JP2015154709A - Drive controller for ac motor - Google Patents
Drive controller for ac motor Download PDFInfo
- Publication number
- JP2015154709A JP2015154709A JP2014039498A JP2014039498A JP2015154709A JP 2015154709 A JP2015154709 A JP 2015154709A JP 2014039498 A JP2014039498 A JP 2014039498A JP 2014039498 A JP2014039498 A JP 2014039498A JP 2015154709 A JP2015154709 A JP 2015154709A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- axis
- phase current
- pseudo
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 26
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 23
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 14
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 11
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 6
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 25
- 102100032352 Leukemia inhibitory factor Human genes 0.000 description 15
- 108090000581 Leukemia inhibitory factor Proteins 0.000 description 15
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 12
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 12
- 238000005191 phase separation Methods 0.000 description 9
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、三相交流電動機の電流をフィードバック制御して、電動機を駆動制御する駆動制御装置に関する。特に、三相交流電流の内の一相の相電流のみを検出する駆動制御装置に関する。なお、本発明が対象とする「交流電動機」とは、電動機の三相巻線端子に三相交流電力を印加して駆動する電動機の総称である。本発明が対象とする「交流電動機」は、回転形電動機、リニア形電動機を包含しているが、本発明の説明では、説明の簡明性と具体性を確保すべく、回転形の例を取り上げる。回転形電動機の固定子、回転子は、各々、リニア形電動機の巻線側部分、非巻線側部分に対応させれば、回転形電動機を用いた説明は、無修正で、リニア形の説明となる。The present invention relates to a drive control device that performs feedback control of a current of a three-phase AC motor to drive and control the motor. In particular, the present invention relates to a drive control device that detects only one phase current of three-phase alternating current. The “AC motor” targeted by the present invention is a general term for motors that are driven by applying three-phase AC power to the three-phase winding terminals of the motor. The “AC motor” targeted by the present invention includes a rotary motor and a linear motor. However, in the description of the present invention, an example of a rotary type is taken in order to ensure the simplicity and concreteness of the description. . If the stator and rotor of the rotary motor correspond to the winding side portion and the non-winding side portion of the linear motor, respectively, the explanation using the rotary motor is uncorrected and the explanation of the linear type It becomes.
三相交流電動機の高性能な制御は、いわゆるベクトル制御法により達成することができる。ベクトル制御法の基本は、電動機の電流をベクトル量として捕らえフィードバック制御する点にある。これには、基本的にｕ相、ｖ相、ｗ相の三相電流を知る必要がある。相電流の総和はゼロである点を利用するならば、三相の内の二相分の相電流を検出すれば、未検出の相電流は容易に定めることができる。このため、従来、交流電動機の駆動制御装置においては、相電流検出に際して、２個の交流電流検出器（カレントトランスなど）が広く用いられてきた。High-performance control of the three-phase AC motor can be achieved by a so-called vector control method. The basis of the vector control method is that the current of the motor is captured as a vector quantity and feedback control is performed. For this purpose, it is basically necessary to know the three-phase currents of the u-phase, v-phase, and w-phase. If the point where the sum of the phase currents is zero is used, the phase currents that have not been detected can be easily determined by detecting the phase currents for two of the three phases. For this reason, conventionally, in an AC motor drive control device, two AC current detectors (such as a current transformer) have been widely used for phase current detection.
近年、製造コストの一段の低下を目指して、１個の交流電流検出器のみを用いた交流電動機駆動制御装置の開発が進められている。この種の装置に関する先行発明としては、先行技術文献欄に列挙した特許文献１〜４がある。特許文献１〜４において提案された方法は、「三相電流の内の未検出の他三相電流を推定する（たとえば、ｕ相電流を検出する場合には、未検出のｖ相電流、ｗ相電流を推定する）」と言う共通の特徴を有している。このため、以下に列挙する諸点の幾つかを解決すべき課題として有していた。▲１▼電流推定に電動機パラメータを必要とする。このため、電動機パラメータに変動に対して脆弱である。▲２▼大きな時定数をもつフィルタによる処理を必須とし、電流推定に大きな時間を要する。このため、電流制御応答の速応性を図ろうとすると、電流制御系が不安定化する。▲３▼電流の制御周期が電動機回転速度により支配され、低リプルな制御が不可能あるいは安定的な制御が困難である。▲４▼概して、電流推定のためのアルゴリズムが煩雑であり、電流推定に多大な演算量を必要とする。ひいては高速な演算素子（マイコンなど）を必要とし、製造コストを向上させる。▲５▼未検出の他三相電流の推定に際しては、正相成分のみの直接的推定を目指しており、これが電流推定と電流制御の速応性・安定性の低下の遠因となっている。In recent years, with the aim of further reducing manufacturing costs, development of an AC motor drive control device using only one AC current detector has been underway. Prior art relating to this type of apparatus includes
本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、三相交流電流の一相分のみを検出しながらも、▲１▼フィードバック電流制御に際し、全三相あるいは三相内の二相の相電流の検出を必要とする従前の駆動制御装置と同程度の速応性能を有する、▲２▼軽演算量である、▲３▼電流制御系は高い安定性を有する、といった優れた特性を備えた三相交流電動機駆動制御装置を提供することである。The present invention has been made under the above-mentioned background. The purpose of the present invention is to detect only one phase of a three-phase alternating current, and (1) during feedback current control, all three phases or two in three phases are detected. It has the same speed response performance as a conventional drive control device that needs to detect the phase current of the phase, (2) light computation, and (3) the current control system has high stability. To provide a three-phase AC motor drive control device having characteristics.
上記目的を達成するために、三相交流電動機の固定子電流をフィードバック制御し、該電動機を駆動する三相交流電動機駆動制御装置であって、該電動機の固定子ｕ相、ｖ相、ｗ相巻線の中心方向をｕ軸、ｖ軸、ｗ軸とするｕｖｗ座標系上で定義されうる三相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの内の、いずれか一相の相電流を検出する電流検出手段と、検出した一相電流と、ｄ軸、ｑ軸の直交２軸からなるｄｑ回転座標系上の二相電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｕ軸から見たｄ軸の位相θαとを用い、擬似三相電流偏差Δｉｌｔ〜を次の３式（絶対変換時にはＫ２＝√（２／３）、相対変換時にはＫ２＝２／３）
請求項２の発明は、三相交流電動機の固定子電流をフィードバック制御し、該電動機を駆動する三相交流電動機駆動制御装置であって、該電動機の固定子ｕ相、ｖ相、ｗ相巻線の中心方向をｕ軸、ｖ軸、ｗ軸とするｕｖｗ座標系上で定義されうる三相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの内の、いずれか一相の相電流を検出する電流検出手段と、検出した一相電流と、ｄ軸、ｑ軸の直交２軸からなるｄｑ回転座標系上の二相電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｕ軸から見たｄ軸の位相θαとを用い、ｕ軸と同一の軸をα軸としα軸と直交するβ軸からなるαβ固定座標系上の擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜を次の３式（絶対変換時にはＫ３＝√６、相対変換時にはＫ３＝３）
請求項３の発明は、三相交流電動機の固定子電流をフィードバック制御し、該電動機を駆動する三相交流電動機駆動制御装置であって、該電動機の固定子ｕ相、ｖ相、ｗ相巻線の中心方向をｕ軸、ｖ軸、ｗ軸とするｕｖｗ座標系上で定義されうる三相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの内の、いずれか一相の相電流を検出する電流検出手段と、検出した一相電流と、ｄ軸、ｑ軸の直交２軸からなるｄｑ回転座標系上の二相電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｕ軸から見たｄ軸の位相θαとを用い、行列Ｑ（θα）を次式のように定義するとき、
請求項４の発明は、三相交流電動機の固定子電流をフィードバック制御し、該電動機を駆動する三相交流電動機駆動制御装置であって、該電動機の固定子ｕ相、ｖ相、ｗ相巻線の中心方向をｕ軸、ｖ軸、ｗ軸とするｕｖｗ座標系上で定義されうる三相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの内の、いずれか一相の相電流を検出する電流検出手段と、検出した一相電流と、ｄ軸、ｑ軸の直交２軸からなるｄｑ回転座標系のｕ軸から見たｄ軸の位相θαとを用い、擬似二相電流ｉｌ〜を次の３式（絶対変換時にはＫ３＝√６、相対変換時にはＫ３＝３）
以上の説明のように、本発明は、従前の発明と異なり、三相電流の内の未検出の他三相電流の推定は一切行なわない。一方、検出の一相信号（一相電流）を用いて、真の信号と基本的に同一の正相成分を含有する擬似信号を合成・利用する点に大きな特徴がある。また、電流推定の必要がある場合には、ｕｖｗ座標系上の未検出の他三相電流を推定することなく、２軸直交座標系上の二相電流を直接的に推定する点に特徴がある。As described above, the present invention does not estimate any other three-phase currents that are not detected among the three-phase currents, unlike the previous invention. On the other hand, there is a significant feature in that a pseudo signal containing the same positive phase component as the true signal is synthesized and used by using the detected single phase signal (single phase current). In addition, when current estimation is necessary, it is characterized in that the two-phase current on the biaxial orthogonal coordinate system is directly estimated without estimating the undetected other three-phase current on the uvw coordinate system. is there.
