JP2012175283A - Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置 - Google Patents

Abstract

【課題】伝搬路に存在する遅延波の遅延時間に依ることなく、受信特性を著しく劣化させる遅延波を等化する。
【解決手段】ＯＦＤＭ信号受信装置１のリーク処理部５５は、伝搬路の推定結果である遅延プロファイル上に現れる、伝搬路には存在しないマルチパス成分、特に、シンボル判定誤りおよびシンボル間での不連続、チャネル推定部２３におけるキャリヤ方向の補間処理に伴って生じる、キャリヤフィルタの遷移域に相当する遅延時間に現れる不要なマルチパス成分を除去する。符号判定器７１は遅延プロファイルの符号を判定し、窓関数乗算器７２はその符号に窓関数を乗算し、減算器７３は、遅延プロファイルから窓関数乗算器７２の乗算結果を減算する。窓関数は、キャリヤフィルタの遷移域では大きく、その他の領域では小さい値を用いる。これにより、受信特性の劣化を改善することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送またはデジタル伝送のＯＦＤＭ信号受信装置に関し、特に、デジタル放送、無線ＬＡＮなどにおいて、電波を受信する際の遅延時間がＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）長を越えるマルチパスを受信する環境であっても、ＯＦＤＭ信号を正しく受信するＯＦＤＭ信号受信装置に関する。

図１１は、従来技術における通常のＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置２００は、周波数変換部２１１、Ａ／Ｄ（Analog／Digital）変換部２１２、直交復調部２１３、ＧＩ除去部２１４、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）部２１５、チャネル推定部２１６、チャネル等化部２１７、デマッピング部２１８およびパラレルシリアル変換部２１９を備えている。ＯＦＤＭ信号受信装置２００は、送信元から受信点までの伝送路の遅延広がりがＧＩ長以内の場合、受信したＯＦＤＭ信号のチャネル等化を行うことができる。これに対し、伝送路の遅延広がりがＧＩ長を越える場合には、シンボル間干渉およびキャリヤ間干渉により、受信特性が著しく損なわれてしまう。

図１２は、従来技術における、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスを等化可能なＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置２０１は、周波数変換部２１１、Ａ／Ｄ変換部２１２、直交復調部２１３、減算器２２０、適応フィルタ部２２１、ＦＦＴ部２１５、チャネル推定部２１６、チャネル等化部２１７、デマッピング部２１８、パラレルシリアル変換部２１９、マッピング部２２２、除算器２２３およびフィルタ係数制御部２２４を備えている。フィルタ係数制御部２２４は、送信元から受信点までの伝送路のチャネル応答のうち、主波成分を除いたインパルス応答を適応フィルタ部２２１に与え、減算器２２０は、受信したＯＦＤＭ信号から適応フィルタ部２２１の出力信号を減じることによりマルチパスをキャンセルする。これにより、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスをキャンセルすることができる。しかし、このＯＦＤＭ信号受信装置２０１では、より長い遅延時間のマルチパスによる周波数特性歪みをキャンセルするために、適応フィルタ部２２１の次数を大きくしなければならないという問題がある。また、主波よりも早く到来するマルチパス（先行波）をキャンセルするためには、図１２に示した構成に加えて、さらに、先行波をキャンセルするための適応フィルタ部が必要となるという問題がある。

図１２に示したＯＦＤＭ信号受信装置２０１は、時間領域において、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスによる周波数特性歪みをキャンセルするものであるが、周波数領域においてマルチパスを等化するＯＦＤＭ信号受信装置も知られている（特許文献１，２を参照）。

例えば、特許文献１のＯＦＤＭ信号受信装置は、窓処理手段が、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後の有効シンボルも時間窓に含まれるように通常よりも長い窓処理を行い、ＦＦＴ手段が、窓処理後の時間領域の信号をＦＦＴして周波数領域の信号に変換し、周波数特性等化手段が、時間的に遅れて到着するマルチパスおよび時間的に早く到着するマルチパスを等化する。これにより、ＧＩ長を越えるマルチパスによる周波数特性歪みをキャンセルすることができる。

特開２００４−３４３５４６号公報 特開２０１０−２３３１９７号公報

前述のとおり、特許文献１，２のＯＦＤＭ信号受信装置は、図１１に示したＯＦＤＭ信号受信装置２００では受信不能となってしまう大きさの、ＧＩ長を越えるマルチパスを等化することができる。しかしながら、特許文献１，２のＯＦＤＭ信号受信装置では、動作開始から適切な等化係数が算出されるまでの過程において、シンボル判定誤りおよびシンボル間での不連続などに起因して、伝搬路の推定結果である遅延プロファイル上に、伝搬路には存在しないマルチパス成分が表れ、適切に周波数特性歪みの補正を行うことができない場合があるという問題があった。特に、特定の遅延時間のマルチパスが伝搬路に存在するとき、図１１および図１２に示したチャネル推定部２１６におけるキャリヤフィルタの遷移域に相当する遅延時間に不要なマルチパス成分が表れ、受信特性が著しく劣化してしまう。キャリヤフィルタ及び遷移域の詳細については後述する。

