JP2015091112A - 受信装置及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の受信装置において、遅延時間がガードインターバル長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減する。【解決手段】受信装置１は、受信信号の等価ベースバンド信号を、時間領域において重み係数を用いて重み付けて合成処理して受信系列の分離を行い、合成信号を出力する時間領域空間フィルタ部４０と、前記合成信号を周波数領域へ変換した合成信号の周波数領域信号に等化係数を用いて等化処理を行った後、再び時間領域へ変換した等化信号を出力する周波数領域等化部５０と、前記等化信号を周波数領域へ変換した周波数領域等化信号のチャネル応答行列を推定し、該チャネル応答行列を用いて送信信号を推定した推定送信信号を出力する周波数領域空間フィルタ部６０と、前記重み係数及び前記等化係数を算出する適応制御部９０と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、空間分割多重されたＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）−ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する受信装置に関し、特にデジタル放送や無線ＬＡＮなどにおいて電波を受信する際に問題となる長遅延マルチパス環境においても送信データを正しく受信することのできる受信装置及びプログラムに関する。

デジタル放送や無線ＬＡＮなどに採用されているマルチキャリア変調方式にＯＦＤＭがある。ＯＦＤＭではマルチパスに対する耐性を得るために、ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）あるいはサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）と呼ばれる区間を設けている。ＯＦＤＭでは送信元から受信点までの伝送路の遅延広がりがＧＩ長以内である場合には、チャネル等化が可能であることが知られている。

一方、送信・受信の双方で複数のアンテナを使用するＭＩＭＯ構成による情報伝送に関する検討が行われている。特に、それぞれのアンテナから異なる情報を伝送する空間分割多重ＭＩＭＯは、送信アンテナの数に比例して伝送容量を大きくすることができるという利点を持つ。空間分割多重ＭＩＭＯ方式の受信方法としては、ゼロフォーシング法やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法などが知られている。

ＯＦＤＭを変調方式としたＭＩＭＯ構成による情報伝送はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭと呼ばれ、両者の利点を矛盾なく組み合わせることができる。しかし、ＯＦＤＭではチャネルの遅延広がりがＧＩ長を越える場合、シンボル間干渉及びキャリア間干渉の発生により受信特性が著しく損なわれるという問題がある。この問題はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭにおいても同様である。この、ＯＦＤＭ伝送における長遅延マルチパス環境における特性劣化を低減するための方法として、時間領域においてマルチパスをキャンセルする方式や、周波数領域でマルチパスを等化するＯＦＤＭ信号受信装置が知られている（例えば、特許文献１乃至３を参照）。

一方、空間分割多重ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式における長遅延マルチパス耐性を有する受信方式としてターボ等化方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。これはＭＡＰ（Maximum a posteriori probability）復号における尤度比を用いてシンボル間干渉及びキャリア間干渉成分のレプリカを生成し、受信信号から差し引くことにより伝送特性を改善するものである。

特許第４１７７７０８号公報 特許第５０２３００６号公報 特許第５０２３００７号公報

Satoshi Suyama, Hiroshi Suzuki, and Kazuhiko Fukawa, A MIMO-OFDM receiver employing the low-complexity turbo equalization in multipath environments with delay difference greater than the guard interval. IEICE Trans.Commun., E88-B(1):39-46, 2005.

しかし、空間分割多重ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭにおいては、受信した信号は空間分割多重されており、系列間干渉が生じているため、従来のＯＦＤＭによる受信方式を用いても十分な効果を得られないという問題があった。

一方、ターボ等化方式では、一般にＭＡＰ復号における処理量は変調多値数に対して指数関数的増大するため、変調多値数が大きい場合には実現が困難であった。また、時間−周波数領域変換にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を用いることができないという問題があった。このため、この手法を適用できるシステムはキャリア数が小さい場合に限られ、例えば非特許文献１における例はキャリア数が５２となっている。一方、放送の分野においてはＦＦＴサイズの拡大が検討されている。例えば，ＤＶＢ−Ｔ２（Digital Video Broadcasting - Terrestrial 2）ではＦＦＴサイズを８１９２（２^１３）から３２７６８（２^１５）へと拡張している．

