JP2016208565A - モータ制御システムの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ制御システムの個体差や使用環境の温度変化がある場合であっても、精度よくモータ制御システムの総電力損失の低減を図ることができるモータ制御システムの制御装置を提供する。【解決手段】制御装置は、各モータジェネレータのうち少なくとも一方が矩形波制御で駆動されていると判断した場合、昇圧コンバータ、各インバータ及び各モータジェネレータのそれぞれの電力損失変化量の合計値である総損失変化量ΔＰａｌｌを算出する。制御装置は、矩形波制御が行われている補正許可期間において、総損失変化量ΔＰａｌｌが負の値であると判断した場合、現在の電圧指令値ＶＨ＊を減少補正し、総損失変化量ΔＰａｌｌが正の値である第１閾値Ｐｈｉｓを超えていると判断した場合、現在の電圧指令値ＶＨ＊を増加補正する。【選択図】 図５

Description

本発明は、直流電源の出力電圧を昇圧して出力可能に構成されたコンバータと、前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換して出力可能に構成されたインバータと、前記インバータから出力された交流電圧によって駆動可能に構成されたモータと、を備えるモータ制御システムに適用される制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、モータ制御システムの総電力損失が低減されるようなコンバータの出力電圧指令値を設定するものが知られている。詳しくは、この制御装置は、モータ制御システムの総電力損失が最小となる変調率であって、モータの線間電圧振幅及びトルク指令値と関係付けられた変調率の目標値を予めマップデータとして保持している。制御装置は、マップデータから算出した変調率の目標値に実際の変調率を制御するためのコンバータの出力電圧指令値を設定する。これにより、モータ制御システムの総電力損失の低減を図っている。

特許第４６３５７０３号公報

ここで、モータ制御システムの総電力損失の最小値は、変調率のみから定まらないことが本願発明者によって見出された。このため、総電力損失が最小となるモータ制御システムの動作点を把握するためには、モータ制御システムの動作状態に関する複数のパラメータが必要となる。したがって、出力電圧指令値の設定手法として、例えば、上述した複数のパラメータとコンバータの出力電圧指令値とを関係付けたマップデータを用いる手法を採用すると、マップデータの作成工数が増加し、制御装置を設計する場合の工数が増加する懸念がある。

さらに、量産されるモータ制御システムの個体差や、モータ制御システムの使用環境の温度によっても、総電力損失が最小となるモータ制御システムの動作点が変化し得る。このため、総電力損失が最小となる動作点の把握精度を向上させるために、個体差や使用環境の温度の影響を考慮した上記マップデータを作成すると、制御装置を設計する場合の工数が増加する懸念がある。

このように、モータ制御システムの総電力損失を低減させるためのコンバータの出力電圧指令値を設定する技術については、未だ改善の余地を残すものとなっている。

本発明は、モータ制御システムの個体差や使用環境の温度変化がある場合であっても、精度よくモータ制御システムの総電力損失の低減を図ることができるモータ制御システムの制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、直流電源（３３）の出力電圧を昇圧して出力可能に構成されたコンバータ（３０）と、上アームスイッチ（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）及び下アームスイッチ（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）の直列接続体を有し、前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換して出力可能に構成されたインバータ（２０ａ，２０ｂ）と、前記インバータから出力された交流電圧によって駆動可能に構成されたモータ（１０ａ，１０ｂ）と、を備えるモータ制御システムに適用され、前記コンバータの出力電圧指令値を設定する指令値設定部と、前記コンバータの出力電圧が、前記指令値設定部によって設定された前記出力電圧指令値となるように前記コンバータを制御するコンバータ制御部と、前記インバータから前記モータに印加される各相電圧が、前記コンバータの出力電圧に応じたＰＷＭ波形電圧となるように前記インバータを制御するＰＷＭ制御、及び前記上アームスイッチがオンされてかつ前記下アームスイッチがオフされる状態と、前記上アームスイッチがオフされてかつ前記下アームスイッチがオンされる状態とのそれぞれが、前記モータの電気角１周期において１回ずつ実現されるように前記インバータを制御する矩形波制御の中から、前記インバータの出力電圧の変調率が規定値未満の場合に前記ＰＷＭ制御を選択して実行し、前記変調率が前記規定値以上の場合に前記矩形波制御を選択して実行するインバータ制御部と、前記コンバータ、前記インバータ及び前記モータのそれぞれの電力損失変化量を含む前記モータ制御システムの電力損失変化量を総損失変化量とし、現在の前記出力電圧指令値を所定値変化させたと仮定した場合における前記総損失変化量を都度算出する変化量算出部と、前記矩形波制御が行われている期間である補正許可期間において、前記変化量算出部によって算出された前記総損失変化量に基づいて、現在の前記出力電圧指令値が、実際の前記総損失変化量が最小となる前記コンバータの出力電圧よりも高いと判断した場合、現在の前記出力電圧指令値を減少補正する処理と、前記補正許可期間において、前記変化量算出部によって算出された前記総損失変化量に基づいて、現在の前記出力電圧指令値が、実際の前記総損失変化量が最小となる前記コンバータの出力電圧よりも低いと判断した場合、現在の前記出力電圧指令値を増加補正する処理とを都度行う補正部と、を備えることを特徴とする。

変調率が高いほど、モータの駆動に要求される印加電圧に対するコンバータの出力電圧が低い。コンバータの出力電圧が低い場合、上記出力電圧が高い場合よりもコンバータ及びインバータのそれぞれの電力損失が小さくなる。このため、変調率が高い場合、変調率が低い場合よりもコンバータ及びインバータのそれぞれの電力損失が小さくなる。したがって、変調率が規定値以上となって矩形波制御が行われている場合、ＰＷＭ制御が行われている場合よりもインバータの電力損失が小さくなる。

また、変調率が規定値以上となって矩形波制御が行われている場合、モータに弱め界磁電流が流れる。このため、矩形波制御が行われている場合、変調率が規定値未満となってＰＷＭ制御が行われている場合よりもモータの電力損失が大きくなる。

ここで、コンバータ、インバータ及びモータのそれぞれの電力損失と変調率との上述した関係から、コンバータ、インバータ及びモータのそれぞれの電力損失を含むモータ制御システムの総電力損失が最小となるのは、矩形波制御が行われている場合であることが見出された。このため、矩形波制御が行われている場合において、モータ制御システムの総電力損失をその最小値に近づけるようなコンバータの出力電圧指令値を探索することにより、総電力損失を低減させることができる。

そこで本発明では、変化量算出部により、コンバータの現在の出力電圧指令値を所定値変化させたと仮定した場合におけるモータ制御システムの総損失変化量が都度算出される。総損失変化量とは、コンバータ、インバータ及びモータのそれぞれの電力損失変化量を含むモータ制御システムの電力損失変化量のことである。

