JP2016136709A - Base station device, radio communication method and radio communication system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、基地局装置、無線通信方法、及び無線通信システムに関する。 The present invention relates to a base station apparatus, a radio communication method, and a radio communication system.
現在、スマートフォンの爆発的な普及に伴い、利便性の高いマイクロ波帯の周波数資源が枯渇の危機を迎えている。いわゆる第３世代の携帯電話から第４世代の携帯電話へ移行したり、新しい周波数帯の新規割り当てなども行われているが、サービスを望む事業者が多いことから、一つの事業者に割り当てられる周波数資源は限られている。この周波数資源の逼迫状態を解消するための技術として、マルチユーザＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術が注目されている。 Currently, with the explosive spread of smartphones, highly convenient microwave band frequency resources are in danger of being exhausted. There is a transition from so-called third-generation mobile phones to fourth-generation mobile phones and new allocation of new frequency bands, but since there are many operators who want services, they are assigned to one operator. Frequency resources are limited. Multi-user MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) technology has attracted attention as a technology for eliminating the tight state of frequency resources.
［マルチユーザＭＩＭＯ技術について］
（マルチユーザＭＩＭＯの概要）
コヒーレント伝送や、フェーズドアレーアンテナ技術は、基本的に回線利得を改善する技術であり、広域のサービスエリアを一つの基地局装置でカバーする際の回線容量を増大させるためには、別の無線通信技術が必要となる。一方で周波数資源は限りがあるために、ここでは限られた資源を高い周波数利用効率で利用するための技術として、例えば非特許文献１にて検討されているマルチユーザＭＩＭＯ技術について説明をする。
図１１は、マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す概略図である。同図に示すように、マルチユーザＭＩＭＯシステムは、基地局装置８０１と、端末装置８０２−１、８０２−２、８０２−３（端末装置＃１〜＃３）とを具備している。実際に一つの基地局装置８０１が収容する端末装置８０２の数は多数であるが、そのうちの数局を選び出し（同図では端末装置８０２−１〜８０２−３）、通信を行う。各端末装置８０２は、基地局装置８０１と比較して送受信アンテナ数が一般に少ない。以下では、基地局装置８０１から端末装置８０２への通信（ダウンリンク）を行う場合について説明する。
[About multi-user MIMO technology]
(Outline of multi-user MIMO)
Coherent transmission and phased array antenna technology are basically technologies that improve channel gain, and in order to increase the channel capacity when covering a wide service area with one base station device, another wireless communication Technology is required. On the other hand, since frequency resources are limited, here, for example, a multi-user MIMO technique studied in Non-Patent
FIG. 11 is a schematic diagram illustrating a configuration example of a multi-user MIMO system. As shown in the figure, the multi-user MIMO system includes a
基地局装置８０１は、多数のアンテナ素子を用いて複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末装置８０２−１〜８０２−３に対してそれぞれ３つのＭＩＭＯチャネルを割り当て、全体として９系統の信号系列を送信する場合を考える。その際、端末装置８０２−１に対して送信する信号は、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように（ヌルが形成されるように）調整し、この結果として端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３への干渉を抑制する。同様に、端末装置８０２−２に対して送信する信号は、端末装置８０２−１及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末装置８０２−３にも施す。このように指向性制御を行う理由は、例えば端末装置８０２−１においては、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３で受信した信号の情報を知る術がないため、端末装置８０２間での協調的な受信処理ができない。つまり、３本のアンテナしかない端末装置８０２−１のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しい。そこで、各端末装置８０２−１〜８０２−３には他の端末装置８０２の信号が受信されないように、送信側で干渉分離を事前に行う。以上が既存のマルチユーザＭＩＭＯシステムの概要である。
次に、指向性ビームの形成方法について説明する。ここでは、基地局装置８０１が９つのアンテナ素子を備え、各端末装置８０２−１〜８０２−３が３つのアンテナ素子を備える場合について説明する。例えば、図１１において、基地局装置８０１の第ｊ（ｊ＝１，…，９）のアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ１ｊと表記する。基地局装置８０１の各アンテナ素子（ｊ＝１，…，９）と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子とのチャネル情報を用いて行ベクトルｈ１を（ｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，…，ｈ１８，ｈ１９）と表記する。同様に、基地局装置８０１の第ｊのアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第２のアンテナ素子及び第３のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ２ｊ及びｈ３ｊと表記し、対応する行ベクトルｈ２及びｈ３を（ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，…，ｈ２８，ｈ２９）及び（ｈ３１，ｈ３２，ｈ３３，…，ｈ３８，ｈ３９）と表記する。端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３のアンテナ素子に対して同様の連番を付与し、行ベクトルｈ４〜ｈ９を（ｈ４１，ｈ４２，ｈ４３，…，ｈ４８，ｈ４９）〜（ｈ９１，ｈ９２，ｈ９３，…，ｈ９８，ｈ９９）と表記する。
Next, a method for forming a directional beam will be described. Here, a case will be described in which
加えて、基地局装置８０１が送信する９系統の信号をｔ１〜ｔ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ［ａｌｌ］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３，…，ｔ８，ｔ９）Ｔと表記する。ここで、右肩のＴの文字はベクトル、行列の転置を表す。また同様に、端末装置８０２−１〜８０２−３の９本のアンテナ素子での受信信号をｒ１〜ｒ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ［ａｌｌ］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３，…，ｒ８，ｒ９）Ｔと表記する。最後に、行ベクトルｈ１〜ｈ９を第１から第９行成分とする行列を、全体チャネル行列Ｈ［ａｌｌ］と表記する。また、ノイズをｎと表記する。
この場合、マルチユーザＭＩＭＯシステム全体として、次式（１）の関係が成り立つ。
In addition, nine systems of signals transmitted by the
In this case, the relationship of the following formula (1) is established for the entire multiuser MIMO system.
これに対し送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、式（１）を次式（２）のように書き換える。 On the other hand, in order to perform transmission directivity control, a transmission weight matrix W of 9 rows and 9 columns is introduced, and the equation (1) is rewritten as the following equation (2).
更に、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ１〜ｗ９に分解し、Ｗ＝（ｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗ８，ｗ９）と表記すると、式（２）における「Ｈ［ａｌｌ］・Ｗ」を次式（３）のように表せる。
Furthermore, the transmission weight matrix W is decomposed into column vectors w 1 ~w 9, W = ( w 1,
ここで、例えば６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９と、３つの列ベクトルｗ１〜ｗ３との乗算（各成分の乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるように、ｗ１〜ｗ３の値を選ぶことを考える。同時に、行ベクトルｈ１〜ｈ３及びｈ７〜ｈ９と列ベクトルｗ４〜ｗ６との乗算、行ベクトルｈ１〜ｈ６と列ベクトルｗ７〜ｗ９との乗算が全てゼロになるように、ｗ４〜ｗ９の値を選ぶことにする。
すると、式（３）に示す９行９列の行列Ｈ［ａｌｌ］・Ｗは、３行３列の部分行列を用いて、次式（４）のように表すことができる。
Here, for example, the multiplication of the six row vectors h 4 to h 9 and the three column vectors w 1 to w 3 (the sum of the multiplication of each component, which is different from the inner product in the case of a complex vector) is all zero. Consider that the values of w 1 to w 3 are selected. At the same time, the multiplication of the
Then, the 9 × 9 matrix H [all] · W shown in Equation (3) can be expressed as the following Equation (4) using a 3 × 3 partial matrix.
式（４）において、Ｈ［１］、Ｈ［２］及びＨ［３］は３行３列の行列であり、「０」は成分が全てゼロの３行３列の行列である。このような条件を満たす変換行列を送信ウエイト行列Ｗに選択することで、式（４）は次式（５−１）〜式（５−３）で表される３つの関係式に分解できる。 In Equation (4), H [1] , H [2] and H [3] are 3-by-3 matrices, and “0” is a 3-by-3 matrix with all components zero. By selecting a transformation matrix that satisfies such conditions as the transmission weight matrix W, the equation (4) can be decomposed into three relational expressions represented by the following equations (5-1) to (5-3).
ここで、Ｔｘ［１］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３）Ｔ、Ｔｘ［２］＝（ｔ４，ｔ５，ｔ６）Ｔ、Ｔｘ［３］＝（ｔ７，ｔ８，ｔ９）Ｔ、Ｒｘ［１］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３）Ｔ、Ｒｘ［２］＝（ｒ４，ｒ５，ｒ６）Ｔ、Ｒｘ［３］＝（ｒ７，ｒ８，ｒ９）Ｔとした。このようにして、一つの基地局装置が１対１でＭＩＭＯ通信を行う、いわゆるシングルユーザＭＩＭＯ通信が３系統、同時並行的に通信を行っている状態とみなすことができるようになる。
Here, Tx [1] = (t 1,
次に、送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９の決定方法の例を以下に説明する。手順としては、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を決定し、順次、端末装置８０２−２に対する送信ウエイトベクトルｗ４〜ｗ６、端末装置８０２−３に対する送信ウエイトベクトルｗ７〜ｗ９を決定する。
まず、第１ステップとして、端末装置８０２−２、８０２−３に対する６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９が張る６次元部分空間における６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求める。求める方法は、グラムシュミットの直交化法の他、様々な方法があるが、ここでは例としてグラムシュミットの直交化法を例に説明する。
まず、一つの行ベクトルｈ４に着目し、この方向で絶対値が１のベクトルを基底ベクトルｅ４とする。基底ベクトルｅ４は次式（６）として表される。
Next, an example of a method for determining the transmission weight vectors w 1 to w 9 will be described below. As a procedure, transmission weight vectors w 1 to w 3 for the terminal device 802-1 are determined, and transmission weight vectors w 4 to w 6 for the terminal device 802-2 and transmission weight vectors w 7 for the terminal device 802-3 are sequentially set. to determine the ~w 9.
First, as a first step, six basis vectors e 4 to e 9 in a six-dimensional subspace spanned by six row vectors h 4 to h 9 for the terminal devices 802-2 and 802-3 are obtained. There are various methods other than the Gram Schmidt orthogonalization method. The Gram Schmidt orthogonalization method will be described as an example here.
First, paying attention to one row vector h 4 , a vector having an absolute value of 1 in this direction is set as a base vector e 4 . The basis vector e 4 is expressed as the following equation (6).
式（６）における（ｈ４ｈ４ Ｈ）は同一ベクトルの絶対値の２乗を意味するスカラー量であり、この値の平方根での除算は行ベクトルｈ４を規格化することを意味する。また、「ｈ４ Ｈ」は、行ベクトルｈ４に対するエルミート共役ベクトルであり、行と列を転置し且つ各成分の複素共役をとることで得られるベクトルである。
次に、行ベクトルｈ５に着目し、この行ベクトルの中から基底ベクトルｅ４方向の成分をキャンセルした行ベクトルｈ５’を求めた後、更に規格化する。行ベクトルｈ５’と基底ベクトルｅ５とは、次式（７−１）及び式（７−２）で表される。
( H 4 h 4 H ) in Equation (6) is a scalar quantity that means the square of the absolute value of the same vector, and division by the square root of this value means normalization of the row vector h 4 . “H 4 H ” is a Hermitian conjugate vector for the row vector h 4 , and is a vector obtained by transposing the row and column and taking the complex conjugate of each component.
Next, focusing on the row vector h 5, after obtaining the row vector h 5 'canceling the basis vectors e 4 direction component from among the row vectors further normalized. The row vector h 5 ′ and the basis vector e 5 are expressed by the following expressions (7-1) and (7-2).
式（７−１）における（ｈ５ｅ４ Ｈ）は、行ベクトルｈ５の基底ベクトルｅ４方向への射影を意味する。同様の処理を次式（８−１）及び次式（８−２）のように行う。 ( H 5 e 4 H ) in Equation (7-1) means the projection of the row vector h 5 in the direction of the base vector e 4 . The same processing is performed as in the following equation (8-1) and the following equation (8-2).
ここで、式（８−１）におけるΣの総和の範囲は、４≦ｉ≦（ｊ−１）（ｊは５〜９の整数）の整数ｉに対する総和となっている。つまり、既に確定した規定ベクトル方向の成分をキャンセルすることを意味する。このようにして、６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求めることができる。
次に、第２ステップとして、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を求める。まず、行ベクトルｈ１〜ｈ３から、基底ベクトルｅ４〜ｅ９が張る６次元部分空間の成分をキャンセルする。具体的には、次式（９）で表される。
Here, the range of the summation of Σ in the equation (8-1) is the summation for the integer i of 4 ≦ i ≦ (j−1) (j is an integer of 5 to 9). That is, it means that the component in the defined vector direction that has already been determined is canceled. In this way, six basis vectors e 4 to e 9 can be obtained.
Next, as a second step, transmission weight vectors w 1 to w 3 for the terminal device 802-1 are obtained. First, the components of the 6-dimensional subspace spanned by the base vectors e 4 to e 9 are canceled from the row vectors h 1 to h 3 . Specifically, it is represented by the following formula (9).
ここで、式（９）におけるｊは１〜３の整数であり、Σの総和の範囲は４≦ｉ≦９の整数ｉに対する総和となっている。このようにして求めた行ベクトルｈ１’〜ｈ３’の３つのベクトルが張る３次元空間は上述の行ベクトルｈ４〜ｈ９のいずれとも直交している。この３次元空間内の３つのベクトル（必ずしも直交ベクトルである必然性はない）を選び、そのベクトルの複素共役ベクトルを送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３として設定すれば、他の端末装置８０２−２、８０２−３への干渉を抑圧することができる。 Here, j in the formula (9) is an integer of 1 to 3, and the range of the sum of Σ is the sum for the integer i of 4 ≦ i ≦ 9. The three-dimensional space spanned by the three vectors of the row vectors h 1 ′ to h 3 ′ thus obtained is orthogonal to any of the above-described row vectors h 4 to h 9 . If three vectors in this three-dimensional space (not necessarily an orthogonal vector) are selected and the complex conjugate vector of the vector is set as transmission weight vectors w 1 to w 3 , another terminal device 802-2, Interference with 802-3 can be suppressed.
なお、３つのベクトルの選び方は如何なる方法でも構わないが、例えば特異値分解を行って得られるユニタリー行列を構成する３つの直交ベクトルを用いれば、他の端末装置８０２に干渉を与えない部分空間内に限定された固有モード伝送が可能になり、効率的な伝送が可能になる。
最後に、第３ステップとして、これと同様の処理を端末装置８０２−２、端末装置８０２−３に対しても行えば、最終的に全体の送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９を求めることができる。
以上が送信ウエイト行列Ｗの求め方の例である。
Note that any method may be used for selecting the three vectors. For example, if three orthogonal vectors that form a unitary matrix obtained by performing singular value decomposition are used, the sub-spaces that do not interfere with other terminal devices 802 are used. The eigenmode transmission limited to 1 is possible, and efficient transmission becomes possible.
Finally, as a third step, if the same processing is performed for the terminal device 802-2 and the terminal device 802-3, finally the entire transmission weight vectors w 1 to w 9 can be obtained. .
The above is an example of how to determine the transmission weight matrix W.
図１２は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける送信ウエイト行列Ｗを算出する手順を示すフローチャートである。まず、送信ウエイト行列Ｗの算出にあたり、多重する全ての端末装置８０２へのチャネル行列Ｈを取得する（ステップＳ８０１）。宛先とする端末装置８０２に対して通し番号を付与し、その通し番号を示す変数をｋとした場合、まずｋを初期化する（ステップＳ８０２）。更に、ｋをカウントアップし（ステップＳ８０３）、現在のｋが示す値に対応する端末装置８０２（＃ｋ）に対する部分チャネル行列（ここでは便宜上、Ｈｍａｉｎと表記する。）を抽出し（ステップＳ８０４）、それ以外の宛先の端末装置８０２に対する部分チャネル行列（ここでは便宜上、Ｈｓｕｂと表記する。）を抽出する（ステップＳ８０５）。 FIG. 12 is a flowchart showing a procedure for calculating the transmission weight matrix W in the multiuser MIMO system. First, in calculating the transmission weight matrix W, the channel matrix H to all the terminal devices 802 to be multiplexed is acquired (step S801). When a serial number is assigned to the destination terminal device 802 and the variable indicating the serial number is k, k is first initialized (step S802). Further, k is counted up (step S803), and a partial channel matrix (herein expressed as H main for convenience) corresponding to the terminal device 802 (#k) corresponding to the value indicated by k is extracted (step S804). ), And a partial channel matrix (indicated here as H sub for convenience) for the other terminal device 802 is extracted (step S805).