発明の効果の簡明な説明を期して、これに有益な諸事項を予め整理しておく。３種の座標系を表示した図１を考える。ｕｖｗ座標系のｕ軸、ｖ軸、ｗ軸は、各々、固定子ｕ相、ｖ相、ｗ相巻線の空間的中心位置に対応した軸であり、位相（位置と同義）２π／３［ｒａｄ］のひらきをもつ。αβ固定座標系のα軸は、ｕ軸と同一であり、β軸はα軸と直交している。ｕｖｗ座標系、αβ固定座標系はともに電動機固定子に関係した固定座標系である。これに対して、直交のｄ軸、ｑ軸からなるｄｑ回転座標系は、空間回転のベクトル物理量に関係した回転座標系である。ｄ軸は、ｕ軸、α軸からみた場合、速度ωｄ≠０［ｒａｄ／ｓ］で回転し、位相θαをもつものとしている。したがって、ｄ軸の速度ωｄと位相θαに関しては、次の関係が成立している。
本発明では、三相信号、二相信号に含まれ、特に相順の観点から分類された成分である正相成分と逆相成分を以下のように定義する。正相成分とは、ｄｑ回転座標系の速度ωｄの極性と同一の相順をもつ成分であり、逆相成分とは、ｄｑ回転座標系の速度ωｄの極性と逆の相順をもつ成分である。具体的には、速度ωｄが正の場合、座標系の正方向へ回転する成分が正相成分、負方向へ回転する成分が逆相成分と定義する。一方、速度ωｄが負の場合、座標系の負方向へ回転する成分が正相成分、正方向へ回転する成分が逆相成分と定義する。本発明では、正相成分と逆相成分とを同程度の振幅レベルで含有する信号に対して、「擬似」なる用語を用いる。擬似信号は、原則、頭符〜をつけて表示する。先行発明に対する本発明の大きな特徴が、「擬似信号の利用」にある。一方、真の信号の推定値である推定信号（基本的には正相成分のみを有する信号）に対しては、頭符∧をつけて表示するIn the present invention, the positive phase component and the negative phase component, which are components included in the three-phase signal and the two-phase signal and are classified from the viewpoint of phase order, are defined as follows. The normal phase component is a component having the same phase order as the polarity of the speed ωd of the dq rotational coordinate system, and the reverse phase component is a component having a phase order opposite to the polarity of the speed ωd of the dq rotational coordinate system. is there. Specifically, when the speed ωd is positive, a component rotating in the positive direction of the coordinate system is defined as a positive phase component, and a component rotating in the negative direction is defined as a negative phase component. On the other hand, when the speed ωd is negative, the component rotating in the negative direction of the coordinate system is defined as the positive phase component, and the component rotating in the positive direction is defined as the reverse phase component. In the present invention, the term “pseudo” is used for a signal containing a normal phase component and a reverse phase component at the same amplitude level. In principle, the pseudo signal is displayed with an initial ~. A major feature of the present invention over the prior invention is the “use of pseudo signals”. On the other hand, an estimated signal (basically a signal having only a positive phase component) that is an estimated value of a true signal is displayed with a prefix.
本発明においては、固定子電流、固定子電圧の指令値は、同応答値に頭符＊を付して表現する。たとえば、ｄｑ回転座標系上の二相電流をｉｄ、ｉｑとするとき、この指令値はｉｄ＊、ｉｑ＊と表現、ｕｖｗ座標系上の相電流をｉｕ、ｉｖ、ｉｗとするとき、この指令値はｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊と表現する。本発明では、ｕｖｗ座標系上、αβ固定座標系上、ｄｑ回転座標系上で定義されたベクトル信号に関して、定義された座標系を明示する必要がある場合には、ベクトル信号に対して各々脚符ｔ、ｓ、ｒを付与する。In the present invention, the command values for the stator current and the stator voltage are expressed by adding a prefix * to the response value. For example, when the two-phase current on the dq rotating coordinate system is id and iq, this command value is expressed as id * and iq *, and when the phase current on the uvw coordinate system is iu, iv and iw, this command The value is expressed as iu *, iv *, iw *. In the present invention, when it is necessary to clearly indicate the defined coordinate system for the vector signals defined on the uvw coordinate system, the αβ fixed coordinate system, and the dq rotation coordinate system, Symbols t, s, and r are given.
ｕｖｗ座標系上の三相信号とαβ固定座標系あるいはｄｑ回転座標系上の二相信号との相互変換には、絶対変換と相対変換が存在する。当業者においては既に周知のように、両変換の相違は、基本的には、変換時における係数√（２／３）、あるいは係数√（３／２）の相違があるに過ぎない。「近年、絶対変換が広く利用されている事実」を考慮し、以降では、説明の具体性と明瞭性を確保すべく、特に断らない限り絶対変換の利用を想定して、本発明を説明する。絶対変換、相対変換のいずれをの利用を想定する場合にも、説明の内容に本質的違いはない。なお、絶対変換においては、（１）式、（２）式、（４）式、（５）式に用いた係数Ｋ２、Ｋ３は次式となる。
先ず、請求項１の発明の効果を説明する。ｕｖｗ座標系上の電流指令値とｄｑ回転座標系上の電流指令値との間には、次の関係が成立している。
（８）式を考慮するならば、請求項１の発明による（１）式の擬似三相電流偏差ｉｌｔ〜は、以下の特性をもつことが明らかである。（ａ）三相電流の検出値は三相電流の内の一相分であり、擬似三相電流偏差Δｉｌｔ〜には、三相電流偏差真値の内の一相分が利用される。（ｂ）擬似三相電流偏差Δｉｌｔ〜の各相成分は一相分電流偏差真値に比例し、これが非ゼロの場合には擬似三相電流偏差も非ゼロとなる。（ｃ）擬似三相電流偏差Δｉｌｔ〜はゼロ相成分を有しない。If the equation (8) is considered, it is clear that the pseudo three-phase current deviation ilt˜ of the equation (1) according to the invention of
三相電流偏差真値Δｉｌｔの成分は正相成分（ωｄ成分）のみとするならば、ゼロ相成分を有しない擬似三相電流偏差Δｉｌｔ〜は、正相成分（ωｄ成分）と逆相成分（−ωｄ成分）のみから構成されることになる。しかも３種の擬似三相電流偏差は、互いに循環的で、その信号レベルは同一である。これは、「３種の擬似三相電流偏差は、各々、三相電流偏差真値と同一レベルの正相成分を有すると同時に、同一レベルの逆相成分をも有する」事実を意味するIf the component of the three-phase current deviation true value Δilt is only the positive phase component (ωd component), the pseudo three-phase current deviation Δilt− having no zero phase component is the positive phase component (ωd component) and the negative phase component ( -Ωd component). In addition, the three types of pseudo three-phase current deviations are cyclic to each other and have the same signal level. This means the fact that "the three kinds of pseudo three-phase current deviations each have the same level of the positive phase component as the three-phase current deviation true value and the same level of the reverse phase component".
