JP7493429B2 - Motor control device, electromechanical integrated unit, boost converter system, hybrid system, electric vehicle system, and electric railcar - Google Patents

Motor control device, electromechanical integrated unit, boost converter system, hybrid system, electric vehicle system, and electric railcar Download PDF

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Description

本発明は、モータ制御装置、機電一体ユニット、昇圧コンバータシステム、ハイブリッドシステム、電動車両システム、および電気鉄道車両に関する。 The present invention relates to a motor control device, an electromechanical integrated unit, a boost converter system, a hybrid system, an electric vehicle system, and an electric railway vehicle.

永久磁石同期モータは、ブラシや整流子といった機械的な電流の整流機構を必要とせず保守が容易な上、小型軽量で効率、力率ともに高いため、電気自動車の駆動・発電等の用途に広く普及している。一般的に永久磁石同期モータは、電機子コイル等で構成される固定子と、永久磁石や鉄心等で構成される回転子から成る。バッテリ等の直流電源から供給される直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、この交流電圧を用いて永久磁石同期モータの電機子コイルに交流電流を流すことにより、電機子磁束が発生する。この電機子磁束と永久磁石の磁石磁束との間に生じる吸引力・反発力によって発生するマグネットトルクや、回転子を透過する電機子磁束の磁気抵抗を最小化するために発生するリラクタンストルクにより、永久磁石同期モータが駆動される。 Permanent magnet synchronous motors do not require mechanical current rectification mechanisms such as brushes or commutators, making them easy to maintain, and are small, lightweight, and have high efficiency and power factors, so they are widely used in applications such as driving electric vehicles and generating electricity. In general, permanent magnet synchronous motors consist of a stator made up of an armature coil, and a rotor made up of a permanent magnet and an iron core. The DC voltage supplied from a DC power source such as a battery is converted to AC voltage by an inverter, and this AC voltage is used to pass AC current through the armature coil of the permanent magnet synchronous motor, generating armature flux. The permanent magnet synchronous motor is driven by magnetic torque generated by the attractive and repulsive forces generated between the armature flux and the magnetic flux of the permanent magnet, and by reluctance torque generated to minimize the magnetic resistance of the armature flux passing through the rotor.

永久磁石同期モータには、モータの回転方向（周方向）と、モータの回転軸に対して垂直な方向（径方向）とで、電機子磁束と磁石磁束による電磁力がそれぞれ発生する。上記のトルクは、周方向の電磁力を積分したものであり、これにはモータの磁気回路の構造に起因するトルクの揺らぎ（トルク脈動）が含まれている。一方、モータの径方向に生じる電磁力は、モータの固定子やケースを変形・振動させる加振力（電磁加振力）として作用する。 In a permanent magnet synchronous motor, electromagnetic forces are generated by the armature magnetic flux and magnet magnetic flux in the direction of rotation of the motor (circumferential direction) and in the direction perpendicular to the motor's rotation axis (radial direction). The torque described above is the integration of the electromagnetic force in the circumferential direction, and includes torque fluctuations (torque pulsation) caused by the structure of the motor's magnetic circuit. On the other hand, the electromagnetic force generated in the radial direction of the motor acts as an excitation force (electromagnetic excitation force) that deforms and vibrates the motor's stator and case.

インバータは、複数のスイッチング素子により可変電圧・可変周波数の交流電圧を生成し、モータに印可する。このとき、スイッチング損失やゲート電源容量の制約などによって、スイッチング素子が行うスイッチング動作の周波数上限が制約される。そのため、モータに印可される交流電圧の周波数が高周波化すると、交流電圧の１正弦波あたりのスイッチングパルス数が制限され、限られたパルス数しか打てなくなる。１正弦波あたりのスイッチングパルス数が少なくなると、インバータが生成する交流電圧の波形に歪みが生じ、それによって高調波電流が発生する。そこで、スイッチング周波数をモータの基本波周波数の整数倍にして、高調波電流の脈動を一定とするように制御する同期ＰＷＭ制御が採用されることがある。 The inverter uses multiple switching elements to generate a variable-voltage, variable-frequency AC voltage, which is then applied to the motor. At this time, the upper frequency limit for the switching operation of the switching elements is restricted by factors such as switching losses and restrictions on the gate power supply capacity. Therefore, when the frequency of the AC voltage applied to the motor increases, the number of switching pulses per sine wave of the AC voltage is restricted, and only a limited number of pulses can be applied. When the number of switching pulses per sine wave decreases, distortion occurs in the waveform of the AC voltage generated by the inverter, which generates harmonic currents. Therefore, synchronous PWM control is sometimes adopted, which sets the switching frequency to an integer multiple of the fundamental frequency of the motor, and controls the pulsation of the harmonic current to be constant.

しかしながら、上記の同期ＰＷＭ制御では、スイッチングパルス数に起因した時間高調波が発生する。例えば、スイッチング周波数ｆｃとモータの基本波周波数ｆ１の比で表されるスイッチングパルス数が９である場合、相電圧ベースで時間５次（ｆｃ－４ｆ１）、時間７次（ｆｃ－２ｆ１）、時間１１次（ｆｃ＋２ｆ１）、時間１３次（ｆｃ＋４ｆ１）、時間１７次（２ｆｃ－ｆ１）、時間１９次（２ｆｃ＋ｆ１）などの時間高調波電圧が発生する。また、これらを回転座標変換したｄｑ軸電圧ベースでは、時間６次（ｆｃ－３ｆ１）、時間１２次（ｆｃ＋３ｆ１）、時間１８次（２ｆｃ）などの時間高調波電圧が発生する。これらの時間高調波電圧がモータに印可されると、トルク脈動や加振力の脈動となり、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。 However, in the above synchronous PWM control, time harmonics are generated due to the number of switching pulses. For example, when the number of switching pulses, which is expressed by the ratio of the switching frequency fc to the fundamental frequency f1 of the motor, is 9, time harmonic voltages such as 5th order (fc-4f1), 7th order (fc-2f1), 11th order (fc+2f1), 13th order (fc+4f1), 17th order (2fc-f1), and 19th order (2fc+f1) are generated on a phase voltage basis. In addition, on a dq axis voltage basis where these are subjected to a rotation coordinate transformation, time harmonic voltages such as 6th order (fc-3f1), 12th order (fc+3f1), and 18th order (2fc) are generated. When these time harmonic voltages are applied to the motor, they become torque pulsations and excitation force pulsations, which may cause large vibrations and noise.

本願発明の関連技術として、下記の特許文献１に記載の技術が知られている。特許文献１には、同期ＰＷＭ制御の搬送波周波数ｆ１、ｆ２の値を、ｆ１＝３×（２ｎ－１）×出力電圧の基本周波数、ｆ２＝３×（２ｍ－１）×出力電圧の基本周波数にそれぞれ設定し（ｎ、ｍ:任意の自然数）、これらの搬送波周波数を電気角６０度おきにランダムに切り替えることで、時間高調波に起因した振動・騒音を低減する技術が開示されている。 The technology described in the following Patent Document 1 is known as a related technology to the present invention. Patent Document 1 discloses a technology in which the values of the carrier frequencies f1 and f2 of the synchronous PWM control are set to f1 = 3 x (2n-1) x fundamental frequency of the output voltage and f2 = 3 x (2m-1) x fundamental frequency of the output voltage, respectively (n, m: any natural number), and these carrier frequencies are randomly switched every 60 electrical degrees to reduce vibrations and noise caused by time harmonics.

特開２０１６－５３７０号公報JP 2016-5370 A

特許文献１に記載の技術では、ｆ１、ｆ２のうち周波数が低い方と比較して、単位時間当たりのスイッチングパルス数が増大する。スイッチングパルス数の増大は、スイッチング損失やゲートチャージ損失の増加につながり、これによってインバータのスイッチング動作時の電力損失が増大する。その結果、電力損失が所定の上限値を超過すると、インバータのスイッチング素子の破壊などの故障につながる恐れがある。 In the technology described in Patent Document 1, the number of switching pulses per unit time increases compared to the lower frequency of f1 or f2. The increase in the number of switching pulses leads to an increase in switching loss and gate charge loss, which in turn increases the power loss during the switching operation of the inverter. As a result, if the power loss exceeds a predetermined upper limit, it may lead to failure such as destruction of the inverter's switching elements.

本発明によるモータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記ゲート信号生成部は、前記交流電力に含まれる高調波の位相が互いに異なる複数のパルスパターンのいずれかに従って前記ゲート信号を生成可能であり、前記交流モータの電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、前記ゲート信号生成部が生成する前記ゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。
本発明による機電一体ユニットは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となっている。
本発明による昇圧コンバータシステムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、を備える。
本発明によるハイブリッドシステムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備える。
本発明による電動車両システムは、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する。
本発明による電気鉄道車両は、モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する。 A motor control device according to the present invention is connected to a power converter that converts DC power to AC power, and controls the driving of an AC motor that is driven using the AC power, and includes a carrier wave generation unit that generates a carrier wave, a carrier wave frequency adjustment unit that adjusts the frequency of the carrier wave, and a gate signal generation unit that uses the carrier wave to pulse width modulate a voltage command corresponding to a torque command and generate a gate signal for controlling the operation of the power converter, wherein the gate signal generation unit is capable of generating the gate signal according to one of a plurality of pulse patterns in which the phases of harmonics contained in the AC power are different from each other, and at a switching timing that is an integer multiple of 120 degrees in electrical angle of the AC motor, the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generation unit is switched based on a random number.
The integrated mechanical and electrical unit according to the present invention comprises a motor control device, a power converter connected to the motor control device, an AC motor driven by the power converter, and a gear that transmits the rotational driving force of the AC motor, wherein the AC motor, the power converter and the gear are of an integrated structure.
A boost converter system according to the present invention comprises a motor control device, a power converter connected to the motor control device, the AC motor driven by the power converter, and a boost converter that boosts the voltage of the DC power.
A hybrid system according to the present invention includes a motor control device, the power converter connected to the motor control device, the AC motor driven by the power converter, and an engine system connected to the AC motor.
An electric vehicle system according to the present invention includes a motor control device, the power converter connected to the motor control device, and the AC motor driven by the power converter, and runs using the rotational driving force of the AC motor.
An electric railway vehicle according to the present invention comprises a motor control device, the power converter connected to the motor control device, and the AC motor driven by the power converter, and runs using the rotational driving force of the AC motor.

本発明によれば、インバータのスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、モータの高調波電圧を抑制することができる。 The present invention makes it possible to suppress harmonic voltages in a motor without increasing power loss during inverter switching operations.

本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。1 is a diagram showing the overall configuration of a motor drive system including a motor control device according to an embodiment of the present invention; 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。1 is a block diagram showing a functional configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present invention; 本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部のブロック図。FIG. 2 is a block diagram of a carrier frequency adjustment unit according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部のブロック図。FIG. 2 is a block diagram of a voltage phase error calculation unit according to the first embodiment of the present invention. 本発明の基準電圧位相演算の概念図。FIG. 4 is a conceptual diagram of a reference voltage phase calculation according to the present invention. モータの駆動時における振動や騒音の発生とその伝達経路を説明する図。3A and 3B are diagrams for explaining the generation and transmission paths of vibrations and noise when a motor is driven. １正弦波あたりのスイッチングパルス数と時間高調波電圧の関係を説明する図。11 is a diagram for explaining the relationship between the number of switching pulses per sine wave and time harmonic voltage. 変調波と搬送波の位相差を変化させた場合の電圧波形の関係を示す図。6 is a diagram showing the relationship between the voltage waveform when the phase difference between the modulated wave and the carrier wave is changed. 変調波と搬送波の位相差を変化させた場合のＵ相交流電圧の高調波成分を示す図。11 is a diagram showing harmonic components of a U-phase AC voltage when the phase difference between a modulated wave and a carrier wave is changed. FIG. 本発明の第１の実施形態に係る三角波生成部のブロック図。FIG. 2 is a block diagram of a triangular wave generating unit according to the first embodiment of the present invention. Ｕ相の位相差の値とＵ相の三角波信号の例を示す図。13A and 13B are diagrams showing examples of a phase difference value of a U-phase and a triangular wave signal of a U-phase. 各相の位相差の値と各相の三角波信号の例を示す図。4A and 4B are diagrams showing examples of phase difference values of each phase and triangular wave signals of each phase. 線間電圧波形の例を示す図。FIG. 4 is a diagram showing an example of a line voltage waveform. 変移確率が０である場合のｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号およびＵ相上アーム信号の波形例と、Ｕ相電流および出力トルクの各次数成分の大きさの例を示す図。13A and 13B are diagrams showing example waveforms of the d-axis current, the q-axis current, the inversion flag, the triangular wave signal, and the U-phase upper arm signal when the transition probability is 0, and examples of the magnitudes of the U-phase current and each order component of the output torque. 変移確率が０．２である場合のｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号およびＵ相上アーム信号の波形例と、Ｕ相電流および出力トルクの各次数成分の大きさの例を示す図。13A and 13B are diagrams showing example waveforms of the d-axis current, the q-axis current, the inversion flag, the triangular wave signal, and the U-phase upper arm signal when the transition probability is 0.2, and examples of the magnitudes of the U-phase current and each order component of the output torque. 変移確率が０．５である場合のｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号およびＵ相上アーム信号の波形例と、Ｕ相電流および出力トルクの各次数成分の大きさの例を示す図。13A and 13B are diagrams showing example waveforms of the d-axis current, the q-axis current, the inversion flag, the triangular wave signal, and the U-phase upper arm signal when the transition probability is 0.5, and examples of the magnitudes of the U-phase current and each order component of the output torque. 変移確率が０．８である場合のｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号およびＵ相上アーム信号の波形例と、Ｕ相電流および出力トルクの各次数成分の大きさの例を示す図。13A and 13B are diagrams showing example waveforms of the d-axis current, the q-axis current, the inversion flag, the triangular wave signal, and the U-phase upper arm signal when the transition probability is 0.8, and examples of the magnitudes of the U-phase current and each order component of the output torque. 電圧指令の振幅が同じで交流電力に含まれる高調波の電圧や位相が互いに異なるゲート信号のパルスパターンの例を示す図。5A to 5C are diagrams showing examples of pulse patterns of gate signals in which the amplitude of a voltage command is the same but the voltages and phases of harmonics contained in AC power are different from each other. 本発明の第２の実施形態における機電一体ユニットの外観斜視図。FIG. 11 is an external perspective view of an electromechanical integrated unit according to a second embodiment of the present invention. 本発明の第３の実施形態におけるハイブリッドシステムの構成図。FIG. 13 is a configuration diagram of a hybrid system according to a third embodiment of the present invention. 本発明の第４の実施形態における昇圧コンバータシステムの構成図。FIG. 13 is a configuration diagram of a boost converter system according to a fourth embodiment of the present invention. 本発明の第５の実施形態におけるハイブリッド車両システムの構成図。FIG. 13 is a configuration diagram of a hybrid vehicle system according to a fifth embodiment of the present invention. 本発明の第６の実施形態における電気鉄道車両の構成図。FIG. 13 is a configuration diagram of an electric railway vehicle according to a sixth embodiment of the present invention.

［第１の実施形態]
以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。 [First embodiment]
A first embodiment of the present invention will now be described with reference to the drawings.

図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図１において、モータ駆動システム１００は、モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、回転位置検出器８を有している。 Figure 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system equipped with a motor control device according to one embodiment of the present invention. In Figure 1, the motor drive system 100 includes a motor control device 1, a motor 2, an inverter 3, a high-voltage battery 5, a current detection unit 7, and a rotational position detector 8.

モータ制御装置１には、回転位置検出器８からモータ２の回転位置θが入力される。また、電流検出部７から、モータ２に流れる三相の交流電流をそれぞれ表すＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗが入力され、図示省略した上位制御装置よりトルク指令Ｔ＊が入力される。モータ制御装置１は、これらの入力情報を基に、モータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３に出力する。これにより、インバータ３の動作を制御し、モータ２の駆動を制御する。なお、モータ制御装置１の詳細については後で説明する。 The motor control device 1 receives the rotational position θ of the motor 2 from the rotational position detector 8. In addition, Iu, Iv, and Iw, which respectively represent the three-phase AC currents flowing through the motor 2, are input from the current detection unit 7, and a torque command T* is input from a higher-level control device (not shown). Based on this input information, the motor control device 1 generates a gate signal for controlling the drive of the motor 2 and outputs it to the inverter 3. This controls the operation of the inverter 3, and controls the drive of the motor 2. The motor control device 1 will be described in detail later.

インバータ３は、インバータ回路３１、ＰＷＭ信号駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ＰＷＭ信号駆動回路３２から入力されたＰＷＭ信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれ制御されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。 The inverter 3 has an inverter circuit 31, a PWM signal drive circuit 32, and a smoothing capacitor 33. The PWM signal drive circuit 32 generates a PWM signal for controlling each switching element of the inverter circuit 31 based on a gate signal input from the motor control device 1, and outputs the PWM signal to the inverter circuit 31. The inverter circuit 31 has switching elements corresponding to the upper and lower arms of the U, V, and W phases, respectively. By controlling each of these switching elements according to the PWM signal input from the PWM signal drive circuit 32, the DC power supplied from the high-voltage battery 5 is converted into AC power and output to the motor 2. The smoothing capacitor 33 smoothes the DC power supplied from the high-voltage battery 5 to the inverter circuit 31.