そして本発明では、矩形波制御が行われている期間を補正許可期間とする。そして、補正許可期間において、変化量算出部によって算出された総損失変化量に基づいて、コンバータの現在の出力電圧指令値が、実際の総損失変化量が最小となるコンバータの出力電圧よりも高いと判断された場合、現在の出力電圧指令値が減少補正される。一方、補正許可期間において、変化量算出部によって算出された総損失変化量に基づいて、現在の出力電圧指令値が、実際の総損失変化量が最小となるコンバータの出力電圧よりも低いと判断された場合、現在の出力電圧指令値が増加補正される。

上記減少補正又は増加補正により、補正許可期間において、モータ制御システムの総電力損失をその最小値に近づけるように現在の出力電圧指令値が更新される。ここで本発明では、上記減少補正又は増加補正による出力電圧指令値の補正手法を用いるため、モータ制御システムの総電力損失が最小となるモータ制御システムの動作点を予め把握する必要がない。このため、モータ制御システムの個体差や使用環境の温度変化がある場合であっても、精度よくモータ制御システムの総電力損失を低減させることができる。

また、本発明によれば、量産されるモータ制御システムに個体差がある場合であっても、出力電圧指令値を所定値変化させたと仮定した場合の電力損失変化量に着目して出力電圧指令値を補正する。このため、個体差が出力電圧指令値の補正に及ぼす影響を抑制できる。

ここで本発明は、例えば以下のように具体化することができる。詳しくは、前記モータ制御システムは、前記インバータ及び前記モータを複数組備え、前記コンバータは、複数の前記インバータのそれぞれに対して電圧を出力し、前記変化量算出部は、前記総損失変化量の算出に用いる前記インバータ及び前記モータのそれぞれの電力損失変化量として、複数の前記インバータ及び前記モータのそれぞれの電力損失変化量の合計値を算出し、前記補正許可期間は、複数の前記インバータのうち少なくとも１つについて前記矩形波制御が行われている期間である。

モータ制御システムにインバータ及びモータが複数組備えられる場合、各組のそれぞれで、インバータ及びモータのそれぞれの電力損失の合計値を最小とするコンバータの出力電圧指令値が相違し得る。これは、例えば、量産されるモータ制御システムに個体差があったり、各モータの温度が互いに相違したりすることに起因する。このため、インバータ及びモータが複数組備えられるモータ制御システムにおいては、このシステムの総電力損失が最小となる動作点を予め把握するための工数が膨大になる懸念がある。

そこで、変化量算出部により、コンバータの現在の出力電圧指令値を所定値変化させたと仮定した場合におけるモータ制御システムの総損失変化量が都度算出される。そして、補正許可期間を、複数のインバータのうち少なくとも１つについて矩形波制御が行われている期間とする。そして、上記減少補正又は増加補正により、補正許可期間において、各インバータ及び各モータの電力損失を含むモータ制御システムの総電力損失をその最小値に近づけるように現在の出力電圧指令値が都度補正される。総電力損失が最小となるモータ制御システムの動作点を予め把握しようとすると、その工数が膨大なものとなるシステムであって、インバータ及びモータを複数組備えるモータ制御システムにおいては、出力電圧指令値の上述した補正手法を用いるメリットが大きい。

モータ制御システムの全体構成図。 モータ制御処理のブロック図。 正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御及び矩形波制御の概要を示す図。 コンバータ出力電圧、制御モード及び各電力損失の関係を示す図。 電圧指令値設定処理の手順を示すフローチャート。 総損失変化量の算出処理の手順を示すフローチャート。 矩形波制御時のモータ及びインバータの合計損失変化量の算出処理の手順を示すフローチャート。 現在の処理周期の電流振幅、トルク指令値、及び次回の処理周期の電流振幅が関係付けられた特性情報を示す図。 正弦波制御時及び過変調制御時のモータ及びインバータの合計損失変化量の算出処理の手順を示すフローチャート。 トルク指令値、モータ回転速度、電圧指令値、並びにモータ及びインバータの合計損失変化量が関係付けられた特性情報を示す図。 コンバータ損失変化量の算出処理の手順を示すフローチャート。 バッテリ電流、電圧指令値及びコンバータ損失変化量が関係付けられた特性情報を示す図。 リアクトル損失変化量の算出処理の手順を示すフローチャート。 バッテリ電流、電圧指令値、及びリアクトル損失変化量が関係付けられた特性情報を示す図。 電圧指令値の補正手法の概要を示す図。 電圧指令値の補正手法の一例を示すタイムチャート。

以下、本発明にかかる制御装置を、車載主機として３相モータを備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ制御システムは、第１モータジェネレータ１０ａ、第１インバータ２０ａ、第２モータジェネレータ１０ｂ、第２インバータ２０ｂ、昇圧コンバータ３０、及び制御装置４０を備えている。本実施形態では、各モータジェネレータ１０ａ，１０ｂとして、永久磁石同期機を用いており、より具体的には、突極機であるＩＰＭＳＭを用いている。第１モータジェネレータ１０ａは、発電機、及び図示しない車載主機エンジンのクランク軸に初期回転を付与するスタータとしての役割を果たす。また、第２モータジェネレータ１０ｂは、車載主機等の役割を果たす。

第１モータジェネレータ１０ａには、第１インバータ２０ａが電気的に接続されている。第１インバータ２０ａは、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を３組備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、第１モータジェネレータ１０ａのＵ相が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、第１モータジェネレータ１０ａのＶ相が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、第１モータジェネレータ１０ａのＷ相が接続されている。ちなみに本実施形態では、各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

第２モータジェネレータ１０ｂには、第２インバータ２０ｂが電気的に接続されている。本実施形態において、第２インバータ２０ｂの構成は、第１インバータ２０ａの構成と同様である。このため、本実施形態では、第２インバータ２０ｂの詳細な説明を省略する。また、第２インバータ２０ｂを構成する各スイッチ及び各フリーホイールダイオードには、便宜上、第１インバータ２０ａを構成する各スイッチ及び各フリーホイールダイオードと同じ符号を付している。

第１インバータ２０ａ及び第２インバータ２０ｂのそれぞれを構成する上アームスイッチ及び下アームスイッチの直列接続体には、共通の第１コンデンサ３１が並列接続されている。第１コンデンサ３１には、昇圧コンバータ３０を介して第２コンデンサ３２が接続されている。第２コンデンサ３２には、直流電源であるバッテリ３３が接続されている。

昇圧コンバータ３０は、リアクトル３４、及び上，下アーム昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎの直列接続体を備えている。昇圧コンバータ３０は、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎのオンオフによって、バッテリ３３の端子間電圧を所定の電圧（例えば「６５０Ｖ」）を上限として昇圧する機能を有する。ちなみに本実施形態では、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、具体的にはＩＧＢＴを用いている。各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎには、各フリーホイールダイオードＤｃｐ，Ｄｃｎが逆並列に接続されている。