本事実を考慮の上、擬似三相電流偏差を用いて三相電圧指令値を生成する三相電圧指令値生成手段として、逆相成分を抑圧し、正相成分に感応する電流制御器を利用するならば、正相成分のみからなる三相電流偏差真値を用いた場合と同様な三相電圧指令値を生成することができる。このような三相用電流制御器としては、たとえば３入力３出力（以下、３×３と略記）Ｄ因子制御器が知られている。３×３Ｄ因子制御器に関しては、ｎ次の一般的な形で、非特許文献１で詳しく説明されている。In consideration of this fact, a current controller that suppresses the negative phase component and is sensitive to the positive phase component is used as a three-phase voltage command value generation means that generates a three-phase voltage command value using a pseudo three-phase current deviation. If so, it is possible to generate a three-phase voltage command value similar to the case where the true value of the three-phase current deviation consisting only of the positive phase component is used. As such a three-phase current controller, for example, a three-input three-output (hereinafter abbreviated as 3 × 3) D-factor controller is known. The 3 × 3D factor controller is described in detail in
この点を考慮し、ここでは、ＰＩ形の電流制御を遂行する例を紹介する。次の１×１ＰＩ形制御器を考える。
３×３Ｄ因子制御器の出力である三相電圧指令値ｖｌｔ＊（三相電流偏差真値を用いた場合と同等な三相電圧指令値となっている）を電力印加手段に用いれば、所期の三相電圧ｖｌｔが発生され、ひいては所期の電流応答を得ることができる。If the three-phase voltage command value vlt * (the three-phase voltage command value equivalent to the case where the three-phase current deviation true value is used), which is the output of the 3 × 3D factor controller, is used for the power application means, A desired three-phase voltage vlt is generated, and thus a desired current response can be obtained.
以上の説明より既に明白なように、請求項１の発明によれば、三相交流電流の一相分のみを検出しながらも、▲１▼フィードバック電流制御に際し、全三相あるいは三相内の二相の相電流の検出を必要とする従前の駆動制御装置と同程度の速応性能を有する、▲２▼軽演算量である、▲３▼電流制御系は高い安定性を有する、といった優れた特性を備えた三相交流電動機駆動制御装置を提供することができるという効果を得る。As is apparent from the above description, according to the invention of
つづいて、請求項２の発明の効果を説明する。請求項２の発明によるαβ固定座標系上の擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜は、請求項１の発明による擬似三相電流偏差Δｉｌｔ〜と三相二相変換器ＳＴを介した次の関係を有する。
（１１）式の関係より、請求項２の発明による擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜は、請求項１の発明による擬似三相電流偏差Δｉｌｔ〜と同等の特性を有することが明らかである。すなわち、請求項２の発明による（２）式の擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜は、以下の特性をもつ。（ａ）三相電流の検出値は三相電流の内の一相分であり、擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜には、三相電流偏差真値の内の一相分が利用される。（ｂ）擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜の各相成分は一相分電流偏差真値に比例する。（ｃ）擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜はゼロ相成分を有しない。From the relationship of the expression (11), it is clear that the pseudo two-phase current deviation Δils˜ according to the invention of
二相電流偏差真値の成分は正相成分（ωｄ成分）のみとするならば、擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜は、正相成分（ωｄ成分）と逆相成分（−ωｄ成分）のみから構成されることになる。しかも３種の擬似二相電流偏差は、ｕ軸、ｖ軸、ｗ軸の位相に対応した位相を有し、その信号レベルは同一である。これは、「３種の擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜は、各々、二相電流偏差真値と同一レベルの正相成分を有すると同時に、同一レベルの逆相成分をも有する」事実を意味するIf the two-phase current deviation true value component is only the positive phase component (ωd component), the pseudo two-phase current deviation Δils˜ is composed of only the positive phase component (ωd component) and the reverse phase component (−ωd component). Will be. Moreover, the three types of pseudo two-phase current deviations have phases corresponding to the phases of the u axis, the v axis, and the w axis, and the signal levels thereof are the same. This means the fact that “the three kinds of pseudo two-phase current deviations Δils˜ each have the same level of the positive phase component as the two-phase current deviation true value and also the same level of the negative phase component”.
本事実を考慮の上、擬似二相電流偏差を用いて、二相電圧指令値を生成する電流制御器として、逆相成分を抑圧し、正相成分に感応する二相電流制御器を利用するならば、正相成分のみからなる二相電流偏差真値を用いた場合と同様な二相電圧指令値を生成することができる。このような二相電流制御器としては、たとえば２×２Ｄ因子制御器が知られている。２×２Ｄ因子制御器に関しては、ｎ次の一般的な形で、非特許文献１で詳しく説明されている。In consideration of this fact, a two-phase current controller that suppresses the negative-phase component and is sensitive to the positive-phase component is used as a current controller that generates a two-phase voltage command value using a pseudo two-phase current deviation. Then, a two-phase voltage command value similar to the case where the true value of the two-phase current deviation consisting only of the positive phase component is used can be generated. For example, a 2 × 2D factor controller is known as such a two-phase current controller. The 2 × 2D factor controller is described in detail in
この点を考慮し、ここでは、ＰＩ形の電流制御を遂行する例を紹介する。（９）式の１×１ＰＩ形制御器を考える。（９）式に対応した２×２ＰＩ形Ｄ因子制御器は次式となる。
２×２Ｄ因子制御器の出力である二相電圧指令値ｖｌｓ＊（二相電流偏差真値を用いた場合と同等な二相相電圧指令値となっている）を、二相三相変換器Ｓを利用して三相電圧指令値ｖｌｔ＊に変換後、電力印加手段に用いれば、所期の三相電圧ｖｌｔが発生され、ひいては所期の電流応答を得ることができる。A two-phase three-phase converter that converts a two-phase voltage command value vls * (a two-phase voltage command value equivalent to the case of using a two-phase current deviation true value) that is an output of a 2 × 2D factor controller If it is converted into a three-phase voltage command value vlt * using S and then used for power application means, the desired three-phase voltage vlt is generated, and the desired current response can be obtained.
以上の説明より既に明白なように、請求項２の発明によれば、請求項１の発明と同様に、三相交流電流の一相分のみを検出しながらも、▲１▼フィードバック電流制御に際し、全三相あるいは三相内の二相の相電流の検出を必要とする従前の駆動制御装置と同程度の速応性能を有する、▲２▼軽演算量である、▲３▼電流制御系は高い安定性を有する、といった優れた特性を備えた三相交流電動機駆動制御装置を提供することができるという効果を得る。As is apparent from the above description, according to the invention of
つづいて、請求項３の発明の効果を説明する。請求項３の発明によるｄｑ回転座標系上の擬似二相電流偏差Δｉｌｒ〜は、請求項２の発明による擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜とベクトル回転器ＲＴを介した次の関係を有する。
（１３）式の関係を考慮し、さらに下の（１４）式の関係に注意すると、（４）式の擬似二相電流偏差Δｉｌｒ〜は、（１５）式のように書き改めることもできる。
二相電流偏差真値の成分は正相成分（直流的な成分）のみとするならば、擬似二相電流偏差Δｉｌｒ〜は、正相成分（直流成分）と逆相成分（−２ωｄ成分）のみから構成されることになる。しかも３種の擬似二相電流偏差は、その信号レベルは同一である。これは、「３種の擬似二相電流偏差は、各々、二相電流偏差真値と同一レベルの正相成分を有すると同時に、同一レベルの逆相成分をも有する」事実を意味する。If the two-phase current deviation true value component is only the positive phase component (DC component), the pseudo two-phase current deviation Δilr˜ is only the positive phase component (DC component) and the negative phase component (−2ωd component). It will consist of In addition, the three pseudo two-phase current deviations have the same signal level. This means the fact that “the three kinds of pseudo two-phase current deviations each have the same level of the positive phase component as the two-phase current deviation true value, and also the same level of the negative phase component”.
本事実を考慮の上、擬似二相電流偏差を用いて、二相電圧指令値を生成する電流制御器として、逆相成分を抑圧し、正相成分に感応する二相電流制御器を利用するならば、正相成分のみからなる二相電流偏差真値を用いた場合と同様な二相電圧指令値を生成することができる。「ｄｑ回転座標系上では、正相成分は周波数的にゼロ相当であり、逆相成分は周波数的に−２ωｄ相当である」ことを併せて考慮するならば、このための二相電流制御器としては、低周波数でハイゲイン、高周波数でローゲイン特性をもつ通常の２×２制御器が使用できることが理解される。ＰＩ形の電流制御を遂行する場合には、通常の２×２制御器は、（９）式の１×１ＰＩ形制御器を２個並列に配したものでよい。図４に、本例を示した。なお、図４では、簡明性を確保すべく、二相のベクトル信号を１本の太い信号線で表現している。In consideration of this fact, a two-phase current controller that suppresses the negative-phase component and is sensitive to the positive-phase component is used as a current controller that generates a two-phase voltage command value using a pseudo two-phase current deviation. Then, a two-phase voltage command value similar to the case where the true value of the two-phase current deviation consisting only of the positive phase component is used can be generated. If the fact that “the normal phase component is equivalent to zero in frequency and the negative phase component is equivalent to −2ωd in frequency on the dq rotating coordinate system” is considered together, a two-phase current controller for this purpose It is understood that a normal 2 × 2 controller having high gain at low frequencies and low gain characteristics at high frequencies can be used. When performing PI-type current control, the normal 2 × 2 controller may be two 1 × 1 PI-type controllers of Equation (9) arranged in parallel. FIG. 4 shows this example. In FIG. 4, a two-phase vector signal is represented by one thick signal line in order to ensure simplicity.
