JP2016005370A - Power conversion device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to a power conversion apparatus.
従来、鉄道用ドライブシステムでは、車両が低速で走行している際、非同期ＰＷＭ制御がなされ、車両が高速に走行している際には、同期ＰＷＭ制御がなされることが多い。 Conventionally, in a railway drive system, asynchronous PWM control is often performed when the vehicle is traveling at low speed, and synchronous PWM control is often performed when the vehicle is traveling at high speed.
その際に、ＰＷＭ電力変換装置の電磁騒音を低減するための技術が提案されている。例えば、同期ＰＷＭ制御の際に、出力周波数一つに際し、パルス数が異なる複数個の同期ＰＷＭモードを備え、ランダムに選択する技術が提案されている。 At that time, a technique for reducing the electromagnetic noise of the PWM power converter has been proposed. For example, a technique has been proposed in which synchronous PWM control includes a plurality of synchronous PWM modes having different numbers of pulses for each output frequency and is selected at random.
しかしながら、従来技術のように、搬送周波数をランダムに選択するだけでは、発生する電磁騒音を抑止するのが難しい。 However, it is difficult to suppress the generated electromagnetic noise only by randomly selecting the carrier frequency as in the prior art.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、適切に電磁騒音を低減させるための電力変換装置を提供することを目的とする。 This invention is made | formed in view of the above, Comprising: It aims at providing the power converter device for reducing electromagnetic noise appropriately.
実施形態の電力変換装置は、変調波生成部と、複数の周波数生成部と、周波数切替部と、搬送波発生部と、ＰＷＭ信号発生部と、を備える。変調波生成部は、負荷に出力する出力電圧に対応した変調波を生成する。複数の周波数生成部は、出力電圧の周波数に予め定められた整数で乗算して搬送波周波数を生成すると共に、当該予め定められた整数を互いに異ならせている。周波数切替部は、複数の周波数生成部により生成された複数の搬送波周波数を、出力電圧の変調波に基づいて周期が決定された継続周期に従って切り替える。搬送波発生部は、周波数切替部により切り替えられた搬送波周波数に従って搬送波を発生させる。ＰＷＭ信号発生部は、変調波と搬送波とに基づいて発生させたＰＷＭ信号を、ＰＷＭ信号に従って直流電力を交流電力に変換する電力変換器に出力する。 The power conversion device according to the embodiment includes a modulated wave generation unit, a plurality of frequency generation units, a frequency switching unit, a carrier wave generation unit, and a PWM signal generation unit. The modulated wave generator generates a modulated wave corresponding to the output voltage output to the load. The plurality of frequency generators generate the carrier frequency by multiplying the frequency of the output voltage by a predetermined integer, and the predetermined integers are different from each other. The frequency switching unit switches the plurality of carrier frequencies generated by the plurality of frequency generation units in accordance with the continuous cycle whose cycle is determined based on the modulated wave of the output voltage. The carrier generation unit generates a carrier according to the carrier frequency switched by the frequency switching unit. The PWM signal generator outputs the PWM signal generated based on the modulated wave and the carrier wave to a power converter that converts DC power into AC power according to the PWM signal.
鉄道用ドライブシステムでは、通常、車両が走行を開始した際に、非同期ＰＷＭ制御が用いられ、車両の速度が向上してきた際に、同期ＰＷＭ制御に切り替えられる。以下に示す実施形態では、車両走行時に行われる同期ＰＷＭ制御で、電磁騒音を低減させるための制御について説明する。 In a railway drive system, asynchronous PWM control is normally used when a vehicle starts traveling, and is switched to synchronous PWM control when the speed of the vehicle has improved. In the embodiment described below, control for reducing electromagnetic noise in synchronous PWM control performed during vehicle travel will be described.
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態のＰＷＭ電力変換装置１００の構成を示したブロック図である。図１に示されるように、ＰＷＭ電力変換装置１００は、直流電源１０１と、インバータ１０２と、交流モータ（負荷）１０３と、搬送波周波数演算部１１０と、搬送波発生部１２１と、出力電圧指令生成部１２２と、ＰＷＭ信号発生部１２３と、を備えている。
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a PWM
インバータ１０２は、直流電源１０１からの入力直流電圧を、入力されるＰＷＭ信号に従って、内蔵されているスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることで周波数及び電圧を可変制御した後、出力交流電圧として交流モータ１０３に出力する。
The
出力電圧指令生成部１２２は、交流モータ１０３に電圧を出力するための出力電圧指令信号を生成し、出力電圧指令信号を出力する。出力電圧指令信号には、少なくとも交流モータ１０３に出力する出力電圧と、出力電圧に対応する変調波（基本波）と、当該基本波の基本周波数と、を示す情報が含まれている。
The output
搬送波周波数演算部１１０は、乱数発生部１１１と、継続周期決定部１１２と、継続判定部１１３と、周波数選択部１１４と、第１の周波数生成部１１８と、第２の周波数生成部１１９と、を備え、搬送波周波数を算出し、算出された搬送波周波数を示した信号（以下、搬送波周波数信号と称す）を、搬送波発生部１２１に出力する。
The carrier
乱数発生部１１１は、乱数を発生する。乱数の生成手法としては、どのような手法を用いてもよく、疑似乱数を演算して乱数として出力しても良いし、乱数テーブルを参照して決定された乱数を出力しても良い。
The
継続周期決定部１１２は、入力された乱数と、出力電圧指令に含まれる基本周波数の基本波の１／６周期と、に基づいて継続周期を決定し、継続周期を示した情報（継続周期情報）を出力する。本実施形態の継続周期決定部１１２は、下記の式（１）に基づいて、継続周期を算出する。なお、１／６周期単位となる理由については後述する。継続周期とは、同一の搬送波周波数を継続させている期間（周期）とする。
継続周期＝出力電圧の基本波１／６周期×乱数……（１）
The continuation period determination unit 112 determines the continuation period based on the input random number and the 1/6 period of the fundamental wave of the fundamental frequency included in the output voltage command, and information indicating the continuation period (continuation period information) ) Is output. The continuation period determination unit 112 of the present embodiment calculates the continuation period based on the following formula (1). The reason why the unit is 1/6 cycle will be described later. The continuous period is a period (period) in which the same carrier frequency is continued.