制御システムは、第１電圧センサ５０、第２電圧センサ５１、バッテリ電流センサ５２、第１相電流センサ５３ａ、第２相電流センサ５３ｂ、第１角度センサ５４ａ及び第２角度センサ５４ｂを備えている。第１電圧センサ５０は、第１コンデンサ３１の端子間電圧をシステム電圧ＶＨｒとして検出する第１電圧検出手段であり、第２電圧センサ５１は、第２コンデンサ３２の端子間電圧をバッテリ電圧ＶＬｒとして検出する第２電圧検出手段である。バッテリ電流センサ５２は、バッテリ３３に流れる電流を検出するバッテリ電流検出手段である。

第１相電流センサ５３ａは、第１モータジェネレータ１０ａに流れる各相電流（３相固定座標系における電流）のうち、少なくとも２相の電流を検出する第１相電流検出手段である。本実施形態において、第１相電流センサ５３ａは、Ｖ，Ｗ相電流を検出する。第２相電流センサ５３ｂは、第２モータジェネレータ１０ｂに流れる各相電流のうち、少なくとも２相の電流を検出する第２相電流検出手段である。本実施形態において、第２相電流センサ５３ｂは、Ｖ，Ｗ相電流を検出する。

第１角度センサ５４ａは、第１モータジェネレータ１０ａの回転角（電気角）を検出する第１角度検出手段である。第２角度センサ５４ｂは、第２モータジェネレータ１０ｂの回転角（電気角）を検出する第２角度検出手段である。

各センサの検出値は、制御装置４０に入力される。制御装置４０は、第１，第２モータジェネレータ１０ａ，１０ｂの制御量（本実施形態ではトルク）をその指令値（以下、第１，第２トルク指令値Ｔｒｑ１＊，Ｔｒｑ２＊）に制御すべく、昇圧コンバータ３０及び第１，第２インバータ２０ａ，２０ｂを制御する。なお本実施形態において、制御装置４０が「コンバータ制御部」及び「インバータ制御部」を含む。

昇圧コンバータ３０の制御手法について説明すると、制御装置４０は、昇圧コンバータ３０の出力電圧指令値（以下、電圧指令値ＶＨ＊）を設定する。制御装置４０は、第１電圧センサ５０によって検出されたシステム電圧ＶＨｒ、第２電圧センサ５１によって検出されたバッテリ電圧ＶＬｒ、及び電圧指令値ＶＨ＊に基づいて、システム電圧ＶＨｒを電圧指令値ＶＨ＊に制御すべく、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎを交互にオンする。ここで、１スイッチング周期Ｔｓｗに対する下アーム昇圧スイッチＳｃｎのオン時間Ｔｏｎの比率であるデューティ比「Ｔｏｎ／Ｔｓｗ」は、昇圧比「ＶＨｒ／ＶＬｒ」が高いほど大きくなる。ここで、昇圧比が１とされる場合、下アーム昇圧スイッチＳｃｎが常時オフされる。

続いて、図２を用いて、第１，第２インバータ２０ｂの制御手法について説明する。本実施形態では、第１，第２インバータ２０ａ，２０ｂの制御手法は同様である。このため、図２では、第１インバータ２０ａを例にして説明する。

２相変換部４０ａは、第１相電流センサ５３ａによって検出されたＶ，Ｗ相電流Ｉｖ１，Ｉｗ１と、第１角度センサ５４ａによって検出された電気角θ１とに基づいて、３相固定座標系におけるＵ相電流Ｉｕ１，Ｖ相電流Ｉｖ１，Ｗ相電流Ｉｗ１を、２相回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。

指令電流設定部４０ｂは、第１トルク指令値Ｔｒｑ１＊に基づいて、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として設定する。

ｄ軸偏差算出部４０ｃは、指令電流設定部４０ｂによって設定されたｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算した値として、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部４０ｄは、指令電流設定部４０ｂによって設定されたｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算した値として、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。

ｄ軸指令電圧算出部４０ｅは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄｒをｄ軸指令電流Ｉｄ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。詳しくは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄを入力とする比例積分制御によってｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。ｑ軸指令電圧算出部４０ｆは、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて、ｑ軸電流Ｉｑｒをｑ軸指令電流Ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。詳しくは、ｑ軸電流偏差ΔＩｑを入力とする比例積分制御によってｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。

３相変換部４０ｇは、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊、システム電圧ＶＨｒ、及び電気角θ１に基づいて、ｄ−ｑ座標系におけるｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、電気角で位相が互いに１２０°ずつずれた波形となる。

変調率算出部４０ｈは、ｄ，ｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊及びシステム電圧ＶＨｒに基づいて、変調率Ｍｒを算出する。本実施形態では、下式（ｅｑ１）に基づいて、変調率Ｍｒを算出する。

上式（ｅｑ１）において、右辺の分子は、第１インバータ２０ａの電圧ベクトルの振幅を示す。

操作部４０ｉは、変調率Ｍｒに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御、及び矩形波制御のうち、いずれかの制御を選択して実行する。本実施形態において、操作部４０ｉは、変調率Ｍｒが０以上であってかつ第１規定値（本実施形態では、０．６１）未満であると判断した場合、図３に示すように、正弦波ＰＷＭ制御を実行し、変調率Ｍｒが第１規定値よりも大きくてかつ第２規定値（本実施形態では、０．７８）未満であると判断した場合、過変調制御を実行する。

正弦波ＰＷＭ制御は、キャリア信号（例えば、三角波信号）と、３相変換部４０ｇから出力された各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との大小比較に基づいて、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオンオフするための各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する制御である。正弦波ＰＷＭ制御における各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の振幅は、キャリア信号の振幅以下である。

過変調制御は、キャリア信号の振幅よりも大きい振幅を有する各相指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、キャリア信号との大小比較に基づいて、各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する制御である。

一方、操作部４０ｉは、変調率Ｍｒが第２規定値であると判断した場合、矩形波制御を実行する。矩形波制御は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオンされてかつ下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオフされる状態と、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオフされてかつ下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオンされる状態とのそれぞれが、第１モータジェネレータ１０ａの電気角１周期において１回ずつ実現される制御である。矩形波制御では、第１インバータ２０ａの出力電圧の基本波成分の振幅を固定した上で、電圧ベクトルの位相を制御することにより、第１モータジェネレータ１０ａのトルクが第１トルク指令値Ｔｒｑ１＊に制御される。ここで、電圧ベクトルの位相は、第１モータジェネレータ１０ａのトルク推定値を第１トルク指令値Ｔｒｑ１にフィードバック制御するための操作量として算出すればよい。トルク推定値は、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づいて算出すればよい。

