JP6254961B2 - Base station apparatus, radio communication method, and radio communication system - Google Patents
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Description
本発明は、基地局装置、無線通信方法、及び無線通信システムに関する。 The present invention relates to a base station apparatus, a radio communication method, and a radio communication system.
現在、スマートフォンの爆発的な普及に伴い、利便性の高いマイクロ波帯の周波数資源が枯渇の危機を迎えている。いわゆる第３世代の携帯電話から第４世代の携帯電話へ移行したり、新しい周波数帯の新規割り当てなども行われているが、サービスを望む事業者が多いことから、一つの事業者に割り当てられる周波数資源は限られている。この周波数資源の逼迫状態を解消するための技術として、マルチユーザＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術が注目されている。 Currently, with the explosive spread of smartphones, highly convenient microwave band frequency resources are in danger of being exhausted. There is a transition from so-called third-generation mobile phones to fourth-generation mobile phones and new allocation of new frequency bands, but since there are many operators who want services, they are assigned to one operator. Frequency resources are limited. Multi-user MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) technology has attracted attention as a technology for eliminating the tight state of frequency resources.
［マルチユーザＭＩＭＯ技術について］
（マルチユーザＭＩＭＯの概要）
コヒーレント伝送や、フェーズドアレーアンテナ技術は、基本的に回線利得を改善する技術であり、広域のサービスエリアを一つの基地局装置でカバーする際の回線容量を増大させるためには、別の無線通信技術が必要となる。一方で周波数資源は限りがあるために、ここでは限られた資源を高い周波数利用効率で利用するための技術として、例えば非特許文献１にて検討されているマルチユーザＭＩＭＯ技術について説明をする。
図８は、マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す概略図である。同図に示すように、マルチユーザＭＩＭＯシステムは、基地局装置８０１と、端末装置８０２−１、８０２−２、８０２−３（端末装置＃１〜＃３）とを具備している。実際に一つの基地局装置８０１が収容する端末装置８０２の数は多数であるが、そのうちの数局を選び出し（同図では端末装置８０２−１〜８０２−３）、通信を行う。各端末装置８０２は、基地局装置８０１と比較して送受信アンテナ数が一般に少ない。以下では、基地局装置８０１から端末装置８０２への通信（ダウンリンク）を行う場合について説明する。
[About multi-user MIMO technology]
(Outline of multi-user MIMO)
Coherent transmission and phased array antenna technology are basically technologies that improve channel gain, and in order to increase the channel capacity when covering a wide service area with one base station device, another wireless communication Technology is required. On the other hand, since frequency resources are limited, here, for example, a multi-user MIMO technique studied in Non-Patent
FIG. 8 is a schematic diagram illustrating a configuration example of a multi-user MIMO system. As shown in the figure, the multi-user MIMO system includes a
基地局装置８０１は、多数のアンテナ素子を用いて複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末装置８０２−１〜８０２−３に対してそれぞれ３つのＭＩＭＯチャネルを割り当て、全体として９系統の信号系列を送信する場合を考える。その際、端末装置８０２−１に対して送信する信号は、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように（ヌルが形成されるように）調整し、この結果として端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３への干渉を抑制する。同様に、端末装置８０２−２に対して送信する信号は、端末装置８０２−１及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末装置８０２−３にも施す。このように指向性制御を行う理由は、例えば端末装置８０２−１においては、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３で受信した信号の情報を知る術がないため、端末装置８０２間での協調的な受信処理ができない。つまり、３本のアンテナしかない端末装置８０２−１のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しい。そこで、各端末装置８０２−１〜８０２−３には他の端末装置８０２の信号が受信されないように、送信側で干渉分離を事前に行う。以上が既存のマルチユーザＭＩＭＯシステムの概要である。
次に、指向性ビームの形成方法について説明する。ここでは、基地局装置８０１が９つのアンテナ素子を備え、各端末装置８０２−１〜８０２−３が３つのアンテナ素子を備える場合について説明する。例えば、図８において、基地局装置８０１の第ｊ（ｊ＝１，…，９）のアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ１ｊと表記する。基地局装置８０１の各アンテナ素子（ｊ＝１，…，９）と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子とのチャネル情報を用いて行ベクトルｈ１を（ｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，…，ｈ１８，ｈ１９）と表記する。同様に、基地局装置８０１の第ｊのアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第２のアンテナ素子及び第３のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ２ｊ及びｈ３ｊと表記し、対応する行ベクトルｈ２及びｈ３を（ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，…，ｈ２８，ｈ２９）及び（ｈ３１，ｈ３２，ｈ３３，…，ｈ３８，ｈ３９）と表記する。端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３のアンテナ素子に対して同様の連番を付与し、行ベクトルｈ４〜ｈ９を（ｈ４１，ｈ４２，ｈ４３，…，ｈ４８，ｈ４９）〜（ｈ９１，ｈ９２，ｈ９３，…，ｈ９８，ｈ９９）と表記する。
Next, a method for forming a directional beam will be described. Here, a case will be described in which
加えて、基地局装置８０１が送信する９系統の信号をｔ１〜ｔ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ［ａｌｌ］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３，…，ｔ８，ｔ９）Ｔと表記する。ここで、右肩のＴの文字はベクトル、行列の転置を表す。また同様に、端末装置８０２−１〜８０２−３の９本のアンテナ素子での受信信号をｒ１〜ｒ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ［ａｌｌ］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３，…，ｒ８，ｒ９）Ｔと表記する。最後に、行ベクトルｈ１〜ｈ９を第１から第９行成分とする行列を、全体チャネル行列Ｈ［ａｌｌ］と表記する。また、ノイズをｎと表記する。
この場合、マルチユーザＭＩＭＯシステム全体として、次式（１）の関係が成り立つ。
In addition, nine systems of signals transmitted by the
In this case, the relationship of the following formula (1) is established for the entire multiuser MIMO system.
これに対し送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、式（１）を次式（２）のように書き換える。 On the other hand, in order to perform transmission directivity control, a transmission weight matrix W of 9 rows and 9 columns is introduced, and the equation (1) is rewritten as the following equation (2).
更に、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ１〜ｗ９に分解し、Ｗ＝（ｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗ８，ｗ９）と表記すると、式（２）における「Ｈ［ａｌｌ］・Ｗ」を次式（３）のように表せる。
Furthermore, the transmission weight matrix W is decomposed into column vectors w 1 ~w 9, W = ( w 1,
ここで、例えば６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９と、３つの列ベクトルｗ１〜ｗ３との乗算（各成分の乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるように、ｗ１〜ｗ３の値を選ぶことを考える。同時に、行ベクトルｈ１〜ｈ３及びｈ７〜ｈ９と列ベクトルｗ４〜ｗ６との乗算、行ベクトルｈ１〜ｈ６と列ベクトルｗ７〜ｗ９との乗算が全てゼロになるように、ｗ４〜ｗ９の値を選ぶことにする。
すると、式（３）に示す９行９列の行列Ｈ［ａｌｌ］・Ｗは、３行３列の部分行列を用いて、次式（４）のように表すことができる。
Here, for example, the multiplication of the six row vectors h 4 to h 9 and the three column vectors w 1 to w 3 (the sum of the multiplication of each component, which is different from the inner product in the case of a complex vector) is all zero. Consider that the values of w 1 to w 3 are selected. At the same time, the multiplication of the
Then, the 9 × 9 matrix H [all] · W shown in Equation (3) can be expressed as the following Equation (4) using a 3 × 3 partial matrix.
式（４）において、Ｈ［１］、Ｈ［２］及びＨ［３］は３行３列の行列であり、「０」は成分が全てゼロの３行３列の行列である。このような条件を満たす変換行列を送信ウエイト行列Ｗに選択することで、式（４）は次式（５−１）〜式（５−３）で表される３つの関係式に分解できる。 In Equation (4), H [1] , H [2] and H [3] are 3-by-3 matrices, and “0” is a 3-by-3 matrix with all components zero. By selecting a transformation matrix that satisfies such conditions as the transmission weight matrix W, the equation (4) can be decomposed into three relational expressions represented by the following equations (5-1) to (5-3).
ここで、Ｔｘ［１］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３）Ｔ、Ｔｘ［２］＝（ｔ４，ｔ５，ｔ６）Ｔ、Ｔｘ［３］＝（ｔ７，ｔ８，ｔ９）Ｔ、Ｒｘ［１］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３）Ｔ、Ｒｘ［２］＝（ｒ４，ｒ５，ｒ６）Ｔ、Ｒｘ［３］＝（ｒ７，ｒ８，ｒ９）Ｔとした。このようにして、一つの基地局装置が１対１でＭＩＭＯ通信を行う、いわゆるシングルユーザＭＩＭＯ通信が３系統、同時並行的に通信を行っている状態とみなすことができるようになる。
Here, Tx [1] = (t 1,
次に、送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９の決定方法の例を以下に説明する。手順としては、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を決定し、順次、端末装置８０２−２に対する送信ウエイトベクトルｗ４〜ｗ６、端末装置８０２−３に対する送信ウエイトベクトルｗ７〜ｗ９を決定する。
まず、第１ステップとして、端末装置８０２−２、８０２−３に対する６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９が張る６次元部分空間における６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求める。求める方法は、グラムシュミットの直交化法の他、様々な方法があるが、ここでは例としてグラムシュミットの直交化法を例に説明する。
まず、一つの行ベクトルｈ４に着目し、この方向で絶対値が１のベクトルを基底ベクトルｅ４とする。基底ベクトルｅ４は次式（６）として表される。
Next, an example of a method for determining the transmission weight vectors w 1 to w 9 will be described below. As a procedure, transmission weight vectors w 1 to w 3 for the terminal device 802-1 are determined, and transmission weight vectors w 4 to w 6 for the terminal device 802-2 and transmission weight vectors w 7 for the terminal device 802-3 are sequentially set. to determine the ~w 9.
First, as a first step, six basis vectors e 4 to e 9 in a six-dimensional subspace spanned by six row vectors h 4 to h 9 for the terminal devices 802-2 and 802-3 are obtained. There are various methods other than the Gram Schmidt orthogonalization method. The Gram Schmidt orthogonalization method will be described as an example here.
First, paying attention to one row vector h 4 , a vector having an absolute value of 1 in this direction is set as a base vector e 4 . The basis vector e 4 is expressed as the following equation (6).
式（６）における（ｈ４ｈ４ Ｈ）は同一ベクトルの絶対値の２乗を意味するスカラー量であり、この値の平方根での除算は行ベクトルｈ４を規格化することを意味する。また、「ｈ４ Ｈ」は、行ベクトルｈ４に対するエルミート共役ベクトルであり、行と列を転置し且つ各成分の複素共役をとることで得られるベクトルである。
次に、行ベクトルｈ５に着目し、この行ベクトルの中から基底ベクトルｅ４方向の成分をキャンセルした行ベクトルｈ５’を求めた後、更に規格化する。行ベクトルｈ５’と基底ベクトルｅ５とは、次式（７−１）及び式（７−２）で表される。
( H 4 h 4 H ) in Equation (6) is a scalar quantity that means the square of the absolute value of the same vector, and division by the square root of this value means normalization of the row vector h 4 . “H 4 H ” is a Hermitian conjugate vector for the row vector h 4 , and is a vector obtained by transposing the row and column and taking the complex conjugate of each component.
Next, focusing on the row vector h 5, after obtaining the row vector h 5 'canceling the basis vectors e 4 direction component from among the row vectors further normalized. The row vector h 5 ′ and the basis vector e 5 are expressed by the following expressions (7-1) and (7-2).
式（７−１）における（ｈ５ｅ４ Ｈ）は、行ベクトルｈ５の基底ベクトルｅ４方向への射影を意味する。同様の処理を次式（８−１）及び次式（８−２）のように行う。 ( H 5 e 4 H ) in Equation (7-1) means the projection of the row vector h 5 in the direction of the base vector e 4 . The same processing is performed as in the following equation (8-1) and the following equation (8-2).
ここで、式（８−１）におけるΣの総和の範囲は、４≦ｉ≦（ｊ−１）（ｊは５〜９の整数）の整数ｉに対する総和となっている。つまり、既に確定した規定ベクトル方向の成分をキャンセルすることを意味する。このようにして、６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求めることができる。
次に、第２ステップとして、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を求める。まず、行ベクトルｈ１〜ｈ３から、基底ベクトルｅ４〜ｅ９が張る６次元部分空間の成分をキャンセルする。具体的には、次式（９）で表される。
Here, the range of the summation of Σ in the equation (8-1) is the summation for the integer i of 4 ≦ i ≦ (j−1) (j is an integer of 5 to 9). That is, it means that the component in the defined vector direction that has already been determined is canceled. In this way, six basis vectors e 4 to e 9 can be obtained.
Next, as a second step, transmission weight vectors w 1 to w 3 for the terminal device 802-1 are obtained. First, the components of the 6-dimensional subspace spanned by the base vectors e 4 to e 9 are canceled from the row vectors h 1 to h 3 . Specifically, it is represented by the following formula (9).
ここで、式（９）におけるｊは１〜３の整数であり、Σの総和の範囲は４≦ｉ≦９の整数ｉに対する総和となっている。このようにして求めた行ベクトルｈ１’〜ｈ３’の３つのベクトルが張る３次元空間は上述の行ベクトルｈ４〜ｈ９のいずれとも直交している。この３次元空間内の３つのベクトル（必ずしも直交ベクトルである必然性はない）を選び、そのベクトルの複素共役ベクトルを送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３として設定すれば、他の端末装置８０２−２、８０２−３への干渉を抑圧することができる。 Here, j in the formula (9) is an integer of 1 to 3, and the range of the sum of Σ is the sum for the integer i of 4 ≦ i ≦ 9. The three-dimensional space spanned by the three vectors of the row vectors h 1 ′ to h 3 ′ thus obtained is orthogonal to any of the above-described row vectors h 4 to h 9 . If three vectors in this three-dimensional space (not necessarily an orthogonal vector) are selected and the complex conjugate vector of the vector is set as transmission weight vectors w 1 to w 3 , another terminal device 802-2, Interference with 802-3 can be suppressed.
なお、３つのベクトルの選び方は如何なる方法でも構わないが、例えば特異値分解を行って得られるユニタリー行列を構成する３つの直交ベクトルを用いれば、他の端末装置８０２に干渉を与えない部分空間内に限定された固有モード伝送が可能になり、効率的な伝送が可能になる。
最後に、第３ステップとして、これと同様の処理を端末装置８０２−２、端末装置８０２−３に対しても行えば、最終的に全体の送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９を求めることができる。
以上が送信ウエイト行列Ｗの求め方の例である。
Note that any method may be used for selecting the three vectors. For example, if three orthogonal vectors that form a unitary matrix obtained by performing singular value decomposition are used, the sub-spaces that do not interfere with other terminal devices 802 are used. The eigenmode transmission limited to 1 is possible, and efficient transmission becomes possible.
Finally, as a third step, if the same processing is performed for the terminal device 802-2 and the terminal device 802-3, finally the entire transmission weight vectors w 1 to w 9 can be obtained. .
The above is an example of how to determine the transmission weight matrix W.
