JP2017085725A - 降圧ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、車載用電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】減電圧状態においても動作可能な小型なブートストラップ用電源回路を備える制御回路を提供する。
【解決手段】ブートストラップ用電源回路２３０は、ブートストラップキャパシタＣ２を充電するための定電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}を生成する。出力トランジスタ２３６はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが入力ライン２３２と接続され、ソースが出力ライン２３４と接続される。定電圧回路２３８は出力トランジスタ２３６のゲートと接続され、ゲートの電圧Ｖ_Ｇを一定値に安定化する。可変インピーダンス回路２４０は、入力ライン２３２と出力トランジスタ２３６のゲートの間に設けられ、インピーダンスが可変である。インピーダンスコントローラ２５０は降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の状態に応じて、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを制御する。
【選択図】図４

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

さまざまな電子機器において、ある電圧値の直流電圧を別の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータが使用される。図１は、降圧（Ｂｕｃｋ）ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒは、入力端子１０２に直流入力電圧Ｖ_ＩＮを受け、出力端子１０４に降圧された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを発生する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒは、出力回路１１０Ｒおよび制御回路２００Ｒを備える。出力回路１１０Ｒは主としてスイッチングトランジスタＭ１、インダクタＬ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１を含む。出力キャパシタＣ１は出力端子１０４と接続される。インダクタＬ１の一端は、制御回路２００Ｒのスイッチング（ＬＸ）端子と接続され、その他端は出力端子１０４と接続される。整流ダイオードＤ１のアノードは接地され、そのカソードはＬＸ端子と接続される。

スイッチングトランジスタＭ１は、制御回路２００Ｒに内蔵される。制御回路２００ＲのＶＣＣ端子は、入力端子１０２と接続され、直流の入力電圧Ｖ_ＩＮが供給される。スイッチングトランジスタＭ１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのソースがＬＸ端子と接続され、そのドレインはＶＣＣ端子と接続される。

検出端子（ＶＳ）には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒあるいは出力端子１０４に接続される負荷（不図示）の状態（電流や電圧、電力など）を示す信号がフィードバックされる。パルス発生器２０２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒあるいは負荷の状態が目標とする状態に近づくように、デューティ比、周波数、あるいはそれらの組み合わせが変化するパルス信号Ｓ１を生成する。たとえば定電圧出力のＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒにおいては、パルス発生器２０２は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくように、パルス信号Ｓ１を生成し、定電流出力のＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒにおいては、負荷に流れる電流Ｉ_ＯＵＴが目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス信号Ｓ１を生成する。

ドライバ２０４は、パルス信号Ｓ１にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。上述のようにスイッチングトランジスタＭ１にＮチャンネルトランジスタを用いる場合、それをターンオンするために、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに、ドレインおよびソースの電圧（すなわち入力電圧Ｖ_ＩＮ）より高い電圧を印加する必要があり、このためにブートストラップ回路２１０が設けられる。ブートストラップ回路２１０は、ブートストラップキャパシタＣ２、整流素子２１２、トランジスタ２１４、ブートストラップ用電源回路２２０、を含む。ブートストラップキャパシタＣ２は、ＬＸ端子とブートストラップ（ＢＳＴ）端子の間に外付けされる。ブートストラップ用電源回路２２０は、定電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}を生成する。整流素子２１２は、ＢＳＴ端子とブートストラップ用電源回路２２０の出力の間に設けられる。トランジスタ２１４は、ＬＸ端子と接地の間に設けられる。ドライバ２０４の上側電源端子には、ＢＳＴ端子の電圧Ｖ_ＢＳＴが供給される。

スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間、トランジスタ２１４がオンとなり、ブートストラップキャパシタＣ２の一端（ＬＸ側）が接地される。この状態で、ブートストラップキャパシタＣ２の他端（ＢＳＴ側）に、整流素子２１２を介して電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}が印加され、ブートストラップキャパシタＣ２の両端間が、Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}−Ｖ_Ｆで充電される。Ｖ_Ｆは整流素子２１２の順方向電圧である。ここでＶ_{ＣＣＢＳＴ}−Ｖ_Ｆ＞Ｖ_{ＧＳ（ＴＨ）}を満たす。Ｖ_{ＧＳ（ＴＨ）}はスイッチングトランジスタＭ１のゲートソース間しきい値電圧である。

