JP2001309697A - Electric motor control device - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は電動機の回転速度や
出力トルク等を制御可能とする電動機制御装置に関する
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor control device capable of controlling the rotation speed and output torque of a motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】電動機の回転速度や出力トルク等を精度
よく制御するには、電動機の固定子に供給する電流を検
出し、この電流値を用いて電流制御等を行うことが一般
的である。この電流値は、例えば三相電動機の場合、ｕ
相、ｖ相、ｗ相からなる三相の固定子に供給する電流を
それぞれ、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとすると、2. Description of the Related Art In order to accurately control the rotation speed and output torque of a motor, it is common to detect a current supplied to a stator of the motor, and to perform a current control or the like using this current value. . This current value is, for example, in the case of a three-phase motor, u
Assuming that currents supplied to a three-phase stator composed of a three-phase, a v-phase, and a w-phase are iu, iv, and iw, respectively,
【数１】 の関係が知られている。したがって、三相すべての電流
を検出しなくても三相のうちのいずれか二相の電流を検
出できれば、すべての電流が検出できる。例えば、ｕ
相、ｖ相に電流検出器を設けて、それぞれの電流が検出
できるとすると、ｗ相の電流は、(Equation 1) The relationship is known. Therefore, if any two-phase current can be detected without detecting all three-phase currents, all currents can be detected. For example, u
Assuming that current detectors can be provided for the phase and the v-phase to detect the respective currents, the current of the w-phase is
【数２】 で、導くことができる。(Equation 2) In, can guide.
【０００３】三相全ての電流値が測定あるいは推定でき
れば、公知の三相／二相変換、If the current values of all three phases can be measured or estimated, a known three-phase / two-phase conversion can be performed.
【数３】 により、位相差が９０度のｉａ、ｉｂの二相電動機モデ
ルの二相交流電流への変換や、さらには公知の静止／回
転座標変換、(Equation 3) The conversion of a two-phase motor model of ia and ib having a phase difference of 90 degrees into a two-phase AC current, and a known stationary / rotational coordinate conversion,
【数４】 により、直流量である励磁電流Ｉｄとトルク電流Ｉｑに
電気的位相角θ０を用いて変換することもできる。(Equation 4) Thus, the DC current can be converted into the exciting current Id and the torque current Iq using the electrical phase angle θ0.
【０００４】また、三相の電流を制御する場合は、例え
ば、励磁電流Ｉｄとトルク電流Ｉｑが励磁電流指令Ｉｄ
＊とトルク電流指令Ｉｑ＊に一致するように、公知のＰ
Ｉ制御器、When controlling three-phase current, for example, the exciting current Id and the torque current Iq are controlled by the exciting current command Id.
* And torque current command Iq *,
I controller,
【数５】 (Equation 5)
【数６】 等により、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求め、公知の回転
／静止座標変換、(Equation 6) The voltage commands Vd * and Vq * are obtained by, for example, known rotation / stationary coordinate conversion,
【数７】 により、二相の交流電圧指令ｖａ＊、ｖｂ＊を求め、さ
らに公知の二相／三相変換、(Equation 7) , The two-phase AC voltage commands va * and vb * are obtained, and the known two-phase / three-phase conversion is performed.
【数８】 により、三相すべての電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ
＊を求めればよい。なお、（数５）、（数６）のＫｉ、
Ｋｐは制御ゲインである。(Equation 8) , The voltage command values vu *, vv *, vw of all three phases
* Can be obtained. In addition, Ki of (Equation 5) and (Equation 6),
Kp is a control gain.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
方式では、電動機の固定子に供給する電流を検出する電
流検出器を少なくとも２つは設けなければならず、制御
回路が大きくなり、コストも高くなるといった問題点を
有していた。However, in the conventional system, at least two current detectors for detecting the current supplied to the stator of the electric motor must be provided, so that the control circuit becomes large and the cost becomes high. There was a problem that it became.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明の電動機制御装置は、電動機の一つの相の電
流を測定する電流検出器と前記電流検出器で検出しない
他の相の電流を推定する電流推定手段を具備しているこ
とを特徴として、少なくとも二相以上の相を有する電動
機の固定子に供給する交流電流群の振幅と周波数を変化
させて駆動するものである。In order to solve the above-mentioned problems, a motor control device according to the present invention comprises a current detector for measuring a current of one phase of a motor and a current detector for detecting a current of another phase which is not detected by the current detector. The present invention is characterized in that it is provided with current estimating means for estimating a current, and is driven by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a motor having at least two phases.
【０００７】さらに、電動機の一つの相の電流を測定す
る電流検出器と、前記電流検出器で検出した相の電流を
制御する検出相電圧指令値を出力する検出相電流制御器
と、前記電流検出器で検出した相の電流と位相差が９０
度である仮想の相の電流を制御する仮想相電圧指令値を
出力する仮想相電流制御器と、前記検出相電圧指令値と
前記仮想相電圧指令値から前記電動機の固定子に印加す
るすべての相の電圧指令値に変換する電圧指令値座標変
換器とを具備していることを特徴として、少なくとも二
相以上の相を有する電動機の固定子に供給する交流電流
群の振幅と周波数を変化させて駆動するものである。Further, a current detector for measuring the current of one phase of the motor, a detection phase current controller for outputting a detection phase voltage command value for controlling the phase current detected by the current detector, The phase difference and the phase difference detected by the detector are 90
A virtual phase current controller that outputs a virtual phase voltage command value that controls the current of a virtual phase that is a degree, and all the detection phase voltage command values and all the virtual phase voltage command values that are applied to the stator of the electric motor from the virtual phase voltage command value. And a voltage command value coordinate converter for converting the voltage command value into a phase voltage command value, wherein the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a motor having at least two phases are changed. Drive.
【０００８】[0008]
【発明の実施の形態】本発明は、少なくとも二相以上の
相を有する電動機の固定子に供給する交流電流群の振幅
と周波数を変化させて駆動する電動機制御装置におい
て、前記電動機の一つの相の電流を測定する電流検出器
を有しており、前記電流検出器で検出しない他の相の電
流を推定する電流推定手段を具備していることを特徴と
する電動機制御装置である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention relates to a motor control device for driving an electric motor having at least two or more phases by changing the amplitude and frequency of an alternating current group supplied to a stator of the motor. And a current estimating means for estimating a current of another phase which is not detected by the current detector.
【０００９】また、本発明は、少なくとも二相以上の相
を有する電動機の固定子に供給する交流電流群の振幅と
周波数を変化させて駆動する電動機制御装置において、
前記電動機の一つの相の電流を測定する電流検出器を有
しており、前記電流検出器で検出した相の電流と位相差
が９０度である仮想の相の電流を推定する仮想相電流推
定器を具備していることを特徴とする電動機制御装置で
あってもよい。The present invention also relates to a motor control device for driving an electric motor having at least two or more phases by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to the stator.
A virtual phase current estimator which has a current detector for measuring a current of one phase of the electric motor and estimates a current of a virtual phase having a phase difference of 90 degrees from the phase current detected by the current detector; It may be a motor control device characterized by having a heater.
【００１０】また、本発明は、仮想相電流推定器が、電
流検出器の出力値と電動機に供給する交流電流群の周波
数を用いて、仮想の相の電流を推定することを特徴とす
る電動機制御装置であってもよい。Further, the present invention is characterized in that the virtual phase current estimator estimates the current of the virtual phase using the output value of the current detector and the frequency of the group of alternating current supplied to the motor. It may be a control device.
【００１１】また、本発明は、仮想相電流推定器が、電
流検出器の出力値を時間積分した電流検出積分値と電動
機に供給する交流電流群の周波数を積算して、仮想の相
の電流を推定する電動機制御装置であってもよい。Further, according to the present invention, a virtual phase current estimator integrates a current detection integrated value obtained by time-integrating an output value of a current detector and a frequency of an AC current group to be supplied to a motor to obtain a virtual phase current. May be a motor control device for estimating.
【００１２】また、本発明は、少なくとも二相以上の相
を有する電動機の固定子に供給する交流電流群の振幅と
周波数を変化させて駆動する電動機制御装置において、
前記電動機の一つの相の電流を測定する電流検出器を有
しており、前記電流検出器で検出した相の電流と位相差
が９０度である仮想の相の電流を推定する仮想相電流推
定器と、前記電流検出器で検出した相の電流と同じ位相
の相の電流を推定する検出電流推定器と、前記電流検出
器の出力値と前記検出電流推定器の出力値から前記仮想
相電流推定器の出力値と前記検出電流推定器の出力値を
補正する推定電流補正器とを具備していることを特徴と
する電動機制御装置であってもよい。The present invention also relates to a motor control apparatus for driving a motor having at least two or more phases by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of the motor.
A virtual phase current estimator which has a current detector for measuring a current of one phase of the electric motor and estimates a current of a virtual phase having a phase difference of 90 degrees from the phase current detected by the current detector; Detector, a detection current estimator for estimating the current of the same phase as the phase current detected by the current detector, and the virtual phase current from the output value of the current detector and the output value of the detection current estimator. The motor control device may include an output value of the estimator and an estimated current corrector for correcting the output value of the detected current estimator.
【００１３】また、本発明は、電流推定手段が、電流検
出器で検出した相の電流と位相差が９０度である仮想の
相の電流を推定する仮想相電流推定器と、前記電流検出
器の出力値と前記仮想相電流推定器の出力値から電動機
のすべての相の電流値に変換する電流値座標変換器とを
具備していることを特徴とする電動機制御装置であって
もよい。Further, the present invention provides a virtual phase current estimator, wherein the current estimating means estimates a current of a virtual phase having a phase difference of 90 degrees from the current of the phase detected by the current detector, and the current detector And a current value coordinate converter for converting the output values of the virtual phase current estimator into the current values of all phases of the motor.