図９は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける送信ウエイト行列Ｗを算出する手順を示すフローチャートである。まず、送信ウエイト行列Ｗの算出にあたり、多重する全ての端末装置８０２へのチャネル行列Ｈを取得する（ステップＳ８０１）。宛先とする端末装置８０２に対して通し番号を付与し、その通し番号を示す変数をｋとした場合、まずｋを初期化する（ステップＳ８０２）。更に、ｋをカウントアップし（ステップＳ８０３）、現在のｋが示す値に対応する端末装置８０２（＃ｋ）に対する部分チャネル行列（ここでは便宜上、Ｈｍａｉｎと表記する。）を抽出し（ステップＳ８０４）、それ以外の宛先の端末装置８０２に対する部分チャネル行列（ここでは便宜上、Ｈｓｕｂと表記する。）を抽出する（ステップＳ８０５）。 FIG. 9 is a flowchart showing a procedure for calculating the transmission weight matrix W in the multiuser MIMO system. First, in calculating the transmission weight matrix W, the channel matrix H to all the terminal devices 802 to be multiplexed is acquired (step S801). When a serial number is assigned to the destination terminal device 802 and the variable indicating the serial number is k, k is first initialized (step S802). Further, k is counted up (step S803), and a partial channel matrix (herein expressed as H main for convenience) corresponding to the terminal device 802 (#k) corresponding to the value indicated by k is extracted (step S804). ), And a partial channel matrix (indicated here as H sub for convenience) for the other terminal device 802 is extracted (step S805).
更に、部分チャネル行列Ｈｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｊ｝と置く（ステップＳ８０６）。次に、式（９）に相当する処理として、着目している端末装置８０２（＃ｋ）に対する部分チャネル行列ＨｍａｉｎからステップＳ８０６において求めた基底ベクトル｛ｅｊ｝に関する成分をキャンセルし、これを行列〜Ｈｍａｉｎとする（ステップＳ８０７）。ここで、ステップＳ８０７において、「〜（チルダ）」が上に付されたＨを「〜Ｈ」と表記する。以下、数式等においても同様に、「＾（ハット）」などの記号が文字の上に付されている文字を表記する場合、当該記号を文字の前に表記する。 Further, an orthogonal basis vector of a subspace spanned by each row vector of the partial channel matrix H sub is calculated, and this is set as a basis vector {e j } (step S806). Next, as processing corresponding to Equation (9), the component related to the basis vector {e j } obtained in step S806 from the partial channel matrix H main for the terminal device 802 (#k) of interest is canceled, The matrix is set to H main (step S807). Here, in step S807, H with “˜ (tilde)” added thereto is denoted as “˜H”. Hereinafter, similarly, in a mathematical expression or the like, when a character such as “^ (hat)” is written on the character, the symbol is written before the character.
更に、行列〜Ｈｍａｉｎの行ベクトルが張る部分空間の任意の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｋ｝とする（ステップＳ８０８）。ここで、任意の基底ベクトルとは、例えば行列〜Ｈｍａｉｎを特異値分解した際の右特異行列を構成するベクトルなどを選んでもよい。その後、基底ベクトル｛ｅｋ｝の各ベクトルのエルミート共役ベクトル（複素共役ベクトルを転置した列ベクトル）として、端末装置８０２（＃ｋ）の信号に関する送信ウエイトベクトル｛ｗｋ｝を決定する（ステップＳ８０９）。 Further, an arbitrary orthogonal basis vector of the subspace spanned by the row vectors of the matrix to H main is calculated and set as a basis vector {e k } (step S808). Here, as the arbitrary base vector, for example, a vector constituting the right singular matrix when the matrix ~ H main is subjected to singular value decomposition may be selected. Thereafter, a transmission weight vector {w k } regarding the signal of the terminal device 802 (#k) is determined as a Hermitian conjugate vector (a column vector obtained by transposing the complex conjugate vector) of each vector of the basis vector {e k } (step S809). ).
ここで、全ての宛先の端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みか否かを判定し（ステップＳ８１０）、残りの端末装置８０２があれば、ステップＳ８０３からステップＳ８０９までの処理を繰り返す。全ての端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みであれば、送信ウエイトベクトル｛ｗｋ｝を各列ベクトルとする行列として送信ウエイト行列Ｗを決定し（ステップＳ８１１）、処理を終了する。 Here, it is determined whether or not the transmission weight vectors of all destination terminal devices 802 have been determined (step S810), and if there are remaining terminal devices 802, the processing from step S803 to step S809 is repeated. If transmission weight vectors of all the terminal devices 802 have been determined, the transmission weight matrix W is determined as a matrix having the transmission weight vector {w k } as each column vector (step S811), and the process ends.
なお、チャネル情報は一般的には周波数成分ごとに異なるため、広帯域の信号、例えばＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いた信号であれば、周波数成分ごと、すなわちサブキャリアごとに同様の送信ウエイトを算出することになる。またここでは、端末装置８０２−１〜８０２−３がそれぞれアンテナを３素子ずつ備えている場合について説明したため、ステップＳ８０８にて行列〜Ｈｍａｉｎの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出する処理を含んでいたが、端末装置が１本のアンテナのみを備える場合には、ステップＳ８０８は単に行列〜Ｈｍａｉｎに相当する行ベクトルを規格化することに対応する。 Since channel information generally differs for each frequency component, a wideband signal, for example, a signal using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation scheme is used for each frequency component, that is, sub The same transmission weight is calculated for each carrier. Here, since the case where each of the terminal devices 802-1 to 802-3 includes three antennas has been described, in step S808, the orthogonal basis vector of the subspace spanned by each row vector of the matrix to H main is calculated. In the case where the terminal device includes only one antenna, step S808 simply corresponds to normalizing a row vector corresponding to the matrix ~ H main .
以上は一般的なマルチユーザＭＩＭＯの送受信ウエイトの算出方法であり、端末装置側に複数のアンテナが備えられていることを想定し、全体のチャネル行列を式（４）に示したようにブロック対角化する方法である。しかし、同様の送受信ウエイトの算出法としては、その他にも幾つかのバリエーションがある。これらのバリエーションは必ずしも端末装置のアンテナが１本である必要はないが、以下の説明では簡単のために１本アンテナの端末装置がＮ台同時に空間多重する場合を想定した説明を行う。以下にその他の送受信ウエイトを算出する方法の説明を行う。 The above is a general multi-user MIMO transmission / reception weight calculation method. Assuming that a plurality of antennas are provided on the terminal device side, the entire channel matrix is expressed as shown in equation (4). It is a method of keratinization. However, there are several other variations of similar transmission / reception weight calculation methods. These variations do not necessarily require a single antenna for the terminal device, but for the sake of simplicity, the following description will be given assuming that N terminal devices with a single antenna are spatially multiplexed simultaneously. A method for calculating other transmission / reception weights will be described below.
まず、基地局装置８０１の送受信ウエイトに関しては、式（１）等に示した全体のチャネル行列Ｈ［ａｌｌ］に対し、次式（１０−１）及び（１０−２）で表されるＺＦ（Zero Forcing）型の擬似逆行列を算出し、これを送信ウエイト及び受信ウエイトとして用いるようにしてもよい。
First, regarding the transmission / reception weights of the
ここで、空間多重する端末装置数をＮ台、基地局装置８０１のアンテナ素子の数をＫ本（Ｎ＜Ｋ）とすると、例えばダウンリンクを例にとれば全体チャネル行列Ｈ［ａｌｌ］のサイズはＮ×Ｋ（Ｎ行Ｋ列）である。Ｈ［ａｌｌ］のランクがＮであれば、行列Ｈ［ａｌｌ］・Ｈ［ａｌｌ］ＨのサイズはＮ×Ｎで逆行列が存在し、式（１０−１）を用いて擬似逆行列を得ることができる。一般に、Ｎに対してＫの値が十分冗長であれば、このＮ×Ｎの行列のランクは安定的にＮとなり、逆行列が安定的に存在する。同様に、基地局装置８０１の受信に相当するアップリンクの受信ウエイトに関しては、全体チャネル行列Ｈ［ａｌｌ］のサイズはＫ×Ｎ（Ｋ行Ｎ列）であり、行列Ｈ［ａｌｌ］Ｈ・Ｈ［ａｌｌ］のサイズもＮ×Ｎとなり、一般には逆行列が存在し、次式（１０−２）で表されるＺＦ型の擬似逆行列を算出し、これを受信ウエイトとして用いるようにしてもよい。
なお、同様の送受信ウエイトとして知られているＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）ウエイトでは、雑音電力をσ２とすれば、次式（１１−１）及び次式（１１−２）を式（１０−１）及び式（１０−２）の代わりに用いてもよい。なお、式（１１−１）及び式（１１−２）における「Ｉ」はＮ×Ｎ（Ｎ行Ｎ列）の単位行列である。
Here, assuming that the number of spatially multiplexed terminal apparatuses is N and the number of antenna elements of the
In a MMSE (Minimum Mean Square Error) weight known as a similar transmission / reception weight, if the noise power is σ 2 , the following equations (11-1) and (11-2) It may be used instead of 1) and formula (10-2). Note that “I” in Equations (11-1) and (11-2) is an N × N (N rows and N columns) unit matrix.
（マルチユーザＭＩＭＯの装置構成例）
図１０は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置８０は、送信部８１、受信部８５、インタフェース回路８７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路８８、及び通信制御回路８２０を備えている。ＭＡＣ層処理回路８８はスケジューリング処理回路８８１を有している。
基地局装置８０は、インタフェース回路８７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路８７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８は、基地局装置８０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路８２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路８７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路８８１は、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に出力される。
(Multi-user MIMO device configuration example)
FIG. 10 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the
The
図１１は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における送信部８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、送信部８１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌ（Ｌは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋ（Ｋは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−Ｋと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−Ｋと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋと、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｋと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋと、送信ウエイト処理部８３０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌと、送信ウエイト処理部８３０とは、図１０において示した通信制御回路８２０に接続されている。
FIG. 11 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the
送信ウエイト処理部８３０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路８３２と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路８３３とを備えている。ここで、同図における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌの添え字のＬは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋからアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋまでの回路の添え字のＫは、基地局装置８０が備えるアンテナ素子数を表す。
The transmission
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先の端末装置それぞれに送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃Ｌ）がＭＡＣ層処理回路８８から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号は周波数成分ごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号に周波数成分ごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力される。
In multi-user MIMO, in order to transmit signals to a plurality of terminal devices at a time, a plurality of signal sequences are input from the MAC
加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力された信号は、周波数成分ごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥ（Single-Carrier Frequency Domain Equalization）であればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋでデジタル・サンプリングデータからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋで帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋより送信される。
The signals input to the adder / synthesizers 812-1 to 812-K are synthesized for each frequency component. The synthesized signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis by IFFT & GI adding circuits 813-1 to 813 -K, and further, insertion of a guard interval or between OFDM symbols (SC-FDE (Single-Carrier Frequency Domain Equalization), waveform shaping, etc. between blocks is performed, and each antenna element 819-1 to 819-K is digitally converted by the D / A converters 84-1 to 814-K. The sampling data is converted into a baseband analog signal. Further, each analog signal is multiplied by the local oscillation signal input from the
なお、図１１では、各周波数成分の信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋを省略する構成としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。 In FIG. 11, after adding and synthesizing the signals of the respective frequency components by the adding and synthesizing circuits 812-1 to 812-K, processing such as IFFT processing, insertion of guard intervals, waveform shaping, and the like is performed. The signal processing circuits 811-1 to 811-L may perform these processes, and the IFFT & GI giving circuits 83-1 to 813-K may be omitted. In this case, the remaining signal processing as necessary after transmission weight multiplication in the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-L indicates processing such as IFFT processing, insertion of guard intervals, waveform shaping, and the like.
また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８３０に備えられているマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３より取得する。送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１において、受信部にて取得されたチャネル情報を通信制御回路８２０経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８３２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路８２０からの指示に従い、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに出力する。
Further, the transmission weights multiplied by the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-L are acquired from the multiuser MIMO transmission
また、宛先局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う送信ウエイト処理部８３０に対し、通信制御回路８２０は宛先局等を示す情報を出力する。
Further, the
図１２は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における受信部８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、受信部８５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｋと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｋと、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−Ｋと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−Ｋと、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とを備えている。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とは、図２２において示した通信制御回路８２０に接続されている。受信ウエイト処理部８６０は、チャネル情報推定回路８６１と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路８６２とを備えている。
FIG. 12 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the
アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信した信号をローノイズアンプ８５２−１〜８５２−Ｋで増幅する。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−Ｋで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋでデジタル・ベースバンド信号に変換される。デジタル・ベースバンド信号は全てＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋに入力され、所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各周波数成分の信号に分離）する。この各周波数成分に分離された信号は、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８６１にも入力される。
Signals received by the antenna elements 851-1 to 851-K are amplified by the low noise amplifiers 852-1 to 852-K. The amplified signal and the local oscillation signal output from the
チャネル情報推定回路８６１では、各周波数成分に分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に各端末装置のアンテナ素子と、基地局装置８０の各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋとの間のチャネル情報を周波数成分ごとに推定し、その推定結果をマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２に出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトを周波数成分ごとに算出する。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を合成する受信ウエイトは、信号系列ごとに異なり、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌそれぞれに入力される。
In the channel
受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋから入力された周波数成分ごとの信号に対し、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を周波数成分ごとに加算合成する。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。
In reception signal processing circuits 858-1 to 858 -L, the signal for each frequency component input from FFT circuits 857-1 to 857 -K is multiplied by the reception weight input from multiuser MIMO reception
ここで、異なる受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、ＭＡＣ層処理回路８８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路８７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。この処理の中でスケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８にて処理された受信データは、インタフェース回路８７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。
Here, different received signal processing circuits 858-1 to 858 -L perform signal processing of different signal sequences. The MAC
また、送信元の端末装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う受信ウエイト処理部８６０に対し、通信制御回路８２０から送信元の端末装置等を示す情報が入力される。
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、ＯＦＤＭ変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥ方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算は周波数成分ごとに行われる。つまりＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋから出力される信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＫでＦＦＴを行い各周波数成分に分離し、分離した周波数成分ごとに、チャネル情報推定回路８６１での信号処理、及び、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでの受信信号処理が実施されることになる。
In addition, the
As for signal reception, as in the case of transmission, in the wideband system using the OFDM modulation scheme or SC-FDE scheme, the above-described reception weight multiplication is performed for each frequency component. That is, the signals output from the A / D converters 856-1 to 856-K are subjected to FFT in the FFT circuits 857-1 to 857-K and separated into frequency components, and channel information is obtained for each separated frequency component. The signal processing in the
（マルチユーザＭＩＭＯの送信処理）
図１３は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の送信処理を示すフローチャートである。マルチユーザＭＩＭＯでは、データの送信とは別に行うダウンリンクのチャネル情報のフィードバックが定期的になされている。チャネル情報取得回路８３１はダウンリンクにおけるチャネル情報を取得すると（ステップＳ８３１）、端末装置ごとに各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２に記憶させる（ステップＳ８３２）。ステップＳ８３１及びステップＳ８３２の処理は、逐次行われる。
(Multi-user MIMO transmission processing)
FIG. 13 is a flowchart showing a transmission process of the
基地局装置８０からの信号送信処理が開始されると（ステップＳ８２１）、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先である端末装置に対応する各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出す（ステップＳ８２２）。
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、読み出したチャネル情報を基に、先に示した処理によりマルチユーザＭＩＭＯ用の送信ウエイトを周波数成分ごとに算出する（ステップＳ８２３）。ステップＳ８２２及びステップＳ８２３の処理とは別に、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先ごとの送信すべきデータに対し、各種変調処理等の送信信号処理により、宛先局ごとに各周波数成分の送信信号を生成する（ステップＳ８２４）。
When signal transmission processing from the
Based on the read channel information, the multiuser MIMO transmission
送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、生成した送信信号に、ステップＳ８２３においてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３が算出した送信ウエイトを乗算する（ステップＳ８２５）。また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｋは一連の信号処理を施し、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋはアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｌごとに各周波数成分の各端末装置宛の送信信号に対する加算合成を行い、更にＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋに出力する（ステップＳ８２６−１〜Ｓ８２６−Ｋ）。
The transmission signal processing circuits 811-1 to 811-L multiply the generated transmission signal by the transmission weight calculated by the multiuser MIMO transmission
ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋから出力された信号は、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋからハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋにおける信号処理が施され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋそれぞれから送信され（ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋ）、処理を終了する（ステップＳ８２８−１〜Ｓ８２８−Ｋ）。
なお、ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋにおける処理は、ベースバンド信号から無線周波数へのアップコンバート処理、フィルタによる帯域が周波数成分の除去、ハイパワーアンプによる信号の増幅などを含む。
The signals output from the IFFT & GI adding circuits 813-1 to 813 -K are subjected to signal processing in the high power amplifiers 818-1 to 818 -K from the D / A converters 814-1 to 814 -K, and the
Note that the processing in steps S827-1 to S827-K includes up-conversion processing from a baseband signal to a radio frequency, removal of frequency components of a band by a filter, signal amplification by a high power amplifier, and the like.