Continuation period = 1/6 fundamental wave of output voltage x random number (1)
継続判定部１１３は、入力された継続周期情報に基づいて、現在の搬送波の周波数を継続して出力するか否か判定し、判定結果に基づいた周波数選択フラグを出力する。本実施形態の周波数選択フラグとは、第１の周波数生成部１１８、及び第２の周波数生成部１１９が出力する搬送波周波数ｆ１、ｆ２のうちいずれを選択するかを示したフラグとする。
The
図２は、継続判定部１１３の構成を示したブロック図である。図２に示されるように、継続判定部１１３は、カウンタ２０１と、比較器２０２と、反転処理器２０３と、を備えている。
FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the
カウンタ２０１は、時間経過に従って増加するカウント値を示すデータ（以下、カウント値データと称す）を、比較器２０２に出力する。また、カウンタ２０１は、入力される反転信号が“ＯＮ”になる毎に、カウント値を初期化する。
The counter 201 outputs data indicating a count value that increases with time (hereinafter referred to as count value data) to the
比較器２０２は、継続期間データで示された継続期間に、カウントデータで示されたカウント値が一致するか否か判定し、判定結果を示した反転信号を出力する。比較結果信号として、本実施形態では、一致した場合に周波数を切り替えるための反転信号“ＯＮ”を出力し、一致しなかった場合に周波数を維持するための反転信号“ＯＦＦ”を出力するが、他の態様でも良い。反転信号は、反転処理器２０３と、カウンタ２０１と、に入力される。
The
反転処理器２０３は、比較結果信号に基づいて、（比較器２０２による、継続周期に従った比較結果である）周波数選択フラグを出力する。周波数選択フラグとして、第１の周波数生成部１１８が出力する搬送波周波数ｆ１を選択するためのフラグ“Ｆ１”と、第２の周波数生成部１１９が出力する搬送波周波数ｆ２を選択するためのフラグ“Ｆ２”と、のうちいずれか一方が出力される。例えば、反転処理器２０３は、反転信号“ＯＦＦ”が入力されている場合に、入力される周波数選択フラグ２１１をそのまま出力し、反転信号“ＯＮ”が入力されている場合に、入力される周波数選択フラグ２１１を他のフラグに切り替えて出力する（例えば“Ｆ１”が入力されている場合に“Ｆ２”に切り替えて出力し、“Ｆ２”が入力されている場合に“Ｆ１”に切り替えて出力する）。
The
第１の周波数生成部１１８、及び第２の周波数生成部１１９は、出力電圧指令の周波数に基づいて互いに異なった搬送波周波数を出力する。
The first
第１の周波数生成部１１８は、搬送波周波数ｆ１を出力すると共に、第２の周波数生成部１１９は、搬送波周波数ｆ２を出力する。本実施形態では、三相交流における同期ＰＷＭ制御を用いるため、正負対称性及び相間の対称性から、搬送波周波数ｆ１，ｆ２として、３の倍数かつ奇数に設定する。なお、本実施形態では、第１の周波数生成部１１８が、下の式（２）から搬送波周波数ｆ１を算出し、第２の周波数生成部１１９が、下の式（３）から搬送波周波数ｆ２を算出する。なお、変数ｎ及び変数ｍは、整数である上で、ｍ≠ｎが満たされていればよい。
The first
搬送波周波数ｆ１＝３（２ｎ−１）×出力電圧の基本周波数……（２）
搬送波周波数ｆ２＝３（２ｍ−１）×出力電圧の基本周波数……（３）
Carrier frequency f1 = 3 (2n−1) × basic frequency of output voltage (2)
Carrier frequency f2 = 3 (2m−1) × Basic frequency of output voltage (3)
つまり、本実施形態の第１の周波数生成部１１８、及び第２の周波数生成部１１９では、出力電圧の周波数を予め定められた３の倍数となる整数で乗算して、３の倍数且つ奇数となる搬送波周波数を生成すると共に、当該整数を互いに異ならせる。
That is, in the first
周波数選択部１１４は、周波数選択フラグに基づいて、入力される搬送波周波数ｆ１、ｆ２のうちいずれか一方を選択して、搬送波周波数信号として出力する。つまり、周波数選択部１１４は、複数の搬送波周波数ｆ１、ｆ２を、周波数選択フラグ（換言すれば、継続周期に基づいた判定結果）に従って切り替えるものとする。
The
図３は、本実施形態の搬送波周波数演算部１１０が出力する搬送波周波数信号の例を示した図である。図３に示されるように、継続周期を満たすたびに、搬送波周波数ｆ１、ｆ２との間で、出力する周波数の切替が行われる。なお、搬送波周波数ｆ１、ｆ２の切替に用いられる継続周期は、上述したように乱数と（出力電圧指令に含まれる）出力電圧の基本波１／６周期とに基づいて設定される。つまり、搬送波周波数ｆ１、ｆ２が切り替わるタイミングは、出力電圧に対応する基本周波数の基本波１／６周期単位で設定されたランダムな時間長の後となる。
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a carrier frequency signal output from the carrier
図１に戻り、搬送波発生部１２１は、搬送波周波数演算部１１０から入力された搬送波周波数信号及び出力電圧指令生成部１２２により入力された出力電圧指令に従って生成した搬送波を、ＰＷＭ信号発生部１２３に出力する。本実施形態の搬送波発生部１２１は、出力する搬送波に対して、出力電圧指令に含まれている出力電圧の基本周波数の位相から±９０度ずれるような位相を設定する。
Returning to FIG. 1, the
次に、本実施形態の継続周期および搬送波の位相について説明する。図４は、一般的な同期ＰＷＭ制御に用いる出力電力指令の基本波４０１と、搬送波４０２と、の関係を示した図である。図４に示されるように、基本波４０１と逆位相になるように搬送波４０２の位相を決定することで、高調波損失が少なくしている。次に一般的な同期ＰＷＭ制御で、仮に搬送波の切り替えを行った場合について説明する。図５は、複数の搬送波を示した図である。図５は、９パルスの搬送波５０１と、１５パルスの搬送波５０２と、を例示した図である（なお、パルス数＝搬送波周波数／インバータの周波数）。同期ＰＷＭ制御において、図５に示される複数の搬送波間で、つながりがよく搬送波周波数を変更するためには時刻５１１〜５１７、換言すれば図４に示す基本波４０１の６０度単位となる。図５に示される例では、搬送波が振幅‘０’で交差する位置で切り替えることになるが、振幅‘０’で交差する位置近傍ではスイッチングがあり、且つ一般的な割り込みは搬送波の山と谷であるため、搬送波の周波数を切り替えるタイミングとしては好ましくない。
Next, the continuation period and the phase of the carrier wave of this embodiment will be described. FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the
そこで、本実施形態では、搬送波の位相を、出力電力指令の基本波から９０度ずらすように設定する。図６は、搬送波の位相を９０度ずらした場合の複数の搬送波を示した図である。図６は、９パルスの搬送波６０１と、１５パルスの搬送波６０２と、を示した例とする。図６に示される例では、複数の搬送波間で、つながりがよく搬送波周波数を変更するためには時刻６１１〜６１７となり、周波数の変更のタイミングが、搬送波のピーク（換言すれば山又は谷）となる。これにより、搬送波の周波数の変更が容易となる。このような理由に基づいて、本実施形態のＰＷＭ電力変換装置１００では、搬送波の位相を、出力電圧の基本波から９０度ずらし、継続周期を基本波の１／６周期倍（６０度の整数倍）に設定することとした。なお、本実施形態は、継続周期を基本波の１／６周期倍（６０度の整数倍）で設定する例について説明するが、継続周期を基本波の１／６周期倍（６０度の整数倍）に制限するものではなく、継続周期が基本波に基づいて決定されれば良い。
Therefore, in the present embodiment, the phase of the carrier wave is set so as to be shifted by 90 degrees from the fundamental wave of the output power command. FIG. 6 is a diagram showing a plurality of carriers when the phases of the carriers are shifted by 90 degrees. FIG. 6 is an example showing a 9-
これにより、周波数選択部１１４は、出力電圧の基本波（変調波）の位相が６０度の整数倍の位相で、複数の搬送波周波数ｆ１、ｆ２を切り替える。
As a result, the
本実施形態では、搬送波の位相を出力電圧の変調波（基本波）から９０度ずらす際、正側または負側のどちらでも良い。図７は、搬送波の位相を負側に９０度ずらした場合における、本実施形態の搬送波発生部１２１が出力する搬送波と、出力電圧指令生成部１２２が出力する基本周波数の基本波と、の対応関係を示した図である。図７に示す例では、基本波７０１に対して、搬送波７０２の位相が負側に９０度ずれていることを確認できる。
In this embodiment, when shifting the phase of the carrier wave by 90 degrees from the modulated wave (fundamental wave) of the output voltage, either the positive side or the negative side may be used. FIG. 7 shows the correspondence between the carrier wave output from the