操作部４０ｉによって生成された操作信号は、第１インバータ２０ａに対して出力される。このように、変調率Ｍｒが第２規定値未満の場合には、電流フィードバック制御に従った正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御が実行される。一方、変調率Ｍｒが第２規定値に到達する場合には、矩形波制御が実行される。

図４に、モータジェネレータの回転速度及びトルクを一定とした場合における昇圧コンバータ３０の出力電圧ＶＨと各パラメータとの関係を示す。図４において、モータ電流とは、例えばｄ−ｑ座標系におけるモータジェネレータに流れる電流ベクトルの振幅のことである。

図４（ａ）に示すように、昇圧コンバータ３０の出力電圧ＶＨが低いほど変調率Ｍｒが高くなり、出力電圧ＶＨがある電圧まで低下すると、変調率Ｍｒは第２規定値（０．７８）に固定される。また、図４（ｃ）に示すように、変調率Ｍｒが第２規定値未満の場合、昇圧コンバータ３０の出力電圧ＶＨにかかわらずモータ電流が一定であるものの、変調率Ｍｒが第２規定値となる場合、出力電圧ＶＨが低くなるほどモータ電流が増加する。これは、矩形波制御においては、モータジェネレータのトルクを増大させるべく、電圧ベクトルの位相を進角させて弱め界磁電流を流すためである。その結果、矩形波制御が行われる場合のモータジェネレータの電力損失は、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御が行われる場合のモータジェネレータの電力損失よりも大きい。また、矩形波制御が行われる場合、モータ電流が大きくなるほど、モータジェネレータの電力損失が大きくなる。

インバータの電力損失は、インバータを構成する各スイッチのスイッチング損失が支配的であるため、各スイッチのスイッチング回数に依存する。このため、インバータの電力損失は、図４（ｅ）に示すように、矩形波制御、過変調制御及び正弦波ＰＷＭ制御のうち、矩形波制御において最も小さくなり、正弦波ＰＷＭ制御において最も大きくなる。

上述したインバータ及びモータジェネレータのそれぞれの電力損失の合計値は、図４（ｆ）に示すように、過変調制御から矩形波制御に切り替えられる昇圧コンバータ３０の出力電圧ＶＨにおいて最小となる。ここで、モータ制御システムの総電力損失を最小とするには、インバータ及びモータジェネレータのそれぞれの電力損失に加えて、昇圧コンバータ３０の電力損失も考慮する必要がある。本実施形態では、モータ制御システムの総電力損失を最小とするような昇圧コンバータ３０の電圧指令値ＶＨ＊を設定する。

続いて、昇圧コンバータの電圧指令値ＶＨ＊の算出処理について説明する。電圧指令値ＶＨ＊は、モータ制御システムの総電力損失が最小となるように設定される。本実施形態において、総電力損失とは、第１，第２インバータ２０ｂの電力損失、第１，第２モータジェネレータ１０ａ，１０ｂの電力損失、及び昇圧コンバータ３０の電力損失の合計値のことである。総電力損失が最小となるような電圧指令値ＶＨ＊を設定するために、本実施形態では、第１，第２インバータ２０ａ，２０ｂのうち少なくとも一方について矩形波制御が行われている補正許可期間において、電圧指令値ＶＨ＊を都度補正する処理を行う。

図５に、電圧指令値ＶＨ＊の補正処理を含む電圧指令値設定処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０によって例えば所定の処理周期で繰り返し実行される。なお本実施形態において、図５〜図１４に示した処理で用いられる電圧指令値ＶＨ＊は、前回の処理周期において設定された最新の電圧指令値ＶＨ＊のこととする。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、第１，第２モータジェネレータ１０ａ，１０ｂのうち少なくとも一方が矩形波制御で駆動されているか否かを判断する。ステップＳ１０において第１，第２モータジェネレータ１０ａ，１０ｂの双方が矩形波制御で駆動されていないと判断した場合には、電圧指令値ＶＨ＊の補正を禁止し、ステップＳ１１に進む。ステップＳ１１では、電圧指令値ＶＨ＊の仮設定値である損失最小電圧Ｖｌｏｓｓをバッテリ電圧ＶＬｒとする。

ステップＳ１０において肯定判断した場合には、電圧指令値ＶＨ＊の補正を許可し、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１２では、モータ制御システムの総電力損失の変化量である総損失変化量ΔＰａｌｌを算出する処理を行う。

図６に、総損失変化量ΔＰａｌｌの算出処理の手順を示す。なお本実施形態において、この処理は「変化量算出部」に相当する。

ステップＳ１００では、第１モータジェネレータ１０ａが矩形波制御で駆動されているか否かを判断する。ステップＳ１００において肯定判断した場合には、ステップＳ１０１に進み、矩形波制御が行われている場合における第１モータジェネレータ１０ａ及び第１インバータ２０ａのそれぞれの電力損失変化量の合計値（以下、第１損失変化量ΔＰｍｇ１）を算出する。一方、ステップＳ１００において否定判断した場合には、ステップＳ１０２に進み、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御が行われている場合における第１損失変化量ΔＰｍｇ１を算出する。以下、図７を用いて矩形波制御が行われている場合における第１損失変化量ΔＰｍｇ１の算出手法を説明し、図９を用いて正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御が行われている場合における第１損失変化量ΔＰｍｇ１の算出手法を説明する。

まず、図７に、矩形波制御が行われている場合における第１損失変化量ΔＰｍｇ１の算出処理の手順を示す。本実施形態では、矩形波制御が行われている場合の第１損失変化量ΔＰｍｇ１として、第１モータジェネレータ１０ａの銅損に起因する変化量のみに着目する。これは、矩形波制御が行われている場合においては、スイッチング周波数が低く、スイッチング周波数に依存する第１モータジェネレータ１０ａの鉄損及び第１インバータ２０ａの電力損失のそれぞれの変化量が微小であり、無視できるためである。

ステップＳ１１０では、２相変換部４０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づいて、現在の処理周期において第１モータジェネレータ１０ａに流れる電流ベクトルの振幅Ｉｎ１（ｔ）を算出する。

続くステップＳ１１１では、現在の処理周期における電流ベクトルの振幅Ｉｎ１（ｔ）と、第１トルク指令値Ｔｒｑ１＊とに基づいて、電圧指令値ＶＨ＊を、現在の電圧指令値ＶＨ＊から第１補正量Ｖｄｏｗｎ（＞０）減算した値に設定したと仮定した場合における次回の処理周期における電流ベクトルの振幅Ｉｎ（ｔ＋１）を算出する。本実施形態では、図８に示すように、現在の処理周期における電流ベクトルの振幅Ｉｎ（ｔ）、第１トルク指令値Ｔｒｑ１＊及び次回の処理周期における電流ベクトルの振幅Ｉｎ（ｔ＋１）が関係付けられた特性情報（マップデータ）に基づいて、次回の処理周期における電流ベクトルの振幅Ｉｎ（ｔ＋１）を算出する。ここでは、現在の処理周期における電流ベクトルの振幅Ｉｎ（ｔ）が大きかったり、第１トルク指令値Ｔｒｑ１＊が大きかったりするほど、次回の処理周期における電流ベクトルの振幅Ｉｎ（ｔ＋１）を大きく算出する。