（マルチユーザＭＩＭＯの受信処理）
図１４は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の受信処理を示すフローチャートである。まず、受信処理を開始すると（ステップＳ８４０）、第１から第Ｋのアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋにて信号を受信する（ステップＳ８４１−１〜Ｓ８４１−Ｋ）。ここでの受信とは、受信した信号ないしそれをダウンコンバートした信号に対し、アナログ／デジタル変換を施す処理までを含む。以降の信号処理は、デジタル化された受信信号に対する処理を意味する。
(Multi-user MIMO reception processing)
FIG. 14 is a flowchart showing reception processing of the
続いて、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋに対応する受信信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋによる各周波数成分への分離等の信号処理を行う（ステップＳ８４２−１〜Ｓ８４２−Ｋ）。更に、チャネル情報推定回路８６１は、無線パケットに付与されていた既知のパターンのプリアンブル信号の受信状態より、各周波数成分のチャネル推定を実施する（ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋ）。ここで、伝搬路上での信号の減衰、及び複素位相の回転状態を把握する。このステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋで行うチャネル推定では、ステップＳ８４３−１、Ｓ８４３−２、・・・、Ｓ８４３−Ｋを個別に示した通り、空間多重される信号系列ごとに個別にチャネル推定を行う必要がある。この個別のチャネル推定とは、送信元の端末装置それぞれから送信された信号を分離可能な状態で行う必要がある。ＯＦＤＭ変調方式を例にとれば、一般的には空間多重数と同数のシンボル数のチャネル推定用のプリアンブル信号が必要となる。各端末装置は空間多重数と同数のシンボル数（ないしはそれ以上）で且つそれぞれが異なるパターンのプリアンブル信号を付与して信号送信を行い、基地局装置８０はそのパターンの違いを利用して、ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋにて個別のチャネル推定を行うことになる。
Subsequently, the received signals corresponding to the antenna elements 851-1 to 851-K are subjected to signal processing such as separation into frequency components by the FFT circuits 857-1 to 857-K (steps S842-1 to S842). -K). Furthermore, the channel
マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２は、チャネル情報推定回路８６１が推定したチャネル情報を用いて、空間多重された信号系列ごと及び周波数成分ごとに個別の適切な受信ウエイトを算出する（ステップＳ８４４）。更に、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、信号系列ごと及び周波数成分ごとに算出された受信ウエイトを、周波数成分ごとに分離された各アンテナ素子の受信信号に乗算する（ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｋ）。
The multiuser MIMO reception
ここで、受信ウエイトは、空間多重された信号系列ごとに用意されているため、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｋにおける乗算結果は、空間多重された信号系列ごとに別々の結果となる。それぞれの信号系列の信号は、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの信号が周波数成分ごとに加算合成され（ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ）、合成された信号系列に対して、第１信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−１）から第Ｌ信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−Ｌ）までの処理が行われ、処理を終了する（ステップＳ８４８−１〜Ｓ８４８−Ｌ）。 Here, since reception weights are prepared for each spatially multiplexed signal sequence, the multiplication results in steps S845-1 to S845-K are different results for each spatially multiplexed signal sequence. The signals of the respective signal sequences are obtained by adding and synthesizing the signals of the antenna elements 851-1 to 851-K for each frequency component (steps S846-1 to S846-L). Processing from signal sequence signal processing (step S847-1) to signal processing of the Lth signal sequence (step S847-L) is performed, and the processing ends (steps S848-1 to S848-L).
なお、ここでは簡単のために線形の受信ウエイトを用いる場合の例を示したが、一般にはＭＩＭＯに関してはＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）等の非線形の信号処理を行うようにしてもよい。この場合、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｌ、ステップＳ８４６−１〜Ｓ８４６−Ｌ、及びステップＳ８４７−１〜Ｓ８４７−Ｌにおける処理は、一体として非線形の信号検出処理が行われることになる。また、線形の受信ウエイトの算出に関しては、図９に示した送信ウエイトの算出処理と同様の手法で算出することが可能である。その他にも、擬似逆行列を利用した受信ウエイトや、ＭＭＳＥウエイトを利用することも可能である。また、ここでは、受信に用いるアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの数Ｋに対し、空間多重された信号系列数がＬとして説明をしたが、一般的にはＫとＬとは一致する必要はなく、空間多重数Ｌの値がアンテナ数Ｋの値以下であれば多数の信号系列の信号を空間多重することができる。 Here, for the sake of simplicity, an example in which a linear reception weight is used is shown, but in general, nonlinear signal processing such as MLD (Maximum Likelihood Detection) may be performed for MIMO. In this case, the processes in steps S845-1 to S845-L, steps S846-1 to S846-L, and steps S847-1 to S847-L are integrally performed with nonlinear signal detection processing. Further, the linear reception weight can be calculated by a method similar to the transmission weight calculation process shown in FIG. In addition, it is also possible to use a reception weight using a pseudo inverse matrix or an MMSE weight. Here, the number of spatially multiplexed signal sequences is described as L for the number K of antenna elements 851-1 to 851-K used for reception, but in general, K and L need to match. If the value of the spatial multiplexing number L is equal to or less than the value of the number of antennas K, signals of a large number of signal sequences can be spatially multiplexed.
以上のマルチユーザＭＩＭＯの説明では、基地局装置のアンテナ数と同数の空間多重を行う場合を中心に説明を行ってきたが、実際には基地局装置のアンテナ数と空間多重数は一致する必要はない。一般に、ＭＩＭＯ伝送は空間多重する信号系列数に対して送信局側及び受信局側のアンテナ素子数が増えれば増えるほど特性が改善されることが知られている。この特性の改善は空間多重される各信号系列のＳＩＮＲ（信号対干渉雑音電力比：Signal to Interference and Noise Ratio）の向上や更なる空間多重数の増加という形で利用され、近年では基地局側のアンテナ素子数を１００以上の超多数に拡大した、非特許文献２にて検討されているようなＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯ技術が注目されている。
In the above description of multi-user MIMO, the description has been focused on the case where the number of spatial multiplexing is the same as the number of antennas of the base station apparatus. There is no. In general, it is known that the characteristics of MIMO transmission improve as the number of antenna elements on the transmitting station side and the receiving station side increases with respect to the number of spatially multiplexed signal sequences. This improvement in characteristics is used to improve the SINR (Signal to Interference and Noise Ratio) of each signal sequence that is spatially multiplexed and to further increase the number of spatial multiplexing. Attention has been focused on Massive MIMO technology as discussed in
なお、本発明における送信ウエイトベクトルとは、送信ウエイト行列の各行ベクトルを意味し、同時に空間多重する端末装置のひとつ（または、複数アンテナを備えた端末装置に複数の信号系列を送信する場合には、さらにそのうちのひとつ）に着目したベクトル表記された送信ウエイトである。具体的には、複数の端末装置宛ての信号系列を空間多重する際の送信ウエイト行列の各行ベクトルは、複数の端末装置の中のある端末装置に着目した係数（送信ウエイトベクトルの成分）をベクトル表記したもので、空間多重する端末装置のチャネルベクトルを基に全体の送信ウエイト行列生成の過程で順次取得されるものである。したがって、送信ウエイトベクトルの生成（及び、「算出」「決定」「乗算」「成分」などの言葉が後続する場合も同様）とは、全体としては送信ウエイト行列の生成と等価であり、特にその行列の行ベクトルないしは列ベクトルを順番に生成する手順を意識した際に、「送信ウエイト行列の生成」と等価な意味で「送信ウエイトベクトルの生成」の様に標記している。 Note that the transmission weight vector in the present invention means each row vector of the transmission weight matrix, and is one of terminal devices that simultaneously perform spatial multiplexing (or when transmitting a plurality of signal sequences to a terminal device having multiple antennas. In addition, a transmission weight expressed in a vector noting one of them). Specifically, each row vector of a transmission weight matrix when spatially multiplexing signal sequences addressed to a plurality of terminal devices is a vector (a component of a transmission weight vector) focusing on a certain terminal device among the plurality of terminal devices. This is sequentially obtained in the process of generating the entire transmission weight matrix based on the channel vector of the spatially multiplexed terminal device. Therefore, generation of a transmission weight vector (and the case where words such as “calculation”, “decision”, “multiplication”, and “component” follow) is generally equivalent to generation of a transmission weight matrix, and in particular, When considering the sequence of generating matrix row vectors or column vectors in order, it is labeled as “transmission weight vector generation” in the same meaning as “transmission weight matrix generation”.
上述のように基地局のアンテナ素子の素子化は特性改善のひとつの方法であるが、マルチユーザＭＩＭＯ伝送は弱点も内在している。これはモバイル環境などでは端末装置自体が時間と共に移動し、さらには周りの環境自体も移動により変化する。結果的にＭＩＭＯチャネルは時間と共に変動し、その結果として特に送信ウエイトを生成するためのダウンリンクのチャネル情報は推定精度が劣化する。 As described above, elementization of the antenna element of the base station is one method for improving the characteristics, but multiuser MIMO transmission has inherent weaknesses. In a mobile environment or the like, the terminal device itself moves with time, and the surrounding environment itself changes due to the movement. As a result, the MIMO channel fluctuates with time, and as a result, the estimation accuracy of downlink channel information for generating a transmission weight in particular deteriorates.
この推定精度を高く維持するためには頻繁にチャネルフィードバックを行うことが好ましいが、何時いかなる時でも空間多重して送信できるように準備する視点からは、各端末装置宛てのデータの有無に関係なくチャネルフィードバックのための制御情報を頻繁に交換しなければならない。この制御情報は通信全体のオーバヘッドであり、頻繁に交換すればするほどＭＡＣレイヤの効率を下げ、結果的にはスループットを低下させることになる。このような理由から、通常はチャネルフィードバックの周期は目標とするＭＡＣ効率から逆算され、その様なフィードバック周期で実現されるチャネル推定精度で実現可能なマルチユーザＭＩＭＯの空間多重伝送が利用されるというのが現状である。 In order to keep this estimation accuracy high, it is preferable to frequently perform channel feedback, but from the viewpoint of preparing to be able to perform spatial multiplexing transmission at any time, regardless of the presence or absence of data addressed to each terminal device Control information for channel feedback must be exchanged frequently. This control information is an overhead of the entire communication, and the more frequently it is exchanged, the lower the efficiency of the MAC layer, and consequently the lower the throughput. For this reason, the channel feedback period is usually calculated back from the target MAC efficiency, and spatial multiplexing transmission of multiuser MIMO that can be realized with channel estimation accuracy realized in such a feedback period is used. is the current situation.
上述の様に、基地局のアンテナ素子数を増大させることはひとつの手法としてチャネル時変動の影響の抑制に有効であるが、それだけ基地局のアンテナを増大させ無線設備の規模を大規模化させるのであれば、更なる特性の改善が行われることが期待される。 As described above, increasing the number of antenna elements in the base station is effective in suppressing the effects of channel fluctuations as one method, but it increases the number of antennas in the base station and increases the scale of the radio equipment. If this is the case, further improvement of characteristics is expected.
本発明は、このような状況を鑑みてなされたものであり、複数ユーザと空間多重伝送を行う無線通信システムにおいて、チャネル時変動により生じるユーザ間干渉を効率的に抑えることができる基地局装置、無線通信方法及び無線通信システムを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such a situation, and in a wireless communication system that performs spatial multiplexing transmission with a plurality of users, a base station apparatus capable of efficiently suppressing inter-user interference caused by channel time variation, An object is to provide a wireless communication method and a wireless communication system.
本発明は、基地局装置と端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行う無線通信システムにおける基地局装置であって、前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得手段と、前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないしは該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき、特異値分解または固有値分解を用いて該チャネルベクトルの変動確率の高い部分空間を張るベクトル群を抽出し、該ベクトル群に基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成手段とを備えたことを特徴とする。 The present invention is a base station apparatus in a wireless communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency, and in the downlink between the base station apparatus and the terminal apparatus Singular value decomposition based on channel information acquisition means for acquiring channel information, and the past channel information acquired by the channel information acquisition means or a channel vector having future channel information predicted based on the channel information as components. Alternatively, the present invention is characterized by comprising transmission weight vector generation means for extracting a vector group extending a subspace with a high probability of variation of the channel vector using eigenvalue decomposition and generating a transmission weight vector based on the vector group.
