次側電源部４１は、例えば、リチウムイオン電池、或いは電気二重層キャパシタ等の蓄電手段によって構成され、第１の所定電圧を発生させるものである。例えば、一次側電源部４１の高電位側の端子は４８Ｖに保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。なお、図１の例では、第１導電路１５に導通する端子５１が一次側電源部４１の正極側の端子に接続される状態が、一次側電源部４１の正規の接続状態である。
第２導電路１６は、相対的に低い電圧が印加される二次側（低圧側）の電源ラインとして構成されている。この第２導電路１６は、例えば、低圧側導電路６６を介して二次側電源部４２の高電位側の端子に導通するとともに、電気的に接続された二次側電源部４２から一次側電源部４１の出力電圧よりも小さい直流電圧が印加される構成をなす。なお、図１の例では、二次側電源部４２の高電位側の端子と第２導電路１６の間に、外部の低圧側導電路６６が設けられているが、第２導電路１６がこの部分まで配置されていてもよい。
二次側電源部４２は、電源部の一例に相当し、例えば、鉛蓄電池、リチウムイオン電池、リチウムイオンキャパシタ等の蓄電手段によって構成されている。この二次側電源部４２は、一次側電源部４１で発生する第１の所定電圧よりも低い第２の所定電圧を発生させるものであり、例えば、二次側電源部４２の高電位側の端子は１２Ｖに保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。なお、図１の例では、第２導電路１６に導通する端子５２が二次側電源部４２の正極側の端子に接続される状態が、二次側電源部４２の正規の接続状態である。
基準導電路１７は、グラウンドとして構成され、一定のグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。この基準導電路１７には、一次側電源部４１の低電位側の端子と二次側電源部４２の低電位側の端子とが導通し、更に、後述するスイッチング素子２２のドレインが接続されている。
電圧変換部１９は、第１導電路１５と第２導電路１６との間に設けられ、ＭＯＳＦＥＴとして構成されるハイサイド側のスイッチング素子４と、同じくＭＯＳＦＥＴとして構成されるローサイド側のスイッチング素子６とを備えている。更に、入力側コンデンサ８と、出力側コンデンサ１０と、コイル１２とを備えている。ハイサイド側のスイッチング素子４は、第１導電路１５からの直流電圧の入力をオンオフするスイッチング素子であり、第１スイッチング素子に相当するものである。
電圧変換部１９において、ハイサイド側のスイッチング素子４のドレインには、電源導電路１４の一部をなす第１導電路１５が接続されている。このスイッチング素子４のドレインは、入力側コンデンサ８の一方側の電極に導通し、第１導電路１５に介在するスイッチング素子２０がオン状態のときには一次側電源部４１の高電位側端子にも導通する。また、スイッチング素子４のソースには、ローサイド側のスイッチング素子６のドレイン及びコイル１２の一端が接続されている。そして、スイッチング素子４のゲートには、マイクロコンピュータや駆動回路を備えてなる制御部２からの駆動信号及び非駆動信号が入力されるようになっており、制御部２からの信号に応じてスイッチング素子４がオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。
ローサイド側のスイッチング素子６のソースには、入力側コンデンサ８及び出力側コンデンサ１０のそれぞれの他方側の電極が接続されている。そして、スイッチング素子６のソースと、入力側コンデンサ８及び出力側コンデンサ１０の他方側の各電極とが互いに導通しており、これらは、第３導電路１８に接続されている。なお、ローサイド側のスイッチング素子６のゲートにも、制御部２からの駆動信号及び非駆動信号が入力されるようになっており、制御部２からの信号に応じてスイッチング素子６がオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。
電圧変換部１９において、コイル１２の他端は、出力側の電源ラインとなる第２導電路１６に接続されており、出力側コンデンサ１０の一方の電極に導通している。
このように構成される電圧変換部１９は、同期整流方式の降圧型コンバータとして機能し、スイッチング素子４のオンオフ動作を、それぞれスイッチング素子６のオフ動作及びオン動作と同期させて行う。制御部２の制御により、スイッチング素子４をオン状態とし、スイッチング素子６をオフ状態とした第１状態と、スイッチング素子４をオフ状態とし、スイッチング素子６をオン状態とした第２状態とが交互に切り替えられると、第１導電路１５に印加された直流電圧が降圧され、第２導電路１６に出力される。なお、第２導電路１６の出力電圧は、スイッチング素子４のゲートに与えるＰＷＭ信号のデューティ比に応じて定まる。また、通常動作時には、スイッチング素子２０、スイッチング素子２２、スイッチング素子２４はいずれもオン状態で維持される。
以上のような構成が、ＤＣＤＣコンバータ１の基本構成であり、公知技術の降圧動作である。そして、このＤＣＤＣコンバータ１では、異常が発生したときに、スイッチング素子２０、スイッチング素子２２、スイッチング素子２４のうち、異常の種類に対応する素子がオフ状態に切り替えられ、保護が図られる。
ここで、逆流保護に関する構成について説明する。
ＤＣＤＣコンバータ１には、第２導電路１６を流れる電流を検出する電流検出部２５が設けられている。図１では、電流検出部２５を簡略的に示しているが、電流検出部２５は、公知の様々な電流検出回路を用いることができる。例えば、電流検出部２５は、第２導電路１６に介在するシャント抵抗と、このシャント抵抗の両端電圧を検出する検出回路とを備え、検出回路は、シャント抵抗の両端の各電位又は両端の電位差を示す値（電流値に相当する値）を制御部２に出力する。