通常の２×２制御器の出力である二相電圧指令値ｖｌｒ＊（二相電流偏差真値を用いた場合と同等な二相相電圧指令値となっている）を、ベクトル回転器Ｒを用いてαβ固定座標系上の二相電圧指令値ｖｌｓ＊に変換し、さらに二相三相変換器Ｓを利用してｕｖｗ座標系上の三相電圧指令値ｖｌｔ＊に変換し、この上で後、電力印加手段に用いれば、所期の三相電圧ｖｌｔが発生され、ひいては所期の電流応答を得ることができる。A two-phase voltage command value vlr * (a two-phase voltage command value equivalent to the case where the true value of the two-phase current deviation is used) that is an output of a normal 2 × 2 controller is used as a vector rotator R. Is converted into a two-phase voltage command value vls * on the αβ fixed coordinate system, and further converted into a three-phase voltage command value vlt * on the uvw coordinate system using the two-phase three-phase converter S. Thereafter, when it is used as a power application means, an intended three-phase voltage vlt is generated, and an intended current response can be obtained.
以上の説明より既に明白なように、請求項３の発明によれば、請求項１、２の発明と同様に、三相交流電流の一相分のみを検出しながらも、▲１▼フィードバック電流制御に際し、全三相あるいは三相内の二相の相電流の検出を必要とする従前の駆動制御装置と同程度の速応性能を有する、▲２▼軽演算量である、▲３▼電流制御系は高い安定性を有する、といった優れた特性を備えた三相交流電動機駆動制御装置を提供することができるという効果を得ることができる。As is apparent from the above description, according to the invention of
つづいて、請求項４の発明の効果を説明する。請求項４における位相θは、（−θα）〜（＋θα）の範囲で選定される。特に、位相θをθ＝０とする場合には、請求項４の発明による擬似二相電流ｉｌ〜は、αβ固定座標系上の擬似二相電流ｉｌｓ〜となる。また、特に、位相θをθ＝（−θα）とする場合には、請求項４の発明による擬似二相電流ｉｌ〜は、ｄｑ回転座標系上の擬似二相電流ｉｌｒ〜となる。αβ固定座標系上の擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜を利用した請求項２の発明効果の説明で、また、ｄｑ回転座標系上の擬似二相電流偏差Δｉｌｒ〜を利用した請求項３の発明効果の説明で明らかにしたように、一般に擬似二相電流偏差は、正相成分に加えて、これと同レベルの逆相成分を有する。本事実は、擬似二相電流偏差の構成要素である擬似二相電流（すなわち（５）式の擬似二相電流）は、正相成分に加えて、これと同レベルの逆相成分を有することを意味する。Next, the effect of the invention of
請求項４の発明では、二相電流推定手段により、この擬似二相電流の逆相成分の抑圧または正相成分の抽出により、二相電流推定値を生成する。ひいては、生成された二相電流推定値は、基本的に二相電流真値と同様の正相成分のみから構成されることになる。電流偏差推定手段は、当該二相電流推定値を、（必要に応じてｄｑ回転座標系上の二相電流推定値に変換した上で、）ｄｑ回転座標系上の二相電流指令値とともに利用し二相電流偏差推定値を生成する。生成された二相電流偏差推定値も、当然のことながら、二相電流偏差真値と同様の正相成分のみから構成されることになる。すなわち、請求項４の発明で生成されたｄｑ回転座標系上の二相電流偏差推定値は同真値と同等の特性をもつ。In the invention of
したがって、ｄｑ回転座標系上の二相電流偏差推定値に対して、通常の三相電圧指令値生成手段を用いて処理して、通常の電力印加手段により三相電力を発生し電動機に印加するようにすれば、所期の効果を難なく得ることができる（簡易な構成法は、図９〜図１２を用いた実施例を通じ具体的に説明する）。Therefore, the two-phase current deviation estimated value on the dq rotating coordinate system is processed using the normal three-phase voltage command value generation means, and the three-phase power is generated by the normal power application means and applied to the motor. By doing so, the desired effect can be obtained without difficulty (a simple configuration method will be described in detail through examples using FIGS. 9 to 12).
すなわち、請求項４の発明によれば、三相交流電流の一相分のみを検出しながらも、▲１▼フィードバック電流制御に際し、全三相あるいは三相内の二相の相電流の検出を必要とする従前の駆動制御装置と同程度の速応性能を有する、▲２▼軽演算量である、▲３▼電流制御系は高い安定性を有する、といった優れた特性を備えた三相交流電動機駆動制御装置を提供することができるという効果を得る。That is, according to the invention of
以下、図面を用いて、本発明の実施例を詳細に説明する。代表的な交流電動機である永久磁石同期電動機に対し、請求項１の発明の駆動制御装置を備えた駆動制御システムの１例を図５に示す。１は交流電動機（同期電動機）を、２は一相電流検出器を、３は電力変換器（インバータ）を、４は位相検出器（エンコーダ等）を、５は擬似電流偏差合成器を、６は電流制御器を、７は速度検出器を、各々示している。本図では、簡明性を確保すべく、二相あるいは三相のベクトル信号を１本の太い信号線で表現している。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 5 shows an example of a drive control system provided with the drive control device of the invention of
図５の実施例は、検出すべき一相の電流としてｕ相電流を選定した例となっている。一相電流検出器２で検出されたｕ相電流は、擬似電流偏差合成器５へ送られている。擬似電流偏差合成器５には、ｕ相電流検出値ｉｕに加え、ｄｑ回転座標系上の二相電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｄ軸の位相（本例では、回転子のＮ極位相）θαが送られている。ｄ軸位相は、極性反転後に余弦正弦信号に変換されている。同図では、図の簡明性を確保すべく、余弦正弦信号は（１４ａ）式に従って２×１ベクトルとして、また、二相電流指令値は以下のように２×１ベクトルとして、簡略表現している。
ｕ相電流を検出している本例の擬似電流偏差合成器５では、（１ａ）式に従い擬似三相電流偏差Δｉｌｔ〜を合成している。図中のベクトル化器５−２は、（１ａ）式の右辺で明示した３要素を２、−１、−１としたベクトルによる乗算処理を遂行している。合成された擬似三相電流偏差は、電流制御器６へ送られ、三相電圧指令値が生成されている。図５では、電流制御器としては、３×３Ｄ因子制御器を利用する例を示している。簡単なＤ因子制御器としては、図２のＰＩ形Ｄ因子制御器を利用すればよい。電流制御器で生成された三相電圧指令値は、電力変換器３へ送られる。電力変換器３は、指令値に応じた交流電力を発生し、同期電動機１へ印加しこれを駆動する。In the pseudo
本例では、一相の相電流を検出する電流検出手段は、一相電流検出器２により実現されている。また、擬似電流偏差合成手段は、擬似電流偏差合成器５により実現されている。三相電圧指令値生成手段は、電流制御器６、速度検出器７により実現されている。電力印加手段は、電力変換器３により実現されている。In this example, the current detection means for detecting the one-phase phase current is realized by the one-phase
図５では、擬似三相電流偏差を、（１ａ）式が示す正確値に一致するように合成する例を示したが、実用的には、正確値に代わって、この相等値（代表的相等値としては、比例値がある）であってもよい。FIG. 5 shows an example in which the pseudo three-phase current deviation is synthesized so as to match the exact value indicated by the expression (1a). However, practically, this equivalent value (representative equivalent) is used instead of the accurate value. The value may be a proportional value).