続くステップＳ１１２では、現在の処理周期における電流ベクトルの振幅Ｉｎ（ｔ）と、次回の処理周期における電流ベクトルの振幅Ｉｎ（ｔ＋１）とに基づいて、第１損失変化量ΔＰｍｇ１を算出する。本実施形態では、下式（ｅｑ２）に基づいて、第１損失変化量ΔＰｍｇ１を算出する。

上式（ｅｑ２）において、Ｒ１は第１モータジェネレータ１０ａの３相分の抵抗を示す。

続いて、図９に、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御が行われている場合における第１損失変化量ΔＰｍｇ１の算出処理の手順を示す。本実施形態では、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御が行われている場合の第１損失変化量ΔＰｍｇ１として、第１モータジェネレータ１０ａの鉄損及び第１インバータ２０ａの電力損失に起因する変化量のみに着目する。これは、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御が行われる場合においては、電流フィードバック制御により、昇圧コンバータ３０の出力電圧ＶＨが変化しても、先の図４（ｃ）に示したようにモータ電流が変化せず、銅損が無視できるためである。

ステップＳ１２０では、電圧指令値ＶＨ＊、第１トルク指令値Ｔｒｑ１＊、及び第１モータジェネレータ１０ａの回転速度Ｎ１に基づいて、第１損失変化量ΔＰｍｇ１を算出する。本実施形態では、図１０に示すように、第１トルク指令値Ｔｒｑ１＊、回転速度Ｎ１、電圧指令値ＶＨ＊、及び第１損失変化量ΔＰｍｇ１が関係付けられた特性情報（マップデータ）に基づいて、第１損失変化量ΔＰｍｇ１を算出する。ここでは、第１トルク指令値Ｔｒｑ１＊が高かったり、回転速度Ｎ１が高かったり、電圧指令値ＶＨ＊が高かったりするほど、第１損失変化量ΔＰｍｇ１を大きく算出する。なお、回転速度Ｎ１は、第１角度センサ５４ａによって検出された電気角θ１に基づいて算出すればよい。

先の図６の説明に戻り、続くステップＳ１０３では、第２モータジェネレータ１０ｂが矩形波制御で駆動されているか否かを判断する。ステップＳ１０３において肯定判断した場合には、ステップＳ１０４に進み、矩形波制御が行われている場合における第２モータジェネレータ１０ｂ及び第２インバータ２０ｂのそれぞれの電力損失変化量の合計値（以下、第２損失変化量ΔＰｍｇ２）を算出する。ここで、矩形波制御が行われている場合の第２損失変化量ΔＰｍｇ２は、ステップＳ１０１の処理と同様な処理によって算出すればよい。

一方、ステップＳ１０３において否定判断した場合には、ステップＳ１０５に進み、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御が行われている場合における第２損失変化量ΔＰｍｇ２を算出する。ここで、正弦波ＰＷＭ制御又は過変調制御が行われている場合の第２損失変化量ΔＰｍｇ２は、ステップＳ１０２の処理と同様な処理によって算出すればよい。

続くステップＳ１０６、Ｓ１０７では、昇圧コンバータ３０の電力損失変化量を算出する。本実施形態では、昇圧コンバータ３０の電力損失変化量を、コンバータ損失変化量ΔＰｃｎｖと、リアクトル損失変化量ΔＰｒとの合計値とする。コンバータ損失変化量ΔＰｃｎｖとは、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎのスイッチング損失や導通損失に起因する電力損失変化量のことである。リアクトル損失変化量ΔＰｒとは、リアクトル３４に電流が流れることに起因する電力損失変化量のことである。以下、図１１を用いてコンバータ損失変化量ΔＰｃｎｖの算出手法について説明し、図１３を用いてリアクトル損失変化量ΔＰｒの算出手法について説明する。

まず、図１１に、コンバータ損失変化量ΔＰｃｎｖを算出する処理の手順を示す。

ステップＳ１３０では、電圧指令値ＶＨ＊から第１補正量Ｖｄｏｗｎ減算した値を探索電圧Ｖｓｒｃとして算出する。

続くステップＳ１３１では、昇圧コンバータ３０の動作状態である昇圧要求状態が、昇圧モードであるか否かを判断する。ステップＳ１３１において肯定判断した場合には、ステップＳ１３２に進み、電圧指令値ＶＨ＊と、バッテリ電流センサ５２によって検出されたバッテリ電流Ｉｂとに基づいて、現在の処理周期におけるコンバータ損失Ｐｃｎｖ（ｔ）を算出する。また、ステップＳ１３３では、探索電圧Ｖｓｒｃと、バッテリ電流Ｉｂとに基づいて、次回の処理周期におけるコンバータ損失Ｐｃｎｖ（ｔ＋１）を算出する。ここで、ステップＳ１３２、Ｓ１３３のコンバータ損失Ｐｃｎｖは、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎのスイッチング損失及び導通損失の合計値である。本実施形態では、図１２に示すように、バッテリ電流Ｉｂと、電圧指令値ＶＨ＊又は探索電圧Ｖｓｒｃと、コンバータ損失Ｐｃｎｖとが関係付けられた特性情報（マップデータ）に基づいて、コンバータ損失Ｐｃｎｖを算出する。ここでは、バッテリ電流Ｉｂが大きかったり、電圧指令値ＶＨ＊又は探索電圧Ｖｓｒｃが高かったりするほど、コンバータ損失Ｐｃｎｖを大きく算出する。

一方、ステップＳ１３１において否定判断した場合には、非昇圧モードであると判断し、ステップＳ１３５に進む。ステップＳ１３５では、電圧指令値ＶＨ＊と、バッテリ電流Ｉｂとに基づいて、現在の処理周期におけるコンバータ損失Ｐｃｎｖ（ｔ）を算出する。また、ステップＳ１３６では、探索電圧Ｖｓｒｃと、バッテリ電流Ｉｂとに基づいて、次回の処理周期におけるコンバータ損失Ｐｃｎｖ（ｔ＋１）を算出する。ここで、ステップＳ１３５、Ｓ１３６のコンバータ損失Ｐｃｎｖは、各昇圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎの導通損失である。本実施形態では、先の図１２に示した特性情報に基づいて、コンバータ損失Ｐｃｎｖを算出する。なお本実施形態において、ステップＳ１３２，Ｓ１３３で用いるマップデータと、ステップＳ１３５，Ｓ１３６で用いるマップデータとは異なる。