図８は、搬送波の位相を正側に９０度ずらした場合における、本実施形態の搬送波発生部１２１が出力する搬送波と、出力電圧指令生成部１２２が出力する基本周波数の基本波と、の対応関係を示した図である。図８に示す例では、基本波８０１に対して、搬送波８０２の位相が正側に９０度ずれていることを確認できる。
FIG. 8 shows the correspondence between the carrier wave output from the
ＰＷＭ信号発生部１２３は、搬送波発生部１２１から入力された搬送波、及び出力電圧指令生成部１２２から入力された（出力電圧指令に含まれる）基本波に基づいて生成したＰＷＭ信号を、インバータ１０２に出力する。
The
図９は、本実施形態のＰＷＭ信号発生部１２３が発生させるＰＷＭ信号を示した概念図である。図９の（Ａ）で示される搬送波９０１は、第１の周波数生成部１１８が生成する９パルスの搬送波と、第２の周波数生成部１１９が生成する１５パルスの搬送波と、を基本波１／６周期でランダムに切り替えられている。そして、ＰＷＭ信号発生部１２３による出力指令の基本波９０２と、搬送波９０１と、を比較することで、図９の（Ｂ）に示されるＰＷＭ信号９０３を生成する。図９に示される例では、パルス数が異なる搬送波が、搬送波のピーク（山又は谷）で切り替えられているため、つながりのよい切替を実現できている。
FIG. 9 is a conceptual diagram showing a PWM signal generated by the
本実施形態のＰＷＭ電力変換装置１００は、上述した構成で搬送波を発生させることで、搬送波の継続周期が毎回異ならせることができる。これにより、搬送波周波数の選択範囲の平均周波数の成分を低減できる。なお、本実施形態では、乱数発生部１１１が乱数を発生させ、当該乱数に応じて継続周期を変更することで、同一周波数の搬送波の継続期間の変化に規則性がなくなるため、継続期間の変化に伴う聴覚上の違和感を抑止できる。
The PWM
また、本実施形態では、乱数に応じて継続周期を変更する例について説明したが、他の手法を用いても良い。他の例としては、正弦波に応じて継続周期を変更しても、搬送波周波数の選択範囲の平均周波数の成分を低減できる。 Moreover, although this embodiment demonstrated the example which changes a continuation period according to a random number, you may use another method. As another example, even if the continuation period is changed according to the sine wave, the component of the average frequency in the selection range of the carrier frequency can be reduced.
図１０は、通常の同期ＰＷＭ制御における、搬送波周波数と、高調波成分と、の関係を示した図である。図１０に示される、搬送波によって発生する高調波の周波数スペクトル分布において、各搬送波周波数によって発生する高調波成分のピークは搬送波周波数の選択範囲内に表れる。通常の同期ＰＷＭ制御においては、搬送波周波数ｆ１と、搬送周波数ｆ２と、は近い数値が設定される。このため、図１０に示されるように、搬送波周波数ｆ１による高調波成分の振幅（山）１００１と、搬送波周波数ｆ２による高調波成分の振幅（山）１００２と、が生じる。さらには、搬送波周波数ｆ１と搬送波周波数ｆ２とが切り替えられる際に、搬送波周波数ｆ１と搬送波周波数ｆ２との変移前後の周波数の平均値の成分が発生する。図１０で示す例では、搬送波周波数ｆ１と搬送波周波数ｆ２との間の変移による高調波成分を、振幅（山）１００３として示している。このように、これら高調波成分の振幅（山）１００１、１００２、１００３は、それぞれ重なることとなる。 FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the carrier frequency and the harmonic component in normal synchronous PWM control. In the frequency spectrum distribution of the harmonics generated by the carrier wave shown in FIG. 10, the peak of the harmonic component generated by each carrier frequency appears within the selected range of the carrier frequency. In normal synchronous PWM control, a close numerical value is set for the carrier frequency f1 and the carrier frequency f2. For this reason, as shown in FIG. 10, the amplitude (crest) 1001 of the harmonic component due to the carrier frequency f1 and the amplitude (crest) 1002 of the harmonic component due to the carrier frequency f2 are generated. Furthermore, when the carrier frequency f1 and the carrier frequency f2 are switched, an average component of the frequency before and after the transition between the carrier frequency f1 and the carrier frequency f2 is generated. In the example shown in FIG. 10, the harmonic component due to the transition between the carrier frequency f1 and the carrier frequency f2 is shown as an amplitude (mount) 1003. In this way, the amplitudes (mountains) 1001, 1002, and 1003 of these harmonic components overlap each other.
図１１は、本実施形態のＰＷＭ電力変換装置１００の同期ＰＷＭ制御における、搬送波周波数と、高調波成分と、の関係を示した図である。本実施形態のＰＷＭ電力変換装置１００においては、分散の範囲を可能な限り広げるために、搬送波周波数ｆ２と、搬送波周波数ｆ１の２つの周波数のみを選択した上で、乱数発生部１１１が発生する乱数の範囲を調整して、搬送波周波数ｆ１及び搬送波周波数ｆ２の各々の継続周期を長くなるように設定することとした。これにより、搬送波周波数ｆ１による高調波成分の振幅（山）と、搬送波周波数ｆ２による高調波成分の振幅（山）と、搬送波周波数ｆ１と搬送波周波数ｆ２との間の変移による高調波成分の振幅（山）と、を重畳した際に、図１１に示されるような、平坦な周波数スペクトル分布を実現できる。換言すれば、所定の帯域の高調波が突出することを抑止し、電磁騒音を低減させる制御を実現できる。
FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the carrier frequency and the harmonic component in the synchronous PWM control of the PWM
このように、本実施形態のＰＷＭ電力変換装置１００においては、上述した構成で、搬送波周波数ｆ１と搬送波周波数ｆ２との継続周期を調整することで、継続周期の変化に規則性が無くなり、継続周期の変化に伴う聴覚上の違和感を抑止できる。
As described above, in the PWM
さらに、本実施形態においては、出力電圧指令の基本周波数に異なる変数をそれぞれ乗算することで導出された搬送波周波数ｆ１と搬送波周波数ｆ２との間で、発生させる搬送波周波数を切り替えることとした。これにより、本実施形態では、同期ＰＷＭ制御の場合であっても、搬送波周波数の切替による電磁騒音の低減を実現している。 Furthermore, in the present embodiment, the generated carrier frequency is switched between the carrier frequency f1 and the carrier frequency f2 derived by multiplying the fundamental frequency of the output voltage command by different variables. Thereby, in this embodiment, even in the case of synchronous PWM control, reduction of electromagnetic noise by switching the carrier frequency is realized.