更に、部分チャネル行列Ｈｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｊ｝と置く（ステップＳ８０６）。次に、式（９）に相当する処理として、着目している端末装置８０２（＃ｋ）に対する部分チャネル行列ＨｍａｉｎからステップＳ８０６において求めた基底ベクトル｛ｅｊ｝に関する成分をキャンセルし、これを行列〜Ｈｍａｉｎとする（ステップＳ８０７）。ここで、ステップＳ８０７において、「〜（チルダ）」が上に付されたＨを「〜Ｈ」と表記する。以下、数式等においても同様に、「＾（ハット）」などの記号が文字の上に付されている文字を表記する場合、当該記号を文字の前に表記する。 Further, an orthogonal basis vector of a subspace spanned by each row vector of the partial channel matrix H sub is calculated, and this is set as a basis vector {e j } (step S806). Next, as processing corresponding to Equation (9), the component related to the basis vector {e j } obtained in step S806 from the partial channel matrix H main for the terminal device 802 (#k) of interest is canceled, The matrix is set to H main (step S807). Here, in step S807, H with “˜ (tilde)” added thereto is denoted as “˜H”. Hereinafter, similarly, in a mathematical expression or the like, when a character such as “^ (hat)” is written on the character, the symbol is written before the character.
更に、行列〜Ｈｍａｉｎの行ベクトルが張る部分空間の任意の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｋ｝とする（ステップＳ８０８）。ここで、任意の基底ベクトルとは、例えば行列〜Ｈｍａｉｎを特異値分解した際の右特異行列を構成するベクトルなどを選んでもよい。その後、基底ベクトル｛ｅｋ｝の各ベクトルのエルミート共役ベクトル（複素共役ベクトルを転置した列ベクトル）として、端末装置８０２（＃ｋ）の信号に関する送信ウエイトベクトル｛ｗｋ｝を決定する（ステップＳ８０９）。 Further, an arbitrary orthogonal basis vector of the subspace spanned by the row vectors of the matrix to H main is calculated and set as a basis vector {e k } (step S808). Here, as the arbitrary base vector, for example, a vector constituting the right singular matrix when the matrix ~ H main is subjected to singular value decomposition may be selected. Thereafter, a transmission weight vector {w k } regarding the signal of the terminal device 802 (#k) is determined as a Hermitian conjugate vector (a column vector obtained by transposing the complex conjugate vector) of each vector of the basis vector {e k } (step S809). ).
ここで、全ての宛先の端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みか否かを判定し（ステップＳ８１０）、残りの端末装置８０２があれば、ステップＳ８０３からステップＳ８０９までの処理を繰り返す。全ての端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みであれば、送信ウエイトベクトル｛ｗｋ｝を各列ベクトルとする行列として送信ウエイト行列Ｗを決定し（ステップＳ８１１）、処理を終了する。 Here, it is determined whether or not the transmission weight vectors of all destination terminal devices 802 have been determined (step S810), and if there are remaining terminal devices 802, the processing from step S803 to step S809 is repeated. If transmission weight vectors of all the terminal devices 802 have been determined, the transmission weight matrix W is determined as a matrix having the transmission weight vector {w k } as each column vector (step S811), and the process ends.
なお、チャネル情報は一般的には周波数成分ごとに異なるため、広帯域の信号、例えばＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いた信号であれば、周波数成分ごと、すなわちサブキャリアごとに同様の送信ウエイト行列を算出することになる。またここでは、端末装置８０２−１〜８０２−３がそれぞれアンテナを３素子ずつ備えている場合について説明したため、ステップＳ８０８にて行列〜Ｈｍａｉｎの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出する処理を含んでいたが、端末装置が１本のアンテナのみを備える場合には、ステップＳ８０８は単に行列〜Ｈｍａｉｎに相当する行ベクトルを規格化することに対応する。 Since channel information generally differs for each frequency component, a wideband signal, for example, a signal using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation scheme is used for each frequency component, that is, sub A similar transmission weight matrix is calculated for each carrier. Here, since the case where each of the terminal devices 802-1 to 802-3 includes three antennas has been described, in step S808, the orthogonal basis vector of the subspace spanned by each row vector of the matrix to H main is calculated. In the case where the terminal device includes only one antenna, step S808 simply corresponds to normalizing a row vector corresponding to the matrix ~ H main .
以上は一般的なマルチユーザＭＩＭＯの送受信ウエイトの算出方法であり、端末装置側に複数のアンテナが備えられていることを想定し、全体のチャネル行列を式（４）に示したようにブロック対角化する方法である。しかし、同様の送受信ウエイトの算出法としては、その他にも幾つかのバリエーションがある。これらのバリエーションは必ずしも端末装置のアンテナが１本である必要はないが、以下の説明では簡単のために１本アンテナの端末装置がＮ台同時に空間多重する場合を想定した説明を行う。以下にその他の送受信ウエイトを算出する方法の説明を行う。 The above is a general multi-user MIMO transmission / reception weight calculation method. Assuming that a plurality of antennas are provided on the terminal device side, the entire channel matrix is expressed as shown in equation (4). It is a method of keratinization. However, there are several other variations of similar transmission / reception weight calculation methods. These variations do not necessarily require a single antenna for the terminal device, but for the sake of simplicity, the following description will be given assuming that N terminal devices with a single antenna are spatially multiplexed simultaneously. A method for calculating other transmission / reception weights will be described below.
まず、基地局装置８０１の送受信ウエイトに関しては、式（１）等に示した全体のチャネル行列Ｈ［ａｌｌ］に対し、次式（１０−１）及び（１０−２）で表されるＺＦ（Zero Forcing）型の擬似逆行列を算出し、これを送信ウエイト行列及び受信ウエイト行列として用いるようにしてもよい。
First, regarding the transmission / reception weights of the
ここで、空間多重する端末装置数をＮ台、基地局装置８０１のアンテナ素子の数をＫ本（Ｎ＜Ｋ）とすると、例えばダウンリンクを例にとればチャネル行列Ｈ［ａｌｌ］のサイズはＮ×Ｋ（Ｎ行Ｋ列）である。Ｈ［ａｌｌ］のランクがＮであれば、全体行列Ｈ［ａｌｌ］・Ｈ［ａｌｌ］ＨのサイズはＮ×Ｎで逆行列が存在し、式（１０−１）を用いて擬似逆行列を得ることができる。一般に、Ｎに対してＫの値が十分冗長であれば、このＮ×Ｎの行列のランクは安定的にＮとなり、逆行列が安定的に存在する。同様に、基地局装置８０１の受信に相当するアップリンクの受信ウエイトに関しては、全体チャネル行列Ｈ［ａｌｌ］のサイズはＫ×Ｎ（Ｋ行Ｎ列）であり、行列Ｈ［ａｌｌ］Ｈ・Ｈ［ａｌｌ］のサイズもＮ×Ｎとなり、一般には逆行列が存在し、次式（１０−２）で表されるＺＦ型の擬似逆行列を算出し、これを受信ウエイトとして用いるようにしてもよい。
なお、同様の送受信ウエイトとして知られているＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）ウエイトでは、雑音電力をσ２とすれば、次式（１１−１）及び次式（１１−２）を式（１０−１）及び式（１０−２）の代わりに用いてもよい。なお、式（１１−１）及び式（１１−２）における「Ｉ」はＮ×Ｎ（Ｎ行Ｎ列）の単位行列である。
Here, assuming that the number of terminal devices to be spatially multiplexed is N and the number of antenna elements of the
In a MMSE (Minimum Mean Square Error) weight known as a similar transmission / reception weight, if the noise power is σ 2 , the following equations (11-1) and (11-2) It may be used instead of 1) and formula (10-2). Note that “I” in Equations (11-1) and (11-2) is an N × N (N rows and N columns) unit matrix.
（マルチユーザＭＩＭＯの装置構成例）
図１３は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置８０は、送信部８１、受信部８５、インタフェース回路８７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路８８、及び通信制御回路８２０を備えている。ＭＡＣ層処理回路８８はスケジューリング処理回路８８１を有している。
基地局装置８０は、インタフェース回路８７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路８７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８は、基地局装置８０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路８２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路８７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路８８１は、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に出力される。
(Multi-user MIMO device configuration example)
FIG. 13 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the
The
図１４は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における送信部８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、送信部８１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌ（Ｌは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋ（Ｋは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−Ｋと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−Ｋと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋと、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｋと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋと、送信ウエイト処理部８３０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌと、送信ウエイト処理部８３０とは、図１３において示した通信制御回路８２０に接続されている。
FIG. 14 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the
送信ウエイト処理部８３０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路８３２と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路８３３とを備えている。ここで、同図における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌの添え字のＬは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋからアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋまでの回路の添え字のＫは、基地局装置８０が備えるアンテナ素子数を表す。
The transmission
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先の端末装置それぞれに送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃Ｌ）がＭＡＣ層処理回路８８から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号は周波数成分ごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号に周波数成分ごとに送信ウエイトベクトルを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力される。
In multi-user MIMO, in order to transmit signals to a plurality of terminal devices at a time, a plurality of signal sequences are input from the MAC
加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力された信号は、周波数成分ごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）であればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋでデジタル・サンプリングデータからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋで帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋより送信される。
The signals input to the adder / synthesizers 812-1 to 812-K are synthesized for each frequency component. The synthesized signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis by IFFT & GI adding circuits 813-1 to 813 -K, and further, insertion of a guard interval or between OFDM symbols (SC-FDE (Single-Carrier Frequency Domain Equalization), waveform shaping, etc. between blocks is performed, and each antenna element 819-1 to 819-K is digitally converted by the D / A converters 84-1 to 814-K. The sampling data is converted into a baseband analog signal. Further, each analog signal is multiplied by the local oscillation signal input from the
なお、図１４では、各周波数成分の信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋを省略する構成としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにおける送信ウエイトベクトル乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。 In FIG. 14, after adding and synthesizing the signals of the respective frequency components by the adding and synthesizing circuits 812-1 to 812-K, processing such as IFFT processing, insertion of guard intervals, and waveform shaping is performed. The signal processing circuits 811-1 to 811-L may perform these processes, and the IFFT & GI giving circuits 83-1 to 813-K may be omitted. In this case, the remaining signal processing after transmission weight vector multiplication in the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-L refers to processing such as IFFT processing, insertion of guard intervals, waveform shaping, and the like.
また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌで乗算される送信ウエイトベクトルは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８３０に備えられているマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３より取得する。送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１において、受信部にて取得されたチャネル情報を通信制御回路８２０経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８３２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路８２０からの指示に従い、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイト行列を算出する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに出力する。
Also, the transmission weight vector multiplied by the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-L is acquired from the multiuser MIMO transmission
また、宛先局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。上述の送信ウエイト行列の算出に係る信号処理を行う送信ウエイト処理部８３０に対し、通信制御回路８２０は宛先局等を示す情報を出力する。
Further, the
図１５は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における受信部８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、受信部８５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｋと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｋと、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−Ｋと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−Ｋと、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とを備えている。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とは、図２２において示した通信制御回路８２０に接続されている。受信ウエイト処理部８６０は、チャネル情報推定回路８６１と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路８６２とを備えている。
FIG. 15 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the
アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信した信号をローノイズアンプ８５２−１〜８５２−Ｋで増幅する。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−Ｋで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋでデジタル・ベースバンド信号に変換される。デジタル・ベースバンド信号は全てＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋに入力され、所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各周波数成分の信号に分離）する。この各周波数成分に分離された信号は、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８６１にも入力される。
Signals received by the antenna elements 851-1 to 851-K are amplified by the low noise amplifiers 852-1 to 852-K. The amplified signal and the local oscillation signal output from the
チャネル情報推定回路８６１では、各周波数成分に分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に各端末装置のアンテナ素子と、基地局装置８０の各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋとの間のチャネル情報を周波数成分ごとに推定し、その推定結果をマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２に出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトを周波数成分ごとに算出する。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を合成する受信ウエイトは、信号系列ごとに異なり、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌそれぞれに入力される。
In the channel
受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋから入力された周波数成分ごとの信号に対し、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を周波数成分ごとに加算合成する。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。
In reception signal processing circuits 858-1 to 858 -L, the signal for each frequency component input from FFT circuits 857-1 to 857 -K is multiplied by the reception weight input from multiuser MIMO reception
ここで、異なる受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、ＭＡＣ層処理回路８８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路８７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。この処理の中でスケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８にて処理された受信データは、インタフェース回路８７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。
Here, different received signal processing circuits 858-1 to 858 -L perform signal processing of different signal sequences. The MAC
また、送信元の端末装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う受信ウエイト処理部８６０に対し、通信制御回路８２０から送信元の端末装置等を示す情報が入力される。
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、ＯＦＤＭ変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥ方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算は周波数成分ごとに行われる。つまりＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋから出力される信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＫでＦＦＴを行い各周波数成分に分離し、分離した周波数成分ごとに、チャネル情報推定回路８６１での信号処理、及び、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでの受信信号処理が実施されることになる。
In addition, the
As for signal reception, as in the case of transmission, in the wideband system using the OFDM modulation scheme or SC-FDE scheme, the above-described reception weight multiplication is performed for each frequency component. That is, the signals output from the A / D converters 856-1 to 856-K are subjected to FFT in the FFT circuits 857-1 to 857-K and separated into frequency components, and channel information is obtained for each separated frequency component. The signal processing in the
（マルチユーザＭＩＭＯの送信処理）
図１６は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の送信処理を示すフローチャートである。マルチユーザＭＩＭＯでは、データの送信とは別に行うダウンリンクのチャネル情報のフィードバックが定期的になされている。チャネル情報取得回路８３１はダウンリンクにおけるチャネル情報を取得すると（ステップＳ８３１）、端末装置ごとに各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２に記憶させる（ステップＳ８３２）。ステップＳ８３１及びステップＳ８３２の処理は、逐次行われる。
(Multi-user MIMO transmission processing)
FIG. 16 is a flowchart showing a transmission process of the
基地局装置８０からの信号送信処理が開始されると（ステップＳ８２１）、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先である端末装置に対応する各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出す（ステップＳ８２２）。
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、読み出したチャネル情報を基に、先に示した処理によりマルチユーザＭＩＭＯ用の送信ウエイト行列を周波数成分ごとに算出する（ステップＳ８２３）。ステップＳ８２２及びステップＳ８２３の処理とは別に、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先ごとの送信すべきデータに対し、各種変調処理等の送信信号処理により、宛先局ごとに各周波数成分の送信信号を生成する（ステップＳ８２４）。
When signal transmission processing from the
The multiuser MIMO transmission
送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、生成した送信信号に、ステップＳ８２３においてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３が算出した送信ウエイトベクトルを乗算する（ステップＳ８２５）。また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｋは一連の信号処理を施し、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋはアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｌごとに各周波数成分の各端末装置宛の送信信号に対する加算合成を行い、更にＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋに出力する（ステップＳ８２６−１〜Ｓ８２６−Ｋ）。
The transmission signal processing circuits 811-1 to 811-L multiply the generated transmission signal by the transmission weight vector calculated by the multiuser MIMO transmission
ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋから出力された信号は、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋからハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋにおける信号処理が施され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋそれぞれから送信され（ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋ）、処理を終了する（ステップＳ８２８−１〜Ｓ８２８−Ｋ）。
なお、ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋにおける処理は、ベースバンド信号から無線周波数へのアップコンバート処理、フィルタによる帯域が周波数成分の除去、ハイパワーアンプによる信号の増幅などを含む。
The signals output from the IFFT & GI adding circuits 813-1 to 813 -K are subjected to signal processing in the high power amplifiers 818-1 to 818 -K from the D / A converters 814-1 to 814 -K, and the
Note that the processing in steps S827-1 to S827-K includes up-conversion processing from a baseband signal to a radio frequency, removal of frequency components of a band by a filter, signal amplification by a high power amplifier, and the like.
（マルチユーザＭＩＭＯの受信処理）
図１７は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の受信処理を示すフローチャートである。まず、受信処理を開始すると（ステップＳ８４０）、第１から第Ｋのアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋにて信号を受信する（ステップＳ８４１−１〜Ｓ８４１−Ｋ）。ここでの受信とは、受信した信号ないしそれをダウンコンバートした信号に対し、アナログ／デジタル変換を施す処理までを含む。以降の信号処理は、デジタル化された受信信号に対する処理を意味する。
(Multi-user MIMO reception processing)
FIG. 17 is a flowchart showing reception processing of the
続いて、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋに対応する受信信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋによる各周波数成分への分離等の信号処理を行う（ステップＳ８４２−１〜Ｓ８４２−Ｋ）。更に、チャネル情報推定回路８６１は、無線パケットに付与されていた既知のパターンのプリアンブル信号の受信状態より、各周波数成分のチャネル推定を実施する（ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋ）。ここで、伝搬路上での信号の減衰、及び複素位相の回転状態を把握する。このステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋで行うチャネル推定では、ステップＳ８４３−１、Ｓ８４３−２、・・・、Ｓ８４３−Ｋを個別に示した通り、空間多重される信号系列ごとに個別にチャネル推定を行う必要がある。この個別のチャネル推定とは、送信元の端末装置それぞれから送信された信号を分離可能な状態で行う必要がある。ＯＦＤＭ変調方式を例にとれば、一般的には空間多重数と同数のシンボル数のチャネル推定用のプリアンブル信号が必要となる。各端末装置は空間多重数と同数のシンボル数（ないしはそれ以上）で且つそれぞれが異なるパターンのプリアンブル信号を付与して信号送信を行い、基地局装置８０はそのパターンの違いを利用して、ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋにて個別のチャネル推定を行うことになる。
Subsequently, the received signals corresponding to the antenna elements 851-1 to 851-K are subjected to signal processing such as separation into frequency components by the FFT circuits 857-1 to 857-K (steps S842-1 to S842). -K). Furthermore, the channel
マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２は、チャネル情報推定回路８６１が推定したチャネル情報を用いて、空間多重された信号系列ごと及び周波数成分ごとに個別の適切な受信ウエイトを算出する（ステップＳ８４４）。更に、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、信号系列ごと及び周波数成分ごとに算出された受信ウエイトを、周波数成分ごとに分離された各アンテナ素子の受信信号に乗算する（ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｋ）。
The multiuser MIMO reception
ここで、受信ウエイトは、空間多重された信号系列ごとに用意されているため、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｋにおける乗算結果は、空間多重された信号系列ごとに別々の結果となる。それぞれの信号系列の信号は、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの信号が周波数成分ごとに加算合成され（ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ）、合成された信号系列に対して、第１信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−１）から第Ｌ信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−Ｌ）までの処理が行われ、処理を終了する（ステップＳ８４８−１〜Ｓ８４８−Ｌ）。 Here, since reception weights are prepared for each spatially multiplexed signal sequence, the multiplication results in steps S845-1 to S845-K are different results for each spatially multiplexed signal sequence. The signals of the respective signal sequences are obtained by adding and synthesizing the signals of the antenna elements 851-1 to 851-K for each frequency component (steps S846-1 to S846-L). Processing from signal sequence signal processing (step S847-1) to signal processing of the Lth signal sequence (step S847-L) is performed, and the processing ends (steps S848-1 to S848-L).