スイッチングトランジスタＭ１のターンオン期間において、スイッチングトランジスタＭ１のソース電圧をＶ_ＬＸとすると、ＢＳＴ端子の電圧Ｖ_ＢＳＴは、Ｖ_ＢＳＴ＝Ｖ_ＬＸ＋（Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}−Ｖ_Ｆ）となる。ドライバ２０４は、この電圧Ｖ_ＢＳＴをハイレベル電圧として、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに印加する。このときスイッチングトランジスタＭ１のゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳは、Ｖ_ＧＳ＝Ｖ_ＢＳＴ−Ｖ_ＬＸ＝（Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}−Ｖ_Ｆ）となり、Ｖ_ＧＳ＞Ｖ_{ＧＳ（ＴＨ）}となるため、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンする。

特開２０１１−０１４７３８号公報

図２は、本発明者らが検討したブートストラップ用電源回路２２０Ｒの回路図である。ブートストラップ用電源回路２２０Ｒは、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、エラーアンプ２２２、トランジスタ２２４を含むリニアレギュレータ（ＬＤＯ：Low Drop Output）である。トランジスタ２２４はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである。この構成では、フィードバックの応答性を高めることが難しいため、ブートストラップ用電源回路２２０Ｒの出力電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}の安定性が低い。そこでブートストラップ用電源回路２２０Ｒの出力端子に平滑用のキャパシタＣ３を接続することで、出力電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}の安定性を高めている。この構成は、制御回路２００ＲにＶＣＣＢＳＴ端子（パッド）を追加する必要があり、また外付け部品としてキャパシタＣ３が必要であるため、回路面積、コストの観点で不利である。

図３は、本発明者らが検討した別のブートストラップ用電源回路２２０Ｓを備える制御回路２００Ｓの回路図である。ブートストラップ用電源回路２２０Ｓは、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２、エラーアンプ２２２、トランジスタ２２６を含むリニアレギュレータ（ＬＤＯ：Low Drop Output）である。トランジスタ２２６はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。この構成では、フィードバックの応答性を高めることが容易であるため、キャパシタＣ３が不要である。ところがブートストラップ用電源回路２２０Ｓの出力電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}を目標値に安定化するためには、トランジスタ２２６のゲート電圧Ｖ_Ｇは、Ｖ_Ｇ＞Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}＋Ｖ_{ＧＳ（ＴＨ）}を満たす必要がある。つまり、入力電圧Ｖ_ＣＣが低下する減電圧状態において、電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}を維持することが困難となる。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、減電圧状態においても動作可能な小型なブートストラップ用電源回路を備える制御回路の提供にある。

本発明のある態様は、Ｎチャンネルのスイッチングトランジスタを有する降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路に関する。制御回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータもしくは負荷の状態が目標値に近づくように、スイッチングトランジスタのオンオフを指示するパルス信号を生成するパルス発生器と、ブートストラップキャパシタを充電するための定電圧を生成するブートストラップ用電源回路と、ブートストラップ用電源回路の出力とブートストラップキャパシタの一端の間に設けられる整流素子と、上側電源端子にブートストラップキャパシタの一端の電圧を受け、パルス信号にもとづきスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備える。ブートストラップ用電源回路は、直流電圧を受ける入力ラインと、定電圧が発生する出力ラインと、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、ドレインが入力ラインと接続され、ソースが出力ラインと接続される出力トランジスタと、出力トランジスタのゲートと接続され、ゲートの電圧を安定化する定電圧回路と、入力ラインと出力トランジスタのゲートの間に設けられ、インピーダンスが可変である可変インピーダンス回路と、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの状態に応じて、可変インピーダンス回路のインピーダンスを制御するインピーダンスコントローラと、を含む。

この態様によると、ＤＣ／ＤＣコンバータの状況に応じて可変インピーダンス回路のインピーダンスを変化させることで、出力トランジスタのゲートへの電流供給能力を制御することができる。これにより、ブートストラップキャパシタへの充電電圧が不足しうる状況では、インピーダンスを低下させ、出力トランジスタのドライブ能力を高めることで、定電圧を維持することができる。また別の状況では、インピーダンスを増加させることでブートストラップ用電源回路の消費電流を抑制できる。