高圧バッテリ５は、モータ駆動システム１００の直流電圧源であり、インバータ３へ電源電圧Ｈｖｄｃを出力する。高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、インバータ３のインバータ回路３１とＰＷＭ信号駆動回路３２によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。これにより、高圧バッテリ５の直流電力を基に、インバータ３からモータ２へ交流電力が供給される。なお、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、その充電状態に応じて変動する。 The high-voltage battery 5 is a DC voltage source for the motor drive system 100, and outputs a power supply voltage Hvdc to the inverter 3. The power supply voltage Hvdc of the high-voltage battery 5 is converted by the inverter circuit 31 and the PWM signal drive circuit 32 of the inverter 3 into a pulsed three-phase AC voltage with variable voltage and variable frequency, and is applied to the motor 2 as a line voltage. As a result, AC power is supplied from the inverter 3 to the motor 2 based on the DC power of the high-voltage battery 5. The power supply voltage Hvdc of the high-voltage battery 5 varies depending on its state of charge.

モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される三相電動機であり、固定子（ステータ）および回転子（ロータ）を有する。本実施形態では、モータ２として永久磁石同期モータを用いる例を説明するが、例えば誘導モータやシンクロナスリラクタンスモータなど、他の方式のモータ２を用いても構わない。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた三相のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各コイルに磁束が発生する。この各コイルの磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、モータ２が回転駆動される。 The motor 2 is a three-phase motor that is driven to rotate by AC power supplied from the inverter 3, and has a stator and a rotor. In this embodiment, an example is described in which a permanent magnet synchronous motor is used as the motor 2, but other types of motors 2, such as an induction motor or a synchronous reluctance motor, may also be used. When AC power input from the inverter 3 is applied to the three-phase coils Lu, Lv, and Lw provided in the stator, three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw are conducted in the motor 2, and magnetic flux is generated in each coil. An attractive force and a repulsive force are generated between the magnetic flux of each coil and the magnetic flux of the permanent magnet arranged in the rotor, generating a torque in the rotor and driving the motor 2 to rotate.

モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ４が取り付けられている。回転位置検出器８は、回転位置センサ４の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器８による回転位置θの演算結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてパルス状のゲート信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。 A rotational position sensor 4 is attached to the motor 2 to detect the rotational position θ of the rotor. The rotational position detector 8 calculates the rotational position θ from the input signal of the rotational position sensor 4. The calculation result of the rotational position θ by the rotational position detector 8 is input to the motor control device 1, and is used in the phase control of AC power, which is performed by the motor control device 1 generating a pulsed gate signal in accordance with the phase of the induced voltage of the motor 2.

ここで、回転位置センサ４には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。回転子の磁極位置を測定することができれば、任意のセンサを回転位置センサ４として用いることができる。また、回転位置検出器８は、回転位置センサ４からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。 Here, a resolver consisting of an iron core and windings is more suitable for the rotational position sensor 4, but a magnetic resistance element such as a GMR sensor or a sensor using a Hall element can also be used. Any sensor can be used as the rotational position sensor 4 as long as it can measure the magnetic pole position of the rotor. In addition, the rotational position detector 8 may estimate the rotational position θ using the three-phase AC currents Iu, Iv, Iw flowing through the motor 2 or the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw applied to the motor 2 from the inverter 3, without using an input signal from the rotational position sensor 4.

インバータ３とモータ２の間の電流経路には、電流検出部７が配置されている。電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出部７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出部７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１が行うゲート信号の生成に利用される。なお、図１では電流検出部７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。 A current detection unit 7 is disposed in the current path between the inverter 3 and the motor 2. The current detection unit 7 detects the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw (U-phase AC current Iu, V-phase AC current Iv, and W-phase AC current Iw) passing through the motor 2. The current detection unit 7 is configured using, for example, a Hall current sensor. The detection results of the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw by the current detection unit 7 are input to the motor control device 1 and are used to generate a gate signal performed by the motor control device 1. Note that, although FIG. 1 shows an example in which the current detection unit 7 is configured with three current detectors, it is also possible to use two current detectors and calculate the AC current of the remaining one phase based on the fact that the sum of the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw is zero. In addition, the pulsed DC current flowing from the high-voltage battery 5 to the inverter 3 may be detected by a shunt resistor or the like inserted between the smoothing capacitor 33 and the inverter 3, and the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw may be calculated based on this DC current and the three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw applied from the inverter 3 to the motor 2.

次に、モータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。 Next, the motor control device 1 will be described in detail. FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of the motor control device 1 according to the first embodiment of the present invention.

図２に示されるように、モータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、三相／ｄｑ変換部１３、電流制御部１４、ｄｑ／三相電圧変換部１５、搬送波周波数調整部１６、三角波生成部１７、ゲート信号生成部１８の各機能ブロックを有する。モータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。 As shown in FIG. 2, the motor control device 1 has the following functional blocks: a current command generation unit 11, a speed calculation unit 12, a three-phase/dq conversion unit 13, a current control unit 14, a dq/three-phase voltage conversion unit 15, a carrier frequency adjustment unit 16, a triangular wave generation unit 17, and a gate signal generation unit 18. The motor control device 1 is configured, for example, by a microcomputer, and these functional blocks can be realized by executing a predetermined program in the microcomputer. Alternatively, some or all of these functional blocks may be realized using hardware circuits such as logic ICs and FPGAs.

電流指令生成部１１は、入力されたトルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとモータトルクの関係を表す数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。 The current command generator 11 calculates the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq* based on the input torque command T* and power supply voltage Hvdc. Here, the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq* corresponding to the torque command T* are calculated using, for example, a preset current command map or an equation expressing the relationship between the d-axis current Id, the q-axis current Iq, and the motor torque.

速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。 The speed calculation unit 12 calculates the motor rotation speed ωr, which represents the rotation speed (number of rotations) of the motor 2, from the change over time in the rotation position θ. Note that the motor rotation speed ωr may be a value expressed as either an angular velocity (rad/s) or a rotation number (rpm). These values may also be converted into each other for use.

三相／ｄｑ変換部１３は、電流検出部７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器８が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。 The three-phase/dq conversion unit 13 performs dq conversion on the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw detected by the current detection unit 7 based on the rotational position θ determined by the rotational position detector 8, and calculates the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq.

電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ変換部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを求める。 The current control unit 14 calculates a d-axis voltage command Vd* and a q-axis voltage command Vq* according to the torque command T* based on the deviation between the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq* output from the current command generation unit 11 and the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq output from the three-phase/dq conversion unit 13 so that these values match. Here, for example, a control method such as PI control is used to determine the d-axis voltage command Vd* according to the deviation between the d-axis current command Id* and the d-axis current value Id, and the q-axis voltage command Vq* according to the deviation between the q-axis current command Iq* and the q-axis current value Iq.

ｄｑ／三相電圧変換部１５は、電流制御部１４が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置検出器８が求めた回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。 The dq/three-phase voltage converter 15 performs three-phase conversion on the d-axis voltage command Vd* and q-axis voltage command Vq* calculated by the current controller 14 based on the rotational position θ determined by the rotational position detector 8, and calculates the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* (U-phase voltage command value Vu*, V-phase voltage command value Vv*, and W-phase voltage command value Vw*). This generates the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* according to the torque command T*.

搬送波周波数調整部１６は、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、回転位置検出器８が求めた回転位置θ、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒに基づき、ゲート信号の生成に用いられる搬送波の周波数を表す搬送波周波数ｆｃを演算する。なお、搬送波周波数調整部１６による搬送波周波数ｆｃの演算方法の詳細については後述する。 The carrier frequency adjustment unit 16 calculates the carrier frequency fc, which represents the frequency of the carrier used to generate the gate signal, based on the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* generated by the current command generation unit 11, the rotational position θ determined by the rotational position detector 8, and the rotational speed ωr determined by the speed calculation unit 12. The method of calculating the carrier frequency fc by the carrier frequency adjustment unit 16 will be described in detail later.

三角波生成部１７は、搬送波周波数調整部１６が演算した搬送波周波数ｆｃと、回転位置検出器８が求めた回転位置θとに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれについて三角波信号（搬送波信号）Ｔｒを生成する。このとき三角波生成部１７は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差が所定の関係で逐次変更されるように、各相の三角波信号Ｔｒの位相をそれぞれ制御する。これにより、インバータ３のインバータ回路３１において各スイッチング素子が行うスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、モータ２の高調波電圧を抑制できるようにしている。なお、三角波生成部１７による三角波信号Ｔｒの演算方法の詳細については後述する。 The triangular wave generating unit 17 generates a triangular wave signal (carrier signal) Tr for each of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* based on the carrier frequency fc calculated by the carrier frequency adjusting unit 16 and the rotational position θ determined by the rotational position detector 8. At this time, the triangular wave generating unit 17 controls the phase of the triangular wave signal Tr for each phase so that the phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* and the triangular wave signal Tr is changed sequentially in a predetermined relationship. This makes it possible to suppress the harmonic voltage of the motor 2 without increasing the power loss during the switching operation of each switching element in the inverter circuit 31 of the inverter 3. The method of calculating the triangular wave signal Tr by the triangular wave generating unit 17 will be described in detail later.

ゲート信号生成部１８は、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いて、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成する。具体的には、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するパルス状のゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１８が生成したゲート信号は、モータ制御装置１からインバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２に出力され、ＰＷＭ信号駆動回路３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。 The gate signal generating unit 18 uses the triangular wave signal Tr output from the triangular wave generating unit 17 to pulse-width modulate the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* output from the dq/three-phase voltage converting unit 15, and generates gate signals for controlling the operation of the inverter 3. Specifically, based on the comparison result between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* output from the dq/three-phase voltage converting unit 15 and the triangular wave signal Tr output from the triangular wave generating unit 17, a pulse-shaped voltage is generated for each of the U, V, and W phases. Then, based on the generated pulse-shaped voltage, a pulse-shaped gate signal is generated for the switching elements of each phase of the inverter 3. At this time, the gate signals Gup, Gvp, and Gwp of the upper arms of each phase are logically inverted, and the gate signals Gun, Gvn, and Gwn of the lower arms are generated. The gate signal generated by the gate signal generating unit 18 is output from the motor control device 1 to the PWM signal driving circuit 32 of the inverter 3, and is converted to a PWM signal by the PWM signal driving circuit 32. This controls the on/off of each switching element of the inverter circuit 31, and adjusts the output voltage of the inverter 3.

次に、モータ制御装置１における搬送波周波数調整部１６の動作について説明する。搬送波周波数調整部１６は前述のように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒとに基づき、搬送波周波数ｆｃを演算する。この搬送波周波数ｆｃに従って三角波生成部１７が生成する三角波信号Ｔｒの周波数を逐次的に制御することで、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波である三角波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整する。なお、ここでの所望の関係とは、例えば、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれに対する三角波信号Ｔｒの位相差が、インバータ３の出力電圧における高調波電圧が抑制されるような関係のことを指す。 Next, the operation of the carrier frequency adjustment unit 16 in the motor control device 1 will be described. As described above, the carrier frequency adjustment unit 16 calculates the carrier frequency fc based on the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq*, the rotational position θ, and the rotational speed ωr. By sequentially controlling the frequency of the triangular wave signal Tr generated by the triangular wave generation unit 17 according to this carrier frequency fc, the period and phase of the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave, are adjusted so as to have a desired relationship with respect to the voltage waveforms of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* corresponding to the torque command T*. Note that the desired relationship here refers to, for example, a relationship in which the phase difference of the triangular wave signal Tr with respect to each of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* suppresses harmonic voltages in the output voltage of the inverter 3.

図３は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部１６のブロック図である。搬送波周波数調整部１６は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１、電圧位相演算部１６２、電圧位相誤差演算部１６３、同期搬送波周波数演算部１６４、搬送波周波数設定部１６５を有する。 Figure 3 is a block diagram of the carrier frequency adjustment unit 16 according to the first embodiment of the present invention. The carrier frequency adjustment unit 16 has a synchronous PWM carrier number selection unit 161, a voltage phase calculation unit 162, a voltage phase error calculation unit 163, a synchronous carrier frequency calculation unit 164, and a carrier frequency setting unit 165.

同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒに基づき、同期ＰＷＭ制御における電圧波形の１周期に対する搬送波の数を表す同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを選択する。同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、例えば３の倍数のうちＮｃ＝３×（２×ｎ－１）の条件式を満たす数を、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選択する。この条件式において、ｎは任意の自然数を表しており、例えばｎ＝１（Ｎｃ＝３）、ｎ＝２（Ｎｃ＝９）、ｎ＝３（Ｎｃ＝１５）などが選ばれることが多い。また、特殊な搬送波を用いることで、例えばＮｃ＝６やＮｃ＝１２など、３の倍数であっても上記の条件式を満たさない数を同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選定することも可能である。なお、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒだけでなく、トルク指令Ｔ＊に基づいて、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択を行ってもよい。また、例えばヒステリシスを設定するなど、回転速度ωｒが上昇するときと下降するときとで、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択基準を変化させてもよい。 The synchronous PWM carrier number selection unit 161 selects the synchronous PWM carrier number Nc, which represents the number of carriers for one period of the voltage waveform in the synchronous PWM control, based on the rotation speed ωr. The synchronous PWM carrier number selection unit 161 selects, for example, a number that satisfies the conditional expression Nc = 3 × (2 × n-1) among multiples of 3 as the synchronous PWM carrier number Nc. In this conditional expression, n represents an arbitrary natural number, and for example, n = 1 (Nc = 3), n = 2 (Nc = 9), n = 3 (Nc = 15), etc. are often selected. In addition, by using a special carrier, it is also possible to select a number that does not satisfy the above conditional expression even if it is a multiple of 3, such as Nc = 6 or Nc = 12, as the synchronous PWM carrier number Nc. The synchronous PWM carrier number selection unit 161 may select the synchronous PWM carrier number Nc based not only on the rotation speed ωr but also on the torque command T *. In addition, the selection criteria for the number of synchronous PWM carriers Nc may be changed when the rotation speed ωr increases and decreases, for example by setting hysteresis.

電圧位相演算部１６２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、搬送波周波数ｆｃに基づいて、以下の式（１）～（４）により電圧位相θｖを演算する。
θｖ＝θ＋φｖ＋φｄｑｖ＋０．５π ・・・（１）
φｖ＝ωｒ・１．５Ｔｃ ・・・（２）
Ｔｃ＝１／ｆｃ ・・・（３）
φｄｑｖ＝ａｔａｎ（Ｖｑ／Ｖｄ） ・・・（４） The voltage phase calculation unit 162 calculates the voltage phase θv based on the d-axis voltage command Vd*, the q-axis voltage command Vq*, the rotational position θ, the rotational speed ωr, and the carrier frequency fc using the following equations (1) to (4).
θv=θ+φv+φdqv+0.5π (1)
φv=ωr·1.5Tc (2)
Tc=1/fc (3)
φdqv=a tan(Vq/Vd) ... (4)

ここで、φｖは電圧位相の演算遅れ補償値を、Ｔｃは搬送波周期を、φｄｑｖはｄ軸からの電圧位相をそれぞれ表すものとする。演算遅れ補償値φｖは、回転位置検出器８が回転位置θを取得してからモータ制御装置１がインバータ３にゲート信号を出力するまでの間に、１．５制御周期分の演算遅れが発生することを補償する値である。なお、本実施形態では、式（１）右辺の第４項で０．５πを加算している。これは、式（１）右辺の第１項～第３項で演算される電圧位相がｃｏｓ波であるため、これをｓｉｎ波に視点変換するための演算である。 Here, φv represents the calculation delay compensation value for the voltage phase, Tc represents the carrier wave period, and φdqv represents the voltage phase from the d-axis. The calculation delay compensation value φv is a value that compensates for the calculation delay of 1.5 control periods that occurs between when the rotational position detector 8 acquires the rotational position θ and when the motor control device 1 outputs a gate signal to the inverter 3. Note that in this embodiment, 0.5π is added to the fourth term on the right side of equation (1). This is a calculation to convert the voltage phase calculated in the first to third terms on the right side of equation (1) into a sine wave, since the phase is a cosine wave.

電圧位相誤差演算部１６３は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと、電圧位相演算部１６２により演算された電圧位相θｖとに基づき、電圧位相誤差Δθｖを演算する。電圧位相誤差Δθｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、パルス幅変調に用いる搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を表している。電圧位相誤差演算部１６３が所定の演算周期ごとに電圧位相誤差Δθｖを演算することで、搬送波周波数調整部１６において、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差を変化させるように、三角波信号Ｔｒの周波数調整を行うことができる。 The voltage phase error calculation unit 163 calculates a voltage phase error Δθv based on the synchronous PWM carrier number Nc selected by the synchronous PWM carrier number selection unit 161 and the voltage phase θv calculated by the voltage phase calculation unit 162. The voltage phase error Δθv represents the phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw*, which are voltage commands for the inverter 3, and the triangular wave signal Tr, which is the carrier wave used for pulse width modulation. By the voltage phase error calculation unit 163 calculating the voltage phase error Δθv at each predetermined calculation period, the carrier frequency adjustment unit 16 can adjust the frequency of the triangular wave signal Tr so as to change the phase difference between the voltage command for the inverter 3 and the carrier wave used for pulse width modulation.

