JP2017077145A - Dc/dcコンバータおよびその制御回路、システム電源 - Google Patents
Dc/dcコンバータおよびその制御回路、システム電源 Download PDFInfo
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Abstract
【解決手段】パルス発生器210は、DC/DCコンバータ100もしくは負荷の状態が目標値に近づくように、スイッチングトランジスタM1のオンオフを指示する第1パルス信号S1を生成する。第1ドライバ206は、第1パルス信号S1にもとづきスイッチングトランジスタM1を駆動する。電圧コントローラ220は、第1ドライバ206の上側電源電圧および下側電源電圧の一方VL1を、DC/DCコンバータ100の負荷状態に応じて制御する。
【選択図】図2
Description
第2ドライバの上側電源電圧および下側電源電圧の一方を変化させると、第2ゲート駆動信号の振幅が変化する。この態様によれば、スイッチングトランジスタに加えて同期整流トランジスタのゲート駆動信号の振幅を変化させることで、さらにDC/DCコンバータ全体の損失を低減し、効率を改善できる。
同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図2は、第1の実施の形態に係るDC/DCコンバータ100の回路図である。DC/DCコンバータ100は、同期整流型の降圧(Buck)コンバータであり、入力端子102に直流入力電圧VINを受け、出力端子104に降圧された出力電圧VOUTを発生する。DC/DCコンバータ100は、出力回路110および制御回路200を備える。本実施の形態では、一例として定電圧出力のDC/DCコンバータを説明する。
VC11=VCC−VF
で充電される。VFは整流素子D11の順方向電圧である。同期整流トランジスタM2がオフであるときのLX端子の電圧をVLXとすると、BST端子の電圧VBSTは、
VBST=VLX+VC11=VLX+VCC−VF
となり、これが上側電源電圧VH1として第1ドライバ206の上側電源端子に供給され、第1ゲート駆動信号VG1のハイレベル電圧となる。本実施の形態において電圧コントローラ220は、負荷状態に応じて直流電圧VCCを変化させる。第1ドライバ206がハイレベル電圧VBSTを出力するとき、スイッチングトランジスタM1のゲートソース間電圧VGS1は、
VGS1=VBST−VLX=VCC−VF
となる。ここでスイッチングトランジスタM1をターンオンするには、そのゲートソース間電圧VGS1が、しきい値電圧VGS(TH)より大きくなければならない。したがって、VCCは、
VCC−VF>VGS(TH)
を満たす範囲で変化させる。
VGS2=VH2
となる。ここで同期整流トランジスタM2をターンオンするには、そのゲートソース間電圧VGS2が、しきい値電圧VGS(TH)より大きくなければならない。したがって、VH2は、
VH2>VGS(TH)
を満たす範囲で変化させる。
全体の損失PLOSS_TOTALは、スイッチング損失と熱損失の合計としており、そのほかの損失は、説明の簡易化、理解の容易化のために無視している。
また図6(a)〜(c)において、実線は、ゲートソース間電圧の振幅が相対的に大きな第1値VX1に固定される場合、破線は、ゲートソース間電圧の振幅が相対的に小さな第2値VX2に固定される場合、一点鎖線は、負荷電流IOUTに応じてゲートソース間電圧の振幅を第1値VX1と第2値VX2の間で連続的に変化させた場合を示す。
図7は、第2の実施の形態に係るDC/DCコンバータ100aの回路図である。このDC/DCコンバータ100aは、同期整流型の昇圧(Boost)コンバータであり、入力端子102に直流入力電圧VINを受け、出力端子104に昇圧された出力電圧VOUTを発生する。DC/DCコンバータ100aは、出力回路110aおよび制御回路200aを備える。
図8は、第3の実施の形態に係るDC/DCコンバータ100cの回路図である。DC/DCコンバータ100cは、図2と同様に同期整流型の降圧DC/DCコンバータであるが、スイッチングトランジスタM1がPチャンネルMOSFETである点で図2と異なる。この構成ではブートストラップ回路120は省略されている。電圧コントローラ220cは、第1ドライバ206cの下側電源電圧VL1および第2ドライバ208cの上側電源電圧VH2を、負荷状態に応じて制御する。なお本実施の形態では、電圧VL1およびVH2は独立に生成、制御される。すなわち負荷が重い(負荷電流IOUTが増加する)ほど、VL1は低く、VH2は高くなり、負荷が軽い(負荷電流IOUTが減少する)ほど、VL1は高く、VH2は低くなる。
図9は、第4の実施の形態に係るDC/DCコンバータ100dの回路図である。DC/DCコンバータ100dは、図7と同様に同期整流型の昇圧DC/DCコンバータであるが、同期整流トランジスタM4がPチャンネルMOSFETである点で図7と異なる。この構成ではブートストラップ回路120は省略されている。電圧コントローラ220dは、第1ドライバ207dの上側電源電圧VH1および第2ドライバ209dの下側電源電圧VL2を、負荷状態に応じて制御する。なお本実施の形態では、電圧VH1およびVL2は独立に生成、制御される。すなわち負荷が重い(負荷電流IOUTが増加する)ほど、VH1は高く、VL2は低くなり、負荷が軽い(負荷電流IOUTが減少する)ほど、VH1は低く、VL2は高くなる。
実施の形態では、第1ドライバの上側電源電圧および下側電源電圧の一方を、DC/DCコンバータの負荷状態に応じて制御する場合を説明したが、第1ドライバの上側電源電圧および下側電源電圧の両方を制御してもよい。同様に第2ドライバの上側電源電圧および下側電源電圧の両方を制御してもよい。
第1から第4の実施の形態において、スイッチングトランジスタM1および同期整流トランジスタM2は、制御回路200に外付けされてもよい。