なお、ここでは簡単のために線形の受信ウエイトを用いる場合の例を示したが、一般にはＭＩＭＯに関してはＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）等の非線形の信号処理を行うようにしてもよい。この場合、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｌ、ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ、及びステップＳ８４７−１〜Ｓ８４７−Ｌにおける処理は、一体として非線形の信号検出処理が行われることになる。また、線形の受信ウエイトの算出に関しては、図１２に示した送信ウエイト行列の算出処理と同様の手法で算出することが可能である。その他にも、擬似逆行列を利用した受信ウエイトや、ＭＭＳＥウエイトを利用することも可能である。また、ここでは、受信に用いるアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの数Ｋに対し、空間多重された信号系列数がＬとして説明をしたが、一般的にはＫとＬとは一致する必要はなく、空間多重数Ｌの値がアンテナ数Ｋの値以下であれば多数の信号系列の信号を空間多重することができる。
以上のマルチユーザＭＩＭＯの説明では、基地局装置のアンテナ数と同数の空間多重を行う場合を中心に説明を行ってきたが、実際には基地局装置のアンテナ数と空間多重数は一致する必要はない。一般に、ＭＩＭＯ伝送は空間多重する信号系列数に対して送信局側及び受信局側のアンテナ素子数が増えれば増えるほど特性が改善されることが知られている。この特性の改善は空間多重される各信号系列のＳＩＮＲ（信号対干渉雑音電力比：Signal to Interference and Noise Ratio）の向上や更なる空間多重数の増加という形で利用され、近年では基地局側のアンテナ素子数を１００以上の超多数に拡大した、非特許文献２にて検討されているようなＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術が注目されている。
Here, for the sake of simplicity, an example in which a linear reception weight is used is shown, but in general, nonlinear signal processing such as MLD (Maximum Likelihood Detection) may be performed for MIMO. In this case, the processes in steps S845-1 to S845-L, steps S846-1 to S846-L, and steps S847-1 to S847-L are integrally performed with nonlinear signal detection processing. Further, the linear reception weight can be calculated by the same method as the transmission weight matrix calculation process shown in FIG. In addition, it is also possible to use a reception weight using a pseudo inverse matrix or an MMSE weight. Here, the number of spatially multiplexed signal sequences is described as L for the number K of antenna elements 851-1 to 851-K used for reception, but in general, K and L need to match. If the value of the spatial multiplexing number L is equal to or less than the value of the number of antennas K, signals of a large number of signal sequences can be spatially multiplexed.
In the above description of multi-user MIMO, the description has been focused on the case where the number of spatial multiplexing is the same as the number of antennas of the base station apparatus. There is no. In general, it is known that the characteristics of MIMO transmission improve as the number of antenna elements on the transmitting station side and the receiving station side increases with respect to the number of spatially multiplexed signal sequences. This improvement in characteristics is used to improve the SINR (Signal to Interference and Noise Ratio) of each signal sequence that is spatially multiplexed and to further increase the number of spatial multiplexing. Attention has been focused on Massive MIMO technology as discussed in
なお、本発明における送信ウエイトベクトルとは、送信ウエイト行列の各行ベクトルを意味し、同時に空間多重する端末装置のひとつ（または、複数アンテナを備えた端末装置に複数の信号系列を送信する場合には、さらにそのうちのひとつ）に着目したベクトル表記された送信ウエイトである。具体的には、複数の端末装置宛ての信号系列を空間多重する際の送信ウエイト行列の各行ベクトルは、複数の端末装置の中のある端末装置に着目した係数（送信ウエイトベクトルの成分）をベクトル表記したもので、空間多重する端末装置のチャネルベクトルを基に全体の送信ウエイト行列生成の過程で順次取得されるものである。したがって、送信ウエイトベクトルの生成（及び、「算出」「決定」「乗算」「成分」などの言葉が後続する場合も同様）とは、全体としては送信ウエイト行列の生成と等価であり、特にその行列の行ベクトルないしは列ベクトルを順番に生成する手順を意識した際に、「送信ウエイト行列の生成」と等価な意味で「送信ウエイトベクトルの生成」の様に標記している。 Note that the transmission weight vector in the present invention means each row vector of the transmission weight matrix, and is one of terminal devices that simultaneously perform spatial multiplexing (or when transmitting a plurality of signal sequences to a terminal device having multiple antennas. In addition, a transmission weight expressed in a vector noting one of them). Specifically, each row vector of a transmission weight matrix when spatially multiplexing signal sequences addressed to a plurality of terminal devices is a vector (a component of a transmission weight vector) focusing on a certain terminal device among the plurality of terminal devices. This is sequentially obtained in the process of generating the entire transmission weight matrix based on the channel vector of the spatially multiplexed terminal device. Therefore, generation of a transmission weight vector (and the case where words such as “calculation”, “decision”, “multiplication”, and “component” follow) is generally equivalent to generation of a transmission weight matrix, and in particular, When considering the sequence of generating matrix row vectors or column vectors in order, it is labeled as “transmission weight vector generation” in the same meaning as “transmission weight matrix generation”.
前述のように基地局のアンテナ素子の素子化は特性改善のひとつの方法であるが、マルチユーザＭＩＭＯ伝送は弱点も内在している。これはモバイル環境などでは端末装置自体が時間と共に移動し、さらには周りの環境自体も移動により変化する。結果的にＭＩＭＯチャネルは時間と共に変動し、その結果として特に送信ウエイトベクトルを生成するためのダウンリンクのチャネル情報は推定精度が大きく劣化する。 As described above, elementization of the antenna element of the base station is one method for improving characteristics, but multiuser MIMO transmission has inherent weaknesses. In a mobile environment or the like, the terminal device itself moves with time, and the surrounding environment itself changes due to the movement. As a result, the MIMO channel fluctuates with time, and as a result, the estimation accuracy of downlink channel information for generating a transmission weight vector is greatly deteriorated.
この推定精度を高く維持するためには頻繁にチャネルフィードバックを行うことが好ましいが、何時いかなる時でも空間多重して送信できるように準備する視点からは、各端末装置宛てのデータの有無に関係なくチャネルフィードバックのための制御情報を頻繁に交換しなければならない。この制御情報は通信全体のオーバヘッドであり、頻繁に交換すればするほどＭＡＣレイヤの効率を下げ、結果的にはスループットを低下させることにつながる。このような理由から、通常はチャネルフィードバックの周期は目標とするＭＡＣ効率から逆算され、その様なフィードバック周期で実現されるチャネル推定精度で実現可能なマルチユーザＭＩＭＯの空間多重伝送が利用されるというのが現状である。 In order to keep this estimation accuracy high, it is preferable to frequently perform channel feedback, but from the viewpoint of preparing to be able to perform spatial multiplexing transmission at any time, regardless of the presence or absence of data addressed to each terminal device Control information for channel feedback must be exchanged frequently. This control information is the overhead of the entire communication, and the more frequently it is exchanged, the lower the efficiency of the MAC layer, and consequently the lower the throughput. For this reason, the channel feedback period is usually calculated back from the target MAC efficiency, and spatial multiplexing transmission of multiuser MIMO that can be realized with channel estimation accuracy realized in such a feedback period is used. is the current situation.
上述のように、基地局のアンテナ素子数を増大させることはひとつの手法としてチャネル時変動の影響の抑制に有効であるが、それだけ基地局のアンテナを増大させ無線設備の規模を大規模化させるのであれば、更なる特性の改善が行われることが期待される。 As mentioned above, increasing the number of antenna elements in the base station is effective in suppressing the effects of channel time variation as one method, but it increases the number of antennas in the base station and increases the scale of the radio equipment. If this is the case, further improvement of characteristics is expected.
本発明は、このような状況を鑑みてなされたものであり、複数ユーザと空間多重伝送を行う無線通信システムにおいて、チャネル時変動により生じるユーザ間干渉を効率的に抑えることができる基地局装置、無線通信方法及び無線通信システムを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such a situation, and in a wireless communication system that performs spatial multiplexing transmission with a plurality of users, a base station apparatus capable of efficiently suppressing inter-user interference caused by channel time variation, An object is to provide a wireless communication method and a wireless communication system.
本発明は、基地局装置と端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行う無線通信システムにおける基地局装置であって、前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得手段と、前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないし該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき該チャネルベクトルの時変動確率の高い部分空間を張るベクトル群と、該ベクトル群の個々のベクトルの重要度情報とを共に抽出し、該ベクトル群と該重要度情報とに基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成手段とを備えたことを特徴とする。 The present invention is a base station apparatus in a wireless communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency, and in the downlink between the base station apparatus and the terminal apparatus Channel information acquisition means for acquiring channel information, and the channel vector based on the past channel information acquired by the channel information acquisition means or the future channel information predicted based on the channel information. A transmission weight vector for extracting a vector group extending a partial space with a high time-variation probability and importance information of each vector of the vector group and generating a transmission weight vector based on the vector group and the importance information And generating means.
本発明は、前記送信ウエイトベクトル生成手段は、前記端末装置に対して抽出された前記ベクトル群の中から個々のベクトルの重要度情報を同時に空間多重する複数の端末装置にわたり参照し、重要度の高い前記ベクトルを優先的に選択し、所定の端末装置に関する該選択された個々のベクトルと直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成することを特徴とする。 In the present invention, the transmission weight vector generation means refers to the importance information of individual vectors from the group of vectors extracted for the terminal device over a plurality of terminal devices that simultaneously spatially multiplex, Preferentially selecting the higher vector, and generating a transmission weight vector addressed to the terminal device that performs spatial multiplexing transmission simultaneously with the terminal device so as to be orthogonal to the selected individual vector related to the predetermined terminal device. Features.
本発明は、前記送信ウエイトベクトル生成手段は、前記チャネル情報取得手段で取得された前記端末装置のアンテナ素子との間の複数回にわたるチャネルベクトルないしは規格化された該チャネルベクトルを基に、取得毎の該チャネルベクトルの差分ベクトルないしは取得時間差で規格化した該差分ベクトルに関する情報を抽出する抽出手段と、複数回の該差分ベクトルを行ベクトルとして構成する差分行列を生成し、該差分行列を基に特異値分解ないしは固有値分解する第１の行列演算手段と、該第１の行列演算手段により得られる特異値又は固有値の絶対値を前記重要度情報として出力する第１の重要度情報出力手段と、前記第１の行列演算手段によって得られる右特異ベクトルないしは固有ベクトルを、同時に空間多重を行う前記端末装置の特異値または固有値の絶対値を比較し、この値が大きい方から全体で所定の数だけを選択し、その選択された特異値または固有値の絶対値に対応した右特異ベクトルないしは固有ベクトルを、当該端末装置の時変動するチャネルベクトルの存在しやすい部分空間を構成する時変動部分空間ベクトルとして選択する第１の選択手段とを備え、取得された最新のチャネルベクトルに直交すると共に当該端末装置の時変動部分空間ベクトルにも直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成することを特徴とする。 In the present invention, the transmission weight vector generation means may perform acquisition based on a plurality of channel vectors or standardized channel vectors between the terminal device antenna element acquired by the channel information acquisition means. An extraction means for extracting the difference vector of the channel vector or the information related to the difference vector normalized by the acquisition time difference, and generating a difference matrix that constitutes the difference vector as a row vector a plurality of times, and based on the difference matrix First matrix computing means for performing singular value decomposition or eigenvalue decomposition, first importance information output means for outputting an absolute value of a singular value or eigenvalue obtained by the first matrix computing means as the importance information, The terminal for simultaneously spatially multiplexing the right singular vector or eigenvector obtained by the first matrix computing means Compare the absolute values of the singular values or eigenvalues of the positions, select only a predetermined number from the larger one, and select the right singular vector or eigenvector corresponding to the absolute value of the selected singular value or eigenvalue, First selection means for selecting as a time-varying subspace vector that constitutes a subspace in which the time-varying channel vector of the terminal device is likely to exist, and is orthogonal to the acquired latest channel vector and of the terminal device A transmission weight vector addressed to a terminal device that performs spatial multiplexing transmission simultaneously with the terminal device is generated so as to be orthogonal to the time-varying subspace vector.
本発明は、前記送信ウエイトベクトル生成手段は、前記チャネル情報取得手段で取得された前記端末装置のアンテナ素子との間の複数回にわたるチャネルベクトルないしは規格化された該チャネルベクトルを基に、 複数回の該チャネルベクトルを行ベクトルとして構成する過去チャネル行列を生成し、該過去チャネル行列を基に特異値分解ないしは固有値分解する第２の行列演算手段と、該第２の行列演算手段により得られる特異値または固有値の絶対値を前記重要度情報として出力する第２の重要度情報出力手段と、前記第２の行列演算手段によって得られる右特異ベクトルないしは固有ベクトルを、同時に空間多重を行う前記端末装置の特異値または固有値の絶対値を比較し、この値が大きい方から全体で所定の数だけ選択し、その選択された特異値または固有値の絶対値に対応した右特異ベクトルないしは固有ベクトルを、当該端末装置の時変動するチャネルベクトルの存在しやすい部分空間を構成する時変動部分空間ベクトルとして選択する第２の選択手段とを備え、該選択された当該端末装置の時変動部分空間ベクトルに直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成することを特徴とする。 According to the present invention, the transmission weight vector generation means is a plurality of times based on a channel vector or a standardized channel vector obtained by the channel information acquisition means and a plurality of times with the antenna element of the terminal device. A second matrix calculation means for generating a past channel matrix that constitutes the channel vector of the channel vector as a row vector, singular value decomposition or eigenvalue decomposition based on the past channel matrix, and a singularity obtained by the second matrix calculation means A second importance level information output means for outputting a value or an absolute value of an eigenvalue as the importance level information, and a right singular vector or eigenvector obtained by the second matrix calculation means for simultaneously performing spatial multiplexing on the terminal device. Compare the absolute values of singular values or eigenvalues, select a predetermined number from the larger one, and select Selecting means for selecting the right singular vector or eigenvector corresponding to the absolute value of the singular value or eigenvalue as a time-varying subspace vector that constitutes a subspace in which the time-varying channel vector of the terminal device is likely to exist And generating a transmission weight vector addressed to the terminal device that performs spatial multiplexing transmission simultaneously with the terminal device so as to be orthogonal to the time-varying subspace vector of the selected terminal device.
本発明は、前記基地局装置は、直交波周波数分割多重または直交周波数分割多元接続を用いることを特徴とする。 The present invention is characterized in that the base station apparatus uses orthogonal wave frequency division multiplexing or orthogonal frequency division multiple access.
本発明は、前記チャネル情報取得手段は、周波数成分毎の前記チャネル情報を取得することを特徴とする。 The present invention is characterized in that the channel information acquisition means acquires the channel information for each frequency component.
本発明は、基地局装置と端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行う無線通信システムにおける基地局装置が行う無線通信方法であって、前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得ステップと、前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないし該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき該チャネルベクトルの時変動確率の高い部分空間を張るベクトル群と、該ベクトル群の個々のベクトルの重要度情報とを共に抽出し、該ベクトル群と該重要度情報とに基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成ステップとを有することを特徴とする。 The present invention is a radio communication method performed by a base station apparatus in a radio communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency, and the base station apparatus and the terminal apparatus A channel information acquisition step for acquiring channel information in the downlink, and a channel vector having as a component the past channel information acquired by the channel information acquisition means or the future channel information predicted based on the channel information. Based on the vector group that extends a subspace having a high time-variation probability of the channel vector and the importance information of each vector of the vector group, the transmission weight vector is extracted based on the vector group and the importance information. And a transmission weight vector generation step of generating.