【００１４】また、本発明は、少なくとも二相以上の相
を有する電動機の固定子に供給する交流電流群の振幅と
周波数を変化させて駆動する電動機制御装置において、
前記電動機の一つの相の電流を測定する電流検出器と、
前記電流検出器で検出した相の電流を制御する検出相電
圧指令値を出力する検出相電流制御器を有しており、前
記電流検出器で検出した相の電流と位相差が９０度であ
る仮想の相の電流を制御する仮想相電圧指令値を出力す
る仮想相電流制御器と、前記検出相電圧指令値と前記仮
想相電圧指令値から前記電動機の固定子に印加するすべ
ての相の電圧指令値に変換する電圧指令値座標変換器と
を具備していることを特徴とする電動機制御装置であっ
てもよい。The present invention also relates to a motor control device for driving an electric motor having at least two or more phases by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to the stator.
A current detector that measures the current of one phase of the motor;
A detection phase current controller that outputs a detection phase voltage command value that controls a phase current detected by the current detector, wherein a phase difference between the phase current and the phase current detected by the current detector is 90 degrees. A virtual phase current controller that outputs a virtual phase voltage command value for controlling a virtual phase current, and voltages of all phases applied to the stator of the electric motor from the detected phase voltage command value and the virtual phase voltage command value The motor control device may further include a voltage command value coordinate converter that converts the command value into a command value.
【００１５】また、本発明は、仮想相電流制御器が、検
出相電圧指令値と電動機に供給する交流電流群の周波数
を用いて、仮想相電圧指令値を推定することを特徴とす
る請求項７記載の電動機制御装置であってもよい。Further, according to the present invention, the virtual phase current controller estimates the virtual phase voltage command value using the detected phase voltage command value and the frequency of an AC current group supplied to the motor. The motor control device according to item 7 may be used.
【００１６】また、本発明は、仮想相電流制御器が、検
出相電圧指令値を時間積分する電圧指令積分値と電動機
に供給する交流電流群の周波数を積算して、仮想相電圧
指令値を推定することを特徴とする電動機制御装置であ
ってもよい。Further, according to the present invention, a virtual phase current controller integrates a voltage command integrated value for time-integrating a detected phase voltage command value and a frequency of an AC current group to be supplied to the electric motor, to obtain a virtual phase voltage command value. It may be a motor control device characterized by estimating.
【００１７】また、本発明は、少なくとも二相以上の相
を有する電動機の固定子に供給する交流電流群の振幅と
周波数を変化させて駆動する電動機制御装置において、
前記電動機の一つの相の電流を測定する電流検出器と、
前記電流検出器で検出しない他の相の電流を推定する電
流推定手段と、前記電流検出器で検出した相の電流を制
御する検出相電圧指令値を出力する検出相電流制御器を
有しており、前記検出相電圧指令値を前記電流検出器の
出力値に応じて検出相電圧値に補正する検出相電圧補正
器と、前記電流検出器で検出した相の電流と位相差が９
０度である仮想の相の電流を制御する仮想相電圧値を前
記検出相電圧値を用いて演算する仮想相電圧演算器と、
前記検出相電圧値と前記仮想相電圧値から前記電動機の
固定子に印加するすべての相の電圧値に変換する電圧値
座標変換器と、前記電圧値座標変換器の出力値を前記電
流推定手段の出力値に応じて前記電動機の固定子に印加
するすべての相の電圧指令値に補正する電圧指令値補正
器とを具備していることを特徴とする電動機制御装置で
あってもよい。Further, the present invention relates to a motor control device for driving by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a motor having at least two phases.
A current detector that measures the current of one phase of the motor;
Current estimation means for estimating the current of the other phase not detected by the current detector; and a detection phase current controller for outputting a detection phase voltage command value for controlling the current of the phase detected by the current detector. A detection phase voltage corrector for correcting the detection phase voltage command value to a detection phase voltage value in accordance with an output value of the current detector; and a phase difference between the phase and the current detected by the current detector of 9
A virtual phase voltage calculator for calculating a virtual phase voltage value for controlling a current of a virtual phase that is 0 degrees by using the detected phase voltage value;
A voltage value coordinate converter for converting the detected phase voltage value and the virtual phase voltage value to voltage values of all phases applied to the stator of the electric motor; and And a voltage command value corrector that corrects voltage command values of all phases applied to the stator of the motor according to the output value of the motor.
【００１８】また、本発明は三相誘導電動機の固定子に
供給する交流電流群の振幅と周波数を変化させて駆動す
る電動機制御装置において、前記三相誘導電動機の一つ
の相の電流を測定する電流検出器と、前記電流検出器で
検出しない他の二つの相の電流を推定する電流推定手段
と、前記電流検出器で検出した相の電流を制御する検出
相電圧指令値を出力する検出相電流制御器と、前記検出
相電流制御器で制御しない他の二つの相の電流を制御す
る非検出相電流制御手段とを有しており、前記電流検出
器の出力値と前記電流推定手段の出力値と前記検出相電
流制御器の出力値と前記非検出相電流制御手段の出力値
を用いて、前記三相誘導電動機の回転速度を推定する速
度推定器を具備していることを特徴とする電動機制御装
置であってもよい。Further, the present invention relates to a motor control device for driving by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a three-phase induction motor, wherein the current of one phase of the three-phase induction motor is measured. A current detector; current estimating means for estimating the current of the other two phases not detected by the current detector; and a detection phase for outputting a detected phase voltage command value for controlling the current of the phase detected by the current detector A current controller, and non-detection phase current control means for controlling the currents of the other two phases which are not controlled by the detection phase current controller, wherein the output value of the current detector and the current estimation means A speed estimator for estimating a rotation speed of the three-phase induction motor using an output value, an output value of the detection phase current controller, and an output value of the non-detection phase current control means. Motor control device
【００１９】また、本発明は電流推定手段が、電流検出
器で検出した相の電流と位相差が９０度である仮想の相
の電流を推定する仮想相電流推定器であって、非検出相
電流制御手段が、前記電流検出器で検出した相の電流と
位相差が９０度である仮想の相の電流を制御する仮想相
電圧指令値を出力する仮想相電流制御器であって、速度
推定器が、前記電流検出器の出力値と前記仮想相電流推
定器の出力値と検出相電流制御器の出力値と前記仮想相
電流制御器の出力値を用いて、三相誘導電動機の回転速
度を推定することを特徴とする電動機制御装置であって
もよい。The present invention is also a virtual phase current estimator, wherein the current estimating means estimates a virtual phase current having a phase difference of 90 degrees from a phase current detected by the current detector. A virtual phase current controller for outputting a virtual phase voltage command value for controlling a virtual phase current having a phase difference of 90 degrees from a phase current detected by the current detector; The output value of the current detector, the output value of the virtual phase current estimator, the output value of the detection phase current controller, and the output value of the virtual phase current controller, the rotation speed of the three-phase induction motor May be estimated.
【００２０】[0020]
【実施例】（実施例１）以下本発明の一実施例の電動機
制御装置について、図面を参照しながら説明する。(Embodiment 1) An electric motor control apparatus according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００２１】図１は本発明の第１の実施例における電動
機制御装置の構成を示す全体図である。図１において、
１００は三相電動機、１０２はＰＷＭインバータ、１０
４は電流検出器、１０６は電動機制御器、１０８は二相
／三相変換器、１１０は仮想相電流推定器、１１２は増
幅器である。FIG. 1 is an overall view showing a configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present invention. In FIG.
100 is a three-phase motor, 102 is a PWM inverter, 10
4 is a current detector, 106 is a motor controller, 108 is a two-phase / three-phase converter, 110 is a virtual-phase current estimator, and 112 is an amplifier.
【００２２】図２は三相電動機の相電流の時間変化を示
す概念図である。FIG. 2 is a conceptual diagram showing a time change of the phase current of the three-phase motor.
【００２３】図３は二相モデルにおける電動機の電流の
時間変化を示す概念図である。FIG. 3 is a conceptual diagram showing a time change of the electric current of the motor in the two-phase model.
【００２４】図４は本発明の第１の実施例における仮想
相電流推定器の推定値を示した説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram showing estimated values of the virtual phase current estimator in the first embodiment of the present invention.
【００２５】以上のように構成された電動機制御装置に
ついて、以下図１、図２、図３、図４を用いてその動作
を説明する。The operation of the motor control device configured as described above will be described below with reference to FIGS. 1, 2, 3 and 4.
【００２６】従来の電動機制御装置と同様に、ＰＷＭイ
ンバータ１０２は電動機制御器１０６からの制御信号で
ある電圧指令値にしたがったパルス幅の信号を三相電動
機１００に供給する。この時、三相電動機１００に供給
されたｕ相、ｖ相、ｗ相からなる三相の固定子に供給す
る電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、図２に示すように位相差が
１２０度の正弦波状の電流である。これらの三相電流は
（数３）の三相／二相変換を行うことにより、図３に示
すような位相差が９０度で取り扱いの簡単な二相の交流
電流ｉａ、ｉｂに変換することができる。Similarly to the conventional motor control device, the PWM inverter 102 supplies a signal having a pulse width according to a voltage command value, which is a control signal from the motor controller 106, to the three-phase motor 100. At this time, the currents iu, iv, and iw supplied to the three-phase stator composed of the u-phase, v-phase, and w-phase supplied to the three-phase motor 100 are, as shown in FIG. It is a wavy current. These three-phase currents are converted into two-phase alternating currents ia and ib with a phase difference of 90 degrees as shown in FIG. Can be.