本発明は、前記送信ウエイトベクトル生成手段は、前記チャネル情報取得手段で取得された前記端末装置のアンテナ素子との間の複数回にわたるチャネルベクトルを基に、取得毎の該チャネルベクトルの差分ベクトルないしは取得時間差で規格化した該差分ベクトルに関する情報を抽出する抽出手段と、複数回の該差分ベクトルを行ベクトルとして構成する差分行列を生成し、該差分行列を基に特異値分解ないしは固有値分解することで、特異値または固有値の絶対値の大きい方から所定の数の右特異ベクトルまたは固有ベクトルを、時変動するチャネルベクトルの存在しやすい部分空間を構成する時変動部分空間ベクトルとして選択する第１の選択手段とを備え、取得された最新のチャネルベクトルに直交すると共に当該端末装置の時変動部分空間ベクトルにも直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成することを特徴とする。 According to the present invention, the transmission weight vector generation unit is configured to obtain a difference vector or a channel vector difference for each acquisition based on a plurality of channel vectors between the terminal information and the antenna element acquired by the channel information acquisition unit. Extraction means for extracting information on the difference vector normalized by the acquisition time difference, and generating a difference matrix that configures the difference vector as a row vector a plurality of times, and performing singular value decomposition or eigenvalue decomposition based on the difference matrix A first selection of selecting a predetermined number of right singular vectors or eigenvectors from the larger singular value or eigenvalue absolute value as a time-varying subspace vector constituting a subspace in which a time-varying channel vector is likely to exist. And the time variation of the terminal device orthogonal to the latest acquired channel vector. As it is perpendicular to the minute space vector, and generates a transmission weight vector of the user terminal device addressed simultaneously performed spatial multiplexing transmission with the terminal device.
本発明は、前記送信ウエイトベクトル生成手段は、前記チャネル情報取得手段で取得された前記端末装置のアンテナ素子との間の複数回ににわたるチャネルベクトルを基に、複数回の該チャネルベクトルを行ベクトルとして構成する過去チャネル行列を生成し、該過去チャネル行列を基に特異値分解ないしは固有値分解することで、特異値または固有値の絶対値の大きい方から所定の数の右特異ベクトルまたは固有ベクトルを、時変動するチャネルベクトルの存在しやすい部分空間を構成する時変動部分空間ベクトルとして選択する第２の選択手段とを備え、該選択された当該端末装置の右特異ベクトルまたは固有ベクトルに直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成することを特徴とする。 According to the present invention, the transmission weight vector generation means uses a plurality of times of the channel vector as a row vector based on the channel vector over a plurality of times between the antenna element of the terminal device acquired by the channel information acquisition means. A past channel matrix configured as follows, and by performing singular value decomposition or eigenvalue decomposition based on the past channel matrix, a predetermined number of right singular vectors or eigenvectors from the larger absolute value of the singular values or eigenvalues are Second selecting means for selecting as a time-varying subspace vector constituting a subspace in which a fluctuating channel vector is likely to exist, and so as to be orthogonal to the right singular vector or eigenvector of the selected terminal device To generate a transmission weight vector for a terminal device that performs spatial multiplexing transmission simultaneously with the terminal device. And butterflies.
本発明は、前記基地局装置は、直交波周波数分割多重または直交周波数分割多元接続を用いることを特徴とする。 The present invention is characterized in that the base station apparatus uses orthogonal wave frequency division multiplexing or orthogonal frequency division multiple access.
本発明は、前記チャネル情報取得手段は、周波数成分毎の前記チャネル情報を取得することを特徴とする。 The present invention is characterized in that the channel information acquisition means acquires the channel information for each frequency component.
本発明は、基地局装置と端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行う無線通信システムにおける基地局装置が行う無線通信方法であって、前記基地局装置が、前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得ステップと、前記基地局装置が、前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないしは該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき、特異値分解または固有値分解を用いて該チャネルベクトルの変動確率の高い部分空間を張るベクトル群を抽出し、該ベクトル群に基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成ステップとを有することを特徴とする。 The present invention is a radio communication method performed by a base station apparatus in a radio communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency, and the base station apparatus includes the base station apparatus Channel information acquisition step of acquiring channel information in the downlink between the terminal device and the terminal device, and the base station device is predicted based on the past channel information acquired by the channel information acquisition means or the channel information. Based on a channel vector having the future channel information as a component, a vector group extending a subspace with a high probability of fluctuation of the channel vector is extracted using singular value decomposition or eigenvalue decomposition, and a transmission weight vector is determined based on the vector group. And a transmission weight vector generation step of generating.
本発明は、基地局装置と端末装置とが同一周波数上で同一時刻に空間多重伝送を行う無線通信システムであって、前記基地局装置は、前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得手段と、前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないしは該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき、特異値分解または固有値分解を用いて該チャネルベクトルの変動確率の高い部分空間を張るベクトル群を抽出し、該ベクトル群に基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成手段とを備えることを特徴とする。 The present invention is a radio communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency, and the base station apparatus is a down communication between the base station apparatus and the terminal apparatus. Based on channel information acquisition means for acquiring channel information in the link, and the past channel information acquired by the channel information acquisition means or a channel vector whose component is future channel information predicted based on the channel information. Transmission weight vector generation means for extracting a vector group extending a subspace with a high probability of variation of the channel vector using value decomposition or eigenvalue decomposition and generating a transmission weight vector based on the vector group .
本発明によれば、複数ユーザと空間多重伝送を行う無線通信システムにおいて、チャネル時変動により生じるユーザ間干渉を効率的に抑えることができるという効果が得られる。 According to the present invention, in a wireless communication system that performs spatial multiplexing transmission with a plurality of users, it is possible to effectively suppress inter-user interference caused by channel time variation.
以下、図面を参照して、本発明の実施形態による基地局装置、無線通信方法及び無線通信システムを説明する。 Hereinafter, a base station apparatus, a wireless communication method, and a wireless communication system according to embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
［本発明の基本となる技術の動作原理について］
以下、本発明の基本となる技術におけるチャネル時変動にロバストな送信ウエイトベクトルの生成技術について、その動作原理を詳細に説明する。ここで問題となるのは主としてダウンリンクにおける送信ウエイトベクトルであり、アップリンクに関しては基本的に受信時に各端末装置からの信号の先頭に、端末装置間で直交したトレーニング信号が付与されていれば、その信号を用いてリアルタイムのチャネル行列を取得可能であり、チャネル時変動を含まない高精度な信号検出処理が可能である。一方でダウンリンクに関しては、その通信に先行して行われたチャネル情報のフィードバックで得られた時間的に過去のチャネル情報を用いざるをえないので、そのタイムラグに伴うチャネル推定精度の低下を補う信号処理を行う。
[Operation principle of the technology underlying the present invention]
In the following, the principle of operation of a technique for generating a transmission weight vector that is robust to channel time fluctuations in the technology that is the basis of the present invention will be described in detail. The problem here is mainly the transmission weight vector in the downlink. For the uplink, basically, if a training signal orthogonal between the terminal devices is added to the head of the signal from each terminal device at the time of reception, A real-time channel matrix can be acquired using the signal, and highly accurate signal detection processing that does not include channel time variation is possible. On the other hand, for the downlink, it is necessary to use the past channel information obtained by feedback of the channel information performed prior to the communication, thus compensating for the decrease in channel estimation accuracy due to the time lag. Perform signal processing.
まず、ある端末装置に着目し、時間と共に変動するチャネルベクトル（ないしは行列）をｈ（ｔ）とする。このチャネル情報が仮に連続的で且つ比較的緩やかに変動するとすれば、チャネルベクトルｈ（ｔ）は微分可能であり、ある時刻ｔ０チャネル情報をｈ（ｔ０）とすれば、微小時間経過した時刻ｔ０＋δｔのチャネルベクトルはテーラー展開により下記の様に表現できるはずである。 First, paying attention to a certain terminal device, a channel vector (or matrix) that varies with time is set to h (t). If this channel information is continuous and relatively slowly fluctuating, the channel vector h (t) can be differentiated, and if a certain time t 0 channel information is h (t 0 ), a minute time has passed. The channel vector at time t 0 + δt should be expressed as follows by Taylor expansion.
ここで式中のｈ（ｎ）（ｔ）とは、チャネルベクトルｈ（ｔ）に対して時間ｔでｎ回微分した関数を表す。この式の意味することはまず第１に、微小時間δｔが１より十分に小さければ、時刻ｔ０から時間が経過したとき、チャネルベクトルはｈ（ｔ０）に対しｈ（１）（ｔ０）方向のベクトルが加算される傾向が強く、経過時間が倍になれば倍の量だけｈ（１）（ｔ０）方向の成分がチャネルベクトルｈ（ｔ０）に加算されるように変化すると期待されるということである。さらに、ｈ（１）（ｔ０）の次に増加が期待される成分はｈ（２）（ｔ０）であり、式（１２）の右辺のΣを２次までで近似すれば、ｈ（ｔ０）、ｈ（１）（ｔ０）、ｈ（２）（ｔ０）の線形結合で概ね時刻ｔ０＋δｔのチャネルベクトルは近似的に記述可能ということになる。ここではあくまでもテーラー展開の視点で表現したためにδｔのべき乗形式でチャネルベクトルを表現したが、式（１２）を有限の項、例えば１次の項までで近似し、且つδｔのべき乗をδｔの関数であるα（δｔ）を用いて表せば、式（１２）は以下の様な表現形式で表すこともできる。 Here, h (n) (t) in the equation represents a function obtained by differentiating the channel vector h (t) n times at time t. First of all, this equation means that if the minute time δt is sufficiently smaller than 1, when the time elapses from time t 0 , the channel vector becomes h (1) (t 0 ) with respect to h (t 0 ). ) Direction vector tends to be added, and if the elapsed time is doubled, the component in the h (1) (t 0 ) direction is added to the channel vector h (t 0 ) by a double amount. It is expected. Further, the component that is expected to increase next to h (1) (t 0 ) is h (2) (t 0 ). If Σ on the right side of Equation (12) is approximated to the second order, h ( The channel vector at time t 0 + δt can be described approximately by linear combination of t 0 ), h (1) (t 0 ), h (2) (t 0 ). Here, the channel vector is expressed in the form of a power of δt because it is expressed only from the viewpoint of Taylor expansion. (12) can also be expressed in the following expression format if expressed using α (δt).
ここで、ｕはチャネル時変動の変動方向を表現するためのベクトルであり、例えばｕをｈ（１）（ｔ０）、α（δｔ）＝δｔと置き換えると式（１２）の１次の項までの近似と一致する。この表現の意図することは、あるチャネルベクトルの時間変動を表すｎ回微分の関数形が分かる必要はなく、何らかの手段によりチャネルベクトルの時間変動が予測でき、しかもその予測されたチャネルベクトルが所定のベクトルｈ（ｔ０）、ｕ等の線形結合で表現できる場合、その情報を利用してチャネル時変動にロバストな送信指向性制御を行うことが可能になる。 Here, u is a vector for expressing the fluctuation direction of the channel time fluctuation. For example, if u is replaced by h (1) (t 0 ), α (δt) = δt, the first-order term of Expression (12) Agrees with the approximation up to The intention of this expression is that it is not necessary to know the function form of the n-th derivative representing the time variation of a certain channel vector, the time variation of the channel vector can be predicted by some means, and the predicted channel vector is a predetermined value. When it can be expressed by a linear combination of vectors h (t 0 ), u, etc., it becomes possible to perform transmission directivity control that is robust to channel variations using this information.
ここで、従来方式におけるチャネル時変動予測の送信指向性制御への活用法を簡単に説明する。例えば参考文献１などの従来技術では予測されたチャネル情報を基に、そのチャネルベクトルにヌルを向ける（すなわちベクトル同士が直交し、ベクトルの内積がゼロになる）ように送信ウエイトベクトルを設定することとしていた。つまり、時刻ｔ０におけるチャネルベクトルがｈ（ｔ０）で微小時間δｔ経過後のチャネルベクトルがｈ（ｔ０）＋ｕα（δｔ）であると予測されたとする。この際、送信ウエイトベクトルｗ（ｔ０＋δｔ）はｗ（ｔ０＋δｔ）Ｈ・｛ｈ（ｔ０）＋ｕα（δｔ）｝がゼロになる様に選択されていた。
参考文献１：山口歌奈子他、「時変動マルチユーザＭＩＭＯシステムにおけるチャネル予測手法の効果に関する考察」信学技報、Ａ・Ｐ２０１３−１０７、ｐｐ．４３−４８、２０１３年１１月
Here, a method of utilizing the channel time variation prediction in the conventional method for transmission directivity control will be briefly described. For example, in the prior art such as
Reference 1: Kanako Yamaguchi et al., “Study on Effect of Channel Prediction Method in Time-Varying Multi-User MIMO System”, IEICE Tech. 43-48, November 2013
しかし、チャネル時変動によるチャネルベクトルの変動方向がｕとは異なる方向であった場合、寧ろｗ（ｔ０＋δｔ）Ｈ・ｈ（ｔ０）がゼロになる様に選んだ方が残留干渉は小さいという場合も予想される。従来のマルチユーザＭＩＭＯにおいては、送信指向性制御で形成するヌルの数は空間多重数と一致しており、実際、基地局装置の備えるアンテナ素子数に対して空間多重数は概ね同程度であることが想定されていたため、送信指向性制御で形成するヌルの数を空間多重数よりも冗長に形成することは不可能であった。しかし、近年注目されているＭａｓｓｉｖｅ ＭＩＭＯにおいては少なくとも基地局側では膨大なアンテナ素子を実装することで自由度が大幅に冗長に設定されているため、更なる追加として冗長のヌル制御を行うことも可能となった。 However, if the channel vector fluctuation direction due to channel time fluctuation is different from u, the residual interference is smaller when w (t 0 + δt) H · h (t 0 ) is selected to be zero. This is also expected. In conventional multi-user MIMO, the number of nulls formed by transmission directivity control matches the number of spatial multiplexing, and in fact, the number of spatial multiplexing is approximately the same as the number of antenna elements provided in the base station apparatus. Therefore, it was impossible to form the number of nulls formed by transmission directivity control more redundantly than the number of spatial multiplexing. However, in Massive MIMO, which has been attracting attention in recent years, since the degree of freedom is set to be largely redundant by mounting a large number of antenna elements at least on the base station side, redundant null control may be performed as a further addition. It has become possible.
例えば、送信ウエイトベクトルｗ（ｔ０＋δｔ）を、ｗ（ｔ０＋δｔ）Ｈ・｛ｈ（ｔ０）＋ｕα（δｔ）｝がゼロで且つｗ（ｔ０＋δｔ）Ｈ・ｈ（ｔ０）もゼロとなる様に設定すれば、チャネルベクトルの時変動が予測されたｈ（ｔ０）＋ｕα（δｔ）の方向で高精度に近似できていた場合にも、さらには大幅に予測がはずれてｈ（ｔ０）のままのチャネルベクトルの方が現実のチャネルに近い場合であっても、そのどちらでも対処可能とすることができる。さらに言えば、ベクトルｕの方向を予測できていれば、α（δｔ）の値が予測とは異なっても、時刻ｔ０＋δｔのチャネルベクトルがベクトルｈ（ｔ０）とベクトルｕの線形結合で表される部分空間内に概ね存在する限りにおいて、残留干渉を十分に抑えることが可能になる。 For example, the transmission weight vector w (t 0 + δt) is set so that w (t 0 + δt) H · {h (t 0 ) + uα (δt)} is zero and w (t 0 + δt) H · h (t 0 ) If it is set to be zero, even if the time variation of the channel vector can be approximated with high accuracy in the predicted direction h (t 0 ) + uα (δt), the prediction is further greatly deviated. Even when the channel vector of (t 0 ) is closer to the actual channel, either of them can be dealt with. Furthermore, if the direction of the vector u can be predicted, the channel vector at time t 0 + δt is a linear combination of the vector h (t 0 ) and the vector u even if the value of α (δt) is different from the prediction. Residual interference can be sufficiently suppressed as long as it is generally present in the represented subspace.