本発明は、基地局装置と端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行う無線通信システムであって、前記基地局装置は、前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得手段と、前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないし該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき該チャネルベクトルの時変動確率の高い部分空間を張るベクトル群と、該ベクトル群の個々のベクトルの重要度情報とを共に抽出し、該ベクトル群と該重要度情報とに基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成手段とを備えることを特徴とする。 The present invention is a radio communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency, and the base station apparatus is a down communication between the base station apparatus and the terminal apparatus. Channel information acquisition means for acquiring channel information in a link, and the channel information based on a channel vector whose components are past channel information acquired by the channel information acquisition means or future channel information predicted based on the channel information. A transmission that generates a transmission weight vector based on a vector group that extends a subspace with a high time-variation probability of the vector and importance information of each vector of the vector group and extracts the vector group and the importance information Weight vector generation means.
本発明によれば、複数ユーザと空間多重伝送を行う無線通信システムにおいて、チャネル時変動により生じるユーザ間干渉を効率的に抑えることができるという効果が得られる。 According to the present invention, in a wireless communication system that performs spatial multiplexing transmission with a plurality of users, it is possible to effectively suppress inter-user interference caused by channel time variation.
以下、図面を参照して、本発明の実施形態による基地局装置、無線通信方法及び無線通信システムを説明する。 Hereinafter, a base station apparatus, a wireless communication method, and a wireless communication system according to embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
［本発明の基本となる技術の動作原理について］
以下、本発明の基本となる技術におけるチャネル時変動にロバストな送信ウエイトベクトルの生成技術について、その基本原理を詳細に説明する。ここで問題となるのは主としてダウンリンクにおける送信ウエイトベクトルであり、アップリンクに関しては基本的に受信時に各端末装置からの信号の先頭に、端末装置間で直交したトレーニング信号が付与されていれば、その信号を用いてリアルタイムのチャネル行列を取得可能であり、チャネル時変動を含まない高精度な信号検出処理が可能である。一方でダウンリンクに関しては、その通信に先行して行われたチャネル情報のフィードバックで得られた時間的に過去のチャネル情報を用いざるをえないので、そのタイムラグに伴うチャネル推定精度の低下を補う信号処理を行う。
[Operation principle of the technology underlying the present invention]
Hereinafter, the basic principle of a technique for generating a transmission weight vector that is robust to channel time fluctuations in the technique that is the basis of the present invention will be described in detail. The problem here is mainly the transmission weight vector in the downlink. For the uplink, basically, if a training signal orthogonal between the terminal devices is added to the head of the signal from each terminal device at the time of reception, A real-time channel matrix can be acquired using the signal, and highly accurate signal detection processing that does not include channel time variation is possible. On the other hand, for the downlink, it is necessary to use the past channel information obtained by feedback of the channel information performed prior to the communication, thus compensating for the decrease in channel estimation accuracy due to the time lag. Perform signal processing.
まず、ある端末装置に着目し、時間と共に変動するチャネルベクトル（ないしは行列）をｈ（ｔ）とする。このチャネル情報が仮に連続的で且つ比較的緩やかに変動するとすれば、チャネルベクトルｈ（ｔ）は微分可能であり、ある時刻ｔ０チャネル情報をｈ（ｔ０）とすれば、微小時間経過した時刻ｔ０＋δｔのチャネルベクトルはテーラー展開により下記の様に表現できるはずである。 First, paying attention to a certain terminal device, a channel vector (or matrix) that varies with time is set to h (t). If this channel information is continuous and relatively slowly fluctuating, the channel vector h (t) can be differentiated, and if a certain time t 0 channel information is h (t 0 ), a minute time has passed. The channel vector at time t 0 + δt should be expressed as follows by Taylor expansion.
ここで式中のｈ（ｎ）（ｔ）とは、チャネルベクトルｈ（ｔ）に対して時間ｔでｎ回微分した関数を表す。この式の意味することはまず第１に、微小時間δｔが１より十分に小さければ、時刻ｔ０から時間が経過したとき、チャネルベクトルはｈ（ｔ０）に対しｈ（１）（ｔ０）方向のベクトルが加算される傾向が強く、経過時間が倍になれば倍の量だけｈ（１）（ｔ０）方向の成分がチャネルベクトルｈ（ｔ０）に加算されるように変化すると期待されるということである。さらに、ｈ（１）（ｔ０）の次に増加が期待される成分はｈ（２）（ｔ０）であり、式（１２）の右辺のΣを２次までで近似すれば、ｈ（ｔ０）、ｈ（１）（ｔ０）、ｈ（２）（ｔ０）の線形結合で概ね時刻ｔ０＋δｔのチャネルベクトルは近似的に記述可能ということになる。ここではあくまでもテーラー展開の視点で表現したためにδｔのべき乗形式でチャネルベクトルを表現したが、式（１２）を有限の項、例えば１次の項までで近似し、且つδｔのべき乗をδｔの関数であるα（δｔ）を用いて表せば、式（１２）は以下の様な表現形式で表すこともできる。 Here, h (n) (t) in the equation represents a function obtained by differentiating the channel vector h (t) n times at time t. First of all, this equation means that if the minute time δt is sufficiently smaller than 1, when the time elapses from time t 0 , the channel vector becomes h (1) (t 0 ) with respect to h (t 0 ). ) Direction vector tends to be added, and if the elapsed time is doubled, the component in the h (1) (t 0 ) direction is added to the channel vector h (t 0 ) by a double amount. It is expected. Further, the component that is expected to increase next to h (1) (t 0 ) is h (2) (t 0 ). If Σ on the right side of Equation (12) is approximated to the second order, h ( The channel vector at time t 0 + δt can be described approximately by linear combination of t 0 ), h (1) (t 0 ), h (2) (t 0 ). Here, the channel vector is expressed in the form of a power of δt because it is expressed only from the viewpoint of Taylor expansion. (12) can also be expressed in the following expression format if expressed using α (δt).
ここで、ｕはチャネル時変動の変動方向を表現するためのベクトルであり例えばｕをｈ（１）（ｔ０）、α（δｔ）＝δｔと置き換えると式（１２）の１次の項までの近似と一致する。この表現の意図することは、あるチャネルベクトルの時間変動を表すｎ回微分の関数形が分かる必要はなく、何らかの手段によりチャネルベクトルの時間変動が予測でき、しかもその予測されたチャネルベクトルが所定のベクトルｈ（ｔ０）、ｕ等の線形結合で表現できる場合、その情報を利用してチャネル時変動にロバストな送信指向性制御を行うことが可能になる。 Here, u is a vector for expressing the fluctuation direction of the channel time fluctuation. For example, when u is replaced with h (1) (t 0 ) and α (δt) = δt, the first order term of Expression (12) is obtained. Which is an approximation of The intention of this expression is that it is not necessary to know the function form of the n-th derivative representing the time variation of a certain channel vector, the time variation of the channel vector can be predicted by some means, and the predicted channel vector is a predetermined value. When it can be expressed by a linear combination of vectors h (t 0 ), u, etc., it becomes possible to perform transmission directivity control that is robust to channel variations using this information.
ここで、従来方式におけるチャネル時変動予測の送信指向性制御への活用法を簡単に説明する。例えば参考文献１などの従来技術では予測されたチャネル情報を基に、そのチャネルベクトルにヌルを向ける（すなわちベクトル同士が直交し、ベクトルの内積がゼロになる）ように送信ウエイトベクトルを設定することとしていた。つまり、時刻ｔ０におけるチャネルベクトルがｈ（ｔ０）で微小時間δｔ経過後のチャネルベクトルがｈ（ｔ０）＋ｕα（δｔ）であると予測されたとする。この際、送信ウエイトベクトルｗ（ｔ０＋δｔ）はｗ（ｔ０＋δｔ）Ｈ・｛ｈ（ｔ０）＋ｕα（δｔ）｝がゼロになる様に選択されていた。
参考文献１：山口歌奈子他、「時変動マルチユーザＭＩＭＯシステムにおけるチャネル予測手法の効果に関する考察」信学技報、Ａ・Ｐ２０１３−１０７、ｐｐ．４３−４８、２０１３年１１月
Here, a method of utilizing the channel time variation prediction in the conventional method for transmission directivity control will be briefly described. For example, in the prior art such as
Reference 1: Kanako Yamaguchi et al., “Study on Effect of Channel Prediction Method in Time-Varying Multi-User MIMO System”, IEICE Tech. 43-48, November 2013
しかし、チャネル時変動によるチャネルベクトルの変動方向がｕとは異なる方向であった場合、寧ろｗ（ｔ０＋δｔ）Ｈ・ｈ（ｔ０）がゼロになる様に選んだ方が残留干渉は小さいという場合も予想される。従来のマルチユーザＭＩＭＯにおいては、送信指向性制御で形成するヌルの数は空間多重数と一致しており、実際、基地局装置の備えるアンテナ素子数に対して空間多重数は概ね同程度であることが想定されていたため、送信指向性制御で形成するヌルの数を空間多重数よりも冗長に形成することは不可能であったが、近年注目されているＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯにおいては少なくとも基地局側では膨大なアンテナ素子を実装することで自由度が大幅に冗長に設定されているため、更なる追加として冗長のヌル制御を行うことも可能となった。 However, if the channel vector fluctuation direction due to channel time fluctuation is different from u, the residual interference is smaller when w (t 0 + δt) H · h (t 0 ) is selected to be zero. This is also expected. In conventional multi-user MIMO, the number of nulls formed by transmission directivity control matches the number of spatial multiplexing, and in fact, the number of spatial multiplexing is approximately the same as the number of antenna elements provided in the base station apparatus. Therefore, it was impossible to make the number of nulls formed by transmission directivity control more redundant than the number of spatial multiplexing, but in Massive MIMO, which has been attracting attention in recent years, at least on the base station side Since a large number of antenna elements are mounted and the degree of freedom is set to be significantly redundant, redundant null control can be performed as a further addition.
例えば、送信ウエイトベクトルｗ（ｔ０＋δｔ）を、ｗ（ｔ０＋δｔ）Ｈ・｛ｈ（ｔ０）＋ｕα（δｔ）｝がゼロで且つｗ（ｔ０＋δｔ）Ｈ・ｈ（ｔ０）もゼロとなる様に設定すれば、チャネルベクトルの時変動が予測されたｈ（ｔ０）＋ｕα（δｔ）の方向で高精度に近似できていた場合にも、さらには大幅に予測がはずれてｈ（ｔ０）のままのチャネルベクトルの方が現実のチャネルに近い場合であっても、そのどちらでも対処可能とすることができる。さらに言えば、ベクトルｕの方向を予測できていれば、α（δｔ）の値が予測とは異なっても、時刻ｔ０＋δｔのチャネルベクトルがベクトルｈ（ｔ０）とベクトルｕの線形結合で表される部分空間内に概ね存在する限りにおいて、残留干渉を十分に抑えることが可能になる。 For example, the transmission weight vector w (t 0 + δt) is set so that w (t 0 + δt) H · {h (t 0 ) + uα (δt)} is zero and w (t 0 + δt) H · h (t 0 ) If it is set to be zero, even if the time variation of the channel vector can be approximated with high accuracy in the predicted direction h (t 0 ) + uα (δt), the prediction is further greatly deviated. Even when the channel vector of (t 0 ) is closer to the actual channel, either of them can be dealt with. Furthermore, if the direction of the vector u can be predicted, the channel vector at time t 0 + δt is a linear combination of the vector h (t 0 ) and the vector u even if the value of α (δt) is different from the prediction. Residual interference can be sufficiently suppressed as long as it is generally present in the represented subspace.
一例として１００本アンテナを実装する基地局装置が１本アンテナの端末装置を１０台同時に空間多重伝送する場合を考えてみる。この場合、チャネルベクトルは１００次元ベクトルであり、従来技術であれば１０端末の空間多重で１０の自由度を利用することになる。ここでは９０（＝１００−１０）の自由度が余っており、この自由度が各端末装置のＳＮＲ（Signal to Noise ratio：Ｓ／Ｎ比）等の回線利得を向上させるために働く。ここで、仮に１つの端末装置のチャネル時変動を式（１３）の様に２つの自由度を用い、チャネルベクトルがｈ（ｔ０）、ｕの２次元部分空間内に収まっていることが期待される場合、１局で２の自由度を消費することになる。しかし、空間多重する端末装置は１０台だから、合計でもヌル形成に利用する自由度は２０であり、残りの８０の自由度は回線利得の向上に利用可能である。仮に回線利得の向上率が自由度の１乗に比例するとすれば、従来の９０の自由度を利用する場合と本実施形態の８０の自由度を利用する場合で、対数であるｄＢ表示で表せば、その差は１０Ｌｏｇ（８０／９０）＝−０．５１［ｄＢ］となり僅か０．５ｄＢ程度の差にしかならない。一方で、冗長のヌル制御を行うことで、干渉抑圧が可能となる部分空間の次元が当初の1次元空間（ひとつのチャネルベクトルのみに直交）から2次元空間、3次元空間（複数のチャネルベクトルに直交）と次元が拡張され、その次元拡張効果により干渉抑圧が可能となる確率が高まり、干渉が大幅に低減されることが期待される。 As an example, let us consider a case where a base station apparatus equipped with 100 antennas simultaneously transmits 10 terminal apparatuses with one antenna simultaneously. In this case, the channel vector is a 100-dimensional vector, and in the case of the conventional technique, 10 degrees of freedom are used by spatial multiplexing of 10 terminals. Here, the degree of freedom of 90 (= 100−10) is left, and this degree of freedom works to improve the line gain such as SNR (Signal to Noise ratio) of each terminal apparatus. Here, it is expected that the channel time variation of one terminal apparatus uses two degrees of freedom as in Expression (13), and the channel vector is within the two-dimensional subspace of h (t 0 ) and u. In this case, one station consumes 2 degrees of freedom. However, since there are 10 terminal apparatuses that perform spatial multiplexing, the total number of degrees of freedom used for null formation is 20, and the remaining 80 degrees of freedom can be used to improve the line gain. Assuming that the improvement rate of the line gain is proportional to the first power of the degree of freedom, it can be expressed by a logarithmic dB display when using the conventional 90 degrees of freedom and when using the 80 degrees of freedom of the present embodiment. For example, the difference is 10 Log (80/90) = − 0.51 [dB], which is a difference of only about 0.5 dB. On the other hand, by performing redundant null control, the dimension of the subspace where interference suppression is possible changes from the original one-dimensional space (orthogonal to only one channel vector) to the two-dimensional space, three-dimensional space (multiple channel vectors) It is expected that the dimension will be expanded and the probability that interference suppression will be possible due to the dimension expansion effect, and the interference will be greatly reduced.
この様に、上述の冗長なヌル制御がなされた部分空間を拡張することで、ユーザ間干渉の電力は大幅に抑えられるため、ＳＮＲ的には約０．５ｄＢの劣化となるが、ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio：信号電力対干渉電力比）的には大幅な向上が期待できる。最終的にはＳＩＮＲにより特性が定まるが、ＳＮＲよりもＳＩＲ特性が支配的と考えられる時変動チャネル環境下でのマルチユーザＭＩＭＯでは、この様な手法が有効となる。 In this way, by expanding the partial space in which the above-described redundant null control is performed, the power of inter-user interference is greatly suppressed, so that the SNR degrades by about 0.5 dB, but SIR (Signal To Interference Ratio (Signal power to interference power ratio) can be expected to greatly improve. Although the characteristics are finally determined by SINR, such a technique is effective in multi-user MIMO in a time-varying channel environment in which SIR characteristics are considered to be dominant over SNR.
次に、本発明の基本となる技術の動作原理のポイントを説明する。図１は、本発明の基本となる技術の動作原理のポイントを示す説明図である。この図において、左側は従来技術における送信指向性制御の考え方、右側が本発明の基本となる技術における送信指向性制御の考え方を示す。ここでは簡単のため、端末装置は１本のアンテナを備えるとし、Ｌ（Ｌは自然数）局の端末装置を空間多重する場合を考える。各端末装置のチャネルベクトルｈ１（ｔ）〜ｈＬ（ｔ）は基地局のアンテナ素子数の次元をもつベクトルである。１００本アンテナを想定すれば、１００次元ベクトルとなっている。 Next, the points of the operation principle of the technology that is the basis of the present invention will be described. FIG. 1 is an explanatory diagram showing the points of the operation principle of the technology underlying the present invention. In this figure, the left side shows the concept of transmission directivity control in the prior art, and the right side shows the concept of transmission directivity control in the technology that is the basis of the present invention. Here, for the sake of simplicity, it is assumed that the terminal apparatus includes one antenna, and the terminal apparatus of L (L is a natural number) station is spatially multiplexed. The channel vectors h 1 (t) to h L (t) of each terminal device are vectors having the dimension of the number of antenna elements of the base station. Assuming 100 antennas, it is a 100-dimensional vector.