【００２７】ここで、（数１）の関係を使って、（数
３）の三相／二相変換は次式のように変更することがで
きる。Here, using the relationship of (Equation 1), the three-phase / two-phase conversion of (Equation 3) can be changed as follows.
【００２８】[0028]
【数９】 つまり、二相電流のうちｉａは、増幅器１１２により、
三相電流のｉｕに定数を乗算するだけで求めることがで
きることになる。(Equation 9) That is, ia of the two-phase current is determined by the amplifier 112.
It can be obtained by simply multiplying the three-phase current iu by a constant.
【００２９】一方、二相電流ｉａ、ｉｂは位相差が９０
度の正弦波状の電流であるので、電流の振幅をＩａｍ
ｐ、周波数をω０、初期の位相をαとすると、時刻ｔで
の二相の電流ｉａ、ｉｂは次式で表すことができる。On the other hand, the two-phase currents ia and ib have a phase difference of 90.
Since the current is a sinusoidal current in degrees, the amplitude of the current is Iam
Assuming that p, the frequency is ω0, and the initial phase is α, the two-phase currents ia and ib at time t can be expressed by the following equations.
【００３０】[0030]
【数１０】 (Equation 10)
【００３１】[0031]
【数１１】 この（数１０）、（数１１）より、ｉｂは、[Equation 11] From these (Equation 10) and (Equation 11), ib is
【数１２】 のように、ｉａを時間積分した値に周波数ω０を乗算し
た値で近似することができる。(Equation 12) Can be approximated by a value obtained by multiplying the value obtained by time-integrating ia by the frequency ω0.
【００３２】したがって、仮想相電流推定器１１０は、
電流検出器１０４で検出した三相電流の１つであるｉｕ
を（数９）のように定数倍したｉａを用いて、ｉａすな
わちｉｕと位相差が９０度である仮想の相の電流ｉｂを
（数１２）のように推定することができる。Therefore, the virtual phase current estimator 110
Iu which is one of the three-phase currents detected by the current detector 104
By using ia obtained by multiplying by a constant as in (Equation 9), the current ib of ima, that is, a virtual phase having a phase difference of 90 degrees from iu can be estimated as in (Equation 12).
【００３３】この仮想相電流推定器の推定結果の一例を
図４に示す。横軸は時間で、縦軸は電流である。図中の
実線はｉａ、波線は実際のｉｂ、点線は仮想相電流推定
器によって推定したｉｂである。FIG. 4 shows an example of the estimation result of the virtual phase current estimator. The horizontal axis is time, and the vertical axis is current. In the figure, the solid line is ia, the wavy line is actual ib, and the dotted line is ib estimated by the virtual phase current estimator.
【００３４】図４から仮想相電流推定器１１０により、
オフセットは残るものの、ｉａすなわちｉｕと位相差が
９０度であるｉｂが推定可能なことが分かる。このオフ
セットは、公知のフィルター等の手法で補正することも
可能である。From FIG. 4, the virtual phase current estimator 110 calculates
It can be seen that although the offset remains, ia, ie, ib having a phase difference of 90 degrees from iu can be estimated. This offset can be corrected by a known method such as a filter.
【００３５】さらに、このｉａ、ｉｂより、二相／三相
変換器１０８は、公知の（数８）と同じ二相／三相変
換、Further, based on ia and ib, the two-phase / three-phase converter 108 can perform the same two-phase / three-phase conversion as in the known equation (8).
【数１３】 を用いて、電流検出していないｉｖ、ｉｗの電流も推定
でき、すべての相の電流が分かることになる。(Equation 13) Can be used to estimate the currents of iv and iw for which no current is detected, and the currents of all phases can be found.
【００３６】なお、ここでは電流検出器１０４で検出し
た三相電流の１つの電流をｉｕとしたが、三相のうちの
いずれの相の電流をｉｕとしても構わないため、一般性
を損なうものではない。Although one current of the three-phase currents detected by the current detector 104 is iu here, the current of any one of the three phases may be iu, which impairs generality. is not.
【００３７】また、ここでは三相電動機の例で説明した
が、ステッピングモータのように二相のモータでも構わ
ない。その場合は、仮想の相の電流がそのまま電流検出
していない相の電流になる。Although the description has been given of the example of the three-phase motor, a two-phase motor such as a stepping motor may be used. In that case, the current of the virtual phase becomes the current of the phase for which the current is not detected as it is.
【００３８】（実施例２）次に、第１の実施例では、電
流検出器で検出した相の電流を用いて、電流検出器で検
出した相と位相差が９０度である仮想の相の電流を推定
することができるようになるが、オフセットの補正をす
る必要があった。(Embodiment 2) Next, in the first embodiment, a virtual phase having a phase difference of 90 degrees from the phase detected by the current detector is used by using the current of the phase detected by the current detector. The current can be estimated, but the offset needs to be corrected.
【００３９】そこで、本発明の第２の実施例として、電
流検出器で検出した相と位相差が９０度である仮想の相
の電流を、オフセット補正が不要で推定することを可能
とする電動機制御装置を提供する。Therefore, as a second embodiment of the present invention, a motor capable of estimating a virtual phase current having a phase difference of 90 degrees from a phase detected by a current detector without the need for offset correction is provided. A control device is provided.
【００４０】以下本発明の第２の実施例の電動機制御装
置について、図面を参照しながら説明する。Hereinafter, a motor control device according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００４１】図５は本発明の第２の実施例における電動
機制御装置の構成を示す全体図である。図５において、
１００は三相電動機、１０２はＰＷＭインバータ、１０
４は電流検出器、１０６は電動機制御器、１０８は二相
／三相変換器、１１２は増幅器、２００は相電流推定
器、２０２は減算器、２０４は増幅器である。FIG. 5 is an overall view showing the configuration of a motor control device according to a second embodiment of the present invention. In FIG.
100 is a three-phase motor, 102 is a PWM inverter, 10
4 is a current detector, 106 is a motor controller, 108 is a two-phase / three-phase converter, 112 is an amplifier, 200 is a phase current estimator, 202 is a subtractor, and 204 is an amplifier.
【００４２】図６は本発明の第２の実施例における相電
流推定器の推定値を示した説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram showing estimated values of the phase current estimator in the second embodiment of the present invention.
【００４３】以上のように構成された電動機制御装置に
ついて、以下図５、図６を用いてその動作を説明する。The operation of the motor control device configured as described above will be described below with reference to FIGS.
【００４４】第１の実施例の電動機制御装置と同様に、
ＰＷＭインバータ１０２は電動機制御器１０６からの制
御信号である電圧指令値にしたがったパルス幅の信号を
三相電動機１００に供給する。この時、三相電動機１０
０に供給されたｕ相、ｖ相、ｗ相からなる三相の固定子
に供給する電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、位相差が１２０度
の正弦波状の電流であり、これらの三相電流は（数９）
の三相／二相変換を行うことにより、（数１０）、（数
１１）で表される位相差が９０度で取り扱いの簡単な二
相の交流電流ｉａ、ｉｂに変換することができる。ここ
でも、ｉａは、増幅器１１２により、三相電流の電流検
出器１０４で検出した相の電流ｉｕに定数を乗算するだ
けで求めることができる。Similar to the motor control device of the first embodiment,
The PWM inverter 102 supplies a signal having a pulse width according to a voltage command value, which is a control signal from the motor controller 106, to the three-phase motor 100. At this time, the three-phase motor 10
The currents iu, iv, and iw supplied to the three-phase stator consisting of the u-phase, v-phase, and w-phase supplied to 0 are sinusoidal currents having a phase difference of 120 degrees, and these three-phase currents are (Equation 9)
By performing the three-phase / two-phase conversion, the phase difference represented by (Equation 10) and (Equation 11) can be converted into two-phase alternating currents ia and ib which are easy to handle with a phase difference of 90 degrees. Here, ia can be obtained by the amplifier 112 simply multiplying the phase current iu detected by the three-phase current detector 104 by a constant.
【００４５】さらに、相電流推定器２００により、ｉｂ
は、（数１２）のように、ｉａを時間積分した値に周波
数ω０を乗算した値で推定することができるが、ｉａも
同様に、ｉｂを時間積分した値に周波数ω０を乗算し
た、Further, by the phase current estimator 200, ib
Can be estimated by a value obtained by multiplying the value obtained by time-integrating ia by the frequency ω0 as in (Equation 12). Similarly, ia is obtained by multiplying the value obtained by time-integrating ib by the frequency ω0.
【数１４】 で近似することもできる。つまり、電流検出器１０４で
検出した電流であるｉｕを定数倍したｉａを、ｉａすな
わちｉｕと位相差が９０度である仮想の相の電流ｉｂを
用いて（数１４）のように推定することができる。[Equation 14] Can be approximated. That is, ia obtained by multiplying the current iu, which is the current detected by the current detector 104, by a constant is estimated using ia, that is, a current ib of a virtual phase having a phase difference of 90 degrees from iu as shown in (Equation 14). Can be.
【００４６】そこで、今、（数１４）で推定したｉａを
ｉａ＿ｅとおくと、検出値ｉａと推定値ｉａ＿ｅを減算
器２０２により推定誤差が演算でき、この推定誤差に増
幅器２０４により定数倍した補正入力ｕｈを、Therefore, if the ia estimated by (Equation 14) is set as ia_e, an estimated error can be calculated by the subtractor 202 between the detected value ia and the estimated value ia_e. Input uh,
【数１５】 とすることができる。ここで、ｋｈは補正ゲインであ
る。(Equation 15) It can be. Here, kh is a correction gain.