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、乱数に基づいて、出力電圧の基本波１／６周期単位で、継続周期を設定する例について説明した。しかしながら、継続周期の設定手法を、第１の実施形態の手法に制限するものではない。そこで、第２の実施形態では、継続周期が経過したとみなす条件として、搬送波周波数を変移させるために設定された変移確率に基づく判断を用いた例について説明する。
(Second Embodiment)
In the first embodiment, the example in which the continuation period is set in units of 1/6 fundamental frequency of the output voltage based on random numbers has been described. However, the method for setting the continuation period is not limited to the method of the first embodiment. Therefore, in the second embodiment, an example will be described in which determination based on a transition probability set to shift the carrier frequency is used as a condition that the continuation period has elapsed.
図１２は、第２の実施形態のＰＷＭ電力変換装置１２００の構成を示したブロック図である。図１２に示されるＰＷＭ電力変換装置１２００は、第１の実施形態のＰＷＭ電力変換装置１００と比べて、搬送波周波数演算部１１０が搬送波周波数演算部１２１０に変更されている点で異なる。なお、他の構成については同一の符号を割り当てて、説明を省略する。
FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of a PWM
搬送波周波数演算部１２１０は、乱数発生部１１１と、第１の周波数生成部１１８と、第２の周波数生成部１１９と、変移確率選択部１２１１と、変移判定部１２１２と、周波数選択フラグ生成部１２１３と、周波数選択部１１４と、を備えている。
The carrier
乱数発生部１１１、第１の周波数生成部１１８、及び第２の周波数生成部１１９は、第１の実施形態と同様の処理を行う。例えば、乱数発生部１１１は、乱数を生成し、生成した乱数を変移判定部１２１２に出力する。第１の周波数生成部１１８、及び第２の周波数生成部１１９は、出力電圧指令の基本周波数に基づいて互いに異なった搬送波周波数を出力する。さらに、本実施形態においても、第１の周波数生成部１１８、及び第２の周波数生成部１１９が出力する搬送波周波数の位相は、第１の実施形態と同様の理由から、出力電圧指令の基本波から±９０度ずらすものとする。
The random
変移確率選択部１２１１は、周波数選択フラグ生成部１２１３から入力される周波数選択フラグに応じて変移確率を選択する。入力された周波数選択フラグは‘Ｆ１’又は‘Ｆ２’であって、周波数選択フラグが‘Ｆ１’の場合に、搬送波周波数ｆ１から搬送波周波数ｆ２に変移させるために設定された第１の変移確率Ｐ１２を選択し、周波数選択フラグが‘Ｆ２’の場合に、搬送波周波数ｆ２から搬送波周波数ｆ１に変移させるために設定された第２の変移確率Ｐ２１を選択する。このように、変移確率選択部１２１１は、予め設定された複数の変移確率Ｐ２１、Ｐ１２からいずれか一つを選択して、変移判定部１２１２に出力する。なお、周波数選択フラグ生成部１２１３については後述する。
The transition
変移判定部１２１２は、乱数発生部１１１から入力された乱数が、入力された第１の変移確率Ｐ１２又は第２の変移確率Ｐ２１を満たした場合に、搬送波周波数を変えるための変移指令を、周波数選択フラグ生成部１２１３に出力する。例えば、第１の変移確率Ｐ１２、及び第２の変移確率Ｐ２１が０〜１の間の数値であり、乱数が０〜１の間の数値とした場合に、乱数が、入力された第１の変移確率Ｐ１２（又は第２の変移確率Ｐ２１）以上（又は以下）の数値となった場合に、変移確率を満足したものとして、変移判定部１２１２が変移指令を出力する。なお、本実施形態の変移判定部１２１２は、第１の実施形態と同様に、基本波の６０度毎に実施する。つまり、本実施形態も、第１の実施形態と同様に、継続周期が経過したとみなす条件に、出力電圧の変調波に基づいた周期（基本波の６０度）毎が含まれている。
When the random number input from the
変移確率Ｐ１２、Ｐ２１は、実施の態様に応じて、第１の周波数生成部１１８及び第２の周波数生成部１１９が生成する複数の搬送波周波数の各々が変移するために、適切な確率が設定されている。これにより、本実施形態は、変移確率により継続周期を調整することで、第１の実施形態と比べて、高調波の周波数スペクトル分布に示されるような、高調波の振幅の調整が容易となる。
As the transition probabilities P12 and P21, appropriate probabilities are set in accordance with the mode of implementation because each of the plurality of carrier frequencies generated by the first
図１３は、本実施形態のＰＷＭ電力変換装置１２００の同期ＰＷＭ制御における、搬送波周波数と、高調波成分と、の関係を説明するための図である。図１３に示される例では、説明を容易にするために、搬送波周波数ｆ１と搬送波周波数ｆ２との間が離れている場合について説明するが、搬送波周波数ｆ１と搬送波周波数ｆ２との間は、図１３に示されるほど離れて無くても良い。
FIG. 13 is a diagram for explaining the relationship between the carrier frequency and the harmonic component in the synchronous PWM control of the PWM
本実施形態では、（１）搬送波周波数ｆ１の継続、（２）搬送波周波数ｆ２の継続、（３）搬送波周波数ｆ２から搬送波周波数ｆ１への変移、及び（４）搬送波周波数ｆ１から搬送波周波数ｆ２への変移の４つの態様がある。図１３に示される例では、第１の高調波の振幅（山）１３０１は、（１）搬送波周波数ｆ１の継続であり、第２の高調波の振幅（山）１３０２は、（２）搬送波周波数ｆ２の継続であり、第３の高調波の振幅（山）１３０３は、（３）搬送波周波数ｆ２から搬送波周波数ｆ１への変移、及び（４）搬送波周波数ｆ１から搬送波周波数ｆ２への変移である。 In this embodiment, (1) continuation of the carrier frequency f1, (2) continuation of the carrier frequency f2, (3) transition from the carrier frequency f2 to the carrier frequency f1, and (4) from the carrier frequency f1 to the carrier frequency f2. There are four aspects of transition. In the example shown in FIG. 13, the amplitude (peak) 1301 of the first harmonic is (1) a continuation of the carrier frequency f1, and the amplitude (peak) 1302 of the second harmonic is (2) the carrier frequency. The amplitude (crest) 1303 of the third harmonic is a continuation of f2, (3) a transition from the carrier frequency f2 to the carrier frequency f1, and (4) a transition from the carrier frequency f1 to the carrier frequency f2.