従来技術における送信ウエイトベクトルの生成の処理フローは図１２に示されているが、ここではステップＳ８０３からステップＳ８１０のループの初回の処理として、ｋ＝１の場合の処理に着目して説明を行っている。まず、端末装置＃１（ｋ＝１に相当）の局宛ての送信ウエイトベクトルｗ１（ｔ）は、ｈ１（ｔ）をＨｍａｉｎとし（ステップＳ８０４）、残りのｈ２（ｔ）〜ｈＬ（ｔ）をＨｓｕｂとして設定し（ステップＳ８０５）、ステップＳ８０５からステップＳ８１０の処理を実施する。 FIG. 12 shows a processing flow for generating a transmission weight vector in the prior art. Here, the first processing of the loop from step S803 to step S810 will be described focusing on the processing in the case of k = 1. ing. First, the transmission weight vector w 1 (t) addressed to the terminal of the terminal apparatus # 1 (corresponding to k = 1) is set so that h 1 (t) is H main (step S804), and the remaining h 2 (t) to h L (t) is set as H sub (step S805), and the processing from step S805 to step S810 is performed.
しかし、本実施形態ではＨｍａｉｎはｈ１（ｔ）で共通であるが、Ｈｓｕｂはｈ２（ｔ）〜ｈＬ（ｔ）にｕ２〜ｕＬを加えたものをＨ’ｓｕｂとして設定し、これらの部分空間に直交する空間にＨｍａｉｎを射影するように送信ウエイトベクトルｗ１（ｔ）を設定することになる。 However, in this embodiment, H main is common to h 1 (t), but H sub is obtained by adding u 2 to u L to h 2 (t) to h L (t) as H ′ sub. Then, the transmission weight vector w 1 (t) is set so as to project H main into a space orthogonal to these subspaces.
次に、上述した本発明の基本となる技術の動作原理の処理動作を説明する。図２は、本発明の基本となる技術の動作原理の処理動作をフローチャートである。図２に示す処理動作が図１２と異なる点は、ステップＳ８０１で宛先端末装置へのチャネル情報を取得した後、これらの宛先端末装置へのチャネル情報の時変動予測を行い（ステップＳ１）、式（１３）に相当するベクトルｕ１〜ｕＬを算出する。その後、ステップＳ８０２に戻り処理を継続する。さらに、ステップＳ８０５でＨｓｕｂを設定する代わりに、ｊ≠ｋなる端末装置＃ｊのチャネルベクトルに、端末装置＃ｋを除く式（１３）に相当するベクトルｕ１〜ｕＬを組み合わせてＨ’ｓｕｂを設定し（ステップＳ２）、その後処理Ｓ８０６（ステップＳ３）に戻る。ＨｓｕｂがＨ’ｓｕｂに置き換わることで形式上、基底ベクトルｅｊをｅ’ｊに、〜Ｈｍａｉｎを〜Ｈ’ｍａｉｎに、送信ウエイトベクトルｗｊをｗ’ｊに置き換えることで処理ステップの符号（ステップＳ３〜Ｓ７）を変更しているが、これらの変更を除けばステップＳ３〜ステップＳ７の基本的動作は図１２に示すステップＳ８０６〜ステップＳ８１１と同一である。 Next, the processing operation of the operation principle of the technology that is the basis of the present invention described above will be described. FIG. 2 is a flowchart showing the processing operation of the operating principle of the technology underlying the present invention. The processing operation shown in FIG. 2 is different from that shown in FIG. 12 in that channel information to the destination terminal apparatus is acquired in step S801, and then time variation prediction of channel information to these destination terminal apparatuses is performed (step S1). Vectors u 1 to u L corresponding to (13) are calculated. Thereafter, the process returns to step S802 and continues. Furthermore, instead of setting H sub in step S805, the channel vector of terminal device #j where j ≠ k is combined with vectors u 1 to u L corresponding to Expression (13) excluding terminal device #k, and H ′ Sub is set (step S2), and then the process returns to step S806 (step S3). By substituting H sub for H ′ sub , formally, the base vector e j is replaced with e ′ j , ˜H main is replaced with ˜H ′ main , and the transmission weight vector w j is replaced with w ′ j. (Steps S3 to S7) are changed. Except for these changes, the basic operations of Steps S3 to S7 are the same as Steps S806 to S811 shown in FIG.
次に、図３に本発明の基本となる技術の基本原理における送信ウエイト処理部１の構成を説明する。図３は、本発明の基本となる技術の基本原理における送信ウエイト処理部１の構成を示すブロック図である。図１４で示した送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１、チャネル情報記憶回路８３２、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３により送信ウエイトベクトルの算出を行っていた。一方、実施形態における送信ウエイト処理部１では、時変動チャネルの予測を行うチャネル時変動予測回路３、予測されたチャネルベクトルを基に冗長なヌル制御を行うために必要となる式（１３）のベクトルｕを冗長ベクトル（追加でヌル制御を行う際に、送信ウエイトベクトルが直交すべき部分空間を張るベクトル）として記憶する冗長ベクトル記憶回路４を新たに備える。
Next, the configuration of the transmission
次に、図３に示す送信ウエイト処理部１の処理動作を説明する。まず、チャネル情報取得回路８３１が既存技術の何らかの手法を用いてダウンリンクのチャネル情報を取得すると、これをチャネル情報記憶回路２に記憶する。これを受けて、チャネル時変動予測回路３はチャネル情報記憶回路２に記憶されたこれまでのチャネル情報を参照し、未来のチャネルベクトルが含まれる部分空間を予測る。ここで、従来技術におけるチャネル情報記憶回路８３２では、端末装置毎に取得された最新のチャネル情報のみを記憶していればよかったが、チャネル時変動予測においては過去の時変動の状況を参照して予測することが一般的である。所定の時間分ないしは所定の数の個数だけ過去のチャネル情報の記憶も留めておく機能を備え、この点が図３に示すチャネル情報記憶回路２と従来技術におけるチャネル情報記憶回路８３２の異なる点である。
Next, the processing operation of the transmission
チャネル時変動予測回路３では、チャネル情報記憶回路２に記憶された過去の情報と新規に記録された新しいチャネル情報を参照し、未来のチャネルベクトルの含まれる部分空間の予測を行う。未来のチャネルベクトルは、一般的に微小時間δｔの関数となっており、空間多重伝送を行うことが確定した時点でチャネル予測を行うのであれば特定のδｔに対するチャネル予測を行うことが可能である。しかし、一般には空間多重伝送の決定から送信ウエイトベクトル算出完了までのタイムラグを押さえるためには、いずれかの端末装置のチャネル情報の新規更新が行われる都度、チャネル予測を行っておくことが好ましい。その場合、例えば式（１３）の様に１次近似を行うのであれば、任意の微小時間に対して共通のベクトルｕを用いて一般的な微小時間δｔ後の未来のチャネル情報を標記可能であり、将来的に空間多重を行う際の送信ウエイトベクトル算出においては、図２に示した様にこのｕを用いて送信ウエイトベクトルを算出可能である。
The channel time
このため、チャネル時変動予測回路３では式（１３）のｕに相当するベクトルを冗長ベクトルとして算出し、これを冗長ベクトル記憶回路４に記憶する。ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５では、従来のＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３ではチャネル情報記憶回路８３２に記憶された最新のチャネル情報のみを基に送信ウエイトベクトルを算出していたのに対し、図３に示すＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５では、チャネル情報記憶回路２に記憶された最新のチャネル情報に加えて、冗長ベクトル記憶回路４に記憶された冗長ベクトルを参照し、図２に示した手順で送信ウエイトベクトルを算出する。
Therefore, the channel time
なお以上の説明では、冗長ベクトルとして式（１３）のｕに相当するベクトルを設定する場合を例に示したが、その他の形式のベクトルを冗長ベクトルとして設定することも可能である。例えば、元々のチャネルベクトルｈ（ｔ０）と式（１３）のｕに相当するベクトルが張る部分空間は、β≠０なる任意の複素係数βに対してｈ（ｔ０）とｈ（ｔ０）＋β×ｕの張る部分空間と等価である。したがって、ｈ（ｔ０）＋β×ｕを冗長ベクトルとして扱うことも可能であり、これはβ＝α（δｔ）の時に式（１３）のｈ（ｔ０＋δｔ）と一致する。さらに言えば、このｈ（ｔ０＋δｔ）のチャネルベクトルの予測を、時刻ｔ０よりも過去の時刻ｔ１におけるチャネルベクトルｈ（ｔ１）と時刻ｔ０のチャネルベクトルｈ（ｔ０）からの線形外挿により行うのであれば、ｈ（ｔ０）とｈ（ｔ０＋δｔ）の張る部分空間はｈ（ｔ０）とｈ（ｔ１）の張る部分空間とも一致する。この場合には、式（１３）のｕに相当するベクトルの代わりにｈ（ｔ１）を冗長ベクトルとして設定することも可能である。この様に、冗長ベクトルとはｈ（ｔ０）とｈ（ｔ０＋δｔ）の予測値の張る部分空間と等価であれば他の如何なるチャネルベクトルを設定しても構わない。 In the above description, a case where a vector corresponding to u in Expression (13) is set as a redundant vector has been described as an example. However, other types of vectors can be set as redundant vectors. For example, the subspace spanned by the original channel vector h (t 0 ) and the vector corresponding to u in equation (13) is h (t 0 ) and h (t 0 ) for any complex coefficient β with β ≠ 0. This is equivalent to a subspace spanned by + β × u. Therefore, it is also possible to treat h (t 0 ) + β × u as a redundant vector, which coincides with h (t 0 + δt) in equation (13) when β = α (δt). More, the prediction of the channel vector of the h (t 0 + .DELTA.t), than the time t 0 from the channel vector h at past time t 1 channel vector h (t 0) of (t 1) at time t 0 If it is performed by linear extrapolation, the subspace spanned by h (t 0 ) and h (t 0 + δt) also coincides with the subspace spanned by h (t 0 ) and h (t 1 ). In this case, it is also possible to set h (t 1 ) as a redundant vector instead of the vector corresponding to u in Expression (13). In this way, any other channel vector may be set as long as the redundant vector is equivalent to a partial space spanned by predicted values of h (t 0 ) and h (t 0 + δt).
以上が本発明の基本となる技術の動作原理である。以下、チャネル情報の予測を含めて具体的な実施形態を図を用いて説明する。 The above is the operation principle of the technology underlying the present invention. Hereinafter, a specific embodiment including prediction of channel information will be described with reference to the drawings.
以上説明した本発明の基本となる技術においては、同時に空間多重を行う端末装置において等しくチャネルの時変動が発生するものとしていたが、実際には自らが移動中の端末装置や周囲に高速で移動する反射物がある場合にはチャネルの時変動が激しい。一方でチャネルの時変動が殆どない端末装置の場合には、新たに冗長ベクトルを追加してヌルを形成しなくても、殆ど問題となることはない。また、ヌル形成に用いる自由度を多く用いれば用いるほど、冗長なアンテナを用いた回線利得の確保ができなくなるために、無用にヌル形成を行い過ぎることなく、必要に応じて適切にヌル形成の程度を最適化する必要がある。 In the basic technology of the present invention described above, it is assumed that the time variation of the channel occurs equally in the terminal devices that perform spatial multiplexing at the same time. When there is a reflecting object, the time fluctuation of the channel is severe. On the other hand, in the case of a terminal device with little channel fluctuation, there is almost no problem even if a new redundant vector is not added to form a null. Also, the more the degree of freedom used for null formation, the more difficult it is to secure line gain using redundant antennas, so that null formation is appropriately performed as necessary without excessively forming nulls. The degree needs to be optimized.
以下で説明する実施形態は、複数の過去のチャネル情報の履歴を基に、活用する冗長ベクトル数を端末装置毎に最適化するための具体的な手段を提供するものである。 The embodiment described below provides specific means for optimizing the number of redundant vectors to be used for each terminal device based on the history of a plurality of past channel information.
［冗長ベクトル数最適化］
式（１３）においては、チャネルベクトルの時変動部分空間をｈ（ｔ０）とｕの２次元部分空間としたが、当然ながら時変動が少ない端末装置の場合には、ｈ（ｔ０）の１次元部分空間で表されるとみなすことが可能である。
[Redundant vector count optimization]
In equation (13), the time-varying subspace of the channel vector is a two-dimensional subspace of h (t 0 ) and u. Of course, in the case of a terminal device with little time fluctuation, h (t 0 ) It can be considered to be represented in a one-dimensional subspace.
同様に、チャネルの時変動が激しい端末装置の場合には、式（１２）の２次以降の項を考慮して３次元部分空間で表すことも可能である。 Similarly, in the case of a terminal device in which channel fluctuations are significant, it can be expressed in a three-dimensional subspace in consideration of the second and subsequent terms of Equation (12).
この場合には、チャネルベクトルの時変動部分空間はｈ（ｔ０）とｕとｖの３次元部分空間で表されることになる。同様に４次元以上とすることも可能である。ここで冗長ベクトル数を多く設定した端末装置は、その部分空間内に実際のチャネル情報が収まっている限りにおいては、他の端末装置宛ての信号はそのチャネルベクトルに直交した方向に送信ウエイトベクトルを向けて送信しているために、干渉信号の漏れ込は低いレベルに抑えられることが期待される。 In this case, the time-varying subspace of the channel vector is represented by a three-dimensional subspace of h (t 0 ), u, and v. Similarly, it is possible to have four or more dimensions. Here, as long as the actual channel information is contained in the partial space, the terminal device set with a large number of redundant vectors sets the transmission weight vector in the direction orthogonal to the channel vector as long as the actual channel information is contained in the partial space. Therefore, it is expected that interference signal leakage is suppressed to a low level.
ここで、チャネルの時変動の大きさを議論するときには、単に単位時間当たりのチャネルベクトルの変動量を用いるのではなく、元々のチャネルベクトルの絶対値に対して時変動の差分ベクトルがどの程度の大きさかによって、端末装置間の干渉信号に対するＳＩＲ値が決まる。つまり、大雑把に言えばチャネル時変動量に比例して干渉信号強度は増大するが、元々の希望信号の受信強度が大きければＳＩＲは十分大きな値となり得る。このため、ここでのチャネル時変動の指標は、微小時刻δｔに対し、チャネルベクトルがｈ（ｔ０）からｈ（ｔ０＋δｔ）に変位する場合、以下の値が大きい場合ほど、干渉による特性劣化のリスクが高いと推定される。
Here, when discussing the magnitude of channel time variation, instead of simply using the amount of channel vector variation per unit time, what is the difference vector of time variation relative to the absolute value of the original channel vector? Depending on the size, the SIR value for the interference signal between the terminal devices is determined. That is, roughly speaking, although the interference signal strength increases in proportion to the channel time fluctuation amount, the SIR can be a sufficiently large value if the reception strength of the original desired signal is high. Therefore, where the index of channel time variation in the relative small time .DELTA.t, if the channel vector is displaced from h (t 0) to h (
この相対的な時変動量は、未来のチャネル情報の予測値として求めたｈ（ｔ０＋δｔ）に対して実施してもよいし、過去のチャネル時変動の履歴を基に算出したものであっても構わない。 This relative time variation amount may be applied to h (t 0 + δt) obtained as a predicted value of future channel information, or may be calculated based on a past channel time history. It doesn't matter.
例えば、ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の時刻に取得されたチャネルベクトルをｈ（ｔ１）、ｈ（ｔ２）、ｈ（ｔ３）、ｈ（ｔ４）、ｈ（ｔ５）とおく。時刻がｔ１からｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の順番で流れるとすると、各時刻の間の単位時間当たりの相対的時間変動量は以下の通りである。 For example, channel vectors acquired at times t 1 , t 2 , t 3 , t 4 , and t 5 are h (t 1 ), h (t 2 ), h (t 3 ), h (t 4 ), h Let (t 5 ). Assuming that the time flows in the order of t 1 to t 2 , t 3 , t 4 , t 5 , the relative time fluctuation amount per unit time during each time is as follows.
このようにして得られた相対差分ベクトルの絶対値、｜Δｈ１｜、｜Δｈ２｜、｜Δｈ３｜、｜Δｈ４｜は各時刻における時変動の大きさの程度を表す。例えば直近の時変動の相対量である｜Δｈ４｜を用いて判断してもよいし、これら過去複数回分の平均値を用いてチャネル時変動の相対量を判断しても構わない。ないしは、時間的に新しい方の重みを重くした加重平均であっても構わないし、最悪のケースを想定する場合にはこれら過去複数回分の中の最大値を用いても構わない。いずれにしても、このようにして求めたチャネル時変動の相対量を基に、利用する冗長ベクトルの数を判断する。以上の本発明の基本となる技術の動作原理に基づき、以下に具体的な実施形態を図を用いて説明する。 The absolute values of the relative difference vectors thus obtained, | Δh 1 |, | Δh 2 |, | Δh 3 |, and | Δh 4 | represent the magnitude of the magnitude of the time variation at each time. For example, it may be determined using | Δh 4 | which is the latest relative amount of time fluctuation, or the relative amount of channel time fluctuation may be determined using the average value of these past multiple times. Alternatively, it may be a weighted average obtained by increasing the newer weight in time, or the maximum value among these past multiple times may be used when the worst case is assumed. In any case, the number of redundant vectors to be used is determined based on the relative amount of channel time variation obtained in this way. Based on the operation principle of the technology that forms the basis of the present invention, specific embodiments will be described below with reference to the drawings.