同期搬送波周波数演算部１６４は、以下の式（５）に従い、電圧位相誤差演算部１６３により演算された電圧位相誤差Δθｖと、回転速度ωｒと、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づき、同期搬送波周波数ｆｃｓを演算する。
ｆｃｓ＝ωｒ・Ｎｃ・（１＋Δθｖ・Ｋ）／（２π）・・・（５） The synchronous carrier frequency calculation unit 164 calculates the synchronous carrier frequency fcs based on the voltage phase error Δθv calculated by the voltage phase error calculation unit 163, the rotation speed ωr, and the synchronous PWM carrier number Nc selected by the synchronous PWM carrier number selection unit 161 in accordance with the following equation (5).
f cs = ωr N c (1 + Δθv K) / (2π) ... (5)

同期搬送波周波数演算部１６４は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）制御により、式（５）に基づく同期搬送波周波数ｆｃｓを演算することができる。なお、式（５）においてゲインＫは一定値としてもよいし、条件により可変としてもよい。 The synchronous carrier frequency calculation unit 164 can calculate the synchronous carrier frequency fcs based on equation (5) using, for example, PLL (Phase Locked Loop) control. Note that in equation (5), the gain K may be a constant value or may be variable depending on conditions.

搬送波周波数設定部１６５は、回転速度ωｒに基づいて、同期搬送波周波数演算部１６４により演算された同期搬送波周波数ｆｃｓと、非同期搬送波周波数ｆｃｎｓとのいずれかを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力する。非同期搬送波周波数ｆｃｎｓは、搬送波周波数設定部１６５において予め設定された一定値である。なお、予め非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを複数用意しておき、その中でいずれかを回転速度ωｒに応じて選択してもよい。例えば、回転速度ωｒの値が大きいほど非同期搬送波周波数ｆｃｎｓの値が大きくなるように、搬送波周波数設定部１６５において非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力することができる。 The carrier frequency setting unit 165 selects either the synchronous carrier frequency fcs calculated by the synchronous carrier frequency calculation unit 164 or the asynchronous carrier frequency fcns based on the rotation speed ωr, and outputs it as the carrier frequency fc. The asynchronous carrier frequency fcns is a constant value set in advance in the carrier frequency setting unit 165. Note that multiple asynchronous carrier frequencies fcns may be prepared in advance, and one of them may be selected according to the rotation speed ωr. For example, the carrier frequency setting unit 165 may select the asynchronous carrier frequency fcns and output it as the carrier frequency fc so that the value of the asynchronous carrier frequency fcns increases as the value of the rotation speed ωr increases.

次に、搬送波周波数調整部１６のうち、電圧位相誤差演算部１６３における電圧位相誤差Δθｖの演算方法の詳細について説明する。 Next, we will explain in detail how the voltage phase error Δθv is calculated in the voltage phase error calculation unit 163 of the carrier frequency adjustment unit 16.

図４は、本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部１６３のブロック図である。電圧位相誤差演算部１６３は、基準電圧位相演算部１６３１と、減算部１６３２を有する。 Figure 4 is a block diagram of the voltage phase error calculation unit 163 according to the first embodiment of the present invention. The voltage phase error calculation unit 163 has a reference voltage phase calculation unit 1631 and a subtraction unit 1632.

基準電圧位相演算部１６３１は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと電圧位相θｖに基づき、同期ＰＷＭ制御における搬送波の位相を固定するための基準電圧位相θｖｂを演算する。 The reference voltage phase calculation unit 1631 calculates the reference voltage phase θvb for fixing the phase of the carrier wave in synchronous PWM control based on the synchronous PWM carrier number Nc and the voltage phase θv.

図５は、基準電圧位相演算部１６３１が実施する基準電圧位相演算の概念図である。基準電圧位相演算部１６３１は、例えば図５に示すように、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算する。なお、図５では説明を分かりやすくするため、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが３であるときの例を示しているが、実際には同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃは、前述のようにＮｃ＝３、９または１５とすることが好ましい。あるいは、Ｎｃ＝６または１２としてもよい。 Figure 5 is a conceptual diagram of the reference voltage phase calculation performed by the reference voltage phase calculation unit 1631. For example, as shown in Figure 5, the reference voltage phase calculation unit 1631 calculates the reference voltage phase θvb that changes stepwise between 0 and 2π with the number of steps corresponding to the number of synchronous PWM carriers Nc. Note that, for ease of understanding, Figure 5 shows an example in which the number of synchronous PWM carriers Nc is 3, but in practice, the number of synchronous PWM carriers Nc is preferably Nc = 3, 9, or 15, as described above. Alternatively, Nc = 6 or 12 may be used.

本実施形態では処理負荷低減のため、例えば図５に示すように、三角搬送波が最小値（谷）から最大値（山）まで上昇する区間である谷割り区間でのみ、搬送波周波数調整部１６が搬送波の周波数を調整可能とする。この場合、同期搬送波周波数演算部１６４では後述するように、搬送波の谷割り区間において、電圧位相誤差Δθｖから同期搬送波周波数ｆｃｓを逐次的に演算することで、同期ＰＷＭ制御を実施する。基準電圧位相演算部１６３１は、この電圧位相誤差Δθｖの演算に用いられる基準電圧位相θｖｂを、図５に示すようにπ／３間隔で変化する離散値として算出する。なお、この基準電圧位相θｖｂの間隔は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じて変化する。同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが大きくなるほど、基準電圧位相θｖｂの間隔が小さくなる。 In this embodiment, in order to reduce the processing load, for example, as shown in FIG. 5, the carrier frequency adjustment unit 16 can adjust the carrier frequency only in the valley division section, which is the section where the triangular carrier rises from the minimum value (valley) to the maximum value (peak). In this case, as described later, the synchronous carrier frequency calculation unit 164 performs synchronous PWM control by sequentially calculating the synchronous carrier frequency fcs from the voltage phase error Δθv in the valley division section of the carrier. The reference voltage phase calculation unit 1631 calculates the reference voltage phase θvb used to calculate this voltage phase error Δθv as a discrete value that changes at π/3 intervals as shown in FIG. 5. Note that the interval of this reference voltage phase θvb changes depending on the synchronous PWM carrier number Nc. The larger the synchronous PWM carrier number Nc, the smaller the interval of the reference voltage phase θvb.

具体的には、基準電圧位相演算部１６３１は、以下の式（６）～（７）に従い、電圧位相θｖ、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づいて基準電圧位相θｖｂを演算する。
θｖｂ＝ｉｎｔ（θｖ／θｓ）・θｓ＋０．５θｓ ・・・（６）
θｓ＝２π／Ｎｃ ・・・（７） Specifically, the reference voltage phase calculation unit 1631 calculates the reference voltage phase θvb based on the voltage phase θv and the number of synchronous PWM carriers Nc in accordance with the following equations (6) to (7).
θvb=int(θv/θs)·θs+0.5θs (6)
θs=2π/Nc (7)

ここで、θｓは搬送波１つあたりの電圧位相θｖの変化幅を表し、ｉｎｔは小数点以下の切り捨て演算を表すものとする。 Here, θs represents the change in voltage phase θv per carrier wave, and int represents the rounding down operation.

なお、本実施形態では、三角搬送波が最大値（山）から最小値（谷）まで下降する区間である山割り区間で基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなるように、基準電圧位相演算部１６３１において式（６）～（７）に従い基準電圧位相θｖｂを演算している。しかしながら、基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなる期間は山割り区間に限らない。電圧位相θｖを用いて、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算できれば、式（６）～（７）以外の演算方法により、基準電圧位相演算部１６３１が基準電圧位相θｖｂの演算を行ってもよい。 In this embodiment, the reference voltage phase θvb is calculated in the reference voltage phase calculation unit 1631 according to equations (6) to (7) so that the reference voltage phase θvb is 0 rad in the mountain-dividing interval, which is the interval in which the triangular carrier wave descends from the maximum value (peak) to the minimum value (valley). However, the period in which the reference voltage phase θvb is 0 rad is not limited to the mountain-dividing interval. If the reference voltage phase θvb that changes stepwise between 0 and 2π with the number of steps corresponding to the number of synchronous PWM carriers Nc can be calculated using the voltage phase θv, the reference voltage phase calculation unit 1631 may calculate the reference voltage phase θvb using a calculation method other than equations (6) to (7).

減算部１６３２は、電圧位相θｖから基準電圧位相θｖｂを減算し、電圧位相誤差Δθｖを演算する。 The subtraction unit 1632 subtracts the reference voltage phase θvb from the voltage phase θv to calculate the voltage phase error Δθv.

続いて、本実施形態の特徴である三角波生成部１７の詳細について説明する。 Next, we will explain the details of the triangular wave generating unit 17, which is a feature of this embodiment.

まず、三角波生成部１７の説明をする前に、従来のモータ制御の課題について説明する。図６は、モータ２の駆動時における振動や騒音の発生とその伝達経路を説明する図である。 First, before explaining the triangular wave generating unit 17, we will explain the problems with conventional motor control. Figure 6 is a diagram that explains the generation of vibrations and noise when the motor 2 is driven and the transmission paths of those vibrations and noise.

図６（ａ）に示すように、モータ２は、モータ取付部によりたとえば車両ボディ等の構造物に設置される。モータ２の駆動時には、出力軸であるシャフトに接続された減速ギアの噛み合い力の変化やシャフトのねじれなどにより、シャフトに対して周方向（軸周り方向）に軸振動（トルク脈動）が発生する。また、モータ２の周方向および径方向には、それぞれの電磁力に応じた加振力（電磁加振力）により、電磁騒音となる振動がそれぞれ発生する。これらの振動の大きさは、モータ２を含む構造系の固有モードと固有周波数によって異なり、モータ２の動作点に応じて変化する。 As shown in FIG. 6(a), the motor 2 is mounted on a structure such as a vehicle body by a motor mounting portion. When the motor 2 is driven, axial vibration (torque pulsation) is generated in the circumferential direction (direction around the axis) of the shaft due to changes in the meshing force of the reduction gear connected to the shaft, which is the output shaft, and torsion of the shaft. In addition, vibrations that become electromagnetic noise are generated in the circumferential and radial directions of the motor 2 due to excitation forces (electromagnetic excitation forces) corresponding to the respective electromagnetic forces. The magnitude of these vibrations differs depending on the natural mode and natural frequency of the structural system including the motor 2, and changes depending on the operating point of the motor 2.

このように、モータ２の駆動時における振動や騒音は複数の発生要因が考えられる。本発明では、このうちモータ２の周方向と径方向の電磁力による振動・騒音に着目し、これを抑制するようにしている。 As such, there are several possible causes for vibration and noise when the motor 2 is running. The present invention focuses on the vibration and noise caused by electromagnetic forces in the circumferential and radial directions of the motor 2, and attempts to suppress them.

モータ２の駆動時に発生した周方向と径方向の電磁力による振動・騒音は、図６（ｂ）に示すように、モータ取付部等の構造伝達系を経由して車両側に入力され、振動や騒音を発生させる。 The vibrations and noises caused by the circumferential and radial electromagnetic forces generated when the motor 2 is driven are input to the vehicle side via the structural transmission system such as the motor mounting part, as shown in Figure 6 (b), and generate vibrations and noises.

インバータ３は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号に応じてインバータ回路３１の各スイッチング素子をスイッチング動作させることにより、任意の周波数で交流電圧を発生してモータ２に印加する。この交流電圧により、モータ２において周方向と径方向に電磁力がそれぞれ発生する。 The inverter 3 generates a PWM signal based on the gate signal input from the motor control device 1, and by switching the switching elements of the inverter circuit 31 in response to the PWM signal, generates an AC voltage at a given frequency and applies it to the motor 2. This AC voltage generates electromagnetic forces in the circumferential and radial directions in the motor 2.

ここで、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子のスイッチング動作の周波数（スイッチング周波数）には、スイッチング損失等の制約による上限値が存在する。そのため、交流電圧の周波数が高くなってスイッチング周波数に近づくと、スイッチング周波数の上限値に応じて交流電圧の１正弦波あたりのスイッチングパルス数が制限される。一方、近年ではモータ２への小型化要求の高まりに応じてモータ２を高周波駆動させるため、モータ２に印加される交流電圧が高周波数化される傾向にある。そこで、本実施形態のモータ制御装置１では、三角波信号（搬送波信号）Ｔｒと三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊との位相を一定とする同期ＰＷＭ制御を採用して、インバータ３の各スイッチング素子に対するゲート信号を生成するようにしている。 Here, the frequency of the switching operation of each switching element of the inverter circuit 31 (switching frequency) has an upper limit due to restrictions such as switching loss. Therefore, when the frequency of the AC voltage increases and approaches the switching frequency, the number of switching pulses per sine wave of the AC voltage is limited according to the upper limit of the switching frequency. On the other hand, in recent years, in order to drive the motor 2 at a high frequency in response to the increasing demand for miniaturization of the motor 2, the AC voltage applied to the motor 2 tends to be increased in frequency. Therefore, in the motor control device 1 of this embodiment, synchronous PWM control is adopted in which the phase of the triangular wave signal (carrier signal) Tr and the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* is constant, and gate signals for each switching element of the inverter 3 are generated.

スイッチング周波数をｆｃとし、モータ２に印加される交流電圧の基本波周波数、すなわち正弦波である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数をｆ１とすると、これらの比ｆｃ／ｆ１は、交流電圧の１正弦波あたりのスイッチングパルス数を表している。同期ＰＷＭ制御では、このスイッチングパルス数ｆｃ／ｆ１に起因した時間高調波が交流電圧において発生することが知られている。例えば、ｆｃ／ｆ１＝９の場合を代表例として説明すると、この場合には相電圧ベースで、時間５次（ｆｃ－４ｆ１）、時間７次（ｆｃ－２ｆ１）、時間１１次（ｆｃ＋２ｆ１）、時間１３次（ｆｃ＋４ｆ１）、時間１７次（２ｆｃ－ｆ１）、時間１９次（２ｆｃ＋ｆ１）などの時間高調波電圧が発生する。また、これらを回転座標変換したｄｑ軸電圧ベースでは、時間６次（ｆｃ－３ｆ１）、時間１２次（ｆｃ＋３ｆ１）、時間１８次（２ｆｃ）などの時間高調波電圧が発生する。これらの時間高調波電圧がモータ２に印可されると、トルク脈動や加振力の脈動となり、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。すなわち、インバータ３が行う同期ＰＷＭ制御により、モータ２では、時間６次（ｆｃ－３ｆ１）、時間１２次（ｆｃ＋３ｆ１）、時間１８次（２ｆｃ）などのトルク脈動が発生することになる。 If the switching frequency is fc and the fundamental frequency of the AC voltage applied to the motor 2, that is, the frequency of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*, which are sine waves, is f1, the ratio fc/f1 represents the number of switching pulses per sine wave of the AC voltage. In synchronous PWM control, it is known that time harmonics due to this switching pulse number fc/f1 occur in the AC voltage. For example, if we explain the case where fc/f1 = 9 as a representative example, in this case, time harmonic voltages such as 5th order (fc-4f1), 7th order (fc-2f1), 11th order (fc+2f1), 13th order (fc+4f1), 17th order (2fc-f1), and 19th order (2fc+f1) are generated on a phase voltage basis. Furthermore, on a dq-axis voltage basis where these are subjected to a rotational coordinate transformation, time harmonic voltages such as 6th order (fc-3f1), 12th order (fc+3f1), and 18th order (2fc) are generated. When these time harmonic voltages are applied to the motor 2, they become torque pulsations and excitation force pulsations, which can result in large vibrations and noise. In other words, the synchronous PWM control performed by the inverter 3 causes torque pulsations such as 6th order (fc-3f1), 12th order (fc+3f1), and 18th order (2fc) to be generated in the motor 2.

図７は、１正弦波あたりのスイッチングパルス数と時間高調波電圧の関係を説明する図である。図７では上から順に、同期２１パルス（ｆｃ／ｆ１＝２１）、同期９パルス（ｆｃ／ｆ１＝９）、同期３パルス（ｆｃ／ｆ１＝３）のそれぞれについて、電圧指令Ｖｕ＊と搬送波信号Ｔｒとの関係、および生成される交流電圧の周波数解析結果を示している。これらの図から、１正弦波あたりのスイッチングパルス数が減少すると、特に低次数側において、交流電圧に含まれる時間高調波成分が増大することが分かる。 Figure 7 explains the relationship between the number of switching pulses per sine wave and the time harmonic voltage. From top to bottom, Figure 7 shows the relationship between the voltage command Vu* and the carrier signal Tr, as well as the results of frequency analysis of the AC voltage generated, for each of 21 synchronous pulses (fc/f1 = 21), 9 synchronous pulses (fc/f1 = 9), and 3 synchronous pulses (fc/f1 = 3). These figures show that when the number of switching pulses per sine wave decreases, the time harmonic components contained in the AC voltage increase, especially on the low-order side.

以上説明したような交流電圧の時間高調波に起因したモータ２のトルク脈動や加振力脈動は、スイッチングパルス数の制約上、従来ではあまり対処されていなかった。そのため従来のモータ制御では、同期ＰＷＭ制御によるモータ駆動中に、モータ回転数に比例した振動・騒音が発生するという課題があった。 The torque pulsation and excitation force pulsation of the motor 2 caused by the time harmonics of the AC voltage as described above have not been addressed much in the past due to restrictions on the number of switching pulses. As a result, conventional motor control has had the problem of generating vibrations and noise proportional to the motor rotation speed while the motor is driven by synchronous PWM control.