つまり、本実施形態では、変移確率Ｐ１２、Ｐ２１に応じて、（１）搬送波周波数ｆ１の継続した場合の第１の高調波の振幅（山）１３０１、（２）搬送波周波数ｆ２の継続した場合の第１の高調波の振幅（山）１３０２、（３）搬送波周波数ｆ２から搬送波周波数ｆ１に変移した場合及び（４）搬送波周波数ｆ１から搬送波周波数ｆ２への変移した場合の高調波の振幅（山）１３０３が変化する。そして、これらの高調波の振幅１３０１〜１３０３の合成に対応する電磁騒音が生じることになる。換言すれば、高調波の振幅１３０１〜１３０３の合成に対応する電磁騒音を調整させるためには、変移確率Ｐ１２、Ｐ２１を調整すればよい。ところで、各高調波の振幅は、以下の式（４）〜式（６）で示すことができる。なお、Ｃは、変調率は分散範囲などに応じて変化する式（４）〜式（６）に共通の定数とする。
That is, in the present embodiment, according to the transition probabilities P12 and P21, (1) the amplitude (peak) 1301 of the first harmonic when the carrier frequency f1 continues, (2) when the carrier frequency f2 continues. Amplitude (crest) 1302 of the first harmonic, (3) Amplitude (crest) of the harmonic when changing from the carrier frequency f2 to the carrier frequency f1, and (4) A transition from the carrier frequency f1 to the carrier frequency f2. 1303 changes. And the electromagnetic noise corresponding to the synthesis | combination of the amplitudes 1301-1303 of these harmonics will arise. In other words, in order to adjust the electromagnetic noise corresponding to the combination of the
搬送波周波数ｆ２成分の高調波振幅＝（ｆ１／ｆ２）・（Ｐ１２（１−Ｐ２１）／ｆ２・Ｐ２１＋ｆ１・Ｐ１２）・Ｃ……（４） Harmonic amplitude of carrier frequency f2 component = (f1 / f2) · (P12 (1−P21) / f2 · P21 + f1 · P12) · C (4)
搬送波周波数ｆ１成分の高調波振幅＝（ｆ２／ｆ１）・（Ｐ２１（１−Ｐ１２）／ｆ２・Ｐ２１＋ｆ１・Ｐ１２）・Ｃ……（５） Harmonic amplitude of carrier frequency f1 component = (f2 / f1) · (P21 (1−P12) / f2 · P21 + f1 · P12) · C (5)
（２・ｆ１・ｆ２／ｆ１＋ｆ２）成分の高調波振幅＝（ｆ１＋ｆ２）2／２・ｆ１・ｆ２）・（Ｐ１２・Ｐ２１）／（ｆ２・Ｐ２１＋ｆ１・Ｐ１２）・Ｃ……（６）
(2 · f1 · f2 / f1 + f2) component of the
これら式（４）〜式（６）に基づいて、高調波の周波数スペクトル分布を調整できる。換言すれば、同期ＰＷＭ制御した際の電磁騒音を調整可能となる。 Based on these formulas (4) to (6), the harmonic frequency spectrum distribution can be adjusted. In other words, it is possible to adjust the electromagnetic noise when the synchronous PWM control is performed.
例えば、搬送波周波数ｆ１の振幅の成分を小さくして搬送波周波数ｆ２の振幅の成分を大きくしたい場合には、搬送波周波数ｆ２の継続周期を長くすればよいため、変移確率Ｐ１２を大きくする又は変移確率Ｐ２１を小さくすれば良い。また、搬送波周波数ｆ２の振幅の成分を小さくして搬送波周波数ｆ１の成分を大きくしたい場合には、搬送波周波数ｆ１の継続周期を長くすればよいため、変移確率Ｐ１２を小さくする又は変移確率Ｐ２１を大きくすれば良い。さらに、変移によって生じる高調波の振幅の成分を大きくしたい場合には、変移の回数を大きくするために、変移確率Ｐ１２及び変移確率Ｐ２１のうちいずれか一つ以上を大きくすれば良い。これによって、任意の周波数スペクトル分布の生成が可能になる。 For example, when it is desired to reduce the amplitude component of the carrier frequency f1 and increase the amplitude component of the carrier frequency f2, the duration of the carrier frequency f2 may be increased, so that the transition probability P12 is increased or the transition probability P21. Should be reduced. Further, when it is desired to reduce the amplitude component of the carrier frequency f2 and increase the component of the carrier frequency f1, the duration of the carrier frequency f1 may be lengthened. Therefore, the transition probability P12 is decreased or the transition probability P21 is increased. Just do it. Further, when it is desired to increase the amplitude component of the harmonic generated by the shift, one or more of the shift probability P12 and the shift probability P21 may be increased in order to increase the number of shifts. This makes it possible to generate an arbitrary frequency spectrum distribution.
ところで、第１の実施形態で説明したように、通常、搬送波周波数選択範囲は広く取ることができず、図１０のように、搬送波周波数ｆ２による高調波成分の振幅（山）１００２、搬送波周波数ｆ１による高調波成分の振幅（山）１００１、及び周波数の変移による高調波成分の振幅（山）１００３は、周波数帯域が重なる。そして、本実施形態では、上述したように変移確率Ｐ１２、Ｐ２１を調整することで、これらの高調波成分の振幅を重畳した成分を調整することが可能となる。例えば、電磁騒音を低減するために、変移によって生じる高調波の振幅（山）１００３の成分を、搬送波周波数ｆ２による高調波成分の振幅１００２と搬送波周波数ｆ１による高調波成分の振幅１００１に対して小さくしたい場合に、変移確率Ｐ１２及び変移確率Ｐ２１を小さく調整する。これにより、図１１に示されるような平坦な高調波の振幅を実現できる。これにより、ホワイトノイズのような、人が知覚しにくい電磁騒音にすることができる。なお、本実施形態は、調整する電磁騒音の態様を限定するものではなく、図１１に示されるような平坦な態様にすることに限定するものではない。例えば、機械の共振周波数に該当する成分を低減させるように調整する等、実施の態様に応じた電磁騒音の調整をすればよい。
By the way, as described in the first embodiment, normally, the carrier frequency selection range cannot be wide. As shown in FIG. 10, the amplitude (crest) 1002 of the harmonic component due to the carrier frequency f2, the carrier frequency f1. The frequency band overlaps with the amplitude (crest) 1001 of the harmonic component due to, and the amplitude (crest) 1003 of the harmonic component due to frequency shift. In this embodiment, by adjusting the transition probabilities P12 and P21 as described above, it is possible to adjust a component in which the amplitudes of these harmonic components are superimposed. For example, in order to reduce electromagnetic noise, the harmonic amplitude (peak) 1003 component generated by the transition is smaller than the
そして、周波数選択フラグ生成部１２１３は、変移指令が入力されたことをトリガーとして、出力する周波数選択フラグを切り替える。例えば、周波数選択フラグ生成部１２１３が第１の周波数生成部１１８が出力する搬送波周波数ｆ１を選択するためのフラグ“Ｆ１”を出力していたときに、変移指令が入力された場合、出力するフラグを、第２の周波数生成部１１９が出力する搬送波周波数ｆ２を選択するためのフラグ“Ｆ２”に切り替える。また、周波数選択フラグ生成部１２１３がフラグ“Ｆ２”を出力していたときに、変移指令が入力された場合、出力するフラグを、フラグ“Ｆ１”に切り替える。
Then, the frequency selection flag generation unit 1213 switches the frequency selection flag to be output, triggered by the input of the change command. For example, when the frequency selection flag generation unit 1213 outputs the flag “F1” for selecting the carrier frequency f1 output from the first
以降の処理については第１の実施形態と同様として説明を省略する。なお、本実施形態でも、第１の実施形態と同様に、変移確率との比較対象を乱数に制限するものではなく、例えば、変移確率に基づく変移判定に、例えば正弦波を用いて実施しても、高調波成分を低減できる。 Subsequent processing is the same as in the first embodiment, and a description thereof is omitted. In the present embodiment, as in the first embodiment, the comparison target with the transition probability is not limited to a random number. For example, the transition determination based on the transition probability is performed using, for example, a sine wave. In addition, harmonic components can be reduced.