ＤＣＤＣコンバータ１には、第２導電路１６を流れる電流を検出する電流検出部２５が設けられている。図１では、電流検出部２５を簡略的に示しているが、電流検出部２５は、公知の様々な電流検出回路を用いることができる。例えば、電流検出部２５は、第２導電路１６に介在するシャント抵抗と、このシャント抵抗の両端電圧を検出する検出回路とを備え、検出回路は、シャント抵抗の両端の各電位又は両端の電位差を示す値（電流値に相当する値）を制御部２に出力する。
そして、制御部２は、電流検出部２５からの電流値に基づき、第２導電路１６を流れる電流の大きさを特定する。更に、制御部２は、第２導電路１６を流れる電流の向きが電圧変換部１９側から二次側電源部４２側に向かう第１の向きであるか、二次側電源部４２側から電圧変換部１９側へ向かう第２の向きであるかを特定する。電流の向きが第１の向きである状態が、正常状態であり、電流の向きが第２の向きである状態が逆流状態である。電流検出部２５及び制御部２は、逆流状態検出部の一例に相当し、第２導電路１６での電流の逆流状態を検出するように機能する。
第３導電路１８にはスイッチング素子２４が設けられている。このスイッチング素子２４は、第２スイッチング素子の一例に相当し、第３導電路１８の導通を遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる構成となっている。
制御部２は、電圧変換部１９の動作中、第２導電路１６を流れる電流の向きが上述した「第１の向き」であることを検出している間（即ち、電流の向きが正常状態であることを検出している間）は、スイッチング素子２４のゲートに対してオン信号を継続的に出力する。つまり、第２導電路１６の電流の向きが正常状態である場合、スイッチング素子２４は継続的にオン状態になり、スイッチング素子２２がオン状態である限り第３導電路１８において電圧変換部１９と基準導電路１７との間が導通状態になる。一方、制御部２は、第２導電路１６を流れる電流の向きが上述した「第２の向き」であることを検出した場合（即ち、電流の向きが逆流状態であることを検出した場合）は、スイッチング素子２４のゲートに対してオフ信号を出力する。このように、第２導電路１６を流れる電流の向きが逆流状態となった場合には、スイッチング素子２４がオフ状態に切り替えられる。これにより、第３導電路１８において電圧変換部１９と基準導電路１７との間が非導通状態になり、この間の通電が遮断される。つまり、二次側電源部４２から第３導電路１８を介して基準導電路１７に流れ込む電流経路（逆流経路）の導通が遮断され、このような電流の流れ込みを防ぐことができる。
なお、制御部２は逆流保護制御部の一例に相当し、逆流状態検出部によって逆流状態が検出された場合にスイッチング素子２４（第２スイッチング素子）をオフ状態に切り替えるように機能する。
次に、短絡保護に関する構成について説明する。
本構成では電流検出部２５及び制御部２が短絡状態検出部として機能し、第２導電路１６に過電流が生じているか否かを判定することにより、電源導電路１４で生じる短絡状態を検出している。具体的には、制御部２は、電流検出部２５からの入力値に基づいて第２導電路１６を流れる電流値Ｉｏを検出し、検出した第２導電路１６の電流値Ｉｏを予め定められた閾値Ｉｔと比較する。そして、制御部２は、Ｉｏ≦Ｉｔであれば過電流状態ではないと判断し、Ｉｏ＞Ｉｔであれば過電流状態であると判断することで、電源導電路１４の短絡状態を検出している。
本構成では電流検出部２５及び制御部２が短絡状態検出部として機能し、第２導電路１６に過電流が生じているか否かを判定することにより、電源導電路１４で生じる短絡状態を検出している。具体的には、制御部２は、電流検出部２５からの入力値に基づいて第２導電路１６を流れる電流値Ｉｏを検出し、検出した第２導電路１６の電流値Ｉｏを予め定められた閾値Ｉｔと比較する。そして、制御部２は、Ｉｏ≦Ｉｔであれば過電流状態ではないと判断し、Ｉｏ＞Ｉｔであれば過電流状態であると判断することで、電源導電路１４の短絡状態を検出している。
また、制御部２には、第２導電路１６の電圧が入力され、第２導電路１６に過電圧が生じているか否かを判定することでも、電源導電路１４での短絡状態の発生を判断している。具体的には、制御部２が検出した第２導電路１６の電圧値Ｖｏを予め定められた閾値Ｖｔと比較し、Ｖｏ≦Ｖｔであれば過電圧状態ではないと判断し、Ｖｏ＞Ｖｔであれば過電圧状態であると判断することで、電源導電路１４の短絡状態を検出している。
一方で、第１導電路１５には、ＭＯＳＦＥＴとして構成される短絡保護用のスイッチング素子２０が設けられている。このスイッチング素子２０は、第３スイッチング素子の一例に相当し、制御部２の制御により、第１導電路１５の導通を遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わるようになっている。
具体的には、第２導電路１６の電流値Ｉｏが閾値Ｉｔ以下であること及び第２導電路１６の電圧値Ｖｏが閾値Ｖｔ以下であることを制御部２が検出している間は、制御部２からスイッチング素子２０のゲートに対してオン信号が継続的に出力される。このようにスイッチング素子２０のゲートにオン信号が継続的に入力され、スイッチング素子２０がオン状態で維持されている間（即ち、導通の遮断が解除されている期間）は、一次側電源部４１と電圧変換部１９との間が導通状態となり、電圧変換部１９には、一次側電源部４１で発生する直流電圧が入力され続ける。
一方、第２導電路１６の電流値Ｉｏが閾値Ｉｔを超えていること、又は、第２導電路１６の電圧値Ｖｏが閾値Ｖｔを超えていることを制御部２が検出した場合（即ち、制御部２が電源導電路１４の短絡状態を検出した場合）には、制御部２からスイッチング素子２０のゲートに対しオフ信号が出力される。このようにスイッチング素子２０のゲートにオフ信号が入力され、スイッチング素子２０がオフ状態に切り替わると、第１導電路１５において一次側電源部４１側と電圧変換部１９側との導通が遮断される。この場合、電圧変換部１９には、一次側電源部４１で発生する直流電圧が入力されないことになる。なお、制御部２は短絡保護制御部の一例に相当し、短絡状態検出部によって電源導電路１４の短絡状態が検出された場合にスイッチング素子２０（第３スイッチング素子）をオフ状態に切り替えるように機能する。このように、図１の構成では、電源導電路１４が短絡状態となった場合にスイッチング素子２０がオフ状態に切り替わるため、電源導電路１４の通電を遮断して回路を保護することができる。