【００４７】以上の電流検出器１０４で検出した三相電
流の１つであるｉｕを定数倍したｉａを用いて、ｉａす
なわちｉｕと位相差が９０度である仮想の相の電流ｉｂ
を推定する仮想相電流推定器と、電流検出器１０４で検
出した電流であるｉｕを定数倍したｉａを、仮想の相の
電流ｉｂを用いて推定する検出電流推定器からなる相電
流推定器２００と、（数１５）で示した仮想の相の電流
ｉｂを補正する推定電流補正器は、Using ia obtained by multiplying iu, which is one of the three-phase currents detected by the current detector 104, by a constant, the current ib, ie, the virtual phase current ib having a phase difference of 90 degrees from iu.
And a phase current estimator 200 including a detection current estimator for estimating ia obtained by multiplying the current iu detected by the current detector 104 by a constant using the virtual phase current ib. And an estimated current corrector that corrects the virtual phase current ib shown in (Equation 15)
【数１６】 で表すことができ、（数１６）にしたがって、ｉｂを精
度良く推定することができる。(Equation 16) And ib can be accurately estimated according to (Equation 16).
【００４８】この時の推定結果の一例を図６に示す。図
中の横軸は時間で、縦軸は電流である。図中の実線はｉ
ａ、波線は実際のｉｂ、点線は仮想相電流推定器によっ
て推定したｉｂである。FIG. 6 shows an example of the estimation result at this time. The horizontal axis in the figure is time, and the vertical axis is current. The solid line in the figure is i
a, the dashed line is the actual ib, and the dotted line is the ib estimated by the virtual phase current estimator.
【００４９】図６から、オフセットもなく、ｉａすなわ
ちｉｕと位相差が９０度であるｉｂが推定可能なことが
分かる。From FIG. 6, it can be seen that there is no offset and ia, ie, ib having a phase difference of 90 degrees from iu can be estimated.
【００５０】このｉａ、ｉｂを用いて、第１の実施例と
同様に（数１３）の二相／三相変換を用いれば、電流検
出していないｉｖ、ｉｗの電流も推定でき、すべての相
の電流が分かることになる。Using the ia and ib and the two-phase / three-phase conversion of (Expression 13) as in the first embodiment, the currents of iv and iw for which no current is detected can be estimated. The phase current will be known.
【００５１】なお、ここでも電流検出器１０４で検出し
た三相電流の１つの電流をｉｕとしたが、三相のうちの
いずれの相の電流をｉｕとしても構わないため、一般性
を損なうものではない。Although one of the three-phase currents detected by the current detector 104 is iu, the current of any one of the three phases may be iu. is not.
【００５２】また、ここでも三相電動機の例で説明した
が、ステッピングモータのように二相のモータでも構わ
ない。その場合は、仮想の相の電流がそのまま電流検出
していない相の電流になる。Although the description has been given of the case of the three-phase motor, a two-phase motor such as a stepping motor may be used. In that case, the current of the virtual phase becomes the current of the phase for which the current is not detected as it is.
【００５３】（実施例３）次に、第１および第２の実施
例では、検出していない相の電流の推定手段の例を述べ
たが、この推定電流をそのまま利用して（数５）、（数
６）に示した従来の電流制御を行うと推定遅れや誤差の
要因で制御性が悪化し、最悪の場合は不安定になるとい
う課題があった。(Embodiment 3) Next, in the first and second embodiments, examples of the means for estimating the current of a phase which has not been detected have been described, but this estimated current is used as it is (Equation 5). When the conventional current control shown in (Equation 6) is performed, there is a problem that the controllability deteriorates due to factors such as estimation delay and error, and becomes unstable in the worst case.
【００５４】そこで、本発明の第３の実施例として、電
流を検出しない相の電流を制御することを可能とする電
動機制御装置を提供する。Therefore, as a third embodiment of the present invention, there is provided a motor control device capable of controlling a current of a phase in which no current is detected.
【００５５】以下本発明の第３の実施例の電動機制御装
置について、図面を参照しながら説明する。Hereinafter, a motor control device according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００５６】図７は本発明の第３の実施例における電動
機制御装置の構成を示す全体図である。図７において、
１００は三相電動機、１０２はＰＷＭインバータ、１０
４は電流検出器、１１２は増幅器、３００は仮想相電流
制御器、３０２は検出相電流制御器、３０４は二相／三
相変換器、３０６は電動機制御器である。FIG. 7 is an overall view showing the configuration of a motor control device according to a third embodiment of the present invention. In FIG.
100 is a three-phase motor, 102 is a PWM inverter, 10
Reference numeral 4 denotes a current detector, 112 denotes an amplifier, 300 denotes a virtual phase current controller, 302 denotes a detection phase current controller, 304 denotes a two-phase / three-phase converter, and 306 denotes a motor controller.
【００５７】図８は本発明の第３の実施例における仮想
相電流制御器からの仮想相電圧指令値を示した説明図で
ある。FIG. 8 is an explanatory diagram showing a virtual phase voltage command value from the virtual phase current controller according to the third embodiment of the present invention.
【００５８】図９は本発明の第３の実施例における電動
機制御装置により速度制御を行った場合の速度応答を示
した説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram showing a speed response when speed control is performed by the motor control device according to the third embodiment of the present invention.
【００５９】以上のように構成された電動機制御装置に
ついて、以下図７、図８、図９を用いてその動作を説明
する。The operation of the motor control device configured as described above will be described below with reference to FIGS. 7, 8, and 9.
【００６０】第１、第２の実施例の電動機制御装置と同
様に、三相電動機１００に供給されたｕ相、ｖ相、ｗ相
からなる三相の固定子に供給する電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ
は、位相差が１２０度の正弦波状の電流であり、これら
の三相電流は（数９）の三相／二相変換を行うことによ
り、（数１０）、（数１１）で表される位相差が９０度
で取り扱いの簡単な二相の交流電流ｉａ、ｉｂに変換す
ることができる。ここでも、ｉａは、増幅器１１２によ
り、三相電流の電流検出器１０４で検出した相の電流ｉ
ｕに定数を乗算するだけで求めることができる。Similarly to the motor control devices of the first and second embodiments, the currents iu, iv, and iv supplied to the three-phase stator composed of the u-phase, v-phase, and w-phase supplied to the three-phase motor 100 are provided. iw
Is a sinusoidal current having a phase difference of 120 degrees, and these three-phase currents are expressed by (Equation 10) and (Equation 11) by performing the three-phase / two-phase conversion of (Equation 9). The phase difference can be converted to two-phase alternating currents ia and ib which are easy to handle and have a 90-degree phase difference. Again, ia is the phase current i detected by the amplifier 112 and detected by the three-phase current detector 104.
It can be obtained simply by multiplying u by a constant.
【００６１】次に、電流を制御するために、まず、ｉａ
は（数５）、（数６）で示した従来の公知のＰＩ制御等
と同じように、電動機制御器３０６からの電流指令ｉａ
＊に追従させるために、検出相電流制御器３０２によ
り、Next, in order to control the current, first, ia
Is a current command ia from the motor controller 306 in the same manner as in the known PI control and the like shown in (Equation 5) and (Equation 6).
In order to follow *, the detection phase current controller 302
【数１７】 として、電圧指令値ｖａ＊を出力する。これにより、ｉ
ａすなわち電流検出器１０４で検出した三相電流の１つ
であるｉｕを制御することが可能となる。[Equation 17] Output the voltage command value va *. Thus, i
a, that is, iu, which is one of the three-phase currents detected by the current detector 104, can be controlled.
【００６２】次に、ｉａすなわちｉｕと位相差が９０度
である仮想の相の電流ｉｂを制御するため電圧指令値ｖ
ｂ＊は、電圧指令値ｖａ＊と位相差が９０度の正弦波状
の波形であるので、電圧指令値の振幅をＶａｍｐ、周波
数をω０、初期の位相をβとすると、時刻ｔでの二相の
電圧指令値ｖａ＊、ｖｂ＊は、Next, a voltage command value v for controlling a current ib of a virtual phase having a phase difference of 90 degrees from ia, ie, iu.
Since b * is a sinusoidal waveform having a phase difference of 90 degrees from the voltage command value va *, if the amplitude of the voltage command value is Vamp, the frequency is ω0, and the initial phase is β, the two phases at time t The voltage command values va * and vb * of
【数１８】 (Equation 18)
【数１９】 この（数１８）、（数１９）より、ｖｂ＊は、[Equation 19] From (Equation 18) and (Equation 19), vb * is
【数２０】 のように、ｖａ＊を時間積分した値に周波数ω０を乗算
した値で近似することができる。(Equation 20) Can be approximated by a value obtained by multiplying the value obtained by integrating va * with time by the frequency ω0.
【００６３】したがって、仮想相電流制御器３００は検
出相電流制御器３０２から出力された電圧指令値ｖａ＊
を用いて、ｉａすなわちｉｕと位相差が９０度である仮
想の相の電流ｉｂを仮想相電圧指令値ｖｂ＊により制御
することができる。Therefore, virtual phase current controller 300 outputs voltage command value va * output from detection phase current controller 302.
, I.e., the virtual phase current ib having a phase difference of 90 degrees from iu can be controlled by the virtual phase voltage command value vb *.