続くステップＳ１３４では、次回の処理周期におけるコンバータ損失Ｐｃｎｖ（ｔ）から現在の処理周期におけるコンバータ損失Ｐｃｎｖ（ｔ）を減算した値として、コンバータ損失変化量ΔＰｃｎｖを算出する。

続いて図１３に、リアクトル損失変化量ΔＰｒを算出する処理の手順を示す。

ステップＳ１４０では、電圧指令値ＶＨ＊から第１補正量Ｖｄｏｗｎ減算した値を探索電圧Ｖｓｒｃとして算出する。

続くステップＳ１４１では、電圧指令値ＶＨ＊と、バッテリ電流Ｉｂとに基づいて、現在の処理周期におけるリアクトル３４の電力損失Ｐｒ（ｔ）を算出する。また、ステップＳ１４２では、探索電圧Ｖｓｒｃと、バッテリ電流Ｉｂとに基づいて、次回の処理周期におけるリアクトル３４の電力損失Ｐｒ（ｔ＋１）を算出する。本実施形態では、図１４に示すように、バッテリ電流Ｉｂと、電圧指令値ＶＨ＊又は探索電圧Ｖｓｒｃと、リアクトル３４の電力損失Ｐｒとが関係付けられた特性情報（マップデータ）に基づいて、リアクトル３４の電力損失Ｐｒを算出する。ここでは、バッテリ電流Ｉｂが大きかったり、電圧指令値ＶＨ＊又は探索電圧Ｖｓｒｃが高かったりするほど、リアクトル３４の電力損失Ｐｒを大きく算出する。

続くステップＳ１４４では、次回の処理周期におけるリアクトル３４の電力損失Ｐｒ（ｔ）から現在の処理周期におけるリアクトル３４の電力損失Ｐｒ（ｔ）を減算した値として、リアクトル損失変化量ΔＰｒを算出する。

先の図６の説明に戻り、続くステップＳ１０８では、第１損失変化量ΔＰｍｇ１、第２損失変化量ΔＰｍｇ２、コンバータ損失変化量ΔＰｃｎｖ及びリアクトル損失変化量ΔＰｒの加算値として、総損失変化量ΔＰａｌｌを算出する。

先の図５の説明に戻り、続くステップＳ１３では、ステップＳ１２で算出した総損失変化量ΔＰａｌｌが負の値であるか否かを判断する。この処理は、現在の電圧指令値ＶＨ＊が、実際の総損失変化量が最小となる電圧指令値ＶＨ＊よりも高圧側にあるか否かを判断するための処理である。ステップＳ１３において負の値であると判断した場合には、ステップＳ１４に進み、損失最小電圧Ｖｌｏｓｓを、電圧指令値ＶＨ＊から第１補正量Ｖｄｏｗｎ減算した値とする。

一方、ステップＳ１３において否定判断した場合には、ステップＳ１５に進み、総損失変化量ΔＰａｌｌが第１閾値Ｐｈｉｓ（＞０）よりも大きいか否かを判断する。この処理は、現在の電圧指令値ＶＨ＊が、実際の総損失変化量が最小となる電圧指令値ＶＨ＊よりも低圧側にあるか否かを判断するための処理である。ここで、第１閾値Ｐｈｉｓは、総損失変化量ΔＰａｌｌが頻繁にゼロクロスすることに起因して、ステップＳ１４の増加補正と、ステップＳ１６の減少補正とが交互に繰り返されることを回避するための値である。ステップＳ１５において肯定判断した場合には、ステップＳ１６に進み、損失最小電圧Ｖｌｏｓｓを、電圧指令値ＶＨ＊に第２補正量Ｖｕｐ（＞０）加算した値とする。ステップＳ１５において否定判断した場合には、ステップＳ１７に進み、損失最小電圧Ｖｌｏｓｓを、前回の処理周期で設定した電圧指令値ＶＨ＊に維持する。

続くステップＳ１８では、第１モータジェネレータ１０ａの回転速度Ｎ１及び第１トルク指令値Ｔｒｑ１＊に基づいて、第１モータジェネレータ１０ａの駆動に要求される第１インバータ２０ａの最小入力電圧である第１最小電圧Ｖｍｉｎ１を算出する。

続くステップＳ１９では、第２モータジェネレータ１０ｂの回転速度Ｎ２及び第２トルク指令値Ｔｒｑ２＊に基づいて、第２モータジェネレータ１０ｂの駆動に要求される第２インバータ２０ｂの最小入力電圧である第２最小電圧Ｖｍｉｎ２を算出する。なお、回転速度Ｎ２は、第２角度センサ５４ｂによって検出された電気角θ２に基づいて算出すればよい。

続くステップＳ２０では、損失最小電圧Ｖｌｏｓｓ、第１最小電圧Ｖｍｉｎ１及び第２最小電圧Ｖｍｉｎ２のうち最大値を要求電圧Ｖｒｅｑに設定する。続くステップＳ２１では、要求電圧Ｖｒｅｑが、バッテリ電圧ＶＬｒ及び第２閾値Ｖｈｉｓ（＞０）の加算値よりも高いか否かを判断する。

ステップＳ２１において肯定判断した場合には、ステップＳ２２に進み、昇圧要求状態を昇圧モードに設定する。一方、ステップＳ２１において否定判断した場合には、ステップＳ２３に進み、要求電圧Ｖｒｅｑがバッテリ電圧ＶＬｒ未満であるか否かを判断する。ステップＳ２３において肯定判断した場合には、ステップＳ２４に進み、昇圧要求状態を非昇圧モードに設定する。一方、ステップＳ２３において否定判断した場合には、ステップＳ２５に進み、昇圧要求状態を、前回の処理周期で設定された昇圧要求状態に維持する。

続くステップＳ２６では、昇圧要求状態が昇圧モードであるか否かを判断する。ステップＳ２６において昇圧モードであると判断した場合には、ステップＳ２７に進み、電圧指令値ＶＨ＊を要求電圧Ｖｒｅｑに設定する。一方、ステップＳ２６において非昇圧モードであると判断した場合には、ステップＳ２８に進み、電圧指令値ＶＨ＊をバッテリ電圧ＶＬｒに設定する。すなわち、昇圧比が１とされる。ステップＳ２７，Ｓ２８の処理により、電圧指令値ＶＨ＊が更新される。なお本実施形態において、ステップＳ２７，Ｓ２８の処理が「指令値設定部」に相当する。