次に、逆接続保護に関する構成について説明する。
図１のＤＣＤＣコンバータ１は、逆接続保護回路部３０を備えており、二次側電源部４２が逆接続された場合に第３導電路１８の導通が遮断される構成とし、逆接続時の二次側への電流の流れ込みを防いでいる。この逆接続保護回路部３０は、電圧変換部１９と基準導電路１７との間の導電路（第３導電路１８）に配置される逆接続保護用のスイッチング素子２２と、スイッチング素子２２のゲート電位を第２導電路１６の電位に保つ第４導電路２３とを備えている。スイッチング素子２２は、第４スイッチング素子の一例に相当し、第３導電路１８の導通を遮断（具体的には、基準導電路１７側から電圧変換部１９側への電流の流れ込みを遮断）するオフ状態と、その遮断を解除するオン状態とに切り替わる構成となっている。
図１のＤＣＤＣコンバータ１は、逆接続保護回路部３０を備えており、二次側電源部４２が逆接続された場合に第３導電路１８の導通が遮断される構成とし、逆接続時の二次側への電流の流れ込みを防いでいる。この逆接続保護回路部３０は、電圧変換部１９と基準導電路１７との間の導電路（第３導電路１８）に配置される逆接続保護用のスイッチング素子２２と、スイッチング素子２２のゲート電位を第２導電路１６の電位に保つ第４導電路２３とを備えている。スイッチング素子２２は、第４スイッチング素子の一例に相当し、第３導電路１８の導通を遮断（具体的には、基準導電路１７側から電圧変換部１９側への電流の流れ込みを遮断）するオフ状態と、その遮断を解除するオン状態とに切り替わる構成となっている。
逆接続保護回路部３０では、少なくとも二次側電源部４２（低圧側の電源部）の端子が図１のように正規の接続状態である場合にスイッチング素子２２がオン状態になる。この場合、スイッチング素子２２のゲート電位が二次側電源部４２の正極電位（例えば１２Ｖ）と略同電位になり、ゲート電位がソース電位よりも高い状態で維持されるため、スイッチング素子２２はオン状態で維持される。そして、スイッチング素子２４がオン状態である限り、ローサイド側のスイッチング素子６のソース、入力側コンデンサ８、出力側コンデンサ１０は、いずれも基準導電路１７と導通した状態で維持される。
一方、二次側電源部４２（低圧側の電源部）の端子が正負を逆にした逆接続状態である場合、スイッチング素子２２のゲート電位が二次側電源部４２の負極の電位（例えば−１２Ｖ）と略同電位になり、ゲート電位がソース電位よりも低い状態で維持される。このため、スイッチング素子２２はオフ状態で維持される。スイッチング素子２２がオフ状態であるときには、スイッチング素子６のソース、入力側コンデンサ８、出力側コンデンサ１０は、いずれも基準導電路１７と導通しない状態となる。更に、図１の構成では、二次側電源部４２と第２導電路１６との間がオープン状態になった場合でも、スイッチング素子２２はオフ状態で維持されることになる。このような構成で、逆接続保護が図られている。
ここで、本構成の効果を例示する。
本構成によれば、第２導電路１６で電流の逆流が生じた場合に、電圧変換部１９と基準導電路１７との間に配置される第３導電路１８の通電を遮断することができる。これにより、第２導電路１６側から第３導電路１８を経由して基準導電路１７に流れ込む電流経路（逆流経路）の導通を遮断することができ、逆流を防ぐことができる。しかも、スイッチング素子２４（第２スイッチング素子）が設けられる第３導電路１８は、第２導電路１６（電源導電路の低圧側）よりも電流量が小さくなる経路であるため、同様のスイッチング素子を第２導電路１６に配置して逆流保護を図る構成と比べて導通損失をより抑えることができ、発熱量も抑えることができる。
本構成によれば、第２導電路１６で電流の逆流が生じた場合に、電圧変換部１９と基準導電路１７との間に配置される第３導電路１８の通電を遮断することができる。これにより、第２導電路１６側から第３導電路１８を経由して基準導電路１７に流れ込む電流経路（逆流経路）の導通を遮断することができ、逆流を防ぐことができる。しかも、スイッチング素子２４（第２スイッチング素子）が設けられる第３導電路１８は、第２導電路１６（電源導電路の低圧側）よりも電流量が小さくなる経路であるため、同様のスイッチング素子を第２導電路１６に配置して逆流保護を図る構成と比べて導通損失をより抑えることができ、発熱量も抑えることができる。
更に、本構成によれば、電源導電路１４が短絡状態となった場合に電源導電路１４の通電を遮断して回路を保護することができる。しかも、電源導電路１４の通電を遮断するためのスイッチング素子２０（第３スイッチング素子）が、電源導電路１４において相対的に電流量が少なくなる高圧側（第１導電路１５）に設けられているため、導通損失及び発熱量をより抑えた形で短絡保護が図られる。更に、スイッチング素子２０（第３スイッチング素子）が高圧側の第１導電路１５に配置され、スイッチング素子２４（第２スイッチング素子）が基準導電路１７に近い第３導電路１８に配置されることで分散化が図られる。つまり、各スイッチング素子での発熱量を抑制できることに加え、発熱源となる各スイッチング素子を分散させることができるため、局所的な温度上昇をより一層抑えやすくなる。
更に、本構成によれば、出力側の導電路（第２導電路１６）に接続される二次側電源部４２（電源部）が逆接続状態となった場合に、電圧変換部１９と基準導電路１７との間に配置される第３導電路１８の通電を遮断することができる。よって、このような逆接続時に基準導電路１７側から第２導電路１６を経由して逆接続された二次側電源部４２（電源部）側に電流が流れ込むことを防ぐことができる。しかも、スイッチング素子２２（第４スイッチング素子）が設けられる第３導電路１８は、第２導電路１６よりも電流量が小さくなる経路であるため、同様のスイッチング素子を第２導電路１６に配置して逆接続保護を図る構成と比べて導通損失をより抑えることができ、発熱量も抑えることができる。