本実施形態では、第１の実施形態で示した効果の他に、搬送波周波数を切り替えるか否かの確率を示した変移確率を、搬送波周波数毎に設定することで、搬送波周波数のランダムの切替と、高調波の振幅の調整と、の両立を実現できる。 In this embodiment, in addition to the effects shown in the first embodiment, by setting a transition probability indicating the probability of switching the carrier frequency for each carrier frequency, the carrier frequency can be switched randomly. It is possible to achieve both the adjustment of the harmonic amplitude.
（第３の実施形態）
第２の実施形態では、電磁騒音等を考慮した上で既に設定された変移確率Ｐ１２、Ｐ２１に基づいて、搬送波周波数を変移させる例について説明した。しかしながら、変移確率Ｐ１２，Ｐ２１は予め設定されている場合に制限するものではない。そこで、第３の実施形態では、状況に応じて変移確率Ｐ１２、Ｐ２１を変更する場合について説明する。
(Third embodiment)
In the second embodiment, the example in which the carrier frequency is shifted based on the already set transition probabilities P12 and P21 in consideration of electromagnetic noise and the like has been described. However, the transition probabilities P12 and P21 are not limited to those set in advance. Therefore, in the third embodiment, a case where the transition probabilities P12 and P21 are changed according to the situation will be described.
図１４は、第３実施形態のＰＷＭ電力変換装置１４００の構成を示したブロック図である。図１４に示されるＰＷＭ電力変換装置１４００は、第２の実施形態のＰＷＭ電力変換装置１２００と比べて、搬送波周波数演算部１２１０が搬送波周波数演算部１４１０に変更されている点で異なる。なお、他の構成については同一の符号を割り当てて、説明を省略する。
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a PWM
搬送波周波数演算部１４１０は、第２の実施形態の搬送波周波数演算部１２１０で示した構成に、変移確率決定部１４１１が追加されている。
In the carrier
変移確率決定部１４１１は、出力電圧指令生成部１２２が生成する出力電圧指令に含まれている基本波（変調波）の変化に従って、第１の周波数生成部１１８及び第２の周波数生成部１１９が生成する複数の搬送波周波数の各々に対して設定されている変移確率Ｐ１２、Ｐ２１のうちいずれか一つ以上を決定する。
The transition
ところで、車両が走行する際に同期ＰＷＭ制御を行っていると、出力電圧の基本周波数の増加に応じて、搬送波周波数も増加する。図１５は、出力電圧の基本周波数と、搬送波周波数と、の間の対応関係を示した図である。図１５に示す例では、上述した実施形態と同様に、９パルスの搬送波と１５パルスの搬送波との間で変移が行われているものとする。 By the way, when synchronous PWM control is performed when the vehicle travels, the carrier frequency increases as the fundamental frequency of the output voltage increases. FIG. 15 is a diagram illustrating a correspondence relationship between the fundamental frequency of the output voltage and the carrier wave frequency. In the example shown in FIG. 15, it is assumed that a transition is performed between a 9-pulse carrier and a 15-pulse carrier as in the above-described embodiment.
そして、車両の速度変化に応じて、式（４）〜式（６）で示される、搬送波周波数ｆ２成分の高調波振幅、搬送波周波数ｆ１成分の高調波振幅、及び（２・ｆ１・ｆ２／ｆ１＋ｆ２）成分の高調波振幅も変化していく。つまり、車両の速度がある値の場合（出力電圧の変調波がある値の場合）には、図１１に示されるような平坦な周波数スペクトル分布を実現できたとしても、車両の速度が変化した場合（出力電圧の変調波がある値と異なる場合）には、平坦な周波数スペクトル分布を実現できなくなる可能性がある。 Then, according to the speed change of the vehicle, the harmonic amplitude of the carrier frequency f2 component, the harmonic amplitude of the carrier frequency f1 component, and (2 · f1 · f2 / f1 + f2) represented by the equations (4) to (6) ) The harmonic amplitude of the component also changes. In other words, when the vehicle speed is a certain value (when the modulated wave of the output voltage is a certain value), even if the flat frequency spectrum distribution as shown in FIG. In some cases (when the modulation wave of the output voltage is different from a certain value), there is a possibility that a flat frequency spectrum distribution cannot be realized.
そこで、本実施形態の変移確率決定部１４１１は、出力電圧指令の変調波（基本周波数）の変化に従って、変移確率Ｐ１２、Ｐ２１を異ならせることとした。
Therefore, the transition
例えば、出力電圧の変調波の周波数（基本周波数）が増加するに従って、図１５に示したような、９パルスの搬送波周波数ｆ１と、１５パルスの搬送波周波数ｆ２と、の間が広がっていく。このため、図１０で示したような、変移による高調波成分の振幅（山）１００３と、搬送波周波数ｆ１の高調波成分の振幅（山）１００１及び搬送波周波数ｆ２の高調波成分の振幅（山）１００２が重なる領域が減少していく。 For example, as the frequency (basic frequency) of the modulated wave of the output voltage increases, the gap between the 9-pulse carrier frequency f1 and the 15-pulse carrier frequency f2 as shown in FIG. 15 increases. Therefore, as shown in FIG. 10, the amplitude (crest) 1003 of the harmonic component due to the shift, the amplitude (crest) 1001 of the harmonic component of the carrier frequency f1, and the amplitude (crest) of the harmonic component of the carrier frequency f2. The area where 1002 overlaps decreases.
したがって、変移確率決定部１４１１は、入力される出力電圧の周波数の変化に応じて、平坦な周波数スペクトル分布を実現できるように（又は人に不快な電磁騒音にならないように）、変移確率Ｐ１２及びＰ２１を調整する。例えば、変移確率決定部１４１１は、入力される出力電圧の周波数の増加に応じて、変移確率Ｐ１２及びＰ２１をそれぞれ小さくする調整を行う。
Therefore, the transition
本実施形態では、車両速度が上昇に伴い、出力電圧の周波数が変化していく場合でも、当該出力電圧の周波数の変化に応じて、変移確率Ｐ１２及びＰ２１が調整されるため、（例えば平坦な周波数スペクトル分布を実現するような）適切な電磁騒音の制御を実現できる。 In the present embodiment, even when the frequency of the output voltage changes as the vehicle speed increases, the transition probabilities P12 and P21 are adjusted according to the change in the frequency of the output voltage. Appropriate control of electromagnetic noise (which realizes frequency spectrum distribution) can be realized.
本実施形態では、出力電圧の周波数に応じて変移確率を変更したが、速度、モータ回転数、搬送波周波数等、出力電圧の周波数と相関がある変数に応じて変移確率を変更してもよい。この場合でも本実施形態と同様の効果が得られる。 In this embodiment, the transition probability is changed according to the frequency of the output voltage. However, the transition probability may be changed according to a variable correlated with the frequency of the output voltage, such as speed, motor rotation speed, and carrier frequency. Even in this case, the same effect as the present embodiment can be obtained.