検出すべき一相の電流をｖ相電流、ｗ相電流とする場合には、各々、（１ｂ）式、（１ｃ）式に基づいて、擬似三相電流偏差を合成するようにすればよい。この場合の擬似電流偏差合成器５の構成は、図５の場合と基本的に同じである。若干の相違が、余弦正弦信号の違いに有るに過ぎない（後掲の図６〜８参照）。この相違は、図５の例による説明で当業者には既に自明であるので、これ以上の説明は省略する。When the one-phase current to be detected is the v-phase current and the w-phase current, the pseudo three-phase current deviation may be synthesized based on the equations (1b) and (1c), respectively. The configuration of the pseudo
代表的な交流電動機である永久磁石同期電動機に対し、請求項２の発明の駆動制御装置を備えた駆動制御システムの１例を図６に示す。各機器の意味は、図５と同一である。なお８は二相三相変換器を意味する。FIG. 6 shows an example of a drive control system provided with the drive control device of the invention of
図６の実施例は、検出すべき一相の電流としてｖ相電流を選定した例となっている。一相電流検出器２で検出されたｖ相電流は、擬似電流偏差合成器５へ送られている。擬似電流偏差合成器５には、ｖ相電流検出値ｉｖに加え、ｄｑ回転座標系上の二相電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｄ軸の位相（本例では、回転子のＮ極位相）θαが送られている。ｄ軸位相は、極性反転と２π／３の位相補正の処理後に余弦正弦信号に変換されている。The embodiment of FIG. 6 is an example in which a v-phase current is selected as a one-phase current to be detected. The v-phase current detected by the one-phase
ｖ相電流を検出している本例の擬似電流偏差合成器５では、（２ｂ）式に従いαβ固定座標系上の擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜を合成している。図中のベクトル化器５−２は、（２ｂ）式の右辺で明示した２×１ベクトルによる乗算処理を遂行している。合成された擬似二相電流偏差は、電流制御器６へ送られ、αβ固定座標系上の二相電圧指令値が生成されている。図６では、電流制御器としては、２×２Ｄ因子制御器を利用する例を示している。簡単なＤ因子制御器としては、図３のＰＩ形Ｄ因子制御器を利用すればよい。電流制御器で生成された二相電圧指令値は、二相三相変換器８で三相電圧指令値に変換され、電力変換器３へ送られている。電力変換器３は、指令値に応じた交流電力を発生し、同期電動機１へ印加しこれを駆動している。In the pseudo
本例では、一相の相電流を検出する電流検出手段は、一相電流検出器２により実現されている。また、擬似電流偏差合成手段は、擬似電流偏差合成器５により実現されている。三相電圧指令値生成手段は、電流制御器６、速度検出器７、二相三相変換器８により実現されている。電力印加手段は、電力変換器３により実現されている。In this example, the current detection means for detecting the one-phase phase current is realized by the one-phase
図６では、αβ固定座標系上の擬似二相電流偏差を、（２ｂ）式が示す正確値に一致するように合成する例を示したが、実用的には、正確値に代わって、この相等値（代表的相等値としては、比例値がある）であってもよい。FIG. 6 shows an example in which the pseudo two-phase current deviation on the αβ fixed coordinate system is synthesized so as to coincide with the exact value represented by the equation (2b). It may be an equivalence value (a typical equivalence value has a proportional value).
検出すべき一相の電流をｕ相電流、ｗ相電流とする場合には、各々、（２ａ）式、（２ｃ）式に基づいて、擬似二相電流偏差を合成するようにすればよい。この場合の擬似電流偏差合成器５の構成は、図６の場合と基本的に同じである。若干の相違が、余弦正弦信号の違いに有るに過ぎない（図５、図７〜８参照）。この相違は、図６の例による説明で当業者には既に自明であるので、これ以上の説明は省略する。When the one-phase current to be detected is the u-phase current and the w-phase current, the pseudo two-phase current deviation may be synthesized based on the equations (2a) and (2c), respectively. The configuration of the pseudo
代表的な交流電動機である永久磁石同期電動機に対し、請求項３の発明の駆動制御装置を備えた駆動制御システムの１例を図７に示す。各機器の意味は、図５、図６と同一である。なお９はベクトル回転器を意味する。FIG. 7 shows an example of a drive control system provided with a drive control device according to the invention of
図７の実施例は、検出すべき一相の電流としてｗ相電流を選定した例となっている。一相電流検出器２で検出されたｗ相電流は、擬似電流偏差合成器５へ送られている。擬似電流偏差合成器５には、ｗ相電流検出値ｉｗに加え、ｄｑ回転座標系上の二相電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｄ軸の位相（本例では、回転子のＮ極位相）θαが送られている。ｄ軸位相は、極性反転と−２π／３の位相補正の処理後に、余弦正弦信号に変換されている。The embodiment of FIG. 7 is an example in which a w-phase current is selected as a one-phase current to be detected. The w-phase current detected by the one-phase
ｗ相電流を検出している本例の擬似電流偏差合成器５では、（４ｃ）式に従いｄｑ回転座標系上の擬似二相電流偏差Δｉｌｒ〜を合成している。同図では、２×２行列［Ｉ＋Ｑ］を（１４ｂ）式の関係に従い算定する例を示している。当然のことながら、２×２行列［Ｉ＋Ｑ］は、位相θａを用いて、直接的に算定してもよいし、また他の算定法により算定してもよい。合成された擬似二相電流偏差は、電流制御器６へ送られ、ｄｑ回転座標系上の二相電圧指令が生成されている。図７の電流制御器としては、通常の電流制御器を利用すればよい。簡単には、図４のＰＩ形制御器を利用すればよい。電流制御器で生成された二相電圧指令値は、ベクトル回転器９でαβ固定座標系上の二相電圧指令値に変化され、さらには二相三相変換器８で三相電圧指令値に変換され、電力変換器３へ送られている。電力変換器３は、指令値に応じた交流電力を発生し、同期電動機１へ印加しこれを駆動している。In the pseudo
図８は、請求項３の発明の第２実施例である。本例では、擬似電流偏差合成器５への入力信号は、図７の例と同一としている。図７と図８の違いは、擬似電流偏差合成器５の構造の違いにある。図８は、（１５）式に直接的に従った構造を採用している。特に、本例では、（１５ｃ）式に直接的に従った構造としている。他の機器に関しては、図７と同一であるので、これらの説明は省略する。請求項３の発明による擬似二相電流偏差Δｉｌｒ〜の合成手順（計算手順）に関しては、図７、図８の例より明白なように、種々のバリエーションが存在することを指摘しておく。FIG. 8 shows a second embodiment of the invention of
図７、図８の例では、一相の相電流を検出する電流検出手段は、一相電流検出器２により実現されている。また、擬似電流偏差合成手段は、擬似電流偏差合成器５により実現されている。三相電圧指令値生成手段は、電流制御器６、ベクトル回転器９、二相三相変換器８により実現されている。電力印加手段は、電力変換器３により実現されている。In the example of FIGS. 7 and 8, the current detection means for detecting the single-phase current is realized by the single-phase
図７、図８では、ｄｑ回転座標系上の擬似二相電流偏差を、（４ｃ）式が示す正確値に一致するように合成する例を示したが、実用的には、正確値に代わって、この相等値（代表的相等値としては、比例値がある）であってもよい。FIGS. 7 and 8 show examples in which the pseudo two-phase current deviation on the dq rotating coordinate system is synthesized so as to match the exact value represented by the equation (4c). Thus, this equivalent value (there is a proportional value as a representative equivalent value) may be used.