＜第１の実施形態＞
図４は、本発明の第１の実施形態における送信ウエイト処理部１１の構成を示すブロック図である。図４に示す送信ウエイト処理部１１が、図３に示す送信ウエイト処理部１と異なる点は、新たにチャネル時変動量の元のチャネルベクトルとの相対値を求めるチャネル時変動相対量評価回路６が付与されている点である。
<First Embodiment>
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the transmission
次に、図４に示す送信ウエイト処理部１１の動作を説明する。まず、チャネル情報取得回路８３１が既存技術の何らかの手法を用いてダウンリンクのチャネル情報を取得すると、これをチャネル情報記憶回路２に記憶する。チャネル時変動予測回路２３はチャネル情報記憶回路２に記憶されたこれまでのチャネル情報を参照し、未来のチャネルベクトルを予測する。
Next, the operation of the transmission
このチャネルベクトルの例としては、例えば異なる複数のチャネル予測アルゴリズムを用いることにより実現してもよいし、異なる複数の未来時刻に対するチャネル予測であっても構わない。また、ある端末装置が利用する冗長ベクトルの数が１または０の場合（すなわち、時変動が少ない場合には冗長ベクトルを利用せず、一方で時変動がある場合にはひとつだけ冗長ベクトルを利用するケースに相当）には、複数のチャネル情報の予測ではなく単一のチャネル情報の予測であっても構わない。 As an example of this channel vector, for example, it may be realized by using a plurality of different channel prediction algorithms, or may be channel prediction for a plurality of different future times. Also, when the number of redundant vectors used by a certain terminal device is 1 or 0 (that is, when the time variation is small, the redundant vector is not used, and when there is a time variation, only one redundant vector is used. In this case, it may be prediction of single channel information instead of prediction of a plurality of channel information.
このようにひとつまたは複数のチャネルベクトルの予測がなされた際に、チャネル時変動相対量評価回路６は式（１６）または式（１７）と同様に単位時間当たりの相対的チャネル時間変動量（ここでは各ベクトルの絶対値により与えられる）を評価する。ここでは、上述の様に複数の時刻に対するものであれば式（１７）と同様に行えばよいし、複数のチャネル予測アルゴリズムを用いる場合には、式（１６）の様にある時刻ｔ０と微小時間δｔ経過後のチャネルベクトルの差分を基の時刻ｔ０のチャネルベクトルの絶対値で除算した値で評価することになり、分母の時間の差分は共通の値を用いることになる。
When one or a plurality of channel vectors are predicted in this way, the channel time variation relative
このようなケースでは、必ずしも時間で除算しなくても、それぞれの端末装置のチャネル時変動の相対量の大小を判断することは可能である。冗長ベクトル記憶回路２４では、式（１６）または式（１７）の左辺に相当する相対的な差分ベクトル（冗長ベクトルに相当）とそのチャネル時変動の相対量評価値（ここでは差分ベクトルの絶対値）を合わせ記録しておく。ここでこのチャネル時変動の相対量評価値は、絶対値が大きければ大きいほど大きな干渉を生じるリスクとなりやすいから、その冗長ベクトルの重要度は高いと考えられる。これら一連の処理は空間多重伝送を行うことが確定した時点で実施してもよいし、いずれかの端末装置のチャネル情報の新規更新が行われる都度、チャネル予測を実施してもよい。ないしは、定期的にその様な処理を通信の有無に関係なく実施することも可能である。
In such a case, it is possible to determine the magnitude of the relative amount of channel time fluctuation of each terminal device without necessarily dividing by time. In the redundant
ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５では、通信を行う際にチャネル情報記憶回路２に記憶された最新のチャネル情報に加えて、冗長ベクトル記憶回路４に記憶された冗長ベクトルのチャネル時変動の相対量評価値を参照し、所定の数だけ冗長ベクトルを読み出して図２に示した手順で送信ウエイトベクトルを算出する。
In the MU-MIMO transmission
次に、図４に示す送信ウエイト処理部１１における冗長ベクトルの選択処理を説明する。図５は、図４に示す送信ウエイト処理部１１における冗長ベクトルの選択処理を示すフローチャートである。送信ウエイト算出を開始すると（ステップＳ１１）、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５は利用する冗長ベクトルの総数Ｍを決定し（ステップＳ１２）、冗長ベクトル記憶回路４にアクセスし、空間多重を行う端末装置のチャネル時変動の相対量評価値（冗長ベクトルの絶対値）を参照し、時変動量の大きい方からＭ個の冗長ベクトルを選択し（ステップＳ１３）、処理を終了する（ステップＳ１４）。
Next, redundant vector selection processing in the transmission
このようにして選択された冗長ベクトルを用い、図２に示す処理フローで送信ウエイトベクトルを決定する。なお、この図２の処理においては、図１に示した様に端末装置のチャネルベクトルと冗長ベクトルの対応を意識し、その対応に応じたＨ’ｓｕｂを設定して処理を行う。 Using the redundant vector selected in this way, the transmission weight vector is determined by the processing flow shown in FIG. In the processing of FIG. 2, as shown in FIG. 1, the correspondence between the channel vector of the terminal device and the redundancy vector is taken into consideration, and processing is performed by setting H ′ sub corresponding to the correspondence.
なお、ここでは単純に時変動の大きい方から冗長ベクトルを選んだが、この場合にはひとつも冗長ベクトルが選択されない端末装置と多数の冗長ベクトルが選択された端末装置が存在する。少なくとも一つ以上の冗長ベクトルを利用する場合には、例えば図６に示す冗長ベクトルの選択処理を利用することも可能である。図６は、冗長ベクトルの選択処理を利用する処理を示すフローチャートである。図６に示す処理動作が図５に示す処理動作と異なる点は、ステップＳ１２に続けて空間多重を行うＮ局の各端末装置からひとつずつの冗長ベクトル（最も時変動の大きいもの）を選択し（ステップＳ１５）、その後に残りのＭ−Ｎ個の冗長ベクトルを、各端末装置の未選択の冗長ベクトルの中から時変動量の大きい方から順番に選択し（ステップＳ１６）、処理を終了する（ステップＳ１７）点である。 In this case, the redundant vector is simply selected from the one with the larger time variation. In this case, there are terminal devices from which no redundant vector is selected and terminal devices from which a large number of redundant vectors are selected. When using at least one redundant vector, for example, the redundant vector selection process shown in FIG. 6 can be used. FIG. 6 is a flowchart showing a process using a redundant vector selection process. The processing operation shown in FIG. 6 is different from the processing operation shown in FIG. 5 in that one redundant vector (the one having the largest time variation) is selected from each terminal device of N stations that performs spatial multiplexing following step S12. (Step S15), and then the remaining MN redundant vectors are selected from the unselected redundant vectors of each terminal device in descending order of the amount of time variation (Step S16), and the process ends. (Step S17).
＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。上述の説明では、チャネル情報の時変動予測を実際に行う場合の例を示したが、本来必要であるのは未来のチャネルベクトルの存在する部分空間を張る冗長ベクトルである。ここでは、過去のチャネル時変動の履歴から、チャネルベクトルが時変動時に存在する確率の高い部分空間の冗長ベクトルの抽出法を以下に示す。
<Second Embodiment>
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the above description, an example in which channel information time-varying prediction is actually performed has been shown, but what is originally required is a redundant vector that extends a partial space in which a future channel vector exists. Here, a method for extracting a redundant vector of a subspace having a high probability that a channel vector exists at the time of the time variation from the history of the past channel time variation will be described.
まず、過去の時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の時刻に取得されたチャネルベクトルをｈ（ｔ１）、ｈ（ｔ２）、ｈ（ｔ３）、ｈ（ｔ４）、ｈ（ｔ５）とおく。時刻がｔ１からｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の順番で流れるとすると、各時刻の間の単位時間当たりの相対的チャネル時間変動は上述の式（１７）で与えられる。それらの相対的チャネル時変動量のベクトルを下記の様に行列に組み、特異値分解を行う。 First, channel vectors acquired at times t 1 , t 2 , t 3 , t 4 , and t 5 in the past are expressed as h (t 1 ), h (t 2 ), h (t 3 ), h (t 4 ), H (t 5 ). Assuming that the time flows in the order of t 1 to t 2 , t 3 , t 4 , t 5 , the relative channel time fluctuation per unit time during each time is given by the above equation (17). These relative channel time variation vectors are assembled into a matrix as shown below, and singular value decomposition is performed.
この式の意味するところは、時刻ｔ５から微小時間経過したところである送信ウエイトベクトルをある端末装置に対して利用する場合、その送信ウエイトベクトルがベクトルｖ１の方向の成分を持っていると、λ１に相当する程度の残留干渉が生じうることを意味している。逆に言えば、特異値の絶対値が大きい方に相当する右特異ベクトルｖに直交した方向に送信ウエイトベクトルを設定すれば、残留干渉のリスクを低減することができる。この様に、本実施形態では特異値の絶対値が対応する右特異ベクトルのチャネル時変動の相対量評価値に相当し、その冗長ベクトルの重要度（干渉低減のためにどの程度寄与できるか）の指標になっており、絶対値が大きければ大きいほど重要度は高いことになる。 The meaning of this expression, when using the terminal device in the transmission weight vector from time t 5 is where a lapse short time, when the transmission weight vector has a direction component of the vector v 1, This means that residual interference corresponding to λ 1 can occur. Conversely, the risk of residual interference can be reduced by setting the transmission weight vector in a direction orthogonal to the right singular vector v corresponding to the larger absolute value of the singular value. In this way, in this embodiment, the absolute value of the singular value corresponds to the relative amount evaluation value of the corresponding channel variation of the right singular vector, and the importance of the redundant vector (how much can be contributed to reduce interference)? The greater the absolute value, the higher the importance.
つまり、冗長ベクトルとしてひとつだけベクトルを選択するのであれば、第１右特異ベクトルｖ１の方向に冗長ベクトルを設定し、これに直交する送信ウエイトベクトルを算出すればよいことになる。また、冗長ベクトルを２つ選択できるのであれば、第１右特異ベクトルｖ１の方向と第２右特異ベクトルｖ２の方向に冗長ベクトルを設定し、これに直交する送信ウエイトベクトルを算出すればよい。すなわち、ここでの特異値λはその冗長ベクトルの相対的時変動の程度を表す指標となり、冗長ベクトル記憶回路２４が管理するチャネルの相対的時変動量としてこの値を用いればよい。
That is, if the selecting only one vector as redundant vectors, sets the redundancy vector to first right singular direction of the vector v 1, it is sufficient to calculate the transmission weight vector orthogonal thereto. If two redundant vectors can be selected, a redundant vector is set in the direction of the first right singular vector v 1 and the direction of the second right singular vector v 2 , and a transmission weight vector orthogonal to this is calculated. Good. That is, the singular value λ here serves as an index representing the degree of relative temporal variation of the redundant vector, and this value may be used as the relative temporal variation amount of the channel managed by the redundant
次に、図７を参照して、本発明第２の実施形態における送信ウエイト処理部２１の構成を説明する。図７は、本発明第２の実施形態における送信ウエイト処理部２１の構成を示すブロック図である。図７に示す構成が図４に示す構成と異なる点は、送信ウエイト処理部２１はチャネル時変動予測回路３の代わりに、差分ベクトル算出回路１３と特異値分解回路１４により構成されるチャネル時変動予測及び相対量評価回路１５を備える点、チャネル情報記憶回路２の代わりに過去のチャネルベクトル及びその取得時刻に関する情報を記憶する機能を併せ持つチャネル情報記憶回路１２を備える点、チャネル時変動相対評価回路６の機能が特異値分解回路１４においてその特異値の絶対値を取得する機能として実現されている点である。
Next, the configuration of the transmission
基地局装置において、新たに端末装置のチャネルベクトルを取得すると、このチャネルベクトルと取得時刻を時系列の順にチャネル情報記憶回路に新たに記録すると共に、過去、ｎ回分のチャネルベクトルと取得時刻の情報を読み出す。これらの情報を基に、式（１８）に従い行列ΔＨを算出し、これを特異値分解する。取得すべき冗長ベクトルの最大数がｍであるとすると、絶対値の大きい方から順番に得られた第１〜第ｍ右特異ベクトルを選択し、各右特異ベクトルと特異値の絶対値を冗長ベクトル記憶回路２４に記憶し、処理を終了する。
In the base station device, when a channel vector of the terminal device is newly acquired, the channel vector and the acquisition time are newly recorded in the channel information storage circuit in time series, and information on the channel vector and the acquisition time for the past n times Is read. Based on these pieces of information, a matrix ΔH is calculated according to equation (18), and this is subjected to singular value decomposition. If the maximum number of redundant vectors to be acquired is m, the first to m-th right singular vectors obtained in order from the one with the largest absolute value are selected, and each right singular vector and the absolute value of the singular value are made redundant. The data is stored in the
図８は、図７に示す送信ウエイト処理部２１が冗長ベクトルの算出処理を示すフローチャートである。この冗長ベクトルは端末装置毎に独立に処理されるものであり、ここでは端末装置の最新のチャネルベクトルを入手できたタイミングで冗長ベクトルの算出を行うものとする。
FIG. 8 is a flowchart showing the redundant vector calculation processing by the transmission
まず、チャネル情報取得回路８３１においてチャネルベクトルを取得する（ステップＳ２１）と、この新たなチャネルベクトルと取得時刻をチャネル情報記憶回路１２に記憶する（ステップＳ２２）。続いて、このチャネル情報記憶回路１２より過去ｎ回分のチャネルベクトルを差分ベクトル算出回路１３に入力（ステップＳ２３）する。差分ベクトル算出回路１３では式（１７）に従いチャネルベクトルの単位時間当たりの相対時変動量を算出し、これらを行ベクトルとする行列ΔＨとして特異値分解回路１４に入力し（ステップＳ２４）、特異値分解回路１４では特異値分解を実施する（ステップＳ２５）。
First, when the channel
その後、取得すべき冗長ベクトルの最大数がｍであるとすると、第１〜第ｍ右特異ベクトルを選択し、これとその特異値の絶対値を冗長ベクトル記憶回路４に記憶する（ステップＳ２６）。差分ベクトル算出回路１３では、処理のたびに過去ｎ回分のチャネルベクトルをチャネル情報記憶回路１２から呼び出す必要はなく、過去の情報を記憶していれば、チャネルの更新時に最新のチャネルベクトルのみを取得する構成とし、式（１７）に従うチャネルベクトルの単位時間当たりの時変動量についても、過去のデータを記憶して利用することも可能である。
Thereafter, if the maximum number of redundant vectors to be acquired is m, the first to m-th right singular vectors are selected, and the absolute values of the singular values are stored in the redundant vector storage circuit 4 (step S26). . The difference
なお、以上の処理は冗長ベクトルの算出方法を中心に説明を行ったが、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５では、ここで得られた冗長ベクトルに加えてチャネル情報記憶回路１２より最新のチャネルベクトルも取得し、図１に示した様にＨ’ｓｕｂで張られる空間に対して直交するように〜Ｈ’ｍａｉｎの方向に向けて図２に示す手順で送信ウエイトベクトルを算出する。第２の実施形態の場合、冗長ベクトルの算出方法として特異値分解を用い、チャネルの時変動の程度を表す相対的チャネル時変動量として各特異値の絶対値を用いることとしているが、それ以外に関しては第1の実施形態と同様であり、各端末装置に対応させて用いる冗長ベクトルの数は図５または図６に示す手順で決定すればよい。
Although the above processing has been described mainly with respect to the redundant vector calculation method, the MU-MIMO transmission
＜第３の実施形態＞
前述した第１及び第２の実施形態においては、式（１７）において相対差分ベクトルを取得していたが、相対差分情報を用いずに直接的に規格化されたチャネルベクトルにより構成されるチャネル行列を特異値分解することで、同等の処理を実現することも可能である。まず、時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の時刻に取得されたチャネルベクトルをｈ（ｔ１）、ｈ（ｔ２）、ｈ（ｔ３）、ｈ（ｔ４）、ｈ（ｔ５）とおく。時刻がｔ１からｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の順番で流れ、ｈ（ｔ５）が最新のチャネル情報であるものとする。ここで過去数回の各時刻のチャネルベクトルを規格化して行列に組み、下記の通り特異値分解を行う。
<Third Embodiment>
In the first and second embodiments described above, the relative difference vector is acquired in Expression (17), but a channel matrix constituted by channel vectors directly normalized without using the relative difference information. It is also possible to realize an equivalent process by decomposing singular values. First, channel vectors acquired at times t 1 , t 2 , t 3 , t 4 , and t 5 are represented as h (t 1 ), h (t 2 ), h (t 3 ), h (t 4 ), Let h (t 5 ). It is assumed that the time flows from t 1 to t 2 , t 3 , t 4 , t 5 in this order, and h (t 5 ) is the latest channel information. Here, the channel vectors at each time in the past several times are normalized and combined into a matrix, and singular value decomposition is performed as follows.