更に、本構成は、一次側電源部４１と電圧変換部１９との間の第１導電路１５にスイッチング素子２０（第３スイッチング素子）が介在する。そして、このスイッチング素子２０と電圧変換部１９との間の導電路に一方の電極が接続され、第３導電路１８に他方の電極が接続される構成で、セラミックコンデンサ等のコンデンサ８が設けられている。このようにコンデンサ８を配置した場合、コンデンサ８による効果を享受しつつ、コンデンサ８のショート故障時に対応できる構成となる。例えば、電圧変換部１９と基準導電路１７との間の経路に過電流が生じているか否かを判定し、過電流状態が生じている場合にスイッチング素子２０を遮断する構成とすれば、コンデンサ８がショート故障した場合に、一次側電源部４１とコンデンサ８との間を非導通状態に切り替えることができ、コンデンサ８のショート故障時に、一次側電源部４１からコンデンサ８を経由して基準導電路１７側へと流れる過電流を遮断することができる。
本構成は、一次側電源部４１と電圧変換部１９との間の第１導電路１５にスイッチング素子２０（第３スイッチング素子）が介在する。この構成に加え、図示しない電圧検知機能を付加し、第１導電路１５に予め定められた閾値電圧より高い電圧が印加されたことを検知することもできる。そして、第１導電路１５に予め定められた閾値電圧より高い電圧が印加された際に、制御部２の制御により、スイッチング素子２０（第３スイッチング素子）をオフ状態に切り替えるようにしてもよい。この構成によれば、スイッチング素子２０（第３スイッチング素子）より下流に閾値電圧より高い電圧が印加されるのを防ぐことができ、下流の素子の耐電圧を下げることができる。
次に、図１の構成から得られる効果を図３の比較例と比較して具体的に説明する。
なお、条件を同じにするため、以下の対比説明では、図１、図３で示す構成が、いずれも降圧比１／４であるものと仮定して説明する。また、図１で示すＤＣＤＣコンバータ１も、図３で示す比較例のＤＣＤＣコンバータ１００も、二次側（低圧側）に流れる電流を２００Ａ程度とし、一次側（高圧側）に５０Ａ程度の入力電流が流れ、電圧変換部とグランドとの間の経路（図１における第３導電路１８及び図３における対応する導電路）に１５０Ａ程度の電流が流れるものとする。また、一次側、二次側、グランド側では素子に要求される耐圧が異なるため、一次側に配置するスイッチング素子は、８０Ｖ耐圧でオン抵抗が５ｍΩであるとし、二次側及びグランド側に配置するスイッチング素子は、４０Ｖ耐圧でオン抵抗が２ｍΩであるとする。但し、図３で示す比較例では、ハイサイド側のスイッチング素子１０４がオン故障した際にスイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂに一次側の電圧が印加されることになるため、スイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂは一次側と同程度の高耐圧が必要となる。このため、スイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂは、８０Ｖ耐圧でオン抵抗が５ｍΩとなっている。
なお、条件を同じにするため、以下の対比説明では、図１、図３で示す構成が、いずれも降圧比１／４であるものと仮定して説明する。また、図１で示すＤＣＤＣコンバータ１も、図３で示す比較例のＤＣＤＣコンバータ１００も、二次側（低圧側）に流れる電流を２００Ａ程度とし、一次側（高圧側）に５０Ａ程度の入力電流が流れ、電圧変換部とグランドとの間の経路（図１における第３導電路１８及び図３における対応する導電路）に１５０Ａ程度の電流が流れるものとする。また、一次側、二次側、グランド側では素子に要求される耐圧が異なるため、一次側に配置するスイッチング素子は、８０Ｖ耐圧でオン抵抗が５ｍΩであるとし、二次側及びグランド側に配置するスイッチング素子は、４０Ｖ耐圧でオン抵抗が２ｍΩであるとする。但し、図３で示す比較例では、ハイサイド側のスイッチング素子１０４がオン故障した際にスイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂに一次側の電圧が印加されることになるため、スイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂは一次側と同程度の高耐圧が必要となる。このため、スイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂは、８０Ｖ耐圧でオン抵抗が５ｍΩとなっている。
まず、損失低減効果について説明する。
逆流保護に着目した場合、図３のＤＣＤＣコンバータ１００では、逆流保護に用いられるスイッチング素子１１０のオン抵抗が２ｍΩであるため、スイッチング素子１１０での導通損失は８０Ｗ程度となる。一方、図１の構成では、逆流保護用のスイッチング素子２４のオン抵抗は２ｍΩであるため、スイッチング素子２４での導通損失は４５Ｗ程度となる。このように、逆流保護に着目した場合、実施例１に係る図１の構成のほうが、より導通損失を抑えることができ、損失低減効果が大きくなる。
逆流保護に着目した場合、図３のＤＣＤＣコンバータ１００では、逆流保護に用いられるスイッチング素子１１０のオン抵抗が２ｍΩであるため、スイッチング素子１１０での導通損失は８０Ｗ程度となる。一方、図１の構成では、逆流保護用のスイッチング素子２４のオン抵抗は２ｍΩであるため、スイッチング素子２４での導通損失は４５Ｗ程度となる。このように、逆流保護に着目した場合、実施例１に係る図１の構成のほうが、より導通損失を抑えることができ、損失低減効果が大きくなる。