検出すべき一相の電流をｕ相電流、ｖ相電流とする場合には、各々、（４ａ）式、（４ｂ）式に基づいて、擬似二相電流偏差を合成するようにすればよい。この場合の擬似電流偏差合成器５の構成は、図７、図８の場合と基本的に同じである。若干の相違が、余弦正弦信号の違いに有るに過ぎない（図５、図６参照）。この相違は、図７、図８の例による説明で当業者には既に自明であるので、これ以上の説明は省略する。When the one-phase current to be detected is the u-phase current and the v-phase current, the pseudo two-phase current deviation may be synthesized based on the equations (4a) and (4b), respectively. The configuration of the
代表的な交流電動機である永久磁石同期電動機に対し、請求項４の発明の駆動制御装置を備えた駆動制御システムの１例を図９に示す。機器１〜４、６、８、９の意味は、図７、図８と同一である。FIG. 9 shows an example of a drive control system provided with a drive control device according to the invention of
図９の実施例は、位相θとして「θ＝０」を選定し、検出すべき一相の電流としてｕ相電流を選定した例となっている。一相電流検出器２で検出されたｕ相電流は、二相電流推定器１０へ送られている。二相電流推定器１０には、ｕ相電流検出値ｉｕに加え、ｄ軸の位相（本例では、回転子のＮ極位相）θαが送られている。ｄ軸の位相θαは、二相電流偏差推定器１１にも送られている。The embodiment of FIG. 9 is an example in which “θ = 0” is selected as the phase θ, and the u-phase current is selected as the one-phase current to be detected. The u-phase current detected by the one-phase
ｕ相電流を検出している本例の二相電流推定器１０では、（５ａ）式に従いαβ固定座標系上の擬似二相電流ｉｌｓ〜を合成している。位相「θ＝０」の選定は、αβ固定座標系の選定を意味し、αβ固定座標系上の擬似二相電流は、特に脚符「ｓ」を付してｉｌｓ〜として表現している。合成された擬似二相電流ｉｌｓ〜は、正相逆相分離フィルタ１０−２へ送られ、αβ固定座標系上の二相電流推定値ｉｌｓ＾が生成されている。図９では、正相逆相分離フィルタとしては、２×２Ｄ因子フィルタを利用する例を示している。Ｄ因子フィルタは、入力信号に対して、これに含まれる逆相成分の抑圧または正相成分の抽出を行なう機能を有する。なお、Ｄ因子フィルタに関しては、非特許文献１に詳しく説明され当業者には既知であるので、この詳細な説明は省略する。Ｄ因子フィルタには、抑圧逆相成分の周波数−ωｄ、または抽出正相成分の周波数ωｄが必要とされる。図９では、ｄ軸位相θαから速度検出器を利用して得る例を示している。In the two-phase
二相電流偏差推定器１１における処理過程は次の通りである。二相電流偏差推定器１１へ送られたαβ固定座標系上の二相電流推定値ｉｌｓ＾は、ベクトル回転器１１−１で、ｄｑ回転座標系上の二相電流推定値ｉｌｒ＾に変換される。ｄｑ回転座標系上の二相電流推定値ｉｌｒ＾は、同座標系上の二相電流指令値ｉｌｒ＊とにより、二相電流偏差推定値が生成され、これは二相電流偏差推定器１１から出力されている。The process in the two-phase
生成されたｄｑ回転座標系上の二相電流偏差推定値に対する機器６、９、８、３による処理は、図７、図８の実施例と同一であるので、この説明は省略する。Since the processing by the
図１０は、請求項４の発明の駆動制御装置を備えた駆動制御システムの第２実施例を示したものである。本実施例は、位相θとして「θ＝θα」を選定し、検出すべき一相の電流としてｖ相電流を選定した例となっている。図９との相違は、二相電流推定器１０、二相電流偏差推定器１１にあるに過ぎない。このため、これら２機器に関する相違点を中心に説明する。FIG. 10 shows a second embodiment of the drive control system including the drive control apparatus according to the fourth aspect of the present invention. In this embodiment, “θ = θα” is selected as the phase θ, and the v-phase current is selected as the one-phase current to be detected. The only difference from FIG. 9 is in the two-phase
ｖ相電流を検出している本例の二相電流推定器１０では、先ず、余弦正弦信号発生器１０−１において、「θ＝θα」の設定の下で、（５ｂ）式右辺で明示した処理を遂行している。処理後の擬似二相電流に関しては、逆相成分の周波数が実質的にゼロ周波数になっている。本信号は、正相逆相分離フィルタ１０−２へ送られている。正相逆相分離フィルタ１０−２は、実質的にゼロ周波数の逆相成分を抑圧するものであり、図１０では、ゼロ周波数成分抑圧機能を有するハイパスフィルタＦｈ（ｓ）を利用する例を示している。本フィルタは、ゼロ周波数成分抑圧機能を有する他のフィルタで置換することも可能である。フィルタ処理後の信号は、正相成分を主要成分とする信号となっている。特に、周波数シフトされた状態Ｒ（θα）ｉｌｓ＾となっている。本信号は、二相電流偏差推定器１１へ向け出力されている。In the two-phase
二相電流偏差推定器１１における処理過程は次の通りである。二相電流偏差推定器１１へ送られた周波数シフトの二相電流推定値Ｒ（θα）ｉｌｓ＾は、ベクトル回転器１１−１のＲＴ（２θα）で、一気に、ｄｑ回転座標系上の二相電流推定値ｉｌｒ＾に変換される。ｄｑ回転座標系上の二相電流推定値ｉｌｒ＾は、同座標系上の二相電流指令値ｉｌｒ＊とにより、二相電流偏差推定値が生成され、これは二相電流偏差推定器１１から出力されている。以降の処理は、図７〜９の例と同一であるので、この説明は省略する。The process in the two-phase
図１１は、請求項４の発明の駆動制御装置を備えた駆動制御システムの第３実施例を示したものである。本実施例は、位相θとして「θ＝−θα」を選定し、検出すべき一相の電流としてｕ相電流を選定した例となっている。一相電流検出器２で検出されたｕ相電流は、二相電流推定器１０へ送られている。二相電流推定器１０には、ｕ相電流検出値ｉｕに加え、ｄ軸の位相（本例では、回転子のＮ極位相）θαが送られている。FIG. 11 shows a third embodiment of the drive control system including the drive control apparatus according to the fourth aspect of the present invention. In this embodiment, “θ = −θα” is selected as the phase θ, and the u-phase current is selected as the one-phase current to be detected. The u-phase current detected by the one-phase
ｕ相電流を検出している本例の二相電流推定器１０では、「θ＝−θα」の設定の下、（５ａ）式に従いｄｑ回転座標系上の擬似二相電流ｉｌｒ〜を合成している。位相「θ＝−θα」の選定は、ｄｑ回転座標系の選定を意味し、ｄｑ回転座標系上の擬似二相電流は、特に脚符「ｒ」を付してｉｌｒ〜として表現している。図中の余弦正弦発生器１０−１は、（５ａ）式の右辺で明示した２×１ベクトルとしての余弦正弦信号を発生している。合成された擬似二相電流は、正相逆相分離フィルタ１０−２へ送られ、ｄｑ回転座標系上の二相電流推定値ｉｌｒ＾が生成されている。図１１では、正相逆相分離フィルタとしては、２×２Ｄ因子フィルタを利用する例を示している。このＤ因子フィルタは、ｄｑ回転座標系上では、周波数−２ωｄをもつ逆相成分を抑圧する機能を発揮するものである。周波数（ｄｑ座標系の速度と同一）ωｄは、図９と同様に検出する例としている。In the two-phase
二相電流偏差推定器１１における処理過程は次の通りである。二相電流偏差推定器１１へ送られたｄｑ回転座標系上の二相電流推定値ｉｌｒ＾は、同座標系上の二相電流指令値ｉｌｒ＊とにより、二相電流偏差推定値が生成され、これは二相電流偏差推定器１１から出力されている。The process in the two-phase
生成されたｄｑ回転座標系上の二相電流偏差推定値に対する機器６、９、８、３による処理は、図７〜１０の実施例と同一であるので、この説明は省略する。The processing by the
図１２は、請求項４の発明の駆動制御装置を備えた駆動制御システムの第４実施例を示したものである。本実施例は、位相θとして「θ＝−θα」を選定し、検出すべき一相の電流としてｕ相電流を選定した例となっている。図１１との相違は、二相電流推定器１０にあるに過ぎない。このため、二相電流推定器１０に関する相違点を中心に説明する。FIG. 12 shows a fourth embodiment of the drive control system provided with the drive control apparatus according to the fourth aspect of the present invention. In this embodiment, “θ = −θα” is selected as the phase θ, and the u-phase current is selected as the one-phase current to be detected. The only difference from FIG. 11 is in the two-phase
相違点の明白化のため、一相検出電流は、図１１と同様のｕ相電流としている。この結果、（５ａ）式に従ったｄｑ回転座標系上の擬似二相電流ｉｌｒ〜の合成までの過程は、図１１の実施例と同一である。唯一の違いが、正相逆相分離フィルタ１０−２にある。本例では、正相逆相分離フィルタ１０−２としては、通常のローパスフィルタを利用するものとしている。ｄｑ回転座標系上では、擬似二相電流ｉｌｒ〜の正相成分の周波数は、実質的にゼロとなる。一方、擬似二相電流ｉｌｒ〜の逆相成分の周波数は、実質的に−２ωｄとなる。従って、ゼロ周波数の成分を抽出可能な通常のローパスフィルタにより、正相成分の抽出が可能となる。正相成分の抽出により得られたｄｑ回転座標系上の二相電流推定値は、二相電流偏差推定器１１へ向け出力されている。なお、二相電流偏差推定器１１以降の処理は、既に述べたように、図７〜図１１の実施例と同一であるので、この説明は省略する。In order to clarify the difference, the one-phase detection current is the u-phase current similar to that in FIG. As a result, the process up to the synthesis of the pseudo two-phase current ilr˜ on the dq rotating coordinate system according to the equation (5a) is the same as the embodiment of FIG. The only difference is in the positive / negative phase separation filter 10-2. In this example, a normal low-pass filter is used as the positive-phase / negative-phase separation filter 10-2. On the dq rotational coordinate system, the frequency of the positive phase component of the pseudo two-phase current irr˜ is substantially zero. On the other hand, the frequency of the negative phase component of the pseudo two-phase current irr is substantially −2ωd. Therefore, the normal phase component can be extracted by a normal low-pass filter capable of extracting a zero frequency component. The two-phase current estimated value on the dq rotation coordinate system obtained by extracting the positive phase component is output to the two-phase
図７〜図１２の例では、一相の相電流を検出する電流検出手段は、一相電流検出器２により実現されている。また、二相電流推定手段は、二相電流推定器１０により実現されている。二相電流偏差推定手段は、二相電流偏差推定器１１により実現されている。三相電圧指令値生成手段は、電流制御器６、ベクトル回転器９、二相三相変換器８により実現されている。電力印加手段は、電力変換器３により実現されている。In the example of FIGS. 7 to 12, the current detection means for detecting the phase current of one phase is realized by the one-phase
図７〜図１２では、擬似二相電流ｉｌ〜を、（５）式が示す正確値に一致するように合成する例を示したが、実用的には、この相等値であってもよい。Although FIGS. 7 to 12 show examples in which the pseudo two-phase current il is synthesized so as to coincide with the exact value represented by the equation (5), this equivalent value may be practically used.