【００６４】この仮想相電流制御器３００からの仮想相
電圧指令値の一例を図８に示す。横軸は時間で、縦軸は
電圧指令値である。図中の実線はｖａ＊、波線はｖｂ＊
である。FIG. 8 shows an example of the virtual phase voltage command value from the virtual phase current controller 300. The horizontal axis is time, and the vertical axis is a voltage command value. The solid line in the figure is va *, and the wavy line is vb *.
It is.
【００６５】図８から仮想相電流制御器３００により、
電圧指令値ｖａ＊と位相差が９０度である仮想相電圧指
令値ｖｂ＊が出力されていることが分かる。As shown in FIG. 8, the virtual phase current controller 300
It can be seen that the virtual phase voltage command value vb * having a phase difference of 90 degrees from the voltage command value va * is output.
【００６６】そして、電圧指令値ｖａ＊、仮想相電圧指
令値ｖｂ＊を公知の二相／三相変換器３０４により、
（数８）にしたがって、三相の電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ
＊、ｖｗ＊に変換され、ＰＷＭインバータ１０２によ
り、これらの電圧指令値にしたがったパルス幅の信号を
三相電動機１００に供給する。The voltage command value va * and the virtual phase voltage command value vb * are converted by a known two-phase / three-phase converter 304.
According to (Equation 8), the three-phase voltage command values vu *, vv
*, Vw *, and the PWM inverter 102 supplies a signal of a pulse width according to these voltage command values to the three-phase motor 100.
【００６７】以上の実施例によって速度制御を行った場
合の速度応答を図９に示す。横軸は時間で、縦軸は速度
である。図中の実線は電動機の回転速度、波線は電動機
の目標速度である。FIG. 9 shows a speed response when speed control is performed according to the above embodiment. The horizontal axis is time, and the vertical axis is speed. The solid line in the figure indicates the rotation speed of the motor, and the dashed line indicates the target speed of the motor.
【００６８】図９からこれらの電圧指令値により、電動
機の回転速度が目標速度に追従し、速度制御が可能なこ
とが分かる。FIG. 9 shows that the rotational speed of the motor follows the target speed and that the speed can be controlled by these voltage command values.
【００６９】なお、ここでも電流検出器１０４で検出し
た三相電流の１つの電流をｉｕとしたが、三相のうちの
いずれの相の電流をｉｕとしても構わないため、一般性
を損なうものではない。Although one of the three-phase currents detected by the current detector 104 is iu, the current of any one of the three phases may be iu, which impairs generality. is not.
【００７０】また、ここでも三相電動機の例で説明した
が、ステッピングモータのように二相のモータでも構わ
ない。その場合は、仮想相電圧指令値がそのまま電流検
出していない相の電圧指令値になる。Although the description has been given of the example of the three-phase motor, a two-phase motor such as a stepping motor may be used. In that case, the virtual phase voltage command value becomes the voltage command value of the phase for which no current is detected as it is.
【００７１】（実施例４）次に、第３の実施例では、検
出していない相の電流の制御手段の例を述べたが、一般
にＰＷＭインバータはＰＷＭインバータに用いられるス
イッチング素子の動作遅れの影響で、スイッチング素子
の破壊につながらないように、スイッチング動作を行わ
ないデッドタイムを設けてある。このデッドタイムの影
響を考慮しないと電動機に印加する電圧値は電圧指令値
と異なり、電圧値を用いて電動機の制御を行う電動機制
御装置の場合は、制御性が悪化することが知られてい
る。(Embodiment 4) Next, in the third embodiment, an example of the means for controlling the current of a phase which has not been detected has been described. In general, however, the PWM inverter has a delay in the operation delay of the switching element used in the PWM inverter. A dead time during which no switching operation is performed is provided so that the influence of the influence does not lead to destruction of the switching element. If the influence of the dead time is not considered, the voltage value applied to the motor is different from the voltage command value, and in the case of a motor control device that controls the motor using the voltage value, it is known that controllability deteriorates. .
【００７２】そこで、本発明の第４の実施例として、電
流検出器が電動機の一つの相の電流を測定する電動機制
御装置において、デッドタイムの影響を補償可能とする
電動機制御装置を提供する。Thus, as a fourth embodiment of the present invention, there is provided a motor control device in which a current detector measures the current of one phase of the motor, and which can compensate for the influence of dead time.
【００７３】以下本発明の第４の実施例の電動機制御装
置について、図面を参照しながら説明する。Hereinafter, a motor control device according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００７４】図１０は本発明の第４の実施例における電
動機制御装置の構成を示す全体図である。図１０におい
て、１００は三相電動機、１０２はＰＷＭインバータ、
１０４は電流検出器、１０８は二相／三相変換器、１１
０は仮想相電流推定器、１１２は増幅器、３００は仮想
相電流制御器、３０２は検出相電流制御器、３０４は二
相／三相変換器、３０６は電動機制御器、４００はデッ
ドタイム補償器である。FIG. 10 is an overall view showing the configuration of a motor control device according to a fourth embodiment of the present invention. 10, 100 is a three-phase motor, 102 is a PWM inverter,
104 is a current detector, 108 is a two-phase / three-phase converter, 11
0 is a virtual phase current estimator, 112 is an amplifier, 300 is a virtual phase current controller, 302 is a detection phase current controller, 304 is a two-phase / three-phase converter, 306 is a motor controller, and 400 is a dead time compensator. It is.
【００７５】以上のように構成された電動機制御装置に
ついて、以下図１０を用いてその動作を説明する。The operation of the motor control device configured as described above will be described below with reference to FIG.
【００７６】仮想相電流推定器１１０の動作は第１の実
施例と同じで、電流検出器１０４によって検出された電
流を増幅器１１２で増幅されたｉａと仮想相電流推定器
１１０の出力のｉｂを二相／三相変換器１０８により三
相電動機１００の三相の固定子に供給するすべての電流
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに変換される。The operation of the virtual phase current estimator 110 is the same as that of the first embodiment. The current detected by the current detector 104 is compared with ia amplified by the amplifier 112 and ib of the output of the virtual phase current estimator 110. The two-phase / three-phase converter 108 converts all currents iu, iv, and iw supplied to the three-phase stator of the three-phase motor 100.
【００７７】また、仮想相電流制御器３００と検出相電
流制御器３０２、電動機制御器３０６の動作は第３の実
施例と同じである。The operations of the virtual phase current controller 300, the detection phase current controller 302, and the motor controller 306 are the same as in the third embodiment.
【００７８】ここで、ＰＷＭインバータ１０２は一般的
に、ＰＷＭインバータで用いられるスイッチング素子に
は動作遅れがあるため、この影響でスイッチング素子の
破壊につながらないように、スイッチング動作を行わな
い時間を設けてある。この時間をデッドタイムと呼んで
いる。このデッドタイムの影響で、電動機に印加する電
圧値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗと電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖ
ｗ＊とは異なり、次のような関係があることが知られて
いる。Here, the PWM inverter 102 generally has an operation delay in the switching element used in the PWM inverter, so that a time period during which the switching operation is not performed is provided so that the switching element is not destroyed by this influence. is there. This time is called dead time. Under the influence of this dead time, the voltage values vu, vv, vw applied to the motor and the voltage command values vu *, vv *, v
Unlike w *, it is known that the following relationship exists.
【００７９】[0079]
【数２１】 (Equation 21)
【００８０】[0080]
【数２２】 (Equation 22)
【００８１】[0081]
【数２３】 ここで、Ｖｄはデッドタイムの長さで決まる補正電圧
で、ｓｇｎは符号を表す関数で、電流が正の場合はＶｄ
を加算し、電流が負の場合はＶｄを減算することにな
る。(Equation 23) Here, Vd is a correction voltage determined by the length of the dead time, sgn is a function representing a sign, and if the current is positive, Vd
Is added, and if the current is negative, Vd is subtracted.
【００８２】つまり、デッドタイム補償器４００は、仮
想相電流制御器３００と検出相電流制御器３０２の出力
を二相／三相変換器３０４により変換した電圧値ｖｕ、
ｖｖ、ｖｗを入力として、（数２１）、（数２２）、
（数２３）の関係から、電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖ
ｗ＊に変換して、ＰＷＭインバータ１０２に入力する。That is, the dead time compensator 400 converts the output of the virtual phase current controller 300 and the output of the detection phase current controller 302 by the two-phase / three-phase converter 304 into a voltage value vu,
With vv and vw as inputs, (Equation 21), (Equation 22),
From the relationship of (Equation 23), the voltage command values vu *, vv *, v
It is converted to w * and input to the PWM inverter 102.
【００８３】これにより、実際の三相の電圧値ｖｕ、ｖ
ｖ、ｖｗは二相／三相変換器３０４の出力となり、二相
の電圧値はそれぞれ、検出相電流制御器３０２の出力が
ｖａ、仮想相電流制御器３００の出力がｖｂとなる。Thus, the actual three-phase voltage values vu, v
v and vw are the outputs of the two-phase / three-phase converter 304, and the two-phase voltage values are respectively va for the output of the detection phase current controller 302 and vb for the output of the virtual phase current controller 300.
【００８４】以上より、電流検出器１０４で検出した電
流だけでなく、仮想相電流推定器１１０で推定した電流
を用いて、デッドタイム補償をすることが可能となり、
三相電動機１００に印加する電圧値を推定することがで
きる。As described above, not only the current detected by the current detector 104 but also the current estimated by the virtual phase current estimator 110 can be used to perform dead time compensation.
The voltage value applied to three-phase motor 100 can be estimated.