また、短絡保護及び逆接続保護に着目した場合、図３のＤＣＤＣコンバータ１００は、短絡保護及び逆接続保護に兼用されるスイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂのオン抵抗が５ｍΩであり、これらスイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂを２並列で使用している。このため、スイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂでの導通損失は１００Ｗ程度となる。つまり、短絡保護及び逆接続保護のために用いる素子での損失の総和が１００Ｗ程度となる。一方、図１の構成では、短絡保護用のスイッチング素子２０のオン抵抗は５ｍΩであるため、スイッチング素子２０での導通損失は１２．５Ｗ程度となる。また、逆接続保護用のスイッチング素子２２のオン抵抗は２ｍΩであるため、スイッチング素子２２での導通損失は４５Ｗ程度となる。つまり、短絡保護及び逆接続保護のために用いる素子での損失の総和が５７．５Ｗ程度となる。このように、短絡保護及び逆接続保護に着目した場合でも、実施例１に係る図１の構成のほうが、より導通損失を抑えることができ、損失低減効果が大きくなる。そして、装置全体では、損失低減効果が一層大きくなる。
次に、発熱源の分散効果を説明する。
図３のＤＣＤＣコンバータ１００は、スイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂでの損失が１００Ｗ、スイッチング素子１１０での導通損失が８０Ｗ程度であるため、二次側には合計１８０Ｗ程度の導通損失が発生する。つまり、二次側の電源ラインには１８０Ｗに相当する局所的な発熱が発生することになる。一方、図１のＤＣＤＣコンバータ１は、４５Ｗ程度の導通損失が生じるスイッチング素子２４及び４５Ｗ程度の導通損失が生じるスイッチング素子２２が第３導電路１８に配置されている。そして、１２．５Ｗ程度の導通損失が生じるスイッチング素子２０は第１導電路１５に配置されている。このように、装置全体で発熱が抑えられることに加え、素子の分散化によって局所的な温度上昇が一層抑えられ、放熱機構の簡素化等の付随効果も得られやすくなる。
図３のＤＣＤＣコンバータ１００は、スイッチング素子１０８Ａ，１０８Ｂでの損失が１００Ｗ、スイッチング素子１１０での導通損失が８０Ｗ程度であるため、二次側には合計１８０Ｗ程度の導通損失が発生する。つまり、二次側の電源ラインには１８０Ｗに相当する局所的な発熱が発生することになる。一方、図１のＤＣＤＣコンバータ１は、４５Ｗ程度の導通損失が生じるスイッチング素子２４及び４５Ｗ程度の導通損失が生じるスイッチング素子２２が第３導電路１８に配置されている。そして、１２．５Ｗ程度の導通損失が生じるスイッチング素子２０は第１導電路１５に配置されている。このように、装置全体で発熱が抑えられることに加え、素子の分散化によって局所的な温度上昇が一層抑えられ、放熱機構の簡素化等の付随効果も得られやすくなる。
＜実施例２＞
次に、実施例２について、主に図２を参照して説明する。
図２のＤＣＤＣコンバータ２０１は、実施例１のＤＣＤＣコンバータ１を多相式にした点が回路構成上の主な相違点である。なお、以下の説明では、実施例１のＤＣＤＣコンバータ１と同様の部分については図１のＤＣＤＣコンバータ１と同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
次に、実施例２について、主に図２を参照して説明する。
図２のＤＣＤＣコンバータ２０１は、実施例１のＤＣＤＣコンバータ１を多相式にした点が回路構成上の主な相違点である。なお、以下の説明では、実施例１のＤＣＤＣコンバータ１と同様の部分については図１のＤＣＤＣコンバータ１と同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
図２のＤＣＤＣコンバータ２０１は、入出力電流が流れる経路となる電源導電路２１４と、電源導電路２１４の電位よりも低い一定の基準電位（グラウンド電位）に保たれる基準導電路１７とが設けられている。そして、電源導電路２１４を構成する第１導電路２１５と第２導電路２１６との間には、第１導電路２１５に印加された入力電圧を降圧して第２導電路２１６に印加する出力電圧を生成する複数の電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂが並列に設けられている。
第１導電路２１５は、相対的に高い電圧が印加される一次側（高圧側）の電源ラインとして構成され、一次側電源部４１の高電位側の端子に導通するとともに、その一次側電源部４１から所定の直流電圧（例えば、４８Ｖ）が印加される構成をなす。この第１導電路２１５は、一次側電源部４１の高電位側の端子に導通する共通入力路２４０と、共通入力路２４０から分岐する複数の個別入力路２４２Ａ，２４２Ｂとを備えている。複数の個別入力路２４２Ａ，２４２Ｂは、複数設けられた電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂの各々に接続されている。
第２導電路２１６は、相対的に低い電圧が印加される二次側（低圧側）の電源ラインとして構成され、二次側電源部４２の高電位側の端子に導通するとともに、その二次側電源部４２から一次側電源部４１の出力電圧よりも小さい直流電圧（例えば、１２Ｖ）が印加される構成をなす。この第２導電路２１６は、複数の電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂにそれぞれ接続される複数の個別出力路２５２Ａ，２５２Ｂと、それら複数の個別出力路２５２Ａ，２５２Ｂが共通接続されるとともに二次側電源部４２の高電位側の端子に導通する共通出力路２５０とを備えている。