図９、図１１、図１２の実施例では、擬似二相電流ｉｌ〜を合成するための一相電流として、ｕ相電流を利用した例とした。ｖ相電流またはｗ相電流を利用する例はこれらと同様であることは、当業者には既に自明であるので、この説明は省略する。また、図１０の実施例では、擬似二相電流ｉｌ〜を合成するための一相電流として、ｖ相電流を利用した例とした。ｕ相電流またはｗ相電流を利用する例はこれらと同様であることは、当業者には既に自明であるので、この説明は省略する。In the embodiments of FIGS. 9, 11, and 12, the u-phase current is used as the one-phase current for synthesizing the pseudo two-phase current il˜. Since it is already obvious to those skilled in the art that examples using the v-phase current or the w-phase current are the same as those described above, this description is omitted. Further, in the embodiment of FIG. 10, the v-phase current is used as the one-phase current for synthesizing the pseudo two-phase current il˜. Since it is already obvious to those skilled in the art that examples using the u-phase current or the w-phase current are the same as those described above, this description is omitted.
以上の実施例では、ｄｑ回転座標系の位相と速度を、位相検出器４と速度検出器から得る例とした。検出器を利用せず、推定的に定めた位相と速度を、ｄｑ回転座標系の位相と速度としてもよいことを指摘しておく。In the above embodiment, the phase and speed of the dq rotating coordinate system are obtained from the
以上の実施例は、説明の簡明性を確保すべく、駆動制御すべき交流電動機としては永久磁石同期電動機とした例を用いた。本発明は、例示の実施例を実質的に無修正の形で、他の交流電動機に利用できることを指摘しておく。In the above embodiment, an example in which a permanent magnet synchronous motor is used as an AC motor to be driven and controlled is used in order to ensure simplicity of explanation. It should be pointed out that the present invention can be applied to other AC motors in an illustrative manner substantially unmodified.
本発明は、交流電動機を電流制御し駆動する応用の中で、特に、コスト低減の上、中〜高速領域で駆動する用途に好適である。INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is particularly suitable for use in driving in an intermediate to high speed region in terms of cost reduction among applications in which an AC motor is controlled and driven.
１ 交流電動機（同期電動機）
２ 一相電流検出器
３ 電力変換器
４ 位相検出器
５ 擬似電流偏差合成器
５−１ 余弦正弦信号発生器
５−２ ベクトル化器
６ 電流制御器
７ 速度検出器
８ 二相三相変換器
９ ベクトル回転器
１０ 二相電流推定器
１０−１ 余弦正弦信号発生器
１０−２ 正相逆相分離フィルタ
１０−３ 速度検出器
１１ 二相電流偏差推定器
１１−１ ベクトル回転器1 AC motor (synchronous motor)
2 One-phase
Claims (4)
該電動機の固定子ｕ相、ｖ相、ｗ相巻線の中心方向をｕ軸、ｖ軸、ｗ軸とするｕｖｗ座標系上で定義されうる三相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの内の、いずれか一相の相電流を検出する電流検出手段と、
検出した一相電流と、ｄ軸、ｑ軸の直交２軸からなるｄｑ回転座標系上の二相電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｕ軸から見たｄ軸の位相θαとを用い、擬似三相電流偏差Δｉｌｔ〜を次の３式（絶対変換時にはＫ２＝√（２／３）、相対変換時にはＫ２＝２／３）
合成した擬似三相電流偏差を用いて三相電圧指令値を生成する三相電圧指令値生成手段と、
三相電圧指令値に従い三相電圧を発生し該電動機に印加する電力印加手段とを
備えることを特徴とする三相交流電動機駆動制御装置。A three-phase AC motor drive control device that feedback-controls the stator current of the three-phase AC motor and drives the motor,
Of the three-phase phase currents iu, iv, and iw that can be defined on the uvw coordinate system with the center direction of the stator u-phase, v-phase, and w-phase windings of the motor as the u-axis, v-axis, and w-axis. Current detection means for detecting any one phase current;
Using the detected one-phase current, the two-phase current command values id * and iq * on the dq rotation coordinate system consisting of two orthogonal axes of d-axis and q-axis, and the d-axis phase θα viewed from the u-axis, The pseudo three-phase current deviation Δilt− is expressed by the following three formulas (K2 = √ (2/3) for absolute conversion, K2 = 2/3 for relative conversion)
Three-phase voltage command value generating means for generating a three-phase voltage command value using the synthesized pseudo three-phase current deviation;
A three-phase AC motor drive control device comprising: a power application unit that generates a three-phase voltage according to a three-phase voltage command value and applies the three-phase voltage to the motor.
該電動機の固定子ｕ相、ｖ相、ｗ相巻線の中心方向をｕ軸、ｖ軸、ｗ軸とするｕｖｗ座標系上で定義されうる三相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの内の、いずれか一相の相電流を検出する電流検出手段と、
検出した一相電流と、ｄ軸、ｑ軸の直交２軸からなるｄｑ回転座標系上の二相電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｕ軸から見たｄ軸の位相θαとを用い、ｕ軸と同一の軸をα軸としα軸と直交するβ軸からなるαβ固定座標系上の擬似二相電流偏差Δｉｌｓ〜を次の３式（絶対変換時にはＫ３＝√６、相対変換時にはＫ３＝３）
合成した擬似二相電流偏差を用いて三相電圧指令値を生成する三相電圧指令値生成手段と、
三相電圧指令値に従い三相電圧を発生し該電動機に印加する電力印加手段とを
備えることを特徴とする三相交流電動機駆動制御装置。A three-phase AC motor drive control device that feedback-controls the stator current of the three-phase AC motor and drives the motor,
Of the three-phase phase currents iu, iv, and iw that can be defined on the uvw coordinate system with the center direction of the stator u-phase, v-phase, and w-phase windings of the motor as the u-axis, v-axis, and w-axis. Current detection means for detecting any one phase current;
Using the detected one-phase current, the two-phase current command values id * and iq * on the dq rotation coordinate system consisting of two orthogonal axes of d-axis and q-axis, and the d-axis phase θα viewed from the u-axis, The pseudo two-phase current deviation Δils˜ on the αβ fixed coordinate system consisting of the α axis that is the same as the u axis and the β axis orthogonal to the α axis is expressed by the following three formulas (K3 = √6 for absolute conversion, K3 for relative conversion) = 3)
Three-phase voltage command value generating means for generating a three-phase voltage command value using the synthesized pseudo two-phase current deviation;
A three-phase AC motor drive control device comprising: a power application unit that generates a three-phase voltage according to a three-phase voltage command value and applies the three-phase voltage to the motor.