実施の形態では同期整流型のDC/DCコンバータを説明したが、非同期型(ダイオード整流型)にも本発明は適用可能である。この場合、第2ドライバは省略されるため、電圧コントローラ220は、スイッチングトランジスタを駆動する第1ドライバへの電源電圧のみを負荷状態にもとづいて制御することとなる。
実施の形態ではスイッチングトランジスタM1(M3)や同期整流トランジスタM2(M4)がMOSFETである場合を説明したが、本発明はそれには限定されず、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)であってもよい。
Claims (11)
- スイッチングトランジスタを有するDC/DCコンバータの制御回路であって、
前記DC/DCコンバータもしくは負荷の状態が目標値に近づくように、前記スイッチングトランジスタのオンオフを指示する第1パルス信号を生成するパルス発生器と、
前記第1パルス信号に応じて、上側電源電圧をハイレベル、下側電源電圧をローレベルとする第1ゲート駆動信号を、前記スイッチングトランジスタのゲートに供給する第1ドライバと、
前記第1ドライバの前記上側電源電圧および前記下側電源電圧の少なくとも一方を、前記DC/DCコンバータの負荷状態に応じて制御する電圧コントローラと、
を備えることを特徴とする制御回路。 - 前記DC/DCコンバータは同期整流トランジスタをさらに有し、
前記パルス発生器は、前記DC/DCコンバータもしくは負荷の状態が目標値に近づくように、前記同期整流トランジスタのオンオフを指示する第2パルス信号を生成し、
前記制御回路は、前記第2パルス信号に応じて、上側電源電圧をハイレベル、下側電源電圧をローレベルとする第2ゲート駆動信号を前記同期整流トランジスタのゲートに供給する第2ドライバをさらに備え、
前記電圧コントローラは、前記第2ドライバの前記上側電源電圧および前記下側電源電圧の少なくとも一方を、前記DC/DCコンバータの負荷状態に応じて制御することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。 - 前記DC/DCコンバータは降圧型であり、
前記スイッチングトランジスタは、Nチャンネルトランジスタであり、その一端に入力電圧を受け、その他端がスイッチング端子と接続されており、
前記第1ドライバの下側電源端子は前記スイッチング端子と接続され、
前記DC/DCコンバータは、
一端が前記スイッチング端子と接続され、他端に整流素子を介して直流電圧が印加されるブートストラップキャパシタを含み、前記ブートストラップキャパシタの前記他端の電圧を、前記第1ドライバの上側電源端子に供給するブートストラップ回路をさらに備え、
前記電圧コントローラは、前記直流電圧を前記負荷状態に応じて制御することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。 - 前記DC/DCコンバータは降圧型であり、
前記同期整流トランジスタは、Nチャンネルトランジスタであり、その一端が接地され、その他端がスイッチング端子と接続されており、
前記第2ドライバの下側電源端子は接地され、
前記電圧コントローラは、前記第2ドライバの前記上側電源電圧を、前記負荷状態に応じて制御することを特徴とする請求項2に記載の制御回路。 - 前記DC/DCコンバータは降圧型であり、
前記スイッチングトランジスタは、Pチャンネルトランジスタであり、その一端に入力電圧を受け、その他端がスイッチング端子と接続されており、
前記第1ドライバの上側電源端子には前記入力電圧が供給され、
前記電圧コントローラは、前記第1ドライバの前記下側電源電圧を、前記負荷状態に応じて制御することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。 - 前記DC/DCコンバータは昇圧型であり、
前記スイッチングトランジスタは、Nチャンネルトランジスタであり、その一端が接地され、その他端がスイッチング端子と接続されており、
前記第1ドライバの下側電源端子は接地され、
前記電圧コントローラは、前記第1ドライバの前記上側電源電圧を、前記負荷状態に応じて制御することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。 - 前記DC/DCコンバータは昇圧型であり、
前記同期整流トランジスタは、Nチャンネルトランジスタであり、その一端が出力ラインと接続され、その他端がスイッチング端子と接続されており、
前記第2ドライバの下側電源端子は前記スイッチング端子と接続され、
前記DC/DCコンバータは、
一端が前記スイッチング端子と接続され、他端に整流素子を介して直流電圧が印加されるブートストラップキャパシタを含み、前記ブートストラップキャパシタの前記他端の電圧を、前記第2ドライバの上側電源端子に供給するブートストラップ回路をさらに備え、
前記電圧コントローラは、前記直流電圧を、前記負荷状態に応じて制御することを特徴とする請求項2に記載の制御回路。 - 前記DC/DCコンバータは昇圧型であり、
前記同期整流トランジスタは、Pチャンネルトランジスタであり、その一端が出力ラインと接続され、その他端がスイッチング端子と接続されており、
前記第2ドライバの上側電源端子は前記出力ラインと接続され、
前記電圧コントローラは、前記第2ドライバの前記下側電源電圧を、前記負荷状態に応じて制御することを特徴とする請求項2に記載の制御回路。 - ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項1から8のいずれかに記載の制御回路。
- 請求項1から9のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とするDC/DCコンバータ。
- 請求項10に記載のDC/DCコンバータを備えることを特徴とするシステム電源。
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