基準導電路１７は、グラウンドとして構成され、一定のグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。図２の構成でも、基準導電路１７には、一次側電源部４１の低電位側の端子と二次側電源部４２の低電位側の端子とが導通し、更に、スイッチング素子２２のドレインが接続されている。
電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂは、同期整流方式の降圧型コンバータとして機能する。電圧変換部２１９Ａは、スイッチング素子２０４Ａ及びスイッチング素子２０６Ａと、入力側コンデンサ２０８Ａと、出力側コンデンサ２１０Ａと、コイル２１２Ａとを備える。電圧変換部２１９Ｂは、スイッチング素子２０４Ｂ及びスイッチング素子２０６Ｂと、入力側コンデンサ２０８Ｂと、出力側コンデンサ２１０Ｂと、コイル２１２Ｂとを備える。電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂのハイサイド側のスイッチング素子２０４Ａ，２０４Ｂは、第１導電路２１５に印加された直流電圧の入力を個別にオンオフするスイッチング素子であり、第１スイッチング素子に相当する。
電圧変換部２１９Ａにおいて、ローサイド側のスイッチング素子２０６Ａのソースには、入力側コンデンサ２０８Ａ及び出力側コンデンサ２１０Ａの各電極が接続されている。電圧変換部２１９Ｂにおいて、ローサイド側のスイッチング素子２０６Ｂのソースには、入力側コンデンサ２０８Ｂ及び出力側コンデンサ２１０Ｂの各電極が接続されている。そして、スイッチング素子２０６Ａ，２０６Ｂのソース、入力側コンデンサ２０８Ａ，２０８Ｂの各電極、出力側コンデンサ２１０Ａ，２１０Ｂの各電極は互いに導通しており共通導電路２１８Ｃに接続されている。
スイッチング素子２０６Ａ、入力側コンデンサ２０８Ａ、出力側コンデンサ２１０Ａは、第３導電路２１８の一部をなす導電路２１８Ａに接続されている。スイッチング素子２０６Ｂ、入力側コンデンサ２０８Ｂ、出力側コンデンサ２１０Ｂは、第３導電路２１８の一部をなす導電路２１８Ｂに接続されている。そして、それら導電路２１８Ａ，２１８Ｂが、第３導電路２１８の一部をなす共通導電路２１８Ｃに接続されている。そして、この共通導電路２１８Ｃに、スイッチング素子２４とスイッチング素子２２が直列に接続されている。
電圧変換部２１９Ａにおけるコイル２１２Ａの他端は、出力側コンデンサ２１０Ａの一方の電極に接続され、個別出力路２５２Ａを介して共通出力路２５０に接続されている。電圧変換部２１９Ｂにおけるコイル２１２Ｂの他端は、出力側コンデンサ２１０Ｂの一方の電極に接続され、個別出力路２５２Ｂを介して共通出力路２５０に接続されている。
以上のような構成が、ＤＣＤＣコンバータ２０１の基本構成であり、このＤＣＤＣコンバータ２０１では、両電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂによって降圧動作がなされる。一方の電圧変換部２１９Ａは、制御部２０２からの信号に応じたスイッチング素子２０４Ａのオン動作及びオフ動作と、これに同期したスイッチング素子２０６Ａのオフ動作及びオン動作とによって第１導電路２１５に印加された直流電圧を降圧し、第２導電路２１６に出力する。他方の電圧変換部２１９Ｂも同様であり、制御部２０２からの信号に応じたスイッチング素子２０４Ｂのオン動作及びオフ動作と、これに同期したスイッチング素子２０６Ｂのオフ動作及びオン動作とによって第１導電路２１５に印加された直流電圧を降圧し、第２導電路２１６に出力する。なお、両電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂに与える駆動信号のタイミングは特に限定されず、例えば、電圧変換部２１９Ａの動作と、電圧変換部２１９Ｂの動作とを、公知の制御方法によって位相をずらして行えばよい。また、通常の降圧動作時には、スイッチング素子２２０Ａ，２２０Ｂ、スイッチング素子２２、スイッチング素子２４はいずれもオン状態で維持される。
そして、図２で示すＤＣＤＣコンバータ２０１も、実施例１と同様の逆流保護機能を有している。具体的には、電流検出部２５及び制御部２０２が、実施例１の逆流状態検出部と同様に機能し、第２導電路２１６での電流の逆流状態を検出する。そして、制御部２０２が実施例１の逆流保護制御部と同様に機能し、逆流状態検出部によって逆流状態が検出された場合にスイッチング素子２４（第２スイッチング素子）をオフ状態に切り替える。
また、図２で示すＤＣＤＣコンバータ２０１も、実施例１と同様の短絡保護機能を有している。具体的には、電流検出部２５及び制御部２０２が実施例１の短絡状態検出部と同様に機能し、電源導電路２１４の短絡状態を検出している。そして、制御部２０２が実施例１の短絡保護制御部と同様に機能し、短絡状態検出部によって電源導電路２１４の短絡状態が検出された場合にスイッチング素子２２０Ａ，２２０Ｂ（第３スイッチング素子）をオフ状態に切り替えるように機能する。なお、制御部２０２が短絡状態を検出した場合、スイッチング素子２２０Ａ，２２０Ｂの全てをオフにしてもよく、複数の電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂの中から短絡状態が発生している電圧変換部を特定し、スイッチング素子２２０Ａ，２２０Ｂのうちの短絡状態となっている経路のスイッチング素子のみをオフにしてもよい。
また、図２で示すＤＣＤＣコンバータ２０１も、実施例１と同様の逆接続保護機能を有している。このＤＣＤＣコンバータ２０１に設けられた逆接続保護回路部３０は、図１で示すＤＣＤＣコンバータ１の逆接続保護回路部３０と同一の構成となっており、これと同様に機能している。
＜実施例３＞
次に、実施例３について説明する。
実施例１では、図１で示す電流検出部２５を用いて電流を検出したが、実施例３は、電流検出部２５に代えて、又は電流検出部２５と併用する形で、スイッチング素子２４を流れる電流を検出する構成が付加されている。なお、実施例３の回路構成は図１と同様であるため、以下では図１を参照して説明する。