インピーダンスコントローラは、入力ラインの電圧が低いほど、インピーダンスを低下させてもよい。

インピーダンスコントローラは、入力ラインの電圧をしきい値電圧と比較するコンパレータを含み、コンパレータの出力に応じてインピーダンスを切りかえてもよい。

可変インピーダンス回路は、ブートストラップキャパシタの電圧が低いほど、インピーダンスを低下させてもよい。

可変インピーダンス回路は、出力トランジスタのゲートに定電流を供給する電流源と、電流源と並列に設けられ、導通、遮断が切りかえ可能なインピーダンス回路と、を含んでもよい。

インピーダンスコントローラは、ブートストラップキャパシタの電圧をしきい値電圧と比較するコンパレータを含み、コンパレータの出力に応じてインピーダンスを切りかえてもよい。

可変インピーダンス回路は、入力ラインと出力トランジスタのゲートの間に設けられる第１インピーダンス素子と、第１インピーダンス素子と並列に設けられ、導通、遮断が切りかえ可能な第２インピーダンス回路と、を含んでもよい。

定電圧回路は、カソードが出力トランジスタのゲートと接続されるツェナーダイオードを含んでもよい。

定電圧回路は、出力トランジスタのゲートの電圧を安定化するレギュレータを含んでもよい。

ある態様の制御回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。

本発明の別の態様は、降圧ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。降圧ＤＣ／ＤＣコンバータは上述のいずれかの制御回路を備える。

本発明のさらに別の態様は、車載用電源装置に関する。車載用電源装置は、上述の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータを備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、減電圧状態においても動作可能な小型なブートストラップ用電源回路を備える制御回路が提供される。

降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 本発明者らが検討したブートストラップ用電源回路の回路図である。 本発明者らが検討した別のブートストラップ用電源回路の回路図である。 実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 ブートストラップ用電源回路の構成例を示す回路図である。 車載用電源装置の回路図である。 図７（ａ）、（ｂ）は、第１変形例に係る可変インピーダンス回路の回路図である。 第２変形例に係るブートストラップ用電源回路の回路図である。 第３変形例に係るブートストラップ用電源回路の回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また、「信号Ａ（電圧、電流）が信号Ｂ（電圧、電流）に応じている」とは、信号Ａが信号Ｂと相関を有することを意味し、具体的には、（i）信号Ａが信号Ｂである場合、（ii）信号Ａが信号Ｂに比例する場合、（iii）信号Ａが信号Ｂをレベルシフトして得られる場合、（iv）信号Ａが信号Ｂを増幅して得られる場合、（v）信号Ａが信号Ｂを反転して得られる場合、（vi）あるいはそれらの任意の組み合わせ、等を意味する。「応じて」の範囲は、信号Ａ、Ｂの種類、用途に応じて定まることが当業者には理解される。

図４は、実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００の回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、図１と同様に降圧ＤＣ／ＤＣコンバータであり、入力端子１０２に直流入力電圧Ｖ_ＩＮを受け、出力端子１０４に降圧された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを発生する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、出力回路１１０および制御回路２００を備える。本実施の形態では、一例として定電圧出力のＤＣ／ＤＣコンバータを説明する。

出力回路１１０は、図１の出力回路１１０Ｒに加えて、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を含む。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は、制御対象である出力電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧して得られる検出電圧Ｖ_Ｓを制御回路２００の電圧検出（ＶＳ）端子に供給する。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は制御回路２００に内蔵されてもよい。

制御回路２００は、スイッチングトランジスタＭ１に加えて、パルス発生器（パルス変調器ともいう）２０２、ドライバ２０４、およびブートストラップ回路２１０を備え、ひとつの半導体基板に一体集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）である。スイッチングトランジスタＭ１のドレインはＶＩＮ端子と、そのソースはＬＸ端子と接続される。

パルス発生器２０２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００あるいは出力端子１０４に接続される負荷（不図示）の状態が目標とする状態に近づくように、デューティ比、周波数、あるいはそれらの組み合わせが変化するパルス信号Ｓ１を生成する。本実施の形態の定電圧出力のＤＣ／ＤＣコンバータ１００においては、パルス発生器２０２は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じた検出電圧Ｖ_Ｓが目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくように、パルス信号Ｓ１を生成する。なお定電流出力のＤＣ／ＤＣコンバータ１００においては、負荷に流れる電流Ｉ_ＯＵＴが目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス信号Ｓ１を生成する。