【００８５】なお、ここでも電流検出器１０４で検出し
た三相電流の１つの電流をｉｕとしたが、三相のうちの
いずれの相の電流をｉｕとしても構わないため、一般性
を損なうものではない。Although one of the three-phase currents detected by the current detector 104 is iu, the current of any one of the three phases may be iu, which impairs generality. is not.
【００８６】また、ここでも三相電動機の例で説明した
が、ステッピングモータのように二相のモータでも構わ
ない。その場合は、仮想相電圧指令値がそのまま電流検
出していない相の電圧指令値になる。Although the description has been given of the case of the three-phase electric motor, a two-phase motor such as a stepping motor may be used. In that case, the virtual phase voltage command value becomes the voltage command value of the phase for which no current is detected as it is.
【００８７】次に、これまでの実施例では、電流検出器
１つで全ての相の電流を推定する電流検出方式、さら
に、全ての相の電流を制御する電流制御方式について説
明したが、回転速度の推定ができなければ、速度検出器
を付加するか、簡便な制御しか実現することが不可能で
ある。Next, in the embodiments described above, the current detection method for estimating the current of all phases with one current detector and the current control method for controlling the currents of all phases have been described. If the speed cannot be estimated, it is impossible to add a speed detector or realize only simple control.
【００８８】そこで、本発明の第５の実施例として、電
流検出器１つで三相誘導電動機の回転速度まで推定する
ことを可能とする電動機制御装置を提供する。Therefore, as a fifth embodiment of the present invention, there is provided a motor control device capable of estimating the rotation speed of a three-phase induction motor with one current detector.
【００８９】以下本発明の第５の実施例の電動機制御装
置について、図面を参照しながら説明する。Hereinafter, a motor control device according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
【００９０】図１１は本発明の第５の実施例における電
動機制御装置の構成を示す全体図である。図１１におい
て、１０２はＰＷＭインバータ、１０４は電流検出器、
１０８は二相／三相変換器、１１０は仮想相電流推定
器、１１２は増幅器、３００は仮想相電流制御器、３０
２は検出相電流制御器、３０４は二相／三相変換器、４
００はデッドタイム補償器、５００は速度推定器、５０
２は速度制御器、５０４は回転／静止座標変換器、５０
６はすべり周波数演算器、５０８は積分器、５１０は加
算器、５１２は増幅器、５１４は三相誘導電動機であ
る。FIG. 11 is an overall view showing the structure of a motor control device according to a fifth embodiment of the present invention. In FIG. 11, 102 is a PWM inverter, 104 is a current detector,
108 is a two-phase / three-phase converter, 110 is a virtual phase current estimator, 112 is an amplifier, 300 is a virtual phase current controller, 30
2 is a detection phase current controller, 304 is a two-phase / three-phase converter,
00 is a dead time compensator, 500 is a speed estimator, 50
2 is a speed controller, 504 is a rotary / stationary coordinate converter, 50
6 is a slip frequency calculator, 508 is an integrator, 510 is an adder, 512 is an amplifier, and 514 is a three-phase induction motor.
【００９１】以上のように構成された電動機制御装置に
ついて、以下図１１を用いてその動作を説明する。The operation of the motor control device configured as described above will be described below with reference to FIG.
【００９２】仮想相電流推定器１１０の動作は第１の実
施例と同じで、電流検出器１０４によって検出された電
流を増幅器１１２で増幅されたｉａと仮想相電流推定器
１１０の出力のｉｂを二相／三相変換器１０８により三
相誘導電動機５１４の三相の固定子に供給するすべての
電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに変換される。The operation of the virtual phase current estimator 110 is the same as that of the first embodiment. The current detected by the current detector 104 is compared with ia amplified by the amplifier 112 and ib of the output of the virtual phase current estimator 110. The two-phase / three-phase converter 108 converts all the currents iu, iv, and iw supplied to the three-phase stator of the three-phase induction motor 514.
【００９３】また、仮想相電流制御器３００と検出相電
流制御器３０２、電動機制御器３０６の動作は第３の実
施例と同じで、デッドタイム補償器４００の動作は第４
の実施例と同じで、二相／三相変換器１０８により変換
された電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに応じて、二相／三相変換
器３０４により変換した電圧値ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを電圧
指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に変換して、ＰＷＭイン
バータ１０２に入力する。The operations of the virtual phase current controller 300, the detection phase current controller 302, and the motor controller 306 are the same as those of the third embodiment, and the operation of the dead time compensator 400 is the fourth embodiment.
The voltage values vu, vv, vw converted by the two-phase / three-phase converter 304 are designated by the voltage command according to the currents iu, iv, iw converted by the two-phase / three-phase converter 108 in the same manner as in the embodiment of FIG. The values are converted into values vu *, vv *, and vw * and input to the PWM inverter 102.
【００９４】以後、三相誘導電動機の速度制御の一例に
関して説明する。Hereinafter, an example of speed control of the three-phase induction motor will be described.
【００９５】一般に、三相誘導電動機は三相／二相変換
を行うことで、二相誘導電動機として考察することがで
きる。二相誘導電動機における誘導電動機の基礎式は二
相の交流電流ｉａ、ｉｂと二相の交流電圧ｖａ、ｖｂを
用いて次式の（数２４）ように書ける。In general, a three-phase induction motor can be considered as a two-phase induction motor by performing three-phase / two-phase conversion. The basic expression of the induction motor in the two-phase induction motor can be written as the following expression (Expression 24) using the two-phase AC currents ia and ib and the two-phase AC voltages va and vb.
【００９６】[0096]
【数２４】 ここで、ψａ、ψｂはそれぞれ回転子側の二次磁束で、
Ｒｊ、Ｌｊはそれぞれｊ次側の抵抗およびインダクタン
ス、Ｍは相互インダクタンス、ωｍはモータの回転速
度、ｐは極対数である。この二次磁束ψａ、ψｂは、(Equation 24) Here, ψa and ψb are secondary magnetic fluxes on the rotor side, respectively.
Rj and Lj are the resistance and inductance on the j-th side, M is the mutual inductance, ωm is the rotation speed of the motor, and p is the number of pole pairs. These secondary magnetic fluxes ψa, ψb are:
【数２５】 (Equation 25)
【数２６】 と、二相の交流電流ｉａ、ｉｂと二相の交流電圧ｖａ、
ｖｂから推定できる。(Equation 26) And the two-phase AC currents ia and ib and the two-phase AC voltage va,
vb.
【００９７】まず、速度制御を行う速度制御器５０２、
回転／静止座標変換器５０４、すべり周波数演算器５０
６、積分器５０８、加算器５１０、増幅器５１２の動作
について説明する。First, a speed controller 502 for performing speed control,
Rotation / stationary coordinate converter 504, slip frequency calculator 50
6, the operation of the integrator 508, the adder 510, and the amplifier 512 will be described.
【００９８】速度制御器５０２は、直流モータの速度制
御と同様に、三相誘導電動機の回転速度指令値ωｍと、
後述する三相誘導電動機の回転速度を推定する速度推定
器５００からの推定値ωｍｅから、トルク電流指令値Ｉ
ｑ＊を、例えば次式の、The speed controller 502 controls the rotation speed command value ωm of the three-phase induction motor,
From the estimated value ωme from the speed estimator 500 for estimating the rotation speed of the three-phase induction motor described later, the torque current command value I
q * is, for example,
【数２７】 のように与える。ここで、Ｋｉｓ、Ｋｐｓは速度制御ゲ
インで、望みの応答になるように設定する定数である。
したがって、速度推定が正しく行われれば、直流電動機
と同等の制御性を実現することができる。[Equation 27] Give like. Here, Kis and Kps are speed control gains, which are constants set to obtain a desired response.
Therefore, if the speed estimation is correctly performed, controllability equivalent to that of the DC motor can be realized.
【００９９】誘導電動機は永久磁石がないので、永久磁
石が作る磁界に相当する磁界を作るための予め定めた励
磁電流を励磁電流指令値Ｉｄ＊に基づいて与える。そし
て、すべり周波数演算器５０６は、励磁電流指令値Ｉｄ
＊とトルク電流指令値Ｉｑ＊とを用いて、すべり速度ω
ｓを（数２８）で計算する。Since the induction motor has no permanent magnet, a predetermined exciting current for generating a magnetic field corresponding to the magnetic field generated by the permanent magnet is given based on the exciting current command value Id *. The slip frequency calculator 506 calculates the excitation current command value Id.
* And the torque current command value Iq *, the slip speed ω
s is calculated by (Equation 28).
【０１００】[0100]
【数２８】 [Equation 28]
【０１０１】三相誘導電動機の回転速度ωｍを増幅器５
１２で極対数ｐ倍したものと、このすべり速度ωｓとを
加算器５１０で足しあわせ、積分器５０８で積分するこ
とにより、次式のように電気的位相角θ０が求められ
る。The rotational speed ωm of the three-phase induction motor is
By adding the number of pole pairs multiplied by 12 and the slip velocity ωs by an adder 510 and integrating by an integrator 508, an electrical phase angle θ0 is obtained as in the following equation.
【０１０２】[0102]
【数２９】 (Equation 29)
【０１０３】さらに、（数７）と同様の回転／静止座標
変換器５０４、Further, a rotation / stationary coordinate converter 504 similar to (Expression 7)
【数３０】 により、あたかも永久磁石があるかのように、前記の励
磁電流指令値Ｉｄ＊とトルク電流指令値Ｉｑ＊と電気的
位相角θ０とを用いて演算を行う。[Equation 30] As a result, as if there is a permanent magnet, the calculation is performed using the aforementioned exciting current command value Id *, torque current command value Iq * and electrical phase angle θ0.