一例として１００本アンテナを実装する基地局装置が１本アンテナの端末装置を１０台同時に空間多重伝送する場合を考えてみる。この場合、チャネルベクトルは１００次元ベクトルであり、従来技術であれば１０端末の空間多重で１０の自由度を利用することになる。ここでは９０（＝１００−１０）の自由度が余っており、この自由度が各端末装置のＳＮＲ（Signal to Noise ratio：Ｓ／Ｎ比）等の回線利得を向上させるために働く。ここで、仮に１つの端末装置のチャネル時変動を式（１３）の様に２つの自由度を用い、チャネルベクトルがｈ（ｔ０）、ｕの２次元部分空間内に収まっていることが期待される場合、１局で２の自由度を消費することになる。しかし、空間多重する端末装置は１０台だから、合計でもヌル形成に利用する自由度は２０であり、残りの８０の自由度は回線利得の向上に利用可能である。仮に回線利得の向上率が自由度の１乗に比例するとすれば、従来の９０の自由度を利用する場合と本実施形態の８０の自由度を利用する場合で、対数であるｄＢ表示で表せば、その差は１０Ｌｏｇ（８０／９０）＝−０．５１［ｄＢ］となり僅か０．５ｄＢ程度の差にしかならない。一方で、冗長のヌル制御を行うことで、干渉抑圧が可能となる部分空間の次元が当初の１次元空間（ひとつのチャネルベクトルのみに直交）から２次元空間、３次元空間（複数のチャネルベクトルに直交）と次元が拡張され、その次元拡張効果により干渉抑圧が可能となる確率が高まり、干渉が大幅に低減されることが期待される。 As an example, let us consider a case where a base station apparatus equipped with 100 antennas simultaneously transmits 10 terminal apparatuses with one antenna simultaneously. In this case, the channel vector is a 100-dimensional vector, and in the case of the conventional technique, 10 degrees of freedom are used by spatial multiplexing of 10 terminals. Here, the degree of freedom of 90 (= 100−10) is left, and this degree of freedom works to improve the line gain such as SNR (Signal to Noise ratio) of each terminal apparatus. Here, it is expected that the channel time variation of one terminal apparatus uses two degrees of freedom as in Expression (13), and the channel vector is within the two-dimensional subspace of h (t 0 ) and u. In this case, one station consumes 2 degrees of freedom. However, since there are 10 terminal apparatuses that perform spatial multiplexing, the total number of degrees of freedom used for null formation is 20, and the remaining 80 degrees of freedom can be used to improve the line gain. Assuming that the improvement rate of the line gain is proportional to the first power of the degree of freedom, it can be expressed by a logarithmic dB display when using the conventional 90 degrees of freedom and when using the 80 degrees of freedom of the present embodiment. For example, the difference is 10 Log (80/90) = − 0.51 [dB], which is a difference of only about 0.5 dB. On the other hand, by performing redundant null control, the dimension of the subspace that enables interference suppression is changed from the initial one-dimensional space (orthogonal to only one channel vector) to the two-dimensional space or the three-dimensional space (multiple channel vectors). It is expected that the dimension will be expanded and the probability that interference suppression will be possible due to the dimension expansion effect, and the interference will be greatly reduced.
この様に、上述の冗長なヌル制御がなされた部分空間を拡張することで、ユーザ間干渉の電力は大幅に抑えられるため、ＳＮＲ的には約０．５ｄＢの劣化となるが、ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio：信号電力対干渉電力比）的には大幅な向上が期待できる。最終的にはＳＩＮＲにより特性が定まるが、ＳＮＲよりもＳＩＲ特性が支配的と考えられる時変動チャネル環境下でのマルチユーザＭＩＭＯでは、このような手法が有効となる。 In this way, by expanding the partial space in which the above-described redundant null control is performed, the power of inter-user interference is greatly suppressed, so that the SNR degrades by about 0.5 dB, but SIR (Signal To Interference Ratio (Signal power to interference power ratio) can be expected to greatly improve. Although the characteristics are finally determined by SINR, such a technique is effective in multi-user MIMO in a time-varying channel environment where SIR characteristics are considered to be dominant over SNR.
次に、本発明の基本となる技術の動作原理のポイントを説明する。図１は、本発明の基本となる技術の動作原理のポイントを示す説明図である。この図において、左側は従来技術における送信指向性制御の考え方、右側が本発明の基本となる技術における送信指向性制御の考え方を示す。ここでは簡単のため、端末装置は１本のアンテナを備えるとし、Ｌ（Ｌは自然数）局の端末装置を空間多重する場合を考える。各端末装置のチャネルベクトルｈ１（ｔ）〜ｈＬ（ｔ）は基地局装置のアンテナ素子数の次元をもつベクトルである。１００本アンテナを想定すれば、１００次元ベクトルとなっている。 Next, the points of the operation principle of the technology that is the basis of the present invention will be described. FIG. 1 is an explanatory diagram showing the points of the operation principle of the technology underlying the present invention. In this figure, the left side shows the concept of transmission directivity control in the prior art, and the right side shows the concept of transmission directivity control in the technology that is the basis of the present invention. Here, for the sake of simplicity, it is assumed that the terminal apparatus includes one antenna, and the terminal apparatus of L (L is a natural number) station is spatially multiplexed. Channel vectors h 1 (t) to h L (t) of each terminal apparatus are vectors having dimensions of the number of antenna elements of the base station apparatus. Assuming 100 antennas, it is a 100-dimensional vector.
従来技術における送信ウエイトベクトルの生成の処理フローは図９に示されているが、ここではステップＳ８０３からステップＳ８１０のループの初回の処理として、ｋ＝１の場合の処理に着目して説明を行っている。まず、端末装置＃１（ｋ＝１に相当）の局宛ての送信ウエイトベクトルｗ１（ｔ）は、ｈ１（ｔ）をＨｍａｉｎとし（処理Ｓ８０４）、残りのｈ２（ｔ）〜ｈＬ（ｔ）をＨｓｕｂとして設定し（ステップＳ８０５）、ステップＳ８０５からステップＳ８１０の処理を実施する。 The processing flow of transmission weight vector generation in the prior art is shown in FIG. 9, but here, the first processing of the loop from step S803 to step S810 will be described focusing on the processing in the case of k = 1. ing. First, the transmission weight vector w 1 (t) addressed to the station of the terminal device # 1 (corresponding to k = 1) is set so that h 1 (t) is H main (processing S804), and the remaining h 2 (t) to h L (t) is set as H sub (step S805), and the processing from step S805 to step S810 is performed.
しかし、本実施形態ではＨｍａｉｎはｈ１（ｔ）で共通であるが、Ｈｓｕｂはｈ２（ｔ）〜ｈＬ（ｔ）にｕ２〜ｕＬを加えたものをＨ’ｓｕｂとして設定し、これらの部分空間に直交する空間にＨｍａｉｎを射影するように送信ウエイトベクトルｗ１（ｔ）を設定することになる。 However, in this embodiment, H main is common to h 1 (t), but H sub is obtained by adding u 2 to u L to h 2 (t) to h L (t) as H ′ sub. Then, the transmission weight vector w 1 (t) is set so as to project H main into a space orthogonal to these subspaces.
次に、上述した本発明の基本となる技術の動作原理の処理動作を説明する。図２は、本発明の基本となる技術の動作原理の処理動作を示すフローチャートである。図２に示す処理動作が図９に示す処理動作と異なる点は、ステップＳ８０１で宛先端末装置へのチャネル情報を取得した後、これらの宛先端末装置へのチャネル情報の時変動予測を行い（ステップＳ１）、式（１３）に相当するベクトルｕ１〜ｕＬを算出する。その後、ステップＳ８０２に戻り処理を継続する。さらに、ステップＳ８０５でＨｓｕｂを設定する代わりに、ｊ≠ｋなる端末装置＃ｊのチャネルベクトルに、端末装置＃ｋを除く式（１３）に相当するベクトルｕ１〜ｕＬを組み合わせてＨ’ｓｕｂを設定する（ステップＳ２）。 Next, the processing operation of the operation principle of the technology that is the basis of the present invention described above will be described. FIG. 2 is a flowchart showing the processing operation of the principle of operation of the technology underlying the present invention. The processing operation shown in FIG. 2 is different from the processing operation shown in FIG. 9 in that channel information to the destination terminal apparatus is acquired in step S801, and then time variation prediction of channel information to these destination terminal apparatuses is performed (step S801). S1) and vectors u 1 to u L corresponding to equation (13) are calculated. Thereafter, the process returns to step S802 and continues. Furthermore, instead of setting H sub in step S805, the channel vector of terminal device #j where j ≠ k is combined with vectors u 1 to u L corresponding to Expression (13) excluding terminal device #k, and H ′ Sub is set (step S2).
次に、ステップＳ８０６（ステップＳ３）に戻る。ＨｓｕｂがＨ’ｓｕｂに置き換わることで形式上、基底ベクトルｅｊをｅ’ｊに、〜Ｈｍａｉｎを〜Ｈ’ｍａｉｎに、送信ウエイトベクトルｗｊをｗ’ｊに置き換えることで処理ステップの符号（ステップＳ３〜Ｓ７）を変更しているが、これらの変更を除けばステップＳ３〜ステップＳ７の基本的動作は図９に示すステップＳ８０６〜ステップＳ８１１と同一である。 Next, the process returns to step S806 (step S3). By substituting H sub for H ′ sub , formally, the base vector e j is replaced with e ′ j , ˜H main is replaced with ˜H ′ main , and the transmission weight vector w j is replaced with w ′ j. (Steps S3 to S7) are changed. Except for these changes, the basic operations of Steps S3 to S7 are the same as Steps S806 to S811 shown in FIG.
次に、図３を参照して、本発明の基本となる技術の動作原理における送信ウエイト処理部１の構成を説明する。図３は、本発明の基本となる技術の動作原理における送信ウエイト処理部１の構成を示すブロック図である。図１１に示した送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１、チャネル情報記憶回路８３２、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３により送信ウエイトベクトルの算出を行っていた。一方、送信ウエイト処理部１では、時変動チャネルの予測を行うチャネル時変動予測回路３、予測されたチャネルベクトルを基に冗長なヌル制御を行うために必要となる式１３のベクトルｕを冗長ベクトル（追加でヌル制御を行う際に、送信ウエイトベクトルが直交すべき部分空間を張るベクトル）として記憶する冗長ベクトル記憶回路４を新たに備える。
Next, the configuration of the transmission
次に、図３に示す送信ウエイト処理部１の処理動作を説明する。まず、チャネル情報取得回路８３１が既存技術の何らかの手法を用いてダウンリンクのチャネル情報を取得すると、これをチャネル情報記憶回路２に記憶する。これを受けて、チャネル時変動予測回路３はチャネル情報記憶回路２に記憶されたこれまでのチャネル情報を参照し、未来のチャネルベクトルが含まれる部分空間を予測する。ここで、従来技術におけるチャネル情報記憶回路８３２では、端末装置毎に取得された最新のチャネル情報のみを記憶していればよかったが、チャネル時変動予測においては過去の時変動の状況を参照して予測することが一般的である。所定の時間分ないしは所定の数の個数だけ過去のチャネル情報の記憶も留めておく機能を備え、この点が図３に示すチャネル情報記憶回路２と従来技術におけるチャネル情報記憶回路８３２と異なる点である。
Next, the processing operation of the transmission
チャネル時変動予測回路３では、チャネル情報記憶回路２に記憶された過去の情報と新規に記録された新しいチャネル情報を参照し、未来のチャネルベクトルの含まれる部分空間の予測を行う。未来のチャネル情報は、一般的に微小時間δｔの関数となっており、空間多重伝送を行うことが確定した時点でチャネル予測を行うのであれば特定のδｔに対するチャネル予測を行うことが可能である。しかし、一般には空間多重伝送の決定から送信ウエイトベクトル算出完了までのタイムラグを押さえるためには、いずれかの端末装置のチャネル情報の新規更新が行われる都度、チャネル予測を行っておくことが好ましい。その場合、例えば式（１３）の様に１次近似を行うのであれば、任意の微小時間に対して共通のベクトルｕを用いて一般的な微小時間δｔ後の未来のチャネル情報を標記可能である。将来的に空間多重を行う際の送信ウエイトベクトル算出においては、図２に示した様にこのｕを用いて送信ウエイトベクトルを算出可能である。
The channel time variation prediction circuit 3 refers to the past information stored in the channel
このため、チャネル時変動予測回路３では式（１３）のｕに相当するベクトルを冗長ベクトルとして算出し、これを冗長ベクトル記憶回路４に記憶する。ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５では、従来技術によるＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３ではチャネル情報記憶回路８３２に記憶された最新のチャネル情報のみを基に送信ウエイトベクトルを算出していたのに対し、図３に示すＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５では、チャネル情報記憶回路２に記憶された最新のチャネル情報に加えて、冗長ベクトル記憶回路４に記憶された冗長ベクトルを参照し、図２に示した手順で送信ウエイトベクトルを算出する。
Therefore, the channel time variation prediction circuit 3 calculates a vector corresponding to u in the equation (13) as a redundant vector, and stores this in the redundant
なお以上の説明では、冗長ベクトルとして式（１３）のｕに相当するベクトルを設定する場合を例に示したが、その他の形式のベクトルを冗長ベクトルとして設定することも可能である。例えば、元々のチャネルベクトルｈ（ｔ０）と式（１３）のｕに相当するベクトルが張る部分空間は、β≠０なる任意の複素係数βに対してｈ（ｔ０）とｈ（ｔ０）＋β×ｕの張る部分空間と等価である。したがって、ｈ（ｔ０）＋β×ｕを冗長ベクトルとして扱うことも可能であり、これはβ＝α（δｔ）の時に式（１３）のｈ（ｔ０＋δｔ）と一致する。さらに言えば、このｈ（ｔ０＋δｔ）のチャネルベクトルの予測を、時刻ｔ０よりも過去の時刻ｔ１におけるチャネルベクトルｈ（ｔ１）と時刻ｔ０のチャネルベクトルｈ（ｔ０）からの線形外挿により行うのであれば、ｈ（ｔ０）とｈ（ｔ０＋δｔ）の張る部分空間はｈ（ｔ０）とｈ（ｔ１）の張る部分空間とも一致する。この場合には、式（１３）のｕに相当するベクトルの代わりにｈ（ｔ１）を冗長ベクトルとして設定することも可能である。この様に、冗長ベクトルとはｈ（ｔ０）とｈ（ｔ０＋δｔ）の予測値の張る部分空間と等価であれば他の如何なるチャネルベクトルを設定しても構わない。 In the above description, a case where a vector corresponding to u in Expression (13) is set as a redundant vector has been described as an example. However, other types of vectors can be set as redundant vectors. For example, the subspace spanned by the original channel vector h (t 0 ) and the vector corresponding to u in equation (13) is h (t 0 ) and h (t 0 ) for any complex coefficient β with β ≠ 0. This is equivalent to a subspace spanned by + β × u. Therefore, it is also possible to treat h (t 0 ) + β × u as a redundant vector, which coincides with h (t 0 + δt) in equation (13) when β = α (δt). More, the prediction of the channel vector of the h (t 0 + .DELTA.t), than the time t 0 from the channel vector h at past time t 1 channel vector h (t 0) of (t 1) at time t 0 If it is performed by linear extrapolation, the subspace spanned by h (t 0 ) and h (t 0 + δt) also coincides with the subspace spanned by h (t 0 ) and h (t 1 ). In this case, it is also possible to set h (t 1 ) as a redundant vector instead of the vector corresponding to u in Expression (13). In this way, any other channel vector may be set as long as the redundant vector is equivalent to a partial space spanned by predicted values of h (t 0 ) and h (t 0 + δt).