次に、実施例３について説明する。
実施例１では、図１で示す電流検出部２５を用いて電流を検出したが、実施例３は、電流検出部２５に代えて、又は電流検出部２５と併用する形で、スイッチング素子２４を流れる電流を検出する構成が付加されている。なお、実施例３の回路構成は図１と同様であるため、以下では図１を参照して説明する。
具体的には、スイッチング素子２４をシャント抵抗として機能させており、スイッチング素子２４の両端電圧を検出する検出回路（図示略）が設けられている。この検出回路は、例えばシャント抵抗の両端位置Ｐ１１，Ｐ１２の各電位又は両端位置Ｐ１１，Ｐ１２の電位差を示す値を制御部２に出力する構成となっている。この構成では、制御部２が電位差検出部の一例に相当する。
このようにすれば、電圧変換部１９から第３導電路１８へと流れる電流の状態を、スイッチング素子２４（第２スイッチング素子）を利用して把握することができる。特に、電流検出用の専用素子を設けることを省略又は一部省略することができるため、専用素子に起因する部品点数の増加及び損失の増加を抑えことができる。
制御部２は、上記検出回路から入力された値（両端位置Ｐ１１，Ｐ１２の各電位又は両端位置Ｐ１１，Ｐ１２の電位差を示す値）を様々な用途に利用することができる。例えば、制御部２は、検出回路から入力された値によってスイッチング素子２４を流れる電流値を把握し、スイッチング素子２４を流れる電流値が所定の過電流状態である場合に、スイッチング素子２０をオフ状態に切り替えるようにしてもよい。例えば、スイッチング素子２４の両端の電位差、即ち、スイッチング素子２４のドレインソース間の電位差を検出し、スイッチング素子２４の両端の電位差が所定の閾値以上である場合に、スイッチング素子２４を流れる電流が過電流状態であるとして、スイッチング素子２０をオフ状態に切り替える構成としてもよい。或いは、スイッチング素子２４の両端の電位差が所定の閾値以上である場合に、スイッチング素子２４をオフ状態に切り替えてもよく、スイッチング素子２０，２４のいずれをもオフ状態に切り替えてもよい。このようにすれば、スイッチング素子４又はスイッチング素子６の短絡故障時にグランド側に過電流が流れ込むことを迅速に遮断することができる。
＜他の実施例＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。
（１）上述した実施例における一次側電源部４１や二次側電源部４２の具体例はあくまで一例であり、蓄電手段の種類や発生電圧は上述した例に限定されず、様々に変更することができる。
（２）図１、図２の例では、第１導電路や第２導電路に接続される発電機や負荷などは省略して示したが、様々な装置や電子部品を第１導電路や第２導電路に接続することができる。
（３）図２で示す実施例２では、逆流保護用のスイッチング素子２４を共通導電路２１８Ｃに設けたが、各電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂと共通導電路２１８Ｃとを接続する各導電路２１８Ａ，２１８Ｂにそれぞれ逆流保護用のスイッチング素子（第２スイッチング素子）を設けてもよい。この場合、逆流の発生時に全ての第２スイッチング素子をオフ状態にしてもよく、逆流が発生する経路を特定し、その経路の第２スイッチング素子をオフ状態にしてもよい。
（４）図２で示す実施例２では、短絡保護用のスイッチング素子２２０Ａ，２２０Ｂを複数の個別入力路２４２Ａ，２４２Ｂにそれぞれ設けたが、共通入力路２４０に１つのみ設けることで素子数の低減を図ってもよい。
（５）図２で示す実施例２では、２つの電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂが並列に接続された２相構造のＤＣＤＣコンバータ２０１を例示したが、３以上の電圧変換部が並列に接続された３相以上の構造であってもよい。この構成でも、各々の電圧変換部と基準導電路を繋ぐ共通の導電路（第３導電路）を設け、この第３導電路に第２のスイッチング素子を配置すればよい。
（６）実施例３では、スイッチング素子２４（第２スイッチング素子）をシャント抵抗とし、スイッチング素子２４の両端の電位差を検出する構成を例示したが、第２スイッチング素子を含む複数素子の両端の電位差を検出してもよい。例えば、図示しない検出回路が、スイッチング素子２２，２４の両端位置Ｐ１１，Ｐ１３の各電位又は両端位置Ｐ１１，Ｐ１３の電位差を示す値を制御部２に出力する構成であってもよい。制御部２は、両端位置Ｐ１１，Ｐ１３の電位差が閾値以上である場合に、第３導電路１８を流れる電流が過電流状態であるとして、実施例３と同様の保護動作（スイッチング素子２０，２４の少なくともいずれかをオフ状態にする保護動作）を行えばよい。
（７）図２で示す実施例２でも実施例３と同様の構成を付加することができる。例えば、図示しない検出回路が、スイッチング素子２４の両端位置Ｐ２１，Ｐ２２の各電位又は両端位置Ｐ２１，Ｐ２２の電位差を示す値を制御部２０２に出力する構成であってもよく、スイッチング素子２２，２４の両端位置Ｐ２１，Ｐ２３の各電位又は両端位置Ｐ２１，Ｐ２３の電位差を示す値を制御部２０２に出力する構成であってもよい。
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。
（１）上述した実施例における一次側電源部４１や二次側電源部４２の具体例はあくまで一例であり、蓄電手段の種類や発生電圧は上述した例に限定されず、様々に変更することができる。
（２）図１、図２の例では、第１導電路や第２導電路に接続される発電機や負荷などは省略して示したが、様々な装置や電子部品を第１導電路や第２導電路に接続することができる。