そこで本発明では、以下の着眼点に注目し、モータ２の交流電圧に含まれる時間高調波を抑制し、同期ＰＷＭ制御によるモータ駆動中の振動・騒音を低減するようにしている。 Therefore, the present invention focuses on the following points to suppress the time harmonics contained in the AC voltage of the motor 2 and reduce vibrations and noise when the motor is driven by synchronous PWM control.

まず、本実施形態における時間高調波の抑制方法の基本的な考え方について、図８、図９を参照して以下に説明する。図８は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの間の位相差（以下、「変調波／搬送波位相差」と称する）を変化させた場合の、これらの電圧波形の関係を示した図である。図８（ａ）は、変調波／搬送波位相差を－９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図８（ｂ）は、変調波／搬送波位相差を０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図８（ｃ）は、変調波／搬送波位相差を９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形をそれぞれ示している。図８（ａ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に搬送波である三角波は谷となり、図８（ｂ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波はゼロクロス立ち下がりとなり、図８（ｃ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波は山となっている。このように、変調波／搬送波位相差を変化させることで、以下で説明するように、ＰＷＭ制御によって得られるＵ相交流電圧Ｖｕの振幅を一定としたままで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることができる。 First, the basic concept of the method for suppressing time harmonics in this embodiment will be described below with reference to Figures 8 and 9. Figure 8 is a diagram showing the relationship between the U-phase voltage command Vu*, which is a modulated wave, and the triangular wave signal Tr, which is a carrier wave, when the phase difference between them (hereinafter referred to as the "modulated wave/carrier wave phase difference") is changed. Figure 8(a) shows the voltage waveforms of the carrier wave and the modulated wave when the modulated wave/carrier wave phase difference is -90 deg, Figure 8(b) shows the voltage waveforms of the carrier wave and the modulated wave when the modulated wave/carrier wave phase difference is 0 deg, and Figure 8(c) shows the voltage waveforms of the carrier wave and the modulated wave when the modulated wave/carrier wave phase difference is 90 deg. In the case of Figure 8(a), the triangular wave, which is the carrier wave, becomes a valley at the zero cross rising edge of the modulated wave, in the case of Figure 8(b), the triangular wave becomes a zero cross falling edge at the zero cross rising edge of the modulated wave, and in the case of Figure 8(c), the triangular wave becomes a crest at the zero cross rising edge of the modulated wave. In this way, by changing the modulated wave/carrier wave phase difference, as described below, it is possible to freely change the phase of harmonic components other than the fundamental wave component while keeping the amplitude of the U-phase AC voltage Vu obtained by PWM control constant.

なお、図８（ａ）～図８（ｃ）では、説明の都合上、変調波と搬送波の周波数比を１５としているが、本発明はこれに限定されない。また、図８（ａ）～図８（ｃ）では、変調波の例としてＵ相電圧指令Ｖｕ＊を示しているが、他相の電圧指令、すなわちＶ相電圧指令Ｖｖ＊やＷ相電圧指令Ｖｗ＊についても、図８と同様に変調波／搬送波位相差を設定することで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることが可能である。 In Fig. 8(a) to Fig. 8(c), for convenience of explanation, the frequency ratio of the modulating wave to the carrier wave is set to 15, but the present invention is not limited to this. Also, in Fig. 8(a) to Fig. 8(c), the U-phase voltage command Vu* is shown as an example of the modulating wave, but for the voltage commands of other phases, i.e., the V-phase voltage command Vv* and the W-phase voltage command Vw*, the phase of the harmonic components other than the fundamental wave component can be freely changed by setting the modulating wave/carrier wave phase difference in the same way as in Fig. 8.

図９は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を変化させた場合に、インバータ３からモータ２へ出力されるＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分を示す図である。図９（ａ）では、図８（ａ）～図８（ｃ）に示した変調波／搬送波位相差、すなわち－９０ｄｅｇ、０ｄｅｇ、９０ｄｅｇの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの振幅を示し、図９（ｂ）では、これらの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの位相を示している。なお、図９（ａ）、図９（ｂ）では、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次成分として、基本波成分の振幅と位相をそれぞれ示している。また、図９（ｂ）では、図９（ａ）において振幅が比較的大きい１１次、１３次、１７次、１９次、２９次、３１次の各高調波成分について、基本波成分の位相を－１３５ｄｅｇとしたときの位相をそれぞれ示している。 Figure 9 shows the harmonic components of the U-phase AC voltage Vu output from the inverter 3 to the motor 2 when the phase difference between the U-phase voltage command Vu*, which is a modulating wave, and the triangular wave signal Tr, which is a carrier wave, is changed. Figure 9(a) shows the amplitude of each harmonic component of the U-phase AC voltage Vu at each of the modulating wave/carrier wave phase differences shown in Figures 8(a) to 8(c), i.e., phase differences of -90 deg, 0 deg, and 90 deg, and Figure 9(b) shows the phase of each harmonic component of the U-phase AC voltage Vu at each of these phase differences. Note that Figures 9(a) and 9(b) each show the amplitude and phase of the fundamental wave component as the primary component of the U-phase AC voltage Vu. Also, Figure 9(b) shows the phases of the 11th, 13th, 17th, 19th, 29th, and 31st harmonic components, which have relatively large amplitudes in Figure 9(a), when the phase of the fundamental component is set to -135 deg.

図９（ａ）より、変調波／搬送波位相差を変更しても、インバータ３から出力されるＵ相交流電圧Ｖｕにおいて、１次（基本波）を含む各次数成分の振幅は変化しないことが確認される。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させても、モータ２のトルク出力値は変わらないことが分かる。一方、図９（ｂ）より、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次（基本波）成分以外の各高調波成分の位相は、変調波／搬送波位相差に応じて変化することが分かる。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させることは、Ｕ相交流電圧Ｖｕの基本波成分以外の高調波成分の位相を変化させることと等価と言える。 From FIG. 9(a), it can be seen that even if the modulation wave/carrier wave phase difference is changed, the amplitude of each order component, including the first order (fundamental wave), does not change in the U-phase AC voltage Vu output from the inverter 3. In other words, it can be seen that even if the modulation wave/carrier wave phase difference is changed, the torque output value of the motor 2 does not change. On the other hand, from FIG. 9(b), it can be seen that the phase of each harmonic component other than the first order (fundamental wave) component of the U-phase AC voltage Vu changes according to the modulation wave/carrier wave phase difference. In other words, changing the modulation wave/carrier wave phase difference is equivalent to changing the phase of the harmonic components other than the fundamental wave component of the U-phase AC voltage Vu.

なお、図９（ａ）、図９（ｂ）では、インバータ３から出力される三相交流電圧のうち、Ｕ相交流電圧Ｖｕの周波数解析結果を示しているが、他相の交流電圧、すなわちＶ相交流電圧ＶｖやＷ相交流電圧Ｖｗについても、図９（ａ）、図９（ｂ）と同様の周波数解析結果が得られる。したがって、変調波／搬送波位相差を変化させることにより、インバータ３から出力される三相交流電圧の基本波成分以外の高調波成分の位相を任意に変化させることが可能となる。 Note that Figures 9(a) and 9(b) show the frequency analysis results of the U-phase AC voltage Vu among the three-phase AC voltages output from inverter 3, but frequency analysis results similar to those in Figures 9(a) and 9(b) can also be obtained for the AC voltages of other phases, i.e., the V-phase AC voltage Vv and the W-phase AC voltage Vw. Therefore, by changing the modulation wave/carrier wave phase difference, it is possible to arbitrarily change the phase of the harmonic components other than the fundamental wave component of the three-phase AC voltage output from inverter 3.

以上説明したように、変調波／搬送波位相差を変更することで、モータ２のトルク出力値を維持しつつ、インバータ３から出力される三相交流電圧の各高調波成分の位相を変化させることが可能となる。したがって、変調波／搬送波位相差を所定のタイミングでランダムに切り替えて、これによりモータ２の交流電圧に含まれる時間高調波の位相を拡散させることで、モータ２において時間高調波に起因して発生する振動・騒音を低減できることが分かる。 As described above, by changing the modulation wave/carrier wave phase difference, it is possible to change the phase of each harmonic component of the three-phase AC voltage output from the inverter 3 while maintaining the torque output value of the motor 2. Therefore, it can be seen that by randomly switching the modulation wave/carrier wave phase difference at a predetermined timing, thereby diffusing the phase of the time harmonics contained in the AC voltage of the motor 2, it is possible to reduce the vibrations and noise generated in the motor 2 due to the time harmonics.

本実施形態では、上記の考え方に基づき、三角波生成部１７において、変調波／搬送波位相差を所定のタイミングでランダムに切り替えるように、三角波信号Ｔｒの位相を決定する。その具体的な手法を以下に説明する。 In this embodiment, based on the above concept, the triangular wave generating unit 17 determines the phase of the triangular wave signal Tr so that the modulated wave/carrier wave phase difference is randomly switched at a predetermined timing. The specific method is described below.

図１０は、本発明の第１の実施形態に係る三角波生成部１７のブロック図である。三角波生成部１７は、乱数発生部１７１、変移確率選択部１７２、変移判定部１７３、位相選択指示部１７４、位相選択部１７５、および搬送波出力部１７６を有する。 Figure 10 is a block diagram of a triangular wave generating unit 17 according to the first embodiment of the present invention. The triangular wave generating unit 17 has a random number generating unit 171, a transition probability selecting unit 172, a transition determining unit 173, a phase selection indicating unit 174, a phase selecting unit 175, and a carrier wave output unit 176.

乱数発生部１７１は、乱数を発生して変移判定部１７３に出力する。乱数発生部１７１は、例えば所定の数式を用いて疑似乱数を演算したり、予め記憶された乱数テーブルを参照したりすることで、所定周期でランダムに値が変化する乱数を発生し、変移判定部１７３に出力することができる。 The random number generation unit 171 generates random numbers and outputs them to the transition determination unit 173. The random number generation unit 171 can generate random numbers whose values change randomly at a predetermined cycle, for example, by calculating pseudo-random numbers using a predetermined formula or by referring to a pre-stored random number table, and output the random numbers to the transition determination unit 173.

変移確率選択部１７２は、位相選択指示部１７４から出力される位相選択信号に基づいて、予め設定された複数の変移確率のいずれかを選択する。具体的には、例えば位相選択信号の入力に応じて２つの変移確率Ｐｈｌ、Ｐｌｈを相互に切り替えることで、これらの変移確率のいずれか一方を位相選択信号に基づいて排他的に選択する。そして、選択した変移確率の値を変移判定部１７３に出力する。 The transition probability selection unit 172 selects one of a plurality of preset transition probabilities based on a phase selection signal output from the phase selection instruction unit 174. Specifically, for example, by switching between two transition probabilities Phl and Plh in response to the input of the phase selection signal, one of these transition probabilities is exclusively selected based on the phase selection signal. Then, the value of the selected transition probability is output to the transition determination unit 173.

変移判定部１７３は、乱数発生部１７１から出力される乱数と、変移確率選択部１７２から出力される変移確率とに基づいて、三角波生成部１７が生成する三角波信号（搬送波信号）Ｔｒの位相を変更するか否かを判定する。その結果、三角波信号Ｔｒの位相を変更すると判定した場合に、所定の変移指令を位相選択指示部１７４に出力する。具体的には、例えば乱数発生部１７１が０～１の範囲でランダムな値を乱数として発生する場合に、変移確率選択部１７２において変移確率Ｐｈｌ（例えばＰｈｌ＝０．４５）が選択されているときには、乱数が変移確率Ｐｈｌ以下であれば、変移判定部１７３から位相選択指示部１７４へ変移指令を出力する。同様に、変移確率選択部１７２において変移確率Ｐｌｈ（例えばＰｌｈ＝０．５５）が選択されているときには、乱数が変移確率Ｐｌｈ以下であれば、変移判定部１７３から位相選択指示部１７４へ変移指令を出力する。これにより、変移確率選択部１７２における変移確率の選択結果に応じて乱数を用いた位相変更判定を行い、その判定結果に従って変移指令を出力することができる。 The transition determination unit 173 determines whether or not to change the phase of the triangular wave signal (carrier signal) Tr generated by the triangular wave generation unit 17 based on the random number output from the random number generation unit 171 and the transition probability output from the transition probability selection unit 172. As a result, when it is determined that the phase of the triangular wave signal Tr is to be changed, a predetermined transition command is output to the phase selection instruction unit 174. Specifically, for example, when the random number generation unit 171 generates a random value in the range of 0 to 1 as a random number, when the transition probability Phl (for example, Phl = 0.45) is selected in the transition probability selection unit 172, if the random number is equal to or less than the transition probability Phl, the transition determination unit 173 outputs a transition command to the phase selection instruction unit 174. Similarly, when the transition probability selection unit 172 selects a transition probability Plh (e.g., Plh = 0.55), if the random number is equal to or less than the transition probability Plh, the transition determination unit 173 outputs a transition command to the phase selection instruction unit 174. This makes it possible to perform a phase change determination using a random number according to the transition probability selection result in the transition probability selection unit 172, and to output a transition command according to the determination result.

ここで、上記の変移確率Ｐｈｌ、Ｐｌｈの値は一例であり、インバータ３が生成する交流電圧に含まれる高調波成分の位相を適切に分散させ、それによってモータ駆動中の振動・騒音を低減させることができれば、変移確率選択部１７２が選択する変移確率を任意の値で設定することが可能である。なお、変移確率Ｐｈｌ、Ｐｌｈの設定値とモータ駆動中の振動・騒音の低減効果との関係については、後で図１４～図１７を参照して説明する。また、上記では変移確率Ｐｈｌと変移確率Ｐｌｈを互いに異なる値としたが、これらを同一の値としてもよい。その場合には、変移判定部１７３において変移確率を予め設定しておくことで、変移確率選択部１７２を省略することも可能である。 Here, the values of the transition probabilities Phl and Plh are just an example, and the transition probability selected by the transition probability selection unit 172 can be set to any value as long as the phase of the harmonic components contained in the AC voltage generated by the inverter 3 can be appropriately dispersed, thereby reducing vibration and noise during motor operation. The relationship between the set values of the transition probabilities Phl and Plh and the effect of reducing vibration and noise during motor operation will be described later with reference to Figures 14 to 17. Also, although the transition probabilities Phl and Plh are set to different values in the above, they may be set to the same value. In that case, it is also possible to omit the transition probability selection unit 172 by previously setting the transition probability in the transition determination unit 173.

位相選択指示部１７４は、変移判定部１７３から出力される変移指令と、回転位置検出器８から出力される回転位置θとに基づいて、変移確率選択部１７２と位相選択部１７５に対して位相選択信号をそれぞれ出力する。このとき、インバータ３が生成する交流電圧において６次成分の高調波が発生するのを抑制するために、電気角で１２０度ごとに、すなわち回転位置θが１２０度の整数倍となったときに、位相選択指示部１７４から位相選択信号が出力されるようにする。具体的には、例えば位相選択指示部１７４は、回転位置θが１２０度の整数倍となるタイミングで変移指令の入力の有無を検知する。その結果、変移指令の入力を検知した場合は位相選択信号を出力し、検知しなかった場合は位相選択信号を出力しないようにする。これにより、電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、位相選択信号の出力を行うことができる。 The phase selection instruction unit 174 outputs a phase selection signal to the transition probability selection unit 172 and the phase selection unit 175 based on the transition command output from the transition determination unit 173 and the rotational position θ output from the rotational position detector 8. At this time, in order to suppress the generation of 6th harmonic components in the AC voltage generated by the inverter 3, the phase selection signal is output from the phase selection instruction unit 174 every 120 electrical degrees, that is, when the rotational position θ becomes an integer multiple of 120 degrees. Specifically, for example, the phase selection instruction unit 174 detects the presence or absence of an input of a transition command at the timing when the rotational position θ becomes an integer multiple of 120 degrees. As a result, if the input of a transition command is detected, the phase selection signal is output, and if not, the phase selection signal is not output. This makes it possible to output a phase selection signal at the switching timing of an integer multiple of 120 electrical degrees.

位相選択部１７５は、位相選択指示部１７４から出力される位相選択信号に基づいて、各相の三角波信号Ｔｒの位相を切り替える。具体的には、例えば位相選択指示部１７４から位相選択信号が出力される度に、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を基準とした各三角波信号Ｔｒの位相、すなわちＵ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊のそれぞれに対する三角波信号Ｔｒの位相差を、０度から１８０度へ、または１８０度から０度へと交互に切り替える。これにより、変移判定部１７３の判定結果に基づき、三角波生成部１７から出力される各相の三角波信号Ｔｒの位相値として、０度または１８０度のいずれか一方の値を、電気角で１２０度の整数倍のタイミングで排他的に選択することができる。こうして決定された三角波信号Ｔｒの位相値は、位相選択部１７５から搬送波出力部１７６へ出力される。 The phase selection unit 175 switches the phase of the triangular wave signal Tr of each phase based on the phase selection signal output from the phase selection instruction unit 174. Specifically, for example, each time a phase selection signal is output from the phase selection instruction unit 174, the phase of each triangular wave signal Tr based on the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*, that is, the phase difference of the triangular wave signal Tr with respect to each of the U-phase voltage command Vu*, the V-phase voltage command Vv*, and the W-phase voltage command Vw*, is alternately switched from 0 degrees to 180 degrees, or from 180 degrees to 0 degrees. As a result, based on the judgment result of the transition judgment unit 173, either one of the values of 0 degrees or 180 degrees can be exclusively selected at a timing of an integer multiple of 120 degrees in electrical angle as the phase value of the triangular wave signal Tr of each phase output from the triangular wave generation unit 17. The phase value of the triangular wave signal Tr determined in this manner is output from the phase selection unit 175 to the carrier wave output unit 176.