（第４の実施形態）
上述した実施形態では、同期ＰＷＭ制御が行われているときに、出力電圧の周波数が変更された場合でも、第１の周波数生成部１１８は第１のパルス数（例えば９パルス）に出力電圧の周波数を乗算して搬送波周波数を生成し、第２の周波数生成部１１９は第２のパルス数（例えば１５パルス）に出力電圧の周波数を乗算して搬送波周波数を生成していた。つまり、出力電圧が変化した場合に、搬送波周波数を生成する際に、乗算に用いる値を９パルス及び１５パルスから変更しなかった。しかしながら、これらの値は、出力電圧の変化に従って変更しても良い。そこで、第４の実施形態では、出力電圧に従って、パルスモード（パルス数）を変更する例について説明する。
(Fourth embodiment)
In the embodiment described above, even when the frequency of the output voltage is changed when the synchronous PWM control is performed, the first
つまり、同期ＰＷＭ制御では、パルス数が固定だと、車両の速度が向上する場合に、インバータ周波数の増加と共に搬送波周波数が増加していく。このため、パルス数を減少させて、搬送波周波数が上限値を超えないように制御した方が好ましい場合がある。そこで、本実施形態では、出力電圧の変化に従って、パルスモード（パルス数）を変更させることとした。 That is, in the synchronous PWM control, if the number of pulses is fixed, the carrier frequency increases as the inverter frequency increases when the vehicle speed increases. For this reason, it may be preferable to control the carrier frequency so as not to exceed the upper limit value by reducing the number of pulses. Therefore, in this embodiment, the pulse mode (number of pulses) is changed in accordance with the change in the output voltage.
なお、本実施形態の構成は、第３の実施形態と同様として説明を省略する。第３の実施形態と異なる点としては、第１の周波数生成部１１８、及び第２の周波数生成部１１９が、出力電圧の基本周波数に従って、パルスモード（式（２）のｎ、及び式（３）のｍ）を変更する。
Note that the configuration of this embodiment is the same as that of the third embodiment, and a description thereof will be omitted. The third embodiment is different from the third embodiment in that the first
図１６は、本実施形態の第１の周波数生成部１１８、及び第２の周波数生成部１１９が出力する搬送波周波数の例を示した図である。図１６に示す例では、閾値ｆａ、ｆｂ、ｆｃが設定されている。これらの閾値ｆｂ、ｆｃにおいて、第１の周波数生成部１１８、及び第２の周波数生成部１１９のうちいずれか一方のパルスモードが切り替えられる。例えば、閾値ｆａ＜出力電圧の基本周波数ｆ＜閾値ｆｂでは、ｎ＝４、ｍ＝３とし、閾値ｆｂ＜出力電圧の基本周波数ｆ＜閾値ｆｃではｎ＝２、ｍ＝３とし、閾値ｆｃ＜出力電圧の基本周波数ｆではｎ＝２、ｍ＝１とする。
FIG. 16 is a diagram illustrating an example of the carrier frequency output by the first
つまり、閾値ｆｂに達した際に、第２の周波数生成部１１９のパルスモードを切り替えず、第１の周波数生成部１１８のパルスモードを切り替える。そして、閾値ｆｃに達した際に、第１の周波数生成部１１８のパルスモードを切り替えず、第２の周波数生成部１１９のパルスモードを切り替える。このように、本実施形態では、出力電圧の基本周波数ｆが閾値に達したことで、搬送波周波数を切り替える際に、第１の周波数生成部１１８及び第２の周波数生成部１１９のうちいずれか一方のみ切り替えれば良い。このため、タイミング制御が容易になる。なお、本実施形態は、切替の際に、第１の周波数生成部１１８及び第２の周波数生成部１１９のうちいずれか一方のみ切り替える例について説明するが、このような切り替え手法に制限するものではなく、第１の周波数生成部１１８及び第２の周波数生成部１１９のパルスモードを同時に切り替えても良い。
That is, when the threshold value fb is reached, the pulse mode of the
さらに、閾値ｆｂでｎ＝４からｎ＝２に切り替える際、周波数選択部１１４で搬送波周波数ｆ１を選択しているタイミングで切り替えを行うことで、切り替えによる影響をより小さくすることができる。
Furthermore, when switching from n = 4 to n = 2 with the threshold fb, switching is performed at the timing when the carrier frequency f1 is selected by the
さらに、本実施形態においても、第３の実施形態と同様に、出力電圧の基本周波数の変化に伴って、変移確率を切り替える。これにより、閾値ｆｂ、ｆｃでパルスモードを切り替える際に、変移確率決定部１４１１が変移確率を変更することで、スペクトル分布を平坦にするなどの、電磁騒音の調整が容易になる。
Further, in the present embodiment, similarly to the third embodiment, the transition probability is switched according to the change in the fundamental frequency of the output voltage. Thereby, when switching the pulse mode with the threshold values fb and fc, the transition
これにより、本実施形態では、車両速度が上昇して、同期ＰＷＭ制御に切り替えられた後、さらなる車両速度の上昇でパルスモードが変更されていく場合でも、当該パルスモードに応じた搬送波周波数間で変移が行われるため、速度に応じた電磁騒音の制御が実現できる。 Thereby, in this embodiment, even when the vehicle speed is increased and switched to the synchronous PWM control and then the pulse mode is changed by further increase of the vehicle speed, the carrier frequency is changed between the carrier frequencies corresponding to the pulse mode. Since the transition is performed, the electromagnetic noise can be controlled according to the speed.
上述した実施形態においては、上述した構成を備えることで、同期ＰＷＭ制御の際に、出力電圧の変調波による周期と乱数とに基づいて決定された継続期間に従って、搬送波周波数を切り替える。この継続期間は、出力電圧の変調波による周期に基づいているが、変化の規則性が抑止されているため、継続期間に基づいた搬送波周波数の切り替えでは、聴覚上の違和感を抑止できる。これにより、人が知覚できる電磁騒音を適切に低減させることができる。 In the embodiment described above, the carrier frequency is switched according to the duration determined based on the period and the random number of the modulated wave of the output voltage in the synchronous PWM control by providing the above-described configuration. This duration is based on the period of the modulated wave of the output voltage, but since the regularity of the change is suppressed, switching of the carrier frequency based on the duration can suppress a sense of incongruity on hearing. Thereby, the electromagnetic noise which a person can perceive can be reduced appropriately.