【０１０４】その結果、励磁電流指令値Ｉｄ＊とトルク
電流指令値Ｉｑ＊は、位相差が９０度の二相の電流を指
示する二相交流電流指令値ｉａ＊、ｉｂ＊に変換され
る。As a result, the excitation current command value Id * and the torque current command value Iq * are converted into two-phase AC current command values ia * and ib * indicating two-phase currents having a phase difference of 90 degrees.
【０１０５】この二相交流電流指令値ｉａ＊を用いて、
第３の実施例と同じように検出相電流制御器３０２によ
り電流制御を行えば、直流電動機と同等の性能を実現す
ることが可能となる。Using this two-phase AC current command value ia *,
If the current control is performed by the detection phase current controller 302 as in the third embodiment, it is possible to realize the same performance as the DC motor.
【０１０６】次に、三相誘導電動機の回転速度を推定す
る速度推定器５００の一例について説明する。Next, an example of the speed estimator 500 for estimating the rotation speed of the three-phase induction motor will be described.
【０１０７】二相モデルにおける三相誘導電動機の基礎
式（数２４）から、三相誘導電動機の回転速度ωｍｅを
推定する次の２つの式が求められる。From the basic equation (Equation 24) of the three-phase induction motor in the two-phase model, the following two equations for estimating the rotation speed ωme of the three-phase induction motor are obtained.
【０１０８】[0108]
【数３１】 (Equation 31)
【０１０９】[0109]
【数３２】 この式の二相の交流電流ｉａ、ｉｂに、増幅器１１２の
出力と仮想相電流推定器１１０を用い、二相の交流電圧
ｖａ、ｖｂに、検出相電流制御器３０２の出力と仮想相
電流制御器３００の出力を用いて推定すれば、電流検出
器１つで三相誘導電動機の回転速度も推定可能となる。(Equation 32) The output of the amplifier 112 and the virtual phase current estimator 110 are used for the two-phase AC currents ia and ib in this equation, and the output of the detection phase current controller 302 and the virtual phase current control are used for the two-phase AC voltages va and vb. If the estimation is performed using the output of the heater 300, the rotation speed of the three-phase induction motor can be estimated with one current detector.
【０１１０】なお、（数３１）と（数３２）の２つの式
ともに、分母が０となる場合があるが、（数３１）の分
母である二次磁束ψｂと（数３２）の分母である二次磁
束ψａは、図３と同様に位相が９０度ずれた正弦波状に
なるため、両方とも同時に０になることはない。そこ
で、二次磁束ψａ、ψｂの大きさを検査し、これらが０
近傍でない方、即ち、（数３１）と（数３２）の分母が
０近傍でない方の推定式を選択すれば、常に精度よく三
相誘導電動機の回転速度を推定できることになる。Note that the denominator may be 0 in both equations (Equation 31) and (Equation 32), but the secondary magnetic flux ψb, which is the denominator of (Equation 31), and the denominator of (Equation 32) Since a certain secondary magnetic flux ψa has a sine wave shape whose phase is shifted by 90 degrees as in FIG. 3, both of them do not become 0 at the same time. Therefore, the magnitudes of the secondary magnetic fluxes ψa and ψb are examined, and
If the denominator of Equation (31) and Equation (32) is not near 0, the rotational speed of the three-phase induction motor can always be accurately estimated.
【０１１１】以上の方式により、電流検出器１つで、三
相全ての電流を推定し、制御することが可能となり、さ
らに、速度検出器を用いなくても、三相誘導電動機の速
度制御が可能となり、速度指令通りの動作を実現するこ
とができる。According to the above-described method, it is possible to estimate and control all three-phase currents with a single current detector, and to control the speed of a three-phase induction motor without using a speed detector. It becomes possible, and the operation according to the speed command can be realized.
【０１１２】なお、ここでも電流検出器１０４で検出し
た三相電流の１つの電流をｉｕとしたが、三相のうちの
いずれの相の電流をｉｕとしても構わないため、一般性
を損なうものではない。Although one of the three-phase currents detected by the current detector 104 is iu, the current of any one of the three phases may be iu, which impairs generality. is not.
【０１１３】[0113]
【発明の効果】上記実施例の記載から明らかなように、
本発明の電動機制御装置は、電動機の一つの相の電流を
測定する電流検出器と前記電流検出器で検出しない他の
相の電流を推定する電流推定手段を具備していることを
特徴として、少なくとも二相以上の相を有する電動機の
固定子に供給する交流電流群の振幅と周波数を変化させ
て駆動するものである。As is clear from the description of the above embodiment,
The motor control device of the present invention includes a current detector that measures a current of one phase of the motor and a current estimation unit that estimates a current of another phase that is not detected by the current detector, The motor is driven by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a motor having at least two phases.
【０１１４】さらに、電動機の一つの相の電流を測定す
る電流検出器と、前記電流検出器で検出した相の電流を
制御する検出相電圧指令値を出力する検出相電流制御器
と、前記電流検出器で検出した相の電流と位相差が９０
度である仮想の相の電流を制御する仮想相電圧指令値を
出力する仮想相電流制御器と、前記検出相電圧指令値と
前記仮想相電圧指令値から前記電動機の固定子に印加す
るすべての相の電圧指令値に変換する電圧指令値座標変
換器とを具備していることを特徴として、少なくとも二
相以上の相を有する電動機の固定子に供給する交流電流
群の振幅と周波数を変化させて駆動するものである。Further, a current detector for measuring the current of one phase of the motor, a detection phase current controller for outputting a detection phase voltage command value for controlling the phase current detected by the current detector, The phase difference and the phase difference detected by the detector are 90
A virtual phase current controller that outputs a virtual phase voltage command value that controls the current of a virtual phase that is a degree, and all the detection phase voltage command values and all the virtual phase voltage command values that are applied to the stator of the electric motor from the virtual phase voltage command value. And a voltage command value coordinate converter for converting the voltage command value into a phase voltage command value, wherein the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a motor having at least two phases are changed. Drive.
【図１】本発明の第１の実施例における電動機制御装置
の構成を示す全体図FIG. 1 is an overall view showing a configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】三相電動機の相電流の時間変化を示す概念図FIG. 2 is a conceptual diagram showing a time change of a phase current of a three-phase motor.
【図３】二相モデルにおける電動機の電流の時間変化を
示す概念図FIG. 3 is a conceptual diagram showing a time change of a motor current in a two-phase model.
【図４】本発明の第１の実施例における仮想相電流推定
器の推定値を示した説明図FIG. 4 is an explanatory diagram showing estimated values of a virtual phase current estimator in the first embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第２の実施例における電動機制御装置
の構成を示す全体図FIG. 5 is an overall view showing a configuration of a motor control device according to a second embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第２の実施例における相電流推定器の
推定値を示した説明図FIG. 6 is an explanatory diagram showing estimated values of a phase current estimator according to a second embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第３の実施例における電動機制御装置
の構成を示す全体図FIG. 7 is an overall view showing a configuration of a motor control device according to a third embodiment of the present invention.
【図８】本発明の第３の実施例における仮想相電流制御
器からの仮想相電圧指令値を示した説明図FIG. 8 is an explanatory diagram showing a virtual phase voltage command value from a virtual phase current controller according to a third embodiment of the present invention.
【図９】本発明の第３の実施例における電動機制御装置
により速度制御を行った場合の速度応答を示した説明図FIG. 9 is an explanatory diagram showing a speed response when speed control is performed by a motor control device according to a third embodiment of the present invention.
【図１０】本発明の第４の実施例における電動機制御装
置の構成を示す全体図FIG. 10 is an overall view showing a configuration of a motor control device according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１１】本発明の第５の実施例における電動機制御装
置の構成を示す全体図FIG. 11 is an overall view showing a configuration of a motor control device according to a fifth embodiment of the present invention.
１００ 三相電動機 １０２ ＰＷＭインバータ １０４ 電流検出器 １０６、３０６ 電動機制御器 １０８、３０４ 二相／三相変換器 １１０ 仮想相電流推定器 １１２、２０４、５１２ 増幅器 ２００ 相電流推定器 ２０２ 減算器 ３００ 仮想相電流制御器 ３０２ 検出相電流制御器 ４００ デッドタイム補償器 ５００ 速度推定器 ５０２ 速度制御器 ５０４ 回転／静止座標変換器 ５０６ すべり周波数演算器 ５０８ 積分器 ５１０ 加算器 ５１４ 三相誘導電動機 Reference Signs List 100 three-phase motor 102 PWM inverter 104 current detector 106, 306 motor controller 108, 304 two-phase / three-phase converter 110 virtual phase current estimator 112, 204, 512 amplifier 200 phase current estimator 202 subtractor 300 virtual phase Current controller 302 Detected phase current controller 400 Dead time compensator 500 Speed estimator 502 Speed controller 504 Rotation / stationary coordinate converter 506 Slip frequency calculator 508 Integrator 510 Adder 514 Three-phase induction motor
Claims (12)
の固定子に供給する交流電流群の振幅と周波数を変化さ
せて駆動する電動機制御装置において、前記電動機の一
つの相の電流を測定する電流検出器を有しており、前記
電流検出器で検出しない他の相の電流を推定する電流推
定手段を具備していることを特徴とする電動機制御装
置。1. A motor control device for driving an electric motor having at least two or more phases by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of the electric motor, the electric current measuring one phase current of the electric motor. An electric motor control device, comprising: a detector; and current estimation means for estimating a current of another phase not detected by the current detector.