以上が本発明の基本となる技術の動作原理である。以下、チャネル情報の予測を含めて具体的な実施形態を図を用いて説明する。 The above is the operation principle of the technology underlying the present invention. Hereinafter, a specific embodiment including prediction of channel information will be described with reference to the drawings.
以上説明した通り、参考文献１などの従来技術においては未来のチャネル情報の予測をピンポイントで予測しており、そのチャネルベクトルに対して直交する送信ウエイトベクトルを算出するということは、そのチャネルベクトルに係数を乗算して得られる１次元部分空間上にチャネルベクトルが存在する場合にのみ、ＭＵ−ＭＩＭＯのユーザ間干渉を適切に抑圧する効果が得られることになる。これに対し、本発明の基本となる技術においては、基本的にチャネルベクトルがチャネル時変動により変動する際の部分空間を抽出可能であると仮定し、この部分空間の情報を活用し拡張された複数次元の部分空間上に対して直交可能な送信ウエイトベクトルを算出するので、この部分空間の次元拡張効果により、より効果的なヌル形成が可能になる。したがって、本発明の基本となる技術の効果をより高めるためには、次元拡張に用いる冗長ベクトルを効果的に抽出することが非常に重要になる。
As described above, in the prior art such as
以下の説明では、複数の過去のチャネル情報の履歴を基に、チャネルベクトルが存在しやすい部分空間を効果的に抽出するための具体的な手段ついて説明する。 In the following description, specific means for effectively extracting a partial space in which channel vectors are likely to exist will be described based on a plurality of past channel information histories.
［本実施形態におけるチャネル時変動部分空間の抽出法］
先にも説明したように、式（１３）で微小時間δｔ後のチャネルベクトルを予測し、図１及び図２を参照して説明したような方法で送信ウエイトベクトル（ないしはベクトルを合成した送信ウエイト行列）を算出した。このとき、チャネルベクトルがｈ（ｔ０）でもなければｈ（ｔ０）＋ｕα（δｔ）でもないとしても、ｈ（ｔ０）とｕの線形結合で表される部分空間内にあれば有効に干渉抑圧を実現可能であると説明した。これまでのチャネル情報の時変動予測においては、ピンポイントの時刻ｔ０＋δｔのチャネル情報の予測の精度を競い合っていたが、実際には送信ウエイトベクトルの性質から、チャネルベクトルが存在する部分空間の予測が重要である。その部分空間内のどのベクトルが時刻ｔ０＋δｔのチャネルベクトルであるかは重要ではない。ここではこの特徴を利用して、チャネルベクトルが時変動時に存在する確率の高い部分空間の抽出法を説明する。
[Extraction method of channel time-varying subspace in this embodiment]
As described above, the channel vector after a minute time δt is predicted by the equation (13), and the transmission weight vector (or the transmission weight obtained by synthesizing the vectors) by the method described with reference to FIGS. 1 and 2 is used. Matrix). At this time, even if the channel vector is neither h (t 0 ) nor h (t 0 ) + uα (δt), it is effective if it is within the subspace represented by the linear combination of h (t 0 ) and u. It was explained that interference suppression can be realized. Conventional channel information time-varying prediction has been competing for pinpoint time t 0 + δt channel information prediction accuracy. Actually, however, due to the nature of the transmission weight vector, in the subspace where the channel vector exists. Prediction is important. It is not important which vector in the subspace is the channel vector at time t 0 + δt. Here, using this feature, a method for extracting a subspace with a high probability that a channel vector exists at the time variation will be described.
まず、時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の時刻に取得されたチャネルベクトルをｈ（ｔ１）、ｈ（ｔ２）、ｈ（ｔ３）、ｈ（ｔ４）、ｈ（ｔ５）とおく。時刻がｔ１からｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の順番で流れるとすると、各時刻の間の単位時間当たりの時間変動量は以下の通りである。 First, channel vectors acquired at times t 1 , t 2 , t 3 , t 4 , and t 5 are represented as h (t 1 ), h (t 2 ), h (t 3 ), h (t 4 ), Let h (t 5 ). Assuming that the time flows in the order of t 1 to t 2 , t 3 , t 4 , t 5 , the amount of time variation per unit time during each time is as follows.
ここで得られた時変動の差分ベクトルを行列に組み特異値分解を行う。 The singular value decomposition is performed by combining the time variation difference vector obtained here into a matrix.
この式の意味するところは、時刻ｔ５から微小時間経過したところである送信ウエイトベクトルをある端末装置に対して利用する場合、その送信ウエイトベクトルがベクトルｖ１の方向の成分を持っていると、λ１に相当する程度の残留干渉が生じうることを意味している。逆に言えば、特異値の絶対値が大きい方に相当する右特異ベクトルｖに直交した方向に送信ウエイトベクトルを設定すれば、残留干渉のリスクを低減することができる。つまり、冗長ベクトルとしてひとつだけベクトルを選択するのであれば、第１右特異ベクトルｖ１の方向に冗長ベクトルを設定し、これに直交する送信ウエイトベクトルを算出すればよいことになる。また、冗長ベクトルを２つ選択できるのであれば、第１右特異ベクトルｖ１の方向と第２右特異ベクトルｖ２の方向にふたつの冗長ベクトルを設定し、これに直交する送信ウエイトベクトルを算出すればよい。以上の本発明の基本となる技術の動作原理に基づき、以下に具体的な実施形態を図を用いて説明する。 The meaning of this expression, when using the terminal device in the transmission weight vector from time t 5 is where a lapse short time, when the transmission weight vector has a direction component of the vector v 1, This means that residual interference corresponding to λ 1 can occur. Conversely, the risk of residual interference can be reduced by setting the transmission weight vector in a direction orthogonal to the right singular vector v corresponding to the larger absolute value of the singular value. That is, if the selecting only one vector as redundant vectors, sets the redundancy vector to first right singular direction of the vector v 1, it is sufficient to calculate the transmission weight vector orthogonal thereto. Also, if the redundant vector two can be selected, calculates the transmission weight vectors in a first direction of the right singular vectors v 1 second right singular direction of the vector v 2 to set the two redundant vectors, orthogonal thereto do it. Based on the operation principle of the technology that forms the basis of the present invention, specific embodiments will be described below with reference to the drawings.
＜第１の実施形態＞
次に、図４を参照して、本発明の第１の実施形態における送信ウエイト処理部の構成について説明する。図４は、本発明の第１の実施形態における送信ウエイト処理部の構成を示すブロック図である。図４に示す送信ウエイト処理部１１が図３に示す送信ウエイト処理部１と異なる点は、チャネル時変動予測回路３の代わりに、差分ベクトル算出回路１３と特異値分解回路１４により構成されるチャネル時変動予測回路１５を備える点と、チャネル情報記憶回路２の代わりに過去のチャネルベクトル及びその取得時刻に関する情報を記憶する機能を併せ持つチャネル情報記憶回路１２を備える点である。
<First Embodiment>
Next, the configuration of the transmission weight processing unit in the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the transmission weight processing unit in the first embodiment of the present invention. The transmission
次に、図４に示す送信ウエイト処理部１１の動作を説明する。チャネル情報取得回路８３１においてチャネルベクトルを取得すると、この新たなチャネルベクトルと取得時刻をチャネル情報記憶回路１２に記憶する。そして、このチャネル情報記憶回路１２より過去ｎ回分のチャネルベクトルを差分ベクトル算出回路１３へ出力する。差分ベクトル算出回路１３では式（１４）に従いチャネルベクトルの単位時間当たりの時変動量を算出し、これらを行ベクトルとする行列ΔＨとして特異値分解回路１４へ出力する。特異値分解回路１４では特異値分解を実施する。その後、第１〜第ｍ右特異ベクトルを選択し、これを冗長ベクトル記憶回路４に記憶する。差分ベクトル算出回路１３では、処理のたびに過去ｎ回分のチャネルベクトルをチャネル情報記憶回路１２から呼び出す必要はなく、過去の情報を記憶していれば、チャネルの更新時に最新のチャネルベクトルのみを取得する構成とし、式（１４）に従うチャネルベクトルの単位時間当たりの時変動量についても、過去のデータを記憶して利用することも可能である。
Next, the operation of the transmission
次に、図５を参照して、図４に示す送信ウエイト処理部１１が冗長ベクトルの算出を行う処理について説明する。図５は、図４に示す送信ウエイト処理部１１が冗長ベクトルの算出を行う処理を示すフローチャートである。この冗長ベクトルは端末装置毎に独立に処理されるものであり、ここでは端末装置の最新のチャネルベクトルを入手できたタイミングで冗長ベクトルの算出を行うものとする。
Next, a process in which the transmission
基地局装置のチャネル情報取得回路８３１は、新たに端末装置のチャネルベクトルを取得すると（ステップＳ１１）、チャネル情報記憶回路１２は、このチャネルベクトルと取得時刻を時系列の順に新たに記録する（ステップＳ１２）。これを受けて、差分ベクトル算出回路１３は、チャネル情報記憶回路１２から過去ｎ回分のチャネルベクトルと取得時刻の情報を読み出す（ステップＳ１３）。これらの情報を基に、差分ベクトル算出回路１３は、式（１４）及び式（１５）に従い行列ΔＨを算出する（ステップＳ１４）。そして、特異値分解回路１４は、これを特異値分解する（ステップＳ１５）。特異値分解回路１４は、取得すべき冗長ベクトルの数がｍであるとすると、絶対値の大きい方から順番に得られた第１〜第ｍ右特異ベクトルを選択し、これを冗長ベクトル記憶回路４に記憶し（ステップＳ１６）、処理を終了する（ステップＳ１７）。なお、本発明の基本となる技術の説明の図１ではｍ＝１として冗長ベクトルを各端末装置毎に１つ利用する場合を例示的に示したが、一般には複数の冗長ベクトルが利用可能であり、この場合には第１右特異ベクトルのみだけでなく、複数の右特異ベクトルを利用することは可能である。
When the channel
なお、以上の処理は冗長ベクトルの算出方法を中心に説明を行ったが、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５では、本発明の基本となる技術の説明で示した通り、ここで得られた冗長ベクトルに加えてチャネル情報記憶回路１２より最新のチャネルベクトルも取得し、図１に示した様にＨ’ｓｕｂで張られる空間に対して直交するように〜Ｈ’ｍａｉｎの方向に向けて図２に示す手順で送信ウエイトベクトルを算出する。
Although the above processing has been described mainly with respect to the redundant vector calculation method, in the MU-MIMO transmission
＜第２の実施形態＞
前述した第１の実施形態においては、式（１４）において差分ベクトルを取得していたが、差分情報を用いずに直接的にチャネルベクトルにより構成されるチャネル行列を特異値分解することで、同等の処理を実現することも可能である。まず、時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の時刻に取得されたチャネルベクトルをｈ（ｔ１）、ｈ（ｔ２）、ｈ（ｔ３）、ｈ（ｔ４）、ｈ（ｔ５）とおく。時刻がｔ１からｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５の順番で流れ、ｈ（ｔ５）が最新のチャネル情報であるものとする。ここで過去数回の各時刻のチャネルベクトルを行列に組み、下記の通り特異値分解を行う。
<Second Embodiment>
In the first embodiment described above, the difference vector is acquired in Expression (14). However, it is equivalent by performing singular value decomposition on the channel matrix formed directly by the channel vector without using the difference information. It is also possible to realize the process. First, channel vectors acquired at times t 1 , t 2 , t 3 , t 4 , and t 5 are represented as h (t 1 ), h (t 2 ), h (t 3 ), h (t 4 ), Let h (t 5 ). It is assumed that the time flows from t 1 to t 2 , t 3 , t 4 , t 5 in this order, and h (t 5 ) is the latest channel information. Here, the channel vectors of each time in the past several times are assembled into a matrix and singular value decomposition is performed as follows.
この場合、ｈ（ｔ１）、ｈ（ｔ２）、ｈ（ｔ３）、ｈ（ｔ４）は全てｈ（ｔ５）と概ね同一方向のベクトルであるため、第１特異ベクトルｖ’１も同様にｈ（ｔ５）の方向を向いていると期待される（すなわち、ｈ（ｔ５）を規格化したベクトルに類似している）。一方、第２特異ベクトルに関しては、この第１特異ベクトルの成分をキャンセルした残りの部分空間を張るベクトルの議論となるため、その意味するところから式（１５）の第１特異ベクトルと式（１６）の第２特異ベクトルは傾向的に類似の方向を示すことが予想される。同様に、式（１５）の第２特異ベクトルと式（１６）の第３特異ベクトルに、式（１５）の第３特異ベクトルと式（１６）の第４特異ベクトルに、式（１５）の第４特異ベクトルと式（１６）の第５特異ベクトルと同様の傾向が期待される。したがって、式（１４）及び式（１５）を用いた処理と同様の効果を、式（１６）を用いて実施することも可能である。なおこの場合、図４に示す送信ウエイト処理部には若干の変更が加えられる。 In this case, since h (t 1 ), h (t 2 ), h (t 3 ), and h (t 4 ) are all vectors in substantially the same direction as h (t 5 ), the first singular vector v ′ 1 Are also expected to be oriented in the direction of h (t 5 ) (ie, similar to a vector that standardizes h (t 5 )). On the other hand, since the second singular vector is a discussion of the vector that extends the remaining subspace from which the components of the first singular vector are canceled, the first singular vector and the equation (16) in the equation (15) are derived from the meaning. ) Second singular vector is expected to tend to be similar in direction. Similarly, the second singular vector of equation (15) and the third singular vector of equation (16) are converted into the third singular vector of equation (15) and the fourth singular vector of equation (16) of equation (15). A tendency similar to that of the fourth singular vector and the fifth singular vector of Expression (16) is expected. Therefore, the same effect as the processing using the equations (14) and (15) can be implemented using the equation (16). In this case, the transmission weight processing unit shown in FIG. 4 is slightly changed.