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
１００、１２００、１４００…ＰＷＭ電力変換装置、１０１…直流電源、１０２…インバータ、１０３…交流モータ、１１０、１２１０、１４１０…搬送波周波数演算部、１１１…乱数発生部、１１２…継続周期決定部、１１３…継続判定部、１１４…周波数選択部、１１８…第１の周波数生成部、１１９…第２の周波数生成部、１２１…搬送波発生部、１２２…出力電圧指令生成部、１２３…ＰＷＭ信号発生部、２０１…カウンタ、２０２…比較器、２０３…反転処理器、１２１１…変移確率選択部、１２１２…変移判定部、１２１３…周波数選択フラグ生成部、１４１１…変移確率決定部
DESCRIPTION OF
Claims (9)
前記出力電圧の周波数に予め定められた整数で乗算して搬送波周波数を生成すると共に、当該予め定められた整数を互いに異ならせている複数の周波数生成部と、
前記複数の周波数生成部により生成された前記複数の搬送波周波数を、前記出力電圧の変調波に基づいて周期が決定された継続周期に従って切り替える周波数切替部と、
前記周波数切替部により切り替えられた搬送波周波数に従って搬送波を発生させる搬送波発生部と、
前記変調波と前記搬送波とに基づいて発生させたＰＷＭ信号を、ＰＷＭ信号に従って直流電力を交流電力に変換する電力変換器に出力するＰＷＭ信号発生部と、
を備える電力変換装置。 A modulation wave generation unit that generates a modulation wave corresponding to the output voltage output to the load;
A plurality of frequency generators for multiplying the frequency of the output voltage by a predetermined integer to generate a carrier frequency, and making the predetermined integer different from each other;
A frequency switching unit that switches the plurality of carrier frequencies generated by the plurality of frequency generation units in accordance with a continuation period determined based on a modulated wave of the output voltage;
A carrier generation unit for generating a carrier according to the carrier frequency switched by the frequency switching unit;
A PWM signal generator that outputs a PWM signal generated based on the modulated wave and the carrier wave to a power converter that converts DC power into AC power according to the PWM signal;
A power conversion device comprising:
請求項１に記載の電力変換装置。 The frequency switching unit is performed for each period based on the modulated wave of the output voltage as a condition that the continuous period has elapsed, according to a determination based on a transition probability set to shift the carrier frequency. Switching the plurality of carrier frequencies;
The power conversion device according to claim 1.
請求項２に記載の電力変換装置。 The transition probability used when the frequency switching unit switches the plurality of carriers is set for each of the plurality of carrier frequencies generated by the plurality of frequency generation units.
The power conversion device according to claim 2.
請求項３に記載の電力変換装置。 One or more of the transition probabilities set for each of the plurality of carrier frequencies generated by the plurality of frequency generation units are determined according to a change in the modulation wave generated by the modulation wave generation unit. A transition probability determining unit that further includes:
The power conversion device according to claim 3.
前記周波数切替部は、前記乱数発生部で出力した乱数に基づいて、前記複数の搬送波周波数を切り替える、
請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電力変換装置。 A random number generator for generating random numbers;
The frequency switching unit switches the plurality of carrier frequencies based on the random number output from the random number generation unit.
The power converter device as described in any one of Claims 1 thru | or 4.
前記周波数切替部は、前記変調波の位相が６０度の整数倍の位相で、前記搬送波周波数を切り替える、
請求項１乃至５のいずれか一つに記載の電力変換装置。 The carrier frequency generated by the plurality of frequency generators is set to be a multiple of 3 of the frequency of the modulated wave corresponding to the output voltage,
The frequency switching unit switches the carrier frequency with a phase of the modulated wave being an integer multiple of 60 degrees,
The power converter device as described in any one of Claims 1 thru | or 5.
請求項１乃至６のいずれか一つに記載の電力変換装置。 The continuation period that is the timing at which the frequency switching unit switches the plurality of carrier frequencies is set to be an integral multiple of 1/6 period of the modulated wave.
The power converter according to any one of claims 1 to 6.
請求項１乃至７のいずれか一つに記載の電力変換装置。 The carrier wave generation unit generates the carrier wave with a phase advanced by 90 degrees or delayed by 90 degrees with respect to the phase of the modulated wave.
The power converter device as described in any one of Claims 1 thru | or 7.
請求項１乃至８のいずれか一つに記載の電力変換装置。 The frequency generation unit changes the predetermined integer according to a change in the frequency of the output voltage.
The power converter device as described in any one of Claims 1 thru | or 8.
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| JP (1) | JP2016005370A (en) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017200378A (en) * | 2016-04-28 | 2017-11-02 | トヨタ自動車株式会社 | Automobile |
| EP3396853A1 (en) | 2017-04-28 | 2018-10-31 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive system, automobile, and method of controlling drive system |
| US10374539B2 (en) | 2017-03-06 | 2019-08-06 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Driving device |
| JP2021002944A (en) * | 2019-06-21 | 2021-01-07 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Polyphase motor drive device and controller |
| CN113541535A (en) * | 2020-04-17 | 2021-10-22 | 三菱电机株式会社 | Rotating electric machine control device |
| EP3758218A4 (en) * | 2018-02-21 | 2021-11-10 | Hitachi Astemo, Ltd. | Motor control device and electric vehicle system using same |
| WO2022185835A1 (en) * | 2021-03-03 | 2022-09-09 | 株式会社デンソー | Inverter control device |
| JP7493429B2 (en) | 2020-10-21 | 2024-05-31 | 株式会社日立製作所 | Motor control device, electromechanical integrated unit, boost converter system, hybrid system, electric vehicle system, and electric railcar |
-
2014
- 2014-06-17 JP JP2014124619A patent/JP2016005370A/en active Pending
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10093199B2 (en) | 2016-04-28 | 2018-10-09 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Vehicle and control method for vehicle |
| JP2017200378A (en) * | 2016-04-28 | 2017-11-02 | トヨタ自動車株式会社 | Automobile |
| US10374539B2 (en) | 2017-03-06 | 2019-08-06 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Driving device |
| RU2701481C1 (en) * | 2017-04-28 | 2019-09-26 | Тойота Дзидося Кабусики Кайся | Drive system, vehicle and drive system control method |
| US10348234B2 (en) | 2017-04-28 | 2019-07-09 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive system, automobile, and method of controlling drive system |
| CN108809190A (en) * | 2017-04-28 | 2018-11-13 | 丰田自动车株式会社 | Drive system, motor vehicle and the method for controlling drive system |
| EP3396853A1 (en) | 2017-04-28 | 2018-10-31 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive system, automobile, and method of controlling drive system |
| CN108809190B (en) * | 2017-04-28 | 2021-11-09 | 株式会社电装 | Drive system, motor vehicle and method for controlling a drive system |
| EP3758218A4 (en) * | 2018-02-21 | 2021-11-10 | Hitachi Astemo, Ltd. | Motor control device and electric vehicle system using same |
| US11558000B2 (en) | 2018-02-21 | 2023-01-17 | Hitachi Astemo, Ltd. | Motor control device and electric vehicle system using the same |
| JP2021002944A (en) * | 2019-06-21 | 2021-01-07 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Polyphase motor drive device and controller |
| JP7292124B2 (en) | 2019-06-21 | 2023-06-16 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Polyphase motor drive and controller |
| CN113541535A (en) * | 2020-04-17 | 2021-10-22 | 三菱电机株式会社 | Rotating electric machine control device |
| JP7493429B2 (en) | 2020-10-21 | 2024-05-31 | 株式会社日立製作所 | Motor control device, electromechanical integrated unit, boost converter system, hybrid system, electric vehicle system, and electric railcar |
| WO2022185835A1 (en) * | 2021-03-03 | 2022-09-09 | 株式会社デンソー | Inverter control device |
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