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、ガードインターバル長を越えるマルチパスに対する耐性を有する、空間分割多重されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置及びプログラムを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、受信系列数分のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、受信信号の等価ベースバンド信号を、時間領域において重み係数を用いて重み付けて合成処理して受信系列の分離を行い、合成信号を出力する時間領域空間フィルタ部と、前記合成信号を周波数領域へ変換し、周波数領域合成信号に等化係数を用いて等化処理を行った後、再び時間領域へ変換した等化信号を出力する周波数領域等化部と、前記等化信号を周波数領域へ変換し、周波数領域等化信号のチャネル応答行列を推定し、該チャネル応答行列を用いて送信信号を推定した推定送信信号を出力する周波数領域空間フィルタ部と、前記重み係数及び前記等化係数を算出する適応制御部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記適応制御部は、前記チャネル応答行列の要素ごとに絶対値を算出する絶対値算出部と、全サブキャリアに渡って前記絶対値を要素ごとに加算した加算行列を生成する全キャリア加算部と、前記加算行列のそれぞれの行について最大値を示す列インデックスを出力する最大値検出部と、前記列インデックスに基づいて、前記チャネル応答行列について希望波の要素をチャネル応答として出力するとともに、前記推定送信信号及び前記周波数領域等化信号についてそのまま又は並べ替えて出力するセレクタと、前記セレクタの出力する推定送信信号を復調して復調信号を生成する復調部と、前記復調信号を再変調して再変調信号を生成する変調部と、前記再変調信号にパイロット信号を挿入してパイロット挿入再変調信号を生成するパイロット挿入部と、前記パイロット挿入再変調信号を用いて前記重み係数を算出する重み係数制御部と、前記パイロット挿入再変調信号を用いて前記等化係数を算出する等化係数制御部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記時間領域空間フィルタ部は、時間領域において前記等価ベースバンド信号のアレー合成を行う受信系列数分のアレー合成部を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記周波数領域等化部は、前記合成信号を２のべき乗倍、且つサブキャリア数の２倍以上のサイズでＦＦＴ処理して前記周波数領域合成信号を生成する等化用ＦＦＴ部と、前記周波数領域合成信号を前記等化係数で除算する等化部と、前記等化部の出力信号をＩＦＦＴ処理して前記等化信号を生成するＩＦＦＴ部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記周波数領域空間フィルタ部は、前記等化信号からガードインターバルを除去するＧＩ除去部と、前記ガードインターバルの除去された等化信号を周波数領域へ変換し、前記周波数領域等化信号を生成するＦＦＴ部と、前記周波数領域等化信号からチャネル応答行列を推定するチャネル推定部と、前記チャネル応答行列の逆フィルタを算出する逆フィルタ算出部と、前記逆フィルタを用いて前記周波数領域等化信号をサブキャリアごとに合成する空間フィルタ部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記逆フィルタ算出部は、ゼロフォーシング規範又はＭＭＳＥ規範に基づいて前記チャネル応答行列の逆フィルタを算出することを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記等化係数制御部は、受信系列数分の等化係数算出部を備え、各等化係数算出部は、前記セレクタが出力する前記周波数領域等化信号を前記再変調信号で除算する第１の除算部と、前記第１の除算部の出力信号を前記チャネル応答で除算する第２の除算部と、前記第２の除算部の出力信号から等化誤差を求めて出力する等化誤差算出部と、前記等化誤差を時間領域に変換するＩＦＦＴ部と、前記ＩＦＦＴ部の出力信号に適応係数を乗じる乗算部と、前記乗算部の出力信号に遅延部の出力信号を加算して遅延プロファイルを算出する加算部と、前記遅延プロファイルを周波数領域に変換する領域変換部と、を有し、前記遅延部は、前記加算部から入力される遅延プロファイルを遅延させることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記重み係数制御部は、前記等化信号を遅延させる遅延部と、前記遅延部の出力信号からガードインターバルを除去するＧＩ除去部と、受信系列数分の重み係数算出部を備え、前記重み係数算出部は、サブキャリアごとに前記再変調信号及び前記チャネル応答を乗じて参照信号を算出する第１の乗算部と、前記参照信号を時間領域信号に変換して時間領域参照信号を生成するＩＦＦＴ部と、前記ＧＩ除去部の出力信号の自己相関行列を求める自己相関算出部と、前記ＧＩ除去部の出力信号、及び前記時間領域参照信号の相互相関ベクトルを求める相互相関算出部と、前記自己相関行列の逆行列を求める逆行列算出部と、前記逆行列に前記相互相関ベクトルを乗じる第２の乗算部と、前記第２の乗算部の出力するベクトルの複素共役値を出力する複素共役部と、を有することを特徴とする。

また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。

本発明によれば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の受信装置において、遅延時間がガードインターバル長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減することができる。

また、本発明によれば、時間−周波数領域変換処理において、高速演算手法であるＦＦＴを利用できるため、キャリア数が多い場合にも適用できるとともに、計算量を変調多値数に依存させないようにすることができる。

本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における時間領域空間フィルタ部の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における周波数領域等化部の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における周波数領域空間フィルタ部の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における適応制御部の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における選択部の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における重み係数制御部の構成例を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る受信装置における等化係数制御部の構成例を示すブロック図である。 伝搬路の遅延広がりがＧＩ長を越える場合のビット誤り率特性を示す図である。 周波数領域空間フィルタ部の出力信号のコンスタレーションを示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。本実施形態では、受信系列数（受信アンテナ数）が２の場合について説明する。

図１は本発明に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示す受信装置１は、受信系列数分の周波数変換部１０（１０−１，１０−２）と、受信系列数分のＡ／Ｄ変換部２０（２０−１，２０−２）と、受信系列数分の直交復調部３０（３０−１，３０−２）と、時間領域空間フィルタ部４０と、受信系列数分の周波数領域等化部５０（５０−１，５０−２）と、周波数領域空間フィルタ部６０と、多重部７０と、誤り訂正復号部８０と、適応制御部９０とを備える。

周波数変換部１０は、受信したＯＦＤＭ信号をＩＦ信号に周波数変換し、それぞれＡ／Ｄ変換部２０に出力する。

Ａ／Ｄ変換部２０は、周波数変換部１０から入力されるＩＦ信号をＡ／Ｄ変換してデジタルＩＦ信号に変換し、それぞれ直交復調部３０に出力する。

直交復調部３０は、Ａ／Ｄ変換部２０から入力されるデジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を時間領域空間フィルタ部４０に出力する。

時間領域空間フィルタ部４０は、直交復調部３０から入力される等価ベースバンド信号を、適応制御部９０から入力される重み係数を用いてアレー合成することで受信系列の分離を行い、受信系列数分の合成信号を生成し、それぞれ周波数領域等化部５０に出力する。時間領域空間フィルタ部４０により、受信系列間の干渉（ストリーム間干渉）が除去される。時間領域空間フィルタ部４０の詳細については後述する。

周波数領域等化部５０は、時間領域空間フィルタ部４０から入力される合成信号を周波数領域において等化処理し、時間領域の等化信号を周波数領域空間フィルタ部６０及び適応制御部９０に出力する。周波数領域等化部５０により、ＧＩ長越えマルチパスによるシンボル間干渉が除去される。周波数領域等化部５０の詳細については後述する。

周波数領域空間フィルタ部６０は、受信系列数分の周波数領域等化部５０から入力される等化信号を、周波数領域において空間フィルタ処理し、受信系列の分離及びチャネル等化を行う。周波数領域空間フィルタ部６０は、ＦＦＴ信号、チャネル応答行列（伝送路応答行列）、及び空間フィルタの出力信号を適応制御部９０に出力するとともに、空間フィルタの出力信号を多重部７０に出力する。周波数領域空間フィルタ部６０の詳細については後述する。

多重部７０は、受信系列数分の周波数領域空間フィルタ部６０の出力信号を多重し、誤り訂正復号部８０に出力する。

誤り訂正復号部８０は、多重化された周波数領域空間フィルタ部６０の出力信号を用いて誤り訂正復号処理を行い、受信ビット列を外部に出力する。

適応制御部９０は、時間領域空間フィルタ部４０で用いる重み係数、及び周波数領域等化部５０で用いる等化係数を算出する。適応制御部９０の詳細については後述する。

［時間領域空間フィルタ部］
図２は時間領域空間フィルタ部４０の構成例を示すブロック図である。時間領域空間フィルタ部４０は、時間領域においてアレー合成を行う受信系列数分のアレー合成部を備える。具体的には、受信系列数の２乗分の乗算部４１（４１−１，４１−２，４１−３，４１−４）と、受信系列数分の加算部４２（４２−１，４２−２）とを備える。乗算部４１−１，４１−２、及び加算部４２−１により第１の受信系列のアレー合成部を構成し、乗算部４１−３，４１−４、及び加算部４２−２により第２の受信系列のアレー合成部を構成する。時間領域空間フィルタ部４０には直交復調部３０から受信系列数分の等価ベースバンド信号が入力され、適応制御部９０から受信系列数分の重み係数ベクトルが入力される。直交復調部３０から入力される受信系列数分の等価ベースバンド信号はそれぞれ２分配され、乗算部４１に入力される。

乗算部４１は、等価ベースバンド信号に重み係数ベクトルを乗じて加算部４２に出力する。

加算部４２は、受信系列数分の乗算部４１の出力を加算した合成信号を、時間領域空間フィルタ部４０の出力信号として出力する。

［周波数領域等化部］
図３は周波数領域等化部５０の構成例を示すブロック図である。図３に示す周波数領域等化部５０は、ＦＦＴ部５１と、等化部５２と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部５３とを備える。

ＦＦＴ部５１は、時間領域空間フィルタ部４０から入力される合成信号をＦＦＴ処理し、周波数領域の合成信号に変換する。ＦＦＴ部５１のＦＦＴサイズを２のべき乗倍、且つサブキャリア数の２倍以上となる大きな値にする。後述する周波数領域空間フィルタ部６０のＦＦＴ部６２のＦＦＴサイズを２^ｎとすると、ＦＦＴ部５１のＦＦＴサイズは２^ｎ＋ｍ（ｍは１以上の正の整数）となる。例えば、サブキャリア数が５６１７本の場合、ＦＦＴ部６２のＦＦＴサイズは８１９２（２^１３）であるのに対し、ＦＦＴ部５１のＦＦＴサイズは１６３８４（２^１４）以上の２のべき乗の値（３２７６８（２^１５）など）とする。

サブキャリア数Ｎが２^ｎ-１＜Ｎ≦２^ｎである場合に、ＦＦＴ部５１のＦＦＴサイズを２^ｎ＋ｍ（ｍは１以上の正の整数）とすることにより、周波数領域等化部５０はＯＦＤＭのキャリア間隔の２^{（ｍ−１）}分の１の分解能を有することとなる。よって、周波数特性歪みを補正することでキャリア間の直交性が復元され、ＧＩ越えマルチパスによる歪みを等化することができる。

等化部５２は、ＦＦＴ部５１の出力する周波数領域の合成信号を適応制御部９０から入力される等化係数で、キャリア間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で除算することで周波数特性歪みを等化し、ＩＦＦＴ部５３に出力する。

ＩＦＦＴ部５３は、等化部５２の出力信号をＦＦＴ部５１と同じサイズでＩＦＦＴして時間領域信号に変換し、等化信号の時間領域信号を周波数領域空間フィルタ部６０及び適応制御部９０へ出力する。

［周波数領域空間フィルタ部］
図４は周波数領域空間フィルタ部６０の構成例を示すブロック図である。図４に示す周波数領域空間フィルタ部６０は、受信系列数分のＧＩ除去部６１（６１−１，６１−２）と、受信系列数分のＦＦＴ部６２（６２−１，６２−２）と、チャネル推定部６３と、逆フィルタ算出部６４と、空間フィルタ６５とを備える。

ＧＩ除去部６１は、周波数領域等化部５０から入力される等化信号からＧＩを除去し、有効シンボルに相当する区間の信号を抽出してそれぞれＦＦＴ部６２に出力する。

ＦＦＴ部６２は、有効シンボル区間分の等化信号をＦＦＴ処理により周波数領域の信号（ＦＦＴ信号）に変換し、チャネル推定部６３、空間フィルタ６５、及び適応制御部９０に出力する。

チャネル推定部６３は、受信系列数分のＦＦＴ信号が入力され、チャネル応答行列を推定し、逆フィルタ算出部６４、及び適応制御部９０に出力する。チャネル推定の方法としては送信信号にパイロット信号を挿入し、それぞれの送信系列の信号を時空間符号化する方法が知られている。例えば式（１）で示されるAlamoutiの符号を用いると、受信信号に対してその逆行列を乗算することにより、式（２）に示すようにチャネル応答行列を推定することができる。

ここで、ｙ_ｉ，ｋはｉ番目の受信系列信号におけるｋ番目のサブキャリアの受信信号を示す。また、全サブキャリアにパイロット信号が多重されていない場合にはサブキャリア方向に内挿補間すればよい。

逆フィルタ算出部６４は、チャネル推定部６３からサブキャリアごとのチャネル応答行列が入力され、その逆フィルタを算出して出力する。例えば、ゼロフォーシング規範に基づく逆フィルタは式（３）で示される。ここで上付きのＨは複素共役転置を示す。

また、雑音の影響も考慮するＭＭＳＥ規範に基づく逆フィルタは式（４）で示される。ここで、上付きの＊は複素共役を、Ｎｔ、Ｎｒはそれぞれ送信系列数、受信系列数を、ρ_０は総送信電力を１系列で送信した場合の平均Ｓ／Ｎを示す。また、Ｉ_Ｎｒは（Ｎｒ×Ｎｒ）の単位行列である。

空間フィルタ６５は、ＦＦＴ部６２から受信系列数分の周波数領域信号が入力され、逆フィルタ算出部６４から逆フィルタを示す行列が入力され、両者を乗じてフィルタ処理を行い、受信系列数分の推定送信信号を出力する。

［適応制御部］
図５は適応制御部９０の構成例を示すブロック図である。図５に示す適応制御部９０は、選択部９１と、受信系列数分のＱＡＭ（quadratureamplitude modulation）復調部９２（９２−１，９２−２）と、受信系列数分のＱＡＭ変調部９３（９３−１，９３−２）と、受信系列数分のパイロット挿入部９４（９４−１，９４−２）と、受信系列数分の重み係数制御部９５（９５−１，９５−２）と、受信系列数分の等化係数制御部９６（９６−１，９６−２）とを備える。

選択部９１は、周波数領域空間フィルタ部６０から入力されるチャネル応答行列、推定送信信号、及びＦＦＴ信号を選択して出力する。選択部９１の詳細については後述する。

ＱＡＭ復調部９２は、選択部９１の出力する推定送信信号をＱＡＭ復調し、ＱＡＭ変調部９３に出力する。

ＱＡＭ変調部９３は、ＱＡＭ復調部９２の出力信号を再変調し、パイロット挿入部９４に出力する。

パイロット挿入部９４は、ＱＡＭ再変調された信号にパイロット信号を挿入した再変調信号を、重み係数制御部９５及び等化係数制御部９６に出力する。

重み係数制御部９５は、時間領域空間フィルタ部４０で用いる重み係数を算出する。重み係数制御部９５の詳細については後述する。

等化係数制御部９６は、周波数領域等化部５０で用いる等化係数を算出する。等化係数制御部９６の詳細については後述する。

［選択部］
図６は、選択部９１の構成例を示すブロック図である。図６に示す選択部９１は、絶対値算出部９１１と、全キャリア加算部９１２と、最大値検出部９１３と、第１セレクタ９１４と、第２セレクタ９１５と、第３セレクタ９１６とを備えており、周波数領域空間フィルタ部６０からチャネル応答行列、受信系列数分の周波数領域信号、及び受信系列数分のＦＦＴ信号が入力され、受信系列を並び替えて出力する。入力されるチャネル応答行列は２分配され、一方は絶対値算出部９１１へ入力され、他方は第１セレクタ９１４へ入力される。

絶対値算出部９１１は、チャネル応答行列の各要素について絶対値を算出して、全キャリア加算部９１２に出力する。サブキャリア番号ｋにおけるチャネル応答行列を式（５）で定義すると、チャネル応答行列の絶対値は式（６）で示される。

全キャリア加算部９１２は、絶対値算出部９１１から入力されるチャネル応答行列の絶対値を全サブキャリアについて加算して、式（７）で示される加算結果Ｑを最大値検出部９１３に出力する。ここで、Ｋは全サブキャリア数を示す。

最大値検出部９１３は、全キャリア加算部９１２から入力されるチャネル応答行列の絶対値の加算結果Ｑの各行について、式（８）で示される、最大値を示す列インデックスを出力する。

ここでＩ_ｉは、受信系列ｉを受信するために最も寄与の大きい受信系列を示すものである。最大値検出部９１３の出力する列インデックスは３分配され、第１セレクタ９１４、第２セレクタ９１５、及び第３セレクタ９１６に入力される。

第１セレクタ９１４は、周波数領域空間フィルタ部６０からチャネル応答行列が入力され、最大値検出部９１３から列インデックスが入力され、それぞれの行について列インデックスが示す要素を、式（９）に基づいて出力する。ここで、上付きのＴは転置を示す。例えば、２×２ＭＩＭＯで列インデックスＩ_１＝１、Ｉ_２＝２の場合、第１セレクタ９１４は、ｈ_１１及びｈ_２２を出力する。つまり、第１セレクタ９１４は、チャネル応答行列について希望波の要素をチャネル応答として出力する。

第２セレクタ９１５は、最大値検出部９１３から入力される列インデックスの値によって、周波数領域空間フィルタ部６０から入力される受信系列数分の推定送信信号を、そのまま出力するか、入れ替えて出力するかのいずれかを選択する。例えば、２×２ＭＩＭＯにおいて、列インデックスＩ_１＝１、Ｉ_２＝２の場合には、第２セレクタ９１５は推定送信信号をそのまま出力し、列インデックスＩ_１＝２、Ｉ_２＝１の場合には、第２セレクタ９１５は受信系列数分の推定送信信号を入れ替えて出力する。

第３セレクタ９１６は、最大値検出部９１３から入力される列インデックスの値によって、周波数領域空間フィルタ部６０から入力される受信系列数分のＦＦＴ信号を、そのまま出力するか、入れ替えて出力するかのいずれかを選択する。例えば、２×２ＭＩＭＯにおいて、列インデックスＩ_１＝１、Ｉ_２＝２の場合には、第３セレクタ９１６はＦＦＴ信号をそのまま出力し、列インデックスＩ_１＝２、Ｉ_２＝１の場合には、第３セレクタ９１６は受信系列数分のＦＦＴ信号を入れ替えて出力する。

［重み係数制御部］
図７は重み係数制御部９５の構成例を示すブロック図である。ここでは、第１の受信系列の重み係数制御部９５（９５−１）を示している。それぞれの重み係数制御部９５は、受信系列数分の遅延部９５１（９５１−１，９５１−２）と、受信系列数分のＧＩ除去部９５２（９５２−１，９５２−２）と、重み係数算出部９５３とを備える。なお、受信系列数分の重み係数制御部９５のうち、１つの重み係数制御部９５−１のみ遅延部９５１及びＧＩ除去部９５２を備えるようにしてもよく、その場合、重み係数制御部９５−１のＧＩ除去部９５２の出力信号は他の重み係数制御部９５−２の重み係数算出部９５３に入力される。

遅延部９５１は、周波数領域等化部５０−１，５０−２から入力される等化信号を遅延させてそれぞれＧＩ除去部９５２に出力する。

ＧＩ除去部９５２は、遅延部９５１から入力される等化信号からＧＩを除去して有効シンボルに相当する区間の信号を抽出し、それぞれ重み係数算出部９５３に出力する。

重み係数算出部９５３は、受信系列数分のＧＩ除去部９５２から有効シンボル区間に相当する等化信号が入力され、選択部９１からチャネル応答が入力され、パイロット挿入部９４から再変調信号が入力され、重み係数を算出して出力する。

重み係数算出部９５３は、第１乗算部９５３１と、ＩＦＦＴ部９５３２と、自己相関算出部９５３３と、相互相関算出部９５３４と、逆行列算出部９５３５と、第２乗算部９５３６と、複素共役部９５３７とを備える。ＧＩ除去部９５２から入力される等化信号は２分配され、一方は自己相関算出部９５３３へ、他方は相互相関算出部９５３４へ入力される。

第１乗算部９５３１は、適応制御部９０から入力されるチャネル応答及び再変調信号をサブキャリアごとに乗算して周波数領域における参照信号を生成し、ＩＦＦＴ部９５３２に出力する。

ＩＦＦＴ部９５３２は、第１乗算部９５３１により生成された参照信号をＩＦＦＴにより時間領域に変換し、時間領域の参照信号を相互相関算出部９５３４に入力する。サブキャリア番号ｋについてのチャネル応答をｈ_ｋ、再変調信号をｄ_ｋとすると、ＩＦＦＴ部９５３２が出力する時間領域の参照信号ｒ（ｔ）は式（１０）で示される。

自己相関算出部９５３３は、受信系列数分の等化信号の自己相関行列を算出し、逆行列算出部９５３５に出力する。受信系列数分の等化信号からなるベクトルを式（１１）で定義すると、自己相関算出部９５３３の出力は式（１２）で示される。ここでＥ［・］はアンサンブル平均を示す。

相互相関算出部９５３４は、受信系列数分のＧＩ除去部９５２から等化信号が入力され、ＩＦＦＴ部９５３２から時間領域の参照信号が入力され、式（１３）により相互相関ベクトルを算出して第２乗算部９５３６へ出力する。

逆行列算出部９５３５は、自己相関算出部９５３３から入力される自己相関行列の逆行列を算出して第２乗算部９５３６へ出力する。

第２乗算部９５３６は、逆行列算出部９５３５入力される自己相関行列の逆行列と、相互相関算出部９５３４から入力される相互相関ベクトルとを乗じ、式（１４）で示されるベクトルωを複素共役部９５３７へ出力する。

複素共役部９５３７は、第２乗算部９５３６から入力されるベクトルωの複素共役値を出力する。

［等化係数制御部］
図８は等化係数制御部９６の構成例を示すブロック図である。ここでは、第１の受信系列の等化係数制御部９６（９６−１）を示している。それぞれの等化係数制御部９６は、第１除算部９６１と、第２除算部９６２と、等化誤差算出部９６３と、ＩＦＦＴ部９６４と、乗算部９６５と、加算部９６６と、遅延部９６７と、ＦＦＴ部９６８とを備える。

等化係数制御部９６は、選択部９１から受信系列数分のＦＦＴ信号、再変調信号、及びチャネル応答が入力され、等化係数を算出して周波数領域等化部に出力する。

第１除算部９６１は、サブキャリアごとにＦＦＴ信号を再変調信号で除算することにより周波数特性を算出し、第２除算部９６２に出力する。

第２除算部９６２は、第１除算部９６１から入力される周波数特性を適応制御部９０から入力されるチャネル応答で除算して第２の周波数特性Ｆ_ｋを算出し、等化誤差算出部９６３に入力する。

等化誤差算出部９６３は、第２除算部９６２から入力される第２の周波数特性Ｆ_ｋから式（１５）によりサブキャリアごとの等化誤差Ｅ_ｋを算出し、ＩＦＦＴ部９６４に出力する。

ＩＦＦＴ部９６４は、等化誤差をＩＦＦＴにより時間領域に変換して乗算部９６５へ出力する。

乗算部９６５は、ＩＦＦＴ部９６４から入力される時間領域の等化誤差にあらかじめ定められた適応係数を乗じて加算部９６６に出力する。

加算部９６６は、乗算部９６５から入力される時間領域の等化誤差と遅延部９６７から入力される遅延プロファイルを加算して新たな遅延プロファイルを算出する。加算部９６６の出力する遅延プロファイルは２分配され、一方は遅延部９６７へ、他方はＦＦＴ部９６８へ入力される。

遅延部９６７は、加算部９６６から入力される遅延プロファイルを単位更新時間遅延させて加算部９６６に出力する。

ＦＦＴ部９６８は、加算部９６６から入力される遅延プロファイルをＦＦＴサイズの２のべき乗倍のサイズでＦＦＴすることにより周波数領域に変換して、等化係数として周波数領域等化部に出力する。

以上のように、受信装置１は、時間領域空間フィルタ部４０により、受信信号の等価ベースバンド信号に対して重み係数を用いて重み付けて合成処理して受信系列の分離を行い、合成信号を出力し、周波数領域等化部５０により、合成信号を周波数領域へ変換し、周波数領域合成信号に等化係数を用いて等化処理を行った後、再び時間領域へ変換した等化信号を出力し、周波数領域空間フィルタ部６０により、等化信号を周波数領域へ変換し、周波数領域等化信号のチャネル応答行列を推定し、該チャネル応答行列を用いて送信信号を推定した推定送信信号を出力し、適応制御部９０により、重み係数及び等化係数を算出する。これにより、受信装置１は、遅延時間がガードインターバル長を越えるマルチパスによる受信特性の劣化を低減することができる。

図９は、伝搬路の遅延広がりがＧＩ長を越える場合のビット誤り率（ＢＥＲ）特性を示す図である。本発明に係る受信装置１と従来のゼロフォーシング空間フィルタのみを用いる受信装置とを比較すると、誤り率特性が大幅に改善していることが分かる。このシミュレーションでは、変調方式はＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）に準拠するものとし、モード３、シンボル長１００８μｓ、ＧＩ長１２６μｓ、ＧＩ比１／８とし、誤り訂正は無しとした。キャリア変調はＩＳＤＢ−Ｔよりも多値数の多い１０２４ＱＡＭとし、ＭＩＭＯ構成をとるため、パイロット信号はＳＰに直交符号化を施した。また、ＭＩＭＯ伝搬路行列は式（１６）に示すものを用いた。ここで、Ｄ_１＝０．０１、Ｄ_２＝０．１、Ｄ_３＝０．１とした。遅延時間は、Ｔ_１＝１８４.６μｓ、Ｔ_２＝１９６.９μｓとした。

図１０は、周波数領域空間フィルタ部６０の出力信号のコンスタレーションを示す図である。図１０（ａ）は、時間領域空間フィルタ部４０を備えない場合のコンスタレーションを示しており、図１０（ｂ）は時間領域空間フィルタ部４０を備える場合のコンスタレーションを示している。この図から明らかなように、受信装置１は時間領域空間フィルタ部４０を備えることにより、ＧＩ越えマルチパスによる周波数特性歪みを補正し、正常に受信することができる。

なお、上述した受信装置１として機能させるためにコンピュータを用いることができ、そのようなコンピュータは、受信装置１の各機能を実現する処理内容を記述したプログラムを当該コンピュータの記憶部に格納しておき、当該コンピュータのＣＰＵによってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。なお、このプログラムは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録することができる。

上述の実施形態は、代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、上述の実施形態では、受信系列数が２の場合について説明したが、受信系列数が２以外の場合についても同様に本発明を適用することができる。また、実施形態に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。

１ 受信装置
１０ 周波数変換部
２０ Ａ／Ｄ変換部
３０ 直交復調部
４０ 時間領域空間フィルタ部
４１ 乗算部
４２ 加算部
５０ 周波数領域等化部
５１ ＦＦＴ部
５２ 等化部
５３ ＩＦＦＴ部
６０ 周波数領域空間フィルタ部
６１ ＧＩ除去部
６２ ＦＦＴ部
６３ チャネル推定部
６４ 逆フィルタ算出部
６５ 空間フィルタ
７０ 多重部
８０ 誤り訂正復号部
９０ 適応制御部
９１ 選択部
９２ ＱＡＭ復調部
９３ ＱＡＭ変調部
９４ パイロット挿入部
９５ 重み係数制御部
９６ 等化係数制御部
９１１ 絶対値算出部
９１２ 全キャリア加算部
９１３ 最大値検出部
９１４ 第１セレクタ
９１５ 第２セレクタ
９１６ 第３セレクタ
９５１ 遅延部
９５２ ＧＩ除去部
９５３ 重み係数算出部
９６１ 第１除算部
９６２ 第２除算部
９６３ 等化誤差算出部
９６４ ＩＦＦＴ部
９６５ 乗算部
９６６ 加算部
９６７ 遅延部
９６８ ＦＦＴ部
９５３１ 第１乗算部
９５３２ ＩＦＦＴ部
９５３３ 自己相関算出部
９５３４ 相互相関算出部
９５３５ 逆行列算出部
９５３６ 第２乗算部
９５３７ 複素共役部

Claims (9)

1. 受信系列数分のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
   受信信号の等価ベースバンド信号を、時間領域において重み係数を用いて重み付けて合成処理して受信系列の分離を行い、合成信号を出力する時間領域空間フィルタ部と、
   前記合成信号を周波数領域へ変換した周波数領域合成信号に等化係数を用いて等化処理を行った後、再び時間領域へ変換した等化信号を出力する周波数領域等化部と、
   前記等化信号を周波数領域へ変換した周波数領域等化信号のチャネル応答行列を推定し、該チャネル応答行列を用いて送信信号を推定した推定送信信号を出力する周波数領域空間フィルタ部と、
   前記重み係数及び前記等化係数を算出する適応制御部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記適応制御部は、
   前記チャネル応答行列の要素ごとに絶対値を算出する絶対値算出部と、
   全サブキャリアに渡って前記絶対値を要素ごとに加算した加算行列を生成する全キャリア加算部と、
   前記加算行列のそれぞれの行について最大値を示す列インデックスを出力する最大値検出部と、
   前記列インデックスに基づいて、前記チャネル応答行列について希望波の要素をチャネル応答として出力するとともに、前記推定送信信号及び前記周波数領域等化信号についてそのまま又は並べ替えて出力するセレクタと、
   前記セレクタの出力する推定送信信号を復調して復調信号を生成する復調部と、
   前記復調信号を再変調して再変調信号を生成する変調部と、
   前記再変調信号にパイロット信号を挿入してパイロット挿入再変調信号を生成するパイロット挿入部と、
   前記パイロット挿入再変調信号を用いて前記重み係数を算出する重み係数制御部と、
   前記パイロット挿入再変調信号を用いて前記等化係数を算出する等化係数制御部と、
   を備えることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記時間領域空間フィルタ部は、時間領域において前記等価ベースバンド信号のアレー合成を行う受信系列数分のアレー合成部を備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の受信装置。
4. 前記周波数領域等化部は、
   前記合成信号を２のべき乗倍、且つサブキャリア数の２倍以上のサイズでＦＦＴ処理して前記周波数領域合成信号を生成する等化用ＦＦＴ部と、
   前記周波数領域合成信号を前記等化係数で除算する等化部と、
   前記等化部の出力信号をＩＦＦＴ処理して前記等化信号を生成するＩＦＦＴ部と、
   を備えることを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の受信装置。
5. 前記周波数領域空間フィルタ部は、
   前記等化信号からガードインターバルを除去するＧＩ除去部と、
   前記ガードインターバルの除去された等化信号を周波数領域へ変換し、前記周波数領域等化信号を生成するＦＦＴ部と、
   前記周波数領域等化信号からチャネル応答行列を推定するチャネル推定部と、
   前記チャネル応答行列の逆フィルタを算出する逆フィルタ算出部と、
   前記逆フィルタを用いて前記周波数領域等化信号をサブキャリアごとに合成する空間フィルタ部と、
   を備えることを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載の受信装置。
6. 前記逆フィルタ算出部は、ゼロフォーシング規範又はＭＭＳＥ規範に基づいて前記チャネル応答行列の逆フィルタを算出することを特徴とする、請求項５に記載の受信装置。
7. 前記等化係数制御部は、受信系列数分の等化係数算出部を備え、各等化係数算出部は、
   前記セレクタが出力する前記周波数領域等化信号を前記再変調信号で除算する第１の除算部と、
   前記第１の除算部の出力信号を前記チャネル応答で除算する第２の除算部と、
   前記第２の除算部の出力信号から等化誤差を求めて出力する等化誤差算出部と、
   前記等化誤差を時間領域に変換するＩＦＦＴ部と、
   前記ＩＦＦＴ部の出力信号に適応係数を乗じる乗算部と、
   前記乗算部の出力信号に遅延部の出力信号を加算して遅延プロファイルを算出する加算部と、
   前記遅延プロファイルを周波数領域に変換する領域変換部と、を有し、
   前記遅延部は、前記加算部から入力される遅延プロファイルを遅延させることを特徴とする、請求項２から６のいずれか一項に記載の受信装置。
8. 前記重み係数制御部は、
   前記等化信号を遅延させる遅延部と、
   前記遅延部の出力信号からガードインターバルを除去するＧＩ除去部と、
   受信系列数分の重み係数算出部を備え、
   前記重み係数算出部は、
   サブキャリアごとに前記再変調信号及び前記チャネル応答を乗じて参照信号を算出する第１の乗算部と、
   前記参照信号を時間領域信号に変換して時間領域参照信号を生成するＩＦＦＴ部と、
   前記ＧＩ除去部の出力信号の自己相関行列を求める自己相関算出部と、
   前記ＧＩ除去部の出力信号、及び前記時間領域参照信号の相互相関ベクトルを求める相互相関算出部と、
   前記自己相関行列の逆行列を求める逆行列算出部と、
   前記逆行列に前記相互相関ベクトルを乗じる第２の乗算部と、
   前記第２の乗算部の出力するベクトルの複素共役値を出力する複素共役部と、を有することを特徴とする、請求項２から７のいずれか一項に記載の受信装置。
9. コンピュータを、請求項１から８のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。
   

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