図６に、本発明の第２の実施形態における送信ウエイト処理部の構成を示すブロック図を示す。図４との差分は、差分ベクトル算出回路１３が省略され、チャネル情報記憶回路１２からの出力が直接特異値分解回路１４に入力されること、および冗長ベクトル記憶回路４が冗長ベクトルのみならず、第１の実施形態の場合の最新のチャネルベクトルに等価なチャネルベクトルとして第１右特異ベクトルを含めて記憶するチャネルベクトル記憶回路１７に変更された点、ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５の送信ウエイト算出処理において、チャネル情報記憶回路１２からの情報を用いずにチャネルベクトル記憶回路１６からの情報のみで算出処理を行う点である。
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the transmission weight processing unit in the second embodiment of the present invention. The difference from FIG. 4 is that the difference
動作としては以下の通りである。チャネル情報取得回路８３１６においてチャネルベクトルを取得すると、この新たなチャネルベクトルをチャネル情報記憶回路１２に記憶する。そして、このチャネル情報記憶回路１２より過去ｎ回分のチャネルベクトルを行列（＾Ｈ）として特異値分解回路１４へ出力する。特異値分解回路１４では特異値分解を実施する。その後、第１〜第ｍ右特異ベクトルを選択し、これをチャネルベクトル記憶回路１６に記憶する。ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路５では、ダウンリンクでの信号送信に先立ち、通信制御回路８２０からの指示に従い送信ウエイトベクトルを算出するが、その際の情報はチャネルベクトル記憶回路１６に記録された第１右特異ベクトルを最新のチャネルベクトルと見なし、さらに第２右特異ベクトル以降の右特異ベクトルを冗長ベクトルと見なして活用し、第１の実施形態の場合と同様の処理を実施する。
The operation is as follows. When the channel information acquisition circuit 8316 acquires the channel vector, the new channel vector is stored in the channel
＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。上述の第１及び第２の実施形態の説明では、各端末装置が１本のアンテナを備えている場合を例にとり、チャネル情報は「ベクトル」として説明を行った。しかし、当然ながら各端末装置は複数本のアンテナ素子を備えることが可能であり、図９などで示した従来技術の送信ウエイトベクトル算出法でも、一般化されたチャネル行列を扱う場合について説明を行っている。ここでは、各端末装置の各アンテナに関するチャネルベクトルがアンテナ本数分組み合わせて「行列」形式となっているだけで、同様にＨｍａｉｎやＨｓｕｂ（ないしはＨ’ｓｕｂ）を定義すれば同様の処理を行うことができる。例えば、図１で示した模式図と同様の図７を用いて説明すれば、図１ではベクトルであったｈ１（ｔ）、ｈ２（ｔ）、・・・ｈＬ（ｔ）を行列に対応させ、従来技術ではそれぞれの行ベクトルを並べた全体の行列に対してブロック対角化を行っていた。
<Third Embodiment>
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In the description of the first and second embodiments described above, the case where each terminal device includes one antenna is described as an example, and the channel information is described as “vector”. However, of course, each terminal device can be provided with a plurality of antenna elements, and the conventional transmission weight vector calculation method shown in FIG. 9 and the like will be described in the case of handling a generalized channel matrix. ing. Here, only the channel vectors for each antenna of each terminal device are combined in the number of antennas to form a “matrix” format. Similarly, if H main and H sub (or H ′ sub ) are defined, the same processing is performed. It can be carried out. For example, if it demonstrates using FIG. 7 similar to the schematic diagram shown in FIG. 1, h 1 (t), h 2 (t),... H L (t) which are vectors in FIG. In the prior art, block diagonalization is performed on the entire matrix in which the respective row vectors are arranged.
これに対し本発明の第３の実施形態では、図７の右図の行列Ｈ１（ｔ）、Ｈ２（ｔ）、・・・ＨＬ（ｔ）に対し、その各行ベクトルｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、・・・ｈＬ１（ｔ）、ｈＬ２（ｔ）ごとに式（１４）及び式（１５）を適用する。一例として第１特異値までを利用する場合には、式（１５）の右辺の第１右特異ベクトルからｕ１１、ｕ１２、ｕ２１、ｕ２２、・・・ｕＬ１、ｕＬ２に相当するベクトルをそれぞれ求め、これらに対し同様のブロック対角化を行う。図７に示す通り、例えば第１の端末装置に対しては、Ｈｍａｉｎをｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）より与え、同様にＨ’ｓｕｂをｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、ｕ２１、ｕ２２、・・・ｈＬ１（ｔ）、ｈＬ２（ｔ）、ｕＬ１、ｕＬ２より与え、同様のブロック対角化処理を行えばよい。 On the other hand, in the third embodiment of the present invention, the row vectors h 11 (t) for the matrices H 1 (t), H 2 (t),... H L (t) in the right diagram of FIG. ), H 12 (t), h 21 (t), h 22 (t),..., H L1 (t), h L2 (t), the expressions (14) and (15) are applied. As an example, when using up to the first singular value, it corresponds to u 11 , u 12 , u 21 , u 22 ,... U L1 , u L2 from the first right singular vector on the right side of Equation (15). Each vector is obtained, and the same block diagonalization is performed on these vectors. As shown in FIG. 7, for example, for the first terminal device, H main is given from h 11 (t) and h 12 (t), and H ′ sub is similarly given by h 21 (t) and h 22 (t ), U 21 , u 22 ,..., H L1 (t), h L2 (t), u L1 , u L2 , and the same block diagonalization process may be performed.
［本発明に係る実施形態のその他の補足事項］
以下に、本発明に係る実施形態に関する幾つかの補足事項を説明する。本発明におけるダウンリンクのチャネル推定方法は、如何なる方法を用いることも可能である。例えば、ダウンリンクのチャネル情報を取得する場合、ダウンリンクで基地局装置が所定のトレーニング信号を送信し、端末装置側でそのトレーニング信号を基にチャネル推定を行い、所定の制御情報を収容した無線パケットを用いて基地局装置側に直接的にチャネル情報をフィードバックする方法（エクスプリシット・フィードバック法）を用いることも可能である。
[Other supplementary items of the embodiment of the present invention]
Below, some supplementary matters regarding the embodiment according to the present invention will be described. Any method can be used as the downlink channel estimation method in the present invention. For example, when acquiring downlink channel information, a base station apparatus transmits a predetermined training signal on the downlink, a terminal apparatus performs channel estimation based on the training signal, and a radio that contains predetermined control information It is also possible to use a method (explicit feedback method) in which channel information is directly fed back to the base station apparatus side using a packet.
同様に、アップリンクで端末装置が所定のトレーニング信号を送信し、基地局装置側でそのトレーニング信号を基にアップリンクのチャネル推定を行い、得られたアップリンクのチャネル情報を基に所定のキャリブレーション処理の後にダウンリンクのチャネル情報を推定する方法（インプリシット・フィードバック法）を用いることも可能である。 Similarly, the terminal device transmits a predetermined training signal on the uplink, the base station device side performs uplink channel estimation based on the training signal, and performs predetermined calibration based on the obtained uplink channel information. It is also possible to use a method (implicit feedback method) for estimating downlink channel information after the processing.
これらのチャネル情報の取得方法の差は、図３に示すチャネル情報取得回路８３１の実現方法として様々なバリエーションンが有り得るが、本発明はチャネル情報取得回路８３１にてダウンリンクのチャネル情報の取得が完了した後の処理であるため、従来技術のチャネル情報取得回路８３１において如何なるチャネル情報の取得方法を用いたとしても、その影響はなく任意のチャネル情報取得方法に本発明は適用可能である。
The difference between these channel information acquisition methods may be various variations as a method of realizing the channel
また、以上の説明においては、簡単のため周波数成分を表すｋ（例えば第ｋサブキャリア等）を省略したり、更には個別の周波数成分に関する説明も省略されているところがある。本発明の想定するシステムは広帯域のシステムであり、チャネル情報や送受信ウエイト、さらには送信信号や受信信号などにおける全ての信号処理は全て周波数軸上で周波数成分毎に個別に規定され処理されるべきものである。各信号処理回路の内部では、例えば送信側におけるＩＦＦＴ処理の前段までの信号処理（一例としてＯＦＤＭ変調方式を想定すれば、ビット列のインタリーブ処理、信号点のマッピング、信号の変調処理、送信ウエイトベクトルの乗算などを含む）は全て周波数成分毎に行われるものであり、同様に受信側におけるＦＦＴ処理後の信号処理（同じくＯＦＤＭ変調方式を想定すれば、受信ウエイトの乗算、信号検出処理、信号のデマッピング、デインタリーブ処理など）も全て周波数成分毎に行われるものである。 In the above description, for the sake of simplicity, k (for example, the k-th subcarrier) indicating a frequency component is omitted, and further, description regarding individual frequency components is also omitted. The system assumed by the present invention is a wide-band system, and all signal processing in channel information, transmission / reception weights, transmission signals, reception signals, etc. should be individually defined and processed for each frequency component on the frequency axis. Is. In each signal processing circuit, for example, signal processing up to the previous stage of IFFT processing on the transmission side (for example, assuming an OFDM modulation method, bit string interleaving processing, signal point mapping, signal modulation processing, transmission weight vector The signal processing after the FFT processing on the receiving side (also assuming the OFDM modulation method is assumed), reception weight multiplication, signal detection processing, and signal de- duction are all performed for each frequency component. Mapping, deinterleave processing, etc.) are all performed for each frequency component.
このため、ダウンリンクにおけるチャネル情報の取得も周波数成分毎に実施され、同様に未来のチャネル情報の予測に関しても周波数成分毎に行うことになる。しかし、本発明のポイントはダウンリンクの送信ウエイトベクトルの決定方法であり、これは全ての周波数成分で同様に実施されるべきものである。したがって、説明を簡略化する上で、多くの説明において周波数成分を明示的に表す添え字を省略して説明していた。しかし、これらの全ての説明は、実際には周波数成分毎に個別に行われるものであり、その際には周波数成分を表す添え字を付加して理解すれば説明を厳密に解釈可能である。 For this reason, acquisition of channel information in the downlink is also performed for each frequency component, and similarly, prediction of future channel information is also performed for each frequency component. However, the point of the present invention is a method for determining a downlink transmission weight vector, which should be implemented in the same manner for all frequency components. Therefore, in order to simplify the explanation, in many explanations, the subscripts that explicitly represent the frequency components are omitted. However, all of these explanations are actually performed individually for each frequency component, and in this case, the explanation can be interpreted strictly by adding a subscript representing the frequency component.
ただし、ダウンリンクのチャネル情報の取得は全周波数成分で個別に行うのが基本であるが、未来のチャネル情報の予測の精度は単純なチャネル情報の取得よりもはるかに低いものとなる。この場合、全ての周波数成分で必ずしも同様の処理を実施する必要はなく、周波数成分をある程度間引いてチャネル予測を行い、冗長ベクトルｕは近傍の周波数成分の冗長ベクトルを使いまわしてもそれほど特性が劣化することはない。例えば、未来のチャネル予測を３つの周波数成分に１回行う場合、予測を実施した周波数成分の前後の周波数成分に関しては、予測された冗長ベクトルを活用するという構成であっても構わない。周波数方向の相関がさらに強ければ、より間引いてチャネル予測を行うこととしても構わない。また同様に、間引かれた周波数成分に関してはその前後の処理が実施された周波数成分の冗長ベクトルから内挿補完（ないしは外挿補完でも可）を行うことも当然可能である。 However, although acquisition of downlink channel information is basically performed individually for all frequency components, the accuracy of prediction of future channel information is much lower than acquisition of simple channel information. In this case, it is not always necessary to perform the same processing for all frequency components, and channel prediction is performed by thinning out the frequency components to some extent, and even if the redundant vector u uses redundant vectors of neighboring frequency components, the characteristics deteriorate so much. Never do. For example, when the future channel prediction is performed once for three frequency components, the predicted redundant vector may be used for the frequency components before and after the predicted frequency component. If the correlation in the frequency direction is stronger, channel prediction may be performed with more thinning. Similarly, with respect to the thinned frequency component, it is naturally possible to perform interpolation complementation (or extrapolation complementation is possible) from the redundant vector of the frequency component subjected to the processing before and after that.
また回路構成上は、それぞれの周波数成分毎に個別の回路を備えても良いし、同一の処理を実施することから周波数成分毎にシリアルに順番に処理を行い、回路を周波数成分に対して共用化することも可能である。さらには、この中間的に、複数の回路を用意して、周波数成分を適宜分割し、複数の回路でパラレルな処理をシリアルに実施する処理としても構わない。これらは全ての実施形態に共通する話である。 In terms of circuit configuration, each frequency component may be provided with an individual circuit, and since the same processing is performed, processing is sequentially performed serially for each frequency component, and the circuit is shared by the frequency components. It is also possible to Furthermore, in the middle, a plurality of circuits may be prepared, frequency components may be appropriately divided, and parallel processing may be serially performed by the plurality of circuits. These are common to all embodiments.
また、式（１４）及び式（１５）を用いた処理においては、単位時間当たりの時変動量を評価可能とするためにチャネル情報の取得時刻の差（経過時間）でチャネル時変動量を除算していたが、チャネルのフィードバックが概ね定期的に取得可能な場合には、経過時間での除算を省略することも可能である。この場合には、図４のチャネル情報記憶回路１２においてチャネル情報の取得時刻情報を記録する必要はなく（実質的にはチャネル情報記憶回路８３２と等価）、更には上述の式（１４）の変更に合わせて、差分ベクトル算出回路１３の処理が変更となる。また、式（１５）では行列に対して特異値分解を実施していたが、ΔＨの特異値分解と、ΔＨHΔＨの固有値分解の右固有ベクトルは数学的に同一のものであり、固有値分解を用いて同様の処理を行うことも可能である。
Further, in the processing using Expression (14) and Expression (15), the channel time fluctuation amount is divided by the difference (elapsed time) in the acquisition time of the channel information so that the time fluctuation amount per unit time can be evaluated. However, when the channel feedback can be obtained almost regularly, division by elapsed time can be omitted. In this case, it is not necessary to record the acquisition time information of the channel information in the channel
また、本発明の実施形態における端末装置では、送信及び受信アンテナを１素子ずつ備える構成を中心に説明を行ったが、当然ながら複数素子を備えた構成であっても構わない。この場合、例えば基地局装置側からの送信ウエイトベクトルを形成する際には、ある端末装置宛ての信号のアンテナ素子間の信号分離は不要であり、例えばブロック対角化法などの送信ウエイト生成法を用い異なる端末装置間の信号分離ができていれば、同一端末装置内の信号分離は端末装置側の信号処理で対処することが可能である。 Further, in the terminal device according to the embodiment of the present invention, the description has been made mainly on the configuration including one element for each of the transmission and reception antennas. However, the configuration may include a plurality of elements as a matter of course. In this case, for example, when forming a transmission weight vector from the base station device side, signal separation between antenna elements of a signal addressed to a certain terminal device is not necessary, and a transmission weight generation method such as a block diagonalization method is used. If the signal separation between different terminal devices can be performed using, signal separation within the same terminal device can be dealt with by signal processing on the terminal device side.
また、ＯＦＤＭ変調方式では全てのサブキャリアが同一の端末装置との通信に利用されているので、その際の送受信ウエイト（平均化送受信ウエイトベクトル及びリアルタイム送受信ウエイト行列）は全サブキャリアで共通の組み合わせの端末装置に対する送受信ウエイトを用いることになる。 Also, since all subcarriers are used for communication with the same terminal apparatus in the OFDM modulation scheme, the transmission / reception weights (average transmission / reception weight vector and real-time transmission / reception weight matrix) at that time are common combinations for all subcarriers. The transmission / reception weight for the terminal device is used.