この場合、ｈ（ｔ１）／｜ｈ（ｔ１）｜、ｈ（ｔ２）／｜ｈ（ｔ２）｜、ｈ（ｔ３）／｜ｈ（ｔ３）｜、ｈ（ｔ４）／｜ｈ（ｔ４）｜は全てｈ（ｔ５）／｜ｈ（ｔ５）｜と概ね同一方向のベクトルであるため、第１右特異ベクトルｖ’１も同様にｈ（ｔ５）／｜ｈ（ｔ５）｜の方向を向いていると期待される。したがってこの場合の第１右特異ベクトルは第２の実施形態における最新のチャネルベクトルに対応し、送信ウエイトベクトル決定のためには無条件で必要となるベクトルである。次に、第２右特異ベクトルに関しては、上述のチャネルベクトルからこの第１右特異ベクトルの成分をキャンセルした残りの部分空間を張るベクトルに相当するため、その意味するところから式（１８）の第１右特異ベクトルと式（１９）の第２右特異ベクトルは傾向的に類似の方向を示すことが予想される。同様に、式（１８）の第２右特異ベクトルと式（１８）の第３右特異ベクトルに、式（１８）の第３右特異ベクトルと式（１９）の第４右特異ベクトルに、式（１８）の第４右特異ベクトルと式（１９）の第５右特異ベクトルと同様の傾向が期待される。したがって、式（１７）及び式（１８）を用いた処理と同様の効果を、式（１９）を用いて実現することも可能である。 In this case, h (t 1 ) / | h (t 1 ) |, h (t 2 ) / | h (t 2 ) |, h (t 3 ) / | h (t 3 ) |, h (t 4 ) / | H (t 4 ) | are all vectors in the same direction as h (t 5 ) / | h (t 5 ) |, so the first right singular vector v ′ 1 is similarly h (t 5 ) / It is expected to be in the direction of | h (t 5 ) |. Therefore, the first right singular vector in this case corresponds to the latest channel vector in the second embodiment, and is a vector that is unconditionally necessary for determining the transmission weight vector. Next, the second right singular vector corresponds to a vector extending the remaining partial space obtained by canceling the component of the first right singular vector from the above-described channel vector. It is expected that one right singular vector and the second right singular vector of Equation (19) tend to show similar directions. Similarly, the second right singular vector of Expression (18) and the third right singular vector of Expression (18) are converted into the third right singular vector of Expression (18) and the fourth right singular vector of Expression (19). The same tendency as the fourth right singular vector of (18) and the fifth right singular vector of equation (19) is expected. Therefore, the same effect as the processing using Expression (17) and Expression (18) can be realized using Expression (19).
なおこの場合、図８に示す送信ウエイト処理部には若干の変更が加えられる。図９に、本発明の第３の実施形態における送信ウエイト処理部の構成を示すブロック図を示す。図８との差分は、チャネル情報記憶回路１２に記憶させるチャネルベクトルの情報を、チャネルベクトルそのものから規格化されたチャネルベクトルに変更した規格化チャネル情報記憶回路１８に置き換えられた点、相対差分ベクトル算出回路１３が省略され、規格化チャネル情報記憶回路１８からの出力が直接特異値分解回路１４に入力されること、および冗長ベクトル記憶回路４が冗長ベクトルのみならず、第１の実施形態の場合の最新のチャネルベクトルに等価なチャネルベクトルとして第１右特異ベクトルを含めて記憶するチャネルベクトル記憶回路１６に変更された点、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５の送信ウエイト算出処理において、チャネル情報記憶回路１２からの情報を用いずにチャネルベクトル記憶回路１６からの情報のみで算出処理を行う点である。
In this case, the transmission weight processing unit shown in FIG. 8 is slightly changed. FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the transmission weight processing unit in the third embodiment of the present invention. The difference from FIG. 8 is that the channel vector information stored in the channel
動作としては以下の通りである。チャネル情報取得回路８３１においてチャネルベクトルを取得すると、この新たなチャネルベクトルを規格化して規格化チャネル情報記憶回路１８に記憶する。そして、この規格化チャネル情報記憶回路１８より過去ｎ回分のチャネルベクトルを行列（＾Ｈ）として特異値分解回路１４へ出力する。特異値分解回路１４では特異値分解を実施する。その後、第１〜第ｍ右特異ベクトルを選択し、これを特異値の絶対値情報と共にチャネルベクトル記憶回路１６に記憶する。ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５では、ダウンリンクでの信号送信に先立ち、通信制御回路８２０からの指示に従い送信ウエイトベクトルを算出するが、その際の情報はチャネルベクトル記憶回路１６に記録された第１右特異ベクトルを最新のチャネルベクトルと見なし、さらに第２右特異ベクトル以降の右特異ベクトルを冗長ベクトルと見なして活用し、特異値の絶対値情報を参照して第２の実施形態の場合と同様の処理を実施する。
The operation is as follows. When the channel
［本発明に係る実施形態のその他の補足事項］
以下に、本発明に係る実施形態に関する幾つかの補足事項を説明する。本発明におけるダウンリンクのチャネル推定方法は、如何なる方法を用いることも可能である。例えば、ダウンリンクのチャネル情報を取得する場合、ダウンリンクで基地局装置が所定のトレーニング信号を送信し、端末装置側でそのトレーニング信号を基にチャネル推定を行い、所定の制御情報を収容した無線パケットを用いて基地局側に直接的にチャネル情報をフィードバックする方法（エクスプリシット・フィードバック法）を用いることも可能である。
[Other supplementary items of the embodiment of the present invention]
Below, some supplementary matters regarding the embodiment according to the present invention will be described. Any method can be used as the downlink channel estimation method in the present invention. For example, when acquiring downlink channel information, a base station apparatus transmits a predetermined training signal on the downlink, a terminal apparatus performs channel estimation based on the training signal, and a radio that contains predetermined control information It is also possible to use a method (explicit feedback method) in which channel information is directly fed back to the base station side using a packet.
同様に、アップリンクで端末装置が所定のトレーニング信号を送信し、基地局側でそのトレーニング信号を基にアップリンクのチャネル推定を行い、得られたアップリンクのチャネル情報を基に所定のキャリブレーション処理の後にダウンリンクのチャネル情報を推定する方法（インプリシット・フィードバック法）を用いることも可能である。 Similarly, the terminal device transmits a predetermined training signal on the uplink, the base station performs uplink channel estimation based on the training signal, and performs predetermined calibration based on the obtained uplink channel information. It is also possible to use a method (implicit feedback method) for estimating downlink channel information after processing.
これらのチャネル情報の取得方法の差は、図３のチャネル情報取得回路８３１の実現方法として様々なバリエーションが有り得るが、本発明はチャネル情報取得回路８３１にてダウンリンクのチャネル情報の取得が完了した後の処理であるため、従来技術のチャネル情報取得回路８３１において如何なるチャネル情報の取得方法を用いたとしても、その影響はなく任意のチャネル情報取得方法に本発明は適用可能である。
These channel information acquisition methods may have various variations as a method of realizing the channel
また以上の説明においては、簡単のため周波数成分を表すｋ（例えば第ｋサブキャリア等）を省略したり、更には個別の周波数成分に関する説明も省略されているところがあるが、本発明の想定するシステムは広帯域のシステムであり、チャネル情報や送受信ウエイト、さらには送信信号や受信信号などにおける全ての信号処理は全て周波数軸上で周波数成分毎に個別に規定され処理されるべきものである。各信号処理回路の内部では、例えば送信側におけるＩＦＦＴ処理の前段までの信号処理（一例としてＯＦＤＭ変調方式を想定すれば、ビット列のインタリーブ処理、信号点のマッピング、信号の変調処理、送信ウエイトベクトルの乗算などを含む）は全て周波数成分毎に行われるものであり、同様に受信側におけるＦＦＴ処理後の信号処理（同じくＯＦＤＭ変調方式を想定すれば、受信ウエイトの乗算、信号検出処理、信号のデマッピング、デインタリーブ処理など）も全て周波数成分毎に行われるものである。 In the above description, for the sake of simplicity, k (for example, the k-th subcarrier) representing a frequency component is omitted, and further, description regarding individual frequency components is also omitted. The system is a broadband system, and all signal processing in channel information, transmission / reception weights, transmission signals, reception signals, and the like should be individually defined and processed for each frequency component on the frequency axis. In each signal processing circuit, for example, signal processing up to the previous stage of IFFT processing on the transmission side (for example, assuming an OFDM modulation method, bit string interleaving processing, signal point mapping, signal modulation processing, transmission weight vector The signal processing after the FFT processing on the receiving side (also assuming the OFDM modulation method is assumed), reception weight multiplication, signal detection processing, and signal de- duction are all performed for each frequency component. Mapping, deinterleave processing, etc.) are all performed for each frequency component.
このため、ダウンリンクにおけるチャネル情報の取得も周波数成分毎に実施され、同様に未来のチャネル情報の予測に関しても周波数成分毎に行うことになる。しかし、本発明のポイントはダウンリンクの送信ウエイトベクトルの決定方法であり、これは全ての周波数成分で同様に実施されるべきものである。したがって、説明を簡略化する上で、多くの説明において周波数成分を明示的に表す添え字を省略して説明していた。しかし、これらの全ての説明は、実際には周波数成分毎に個別に行われるものであり、その際には周波数成分を表す添え字を付加して理解すれば説明を厳密に解釈可能である。 For this reason, acquisition of channel information in the downlink is also performed for each frequency component, and similarly, prediction of future channel information is also performed for each frequency component. However, the point of the present invention is a method for determining a downlink transmission weight vector, which should be implemented in the same manner for all frequency components. Therefore, in order to simplify the explanation, in many explanations, the subscripts that explicitly represent the frequency components are omitted. However, all of these explanations are actually performed individually for each frequency component, and in this case, the explanation can be interpreted strictly by adding a subscript representing the frequency component.
ただし、ダウンリンクのチャネル情報の取得は全周波数成分で個別に行うのが基本であるが、未来のチャネル情報の予測の精度は単純なチャネル情報の取得よりもはるかに低いものとなり、この場合、全ての周波数成分で必ずしも同様の処理を実施する必要はなく、周波数成分をある程度間引いてチャネル予測を行い、冗長ベクトルｕは近傍の周波数成分の冗長ベクトルを使いまわしてもそれほど特性が劣化することはない。例えば、未来のチャネル予測を３つの周波数成分に１回行う場合、予測を実施した周波数成分の前後の周波数成分に関しては、予測された冗長ベクトルを活用するという構成であっても構わない。周波数方向の相関がさらに強ければ、より間引いてチャネル予測を行うこととしても構わない。また同様に、間引かれた周波数成分に関してはその前後の処理が実施された周波数成分の冗長ベクトルから内挿補完（ないしは外挿補完でも可）を行うことも当然可能である。 However, acquisition of downlink channel information is basically performed separately for all frequency components, but the accuracy of prediction of future channel information is much lower than acquisition of simple channel information, It is not always necessary to perform the same processing for all frequency components. Channel prediction is performed by thinning out the frequency components to some extent, and even if the redundant vector u uses redundant vectors of neighboring frequency components, the characteristics will deteriorate so much. Absent. For example, when the future channel prediction is performed once for three frequency components, the predicted redundant vector may be used for the frequency components before and after the predicted frequency component. If the correlation in the frequency direction is stronger, channel prediction may be performed with more thinning. Similarly, with respect to the thinned frequency component, it is naturally possible to perform interpolation complementation (or extrapolation complementation is possible) from the redundant vector of the frequency component subjected to the processing before and after that.
また回路構成上は、それぞれの周波数成分毎に個別の回路を備えてもよいし、同一の処理を実施することから周波数成分毎にシリアルに順番に処理を行い、回路を周波数成分に対して共用化することも可能である。さらには、この中間的に、複数の回路を用意して、周波数成分を適宜分割し、複数の回路でパラレルな処理をシリアルに実施する処理としても構わない。これらは全ての実施形態に共通する話である。 In terms of circuit configuration, each frequency component may be provided with an individual circuit, and since the same processing is performed, processing is performed serially for each frequency component, and the circuit is shared by the frequency components. It is also possible to Furthermore, in the middle, a plurality of circuits may be prepared, frequency components may be appropriately divided, and parallel processing may be serially performed by the plurality of circuits. These are common to all embodiments.
また、本発明の実施形態における端末装置では、送信及び受信アンテナを１素子ずつ備える構成を中心に説明を行ったが、当然ながら複数素子を備えた構成であっても構わない。ここでは、チャネル情報は「ベクトル」として説明を行ってきたが、当然ながら各端末装置は複数本のアンテナ素子を備えることが可能であり、この場合には各端末装置の各アンテナに関するチャネルベクトルがアンテナ本数分組み合わせて「行列」形式となっているだけで、同様にＨｍａｉｎやＨｓｕｂ（ないしはＨ’ｓｕｂ）を定義すれば同様の処理を行うことができる。 Further, in the terminal device according to the embodiment of the present invention, the description has been made mainly on the configuration including one element for each of the transmission and reception antennas. However, the configuration may include a plurality of elements as a matter of course. Here, the channel information has been described as a “vector”, but each terminal device can of course be provided with a plurality of antenna elements. In this case, the channel vector related to each antenna of each terminal device is The same processing can be performed if H main and H sub (or H ′ sub ) are defined in the same manner only by combining the number of antennas into a “matrix” format.
例えば、図１で示した模式図と同様の図１０を参照して説明すれば、図１ではベクトルであったｈ１（ｔ）、ｈ２（ｔ）、・・・ｈＬ（ｔ）を行列に対応させ、従来技術ではそれぞれの行ベクトルを並べた全体の行列に対してブロック対角化を行っていた。これに対し本発明の第２の実施形態では、図１０の右図の行列Ｈ１（ｔ）、Ｈ２（ｔ）、・・・ＨＬ（ｔ）に対し、その各行ベクトルｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、・・・ｈＬ１（ｔ）、ｈＬ２（ｔ）ごとに式（１８）及び式（１５）を適用する。
For example, referring to FIG. 10 similar to the schematic diagram shown in FIG. 1, h 1 (t), h 2 (t),..., H L (t), which are vectors in FIG. In the prior art, block diagonalization is performed on the entire matrix in which the row vectors are arranged in correspondence with the matrix. In a second embodiment of the present invention contrast,
一例として第１特異値までを利用する場合には、その結果得られた式（１５）の右辺の第１右特異ベクトルからｕ１１、ｕ１２、ｕ２１、ｕ２２、・・・ｕＬ１、ｕＬ２に相当するベクトルをそれぞれ求め、これらに対し同様のブロック対角化を行う。図１０に示した通り、例えば第１の端末装置に対しては、Ｈｍａｉｎをｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）より与え、同様にＨ’ｓｕｂをｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、ｕ２１、ｕ２２、・・・ｈＬ１（ｔ）、ｈＬ２（ｔ）、ｕＬ１、ｕＬ２より与え、同様のブロック対角化処理を行えばよい。 As an example, when using up to the first singular value, u 11 , u 12 , u 21 , u 22 ,... U L1 , from the first right singular vector on the right side of Equation (15) obtained as a result. Each vector corresponding to u L2 is obtained, and the same block diagonalization is performed on these. As shown in FIG. 10, for example, for the first terminal device, H main is given from h 11 (t) and h 12 (t), and H ′ sub is similarly given as h 21 (t) and h 22 ( t), u 21 , u 22 ,..., h L1 (t), h L2 (t), u L1 , and u L2 , and the same block diagonalization process may be performed.
この場合、例えば基地局側からの送信ウエイトベクトルを形成する際には、ある端末装置宛ての信号のアンテナ素子間の信号分離は不要であり、例えばブロック対角化法などの送信ウエイトベクトル生成法を用い異なる端末装置間の信号分離ができていれば、同一端末装置内の信号分離は端末装置側の信号処理で対処することが可能である。 In this case, for example, when forming a transmission weight vector from the base station side, signal separation between antenna elements of a signal addressed to a certain terminal device is not necessary. For example, a transmission weight vector generation method such as a block diagonalization method If the signal separation between different terminal devices can be performed using, signal separation within the same terminal device can be dealt with by signal processing on the terminal device side.