搬送波出力部１７６は、位相選択部１７５により選択された位相値に基づいて各相の三角波信号Ｔｒを生成し出力する。このとき搬送波出力部１７６は、位相選択部１７５が選択した位相値、すなわち０度または１８０度のいずれかを位相の初期値として、搬送波周波数ｆｃに応じた三角波信号Ｔｒを出力する。搬送波出力部１７６が生成した三角波信号Ｔｒは、三角波生成部１７の出力として、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調してゲート信号を生成する際に利用される。 The carrier wave output unit 176 generates and outputs a triangular wave signal Tr for each phase based on the phase value selected by the phase selection unit 175. At this time, the carrier wave output unit 176 outputs a triangular wave signal Tr according to the carrier wave frequency fc, with the phase value selected by the phase selection unit 175, i.e., either 0 degrees or 180 degrees, as the initial phase value. The triangular wave signal Tr generated by the carrier wave output unit 176 is used as the output of the triangular wave generation unit 17 when pulse-width modulating the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* to generate gate signals.

図１１は、位相選択部１７５から出力されるＵ相の位相差の値と、この位相差に基づいて搬送波出力部１７６により生成されるＵ相の三角波信号Ｔｒの例を示す図である。位相選択部１７５は、位相選択指示部１７４からの位相選択信号の出力に基づき、例えば図１１に示すように、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊の周期に応じた電気角０～１２０度、１２０度～２４０度、２４０度～３６０度の各期間において、０度または１８０度の位相差を交互に選択する。搬送波出力部１７６は、この位相差の選択結果に従って、三角波信号Ｔｒの位相を電気角１２０度の整数倍のタイミングで切り替える。図１１の例では、０～１２０度の電気角範囲と２４０度～３６０度の電気角範囲では位相差の値が０度にそれぞれ選択され、１２０度～２４０度の電気角範囲では位相差の値が１８０度に選択されている。そのため、電気角１２０度、２４０度の各タイミングにおいて三角波信号Ｔｒの位相が切り替わっている。 Figure 11 is a diagram showing an example of the phase difference value of the U-phase output from the phase selection unit 175 and the U-phase triangular wave signal Tr generated by the carrier wave output unit 176 based on this phase difference. Based on the output of the phase selection signal from the phase selection instruction unit 174, the phase selection unit 175 alternately selects a phase difference of 0 degrees or 180 degrees in each period of electrical angles of 0 to 120 degrees, 120 degrees to 240 degrees, and 240 degrees to 360 degrees according to the cycle of the U-phase voltage command Vu*, as shown in Figure 11 for example. The carrier wave output unit 176 switches the phase of the triangular wave signal Tr at a timing of an integer multiple of an electrical angle of 120 degrees according to the result of the phase difference selection. In the example of Figure 11, the phase difference value is selected to be 0 degrees in the electrical angle range of 0 to 120 degrees and the electrical angle range of 240 degrees to 360 degrees, and the phase difference value is selected to be 180 degrees in the electrical angle range of 120 degrees to 240 degrees. Therefore, the phase of the triangular wave signal Tr switches at the timings of 120 and 240 electrical degrees.

なお、図１１ではＵ相における位相差と三角波信号Ｔｒの例を説明したが、Ｖ相およびＷ相についても同様に、位相選択部１７５から出力される位相差の値に応じて、三角波信号Ｔｒが生成される。このとき位相選択部１７５は、各相の三角波信号Ｔｒの間で三相対称性が確保されるように、各相の三角波信号Ｔｒの位相を選択する。 Note that while FIG. 11 illustrates an example of the phase difference and triangular wave signal Tr in the U phase, the triangular wave signal Tr is generated for the V and W phases in a similar manner according to the phase difference value output from the phase selection unit 175. At this time, the phase selection unit 175 selects the phase of the triangular wave signal Tr of each phase so that three-phase symmetry is ensured between the triangular wave signals Tr of each phase.

図１２は、位相選択部１７５から出力される各相の位相差の値と、これらの位相差に基づいて搬送波出力部１７６により生成される各相の三角波信号Ｔｒの例を示す図である。図１２において、（ａ）はＵ相に対する位相差の選択結果と三角波信号Ｔｒを示し、（ｂ）はＶ相に対する位相差の選択結果と三角波信号Ｔｒを示し、（ｃ）はＷ相に対する位相差の選択結果と三角波信号Ｔｒを示している。なお、（ａ）の図は、図１１で示したものと同じである。 Figure 12 is a diagram showing an example of the phase difference values of each phase output from the phase selection unit 175, and the triangular wave signal Tr of each phase generated by the carrier wave output unit 176 based on these phase differences. In Figure 12, (a) shows the phase difference selection result for the U phase and the triangular wave signal Tr, (b) shows the phase difference selection result for the V phase and the triangular wave signal Tr, and (c) shows the phase difference selection result for the W phase and the triangular wave signal Tr. Note that the diagram in (a) is the same as that shown in Figure 11.

位相選択部１７５は、位相選択指示部１７４からの位相選択信号の出力に基づき、例えば図１２に示すように、電気角０～１２０度、１２０度～２４０度、２４０度～３６０度の各期間において、各相について０度または１８０度の位相差を選択する。ここで、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令Ｖｗ＊は、三相対称性により、１２０度の位相差で互いに相似形状を有している。位相選択部１７５では、こうした各相の電圧指令の相似関係に従って、各相の位相差を選択するようにしている。 Based on the output of the phase selection signal from the phase selection instruction unit 174, the phase selection unit 175 selects a phase difference of 0 degrees or 180 degrees for each phase in each period of electrical angle 0 to 120 degrees, 120 degrees to 240 degrees, and 240 degrees to 360 degrees, as shown in FIG. 12, for example. Here, the U-phase voltage command Vu*, the V-phase voltage command Vv*, and the W-phase voltage command Vw* have similar shapes with a phase difference of 120 degrees due to three-phase symmetry. The phase selection unit 175 selects the phase difference of each phase according to the similarity relationship of the voltage commands of each phase.

搬送波出力部１７６は、位相選択部１７５における各相の位相差の選択結果に従って、三角波信号Ｔｒの位相を電気角１２０度の整数倍のタイミングで切り替える。図１２の例では、Ｕ相については前述のように、０～１２０度の電気角範囲と２４０度～３６０度の電気角範囲では位相差の値が０度にそれぞれ選択され、１２０度～２４０度の電気角範囲では位相差の値が１８０度に選択されている。また、Ｖ相については、０～２４０度の電気角範囲では位相差の値が０度に選択され、２４０度～３６０度の電気角範囲では位相差の値が１８０度に選択されている。Ｗ相については、０～１２０度の電気角範囲では位相差の値が１８０度に選択され、１２０度～３６０度の電気角範囲では位相差の値が０度に選択されている。これらの位相差の選択結果に応じて、各相の三角波信号Ｔｒの位相が切り替わっている。 The carrier wave output unit 176 switches the phase of the triangular wave signal Tr at a timing of an integer multiple of 120 degrees of electrical angle according to the selection result of the phase difference of each phase by the phase selection unit 175. In the example of FIG. 12, as described above, for the U phase, the phase difference value is selected to be 0 degrees in the electrical angle range of 0 to 120 degrees and the electrical angle range of 240 to 360 degrees, and the phase difference value is selected to be 180 degrees in the electrical angle range of 120 to 240 degrees. For the V phase, the phase difference value is selected to be 0 degrees in the electrical angle range of 0 to 240 degrees, and the phase difference value is selected to be 180 degrees in the electrical angle range of 240 to 360 degrees. For the W phase, the phase difference value is selected to be 180 degrees in the electrical angle range of 0 to 120 degrees, and the phase difference value is selected to be 0 degrees in the electrical angle range of 120 to 360 degrees. The phase of the triangular wave signal Tr of each phase is switched according to the selection result of these phase differences.

三角波生成部１７は、以上説明した各ブロックの動作により、各相の三角波信号Ｔｒを生成して出力する。これにより、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、前述の変調波／搬送波位相差、すなわち各相の変調波（三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と三角波信号Ｔｒとの間の位相差を、乱数に基づいて切り替えることができる。 The triangular wave generating unit 17 generates and outputs the triangular wave signal Tr for each phase through the operation of each block described above. This allows the aforementioned modulation wave/carrier wave phase difference, i.e., the phase difference between the modulation wave (three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw*) of each phase and the triangular wave signal Tr, to be switched based on a random number at switching timings that are integer multiples of 120 degrees in the electrical angle of the motor 2.

図１３は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づく線間電圧波形の例を示している。図１３では、図１２に示した三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの比較によって生成される各相の線間電圧波形を示している。図１３において、（ａ）はＵ相－Ｖ相線間電圧Ｖｕｖの波形、（ｂ）はＶ相－Ｗ相線間電圧Ｖｖｗの波形、（ｃ）はＷ相－Ｕ相線間電圧Ｖｗｕの波形をそれぞれ示している。図１３に示すように、これらの線間電圧波形は、三相対称性による相似関係を互いに有している。 Figure 13 shows an example of line voltage waveforms based on the results of comparing the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* with the triangular wave signal Tr. Figure 13 shows the line voltage waveforms of each phase generated by comparing the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* shown in Figure 12 with the triangular wave signal Tr. In Figure 13, (a) shows the waveform of the U-phase-V-phase line voltage Vuv, (b) shows the waveform of the V-phase-W-phase line voltage Vvw, and (c) shows the waveform of the W-phase-U-phase line voltage Vwu. As shown in Figure 13, these line voltage waveforms have a similarity relationship due to three-phase symmetry.

ゲート信号生成部１８は、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いて、例えば図１３に示すような各相の線間電圧波形に応じたパルス状の電圧を生成することで、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するパルス状のゲート信号を生成する。ここで、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒの位相は、前述のように、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、乱数発生部１７１が発生する乱数に基づき、０度と１８０度の間で切り替えられたものである。したがって、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替えることができる。 The gate signal generating unit 18 uses the triangular wave signal Tr output from the triangular wave generating unit 17 to generate a pulsed voltage corresponding to the line voltage waveform of each phase, for example as shown in FIG. 13, thereby generating a pulsed gate signal for the switching element of each phase of the inverter 3. Here, as described above, the phase of the triangular wave signal Tr output from the triangular wave generating unit 17 is switched between 0 degrees and 180 degrees based on the random number generated by the random number generating unit 171 at the switching timing of an integer multiple of 120 degrees in the electrical angle of the motor 2. Therefore, the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generating unit 18 can be switched based on the random number at the switching timing of an integer multiple of 120 degrees in the electrical angle of the motor 2.

以上説明したように、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒの位相が乱数に基づいて切り替えられ、これに応じてゲート信号生成部１８から出力されるゲート信号のパルスパターンが切り替えられると、図９で説明したように、インバータ３が出力する交流電力に含まれる高調波の位相が変化する。すなわち、ゲート信号生成部１８では、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いることで、インバータ３が出力する交流電力における高調波の位相が互いに異なる複数のパルスパターンのいずれかに従って、ゲート信号を生成することができる。このとき、ゲート信号のパルスパターンの切り替え前後では前述の同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが変化しないため、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの周波数の比は一定である。したがって、制御周期を変更せずにゲート信号のパルスパターンを切り替えることができるため、モータ制御装置１において安定した制御応答を実現できる。 As described above, when the phase of the triangular wave signal Tr output from the triangular wave generating unit 17 is switched based on a random number and the pulse pattern of the gate signal output from the gate signal generating unit 18 is switched accordingly, the phase of the harmonics contained in the AC power output by the inverter 3 changes as described in FIG. 9. That is, in the gate signal generating unit 18, by using the triangular wave signal Tr output from the triangular wave generating unit 17, the gate signal can be generated according to one of a plurality of pulse patterns in which the phases of the harmonics in the AC power output by the inverter 3 are different from each other. At this time, since the aforementioned synchronous PWM carrier number Nc does not change before and after the switching of the pulse pattern of the gate signal, the ratio of the frequency of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the triangular wave signal Tr is constant. Therefore, since the pulse pattern of the gate signal can be switched without changing the control period, a stable control response can be realized in the motor control device 1.

なお、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行う際に、搬送波周波数調整部１６では前述のように、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１において、Ｎｃ＝３×（２×ｎ－１）の条件式を満たす数を同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選択することが好ましい。このようにすれば、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号において、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の１周期当たりのゲート信号のパルス数がそれぞれ３の倍数となるように、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行うことができる。その結果、各相のゲート信号において三相対称性を確保しつつ、正負のパルスの対称性を確保できるため、これらが非対称となることで発生するトルク脈動成分、例えば時間６次成分や時間２次成分などの偶数次数成分を、モータ２の出力トルクから低減することが可能となる。 When switching the pulse pattern of the gate signal, it is preferable that the carrier frequency adjustment unit 16 selects a number that satisfies the conditional expression Nc = 3 × (2 × n - 1) as the synchronous PWM carrier number Nc in the synchronous PWM carrier number selection unit 161 as described above. In this way, the gate signal pulse pattern can be switched so that the number of gate signal pulses per period of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* in the gate signal generated by the gate signal generation unit 18 is a multiple of 3. As a result, it is possible to ensure symmetry of positive and negative pulses while ensuring three-phase symmetry in the gate signal of each phase, so that torque pulsation components generated by these becoming asymmetric, such as even-order components such as time sixth order components and time second order components, can be reduced from the output torque of the motor 2.

次に、変移確率選択部１７２における変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの設定値とモータ駆動中の振動・騒音の低減効果との関係について、以下に図１４～図１７を参照して説明する。図１４～図１７は、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈを変化させたときのｄ軸電流、ｑ軸電流、反転フラグ、三角波信号ＴｒおよびＵ相上アーム信号の各波形例と、Ｕ相電流およびモータ出力トルクにおける基本波と高調波の次数成分ごとの大きさの例を示している。図１４ではＰｈｌ＝Ｐｌｈ＝０、図１５ではＰｈｌ＝Ｐｌｈ＝０．２、図１６ではＰｈｌ＝Ｐｌｈ＝０．５、図１７ではＰｈｌ＝Ｐｌｈ＝０．８の場合の例をそれぞれ示している。 Next, the relationship between the set values of the transition probabilities Phl and Plh in the transition probability selection unit 172 and the effect of reducing vibration and noise while the motor is driven will be described below with reference to Figs. 14 to 17. Figs. 14 to 17 show examples of the waveforms of the d-axis current, q-axis current, inversion flag, triangular wave signal Tr, and U-phase upper arm signal when the transition probabilities Phl and Plh are changed, as well as examples of the magnitude of each order component of the fundamental wave and harmonic waves in the U-phase current and motor output torque. Fig. 14 shows an example where Phl=Plh=0, Fig. 15 shows an example where Phl=Plh=0.2, Fig. 16 shows an example where Phl=Plh=0.5, and Fig. 17 shows an example where Phl=Plh=0.8.

なお、反転フラグとは、位相選択部１７５における三角波信号Ｔｒの位相値の選択状態に応じて変化するフラグ値である。具体的には、例えば三角波信号Ｔｒの位相値が０度の場合は、反転フラグの値が０となり、三角波信号Ｔｒの位相値が１８０度の場合は、反転フラグの値が１となる。したがって、反転フラグの値が０から１へ、または１から０へ変化するタイミングは、位相選択指示部１７４が位相選択信号を出力し、これに応じて位相選択部１７５が三角波信号Ｔｒの位相を切り替えるタイミングに相当する。 The inversion flag is a flag value that changes depending on the selection state of the phase value of the triangular wave signal Tr in the phase selection unit 175. Specifically, for example, when the phase value of the triangular wave signal Tr is 0 degrees, the value of the inversion flag is 0, and when the phase value of the triangular wave signal Tr is 180 degrees, the value of the inversion flag is 1. Therefore, the timing at which the value of the inversion flag changes from 0 to 1 or from 1 to 0 corresponds to the timing at which the phase selection instruction unit 174 outputs a phase selection signal and the phase selection unit 175 switches the phase of the triangular wave signal Tr in response to this.