図１５に、電圧指令値ＶＨ＊の補正処理の一例を示す。図１５において、Ｐａｌｌはモータ制御システムの総電力損失を示し、Ｐｍｇ１は、第１インバータ２０ａ及び第１モータジェネレータ１０ａの電力損失の合計値を示し、Ｐｍｇ２は、第２インバータ２０ｂ及び第２モータジェネレータ１０ｂの電力損失の合計値を示し、Ｐｃは昇圧コンバータ３０の電力損失を示す。本実施形態のモータ制御システムは、モータジェネレータ及びインバータを２組備えるシステムであり、Ｐｍｇ１が最小となる電圧指令値ＶＨ＊と、Ｐｍｇ２が最小となる電圧指令値ＶＨ＊とが異なる。このため、総電力損失Ｐａｌｌが最小となる電圧指令値ＶＨ＊は、Ｐｍｇ１が最小となる電圧指令値ＶＨ＊と、Ｐｍｇ２が最小となる電圧指令値ＶＨ＊との中間に存在する。

図１５（ａ）は、図５のステップＳ１２で算出された総損失変化量ΔＰａｌｌが負の値である場合の補正処理の一例である。より具体的には、図１５（ａ）は、前回の処理周期においてステップＳ１０で否定判断された後、現在の処理周期においてステップＳ１０で肯定判断された場合の補正処理の一例である。

図１５（ａ）では、前回の処理周期においてステップＳ１１で設定された損失最小電圧Ｖｌｏｓｓを基準電圧（ＶＬｒ）として示している。総損失変化量ΔＰａｌｌが負の値であるため、現在の処理周期においてステップＳ１３で肯定判断される。このため、基準電圧（ＶＬｒ）から第１補正量Ｖｄｏｗｎ減算した値が、新たな損失最小電圧Ｖｌｏｓｓとされる。

図１５（ｂ）は、ステップＳ１２で算出された総損失変化量ΔＰａｌｌが正の第１閾値Ｐｈｉｓを超えている場合の補正処理の一例である。図１５（ｂ）に示すように、総損失変化量ΔＰａｌｌが正の第１閾値Ｐｈｉｓを超えているため、現在の処理周期における損失最小電圧Ｖｌｏｓｓに第２補正量Ｖｕｐ加算した値が、新たな損失最小電圧Ｖｌｏｓｓとされる。

図１６に、本実施形態にかかる電圧指令値ＶＨ＊の設定処理の一例を示す。

図示される例では、時刻ｔ１において、第１モータジェネレータ１０ａが矩形波制御に切り替えられ、図５のステップＳ１０で肯定判断される。これにより、電圧指令値ＶＨ＊の補正処理が許可される。その後、総損失変化量ΔＰａｌｌが負の値であると判断されるため、電圧指令値ＶＨ＊を低下すべく損失最小電圧Ｖｌｏｓｓが減少補正されるものの、非昇圧モードであるため、電圧指令値ＶＨ＊がバッテリ電圧ＶＬｒで制限される。

その後時刻ｔ２において、要求電圧Ｖｒｅｑが、バッテリ電圧ＶＬｒ及び第２閾値Ｖｈｉｓの加算値を超えると判断されるため、昇圧モードに切り替えられる。したがって、電圧指令値ＶＨ＊が上昇し始める。

その後時刻ｔ３において、総損失変化量ΔＰａｌｌが負の値となり、損失最小電圧Ｖｌｏｓｓが下降し始めることにより、要求電圧Ｖｒｅｑが下降し始める。その後時刻ｔ４において、要求電圧Ｖｒｅｑがバッテリ電圧ＶＬｒ未満となるため、非昇圧モードに切り替えられる。そして時刻ｔ５において、第１モータジェネレータ１０ａの駆動制御が過変調制御に切り替えられ、電圧指令値ＶＨ＊の補正が禁止される。

以上説明した本実施形態によれば、第１，第２モータジェネレータ１０ａ，１０ｂのうち少なくとも一方が矩形波制御で駆動されている期間において、電圧指令値ＶＨ＊が都度補正される。この補正手法によれば、モータ制御システムの総電力損失Ｐａｌｌが最小となるモータ制御システムの動作点を予め把握する必要がない。このため、量産されるモータ制御システムの個体差や、モータ制御システムの使用環境の温度により、上記動作点が変化するといったことを考慮する必要もない。このため、制御装置４０を設計する場合の工数の増加を抑制しつつ、モータ制御システムの個体差や使用環境の温度変化がある場合であっても、精度よくモータ制御システムの総電力損失Ｐａｌｌを低減させることができる。

本実施形態では、モータ制御システムとして、インバータ及びモータジェネレータが２組備えられるシステムを採用した。この場合、総電力損失Ｐａｌｌが最小となるモータ制御システムの動作点を予め把握しようとすると、その工数が膨大なものとなる懸念がある。このため、電圧指令値ＶＨ＊の上述した補正手法を、インバータ及びモータジェネレータが２組備えられるシステムに適用するメリットが大きい。

各電流センサの検出値には検出誤差が含まれ得る。この検出誤差は、量産されるモータ制御システムの個体差によって相違し得る。また、上記個体差により、モータジェネレータの各特性値が設計時に想定した特性値からずれ得る。この場合、各電力損失変化量を算出するためのマップデータと、設計時に想定したマップデータとがずれ得る。ここで本実施形態では、矩形波制御が行われている場合、第１，第２損失変化量ΔＰｍｇ１，ΔＰｍｇ２として、銅損に起因する電力損失のみに着目した。また、現在の電圧指令値ＶＨ＊に対応する銅損に起因する電力損失と、現在の電圧指令値ＶＨ＊から第１補正量Ｖｄｏｗｎ減算した値に対応する銅損に起因する電力損失との差分として、第１，第２損失変化量ΔＰｍｇ１，ΔＰｍｇ２を算出した。銅損に起因する電力損失は、電流に依存し、電圧に依存しない。このため、上記差分として第１，第２損失変化量ΔＰｍｇ１，ΔＰｍｇ２を算出することにより、各電流センサの検出誤差がばらついたり、モータジェネレータの特性値が相違したりする場合であっても、検出誤差や特性値ずれが第１，第２損失変化量ΔＰｍｇ１，ΔＰｍｇの算出精度に及ぼす影響を抑制できる。

（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記実施形態では、現在の電圧指令値ＶＨ＊を第１補正量Ｖｄｏｗｎ低下させたと仮定した場合におけるモータ制御システムの総電力損失Ｐａｌｌから、現在の総電力損失Ｐａｌｌを減算した値を総損失変化量ΔＰａｌｌとして算出したがこれに限らない。現在の電圧指令値ＶＨ＊を第２補正量Ｖｕｐ上昇させたと仮定した場合におけるモータ制御システムの総電力損失Ｐａｌｌから、現在の総電力損失Ｐａｌｌを減算した値を総損失変化量ΔＰａｌｌとして算出してもよい。この場合、例えば、図５のステップＳ１３の処理を、総損失変化量が正の値であるか否かを判断する処理に置き換えればよい。また、図５のステップＳ１５の処理を、総損失変化量ΔＰａｌｌが、負の所定閾値未満であるか否かを判断する処理に置き換えればよい。