しかし、ＯＦＤＭＡ（直交周波数分割多元接続）では、時間軸及び周波数軸上にパッチワーク状に異なる組み合わせの端末装置への割り当てを寄せ集めているため、時間（ＯＦＤＭシンボル）及び周波数（サブキャリア）ごとに、割り当てられている端末装置に対する送受信ウエイトを用いる必要がある。しかし、その差を除けばＯＦＤＭとＯＦＤＭＡとは全く同様に処理することが可能であり、本明細書ではＯＦＤＭを中心に説明を行ったが、ＯＦＤＭＡにおいても全く同様に本発明を適用することができる。 However, in OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access), since allocations to different combinations of terminal devices in the form of patchwork on the time axis and frequency axis are gathered together, each time (OFDM symbol) and frequency (subcarrier) In addition, it is necessary to use transmission / reception weights for assigned terminal devices. However, except for the difference, OFDM and OFDMA can be processed in exactly the same way. In this specification, the description has been focused on OFDM. However, the present invention can be applied to OFDMA as well. it can.
また、ＳＣ−ＦＤＥに関しても様々な運用上のバリエーションが存在するが、送信側で平均化送信ウエイトベクトルを乗算し、各アンテナ素子から送信された信号が空間上で合成された後の受信信号処理、及び受信側で平均化受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子の信号が加算合成された後の受信信号処理のいずれにおいても、上述の各構成例では従来のＳＣ−ＦＤＥで行われる処理をそのまま適用する構成としているために、全てのバリエーションのＳＣ−ＦＤＥに適用可能である。この場合には、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理の代わりにシングルキャリアでの信号処理を行った後、ダウンリンクであればシングルキャリアの時間軸上の信号に対してＦＦＴ処理を施すことで各周波数成分毎の信号成分を生成し、これらの信号成分をＯＦＤＭ変調方式で生成される各サブキャリアの信号と見なして本発明により生成された送信ウエイトベクトルを乗算すれば良い。同様にアップリンクであれば、受信信号をＦＦＴ処理した信号をＯＦＤＭ変調方式の場合と同様に扱い、本発明により生成された送信ウエイトベクトルを乗算することで信号分離するが、その信号分離された周波数成分の信号に対してＩＦＦＴ処理を施すことで時間軸上のシングルキャリアの信号に変換すれば良い。この様に一部の信号処理にＯＦＤＭ変調方式とＳＣ−ＦＤＥでは差異があるが、送受信ウエイトベクトルの生成と乗算処理などは共通であり、これらどちらの信号方式であっても本発明は適用可能である。 In addition, there are various operational variations regarding SC-FDE, however, reception signal processing after the transmission side multiplies the average transmission weight vector and combines the signals transmitted from the antenna elements in space. In each of the above configuration examples, the processing performed in the conventional SC-FDE is left as it is in any of the received signal processing after the reception side multiplies the average reception weight and the signals of the respective antenna elements are added and synthesized. Since it is configured to be applied, it can be applied to all variations of SC-FDE. In this case, after performing signal processing on a single carrier instead of signal processing of the OFDM modulation scheme, each frequency component is obtained by performing FFT processing on the signal on the time axis of the single carrier if downlink. Each signal component may be generated, and these signal components may be regarded as signals of subcarriers generated by the OFDM modulation scheme and multiplied by the transmission weight vector generated by the present invention. Similarly, in the case of an uplink, a signal obtained by performing FFT processing on a received signal is handled in the same manner as in the OFDM modulation method, and signal separation is performed by multiplying a transmission weight vector generated by the present invention. The frequency component signal may be converted to a single carrier signal on the time axis by performing IFFT processing. As described above, although there are differences between the OFDM modulation scheme and SC-FDE for some signal processing, transmission / reception weight vector generation and multiplication processing are common, and the present invention can be applied to either of these signal schemes. It is.
また更に、本明細書においては説明の都合上、「行ベクトル」と「列ベクトル」をあまり区別することなく扱っている。例えば、式（３）におけるチャネルベクトルｈｉは行ベクトルであり、送信ウエイトベクトルｗｊは列ベクトルであり、ベクトルの並びの方向を統一する厳密な数学上の表記であれは「転置」などの記号などを使って表記すべきである。しかし、本発明の実施において必要な情報はベクトルの各成分の値であり、そのベクトルが行ベクトルか列ベクトルであるかはあまり意味をもたないため、理解の容易さを優先して「行ベクトル」と「列ベクトル」を区別しない説明としている。 Furthermore, in the present specification, for convenience of explanation, “row vector” and “column vector” are dealt with without much distinction. For example, the channel vector h i in equation (3) is a row vector, the transmission weight vector w j is a column vector, and a strict mathematical notation that unifies the direction of vector alignment is “transposition” or the like. Should be written using symbols. However, the information required in the practice of the present invention is the value of each component of the vector, and it does not make much sense whether the vector is a row vector or a column vector. The description does not distinguish between “vector” and “column vector”.
以上説明したように、端末装置自体の移動や周囲変動により電波環境が大きく変動する無線通信システムに対しマルチユーザＭＩＭＯ伝送を適用する場合、時間変動するチャネル情報に基づき送信ウエイトベクトルを生成するため、チャネルベクトルの推定精度が劣化し、ユーザ間干渉が発生する。これに対し、従来技術では、高い頻度でチャネルのフィードバックを行うことによりチャネルベクトルの推定精度改善を図っていたが、フィードバックの高頻度化に伴い、ＭＡＣレイヤの効率が低下し、周波数利用効率が低下するという問題を有していた。 As described above, when multi-user MIMO transmission is applied to a wireless communication system in which the radio wave environment varies greatly due to movement of the terminal device itself and surrounding fluctuations, in order to generate a transmission weight vector based on time-varying channel information, The estimation accuracy of the channel vector deteriorates, and interference between users occurs. On the other hand, in the prior art, channel vector estimation accuracy is improved by performing channel feedback at a high frequency. However, as the frequency of feedback increases, the efficiency of the MAC layer decreases and the frequency utilization efficiency increases. It had the problem of being lowered.
この問題に対して、チャネル予測アルゴリズムにより求めた予測チャネル情報と直近に取得したチャネル情報に基づいて生成した拡張チャネル行列を用い送信ウエイトベクトルを生成し、その送信ウエイトベクトルにより時変動を考慮したヌルを新たに形成することが考えられるが、未来のチャネル情報予測を１点でのみ行うだけでは、適切にヌルを形成出来ない場合がある。 In response to this problem, a transmission weight vector is generated using the extended channel matrix generated based on the prediction channel information obtained by the channel prediction algorithm and the most recently acquired channel information, and the transmission weight vector takes into account the time variation. However, there is a case where a null cannot be formed appropriately by only performing future channel information prediction at one point.
本実施形態では、過去の時変動情報に基づき変動（存在）確率の高い空間を張る基底ベクトルをその重要度情報と共に抽出し、その情報に基づき送信ウエイトベクトルを生成するようにした。この結果、チャネルベクトルが尤もらしく存在する空間を予測することが可能となり、効果的に時変動に対応したヌルを形成するマルチユーザＭＩＭＯ伝送を行うことが可能となる。 In the present embodiment, a base vector that spans a space with a high fluctuation (presence) probability is extracted along with importance information based on past time fluctuation information, and a transmission weight vector is generated based on the information. As a result, it is possible to predict a space where a channel vector is likely to exist, and it is possible to perform multi-user MIMO transmission that effectively forms a null corresponding to time variation.
前述した実施形態における基地局装置をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されるものであってもよい。 You may make it implement | achieve the base station apparatus in embodiment mentioned above with a computer. In that case, a program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on this recording medium may be read into a computer system and executed. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices. The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Furthermore, the “computer-readable recording medium” dynamically holds a program for a short time like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In this case, a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client in that case may be included and a program held for a certain period of time. Further, the program may be a program for realizing a part of the above-described functions, and may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in a computer system. It may be realized using hardware such as PLD (Programmable Logic Device) or FPGA (Field Programmable Gate Array).
以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。 As mentioned above, although embodiment of this invention has been described with reference to drawings, the said embodiment is only the illustration of this invention, and it is clear that this invention is not limited to the said embodiment. is there. Therefore, additions, omissions, substitutions, and other modifications of the components may be made without departing from the technical idea and scope of the present invention.
複数ユーザと空間多重伝送を行う無線通信システムにおいて、チャネル時変動により生じるユーザ間干渉を効率的に抑えることが不可欠な用途に適用できる。 In a wireless communication system that performs spatial multiplexing transmission with a plurality of users, it can be applied to applications in which it is indispensable to efficiently suppress inter-user interference caused by channel time variation.
１、１１、８３０・・・送信ウエイト処理部、２、１２・・・チャネル情報記憶回路、３、１５・・・チャネル時変動予測回路、４・・・冗長ベクトル記憶回路、５・・・ＭＵ−ＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路、１３・・・差分ベクトル算出回路、１４・・・特異値分解回路、８０１、８０・・・基地局装置、８１・・・送信部、８２０・・・通信制御回路、８３１・・・チャネル情報取得回路、８０２−１〜３・・・端末装置
DESCRIPTION OF
Claims (7)
前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得手段と、
前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないしは該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき、特異値分解または固有値分解を用いて該チャネルベクトルの変動確率の高い部分空間を張るベクトル群を抽出し、該ベクトル群に基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成手段と
を備えたことを特徴とする基地局装置。 A base station apparatus in a wireless communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency,
Channel information acquisition means for acquiring channel information in the downlink between the base station device and the terminal device;
Based on the past channel information acquired by the channel information acquisition means or a channel vector whose component is future channel information predicted based on the channel information, fluctuations in the channel vector using singular value decomposition or eigenvalue decomposition A base station apparatus comprising: a transmission weight vector generation unit that extracts a vector group extending a partial space with high probability and generates a transmission weight vector based on the vector group.
前記チャネル情報取得手段で取得された前記端末装置のアンテナ素子との間の複数回にわたるチャネルベクトルを基に、取得毎の該チャネルベクトルの差分ベクトルないしは取得時間差で規格化した該差分ベクトルに関する情報を抽出する抽出手段と、
複数回の該差分ベクトルを行ベクトルとして構成する差分行列を生成し、該差分行列を基に特異値分解ないしは固有値分解することで、特異値または固有値の絶対値の大きい方から所定の数の右特異ベクトルまたは固有ベクトルを、時変動するチャネルベクトルの存在しやすい部分空間を構成する時変動部分空間ベクトルとして選択する第１の選択手段とを備え、
取得された最新のチャネルベクトルに直交すると共に当該端末装置の時変動部分空間ベクトルにも直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の基地局装置。 The transmission weight vector generation means includes:
Information on the difference vector normalized by the difference vector of the channel vector for each acquisition or the acquisition time difference based on the channel vector obtained multiple times with the antenna element of the terminal device acquired by the channel information acquisition means. Extracting means for extracting;
Generate a difference matrix that configures the difference vector as a row vector a plurality of times, and perform singular value decomposition or eigenvalue decomposition based on the difference matrix to obtain a predetermined number of right values from the larger absolute value of the singular value or eigenvalue First selection means for selecting a singular vector or eigenvector as a time-varying subspace vector constituting a subspace in which a time-varying channel vector is likely to exist,
A transmission weight vector addressed to a terminal device that performs spatial multiplexing transmission at the same time as the terminal device is generated so as to be orthogonal to the latest acquired channel vector and to the time-varying subspace vector of the terminal device. The base station apparatus according to claim 1.
前記チャネル情報取得手段で取得された前記端末装置のアンテナ素子との間の複数回にわたるチャネルベクトルを基に、
複数回の該チャネルベクトルを行ベクトルとして構成する過去チャネル行列を生成し、該過去チャネル行列を基に特異値分解ないしは固有値分解することで、特異値または固有値の絶対値の大きい方から所定の数の右特異ベクトルまたは固有ベクトルを、時変動するチャネルベクトルの存在しやすい部分空間を構成する時変動部分空間ベクトルとして選択する第２の選択手段とを備え、
該選択された当該端末装置の右特異ベクトルまたは固有ベクトルに直交するように、当該端末装置と同時に空間多重伝送を行う端末装置宛ての送信ウエイトベクトルを生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の基地局装置。 The transmission weight vector generation means includes:
Based on the channel vector over a plurality of times between the antenna element of the terminal device acquired by the channel information acquisition means,
Generate a past channel matrix that configures the channel vector as a row vector a plurality of times, and perform singular value decomposition or eigenvalue decomposition based on the past channel matrix, so that a predetermined number from the larger absolute value of the singular value or eigenvalue And a second selection means for selecting the right singular vector or eigenvector of as a time-varying subspace vector that constitutes a subspace in which a time-varying channel vector is likely to exist,
The transmission weight vector addressed to the terminal device performing spatial multiplexing transmission simultaneously with the terminal device is generated so as to be orthogonal to the right singular vector or eigenvector of the selected terminal device. Base station device.
前記基地局装置が、前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得ステップと、
前記基地局装置が、前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないしは該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき、特異値分解または固有値分解を用いて該チャネルベクトルの変動確率の高い部分空間を張るベクトル群を抽出し、該ベクトル群に基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成ステップと
を有することを特徴とする無線通信方法。 A radio communication method performed by a base station apparatus in a radio communication system in which a base station apparatus and a terminal apparatus perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency,
A channel information acquisition step in which the base station device acquires channel information in a downlink between the base station device and the terminal device;
The base station apparatus uses singular value decomposition or eigenvalue decomposition based on the past channel information acquired by the channel information acquisition means or a channel vector whose component is future channel information predicted based on the channel information. And a transmission weight vector generation step of extracting a vector group extending a partial space with a high probability of variation of the channel vector and generating a transmission weight vector based on the vector group.
前記基地局装置は、
前記基地局装置と前記端末装置との間のダウンリンクにおけるチャネル情報を取得するチャネル情報取得手段と、
前記チャネル情報取得手段で取得した過去の前記チャネル情報ないしは該チャネル情報を基に予測された未来のチャネル情報を成分とするチャネルベクトルに基づき、特異値分解または固有値分解を用いて該チャネルベクトルの変動確率の高い部分空間を張るベクトル群を抽出し、該ベクトル群に基づき送信ウエイトベクトルを生成する送信ウエイトベクトル生成手段と
を備えることを特徴とする無線通信システム。 A wireless communication system in which a base station device and a terminal device perform spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency,
The base station device
Channel information acquisition means for acquiring channel information in the downlink between the base station device and the terminal device;
Based on the past channel information acquired by the channel information acquisition means or a channel vector whose component is future channel information predicted based on the channel information, fluctuations in the channel vector using singular value decomposition or eigenvalue decomposition A wireless communication system, comprising: a transmission weight vector generating unit that extracts a vector group extending a partial space with high probability and generates a transmission weight vector based on the vector group.
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