図１４の場合、Ｐｈｌ＝Ｐｌｈ＝０であるため、反転フラグの値は０のままで変化しない。一方、図１５では、矢印１７２１に示すタイミングで反転フラグの値が０から１に変化し、これに応じて三角波信号Ｔｒの位相が切り替わることで、ｄ軸電流およびｑ軸電流の位相がそれぞれ反転している。また、図１６では、矢印１７２２に示すタイミングで反転フラグの値が０から１に、矢印１７２３に示すタイミングで反転フラグの値が１から０にそれぞれ変化し、これらに応じて三角波信号Ｔｒの位相が切り替わることで、ｄ軸電流およびｑ軸電流の位相がそれぞれ反転している。同様に、図１７では、矢印１７２４に示すタイミングで反転フラグの値が０から１に、矢印１７２５に示すタイミングで反転フラグの値が１から０に、矢印１７２６に示すタイミングで反転フラグの値が０から１にそれぞれ変化し、これらに応じて三角波信号Ｔｒの位相が切り替わることで、ｄ軸電流およびｑ軸電流の位相がそれぞれ反転している。 14, since Phl=Plh=0, the value of the inversion flag remains at 0. On the other hand, in FIG. 15, the value of the inversion flag changes from 0 to 1 at the timing indicated by the arrow 1721, and the phase of the triangular wave signal Tr is switched accordingly, thereby inverting the phases of the d-axis current and the q-axis current. Also, in FIG. 16, the value of the inversion flag changes from 0 to 1 at the timing indicated by the arrow 1722, and from 1 to 0 at the timing indicated by the arrow 1723, and the phase of the triangular wave signal Tr is switched accordingly, thereby inverting the phases of the d-axis current and the q-axis current. Similarly, in FIG. 17, the value of the inversion flag changes from 0 to 1 at the timing indicated by the arrow 1724, from 1 to 0 at the timing indicated by the arrow 1725, and from 0 to 1 at the timing indicated by the arrow 1726, and the phase of the triangular wave signal Tr is switched accordingly, thereby inverting the phases of the d-axis current and the q-axis current.

以上説明したように、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの値を増加させると、これに応じて、任意の期間内で反転フラグの値が変化する回数が増加する。その結果、図１４～図１７に示すように、Ｕ相電流において５次、７次、１１次、１３次等の各高調波成分のピーク値が低減し、その結果、６次と１２次の位置にそれぞれ現れているトルク脈動のピーク値も減少することが分かる。したがって、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの値が大きくなるほど、これらの次数におけるトルク脈動を低減できることが分かる。 As explained above, when the values of the transition probabilities Phl and Plh are increased, the number of times the value of the inversion flag changes within any given period increases accordingly. As a result, as shown in Figures 14 to 17, the peak values of the 5th, 7th, 11th, 13th, etc. harmonic components in the U-phase current are reduced, and as a result, the peak values of the torque pulsation appearing at the 6th and 12th positions are also reduced. Therefore, it can be seen that the larger the values of the transition probabilities Phl and Plh, the more the torque pulsation at these orders can be reduced.

しかしその一方で、６次未満の領域では、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの値が増加するにつれてトルク脈動が増加している。そのため、本実施形態のモータ制御装置１を用いてモータ２の駆動制御を行う際には、モータ２が発生する振動・騒音において６次未満の成分を無視できるかどうかにより、変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈの設定値を定めればよい。 On the other hand, in the region below the sixth order, torque pulsation increases as the values of transition probabilities Phl and Plh increase. Therefore, when controlling the drive of motor 2 using the motor control device 1 of this embodiment, the set values of transition probabilities Phl and Plh can be determined depending on whether components below the sixth order can be ignored in the vibrations and noise generated by motor 2.

また、図１４～図１７から、６次成分と１２次成分については変移確率Ｐｈｌ，Ｐｌｈを適切に設定することでトルク脈動を低減できるが、１８次以上の成分ではトルク脈動を低減できていないことが分かる。これは、位相選択部１７５における三角波信号Ｔｒの位相値の切り替えが、０度と１８０度の２種類で行われているためである。すなわち、本実施形態のモータ制御装置１では、三角波信号Ｔｒの位相値を２種類で切り替えることにより、１８次未満のトルク脈動を低減できるようにしている。 Furthermore, from Figures 14 to 17, it can be seen that for the 6th and 12th order components, torque pulsation can be reduced by appropriately setting the transition probabilities Phl and Plh, but torque pulsation cannot be reduced for the 18th order or higher components. This is because the phase value of the triangular wave signal Tr in the phase selection unit 175 is switched between two values, 0 degrees and 180 degrees. In other words, in the motor control device 1 of this embodiment, the phase value of the triangular wave signal Tr is switched between two values, making it possible to reduce torque pulsation of orders less than 18th order.

以上説明した実施形態によれば、スイッチングパルス数の減少に伴って顕在化する時間高調波に起因したモータ２の振動や騒音を、インバータ３のスイッチング損失の悪化を避けつつ実現できる。そのため、モータ駆動システムの低振動化・低騒音化に寄与できる。これにより、従来のモータ駆動システムでは必要であった制振材や吸音材などの振動・騒音対策用の部材を本実施形態では削減できるため、低コスト化や軽量化にも寄与できる。 According to the embodiment described above, it is possible to reduce the vibration and noise of the motor 2 caused by time harmonics that become apparent as the number of switching pulses decreases, while avoiding deterioration of the switching loss of the inverter 3. This contributes to reducing vibration and noise in the motor drive system. As a result, this embodiment can reduce the number of vibration and noise countermeasure materials such as vibration damping materials and sound absorbing materials that were necessary in conventional motor drive systems, which also contributes to reducing costs and weight.

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。 The first embodiment of the present invention described above provides the following advantages:

（１）モータ制御装置１は、直流電力から交流電力への電力変換を行うインバータ３と接続され、その交流電力を用いて駆動するモータ２の駆動を制御するものであって、搬送波である三角波信号Ｔｒを生成する三角波生成部１７と、三角波信号Ｔｒの周波数を表す搬送波周波数ｆｃを調整する搬送波周波数調整部１６と、三角波信号Ｔｒを用いてトルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部１８とを備える。ゲート信号生成部１８は、インバータ３から出力される交流電力に含まれる高調波の位相が互いに異なる複数のパルスパターンのいずれかに従ってゲート信号を生成可能であり、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。このようにしたので、インバータ３のスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、モータ２の高調波電圧を抑制することができる。その結果、モータ２を搭載したシステムにおいて、低振動化や低騒音化を図ることができる。 (1) The motor control device 1 is connected to an inverter 3 that converts DC power to AC power, and controls the driving of a motor 2 that is driven using the AC power. The motor control device 1 includes a triangular wave generating unit 17 that generates a triangular wave signal Tr that is a carrier wave, a carrier frequency adjusting unit 16 that adjusts a carrier frequency fc that represents the frequency of the triangular wave signal Tr, and a gate signal generating unit 18 that uses the triangular wave signal Tr to pulse-width modulate three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* corresponding to a torque command T*, and generates a gate signal for controlling the operation of the inverter 3. The gate signal generating unit 18 can generate a gate signal according to one of a plurality of pulse patterns in which the phases of the harmonics contained in the AC power output from the inverter 3 are different from each other, and switches the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generating unit 18 based on a random number at a switching timing that is an integer multiple of 120 degrees in the electrical angle of the motor 2. This makes it possible to suppress the harmonic voltage of the motor 2 without increasing the power loss during the switching operation of the inverter 3. As a result, systems equipped with motor 2 can achieve low vibration and low noise.

（２）モータ制御装置１は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を変更することで、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを切り替える。具体的には、三角波生成部１７が生成する三角波信号Ｔｒの位相を変更することで、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を変更する。このようにしたので、任意のタイミングでゲート信号のパルスパターンを容易かつ確実に切り替えることができる。 (2) The motor control device 1 switches the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generating unit 18 by changing the phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the triangular wave signal Tr. Specifically, the phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the triangular wave signal Tr is changed by changing the phase of the triangular wave signal Tr generated by the triangular wave generating unit 17. In this way, the pulse pattern of the gate signal can be easily and reliably switched at any timing.

（３）三角波生成部１７は、乱数を発生する乱数発生部１７１と、乱数発生部１７１が発生した乱数に基づいて、三角波信号Ｔｒの位相を変更するか否かを判定する変移判定部１７３と、変移判定部１７３の判定結果に基づいて、予め設定された複数の値のいずれかを三角波信号Ｔｒの位相として選択する位相選択部１７５と、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に対して位相選択部１７５が選択した値だけ位相をずらして三角波信号Ｔｒをそれぞれ出力する搬送波出力部１７６とを有する。位相選択部１７５は、電気角で１２０度の整数倍のタイミングで三角波信号Ｔｒの位相の選択を行う。このようにしたので、乱数に基づくゲート信号のパルスパターンの切り替えを確実に実現することができる。 (3) The triangular wave generating unit 17 includes a random number generating unit 171 that generates random numbers, a transition determining unit 173 that determines whether or not to change the phase of the triangular wave signal Tr based on the random number generated by the random number generating unit 171, a phase selecting unit 175 that selects one of a plurality of preset values as the phase of the triangular wave signal Tr based on the determination result of the transition determining unit 173, and a carrier wave output unit 176 that outputs the triangular wave signal Tr by shifting the phase by the value selected by the phase selecting unit 175 for the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw*. The phase selecting unit 175 selects the phase of the triangular wave signal Tr at a timing that is an integer multiple of 120 degrees in electrical angle. This makes it possible to reliably switch the pulse pattern of the gate signal based on the random number.

（４）モータ制御装置１は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を０度または１８０度のいずれかに切り替えることで、これらの位相差を変更する。このようにしたので、６次と１２次のトルク脈動を十分に低減し、低振動化や低騒音化を図ることができる。 (4) The motor control device 1 changes the phase difference between the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the triangular wave signal Tr by switching the phase difference between these to either 0 degrees or 180 degrees. In this way, it is possible to sufficiently reduce the sixth and twelfth order torque pulsations, and to achieve low vibration and low noise.

（５）モータ制御装置１は、ゲート信号のパルスパターンの切り替え前後で三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの周波数の比を一定とする。このようにしたので、ゲート信号のパルスパターンを切り替えた際にも安定した制御応答を実現できる。 (5) The motor control device 1 maintains a constant ratio of the frequency of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the triangular wave signal Tr before and after switching the pulse pattern of the gate signal. This makes it possible to achieve a stable control response even when the pulse pattern of the gate signal is switched.

（６）モータ制御装置１は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の１周期当たりのゲート信号のパルス数がそれぞれ３の倍数となるように、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行うことが好ましい。このようにすれば、各相のゲート信号の非対称性や正負のパルスの非対称性によって発生するトルク脈動成分をモータ２の出力トルクから低減し、さらなる振動や騒音の抑制を図ることができる。 (6) It is preferable that the motor control device 1 switches the pulse pattern of the gate signal so that the number of gate signal pulses per period of the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, and Vw* is a multiple of 3. In this way, torque pulsation components generated by the asymmetry of the gate signals of each phase and the asymmetry of the positive and negative pulses can be reduced from the output torque of the motor 2, thereby further suppressing vibration and noise.

なお、以上説明した実施形態では、三角波信号Ｔｒの位相を０度または１８０度とすることで、変調波／搬送波位相差を０度と１８０度の間で切り替える例を説明したが、こうした変調波／搬送波位相差の切り替えを他の電気角で行ってもよい。例えば、乱数に基づいて０度、９０度、１８０度または２７０度のいずれかを三角波信号Ｔｒの位相として選択することで、これらの電気角の間で変調波／搬送波位相差の切り替えを行うことができる。ここで、選択可能な三角波信号Ｔｒの位相が０度と１８０度の場合は、スイッチング周波数ｆｃとモータ２の基本波周波数ｆ１に対して、ｆｃ／ｆ１および３ｆｃ／ｆ１の側波帯成分の位相をｄ軸電流およびｑ軸電流において反転させ、これらの次数のトルク脈動を低減することができる。一方、選択可能な三角波信号Ｔｒの位相が０度、９０度、１８０度および２７０度の場合は、スイッチング周波数ｆｃとモータ２の基本波周波数ｆ１に対して、さらに２ｆｃ／ｆ１の側波帯成分の位相をｄ軸電流およびｑ軸電流において反転させ、これらの次数のトルク脈動をも低減することができる。また、さらに選択可能な三角波信号Ｔｒの位相の数を増やすこともできる。その場合、変調波／搬送波位相差を、互いの差分が１８０÷Ｎ（Ｎは任意の自然数）の条件を満たす複数の値のいずれかに切り替えることで、任意の次数のトルク脈動を低減することが可能である。その結果、モータ２においてさらなる振動や騒音の抑制を図ることができる。 In the above embodiment, the phase of the triangular wave signal Tr is set to 0 degrees or 180 degrees to switch the modulation wave/carrier wave phase difference between 0 degrees and 180 degrees. However, the modulation wave/carrier wave phase difference may be switched at other electrical angles. For example, the modulation wave/carrier wave phase difference can be switched between these electrical angles by selecting 0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, or 270 degrees as the phase of the triangular wave signal Tr based on a random number. Here, when the selectable phases of the triangular wave signal Tr are 0 degrees and 180 degrees, the phases of the sideband components of fc/f1 and 3fc/f1 can be inverted in the d-axis current and q-axis current with respect to the switching frequency fc and the fundamental frequency f1 of the motor 2, thereby reducing the torque pulsation of these orders. On the other hand, when the selectable phases of the triangular wave signal Tr are 0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, and 270 degrees, the phase of the sideband component of 2fc/f1 can be further inverted in the d-axis current and q-axis current with respect to the switching frequency fc and the fundamental frequency f1 of the motor 2, and the torque pulsation of these orders can also be reduced. In addition, the number of selectable phases of the triangular wave signal Tr can be further increased. In that case, by switching the modulating wave/carrier wave phase difference to one of multiple values that satisfy the condition that the difference between them is 180÷N (N is any natural number), it is possible to reduce torque pulsation of any order. As a result, it is possible to further suppress vibration and noise in the motor 2.

また、以上説明した実施形態では、三角波信号Ｔｒの位相を切り替えることにより、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを切り替えるようにしたが、他の方法でゲート信号のパルスパターンを切り替えてもよい。例えば、変調率ごとに予め設定され、インバータ３が出力する交流電力に含まれる高調波の振幅や位相が互いに異なる複数のゲート信号のパルスパターンを表す情報を、マップ情報等によりゲート信号生成部１８において予め記憶しておき、この情報を用いてゲート信号のパルスパターンを切り替えてもよい。 In the above-described embodiment, the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generating unit 18 is switched by switching the phase of the triangular wave signal Tr, but the pulse pattern of the gate signal may be switched by other methods. For example, information representing the pulse patterns of multiple gate signals that are set in advance for each modulation rate and have different amplitudes and phases of harmonics contained in the AC power output by the inverter 3 may be stored in advance in the gate signal generating unit 18 as map information or the like, and the pulse pattern of the gate signal may be switched using this information.

図１８は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊の振幅が同じで、インバータ３が出力する交流電力に含まれる高調波の電圧や位相が互いに異なるＵ相のゲート信号のパルスパターンの例を示している。図１８において、パターンＡのゲート信号とパターンＢのゲート信号とは、振幅が同一のＵ相電圧指令Ｖｕ＊にそれぞれ対応している。一方、これらのゲート信号に応じてインバータ３がそれぞれ出力する交流電力に含まれる高調波の電圧や位相は、同一ではない。このようなパターンＡおよびパターンＢのゲート信号をゲート信号生成部１８において予め記憶しておき、これらを乱数に基づいてモータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングで切り替えても、本実施形態で説明したのと同様の効果を得ることができる。 Figure 18 shows an example of pulse patterns of U-phase gate signals in which the amplitude of the U-phase voltage command Vu* is the same, but the voltage and phase of the harmonics contained in the AC power output by the inverter 3 are different. In Figure 18, the gate signals of pattern A and pattern B correspond to the U-phase voltage command Vu* with the same amplitude. On the other hand, the voltage and phase of the harmonics contained in the AC power output by the inverter 3 in response to these gate signals are not the same. Even if such gate signals of pattern A and pattern B are stored in advance in the gate signal generating unit 18 and switched based on a random number at a switching timing that is an integer multiple of 120 degrees in the electrical angle of the motor 2, the same effect as described in this embodiment can be obtained.

さらに、以上説明した実施形態において、モータ２の回転数の変化率が予め定められた所定値以下のときには、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行い、回転数の変化率が所定値を超えた場合は、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを停止してもよい。このようにすれば、モータ２の回転数の変化率が高いときには、ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行わずに、特定次数の周波数成分で発生する電流リプルを補償することができる。したがって、制御の安定性を確保しつつ、必要に応じて本発明による振動や騒音の抑制を適用することができる。 Furthermore, in the embodiment described above, when the rate of change of the rotation speed of the motor 2 is equal to or less than a predetermined value, the pulse pattern of the gate signal may be switched, and when the rate of change of the rotation speed exceeds the predetermined value, the switching of the pulse pattern of the gate signal may be stopped. In this way, when the rate of change of the rotation speed of the motor 2 is high, the current ripple generated at a frequency component of a specific order can be compensated for without switching the pulse pattern of the gate signal. Therefore, the suppression of vibration and noise according to the present invention can be applied as necessary while ensuring the stability of control.

また、以上説明した実施形態において、三角波信号Ｔｒの位相を切り替えて変調波／搬送波位相差を変化させる際に、変調波／搬送波位相差の値を連続的に変化させてもよい。このようにすれば、モータ２の高調波電圧において位相拡散量を増大させることができるため、より一層の振動・騒音の低減を達成できる。 In addition, in the embodiment described above, when the phase of the triangular wave signal Tr is switched to change the modulated wave/carrier phase difference, the value of the modulated wave/carrier phase difference may be changed continuously. In this way, the amount of phase diffusion can be increased in the harmonic voltage of the motor 2, thereby achieving further reduction in vibration and noise.