の固定子に供給する交流電流群の振幅と周波数を変化さ
せて駆動する電動機制御装置において、前記電動機の一
つの相の電流を測定する電流検出器を有しており、前記
電流検出器で検出した相の電流と位相差が９０度である
仮想の相の電流を推定する仮想相電流推定器を具備して
いることを特徴とする電動機制御装置。2. A motor control device for driving by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a motor having at least two or more phases, wherein a current for measuring a current of one phase of the motor is provided. A motor having a virtual phase current estimator for estimating a virtual phase current having a phase difference of 90 degrees from the phase current detected by the current detector. Control device.
値と電動機に供給する交流電流群の周波数を用いて、仮
想の相の電流を推定することを特徴とする請求項２記載
の電動機制御装置。3. The virtual phase current estimator estimates a virtual phase current using an output value of the current detector and a frequency of an AC current group supplied to the motor. Motor control device.
値を時間積分した電流検出積分値と電動機に供給する交
流電流群の周波数を積算して、仮想の相の電流を推定す
ることを特徴とする請求項２記載の電動機制御装置。4. A virtual phase current estimator estimates a virtual phase current by integrating a current detection integrated value obtained by time-integrating an output value of a current detector and a frequency of an AC current group supplied to an electric motor. The motor control device according to claim 2, wherein
の固定子に供給する交流電流群の振幅と周波数を変化さ
せて駆動する電動機制御装置において、前記電動機の一
つの相の電流を測定する電流検出器を有しており、前記
電流検出器で検出した相の電流と位相差が９０度である
仮想の相の電流を推定する仮想相電流推定器と、前記電
流検出器で検出した相の電流と同じ位相の相の電流を推
定する検出電流推定器と、前記電流検出器の出力値と前
記検出電流推定器の出力値から前記仮想相電流推定器の
出力値と前記検出電流推定器の出力値を補正する推定電
流補正器とを具備していることを特徴とする電動機制御
装置。5. A motor control device for driving by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a motor having at least two or more phases, wherein a current for measuring a current of one phase of the motor is provided. A virtual phase current estimator that has a detector and estimates a virtual phase current having a phase difference of 90 degrees from the phase current detected by the current detector; A detection current estimator for estimating the current of the same phase as the current, an output value of the virtual phase current estimator and an output value of the detection current estimator from the output value of the current detector and the output value of the detection current estimator. An electric motor control device comprising: an estimated current corrector for correcting an output value.
相の電流と位相差が９０度である仮想の相の電流を推定
する仮想相電流推定器と、前記電流検出器の出力値と前
記仮想相電流推定器の出力値から電動機のすべての相の
電流値に変換する電流値座標変換器とを具備しているこ
とを特徴とする請求項１記載の電動機制御装置。6. A virtual phase current estimator for estimating a current of a virtual phase having a phase difference of 90 degrees from a current of a phase detected by a current detector, and a current value of an output value of the current detector. The motor control device according to claim 1, further comprising: a current value coordinate converter that converts an output value of the virtual phase current estimator into current values of all phases of the motor.
の固定子に供給する交流電流群の振幅と周波数を変化さ
せて駆動する電動機制御装置において、前記電動機の一
つの相の電流を測定する電流検出器と、前記電流検出器
で検出した相の電流を制御する検出相電圧指令値を出力
する検出相電流制御器を有しており、前記電流検出器で
検出した相の電流と位相差が９０度である仮想の相の電
流を制御する仮想相電圧指令値を出力する仮想相電流制
御器と、前記検出相電圧指令値と前記仮想相電圧指令値
から前記電動機の固定子に印加するすべての相の電圧指
令値に変換する電圧指令値座標変換器とを具備している
ことを特徴とする電動機制御装置。7. A motor control device for driving by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a motor having at least two or more phases, wherein a current for measuring a current of one phase of the motor is provided. A detector, and a detection phase current controller that outputs a detection phase voltage command value that controls a phase current detected by the current detector, and a phase difference between the phase current and the phase current detected by the current detector is provided. A virtual phase current controller for outputting a virtual phase voltage command value for controlling a virtual phase current of 90 degrees, and all of the detection phase voltage command value and the virtual phase voltage command value applied to the stator of the electric motor from the virtual phase voltage command value And a voltage command value coordinate converter for converting the voltage command value into a voltage command value of the phase.
と電動機に供給する交流電流群の周波数を用いて、仮想
相電圧指令値を推定することを特徴とする請求項７記載
の電動機制御装置。8. The electric motor according to claim 7, wherein the virtual phase current controller estimates the virtual phase voltage command value using the detected phase voltage command value and the frequency of an AC current group supplied to the motor. Control device.
を時間積分する電圧指令積分値と電動機に供給する交流
電流群の周波数を積算して、仮想相電圧指令値を推定す
ることを特徴とする請求項７記載の電動機制御装置。9. A virtual phase current controller estimates a virtual phase voltage command value by integrating a voltage command integrated value for time-integrating a detected phase voltage command value and a frequency of an AC current group supplied to a motor. The motor control device according to claim 7, wherein:
機の固定子に供給する交流電流群の振幅と周波数を変化
させて駆動する電動機制御装置において、前記電動機の
一つの相の電流を測定する電流検出器と、前記電流検出
器で検出しない他の相の電流を推定する電流推定手段
と、前記電流検出器で検出した相の電流を制御する検出
相電圧指令値を出力する検出相電流制御器を有してお
り、前記検出相電圧指令値を前記電流検出器の出力値に
応じて検出相電圧値に補正する検出相電圧補正器と、前
記電流検出器で検出した相の電流と位相差が９０度であ
る仮想の相の電流を制御する仮想相電圧値を前記検出相
電圧値を用いて演算する仮想相電圧演算器と、前記検出
相電圧値と前記仮想相電圧値から前記電動機の固定子に
印加するすべての相の電圧値に変換する電圧値座標変換
器と、前記電圧値座標変換器の出力値を前記電流推定手
段の出力値に応じて前記電動機の固定子に印加するすべ
ての相の電圧指令値に補正する電圧指令値補正器とを具
備していることを特徴とする電動機制御装置。10. A motor control device for driving an electric motor having at least two or more phases by changing the amplitude and frequency of a group of alternating current supplied to a stator of the electric motor, the electric current measuring one phase current of the electric motor. A detector, current estimating means for estimating a current of another phase not detected by the current detector, and a detection phase current controller for outputting a detection phase voltage command value for controlling the current of the phase detected by the current detector A detection phase voltage corrector that corrects the detection phase voltage command value to a detection phase voltage value according to the output value of the current detector, and a phase difference and a phase current detected by the current detector. A virtual phase voltage calculator that calculates a virtual phase voltage value for controlling the current of the virtual phase having 90 degrees by using the detected phase voltage value, and the electric motor of the electric motor from the detected phase voltage value and the virtual phase voltage value. All phase voltages applied to the stator A voltage value coordinate converter for converting to a voltage value, and an output value of the voltage value coordinate converter is corrected to a voltage command value of all phases applied to a stator of the electric motor in accordance with an output value of the current estimating means. A motor control device comprising a voltage command value corrector.
流電流群の振幅と周波数を変化させて駆動する電動機制
御装置において、前記三相誘導電動機の一つの相の電流
を測定する電流検出器と、前記電流検出器で検出しない
他の二つの相の電流を推定する電流推定手段と、前記電
流検出器で検出した相の電流を制御する検出相電圧指令
値を出力する検出相電流制御器と、前記検出相電流制御
器で制御しない他の二つの相の電流を制御する非検出相
電流制御手段とを有しており、前記電流検出器の出力値
と前記電流推定手段の出力値と前記検出相電流制御器の
出力値と前記非検出相電流制御手段の出力値を用いて、
前記三相誘導電動機の回転速度を推定する速度推定器を
具備していることを特徴とする電動機制御装置。11. A motor control device for driving by changing the amplitude and frequency of an AC current group supplied to a stator of a three-phase induction motor, wherein the current detector measures a current of one phase of the three-phase induction motor. Current estimation means for estimating the current of the other two phases not detected by the current detector, and a detection phase current controller for outputting a detection phase voltage command value for controlling the phase current detected by the current detector And non-detection phase current control means for controlling the current of the other two phases which are not controlled by the detection phase current controller, and the output value of the current detector and the output value of the current estimation means Using the output value of the detection phase current controller and the output value of the non-detection phase current control means,
A motor control device comprising a speed estimator for estimating a rotation speed of the three-phase induction motor.
た相の電流と位相差が９０度である仮想の相の電流を推
定する仮想相電流推定器であって、非検出相電流制御手
段が、前記電流検出器で検出した相の電流と位相差が９
０度である仮想の相の電流を制御する仮想相電圧指令値
を出力する仮想相電流制御器であって、速度推定器が、
前記電流検出器の出力値と前記仮想相電流推定器の出力
値と検出相電流制御器の出力値と前記仮想相電流制御器
の出力値を用いて、三相誘導電動機の回転速度を推定す
ることを特徴とする請求項１１記載の電動機制御装置。12. A virtual phase current estimator for estimating a virtual phase current having a phase difference of 90 degrees from a phase current detected by a current detector, wherein the non-detected phase current control means Has a phase difference of 9 from the phase current detected by the current detector.
A virtual phase current controller that outputs a virtual phase voltage command value that controls a virtual phase current that is 0 degrees, wherein the speed estimator is:
Using the output value of the current detector, the output value of the virtual phase current estimator, the output value of the detection phase current controller, and the output value of the virtual phase current controller, estimate the rotational speed of the three-phase induction motor. The motor control device according to claim 11, wherein:
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