該電動機の固定子ｕ相、ｖ相、ｗ相巻線の中心方向をｕ軸、ｖ軸、ｗ軸とするｕｖｗ座標系上で定義されうる三相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの内の、いずれか一相の相電流を検出する電流検出手段と、
検出した一相電流と、ｄ軸、ｑ軸の直交２軸からなるｄｑ回転座標系上の二相電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｕ軸から見たｄ軸の位相θαとを用い、行列Ｑ（θα）を次式のように定義するとき、
合成した擬似二相電流偏差を用いて三相電圧指令値を生成する三相電圧指令値生成手段と、
三相電圧指令値に従い三相電圧を発生し該電動機に印加する電力印加手段とを
備えることを特徴とする三相交流電動機駆動制御装置。A three-phase AC motor drive control device that feedback-controls the stator current of the three-phase AC motor and drives the motor,
Of the three-phase phase currents iu, iv, and iw that can be defined on the uvw coordinate system with the center direction of the stator u-phase, v-phase, and w-phase windings of the motor as the u-axis, v-axis, and w-axis. Current detection means for detecting any one phase current;
Using the detected one-phase current, the two-phase current command values id * and iq * on the dq rotation coordinate system consisting of two orthogonal axes of d-axis and q-axis, and the d-axis phase θα viewed from the u-axis, When defining the matrix Q (θα) as:
Three-phase voltage command value generating means for generating a three-phase voltage command value using the synthesized pseudo two-phase current deviation;
A three-phase AC motor drive control device comprising: a power application unit that generates a three-phase voltage according to a three-phase voltage command value and applies the three-phase voltage to the motor.
該電動機の固定子ｕ相、ｖ相、ｗ相巻線の中心方向をｕ軸、ｖ軸、ｗ軸とするｕｖｗ座標系上で定義されうる三相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの内の、いずれか一相の相電流を検出する電流検出手段と、
検出した一相電流と、ｄ軸、ｑ軸の直交２軸からなるｄｑ回転座標系のｕ軸から見たｄ軸の位相θαとを用い、擬似二相電流ｉｌ〜を次の３式（絶対変換時にはＫ３＝√６、相対変換時にはＫ３＝３）
二相電流推定値とｄｑ回転座標系上の二相電流指令値とを用い、二相電流偏差推定値を生成する電流偏差推定手段と、
二相電流偏差推定値を用いて三相電圧指令値を生成する三相電圧指令値生成手段と、
三相電圧指令値に従い三相電圧を発生し該電動機に印加する電力印加手段とを
備えることを特徴とする三相交流電動機駆動制御装置。A three-phase AC motor drive control device that feedback-controls the stator current of the three-phase AC motor and drives the motor,
Of the three-phase phase currents iu, iv, and iw that can be defined on the uvw coordinate system with the center direction of the stator u-phase, v-phase, and w-phase windings of the motor as the u-axis, v-axis, and w-axis. Current detection means for detecting any one phase current;
Using the detected one-phase current and the d-axis phase θα viewed from the u-axis of the dq rotation coordinate system consisting of two orthogonal axes of d-axis and q-axis, pseudo two-phase current il˜ (K3 = √6 during conversion, K3 = 3 during relative conversion)
Current deviation estimation means for generating a two-phase current deviation estimated value using the two-phase current estimated value and the two-phase current command value on the dq rotating coordinate system;
Three-phase voltage command value generating means for generating a three-phase voltage command value using the two-phase current deviation estimated value;
A three-phase AC motor drive control device comprising: a power application unit that generates a three-phase voltage according to a three-phase voltage command value and applies the three-phase voltage to the motor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014039498A JP6241807B2 (en) | 2014-02-12 | 2014-02-12 | AC motor drive control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014039498A JP6241807B2 (en) | 2014-02-12 | 2014-02-12 | AC motor drive control device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2015154709A true JP2015154709A (en) | 2015-08-24 |
| JP6241807B2 JP6241807B2 (en) | 2017-12-06 |
Family
ID=53896418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2014039498A Active JP6241807B2 (en) | 2014-02-12 | 2014-02-12 | AC motor drive control device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6241807B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017143716A (en) * | 2016-02-14 | 2017-08-17 | 有限会社シー・アンド・エス国際研究所 | Phase/speed estimation device using multi-phase low-resolution detector signal |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001309697A (en) * | 2000-04-25 | 2001-11-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Electric motor control device |
| JP2003153401A (en) * | 2001-11-07 | 2003-05-23 | Hitachi Ltd | Control apparatus and control method for electric car |
| JP2004159391A (en) * | 2002-11-05 | 2004-06-03 | Nissan Motor Co Ltd | Control device for three-phase ac motor |
| JP2004180482A (en) * | 2002-11-25 | 2004-06-24 | C & S Kokusai Kenkyusho:Kk | Control method for three-phase current and device for the same |
| JP2007215306A (en) * | 2006-02-08 | 2007-08-23 | Jtekt Corp | Controlling device for motor |
| JP2011067023A (en) * | 2009-09-17 | 2011-03-31 | Hitachi Appliances Inc | Current detection method, inverter device and converter device utilizing current detection method, motor drive equipped with such device, and refrigeration and air-conditioning equipment |
-
2014
- 2014-02-12 JP JP2014039498A patent/JP6241807B2/en active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001309697A (en) * | 2000-04-25 | 2001-11-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Electric motor control device |
| JP2003153401A (en) * | 2001-11-07 | 2003-05-23 | Hitachi Ltd | Control apparatus and control method for electric car |
| JP2004159391A (en) * | 2002-11-05 | 2004-06-03 | Nissan Motor Co Ltd | Control device for three-phase ac motor |
| JP2004180482A (en) * | 2002-11-25 | 2004-06-24 | C & S Kokusai Kenkyusho:Kk | Control method for three-phase current and device for the same |
| JP2007215306A (en) * | 2006-02-08 | 2007-08-23 | Jtekt Corp | Controlling device for motor |
| JP2011067023A (en) * | 2009-09-17 | 2011-03-31 | Hitachi Appliances Inc | Current detection method, inverter device and converter device utilizing current detection method, motor drive equipped with such device, and refrigeration and air-conditioning equipment |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017143716A (en) * | 2016-02-14 | 2017-08-17 | 有限会社シー・アンド・エス国際研究所 | Phase/speed estimation device using multi-phase low-resolution detector signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP6241807B2 (en) | 2017-12-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4674525B2 (en) | Magnetic pole position estimation method and motor control apparatus | |
| JP4989075B2 (en) | Electric motor drive control device and electric motor drive system | |
| TWI282209B (en) | Controller for synchronous motor, electric appliance and module | |
| KR101618490B1 (en) | Magnetic pole position estimating apparatus for electric motor, controlling apparatus for electric motor, and magnetic pole position estimating method for electric motor | |
| JP5720677B2 (en) | Rotor phase speed estimation device for AC motor | |
| JP2007097263A (en) | Method of estimating magnetic pole position of synchronous motor | |
| JP2010051078A (en) | Motor control device | |
| JP2008167568A (en) | Beatless control device of permanent magnet motor | |
| JP5527025B2 (en) | Position sensorless control device for synchronous machine | |
| JP5556875B2 (en) | Primary magnetic flux control method | |
| JP4670405B2 (en) | Vector control method for synchronous motor | |
| JP4899509B2 (en) | AC motor rotor phase estimation device | |
| JP2015180130A (en) | Control device of permanent magnet synchronous motor | |
| WO2020105204A1 (en) | Power conversion device | |
| JP2016201924A (en) | Rotation position estimation method for motor, and control apparatus for motor | |
| JP2004048933A (en) | Control unit for dc brushless motor | |
| JP6241807B2 (en) | AC motor drive control device | |
| JP2015037376A (en) | Digital rotor phase velocity estimation device of ac motor | |
| Pravica et al. | Interior permanent magnet wind generator torque estimation considering low-pass filter phase shift compensation | |
| JP6766398B2 (en) | Magnet temperature estimation method and magnet temperature estimation device | |
| JP2016201923A (en) | Rotation position estimation method for motor, and control apparatus for motor | |
| JP7218700B2 (en) | motor controller | |
| JP2008199868A (en) | Drive control device of permanent magnet synchronous motor | |
| JP6150212B2 (en) | Digital rotor phase speed estimation device for AC motor | |
| JP5423263B2 (en) | Rotor phase speed estimation device for AC motor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20170114 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20171005 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20171024 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20171028 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6241807 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |