JP2015154658A - 回路装置及び電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】センス抵抗を不要にすることで低消費電力化や部品点数の削減等を実現できる回路装置及び電子機器等の提供。【解決手段】回路装置は、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ３とローサイド側のトランジスターＱ２、Ｑ４とを有するブリッジ回路１０と、ローサイド側のトランジスターＱ４及びハイサイド側のトランジスターＱ１の少なくとも一方のトランジスターのオン電流とオン抵抗とによって設定される検出電圧Ｖ２（Ｖ１）と、基準電圧ＶＲとを比較して、検出結果を出力する検出回路３０と、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ３及びローサイド側のトランジスターＱ２、Ｑ４のオン・オフ制御を行い、検出回路３０での検出結果に基づいて、チャージ期間からディケイ期間への切り替えを行う制御回路２０を含む。【選択図】 図１

Description

本発明は、回路装置及び電子機器等に関する。

直流モーターを駆動するモータードライバーとして、チョッピング電流を制御することによりモーターの駆動を制御する手法が知られている。この手法では、Ｈブリッジ回路に流れる電流をセンス抵抗により電流／電圧変換し、得られた電圧を基準電圧と比較することでチョッピング電流を検出する。そして、その検出結果を制御回路にフィードバックし、ブリッジ回路の駆動信号をＰＷＭ制御することでモーターを一定の速度で回転させる。このようなモータードライバーの従来技術としては特許文献１、２に開示される技術が知られている。

このモータードライバーのブリッジ回路は、駆動用の第１〜第４のトランジスター（スイッチ素子）を有し、第１、第４のトランジスターと第２、第３のトランジスターとは、モーターに対して電気的に対角に接続される。そしてチャージ期間では、第１、第４のトランジスターがオンになる。これによりモーターの正極側端子（＋端子）が高電位の電圧に設定され、負極側端子（−端子）が低電位の電圧に設定される。一方、ディケイ期間では、第２、第３のトランジスターがオンになる。これによりモーターの正極側端子が低電位の電圧に設定され、負極側端子が高電位の電圧に設定される。

特開２００８−４２９７５号公報 特開２０１０−１２８７３号公報

しかしながら、従来のモータードライバーでは、ブリッジ回路と低電位電源（ＧＮＤ）との間に電流検出用のセンス抵抗を設け、ブリッジ回路を流れる電流が、センス抵抗を流れる際に発生する電圧をモニターして、ブリッジ回路のトランジスターのオン・オフを制御していた。従って、センス抵抗において無駄な電力が消費されてしまい、低消費電力化の妨げとなっていた。また、センス抵抗を回路装置（ＩＣ）の外付け部品として設けていたため、回路装置が組み込まれる電子機器の部品点数が増加し、コスト増等の問題を招いていた。

本発明の幾つかの態様によれば、センス抵抗を不要にすることで低消費電力化や部品点数の削減等を実現できる回路装置及び電子機器等を提供できる。

本発明の一態様は、ハイサイド側のトランジスターとローサイド側のトランジスターとを有するブリッジ回路と、前記ローサイド側のトランジスター及び前記ハイサイド側のトランジスターの少なくとも一方のトランジスターのオン電流とオン抵抗とによって設定される検出電圧と、基準電圧とを比較して、検出結果を出力する検出回路と、前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターのオン・オフ制御を行い、前記検出回路での前記検出結果に基づいて、チャージ期間からディケイ期間への切り替えを行う制御回路と、を含む回路装置に関係する。

本発明の一態様によれば、ローサイド側のトランジスター及びハイサイド側のトランジスターの少なくとも一方のトランジスターのオン電流とオン抵抗とによって設定される検出電圧と、基準電圧とが比較される。そして、その比較の検出結果に基づいて、チャージ期間からディケイ期間への切り替えが行われる。このようにすれば、センス抵抗を設けなくても、チャージ期間からディケイ期間への切り替えを実行できるようになるため、センス抵抗を不要にすることによる低消費電力化や部品点数の削減等を実現できる。

また本発明の一態様では、前記基準電圧は、前記検出電圧の第１の温度特性を補償する第２の温度特性を有し、前記検出回路は、前記検出電圧と、前記第２の温度特性の前記基準電圧とを比較して、前記検出結果を出力してもよい。

このようにすれば、例えばトランジスターのオン抵抗の温度特性等により、検出電圧が第１の温度特性を有する場合にも、基準電圧に第２の温度特性を持たせることで、この第１の温度特性を温度補償できるようになる。従って、温度が変化した場合にも、チャージ期間からディケイ期間への切り替えを適切に実行できるようになる。

また本発明の一態様では、温度検出部からの温度検出結果に基づいて、前記基準電圧の温度特性を前記第２の温度特性に設定する温度補償回路を含んでもよい。

このようにすれば、温度検出部により温度を検出し、その温度検出結果に基づいて、基準電圧の温度特性を第２の温度特性に設定できるようになる。

また本発明の一態様では、前記温度検出部は、前記温度検出結果として第３の温度特性の温度検出電圧を出力し、前記温度補償回路は、前記第３の温度特性の前記温度検出電圧に基づいて、前記基準電圧の温度特性を前記第２の温度特性に設定する補正処理を行ってもよい。

このようにすれば、温度検出電圧の第３の温度特性を、例えば温度補償回路により変換等することで、基準電圧の温度特性を第２の温度特性に設定できるようになる。

また本発明の一態様では、前記温度検出部を有し、過熱保護動作を行う過熱保護回路を含み、前記温度補償回路は、前記過熱保護回路の前記温度検出部からの前記温度検出結果に基づいて、前記基準電圧の温度特性を前記第２の温度特性に設定してもよい。

このようにすれば、過熱保護回路に設けられている温度検出部を有効活用して、基準電圧の温度特性を第２の温度特性に設定できるようになる。

また本発明の一態様では、前記検出回路は、チャージ期間からディケイ期間の切り替えの判定に用いられるチョッピング電流を可変に設定するためのＤ／Ａ変換回路を含み、前記温度補償回路は、前記Ｄ／Ａ変換回路の設定により前記Ｄ／Ａ変換回路から出力される電圧である前記基準電圧の温度特性を、第２の温度特性に設定してもよい。

このようにすれば、チャージ電流を可変に設定するためのＤ／Ａ変換回路を有効活用して、基準電圧の温度特性を第２の温度特性に設定できるようになる。

また本発明の一態様では、前記基準電圧の温度特性を前記第２の温度特性に設定するための補正データを記憶する記憶部を含んでもよい。

このようにすれば、記憶部に補正データを記憶しておくことで、この補正データを用いて基準電圧の温度特性を第２の温度特性に設定できるようになる。

また本発明の一態様では、前記第１の温度特性及び前記第２の温度特性は正の温度特性であってもよい。

また本発明の一態様では、前記検出回路は、前記検出電圧である前記ローサイド側トランジスターのドレイン電圧と、前記基準電圧とを比較して、前記検出結果を出力してもよい。

また本発明の一態様では、前記検出回路は、前記検出電圧である前記ハイサイド側のトランジスターのドレイン電圧と、前記基準電圧とを比較して、前記検出結果を出力してもよい。

また本発明の一態様では、前記制御回路は、前記検出電圧が前記基準電圧を超えた場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間への切り替えが行われるように、前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターのオン・オフ制御を行ってもよい。

また本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の回路装置を含む電子機器に関係する。

本実施形態の回路装置の構成例。 図２（Ａ）、図２（Ｂ）はブリッジ回路の動作説明図。 チョッピング動作の制御手法の説明図。 本実施形態の比較例の回路装置の構成例。 本実施形態の回路装置の詳細な構成例。 トランジスターのオン抵抗の温度特性例。 過熱保護回路及び温度検出部の構成例。 温度検出電圧の温度特性例。 ＤＡＣ設定用の補正テーブルの例。 ＤＡＣ設定用の補正テーブルの例。 本実施形態の回路装置の変形例。 電子機器の構成例。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．回路装置の回路構成
図１に本実施形態の回路装置の回路構成例を示す。本実施形態の回路装置は、ブリッジ回路１０、制御回路２０、検出回路３０を含む。またプリドライバー１８を含むことができる。なお本実施形態の回路装置は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

ブリッジ回路１０は、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ３とローサイド側のトランジスターＱ２、Ｑ４を有する。ブリッジ回路１０は、モーター１００（例えば直流モーター）への駆動電流を出力する回路であり、図１ではＨブリッジの回路構成となっている。ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ３は例えばＰ型（広義には第１導電型）のトランジスターであり、ローサイド側のトランジスターＱ２、Ｑ４は例えばＮ型（広義には第２導電型）のトランジスターである。ハイサイド側のトランジスターとは、ローサイド側のトランジスターよりも高電位電源側に接続されるトランジスターである。ローサイド側のトランジスターとは、ハイサイド側のトランジスターよりも低電位電源側に接続されるトランジスターである。なおトランジスターＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の全てがＮ型のトランジスターであってもよい。またＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のソース・ドレイン間には図示しないボディーダイオード（寄生ダイオード）が存在する。

ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ３のソースは、高電位側の電源ＶＢＢ（第１の電源）のノードに接続される。ローサイド側のトランジスターＱ２、Ｑ４のソースは、低電位側の電源ＶＳＳ（ＧＮＤ）のノードに接続される。

トランジスターＱ１のドレインとトランジスターＱ２のドレインは、モーター１００（広義には駆動対象）の一端に接続されるノードＮ１に接続される。モーター１００は例えば回路装置の外部に設けられ、ノードＮ１とモーター１００の一端は、例えば回路装置（ＩＣ）の端子（パッド）を介して電気的に接続される。

トランジスターＱ３のドレインとトランジスターＱ４のドレインは、モーター１００の他端に接続されるノードＮ２に接続される。ノードＮ２とモーター１００の他端は、例えば回路装置の端子（パッド）を介して電気的に接続される。

検出回路３０は、ブリッジ回路１０に流れる電流を検出し、検出結果を出力する。例えば検出回路３０は検出結果として検出結果信号ＲＱを制御回路２０に出力する。

検出回路３０は、基準電圧生成回路３２とＤ／Ａ変換回路ＤＡＣと比較回路ＣＰ（コンパレーター）を含む。基準電圧生成回路３２は、定電圧の基準電圧ＶＲＦを生成する。この基準電圧生成回路３２は例えばバンドギャップリファレンス回路等により実現される。

Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣは、基準電圧ＶＲＦを受けて、設定データに基づき可変に変化する基準電圧ＶＲを生成する。具体的にはＤ／Ａ変換回路ＤＡＣは、チャージ期間からディケイ期間の切り替えの判定に用いられるチョッピング電流を可変に設定するために、基準電圧ＶＲを変化させる。Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣとしては、例えばラダー抵抗回路を用いたＤ／Ａ変換回路などを採用できる。

比較回路ＣＰは、第１の入力端子（非反転入力端子）に基準電圧ＶＲが入力され、第２の入力端子（反転入力端子）に、検出電圧Ｖ２が入力され、検出結果信号ＲＱを出力する。例えば後述するようにチョッピング電流は、比較回路ＣＰに入力される基準電圧ＶＲにより決まるため、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣを用いて基準電圧ＶＲを変化させることで、モーター１００のトルク等を制御できる。

制御回路２０は、検出回路３０での検出結果に基づいて、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ３及びローサイド側のトランジスターＱ２、Ｑ４のオン・オフ制御を行う。具体的には、検出回路３０からの検出結果信号ＲＱに基づいて、ＰＷＭ信号である制御信号ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３、ＩＮ４を生成する。これらの制御信号ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３、ＩＮ４によりチャージ期間の長さが制御される。

プリドライバー１８は、制御回路２０からの制御信号ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３、ＩＮ４をバッファリングして、駆動信号ＤＧ１、ＤＧ２、ＤＧ３、ＤＧ４をトランジスターＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲートに出力する。プリドライバー１８は、制御信号ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３、ＩＮ４をバッファリングして駆動信号ＤＧ１、ＤＧ２、ＤＧ３、ＤＧ４を出力するドライバー回路ＰＲ１、ＰＲ２、ＰＲ３、ＰＲ４を有する。

そして本実施形態では、検出回路３０は、ローサイド側のトランジスター（Ｑ１、Ｑ３）及びハイサイド側のトランジスター（Ｑ２、Ｑ４）の少なくとも一方のトランジスターのオン電流とオン抵抗とによって設定される検出電圧Ｖ２と、基準電圧ＶＲとを比較して、検出結果を出力する。

例えば図１では、検出電圧Ｖ２は、ローサイド側のトランジスターＱ４のドレイン電圧（ドレイン・ソース間電圧）である。例えばトランジスターＱ４のオン電流をＩＯＮ４、その時のオン抵抗をＲＯＮ４とした場合に、検出電圧Ｖ２は、Ｖ２＝ＩＯＮ４×ＲＯＮ４と表すことができる。検出回路３０は、この検出電圧Ｖ２と、基準電圧ＶＲとを比較して、検出結果である検出結果信号ＲＱを、制御回路２０に出力する。なお検出電圧はローサイド側のトランジスターＱ２のドレイン電圧であってもよい。

また、後述する図１１の変形例では、ハイサイド側のトランジスターＱ１のドレイン電圧（ドレイン・ソース間電圧）が検出電圧Ｖ１になっている。例えばトランジスターＱ１のオン電流をＩＯＮ１、その時のオン抵抗をＲＯＮ１とした場合に、検出電圧Ｖ１は、Ｖ１＝ＩＯＮ１×ＲＯＮ１と表すことができる。検出回路３０は、この検出電圧Ｖ１と、基準電圧ＶＲとを比較して、検出結果を出力する。なお検出電圧はハイサイド側のトランジスターＱ３のドレイン電圧であってもよい。

そして制御回路２０は、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ３及びローサイド側のトランジスターＱ２、Ｑ４のオン・オフ制御を行い、検出回路３０での検出結果に基づいて、チャージ期間からディケイ期間への切り替えを行う。

例えば検出回路３０は、ローサイド側のトランジスターＱ４のドレイン電圧である検出電圧Ｖ２が基準電圧ＶＲを越えたか否かを判定することで、ブリッジ回路１０に流れる電流がチョッピング電流に達したか否かを検出する。そして検出電圧Ｖ２が基準電圧ＶＲを越えて、ブリッジ回路１０に流れる電流がチョッピング電流に達した場合に、検出結果信号ＲＱをアクティブにする。すると、この検出結果信号ＲＱを受けた制御回路２０が、チャージ期間からディケイ期間に切り替わるように、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ３及びローサイド側のトランジスターＱ２、Ｑ４のオン・オフ制御を行う。このように本実施形態では制御回路２０は、検出電圧Ｖ２が基準電圧ＶＲを超えた場合に、チャージ期間から前記ディケイ期間への切り替えが行われるように、ハイサイド側のトランジスターＱ１、Ｑ３及びローサイド側のトランジスターＱ２、Ｑ４のオン・オフ制御を行う。

この場合に基準電圧ＶＲは、検出電圧Ｖ２の第１の温度特性を補償する第２の温度特性を有することが望ましい。そして検出回路３０は、検出電圧Ｖ２と、第２の温度特性の基準電圧ＶＲとを比較して、検出結果を出力する。ここで検出電圧Ｖ２の第１の温度特性と、基準電圧ＶＲの第２の温度特性は例えば共に正の温度特性である。

例えば図１では検出電圧Ｖ２は、ローサイド側のトランジスターＱ４のドレイン電圧（ドレイン・ソース間電圧）であるため、トランジスターＱ４のオン抵抗ＲＯＮ４に比例する。そしてオン抵抗ＲＯＮ４は正の温度特性を有するため、検出電圧Ｖ２の第１の温度特性も正の温度特性になる。即ち、温度が上昇するにつれて検出電圧Ｖ２も上昇する。

そこで本実施形態では、基準電圧ＶＲを、検出電圧Ｖ２の正の第１の温度特性を補償する正の第２の温度特性に設定する。例えば温度が上昇して、検出電圧Ｖ２が上昇した場合に、それに対応して基準電圧ＶＲも上昇させる。こうすることで、温度が変化した場合にも、チャージ期間からディケイ期間に切り替える際のチョッピング電流を一定（略一定）にすることが可能になる。

この場合の基準電圧ＶＲの第２の温度特性は、例えば後述する図５の温度補償回路５０が、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣの設定を行うことで実現できる。例えば温度補償回路５０は、温度が上昇するにつれて、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣが出力する基準電圧ＶＲが上昇するように、補正データに基づいてＤ／Ａ変換回路ＤＡＣを設定する。或いは、基準電圧生成回路３２が、例えば第２の温度特性に対応する温度特性の基準電圧ＶＲＦを生成して出力するようにしてもよい。即ち、検出電圧Ｖ２の温度特性を補償するような温度特性の基準電圧ＶＲＦを生成する。具体的には基準電圧生成回路３２が、温度が上昇するにつれて高くなる基準電圧ＶＲＦを生成する。こうすることで、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣが出力する基準電圧ＶＲも、温度が上昇するにつれて高くなり、検出電圧Ｖ２の温度特性を補償（相殺）できるようになる。

次に図２（Ａ）、図２（Ｂ）を用いて本実施形態の回路装置のブリッジ回路１０の動作について説明する。

図２（Ａ）に示すように、チャージ期間では、トランジスターＱ１、Ｑ４がオンになる。これにより、高電位側の電源ＶＢＢからトランジスターＱ１、モーター１００（モーターコイル）、トランジスターＱ４を介して低電位側の電源ＶＳＳ（ＧＮＤ）に、チャージ電流ＩＣが流れる。

一方、ディケイ期間では、図２（Ｂ）に示すように、トランジスターＱ２、Ｑ３がオンになり、電源ＶＳＳからトランジスターＱ２、モーター１００、トランジスターＱ３を介して電源ＶＢＢに、ディケイ電流ＩＤが流れる。これらのチャージ電流ＩＣ、ディケイ電流ＩＤは、いずれもモーター１００の正極側端子から負極側端子へと流れることになる。

そして図１に示すように、トランジスターＱ４のドレインノードの電圧が検出電圧Ｖ２として、検出回路３０に入力されている。そして比較回路ＣＰが、検出電圧Ｖ２と基準電圧ＶＲとを比較する。そして図３に示すように、制御回路２０は、ブリッジ回路１０に流れるチョッピング電流ＩＣＰを一定に保つチョッピング動作の制御を行う。具体的には制御回路２０は、チョッピング電流ＩＣＰが一定になるようにＰＷＭ信号（ＩＮ１〜ＩＮ４）のパルス幅を制御し、そのＰＷＭ信号に基づいて、トランジスターＱ１〜Ｑ４のオン・オフが制御される。

例えば図３のタイミングｔ０でモーター１００の駆動が開始されると、図２（Ａ）に示すチャージ期間となり、トランジスターＱ１、Ｑ４がオンになり、トランジスターＱ２、Ｑ３がオフになる。これにより、電源ＶＢＢからトランジスターＱ１、モーター１００、トランジスターＱ４を介して電源ＶＳＳへと、駆動電流（チャージ電流ＩＣ）が流れる。そしてタイミングｔ１で、モーター１００の駆動電流がチョッピング電流ＩＣＰに達すると、ディケイ期間ＴＤ１に切り替わる。具体的には、駆動電流が大きくなり、検出電圧Ｖ２が基準電圧ＶＲを越えると、比較回路ＣＰの比較結果信号ＲＱがローレベルからハイレベルになり、タイミングｔ１でディケイ期間ＴＤ１に切り替わる。このタイミングｔ１でのモーター１００の駆動電流がチョッピング電流ＩＣＰであり、検出電圧Ｖ２の検出によりチョッピング電流ＩＣＰが検出されたことになる。

ディケイ期間ＴＤ１に切り替わると、図２（Ｂ）に示すように、トランジスターＱ２、Ｑ３がオンになり、トランジスターＱ１、Ｑ４がオフになる。これにより、電源ＶＳＳからトランジスターＱ２、モーター１００、トランジスターＱ３を介して電源ＶＢＢへと、駆動電流（ディケイ電流ＩＤ）が流れる。このディケイ期間ＴＤ１では、図３に示すようにモーター１００の駆動電流は時間経過とともに減少して行く。

そして制御回路２０は、例えばタイマー（カウンター回路）等を用いて、ディケイ期間ＴＤ１の開始から所定時間が経過したことを検出し、ディケイ期間ＴＤ１からチャージ期間ＴＣ１に切り替える。チャージ期間ＴＣ１では、モーター１００の駆動電流が増加し、チョッピング電流ＩＣＰに達すると、再びディケイ期間ＴＤ２に切り替わる。以降、これを繰り返すことで、駆動電流のピーク電流であるチョッピング電流ＩＣＰが一定になるような制御が行われて、モーター１００の回転速度が一定に保たれる。

なお、以上では、ブリッジ回路１０がＨブリッジ型である場合について説明したが、本実施形態はこれに限定されず、ブリッジ回路１０はハーフブリッジ型であってもよい。この場合にはブリッジ回路１０としてトランジスターＱ３、Ｑ４は設けられず、トランジスターＱ１、Ｑ２が設けられることになる。また、以上では、回路装置が、モーター１００を駆動するモータードライバーである場合を例にとり説明したが、本実施形態の回路装置の駆動対象はモーター１００には限定されず、インダクター（コイル）を有する様々な素子、デバイスを駆動対象とすることができる。

図４に本実施形態の比較例の回路装置を示す。図４の比較例では、ブリッジ回路１０のローサイド側のトランジスターＱ２のソースとトランジスターＱ４のソースが接続されるノードＮ３と、低電位側の電源ＶＳＳ（ＧＮＤ）との間にセンス抵抗ＲＳが設けられている。即ち、センス抵抗ＲＳの一端はノードＮ３に接続され、他端は電源ＶＳＳのノードに接続される。具体的には、ブリッジ回路１０のノードＮ３は、図示しない回路装置の端子（パッド）を介して、外付け部品であるセンス抵抗ＲＳの一端に接続される。

そして検出回路３１は、センス抵抗ＲＳの一端の電圧ＶＳを検出することで、チャージ期間でのチャージ電流を検出する。即ち、検出回路３１の比較回路ＣＰが、基準電圧ＶＲと電圧ＶＳを比較し、電圧ＶＳが基準電圧ＶＲを越えた場合に、検出結果信号ＲＱをアクティブにする。これにより制御回路２１が、チャージ期間からディケイ期間に切り替わるようにブリッジ回路１０のトランジスターＱ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を行う。

ここで、センス抵抗ＲＳとしては、例えば一般的に１Ω程度の抵抗が用いられる。一方、図２（Ａ）のチャージ期間においてトランジスターＱ１、Ｑ４にチャージ電流ＩＣ（オン電流）が流れる際のトランジスターＱ１、Ｑ４のオン抵抗も、例えば１Ω程度になる。従って、トランジスターＱ１及びＱ４で消費される電力の約半分が、センス抵抗ＲＳにおいて消費されてしまう。例えばチャージ電流ＩＣが５００ｍＡ〜１Ａである場合に、トランジスターＱ１及びＱ４において合計で１Ｗ〜２Ｗの電力が消費される一方で、センス抵抗ＲＳにおいて５００ｍＷ〜１Ｗの電力が消費されてしまう。従って、回路装置が組み込まれる電子機器等の低消費電力化の妨げとなる。

また、センス抵抗ＲＳとしては、抵抗値の精度が高く温度変化に対する抵抗値の変動も少ない高性能の抵抗が用いられる。従って、センス抵抗ＲＳは一般的には回路装置の外付け部品となる。例えばセンス抵抗ＲＳは、回路装置が実装される回路基板に外付け部品として実装される。このため、センス抵抗ＲＳを用いると、回路装置が組み込まれる電子機器の部品点数が増加してしまう。またセンス抵抗ＲＳが回路基板に実装されると、その実装面積の分だけ回路基板がセンス抵抗ＲＳにより占有されてしまう。また高性能のセンス抵抗ＲＳは電子機器のコスト増加も招く。

そこで本実施形態では、このようなセンス抵抗ＲＳを用いることなく、ブリッジ回路１０に流れる電流を検出して、チャージ期間からディケイ期間への切り替える手法を採用している。例えば図１では、トランジスターＱ４に流れるオン電流を検出して、チャージ期間からディケイ期間への切り替えを実行する。具体的にはトランジスターＱ４のオン電流を、トランジスターＱ４のドレイン電圧である検出電圧Ｖ２により検出する。

例えば温度が一定である場合にはトランジスターＱ４のオン抵抗ＲＯＮ４は一定（略一定）になるため、検出電圧Ｖ２は、トランジスターＱ４のオン電流ＩＯＮ４に比例する。そして、トランジスターＱ４のオン電流ＩＯＮ４は、図２（Ａ）のチャージ電流ＩＣに相当する。従って、検出電圧Ｖ２をモニターすることで、トランジスターＱ４のオン電流ＩＯＮ４に相当するチャージ電流ＩＣが、図３のチョッピング電流ＩＣＰに達したか否かを判定できるようになる。即ち検出電圧Ｖ２が基準電圧ＶＲを超えた場合に、チャージ電流ＩＣがチョッピング電流ＩＣＰに達したと判定して、チャージ期間からディケイ期間に切り替える。

このようにすれば、図４のセンス抵抗ＲＳを用いることなく、チャージ期間からディケイ期間への切り替えを実現できるようになる。従って、センス抵抗ＲＳで消費される電力を節約できるため、低消費電力化を図れる。また外付け部品であるセンス抵抗ＲＳが不要になるため、その分だけ部品点数を減らすことができ、電子機器の低コスト化等を図れるようになる。

２．温度補償
図５に本実施形態の回路装置の詳細な構成例を示す。図５の構成例では、比較回路ＣＰに入力される基準電圧ＶＲに温度特性（第２の温度特性）を持たせることで、検出電圧Ｖ２の温度特性（第１の温度特性）を補償（相殺）している。なお本実施形態の回路装置は図５の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

例えば図６にトランジスターのオン抵抗ＲＯＮの温度特性を示す。図６に示すようにトランジスターのオン抵抗ＲＯＮは正の温度特性を有する。従って、モーター１００の駆動によりブリッジ回路１０自体が発熱すると、その発熱に伴い、ブリッジ回路１０のトランジスターのオン抵抗ＲＯＮも上昇する。従って、図２（Ａ）のチャージ期間においては、チャージ電流ＩＣ（オン電流）が流れるトランジスターＱ４のオン抵抗ＲＯＮ４が上昇し、この結果、検出電圧Ｖ２も上昇する。従って、何ら工夫を施さなければ、検出回路３０の比較回路ＣＰにおいて適正な比較動作を実行できなくなるおそれがある。

そこで図５では、基準電圧ＶＲの温度特性を設定する温度補償回路５０を設けている。例えば温度補償回路５０は、基準電圧ＶＲの温度特性を、検出電圧Ｖ２の第１の温度特性を補償する第２の温度特性に設定する。具体的には温度補償回路５０は、温度検出部７２からの温度検出結果（ＤＴ）に基づいて、基準電圧ＶＲの温度特性を第２の温度特性に設定する。こうすることで、温度が変化することでトランジスターＱ４のオン抵抗が変化し、検出電圧Ｖ２が変化した場合にも、この検出電圧Ｖ２の変化を補償するように基準電圧ＶＲを変化させることが可能になる。これにより、検出回路３０の比較回路ＣＰにおいて適正な比較動作を実行できるようになり、図３のチョッピング電流ＩＣＰを適正に検出できるようになる。

例えば本実施形態では、図３で説明したチャージ期間からディケイ期間の切り替えの判定に用いられるチョッピング電流ＩＣＰを可変に設定するためＤ／Ａ変換回路ＤＡＣが設けられている。温度補償回路５０は、このＤ／Ａ変換回路ＤＡＣの設定によりＤ／Ａ変換回路ＤＡＣから出力される電圧である基準電圧ＶＲの温度特性を、第２の温度特性に設定する。例えば温度補償回路５０は、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣの出力電圧である基準電圧ＶＲが、温度に応じた所与の変化率（後述する図１０等）で変化するように、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣ（出力補正用のＤ／Ａ変換回路）を設定する。そして検出回路３０は、第１の温度特性の検出電圧Ｖ２と、第２の温度特性の基準電圧ＶＲとを比較して、検出結果（ＲＱ）を出力する。

例えば図５では過熱保護回路７０（サーマルシャットダウン回路）が回路装置に設けられている。この過熱保護回路７０は、温度検出部７２を有し、過熱保護動作を行う。例えば過熱保護回路７０は、温度検出部７２の温度検出結果に基づいて、過熱保護動作の設定温度（例えば１７５度）に達したと判断される場合に、シャットダウン信号ＳＴＤを制御回路２０に出力する。そして、シャットダウン信号ＳＴＤを受けた制御回路２０は、例えばブリッジ回路１０のトランジスターＱ１〜Ｑ４をオフにする制御を行って、ブリッジ回路１０をシャットダウンして、過熱保護を実現する。このようにすることで、何らかの事情により、ブリッジ回路１０等での発熱が異常に高くなった場合に、ブリッジ回路１０を適切にシャットダウンできるようになる。

そして図５では、温度補償回路５０は、過熱保護回路７０の温度検出部７２からの温度検出結果に基づいて、基準電圧ＶＲの温度特性を第２の温度特性に設定している。例えば温度検出部７２は、温度検出結果として第３の温度特性の温度検出電圧ＤＴを出力する。例えば後述する図８に示すような負の第３の温度特性の温度検出電圧ＤＴを出力する。そして温度補償回路５０は、第３の温度特性の温度検出電圧に基づいて、基準電圧ＶＲの温度特性を第２の温度特性に設定する補正処理を行う。例えば、記憶部６０の補正データ（補正テーブル）に基づいて第３の温度特性を第２の温度特性に変換するための補正処理を行う。例えば、負の温度特性である第３の温度特性を、正の温度特性である第２の温度特性に変換する補正処理を行うことで、基準電圧ＶＲの温度特性を第２の温度特性に設定する。

具体的には図５の記憶部６０は、基準電圧ＶＲの温度特性を第２の温度特性に設定するための補正データ（補正テーブル）を記憶している。この補正データは、例えばインターフェース部８０を介して外部から記憶部６０に書き込むことできる。そして温度補償回路５０は、この記憶部６０の補正データ（補正テーブル）と、第３の温度特性の温度検出電圧ＤＴとに基づいて、基準電圧ＶＲを第２の温度特性に設定するための補正処理を行う。ここで記憶部６０は、例えばＯＴＰ（One Time Programmable read Only memory）等の不揮発性メモリーにより実現できる。なお記憶部６０をＯＴＰ以外の不揮発性メモリー（ＥＰＲＯＭ等）により実現したり、ヒューズ回路等により実現してもよい。

例えば温度補償回路５０は、処理部５２とＡ／Ｄ変換回路ＡＤＣを有する。Ａ／Ｄ変換回路ＡＤＣは、温度検出部７２からの温度検出電圧ＤＴをＡ／Ｄ変換して、デジタルの温度検出データに変換する。そして処理部５２は、このデジタルの温度検出データと記憶部６０からの補正データに基づいて、基準電圧ＶＲの温度特性を第２の温度特性に設定する。具体的には、調整データＤＣＭに基づいて、基準電圧ＶＲの温度特性が第２の温度特性になるように、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣの出力電圧を設定する。

図７に過熱保護回路７０の構成例を示す。図７の過熱保護回路７０は、温度検出部７２と比較回路ＣＰＢ（コンパレーター）を含む。温度検出部７２は、高電位側の電源ＶＤＤのノードと温度検出部７２の出力ノードＮＢ１との間に設けられた電流源ＩＳ（電流源回路）と、出力ノードＮＢ１と低電位側の電源ＶＳＳのノードとの間に直列に設けられたバイポーラートランジスターＢＰ１、ＢＰ２を含む。これらのバイポーラートランジスターＢＰ１、ＢＰ２は、そのコレクターとベースが接続されるダイオード接続となっている。

図８に、ＢＰ１、ＢＰ２の各バイポーラートランジスターをダイオード接続することで得られる各バイポーラートランジスターのベース・エミッター間電圧Ｅｂｅの温度特性の例を示す。この温度特性は、温度検出部７２の第３の温度特性に対応するものであり、負の温度特性となっている。例えばバイポーラートランジスターＢＰ１、ＢＰ２のベース・エミッター間電圧をＥｂｅ１、Ｅｂｅ２とすると、Ｅｂｅ１＝Ｅｂｅ２＝Ｅｂｅとなる。従って、温度検出電圧ＤＴは、ＤＴ＝Ｅｂｅ１＋Ｅｂｅ２＝２×Ｅｂｅになる。

比較回路ＣＰＢは、温度検出電圧ＤＴと基準電圧ＶＲ２を比較する。例えば比較回路ＣＰＢの第１の入力端子（反転入力端子）に温度検出電圧ＤＴが入力され、第２の入力端子（非反転入力端子）に基準電圧ＶＲ２が入力される。そして比較回路ＣＰＢは、温度が高くなり、温度検出電圧ＤＴが基準電圧ＶＲ２を下回った場合に、シャットダウン信号ＳＴＤをアクティブ（例えばハイレベル）にする。シャットダウン信号ＳＴＤがアクティブになると、制御回路２０はブリッジ回路１０の全てのトランジスターＱ１〜Ｑ４をオフにするシャットダウン動作を実行する。

例えば過熱保護回路７０の過熱検出の設定温度が１７５度であり、温度が１７５度である時のベース・エミッター間電圧Ｅｂｅが０．３Ｖであったとする。この場合には例えば基準電圧はＶＲ２＝０．６Ｖに設定される。そして温度が１７５度よりも低い場合には、温度検出電圧ＤＴ＝２×Ｅｂｅは、基準電圧ＶＲ２＝０．６Ｖよりも大きいため、比較回路ＣＰＢが出力するシャットダウン信号ＳＴＤは非アクティブ（例えばローレベル）になる。そして、温度が１７５度を超えると、負の温度特性を有する温度検出電圧ＤＴ＝２×Ｅｂｅは、基準電圧ＶＲ２＝０．６Ｖよりも小さくなるため、比較回路ＣＰＢが出力するシャットダウン信号ＳＴＤはアクティブになり、過熱保護によるシャットダウン動作が実行される。

次に本実施形態の温度補償手法の詳細について説明する。図９、図１０は、記憶部６０に記憶される補正テーブル（補正データ）の例である。

ブリッジ回路１０のトランジスターのオン抵抗にはサンプル間のバラツキがある。そこで、図９の補正テーブルを用いて、このオン抵抗のバラツキの影響を低減（吸収）するための補正処理を行う。

具体的には、出荷検査時の温度２５度でのオン抵抗ＲＯＮに合わせたＤＡＣ設定を行う。前述したように本実施形態では、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣの設定により、図３のチョッピング電流ＩＣＰの設定値を可変にできる。例えば図９では、ＤＡＣ設定により、チョッピング電流ＩＣＰの設定値を、５０ｍＡ、１００ｍＡ・・・・７００ｍＡ、７５０ｍＡというように可変にできる。具体的にはＤ／Ａ変換回路ＤＡＣには、チョッピング電流ＩＣＰを設定するための例えば４ビットの設定データが入力される。そして設定データが０００１の場合にはチョッピング電流ＩＣＰを５０ｍＡに設定する基準電圧ＶＲを出力し、００１０の場合にはチョッピング電流ＩＣＰを１００ｍＡに設定する基準電圧ＶＲを出力し、・・・・・１１１１の場合にはチョッピング電流ＩＣＰを７５０ｍＡに設定する基準電圧ＶＲを出力する。

そして例えば温度が２５度である場合に通常（ティピカル値）は１Ωであるオン抵抗ＲＯＮが、製品の出荷検査時に０．８Ωであると検出された場合を想定する。この場合には図９のＡ１に示すように、オン抵抗ＲＯＮが０．８Ωと想定したときに、５０ｍＡ、１００ｍＡ・・・・７００ｍＡ、７５０ｍＡの各チョッピング電流ＩＣＰを適正に検出できるように、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣの設定を行う。

例えばチョッピング電流ＩＣＰの設定値が１００ｍＡであったとする。すると、温度が２５度の場合に１００ｍＡのチョッピング電流ＩＣＰがトランジスターＱ４に流れると、検出電圧Ｖ２は１００ｍＡ×０．８Ω＝０．０８０Ｖになると考えられる。即ち、前述のように製品出荷時においてトランジスターＱ４のオン抵抗は０．８Ωであると検出されているため、トランジスターＱ４のドレイン電圧である検出電圧Ｖ２は、１００ｍＡ×０．８Ω＝０．０８０Ｖになる。従って、この場合には、図９のＡ１に示すようにＤ／Ａ変換回路ＤＡＣは、ＶＲ＝０．０８０Ｖとなる基準電圧ＶＲを出力する。このようにすれば、チョッピング電流ＩＣＰが１００ｍＡに達した時に、チャージ期間からディケイ期間に適切に切り替えることが可能になる。

また、例えばチョッピング電流ＩＣＰの設定値が７００ｍＡであったとする。すると、温度が２５度の場合に７００ｍＡのチョッピング電流ＩＣＰがトランジスターＱ４に流れると、検出電圧Ｖ２は７００ｍＡ×０．８Ω＝０．５６０Ｖになると考えられる。従って、この場合には、図９のＡ１に示すようにＤ／Ａ変換回路ＤＡＣは、ＶＲ＝０．５６０Ｖとなる基準電圧ＶＲを出力する。このようにすれば、チョッピング電流ＩＣＰが７００ｍＡに達した時に、チャージ期間からディケイ期間に適切に切り替えることが可能になる。

図１０はモーター駆動時の温度変化に対する補正テーブルの例である。この補正テーブルでは、例えば２５度を基準とした温度変動に対するオン抵抗の変化率を演算した補正データが記憶されている。

例えば図１０のＢ１に示すように、温度が２５度のときの温度検出電圧がＤＴ＝１．２８８Ｖであったとする。そして、チョッピング電流ＩＣＰ＝５０ｍＡ、１００ｍＡ・・・７００ｍＡ、７５０ｍＡに対応する基準電圧ＶＲを、初期値Ｉ０５０、Ｉ１００・・・Ｉ７００、Ｉ７５０とする。これらの初期値Ｉ０５０、Ｉ１００・・・Ｉ７００、Ｉ７５０は、図９のＡ１に示すＲＯＮ＝０．８Ωの場合の基準電圧ＶＲに設定される。そして図１０の補正テーブルでは、これらの初期値Ｉ０５０、Ｉ１００・・・Ｉ７００、Ｉ７５０に対するオン抵抗（基準電圧ＶＲ）の変化率が補正データとして記憶される。

例えば図１０のＢ２に示すように、温度検出電圧がＤＴ＝１．３９１Ｖであり、温度が０度であると検出された場合に、オン抵抗の変化率は８５．５％になると演算されている。従って、基準電圧ＶＲについても、初期値Ｉ０５０、Ｉ１００・・・Ｉ７００、Ｉ７５０の８５．５％になるように、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣが設定される。

一方、図１０のＢ３に示すように、例えば温度検出電圧がＤＴ＝０．９７７Ｖであり、温度が１００度であると検出された場合に、オン抵抗の変化率は１５８．６％になると演算されている。従って、基準電圧ＶＲについても、初期値Ｉ０５０、Ｉ１００・・・Ｉ７００、Ｉ７５０の１５８．６％になるように、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣが設定される。

このようにすることで、温度変動に対するトランジスターＱ４のオン抵抗の変動についても適正に温度補償できるようになる。

なお図９、図１０の補正テーブルによるＤ／Ａ変換回路ＤＡＣの設定は、例えば下記のようにして実現できる。例えばＤ／Ａ変換回路ＤＡＣとして、第１のＤ／Ａ変換回路（メインＤ／Ａ変換回路）と第２のＤ／Ａ変換回路（補正用Ｄ／Ａ変換回路）を設ける。第１のＤ／Ａ変換回路は、チョッピング電流の設定データ（例えば４ビットのデータ）に基づいて、設定された各チョッピング電流（５０ｍＡ、１００ｍＡ・・・７００ｍＡ、７５０ｍＡ）に対応する基準電圧ＶＲ’を出力する。一方、第２のＤ／Ａ変換回路は、記憶部６０に記憶される補正データ（補正テーブル）に基づいて、第１のＤ／Ａ変換回路が出力する基準電圧ＶＲ’の補正を行って、補正後の電圧を基準電圧ＶＲとして出力する。この場合の補正は、図１０の補正テーブルに記憶される変化率に基づいて実現できる。

例えばＤＴ＝１．３９１Ｖであり、温度が０度である場合には、図９のＡ１で設定された電圧（０．０４０Ｖ、０．０８０Ｖ・・・０．５６０Ｖ、又は０．６００Ｖ）に対して、図１０のＢ２に示す変化率（８５．５％）を乗算した電圧が基準電圧ＶＲとなるように、補正を行う。またＤＴ＝０．９７７Ｖであり、温度が１００度である場合には、図９のＡ１で設定された電圧（０．０４０Ｖ、０．０８０Ｖ・・・０．５６０Ｖ、又は０．６００Ｖ）に対して、図１０のＢ３に示す変化率（１５８．６％）を乗算した電圧が基準電圧ＶＲとなるように、補正を行う。この補正は、例えば第１のＤ／Ａ変換回路が出力した基準電圧ＶＲ’を、抵抗を用いて電圧分割するラダー抵抗回路（第２のＤ／Ａ変換回路）などにより実現できる。

３．変形例
図１１に本実施形態の回路装置の変形例を示す。図１では検出回路３０は、ローサイド側トランジスターＱ４のドレイン電圧を検出電圧Ｖ２として、この検出電圧Ｖ２と基準電圧ＶＲとを比較して、検出結果を出力していた。これに対して図１１の変形例では検出回路３０は、ハイサイド側トランジスターＱ１のドレイン電圧を検出電圧Ｖ１として、この検出電圧Ｖ１と基準電圧ＶＲとを比較して、検出結果を出力している。即ち、図１１の変形例では、ハイサイド側トランジスターＱ１のドレイン・ソース電圧を検出して、チャージ期間からディケイ期間への切り替えを実行している。

例えば図１１では、検出回路３０は、基準電圧生成回路３２、演算増幅器ＯＰＡ、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣ、比較回路ＣＰを含む。そして高電位側の電源ＶＢＢは、ブリッジ回路１０に加えて、演算増幅器ＯＰＡ、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣ、比較回路ＣＰに供給される。また、これらの演算増幅器ＯＰＡ、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣ、比較回路ＣＰには、ハイサイド側ＧＮＤ用のバイアス電圧ＨＢＧが供給されている。即ち、これらの回路は、バイアス電圧ＨＢＧを低電位側電源として動作する。例えばＶＢＢ＝４２Ｖである場合に、バイアス電圧ＨＢＧは例えば３７Ｖに設定される。こうすることで、演算増幅器ＯＰＡ、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣ、比較回路ＣＰは、ＶＢＢ＝４２Ｖを高電位側電源とし、ＨＢＧ＝３７Ｖを低電位側電源として動作するようになる。

演算増幅器ＯＰＡはボルテージフォロワー接続されており、その第１の入力端子（非反転入力端子）には基準電圧生成回路３２からの基準電圧ＶＲが入力され、第２の入力端子（反転入力端子）には演算増幅器ＯＰＡの出力が接続される。これにより、基準電圧ＶＲが、ＨＢＧを低電位側電源電圧とする基準電圧ＶＲＦ２に変換されて、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣに入力される。そしてＤ／Ａ変換回路ＤＡＣが、ＨＢＧを低電位側電源電圧とする基準電圧ＶＲを出力し、比較回路ＣＰが、基準電圧ＶＲと検出電圧Ｖ１の比較動作を行い、比較結果信号ＲＱをレベルシフター３８に出力する。

レベルシフター３８は、例えばＨＢＧ〜ＶＢＢ＝３７Ｖ〜４２Ｖの電圧範囲の検出結果信号ＲＱのレベルシフト動作を行い、例えば０Ｖ〜５Ｖの電圧範囲の検出結果信号ＲＱＬを制御回路２０に出力する。制御回路２０は、この検出結果信号ＲＱＬに基づいてブリッジ回路１０のトランジスターＱ１〜Ｑ４のオン・オフ制御を行う。

例えば、比較回路ＣＰは、ＶＢＢを高電位側電源とし、ＨＢＧを低電位側電源として動作する。そして比較回路ＣＰには、ＨＢＧを低電位側電源電圧とする基準電圧ＶＲが入力され、この基準電圧ＶＲと検出電圧Ｖ１を比較する。一方、ハイサイド側のトランジスターＱ１のソースには高電位側電源ＶＢＢが供給され、比較回路ＣＰに入力される検出電圧Ｖ１は、このトランジスターＱ１のドレイン電圧である。従って、図１１の変形例によれば、ハイサイド側のトランジスターＱ１のドレイン・ソース間電圧をモニターして、トランジスターＱ１のオン電流であるチャージ電流が、チョッピング電流に達した場合に、チャージ期間からディケイ期間に切り替える回路動作が可能になる。

４．電子機器
図１２に、本実施形態の回路装置２００（モータードライバー）が適用された電子機器の構成例を示す。電子機器は、処理部３００、記憶部３１０、操作部３２０、入出力部３３０、回路装置２００、これらの各部を接続するバス３４０、モーター２８０を含む。以下ではモーター駆動によりヘッドや紙送りを制御するプリンターを例にとり説明するが、本実施形態はこれに限定されず、種々の電子機器に適用可能である。

入出力部３３０は例えばＵＳＢコネクターや無線ＬＡＮ等のインターフェースで構成され、画像データや文書データが入力される。入力されたデータは、例えばＤＲＡＭ等の内部記憶装置である記憶部３１０に記憶される。操作部３２０により印刷指示を受け付けると、処理部３００は、記憶部３１０に記憶されたデータの印刷動作を開始する。処理部３００は、データの印刷レイアウトに合わせて回路装置２００（モータードライバー）に指示を送り、回路装置２００は、その指示に基づいてモーター２８０を回転させ、ヘッドの移動や紙送りを行う。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また回路装置の構成、動作や温度補償手法も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

Ｑ１、Ｑ３ ハイサイド側トランジスター、Ｑ２、Ｑ４ ローサイド側トランジスター、
ＰＲ１〜ＰＲ４ ドライバー回路、ＤＡＣ Ｄ／Ａ変換回路、
ＣＰ、ＣＰＢ 比較回路、ＡＤＣ Ａ／Ｄ変換回路、ＯＰＡ 演算増幅器、
ＤＧ１〜ＤＧ４ 駆動信号、ＩＮ１〜ＩＮ４ 制御信号、
１０ ブリッジ回路、１８ プリドライバー、２０ 制御回路、３０ 検出回路、
３２ 基準電圧生成回路、３８ レベルシフター、５０ 温度補償回路、５２ 処理部、
６０ 記憶部、７０ 過熱保護回路、７２ 温度検出部、
１００ モーター、２００ 回路装置、３００ 処理部、３１０ 記憶部、
３２０ 操作部、３３０ 入出力部、

Claims (12)

1. ハイサイド側のトランジスターとローサイド側のトランジスターとを有するブリッジ回路と、
   前記ローサイド側のトランジスター及び前記ハイサイド側のトランジスターの少なくとも一方のトランジスターのオン電流とオン抵抗とによって設定される検出電圧と、基準電圧とを比較して、検出結果を出力する検出回路と、
   前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターのオン・オフ制御を行い、前記検出回路での前記検出結果に基づいて、チャージ期間からディケイ期間への切り替えを行う制御回路と、
   を含むことを特徴とする回路装置。
2. 請求項１において、
   前記基準電圧は、前記検出電圧の第１の温度特性を補償する第２の温度特性を有し、
   前記検出回路は、
   前記検出電圧と、前記第２の温度特性の前記基準電圧とを比較して、前記検出結果を出力することを特徴とする回路装置。
3. 請求項２において
   温度検出部からの温度検出結果に基づいて、前記基準電圧の温度特性を前記第２の温度特性に設定する温度補償回路を含むことを特徴とする回路装置。
4. 請求項３において、
   前記温度検出部は、
   前記温度検出結果として第３の温度特性の温度検出電圧を出力し、
   前記温度補償回路は、
   前記第３の温度特性の前記温度検出電圧に基づいて、前記基準電圧の温度特性を前記第２の温度特性に設定する補正処理を行うことを特徴とする回路装置。
5. 請求項３又は４において、
   前記温度検出部を有し、過熱保護動作を行う過熱保護回路を含み、
   前記温度補償回路は、
   前記過熱保護回路の前記温度検出部からの前記温度検出結果に基づいて、前記基準電圧の温度特性を前記第２の温度特性に設定することを特徴とする回路装置。
6. 請求項３乃至５のいずれかにおいて、
   前記検出回路は、
   チャージ期間からディケイ期間の切り替えの判定に用いられるチョッピング電流を可変に設定するためのＤ／Ａ変換回路を含み、
   前記温度補償回路は、
   前記Ｄ／Ａ変換回路の設定により前記Ｄ／Ａ変換回路から出力される電圧である前記基準電圧の温度特性を、第２の温度特性に設定することを特徴とする回路装置。
7. 請求項２乃至６のいずれかにおいて、
   前記基準電圧の温度特性を前記第２の温度特性に設定するための補正データを記憶する記憶部を含むことを特徴とする回路装置。
8. 請求項２乃至７のいずれかにおいて、
   前記第１の温度特性及び前記第２の温度特性は正の温度特性であることを特徴とする回路装置。
9. 請求項１乃至８のいずれかにおいて、
   前記検出回路は、
   前記検出電圧である前記ローサイド側トランジスターのドレイン電圧と、前記基準電圧とを比較して、前記検出結果を出力することを特徴とする回路装置。
10. 請求項１乃至８のいずれかにおいて、
    前記検出回路は、
    前記検出電圧である前記ハイサイド側のトランジスターのドレイン電圧と、前記基準電圧とを比較して、前記検出結果を出力することを特徴とする回路装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれかにおいて、
    前記制御回路は、
    前記検出電圧が前記基準電圧を超えた場合に、前記チャージ期間から前記ディケイ期間への切り替えが行われるように、前記ハイサイド側のトランジスター及び前記ローサイド側のトランジスターのオン・オフ制御を行うことを特徴とする回路装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれかに記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。

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