・総損失変化量ΔＰａｌｌに、昇圧コンバータ３０、各インバータ２０ａ，２０ｂ及び各モータジェネレータ１０ａ，１０ｂのそれぞれの電力損失変化量以外の電力損失変化量を含んでもよい。この電力損失変化量としては、例えば、バッテリ３３に電流が流れる場合におけるバッテリ３３の電力損失変化量が挙げられる。

・上記実施形態では、インバータ及びモータジェネレータが２組備えられるモータ制御システムとしたこれに限らず、インバータ及びモータジェネレータが３組以上備えられるモータ制御システムとしてもよい。また、モータ制御システムとしては、インバータ及びモータジェネレータが複数組備えられるものに限らず、インバータ及びモータジェネレータのそれぞれが１つずつ備えられるモータ制御システムであってもよい。

１０ａ，１０ｂ…第１，第２モータジェネレータ、２０ａ，２０ｂ…第１，第２インバータ、３０…昇圧コンバータ、４０…制御装置。

Claims (7)

1. 直流電源（３３）の出力電圧を昇圧して出力可能に構成されたコンバータ（３０）と、
   上アームスイッチ（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）及び下アームスイッチ（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）の直列接続体を有し、前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換して出力可能に構成されたインバータ（２０ａ，２０ｂ）と、
   前記インバータから出力された交流電圧によって駆動可能に構成されたモータ（１０ａ，１０ｂ）と、を備えるモータ制御システムに適用され、
   前記コンバータの出力電圧指令値を設定する指令値設定部と、
   前記コンバータの出力電圧が、前記指令値設定部によって設定された前記出力電圧指令値となるように前記コンバータを制御するコンバータ制御部と、
   前記インバータから前記モータに印加される各相電圧が、前記コンバータの出力電圧に応じたＰＷＭ波形電圧となるように前記インバータを制御するＰＷＭ制御、及び前記上アームスイッチがオンされてかつ前記下アームスイッチがオフされる状態と、前記上アームスイッチがオフされてかつ前記下アームスイッチがオンされる状態とのそれぞれが、前記モータの電気角１周期において１回ずつ実現されるように前記インバータを制御する矩形波制御の中から、前記インバータの出力電圧の変調率が規定値未満の場合に前記ＰＷＭ制御を選択して実行し、前記変調率が前記規定値以上の場合に前記矩形波制御を選択して実行するインバータ制御部と、
   前記コンバータ、前記インバータ及び前記モータのそれぞれの電力損失変化量を含む前記モータ制御システムの電力損失変化量を総損失変化量とし、現在の前記出力電圧指令値を所定値変化させたと仮定した場合における前記総損失変化量を都度算出する変化量算出部と、
   前記矩形波制御が行われている期間である補正許可期間において、前記変化量算出部によって算出された前記総損失変化量に基づいて、現在の前記出力電圧指令値が、実際の前記総損失変化量が最小となる前記コンバータの出力電圧よりも高いと判断した場合、現在の前記出力電圧指令値を減少補正する処理と、前記補正許可期間において、前記変化量算出部によって算出された前記総損失変化量に基づいて、現在の前記出力電圧指令値が、実際の前記総損失変化量が最小となる前記コンバータの出力電圧よりも低いと判断した場合、現在の前記出力電圧指令値を増加補正する処理とを都度行う補正部と、を備えることを特徴とするモータ制御システムの制御装置。
2. 前記モータ制御システムは、前記インバータ及び前記モータを複数組備え、
   前記コンバータは、複数の前記インバータのそれぞれに対して電圧を出力し、
   前記変化量算出部は、前記総損失変化量の算出に用いる前記インバータ及び前記モータのそれぞれの電力損失変化量として、複数の前記インバータ及び前記モータのそれぞれの電力損失変化量の合計値を算出し、
   前記補正許可期間は、複数の前記インバータのうち少なくとも１つについて前記矩形波制御が行われている期間である請求項１に記載のモータ制御システムの制御装置。
3. 前記変化量算出部は、現在の前記出力電圧指令値を、現在の前記出力電圧指令値から前記所定値減算した値にしたと仮定した場合における前記コンバータ、前記インバータ及び前記モータのそれぞれの電力損失を含む前記モータ制御システムの総電力損失から、現在の前記総電力損失を減算した値を前記総損失変化量として都度算出し、
   前記補正部は、前記変化量算出部によって算出された前記総損失変化量が負の値であると判断したことをもって、現在の前記出力電圧指令値が、実際の前記総損失変化量が最小となる前記コンバータの出力電圧よりも高いと判断し、前記総損失変化量が正の値であると判断したことをもって、現在の前記出力電圧指令値が、実際の前記総損失変化量が最小となる前記コンバータの出力電圧よりも低いと判断する請求項１又は２に記載のモータ制御システムの制御装置。
4. 前記変化量算出部は、前記矩形波制御が行われている場合、前記インバータの電力損失変化量を０として算出し、また、前記モータの電力損失変化量として前記モータの銅損に起因した電力損失変化量を算出する請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御システムの制御装置。
5. 前記変化量算出部は、前記ＰＷＭ制御が行われている場合、前記モータの電力損失変化量として前記モータの鉄損に起因した電力損失変化量を算出する請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ制御システムの制御装置。
6. 前記変化量算出部は、現在の前記出力電圧指令値を前記所定値変化させたと仮定した場合における前記コンバータ、前記インバータ及び前記モータのそれぞれの電力損失変化量の合計値を、前記総損失変化量として算出する請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ制御システムの制御装置。
7. 前記ＰＷＭ制御は、前記インバータから前記モータに印加される各相電圧が、前記コンバータの出力電圧に応じたＰＷＭ波形電圧となるように前記インバータを制御する正弦波ＰＷＭ制御と、前記インバータから前記モータに印加される各相電圧が、前記正弦波ＰＷＭ制御におけるＰＷＭ波形電圧よりも前記変調率の高いＰＷＭ電圧波形となるように前記インバータを制御する過変調制御と、を含み、
   前記規定値を第２規定値とし、
   前記インバータ制御部は、前記変調率が前記第２規定値よりも小さい第１規定値未満の場合に前記正弦波ＰＷＭ制御を選択して実行し、前記変調率が前記第１規定値以上であってかつ前記第２規定値未満の場合に前記過変調制御を選択して実行し、前記変調率が前記第２規定値以上の場合に前記矩形波制御を選択して実行する請求項１〜６のいずれか１項に記載のモータ制御システムの制御装置。

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