パルス発生器２０２は、公知技術を用いればよく、その制御方式、構成は特に限定されない。制御方式に関しては、電圧モード、ピーク電流モード、平均電流モード、ヒステリシス制御（Bang-Bang制御）、ボトム検出オン時間固定（ＣＯＴ：Constant On Time）方式などを採用しうる。またパルス信号Ｓ１の変調方式としては、パルス幅変調やパルス周波数変調などが採用しうる。パルス発生器２０２の構成に関しては、エラーアンプやコンパレータを用いたアナログ回路で構成してもよいし、デジタル演算処理を行うプロセッサで構成してもよいし、アナログ回路とデジタル回路の組み合わせで構成してもよい。またパルス発生器２０２は、負荷の状態に応じて制御方式を切りかえてもよい。

ドライバ２０４は、パルス信号Ｓ１にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。上述のようにスイッチングトランジスタＭ１にＮチャンネルトランジスタを用いる場合、それをターンオンするために、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに、ドレインおよびソースの電圧（すなわち入力電圧Ｖ_ＩＮ）より高い電圧を印加する必要があり、このためにブートストラップ回路２１０が設けられる。ブートストラップ回路２１０は、ブートストラップキャパシタＣ２、整流素子２１２、トランジスタ２１４、ブートストラップ用電源回路２３０、を含む。ブートストラップキャパシタＣ２は、ＬＸ端子とブートストラップ（ＢＳＴ）端子の間に外付けされる。ブートストラップ用電源回路２３０は、定電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}を生成する。整流素子２１２は、ＢＳＴ端子とブートストラップ用電源回路２３０の出力の間に設けられる。トランジスタ２１４は、ＬＸ端子と接地の間に設けられる。ドライバ２０４の上側電源端子にはＢＳＴ端子の電圧Ｖ_ＢＳＴが供給され、その下側電源端子はＬＸ端子と接続される。ドライバ２１６は、ブートストラップキャパシタＣ２の充電期間において、トランジスタ２１４をオンする。

スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間、トランジスタ２１４がオンとなり、ブートストラップキャパシタＣ２の一端（ＬＸ側）が接地される。この状態で、ブートストラップキャパシタＣ２の他端（ＢＳＴ側）に、整流素子２１２を介して電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}が印加され、ブートストラップキャパシタＣ２の両端間が、Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}−Ｖ_Ｆで充電される。Ｖ_Ｆは整流素子２１２の順方向電圧である。ここでＶ_{ＣＣＢＳＴ}−Ｖ_Ｆ＞Ｖ_{ＧＳ（ＴＨ）}を満たす。Ｖ_{ＧＳ（ＴＨ）}はスイッチングトランジスタＭ１のゲートソース間しきい値電圧である。整流素子２１２として、スイッチングトランジスタＭ１と同期してオン、オフが切り替わるスイッチを用いてもよい。

スイッチングトランジスタＭ１のターンオン期間において、スイッチングトランジスタＭ１のソース電圧をＶ_ＬＸとすると、ＢＳＴ端子の電圧Ｖ_ＢＳＴは、Ｖ_ＢＳＴ＝Ｖ_ＬＸ＋（Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}−Ｖ_Ｆ）となる。ドライバ２０４は、この電圧Ｖ_ＢＳＴをハイレベル電圧として、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに印加する。このときスイッチングトランジスタＭ１のゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳは、Ｖ_ＧＳ＝Ｖ_ＢＳＴ−Ｖ_ＬＸ＝（Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}−Ｖ_Ｆ）となり、Ｖ_ＧＳ＞Ｖ_{ＧＳ（ＴＨ）}となるため、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンする。

ブートストラップ用電源回路２２０は、入力ライン２３２、出力ライン２３４、出力トランジスタ２３６、定電圧回路２３８、可変インピーダンス回路２４０およびインピーダンスコントローラ２５０を備える。

入力ライン２３２は、ＶＣＣ端子と接続され、直流電圧Ｖ_ＣＣ（入力電圧Ｖ_ＩＮ）を受ける。ブートストラップ用電源回路２３０は、出力ライン２３４に定電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}を発生する。出力トランジスタ２３６はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、ドレインが入力ライン２３２と接続され、ソースが出力ライン２３４と接続される。定電圧回路２３８は出力トランジスタ２３６のゲートと接続され、ゲートの電圧Ｖ_Ｇを一定値に安定化する。定電圧回路２３８は、カソードが出力トランジスタ２３６のゲートと接続され、アノードが接地されるツェナーダイオード（定電圧ダイオード）を含んでもよい。

可変インピーダンス回路２４０は、入力ライン２３２と出力トランジスタ２３６のゲートの間に設けられる。可変インピーダンス回路２４０は、定電圧回路２３８に動作電流を供給するために設けられる。可変インピーダンス回路２４０は、そのインピーダンスが少なくとも２値で可変であり、あるいは連続的に可変となるよう構成される。インピーダンスコントローラ２５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の状態に応じて、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを切りかえ、あるいは変化させる。

以上がＤＣ／ＤＣコンバータ１００の構成である。続いてその動作を説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の状況に応じて可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを変化させることで、出力トランジスタ２３６のゲートへの電流供給能力を制御することができる。たとえばブートストラップキャパシタＣ２への充電電圧（つまり定電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}）が不足しうる状況では、インピーダンスを低下させ、出力トランジスタ２３６のドライブ能力を高めることで、定電圧Ｖ_{ＣＣＢＳＴ}を維持することができる。また別の状況では、インピーダンスを増加させることで定電圧回路２３８の消費電流を抑制できる。

ブートストラップ用電源回路２３０の利点をより詳細に説明する。単に減電圧状態のみを考慮するのであれば、可変インピーダンス回路２４０を固定インピーダンスとし、そのインピーダンスをきわめて低い値で設計すれば足りる。しかしながらこの場合、通常電圧状態あるいは過電圧状態において、定電圧回路２３８に無駄な大きな電流が流れることとなり、消費電力が増加するという問題が生ずる。これに対してブートストラップ用電源回路２３０では、状況に応じて可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを高めることにより、定電圧回路２３８の消費電力の増加を抑制しつつ、減電圧状態での動作の安定性を確保できる。

また図２のブートストラップ用電源回路２２０Ｒと比べて、外付けのキャパシタＣ３が不要であり、またＶＣＣＢＳＴ端子も不要であるため、回路面積を小さく、低コスト化できる。また図３のブートストラップ用電源回路２２０Ｓと比べて、減電圧特性に優れている。

本発明は、図４のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例を説明する。

図５は、ブートストラップ用電源回路２３０の構成例を示す回路図である。可変インピーダンス回路２４０は、電流源２４２およびインピーダンス回路２４４を含む。電流源２４２は、出力トランジスタ２３６のゲート（および定電圧回路２３８）に定電流Ｉ_Ｃを供給する。インピーダンス回路２４４は電流源２４２と並列に設けられ、導通、遮断が切りかえ可能である。インピーダンス回路２４４の導通状態におけるインピーダンスは、電流源２４２のインピーダンスより低く設定される。たとえばインピーダンス回路２４４の導通状態におけるインピーダンスは数百ｋΩから数十ｋΩ程度、たとえば１０ｋΩとしてもよい。インピーダンス回路２４４は、直列に接続されるスイッチＳＷ３および抵抗Ｒ３を含んでもよい。なおスイッチＳＷ３を十分に大きなオン抵抗を有するサイズの小さいトランジスタで構成する場合、トランジスタのオン抵抗を抵抗Ｒ３として用いてもよい。

スイッチＳＷ３がオフのとき、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスは電流源２４２のインピーダンスと等価であり、非常に高くなる。スイッチＳＷ３がオンすると、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスはインピーダンス回路２４４が支配的となり、低くなる。

インピーダンスコントローラ２５０は、入力ライン２３２の電圧Ｖ_ＣＣが低いほど、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを低下させる。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００に通常レベルの、あるいは高い直流電圧Ｖ_ＩＮが供給されるとき、インピーダンスコントローラ２５０は、可変インピーダンス回路２４０のスイッチＳＷ３をオフし、インピーダンスを高い値にセットする。入力電圧Ｖ_ＩＮが低下する減電圧状態においてインピーダンスコントローラ２５０は、可変インピーダンス回路２４０のスイッチＳＷ３をオンし、インピーダンスを低い値にセットする。

たとえばインピーダンスコントローラ２５０は、コンパレータ２５２および抵抗Ｒ４１，Ｒ４２を含む。抵抗Ｒ４１，Ｒ４２は入力ライン２３２の電圧Ｖ_ＣＣを分圧する。コンパレータ２５２は、分圧された電圧Ｖ_ＣＣ’をしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較する。スイッチＳＷ３は、コンパレータ２５２の出力に応じて制御される。具体的にはＶ_ＣＣ’＞Ｖ_ＴＨの通常電圧状態あるいは過電圧状態のとき、スイッチＳＷ３がオフ、Ｖ_ＣＣ’＜Ｖ_ＴＨの減電圧状態のとき、スイッチＳＷ３がオンとなる。

最後にＤＣ／ＤＣコンバータ１００の好適な用途の一例を説明する。図６は、車載用電源装置３００の回路図である。車載用電源装置３００は、バッテリ３０２およびＤＣ／ＤＣコンバータ１００を備える。バッテリ３０２は、１２Ｖあるいは２４Ｖの直流電圧（バッテリ電圧）Ｖ_ＢＡＴを生成する。ただし、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴは常時、定格電圧値が得られるわけではなく、幅広いレンジで変動する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを入力電圧Ｖ_ＩＮとして受け、それを降圧し、負荷であるマイコン３０４等に供給する。車載用電源装置３００では、コールドクランクと呼ばれる減電圧状態が存在し、コールドクランク時においてもＤＣ／ＤＣコンバータ１００は正常動作することが要求される。上述のようにブートストラップ用電源回路２３０は、減電圧状態から過電圧状態まで幅広い電圧範囲で動作可能であるという利点を有する。この観点から、実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、車載用電源装置３００に好適に用いることができる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第１変形例）
図７（ａ）、（ｂ）は、第１変形例に係る可変インピーダンス回路の回路図である。図７（ａ）の可変インピーダンス回路２４０ａは、図５の電流源２４２に代えて、インピーダンス素子２４６を含む。インピーダンス素子２４６は十分に高い固定のインピーダンスを有する。図７（ｂ）に示すように可変インピーダンス回路２４０ｂは、可変電流源であってもよい。そのほか可変インピーダンス回路２４０にはさまざまな変形例が存在し、これらの変形例も本発明の範囲に含まれる。

（第２変形例）
インピーダンスコントローラ２５０は、ブートストラップキャパシタＣ２の両端間の電圧Ｖ_Ｃ２にもとづいて、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを制御してもよい。図８は、第２変形例に係るブートストラップ用電源回路２３０ｂを備える制御回路２００ｂの回路図である。インピーダンスコントローラ２５０ｂは、ブートストラップキャパシタＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２が低いほど、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを低下させる。

インピーダンスコントローラ２５０ｂは、コンパレータ２５４と、電圧源２５６を含む。コンパレータ２５４は、ブートストラップキャパシタＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２をしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較する。可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスは、コンパレータ２５４の出力に応じて切りかえられる。すなわちＶ_Ｃ２＞Ｖ_ＴＨのとき、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスは高く、Ｖ_Ｃ２＜Ｖ_ＴＨのとき、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスは低くセットされる。この変形例においては、ブートストラップキャパシタＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２にもとづいて、減電圧状態であるか否かを検出し、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを適切に制御できる。

（第３変形例）
定電圧回路２３８は、ツェナーダイオードに限定されず、その他の回路構成であってもよい。図９は、第３変形例に係るブートストラップ用電源回路２３０ｃの回路図である。定電圧回路２３８ｃは、シャントレギュレータの一種と把握され、トランジスタ２６０およびエラーアンプ２６２を含む。トランジスタ２６０の一端（ソース）は接地され、そのドレインは出力トランジスタ２３６のゲートと接続される。エラーアンプ２６２の反転入力端子には基準電圧Ｖ_ＲＥＧが、非反転入力端子には出力トランジスタ２３６のゲート電圧Ｖ_Ｇがフィードバックされる。かくして出力トランジスタ２３６のゲート電圧Ｖ_Ｇは基準電圧Ｖ_ＲＥＧに安定化される。

そのほか、定電圧回路２３８は、定電圧クランプ回路であってもよい。あるいは定電圧回路２３８は、縦積みされた複数のダイオードを含んでもよい。

（第４変形例）
実施の形態では、ダイオード整流型のＤＣ／ＤＣコンバータを説明したが、同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータにも本発明は適用可能である。すなわち図４の整流ダイオードＤ１を省略し、トランジスタ２１４を同期整流トランジスタとして機能させるべく、その素子サイズを、インダクタＬ１のコイル電流を供給できるように大きく構成すればよい。

（第５変形例）
インピーダンスコントローラ２５０は、直流電圧Ｖ_ＣＣやブートストラップキャパシタＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２以外の情報にもとづいて可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを制御してもよい。たとえば出力トランジスタ２３６のゲート電圧にもとづいて、インピーダンスを制御してもよい。インピーダンスコントローラ２５０は、直流電圧Ｖ_ＣＣやブートストラップキャパシタＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２、ゲート電圧Ｖ_Ｇ等の任意の組み合わせにもとづいて、インピーダンスを制御してもよい。

また、インピーダンスコントローラ２５０は、直流電圧Ｖ_ＣＣやブートストラップキャパシタＣ２の電圧Ｖ_Ｃ２、ゲート電圧Ｖ_Ｇの少なくともひとつにもとづいて、可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスを、３値以上で切りかえてもよい。あるいは連続的に変化させてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、Ｃ２…ブートストラップキャパシタ、１００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０２…入力端子、１０４…出力端子、１１０…出力回路、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、２００…制御回路、２０２…パルス発生器、２０４…ドライバ、２１０…ブートストラップ回路、２１２…整流素子、２１４…トランジスタ、２２０…ブートストラップ用電源回路、２２２…エラーアンプ、２２４，２２６…トランジスタ、２３０…ブートストラップ用電源回路、２３２…入力ライン、２３４…出力ライン、２３６…出力トランジスタ、２３８…定電圧回路、２４０…可変インピーダンス回路、２４２…電流源、２４４…インピーダンス回路、２４６…インピーダンス素子、２５０…インピーダンスコントローラ、２５２…コンパレータ、Ｓ１…パルス信号。

Claims (12)

1. Ｎチャンネルのスイッチングトランジスタを有する降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路であって、
   前記降圧ＤＣ／ＤＣコンバータもしくは負荷の状態が目標値に近づくように、前記スイッチングトランジスタのオンオフを指示するパルス信号を生成するパルス発生器と、
   ブートストラップキャパシタを充電するための定電圧を生成するブートストラップ用電源回路と、
   前記ブートストラップ用電源回路の出力と前記ブートストラップキャパシタの一端の間に設けられる整流素子と、
   上側電源端子に前記ブートストラップキャパシタの一端の電圧を受け、前記パルス信号にもとづき前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
   を備え、
   前記ブートストラップ用電源回路は、
   直流電圧を受ける入力ラインと、
   前記定電圧が発生する出力ラインと、
   ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、ドレインが前記入力ラインと接続され、ソースが前記出力ラインと接続される出力トランジスタと、
   前記出力トランジスタのゲートと接続され、前記ゲートの電圧を安定化する定電圧回路と、
   前記入力ラインと前記出力トランジスタのゲートの間に設けられ、インピーダンスが可変である可変インピーダンス回路と、
   前記降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの状態に応じて、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスを制御するインピーダンスコントローラと、
   を含むことを特徴とする制御回路。
2. 前記インピーダンスコントローラは、前記入力ラインの電圧が低いほど、前記インピーダンスを低下させることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記インピーダンスコントローラは、前記入力ラインの電圧をしきい値電圧と比較するコンパレータを含み、前記コンパレータの出力に応じて前記インピーダンスを切りかえることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
4. 前記インピーダンスコントローラは、前記ブートストラップキャパシタの電圧が低いほど、前記インピーダンスを低下させることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
5. 前記インピーダンスコントローラは、前記ブートストラップキャパシタの電圧をしきい値電圧と比較するコンパレータを含み、前記コンパレータの出力に応じて前記インピーダンスを切りかえることを特徴とする請求項１または４に記載の制御回路。
6. 前記可変インピーダンス回路は、
   前記出力トランジスタのゲートに定電流を供給する電流源と、
   前記電流源と並列に設けられ、導通、遮断が切りかえ可能なインピーダンス回路と、
   を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
7. 前記可変インピーダンス回路は、
   前記入力ラインと前記出力トランジスタのゲートの間に設けられる第１インピーダンス素子と、
   前記第１インピーダンス素子と並列に設けられ、導通、遮断が切りかえ可能な第２インピーダンス回路と、
   を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
8. 前記定電圧回路は、カソードが前記出力トランジスタのゲートと接続されるツェナーダイオードを含むことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の制御回路。
9. 前記定電圧回路は、前記出力トランジスタのゲートの電圧を安定化するレギュレータを含むことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の制御回路。
10. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の制御回路。
11. 請求項１から１０のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とする降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ。
12. 請求項１１に記載の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータを備えることを特徴とする車載用電源装置。

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