（３）図２で示す実施例２では、逆流保護用のスイッチング素子２４を共通導電路２１８Ｃに設けたが、各電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂと共通導電路２１８Ｃとを接続する各導電路２１８Ａ，２１８Ｂにそれぞれ逆流保護用のスイッチング素子（第２スイッチング素子）を設けてもよい。この場合、逆流の発生時に全ての第２スイッチング素子をオフ状態にしてもよく、逆流が発生する経路を特定し、その経路の第２スイッチング素子をオフ状態にしてもよい。
（４）図２で示す実施例２では、短絡保護用のスイッチング素子２２０Ａ，２２０Ｂを複数の個別入力路２４２Ａ，２４２Ｂにそれぞれ設けたが、共通入力路２４０に１つのみ設けることで素子数の低減を図ってもよい。
（５）図２で示す実施例２では、２つの電圧変換部２１９Ａ，２１９Ｂが並列に接続された２相構造のＤＣＤＣコンバータ２０１を例示したが、３以上の電圧変換部が並列に接続された３相以上の構造であってもよい。この構成でも、各々の電圧変換部と基準導電路を繋ぐ共通の導電路（第３導電路）を設け、この第３導電路に第２のスイッチング素子を配置すればよい。
（６）実施例３では、スイッチング素子２４（第２スイッチング素子）をシャント抵抗とし、スイッチング素子２４の両端の電位差を検出する構成を例示したが、第２スイッチング素子を含む複数素子の両端の電位差を検出してもよい。例えば、図示しない検出回路が、スイッチング素子２２，２４の両端位置Ｐ１１，Ｐ１３の各電位又は両端位置Ｐ１１，Ｐ１３の電位差を示す値を制御部２に出力する構成であってもよい。制御部２は、両端位置Ｐ１１，Ｐ１３の電位差が閾値以上である場合に、第３導電路１８を流れる電流が過電流状態であるとして、実施例３と同様の保護動作（スイッチング素子２０，２４の少なくともいずれかをオフ状態にする保護動作）を行えばよい。
（７）図２で示す実施例２でも実施例３と同様の構成を付加することができる。例えば、図示しない検出回路が、スイッチング素子２４の両端位置Ｐ２１，Ｐ２２の各電位又は両端位置Ｐ２１，Ｐ２２の電位差を示す値を制御部２０２に出力する構成であってもよく、スイッチング素子２２，２４の両端位置Ｐ２１，Ｐ２３の各電位又は両端位置Ｐ２１，Ｐ２３の電位差を示す値を制御部２０２に出力する構成であってもよい。
１，２０１…ＤＣＤＣコンバータ
２，２０２…制御部（逆流状態検出部、逆流保護制御部、電位差検出部、短絡状態検出部、短絡保護制御部）
４，２０４Ａ，２０４Ｂ…スイッチング素子（第１スイッチング素子）
１４，２１４…電源導電路
１５，２１５…第１導電路
１６，２１６…第２導電路
１７…基準導電路
１８，２１８…第３導電路
１９，２１９Ａ，２１９Ｂ…電圧変換部
２０，２２０Ａ，２２０Ｂ…スイッチング素子（第３スイッチング素子）
２２…スイッチング素子（第４スイッチング素子）
２４…スイッチング素子（第２スイッチング素子）
２５…電流検出部（逆流状態検出部、短絡状態検出部）
３０…逆接続保護回路部
４２…二次側蓄電部（電源部）
２，２０２…制御部（逆流状態検出部、逆流保護制御部、電位差検出部、短絡状態検出部、短絡保護制御部）
４，２０４Ａ，２０４Ｂ…スイッチング素子（第１スイッチング素子）
１４，２１４…電源導電路
１５，２１５…第１導電路
１６，２１６…第２導電路
１７…基準導電路
１８，２１８…第３導電路
１９，２１９Ａ，２１９Ｂ…電圧変換部
２０，２２０Ａ，２２０Ｂ…スイッチング素子（第３スイッチング素子）
２２…スイッチング素子（第４スイッチング素子）
２４…スイッチング素子（第２スイッチング素子）
２５…電流検出部（逆流状態検出部、短絡状態検出部）
３０…逆接続保護回路部
４２…二次側蓄電部（電源部）
Claims (4)
- 入力側の第１導電路と出力側の第２導電路とを備えた電源導電路と、
前記電源導電路の電位よりも低い基準電位に保たれる基準導電路と、
第１スイッチング素子を備えるとともに、前記第１導電路と前記第２導電路との間に設けられ、前記第１スイッチング素子のオン動作とオフ動作との切り替えによって前記第１導電路に印加された電圧を変換して前記第２導電路に出力する電圧変換部と、
前記第２導電路での電流の逆流状態を検出する逆流状態検出部と、
前記電圧変換部と前記基準導電路との間に配置される第３導電路に設けられるとともに前記第３導電路の導通を遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる第２スイッチング素子と、
前記逆流状態検出部によって逆流状態が検出された場合に前記第２スイッチング素子をオフ状態に切り替える逆流保護制御部と、
を有するＤＣＤＣコンバータ。 - 前記第３導電路における前記第２スイッチング素子の両端の電位差、又は前記第３導電路における前記第２スイッチング素子を含む複数素子の両端の電位差を検出する電位差検出部を有する請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
- 前記電源導電路の短絡状態を検出する短絡状態検出部と、
前記第１導電路に設けられるとともに前記第１導電路の導通を遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる第３スイッチング素子と、
前記短絡状態検出部によって前記電源導電路の短絡状態が検出された場合に前記第３スイッチング素子をオフ状態に切り替える短絡保護制御部と、
を有する請求項１又は請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータ。 - 前記第２導電路は、電源部に導通する経路であり、
前記第３導電路に設けられるとともに前記第３導電路の導通を遮断するオフ状態とその遮断を解除するオン状態とに切り替わる第４スイッチング素子を備え、前記電源部が正規の接続状態である場合に前記第４スイッチング素子がオン状態になり、逆接続状態である場合に前記第４スイッチング素子がオフ状態となる逆接続保護回路部を有する請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
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