また、搬送波周波数調整部１６は、位相変更前の三角波信号Ｔｒと位相変更後の三角波信号Ｔｒとで搬送波周波数ｆｃが異なるように、搬送波周波数ｆｃを調整するようにしてもよい。このようにすれば、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号の周波数が拡散されるため、モータ２の交流電圧に含まれる時間高調波について、周波数と位相の２つの次元量を拡散させることができる。その結果、モータ２においてさらなる振動や騒音の抑制を図ることができる。 The carrier frequency adjustment unit 16 may also adjust the carrier frequency fc so that the carrier frequency fc differs between the triangular wave signal Tr before the phase change and the triangular wave signal Tr after the phase change. In this way, the frequency of the gate signal generated by the gate signal generation unit 18 is spread, so that the two dimensional quantities of frequency and phase can be spread for the time harmonics contained in the AC voltage of the motor 2. As a result, vibrations and noise in the motor 2 can be further suppressed.

以上説明した実施形態では、同期ＰＷＭ制御を対象に本発明の適用例を説明したが、搬送波（三角波信号Ｔｒ）と変調波が同期しない非同期ＰＷＭ制御についても、本実施形態を適用することで、モータ２における振動・騒音の低減効果を得られる。また、非同期ＰＷＭ制御において時間高調波に起因した振動や騒音を低減する手法の一つとして周知である、ランダムキャリア制御との併用も可能である。これは、ランダムキャリア制御では搬送波を周波数ドメインで拡散させるのに対して、本実施の形態では搬送波を位相ドメインで拡散させるためである。すなわち、非同期ＰＷＭ制御において搬送波の周波数と位相をそれぞれ拡散させることにより、本実施形態で説明したのと同様の効果を得ることが可能である。 In the above embodiment, the application of the present invention has been described for synchronous PWM control, but by applying this embodiment to asynchronous PWM control in which the carrier wave (triangular wave signal Tr) and the modulating wave are not synchronized, the effect of reducing vibration and noise in the motor 2 can be obtained. In addition, it is possible to use this embodiment in combination with random carrier control, which is well known as one of the methods for reducing vibration and noise caused by time harmonics in asynchronous PWM control. This is because, while random carrier control spreads the carrier wave in the frequency domain, this embodiment spreads the carrier wave in the phase domain. In other words, by spreading the frequency and phase of the carrier wave in asynchronous PWM control, it is possible to obtain the same effect as that described in this embodiment.

なお、上記実施形態や各変形例で説明した電圧利用率を変化させるための各種手法は、単独で用いてもよいし、複数を組み合わせて用いてもよい。 The various methods for changing the voltage utilization rate described in the above embodiment and each modified example may be used alone or in combination.

［第２の実施形態]
次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。 [Second embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図１９は、第２の実施形態における機電一体ユニット７１の外観斜視図である。 Figure 19 is an external perspective view of the mechanical and electrical integrated unit 71 in the second embodiment.

機電一体ユニット７１は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１、モータ２およびインバータ３）を含んで構成される。モータ２とインバータ３はバスバー７１２を介して結合部７１３で接続される。モータ２の出力がギア７１１を介し、図示省略したディファレンシャルギアへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図１９ではモータ制御装置１の図示を省略しているが、モータ制御装置１は任意の位置に配置することができる。 The mechanical and electrical integrated unit 71 is configured to include the motor drive system 100 (motor control device 1, motor 2, and inverter 3) described in the first embodiment. The motor 2 and inverter 3 are connected at a coupling portion 713 via a bus bar 712. The output of the motor 2 is transmitted via a gear 711 to a differential gear (not shown), and then to the axle. Note that although the motor control device 1 is not shown in FIG. 19, the motor control device 1 can be placed in any position.

この機電一体ユニット７１の特徴は、モータ２とインバータ３とギア７１１とが一体となった構造である。機電一体ユニット７１では、このような一体構造により、モータ２で発生した時間高調波に起因した振動・騒音がインバータ３やギア７１１を揺らしたときに共振が生じる場合があり、その場合には振動・騒音が悪化する。しかしながら、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いてモータ２の駆動を制御することで、モータ２において発生する振動・騒音の発生周波数を拡散させ、そのピーク値を低減できるため、低振動・低騒音な機電一体ユニットを実現できる。 The feature of this electromechanical integrated unit 71 is that the motor 2, inverter 3, and gear 711 are integrated into one structure. Due to this integrated structure, the electromechanical integrated unit 71 may cause resonance when vibrations and noise caused by time harmonics generated in the motor 2 vibrate the inverter 3 and the gear 711, resulting in worsening vibrations and noise. However, by controlling the drive of the motor 2 using the motor control device 1 described in the first embodiment, the frequencies of vibrations and noise generated in the motor 2 can be diffused and their peak values can be reduced, resulting in a low-vibration, low-noise electromechanical integrated unit.

［第３の実施形態]
次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて説明する。 [Third embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図２０は、第３の実施形態におけるハイブリッドシステム７２の構成図である。 Figure 20 is a configuration diagram of a hybrid system 72 in the third embodiment.

図２０に示すように、ハイブリッドシステム７２は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、回転位置検出器８）と、これと同様のモータ駆動システム１０１（モータ制御装置１、モータ２ａ、インバータ３ａ、高圧バッテリ５、電流検出部７ａ、回転位置検出器８ａ）とを含んで構成される。モータ駆動システム１００，１０１は、モータ制御装置１と高圧バッテリ５を共有している。 As shown in FIG. 20, the hybrid system 72 is configured to include the motor drive system 100 (motor control device 1, motor 2, inverter 3, high-voltage battery 5, current detection unit 7, rotational position detector 8) described in the first embodiment, and a similar motor drive system 101 (motor control device 1, motor 2a, inverter 3a, high-voltage battery 5, current detection unit 7a, rotational position detector 8a). The motor drive systems 100 and 101 share the motor control device 1 and the high-voltage battery 5.

モータ２ａには、回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ４ａが取り付けられている。回転位置検出器８ａは、回転位置センサ４ａの入力信号から回転位置θａを演算し、モータ制御装置１に出力する。インバータ３ａとモータ２ａの間には、電流検出部７ａが配置されている。 A rotational position sensor 4a is attached to the motor 2a to detect the rotational position θa of the rotor. The rotational position detector 8a calculates the rotational position θa from the input signal of the rotational position sensor 4a and outputs it to the motor control device 1. A current detection unit 7a is disposed between the inverter 3a and the motor 2a.

インバータ３ａは、インバータ回路３１ａ、ＰＷＭ信号駆動回路３２ａおよび平滑キャパシタ３３ａを有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２ａは、インバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２と共通のモータ制御装置１に接続されており、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１ａが有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１ａに出力する。インバータ回路３１ａおよび平滑キャパシタ３３ａは、インバータ回路３１および平滑キャパシタ３３と共通の高圧バッテリ５に接続されている。 The inverter 3a has an inverter circuit 31a, a PWM signal drive circuit 32a, and a smoothing capacitor 33a. The PWM signal drive circuit 32a is connected to the motor control device 1, which is also connected to the PWM signal drive circuit 32 of the inverter 3, and generates a PWM signal for controlling each switching element of the inverter circuit 31a based on a gate signal input from the motor control device 1, and outputs it to the inverter circuit 31a. The inverter circuit 31a and the smoothing capacitor 33a are connected to the high-voltage battery 5, which is also connected to the inverter circuit 31 and the smoothing capacitor 33.

モータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊と、モータ２ａに対するトルク指令Ｔａ＊とが入力される。モータ制御装置１は、これらのトルク指令に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２，２ａの駆動を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、モータ２，２ａの電気角でそれぞれ１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。 The motor control device 1 receives a torque command T* for the motor 2 and a torque command Ta* for the motor 2a. Based on these torque commands, the motor control device 1 generates gate signals for controlling the driving of the motors 2 and 2a in the manner described in the first embodiment, and outputs the gate signals to the inverters 3 and 3a, respectively. That is, at switching timings that are integer multiples of 120 degrees in the electrical angle of the motors 2 and 2a, respectively, the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generation unit 18 is switched based on random numbers.

モータ２には、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２が接続されている。エンジンシステム７２１は、エンジン制御部７２２の制御により駆動し、モータ２を回転駆動させる。モータ２は、エンジンシステム７２１により回転駆動されることで発電機として動作し、交流電力を発生する。モータ２が発生した交流電力は、インバータ３により直流電力に変換され、高圧バッテリ５に充電される。これにより、ハイブリッドシステム７２をシリーズハイブリッドシステムとして機能させることができる。なお、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２は、モータ２ａに接続可能としてもよい。 An engine system 721 and an engine control unit 722 are connected to the motor 2. The engine system 721 is driven under the control of the engine control unit 722, and drives the motor 2 to rotate. The motor 2 operates as a generator by being driven to rotate by the engine system 721, and generates AC power. The AC power generated by the motor 2 is converted to DC power by the inverter 3, and is charged into the high-voltage battery 5. This allows the hybrid system 72 to function as a series hybrid system. Note that the engine system 721 and the engine control unit 722 may be connectable to the motor 2a.

本実施形態によれば、インバータ３，３ａのスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、スイッチングパルス数の減少によって顕在化する時間高調波に起因したモータ２の振動・騒音の低減という効果が得られる。そのため、従来のハイブリッドシステムでは振動・騒音対策のために必要であった制振材や吸音材などを削減できる。 According to this embodiment, it is possible to obtain the effect of reducing the vibration and noise of the motor 2 caused by time harmonics that become apparent due to a reduction in the number of switching pulses, without increasing the power loss during the switching operation of the inverters 3 and 3a. As a result, it is possible to reduce the use of vibration-damping materials and sound-absorbing materials that were necessary to deal with vibration and noise in conventional hybrid systems.

［第４の実施形態]
次に、本発明の第４の実施形態について図面を用いて説明する。 [Fourth embodiment]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図２１は、第４の実施形態における昇圧コンバータシステム７３の構成図である。 Figure 21 is a configuration diagram of a boost converter system 73 in the fourth embodiment.

図２１に示すように、昇圧コンバータシステム７３は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７および回転位置検出器８を含み、昇圧コンバータ７４によって高圧バッテリ５の直流電圧を所望の電圧に昇圧してインバータ３に供給する。 As shown in FIG. 21, the boost converter system 73 includes the motor control device 1, motor 2, inverter 3, high-voltage battery 5, current detection unit 7, and rotational position detector 8 described in the first embodiment, and the boost converter 74 boosts the DC voltage of the high-voltage battery 5 to a desired voltage and supplies it to the inverter 3.

昇圧コンバータ７４は、スイッチング素子７４３，７４４を直列に接続し、直列に接続されたスイッチング素子７４３，７４４の中間接続点にリアクトル７４２を介して高圧バッテリ５が接続される。また、高圧バッテリ５と並列にコンデンサ７４１が接続される。各スイッチング素子７４３，７４４はダイオード接続されている。 The boost converter 74 has switching elements 743 and 744 connected in series, and the high-voltage battery 5 is connected to the intermediate connection point of the switching elements 743 and 744 connected in series via a reactor 742. A capacitor 741 is also connected in parallel to the high-voltage battery 5. Each switching element 743 and 744 is diode-connected.

昇圧コンバータ７４はモータ制御装置１によって指令が与えられ、昇圧コンバータシステム７３の最も効率が良い直流電圧まで昇圧される。スイッチング素子７４３，７４４がそれぞれスイッチング動作することで、高圧バッテリ５から供給される直流電圧を、昇圧コンバータシステム７３の最も効率が良い直流電圧まで昇圧する。これにより、高圧バッテリ５の直流電力から昇圧した直流電力を生成し、インバータ３に供給する。インバータ３は、モータ制御装置１から出力されるゲート信号に基づいて動作し、昇圧コンバータ７４によって昇圧された直流電力から交流電力への電力変換を行う。 The boost converter 74 receives a command from the motor control device 1 and boosts the DC voltage to the most efficient DC voltage of the boost converter system 73. The switching elements 743 and 744 each perform a switching operation to boost the DC voltage supplied from the high-voltage battery 5 to the most efficient DC voltage of the boost converter system 73. This generates boosted DC power from the DC power of the high-voltage battery 5 and supplies it to the inverter 3. The inverter 3 operates based on a gate signal output from the motor control device 1 and converts the DC power boosted by the boost converter 74 into AC power.

本実施形態では，昇圧コンバータ７４で直流電圧を昇圧する際に、昇圧コンバータ７４に備えられたリアクトル７４２で振動・騒音が発生する。そこで、モータ制御装置１から昇圧コンバータ７４のスイッチング素子７４３，７４４へ印可されるゲート信号のパルスパターンを、第１の実施形態で説明したような方法で切り替える。すなわち、モータ２の電気角でそれぞれ１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成してスイッチング素子７４３，７４４に出力されるゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。このようにすることで、昇圧コンバータ７４における時間平均のピーク電流を低減し、振動・騒音の低減化を図ることができる。さらに、この昇圧コンバータ７４によって昇圧された直流電圧をインバータ３へ供給し、第１の実施形態で説明したように、モータ制御装置１からインバータ３へ出力するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替えることで、モータ２の振動・騒音についても低減できる。 In this embodiment, when the DC voltage is boosted by the boost converter 74, vibration and noise are generated in the reactor 742 provided in the boost converter 74. Therefore, the pulse pattern of the gate signal applied from the motor control device 1 to the switching elements 743 and 744 of the boost converter 74 is switched in the manner described in the first embodiment. That is, at the switching timing of an integer multiple of 120 degrees in the electrical angle of the motor 2, the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generating unit 18 and output to the switching elements 743 and 744 is switched based on a random number. In this way, the time-averaged peak current in the boost converter 74 can be reduced, and vibration and noise can be reduced. Furthermore, the DC voltage boosted by this boost converter 74 is supplied to the inverter 3, and as described in the first embodiment, the vibration and noise of the motor 2 can also be reduced by switching the pulse pattern of the gate signal output from the motor control device 1 to the inverter 3 based on a random number.

［第５の実施形態]
次に、本発明の第５の実施形態について図面を用いて説明する。 [Fifth embodiment]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図２２は、本発明の第５の実施形態におけるハイブリッド車両システムの構成図である。ハイブリッド車両システムは、図２２に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有し、モータ２の回転駆動力を用いて走行する。なお、ハイブリッド車両システムに限らず、電動車両システムであってもよい。モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５などは、第１の実施形態におけるモータ駆動システム１００と同様のものである。 Figure 22 is a configuration diagram of a hybrid vehicle system in the fifth embodiment of the present invention. As shown in Figure 22, the hybrid vehicle system has a power train in which the motor 2 is used as a motor/generator, and runs using the rotational driving force of the motor 2. Note that the system is not limited to a hybrid vehicle system, and may be an electric vehicle system. The motor 2, inverter 3, high-voltage battery 5, etc. are the same as those in the motor drive system 100 in the first embodiment.

図２２に示すハイブリッド車両システムにおいて、車体８００のフロント部には、前輪車軸８０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸８０１の両端には、前輪８０２、８０３が設けられている。車体８００のリア部には、後輪車軸８０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸８０４の両端には後輪８０５、８０６が設けられている。 In the hybrid vehicle system shown in FIG. 22, a front wheel axle 801 is rotatably supported at the front of a vehicle body 800, and front wheels 802, 803 are provided at both ends of the front wheel axle 801. A rear wheel axle 804 is rotatably supported at the rear of the vehicle body 800, and rear wheels 805, 806 are provided at both ends of the rear wheel axle 804.

前輪車軸８０１の中央部には、動力分配機構であるディファレンシャルギア８１１が設けられており、エンジン８１０から変速機８１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸８０１に分配するようになっている。 A differential gear 811, which is a power distribution mechanism, is provided in the center of the front axle 801, and distributes the rotational driving force transmitted from the engine 810 via the transmission 812 to the left and right front axles 801.

エンジン８１０のクランクシャフトに設けられたプーリーとモータ２の回転軸に設けられたプーリーとがベルトを介して機械的に連結されている。これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン８１０に、エンジン８１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。 A pulley on the crankshaft of the engine 810 and a pulley on the rotating shaft of the motor 2 are mechanically connected via a belt. This allows the rotational driving force of the motor 2 to be transmitted to the engine 810, and the rotational driving force of the engine 810 to be transmitted to the motor 2. In the motor 2, the rotor rotates when three-phase AC power output from the inverter 3 is supplied to the stator coil in response to the control of the motor control device 1, generating a rotational driving force according to the three-phase AC power.

すなわち、モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン８１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。 In other words, the motor 2 is controlled by the inverter 3 in response to the control of the motor control device 1 to operate as an electric motor, while the rotor rotates in response to the rotational driving force of the engine 810, inducing an electromotive force in the stator coil of the stator, causing the motor 2 to operate as a generator that generates three-phase AC power.

インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値とロータの磁極位置に従って、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。 The inverter 3 is a power conversion device that converts DC power supplied from a high-voltage battery 5, which is a high-voltage (42 V or 300 V) power source, into three-phase AC power, and controls the three-phase AC current flowing through the stator coil of the motor 2 according to the operation command value and the magnetic pole position of the rotor.

モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ８２４を介して低圧バッテリ８２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ８２３は、自動車の低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン８１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ８２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。 The three-phase AC power generated by the motor 2 is converted to DC power by the inverter 3 and used to charge the high-voltage battery 5. The high-voltage battery 5 is electrically connected to a low-voltage battery 823 via a DC-DC converter 824. The low-voltage battery 823 constitutes the low-voltage (14V) power supply for the automobile, and is used as the power supply for a starter 825 that starts the engine 810 initially (cold start), a radio, lights, etc.

車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン８１０を停止させ、再発車時にエンジン８１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン８１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン８１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン８１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン８１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。 When the vehicle is stopped, such as when waiting at a traffic light (idle stop mode), the engine 810 is stopped, and when the vehicle is restarted (hot start) when it is driven again, the inverter 3 drives the motor 2 to restart the engine 810. Note that in the idle stop mode, if the high-voltage battery 5 is not sufficiently charged or if the engine 810 is not sufficiently warmed up, the engine 810 continues to run without being stopped. Also, during the idle stop mode, it is necessary to secure a drive source for the accessories that use the engine 810 as a drive source, such as the air conditioner compressor. In this case, the motor 2 is driven to drive the accessories.

加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン８１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン８１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などに回生を行う。 Even in acceleration mode or high-load operation mode, the motor 2 is driven to assist the driving of the engine 810. Conversely, in a charging mode in which the high-voltage battery 5 needs to be charged, the engine 810 is used to generate power at the motor 2 to charge the high-voltage battery 5. In other words, regeneration is performed when the vehicle is braking or decelerating.

本実施形態によれば、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００を用いて、図２２のハイブリッド車両システムが実現される。このハイブリッド車両システムにおいて、モータ制御装置１は、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２の駆動を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成し、インバータ３に出力する。すなわち、モータ２の電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替える。 According to this embodiment, the hybrid vehicle system of FIG. 22 is realized using the motor drive system 100 described in the first embodiment. In this hybrid vehicle system, the motor control device 1 generates gate signals for controlling the drive of the motor 2 in the manner described in the first embodiment, and outputs them to the inverter 3. That is, at switching timings that are integer multiples of 120 degrees in the electrical angle of the motor 2, the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generation unit 18 is switched based on random numbers.

本実施形態によれば、インバータ３のスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、スイッチングパルス数の減少によって顕在化する時間高調波に起因したモータ２の振動・騒音の低減という効果が得られる。そのため、従来のハイブリッド車両システムでは振動・騒音対策のために必要であった制振材や吸音材などを削減できる。 According to this embodiment, it is possible to obtain the effect of reducing the vibration and noise of the motor 2 caused by time harmonics that become apparent due to a reduction in the number of switching pulses, without increasing the power loss during the switching operation of the inverter 3. As a result, it is possible to reduce the use of vibration-damping materials and sound-absorbing materials that were necessary to deal with vibration and noise in conventional hybrid vehicle systems.

［第６の実施形態]
次に、本発明の第６の実施形態について図面を用いて説明する。 [Sixth embodiment]
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図２３は、本発明の第６の実施形態における電気鉄道車両の構成図である。図２３に示すように、電気鉄道車両４００は、両端に車輪４２０がそれぞれ取り付けられた２つの車軸４３０を有しており、これらの車軸４３０が台車４４０に軸支されている。各車軸４３０には、ギア４１０を介してモータ２およびインバータ３が接続されている。各モータ２は、モータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生して車軸４３０に伝達する。これにより、車輪４２０が駆動されて電気鉄道車両４００が走行する。なお本実施形態では、１つのモータ制御装置１に対してモータ２とインバータ３が２つずつ接続されている例を示しているが、モータ制御装置１、モータ２およびインバータ３の数の組み合わせはこれに限らない。例えば、台車４４０にモータ２やインバータ３を１つまたは３つ以上搭載してもよいし、複数のモータ２を別々のモータ制御装置１でそれぞれ制御してもよい。 23 is a configuration diagram of an electric railway vehicle in the sixth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 23, the electric railway vehicle 400 has two axles 430 with wheels 420 attached to both ends, and these axles 430 are supported by a bogie 440. A motor 2 and an inverter 3 are connected to each axle 430 via a gear 410. In each motor 2, the rotor rotates when three-phase AC power output from the inverter 3 is supplied to the coil of the stator according to the control of the motor control device 1, and a rotational driving force corresponding to the three-phase AC power is generated and transmitted to the axle 430. As a result, the wheels 420 are driven and the electric railway vehicle 400 runs. Note that in this embodiment, an example is shown in which two motors 2 and two inverters 3 are connected to one motor control device 1, but the combination of the numbers of motor control devices 1, motors 2, and inverters 3 is not limited to this. For example, one or three or more motors 2 and inverters 3 may be mounted on the bogie 440, and multiple motors 2 may be controlled by separate motor control devices 1.

電気鉄道車両４００に備えられるインバータ３は、省メンテナンスの観点から自然空冷もしくは強制風冷方式が多く採用されている。その場合、インバータ３のスイッチング周波数は、一般的に数百Ｈｚから２ｋＨｚ程度に制約される。そのため、モータ制御装置１が同期ＰＷＭ制御で生成したゲート信号を用いてインバータ３を動作させると、前述のように、モータ２の回転数の上昇に応じて時間高調波に起因した振動や騒音が発生する。そこで、第１の実施形態で説明したように、モータ制御装置１においてゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替えることで、インバータ３のスイッチング動作時の電力損失を増大させることなく、モータ２の振動や騒音を低減させることができる。 The inverter 3 installed in the electric railway vehicle 400 is often cooled by natural air or forced air in order to reduce maintenance. In such cases, the switching frequency of the inverter 3 is generally limited to several hundred Hz to about 2 kHz. Therefore, when the motor control device 1 operates the inverter 3 using a gate signal generated by synchronous PWM control, as described above, vibrations and noise caused by time harmonics occur as the rotation speed of the motor 2 increases. Therefore, as described in the first embodiment, by switching the pulse pattern of the gate signal in the motor control device 1 based on random numbers, it is possible to reduce the vibration and noise of the motor 2 without increasing the power loss during the switching operation of the inverter 3.

なお、以上説明した各実施形態において、モータ制御装置１内の各構成（図２～図４、図１０など）は、ハードウェアによる構成によらず、ＣＰＵとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。モータ制御装置１内の各構成をＣＰＵとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、このプログラムは、予めモータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをモータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。 In each of the embodiments described above, each component in the motor control device 1 (Figures 2 to 4, 10, etc.) may be realized by a CPU and a program, rather than by hardware. When each component in the motor control device 1 is realized by a CPU and a program, there is an advantage in that the amount of hardware is reduced, thereby reducing costs. In addition, this program can be provided by being stored in advance in a storage medium of the motor control device. Alternatively, the program can be provided by being stored in an independent storage medium, or the program can be recorded and stored in the storage medium of the motor control device via a network line. It may also be supplied as a computer-readable computer program product in various forms, such as a data signal (carrier wave).

本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の複数の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and other forms that are conceivable within the scope of the technical concept of the present invention are also included within the scope of the present invention, so long as they do not impair the characteristics of the present invention. In addition, a configuration that combines multiple of the above-described embodiments may be used.

１…モータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、４…回転位置センサ、５…高圧バッテリ、７…電流検出部、８…回転位置検出器、１１…電流指令生成部、１２…速度算出部、１３…三相／ｄｑ変換部、１４…電流制御部、１５…ｄｑ／三相電圧変換部、１６…搬送波周波数調整部、１７…三角波生成部、１８…ゲート信号生成部、３１…インバータ回路、３２…ＰＷＭ信号駆動回路、３３…平滑キャパシタ、７１…機電一体ユニット、７２…ハイブリッドシステム、７３…昇圧コンバータシステム、７４…昇圧コンバータ、１００，１０１…モータ駆動システム、１６１…同期ＰＷＭ搬送波数選択部、１６２…電圧位相演算部、１６３…電圧位相誤差演算部、１６４…同期搬送波周波数演算部、１６５…搬送波周波数設定部、１７１…乱数発生部、１７２…変移確率選択部、１７３…変移判定部、１７４…位相選択指示部、１７５…位相選択部、１７６…搬送波出力部、４００…電気鉄道車両、４１０…、４２０…車輪、４３０…車軸、４４０…台車、７１１…ギア、７１２…バスバー、７１３…結合部、７２１…エンジンシステム、７２２…エンジン制御部、７４１…コンデンサ、７４２…リアクトル、７４３、７４４…スイッチング素子、８００…車体、８０１…前輪車軸、８０２…前輪、８０３…前輪、８０４…後輪車軸、８０５…後輪、８０６…後輪、８１０…エンジン、８１１…ディファレンシャルギア、８１２…変速機、８２３…低圧バッテリ、８２４…ＤＣ－ＤＣコンバータ、８２５…スタータ、１６３１…基準電圧位相演算部、１６３２…減算部 1...motor control device, 2...motor, 3...inverter, 4...rotational position sensor, 5...high voltage battery, 7...current detection unit, 8...rotational position detector, 11...current command generation unit, 12...speed calculation unit, 13...three-phase/dq conversion unit, 14...current control unit, 15...dq/three-phase voltage conversion unit, 16...carrier frequency adjustment unit, 17...triangular wave generation unit, 18...gate signal generation unit, 31...inverter circuit, 32...PWM signal drive circuit, 33...smoothing capacitor, 71...mechanical and electrical integrated unit, 72...hybrid system, 73...boost converter system, 74...boost converter, 100, 101...motor drive system, 161...synchronous PWM carrier number selection unit, 162...voltage phase calculation unit, 163...voltage phase error calculation unit, 164...synchronous carrier frequency calculation unit, 165...carrier frequency setting unit, 17 1...random number generation unit, 172...transition probability selection unit, 173...transition determination unit, 174...phase selection instruction unit, 175...phase selection unit, 176...carrier wave output unit, 400...electric railway vehicle, 410..., 420...wheel, 430...axle, 440...bogie, 711...gear, 712...bus bar, 713...coupling unit, 721...engine system, 722...engine control unit, 741...capacitor, 742...rear 743, 744...switching element, 800...vehicle body, 801...front axle, 802...front wheel, 803...front wheel, 804...rear axle, 805...rear wheel, 806...rear wheel, 810...engine, 811...differential gear, 812...transmission, 823...low voltage battery, 824...DC-DC converter, 825...starter, 1631...reference voltage phase calculation unit, 1632...subtraction unit

Claims (18)

直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
搬送波を生成する搬送波生成部と、
前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、
前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、
前記ゲート信号生成部は、前記交流電力に含まれる高調波の位相が互いに異なる複数のパルスパターンのいずれかに従って前記ゲート信号を生成可能であり、
前記交流モータの電気角で１２０度の整数倍の切替タイミングにおいて、前記ゲート信号生成部が生成する前記ゲート信号のパルスパターンを乱数に基づいて切り替えるモータ制御装置。 A motor control device that is connected to a power converter that converts DC power into AC power and controls driving of an AC motor that is driven using the AC power,
A carrier wave generating unit that generates a carrier wave;
A carrier frequency adjustment unit that adjusts the frequency of the carrier wave;
a gate signal generating unit that uses the carrier wave to pulse-width modulate a voltage command corresponding to a torque command and generates a gate signal for controlling an operation of the power converter,
the gate signal generating unit is capable of generating the gate signal in accordance with any one of a plurality of pulse patterns in which the phases of harmonics contained in the AC power are different from each other,
A motor control device that switches the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generating unit based on a random number at switching timings that are integer multiples of 120 degrees in electrical angle of the AC motor. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記電圧指令と前記搬送波の位相差を変更することで、前記ゲート信号生成部が生成する前記ゲート信号のパルスパターンを切り替えるモータ制御装置。 2. The motor control device according to claim 1,
A motor control device that switches the pulse pattern of the gate signal generated by the gate signal generating unit by changing the phase difference between the voltage command and the carrier wave. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
前記搬送波生成部が生成する前記搬送波の位相を変更することで、前記位相差を変更するモータ制御装置。 3. The motor control device according to claim 2,
A motor control device that changes the phase difference by changing the phase of the carrier wave generated by the carrier wave generating unit. 請求項３に記載のモータ制御装置において、
前記搬送波生成部は、
前記乱数を発生する乱数発生部と、
前記乱数発生部が発生した前記乱数に基づいて、前記搬送波の位相を変更するか否かを判定する変移判定部と、
前記変移判定部の判定結果に基づいて、予め設定された複数の値のいずれかを前記搬送波の位相として選択する位相選択部と、
前記電圧指令に対して前記位相選択部が選択した値だけ位相をずらして前記搬送波を出力する搬送波出力部と、を有し、
前記位相選択部は、前記電気角で１２０度の整数倍のタイミングで前記搬送波の位相の選択を行うモータ制御装置。 4. The motor control device according to claim 3,
The carrier wave generating unit includes:
A random number generator for generating the random numbers;
a transition determination unit that determines whether or not to change the phase of the carrier wave based on the random number generated by the random number generation unit;
a phase selection unit that selects one of a plurality of preset values as the phase of the carrier wave based on a result of the determination by the transition determination unit;
a carrier wave output unit that outputs the carrier wave by shifting the phase of the carrier wave by the value selected by the phase selection unit with respect to the voltage command,
The motor control device, wherein the phase selection unit selects the phase of the carrier wave at a timing that is an integer multiple of 120 degrees in electrical angle. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
前記位相差を０度または１８０度のいずれかに切り替えることで、前記位相差を変更するモータ制御装置。 3. The motor control device according to claim 2,
A motor control device that changes the phase difference by switching the phase difference to either 0 degrees or 180 degrees. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
前記位相差を０度、９０度、１８０度または２７０度のいずれかに切り替えることで、前記位相差を変更するモータ制御装置。 3. The motor control device according to claim 2,
A motor control device that changes the phase difference by switching the phase difference to any of 0 degrees, 90 degrees, 180 degrees, and 270 degrees. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
前記位相差を、互いの差分が１８０÷Ｎ（Ｎは任意の自然数）の条件を満たす複数の値のいずれかに切り替えることで、前記位相差を変更するモータ制御装置。 3. The motor control device according to claim 2,
A motor control device that changes the phase difference by switching the phase difference to one of a plurality of values whose difference satisfies the condition of 180÷N (N is any natural number). 請求項２に記載のモータ制御装置において、
前記位相差を連続的に変化させるモータ制御装置。 3. The motor control device according to claim 2,
A motor control device that continuously changes the phase difference. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記ゲート信号のパルスパターンの切り替え前後で前記電圧指令と前記搬送波の周波数の比を一定とするモータ制御装置。 2. The motor control device according to claim 1,
A motor control device that maintains a constant ratio between the voltage command and the carrier wave frequency before and after switching of the pulse pattern of the gate signal. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記交流モータの回転数の変化率が予め定められた所定値以下のときに、前記ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行うモータ制御装置。 2. The motor control device according to claim 1,
The motor control device switches the pulse pattern of the gate signal when a rate of change in the rotation speed of the AC motor is equal to or smaller than a predetermined value. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記電圧指令の１周期当たりの前記ゲート信号のパルス数が３の倍数となるように、前記ゲート信号のパルスパターンの切り替えを行うモータ制御装置。 2. The motor control device according to claim 1,
A motor control device that switches the pulse pattern of the gate signal so that the number of pulses of the gate signal per one period of the voltage command is a multiple of three. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記搬送波周波数調整部は、前記搬送波の周波数が前記電圧指令の周波数の整数倍となるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。 2. The motor control device according to claim 1,
The motor control device, wherein the carrier frequency adjusting unit adjusts the frequency of the carrier wave so that the frequency of the carrier wave becomes an integer multiple of the frequency of the voltage command. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記搬送波周波数調整部は、位相変更前の前記搬送波と位相変更後の前記搬送波とで周波数が異なるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。 2. The motor control device according to claim 1,
The motor control device, wherein the carrier frequency adjustment unit adjusts the frequency of the carrier wave so that the frequency of the carrier wave before a phase shift differs from the frequency of the carrier wave after a phase shift. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、
前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となった機電一体ユニット。 A motor control device according to any one of claims 1 to 13,
the power converter connected to the motor controller;
the AC motor driven by the power converter;
a gear that transmits a rotational driving force of the AC motor,
The AC motor, the power converter, and the gear are integrated into an electromechanical integrated unit. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
前記直流電力の電圧を昇圧する昇圧コンバータと、を備える昇圧コンバータシステム。 A motor control device according to any one of claims 1 to 13,
the power converter connected to the motor controller;
the AC motor driven by the power converter;
a boost converter that boosts the voltage of the DC power. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備えるハイブリッドシステム。 A motor control device according to any one of claims 1 to 13,
the power converter connected to the motor controller;
the AC motor driven by the power converter;
and an engine system connected to the AC motor. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、
前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。 A motor control device according to any one of claims 1 to 13,
the power converter connected to the motor controller;
the AC motor driven by the power converter;
An electric vehicle system that runs using the rotational driving force of the AC motor. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、
前記交流モータの回転駆動力を用いて走行する電気鉄道車両。 A motor control device according to any one of claims 1 to 13,
the power converter connected to the motor controller;
the AC motor driven by the power converter;
An electric railway vehicle that runs using the rotational driving force of the AC motor.
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Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011066949A (en) 2009-09-15 2011-03-31 Hitachi Appliances Inc Inverter, and air conditioner, and washing machine and refrigerator each using the inverter
JP2016005370A (en) 2014-06-17 2016-01-12 株式会社東芝 Power conversion device
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