また、ＯＦＤＭ変調方式では全てのサブキャリアが同一の端末装置との通信に利用されているので、その際の送受信ウエイト（平均化送受信ウエイトベクトル及びリアルタイム送受信ウエイト行列）は全サブキャリアで共通の組み合わせの端末装置に対する送受信ウエイトを用いることになる。しかし、ＯＦＤＭＡでは、時間軸及び周波数軸上にパッチワーク状に異なる組み合わせの端末装置への割り当てを寄せ集めているため、時間（ＯＦＤＭシンボル）及び周波数（サブキャリア）ごとに、割り当てられている端末装置に対する送受信ウエイトを用いる必要がある。しかし、その差を除けばＯＦＤＭとＯＦＤＭＡとは全く同様に処理することが可能であり、本明細書ではＯＦＤＭを中心に説明を行ったが、ＯＦＤＭＡにおいても全く同様に本発明を適用することができる。 Also, since all subcarriers are used for communication with the same terminal apparatus in the OFDM modulation scheme, the transmission / reception weights (average transmission / reception weight vector and real-time transmission / reception weight matrix) at that time are common combinations for all subcarriers. The transmission / reception weight for the terminal device is used. However, in OFDMA, since allocations to different combinations of terminal devices in a patchwork pattern on the time axis and the frequency axis are gathered together, terminals allocated for each time (OFDM symbol) and frequency (subcarrier) It is necessary to use transmission / reception weights for the device. However, except for the difference, OFDM and OFDMA can be processed in exactly the same way. In this specification, the description has been focused on OFDM. However, the present invention can be applied to OFDMA as well. it can.
また、ＳＣ−ＦＤＥに関しても様々な運用上のバリエーションが存在するが、送信側で平均化送信ウエイトベクトルを乗算し、各アンテナ素子から送信された信号が空間上で合成された後の受信信号処理、及び受信側で平均化受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子の信号が加算合成された後の受信信号処理のいずれにおいても、上述の各構成例では従来のＳＣ−ＦＤＥで行われる処理をそのまま適用する構成としているために、全てのバリエーションのＳＣ−ＦＤＥに適用可能である。この場合には、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理の代わりにシングルキャリアでの信号処理を行った後、ダウンリンクであればシングルキャリアの時間軸上の信号に対してＦＦＴ処理を施すことで各周波数成分毎の信号成分を生成し、これらの信号成分をＯＦＤＭ変調方式で生成される各サブキャリアの信号と見なして本発明により生成された送信ウエイトベクトルを乗算すれば良い。同様にアップリンクであれば、受信信号をＦＦＴ処理した信号をＯＦＤＭ変調方式の場合と同様に扱い、本発明により生成された送信ウエイトベクトルを乗算することで信号分離するが、その信号分離された周波数成分の信号に対してＩＦＦＴ処理を施すことで時間軸上のシングルキャリアの信号に変換すれば良い。この様に一部の信号処理にＯＦＤＭ変調方式とＳＣ−ＦＤＥでは差異があるが、送受信ウエイトの生成と乗算処理などは共通であり、これらどちらの信号方式であっても本発明は適用可能である。 In addition, there are various operational variations regarding SC-FDE, however, reception signal processing after the transmission side multiplies the average transmission weight vector and combines the signals transmitted from the antenna elements in space. In each of the above configuration examples, the processing performed in the conventional SC-FDE is left as it is in any of the received signal processing after the reception side multiplies the average reception weight and the signals of the respective antenna elements are added and synthesized. Since it is configured to be applied, it can be applied to all variations of SC-FDE. In this case, after performing signal processing on a single carrier instead of signal processing of the OFDM modulation scheme, each frequency component is obtained by performing FFT processing on the signal on the time axis of the single carrier if downlink. Each signal component may be generated, and these signal components may be regarded as signals of subcarriers generated by the OFDM modulation scheme and multiplied by the transmission weight vector generated by the present invention. Similarly, in the case of an uplink, a signal obtained by performing FFT processing on a received signal is handled in the same manner as in the OFDM modulation method, and signal separation is performed by multiplying a transmission weight vector generated by the present invention. The frequency component signal may be converted to a single carrier signal on the time axis by performing IFFT processing. As described above, although there are differences between the OFDM modulation scheme and SC-FDE in some signal processing, transmission / reception weight generation and multiplication processing are common, and the present invention can be applied to either of these signal schemes. is there.
また更に、本明細書においては説明の都合上、「行ベクトル」と「列ベクトル」をあまり区別することなく扱っている。例えば、式（３）におけるチャネルベクトルｈｉは行ベクトルであり、送信ウエイトベクトルｗｊは列ベクトルであり、ベクトルの並びの方向を統一する厳密な数学上の表記であれは「転置」などの記号などを使って表記すべきである。しかし、本発明の実施において必要な情報はベクトルの各成分の値であり、そのベクトルが行ベクトルか列ベクトルであるかはあまり意味をもたないため、理解の容易さを優先して「行ベクトル」と「列ベクトル」を区別しない説明としている。 Furthermore, in the present specification, for convenience of explanation, “row vector” and “column vector” are dealt with without much distinction. For example, the channel vector h i in equation (3) is a row vector, the transmission weight vector w j is a column vector, and a strict mathematical notation that unifies the direction of vector alignment is “transposition” or the like. Should be written using symbols. However, the information required in the practice of the present invention is the value of each component of the vector, and it does not make much sense whether the vector is a row vector or a column vector. The description does not distinguish between “vector” and “column vector”.
また、上記の説明では特異値分解の右特異ベクトルを活用する旨説明をしたが、特異値分解対象の行列を転置した行列を特異値分解した左特異ベクトルは、転置しない行列に対する特異値分解の右特異ベクトルと等価であり、この意味でこの右特異ベクトルに数学的に等価なベクトルを活用する場合も、本発明の意図する範囲となる。 In the above explanation, the right singular value decomposition right singular vector is explained. However, the left singular vector obtained by singular value decomposition of the transposed matrix of the singular value decomposition target is the singular value decomposition of the matrix that is not transposed. This is equivalent to the right singular vector, and in this sense, a vector that is mathematically equivalent to the right singular vector is also within the intended scope of the present invention.
以上説明したように、端末装置自体の移動や周囲変動により電波環境が大きく変動する移動体通信に対しマルチユーザＭＩＭＯ伝送を適用する場合、時間変動するチャネル情報に基づき送信ウエイトベクトルを生成するため、チャネルベクトルの推定精度が劣化し、ユーザ間干渉が発生する。これに対し、従来技術では、高い頻度でチャネルのフィードバックを行うことによりチャネルベクトルの推定精度改善を図りますが、フィードバックの高頻度化に伴い、ＭＡＣレイヤの効率が低下し、周波数利用効率が低下するという問題を有していた。 As described above, when multi-user MIMO transmission is applied to mobile communication in which the radio wave environment varies greatly due to movement of the terminal device itself and ambient fluctuations, in order to generate a transmission weight vector based on time-varying channel information, The estimation accuracy of the channel vector deteriorates, and interference between users occurs. In contrast, in the conventional technology, channel vector estimation accuracy is improved by frequently performing channel feedback. However, as the frequency of feedback increases, the efficiency of the MAC layer decreases and the frequency utilization efficiency decreases. Had the problem of doing.
この問題に対して、チャネル予測アルゴリズムにより求めた予測チャネル情報と直近に取得したチャネル情報に基づいて生成した拡張チャネル行列を用い送信ウエイトベクトルを生成し、その送信ウエイトベクトルにより時変動を考慮したヌルを新たに形成することが考えられるが、未来のチャネル情報予測を１点でのみ行うだけでは、適切にヌルを形成出来ない場合がある。 In response to this problem, a transmission weight vector is generated using the extended channel matrix generated based on the prediction channel information obtained by the channel prediction algorithm and the most recently acquired channel information, and the transmission weight vector takes into account the time variation. However, there is a case where a null cannot be formed appropriately by only performing future channel information prediction at one point.
本実施形態では、過去の時変動情報に基づき変動（存在）確立の高い空間を張る基底ベクトルをその重要度情報と共に抽出し、その情報に基づき送信ウエイトベクトルを生成するようにした。この結果、チャネルベクトルが尤もらしく存在する空間を予測することが可能となり、効果的に時変動に対応したヌルを形成するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行うことが可能となります。 In the present embodiment, a base vector that spans a highly variable (presence) establishment space is extracted together with importance information based on past time variation information, and a transmission weight vector is generated based on the information. As a result, it is possible to predict a space where the channel vector is likely to exist, and it is possible to perform multi-user MIMO transmission that effectively forms a null corresponding to time variation.
前述した実施形態における基地局装置をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。 You may make it implement | achieve the base station apparatus in embodiment mentioned above with a computer. In that case, a program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read into a computer system and executed. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices. The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Furthermore, the “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In this case, a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client in that case may be included and a program held for a certain period of time. Further, the program may be a program for realizing a part of the above-described functions, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system. It may be realized using hardware such as PLD (Programmable Logic Device) or FPGA (Field Programmable Gate Array).
以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。 As mentioned above, although embodiment of this invention has been described with reference to drawings, the said embodiment is only the illustration of this invention, and it is clear that this invention is not limited to the said embodiment. is there. Therefore, additions, omissions, substitutions, and other modifications of the components may be made without departing from the technical idea and scope of the present invention.
複数ユーザと空間多重伝送を行う無線通信システムにおいて、チャネル時変動により生じるユーザ間干渉を効率的に抑えることが不可欠な用途に適用できる。 In a wireless communication system that performs spatial multiplexing transmission with a plurality of users, it can be applied to applications in which it is indispensable to efficiently suppress inter-user interference caused by channel time variation.
１、１１、８３０・・・送信ウエイト処理部、２、１２・・・チャネル情報記憶回路、３、１５・・・チャネル時変動予測回路、４・・・冗長ベクトル記憶回路、５・・・ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路、１３・・・差分ベクトル算出回路、１４・・・特異値分解回路、８０１、８０・・・基地局装置、８１・・・送信部、８２０・・・通信制御回路、８３１・・・チャネル情報取得回路、８０２−１〜３・・・端末装置
DESCRIPTION OF
Claims (8)
前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得手段と、
前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないし該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき、該チャネルベクトルの時変動確率の高い部分空間を張るベクトル群と、該ベクトル群の個々のベクトルの重要度情報とを共に抽出し、該ベクトル群と該重要度情報とに基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成手段と
を備えたことを特徴とする基地局装置。 A base station apparatus in a wireless communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency,
Channel information acquisition means for acquiring channel information in the downlink between the base station device and the terminal device;
A vector that creates a subspace with a high time-variation probability of the channel vector based on a channel vector having as a component the past channel information acquired by the channel information acquisition means or the future channel information predicted based on the channel information. And a transmission weight vector generating means for extracting together the importance information of each vector of the vector group and the vector group, and generating a transmission weight vector based on the vector group and the importance information. Base station equipment.
前記端末装置に対して抽出された前記ベクトル群の中から個々のベクトルの重要度情報を同時に空間多重する複数の端末装置にわたり参照し、重要度の高い前記ベクトルを優先的に選択し、所定の端末装置に関する該選択された個々のベクトルと直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の基地局装置。 The transmission weight vector generation means includes:
The importance information of each vector is referred to among a plurality of terminal devices that simultaneously spatially multiplex from the vector group extracted for the terminal device, and the vector having high importance is preferentially selected, 2. The base station apparatus according to claim 1, wherein a transmission weight vector addressed to a terminal apparatus that performs spatial multiplexing transmission simultaneously with the terminal apparatus is generated so as to be orthogonal to the selected individual vector related to the terminal apparatus. .
前記チャネル情報取得手段で取得された前記端末装置のアンテナ素子との間の複数回にわたるチャネルベクトルないしは規格化された該チャネルベクトルを基に、取得毎の該チャネルベクトルの差分ベクトルないしは取得時間差で規格化した該差分ベクトルに関する情報を抽出する抽出手段と、
複数回の該差分ベクトルを行ベクトルとして構成する差分行列を生成し、該差分行列を基に特異値分解ないしは固有値分解する第１の行列演算手段と、
該第１の行列演算手段により得られる特異値又は固有値の絶対値を前記重要度情報として出力する第１の重要度情報出力手段と、
前記第１の行列演算手段によって得られる右特異ベクトルないしは固有ベクトルを、同時に空間多重を行う前記端末装置の特異値または固有値の絶対値を比較し、この値が大きい方から全体で所定の数だけを選択し、その選択された特異値または固有値の絶対値に対応した右特異ベクトルないしは固有ベクトルを、当該端末装置の時変動するチャネルベクトルの存在しやすい部分空間を構成する時変動部分空間ベクトルとして選択する第１の選択手段とを備え、
取得された最新のチャネルベクトルに直交すると共に当該端末装置の時変動部分空間ベクトルにも直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成する
ことを特徴とする請求項２に記載の基地局装置。 The transmission weight vector generation means includes:
Based on the channel vector obtained by the channel information acquisition unit and the channel vector obtained by the multiple times of the terminal device or the normalized channel vector, the difference vector or the acquisition time difference of the channel vector for each acquisition is specified. Extracting means for extracting information relating to the converted difference vector;
A first matrix calculation means for generating a difference matrix that constitutes the difference vector of a plurality of times as a row vector, and performing singular value decomposition or eigenvalue decomposition based on the difference matrix;
First importance information output means for outputting an absolute value of a singular value or eigenvalue obtained by the first matrix calculation means as the importance information;
The right singular vector or eigenvector obtained by the first matrix calculation means is compared with the absolute value of the singular value or eigenvalue of the terminal device that performs spatial multiplexing at the same time. The right singular vector or eigenvector corresponding to the selected singular value or absolute value of the eigenvalue is selected as a time-varying subspace vector that constitutes a subspace in which the time-varying channel vector of the terminal device is likely to exist. First selection means,
A transmission weight vector addressed to a terminal device that performs spatial multiplexing transmission at the same time as the terminal device is generated so as to be orthogonal to the latest acquired channel vector and to the time-varying subspace vector of the terminal device. The base station apparatus according to claim 2.
前記チャネル情報取得手段で取得された前記端末装置のアンテナ素子との間の複数回にわたるチャネルベクトルないしは規格化された該チャネルベクトルを基に、 複数回の該チャネルベクトルを行ベクトルとして構成する過去チャネル行列を生成し、該過去チャネル行列を基に特異値分解ないしは固有値分解する第２の行列演算手段と、
該第２の行列演算手段により得られる特異値または固有値の絶対値を前記重要度情報として出力する第２の重要度情報出力手段と、
前記第２の行列演算手段によって得られる右特異ベクトルないしは固有ベクトルを、同時に空間多重を行う前記端末装置の特異値または固有値の絶対値を比較し、この値が大きい方から全体で所定の数だけ選択し、その選択された特異値または固有値の絶対値に対応した右特異ベクトルないしは固有ベクトルを、当該端末装置の時変動するチャネルベクトルの存在しやすい部分空間を構成する時変動部分空間ベクトルとして選択する第２の選択手段とを備え、
該選択された当該端末装置の時変動部分空間ベクトルに直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成する
ことを特徴とする請求項２に記載の基地局装置。 The transmission weight vector generation means includes:
A past channel that configures a plurality of channel vectors as row vectors based on a channel vector that has been acquired multiple times with the antenna information of the terminal device acquired by the channel information acquisition means or the normalized channel vector Second matrix calculation means for generating a matrix and performing singular value decomposition or eigenvalue decomposition based on the past channel matrix;
Second importance level information output means for outputting the singular value or the absolute value of the eigenvalue obtained by the second matrix calculation means as the importance level information;
The right singular vector or eigenvector obtained by the second matrix computing means is compared with the absolute value of the singular value or eigenvalue of the terminal device that simultaneously performs spatial multiplexing, and a predetermined number is selected in total from the larger value The right singular vector or eigenvector corresponding to the selected singular value or the absolute value of the eigenvalue is selected as a time-varying subspace vector that constitutes a subspace in which the time-varying channel vector of the terminal device is likely to exist. 2 selection means,
The transmission weight vector addressed to the terminal device that performs spatial multiplexing transmission simultaneously with the terminal device is generated so as to be orthogonal to the time-varying subspace vector of the selected terminal device. Base station device.
前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得ステップと、
前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないし該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき該チャネルベクトルの時変動確率の高い部分空間を張るベクトル群と、該ベクトル群の個々のベクトルの重要度情報とを共に抽出し、該ベクトル群と該重要度情報とに基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成ステップと
を有することを特徴とする無線通信方法。 A radio communication method performed by a base station apparatus in a radio communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency,
A channel information acquisition step of acquiring channel information in the downlink between the base station device and the terminal device;
A group of vectors extending a subspace having a high time-variation probability of the channel vector based on a channel vector having as a component the past channel information acquired by the channel information acquisition means or the future channel information predicted based on the channel information. And a transmission weight vector generation step of extracting both the importance level information of each vector of the vector group and generating a transmission weight vector based on the vector group and the importance level information. Communication method.
前記基地局装置は、
前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得手段と、
前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないし該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき該チャネルベクトルの時変動確率の高い部分空間を張るベクトル群と、該ベクトル群の個々のベクトルの重要度情報とを共に抽出し、該ベクトル群と該重要度情報とに基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成手段と
を備えることを特徴とする無線通信システム。 A wireless communication system in which a base station device and a terminal device perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency,
The base station device
Channel information acquisition means for acquiring channel information in the downlink between the base station device and the terminal device;
A group of vectors extending a subspace having a high time-variation probability of the channel vector based on a channel vector having as a component the past channel information acquired by the channel information acquisition means or the future channel information predicted based on the channel information. And a transmission weight vector generation means for extracting the importance information of each vector of the vector group together and generating a transmission weight vector based on the vector group and the importance information. Communications system.
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