本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、伝搬路に存在する遅延波の遅延時間に依ることなく、受信特性を著しく劣化させる遅延波を等化可能なＯＦＤＭ信号受信装置、および前記ＯＦＤＭ信号受信装置を用いて上位局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、請求項１のＯＦＤＭ信号受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信して復調し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号を直交復調して算出された等価ベースバンド信号をＦＦＴし、等化係数を用いてキャリヤ間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で等化し、ＩＦＦＴして時間領域の等価ベースバンド信号を出力する周波数領域等化部と、前記周波数領域等化部により出力された時間領域の等価ベースバンド信号からＧＩを除去した後にＦＦＴしてキャリヤシンボルを生成し、前記キャリヤシンボルに基づいてチャネル推定を行ってチャネル応答を生成し、前記キャリヤシンボルおよびチャネル応答からチャネル等化後のキャリヤシンボルを生成し、ＯＦＤＭ復調によりビット列を出力するＯＦＤＭ復調部と、前記周波数領域等化部にて用いる等化係数を算出する等化係数算出部と、を備え、前記等化係数算出部が、周波数特性算出部、等化誤差算出部、遅延プロファイル算出部および領域変換部を有し、前記周波数特性算出部が、前記チャネル等化後のキャリヤシンボルからシンボル再生後のキャリヤシンボルを生成し、前記ＦＦＴにより生成されたキャリヤシンボルを前記シンボル再生後のキャリヤシンボルで除算して第１の周波数特性を求め、前記第１の周波数特性を前記チャネル応答で除算して第２の周波数特性を求め、前記等化誤差算出部が、前記第２の周波数特性から主波成分を除去して等化誤差を求め、前記遅延プロファイル算出部が、前記等化誤差に基づいて遅延プロファイルを算出し、前記領域変換部が、前記遅延プロファイルをＦＦＴし、前記周波数領域等化部にて用いる等化係数を求め、前記遅延プロファイル算出部が、前記等化誤差を時間領域の等化誤差に変換するＩＦＦＴ部、前記時間領域の等化誤差に適応係数を乗算する乗算器、単位更新時間前の遅延プロファイルを入力し、前記遅延プロファイルに、前記乗算器により乗算された等化誤差を加算して遅延プロファイルを更新する加算器、前記更新された遅延プロファイルを、前記単位更新時間遅延させて出力する遅延部、および、前記遅延部の出力する遅延プロファイルに対し、遅延波の振幅を減少させるためのリーク処理を施すリーク処理部を有し、前記ＯＦＤＭ復調部が、前記キャリヤシンボルに基づいてチャネル推定を行う際に、前記キャリヤシンボルから抽出したパイロット信号および予め決められたパイロット信号からチャネル応答を求め、前記チャネル応答をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間するときの、前記キャリヤ方向の補間を行うキャリヤフィルタが、ＧＩ長の時間幅を持つ通過域と、前記通過域の両側に位置する所定範囲の遷移域と、前記遷移域の片側に位置する阻止域とからなる場合に、前記リーク処理部が、前記遷移域に相当する遅延時間における遅延波の振幅を、前記通過域および阻止域に相当する遅延時間における遅延波の振幅よりも減少させる、ことを特徴とする。

また、請求項２のＯＦＤＭ信号受信装置は、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、前記リーク処理部が、前記遅延プロファイルの符号を判定する符号判定器、前記符号判定器により判定された符号に、予め決められた窓関数の値を乗算する窓関数乗算器、および前記遅延プロファイルから前記窓関数乗算器の乗算結果を減算する減算器を有することを特徴とする。

また、請求項３のＯＦＤＭ信号受信装置は、請求項２に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、前記窓関数乗算器の窓関数が、前記遷移域における第１の値と、前記通過域および阻止域における第２の値とを有し、前記第１の値が前記第２の値よりも大きくなるように予め決められていることを特徴とする。

また、請求項４のＯＦＤＭ信号受信装置は、請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、前記リーク処理部が、前記遅延プロファイルに、予め決められた窓関数の値を乗算する乗算器を有することを特徴とする。

また、請求項５のＯＦＤＭ信号受信装置は、請求項４に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、前記乗算器で乗算する窓関数が、前記遷移域における第１の値と、前記通過域および阻止域における第２の値とを有し、前記第１の値及び前記第２の値が１よりも小さく、かつ、前記第１の値が前記第２の値よりも小さくなるように予め決められている、ことを特徴とする。

さらに、請求項６の中継装置は、請求項１から５までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号受信装置を用いることを特徴とする。

以上のように、本発明のＯＦＤＭ信号受信装置によれば、伝搬路に存在する遅延波の遅延時間に依ることなく、受信特性を著しく劣化させる遅延波を等化することができる。また、本発明の中継装置によれば、前記ＯＦＤＭ信号受信装置を用いるようにしたから、上位局波を良好かつ安定に中継することができる。

本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。 第１のリーク処理部の構成を示すブロック図である。 キャリヤフィルタと第１のリーク処理部にて用いる窓関数の例を示す図である。 チャネル推定部の構成を示すブロック図である。 第１のリーク処理部の処理を説明する図である。 第２のリーク処理部の構成を示すブロック図である。 第２のリーク処理部にて用いる窓関数の例を示す図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置を用いた中継装置の構成を示すブロック図である。 （ａ）は、受信信号の遅延プロファイルを示す図である。（ｂ）は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置（特許文献２）を用いた場合の遅延プロファイルを示す図である。（ｃ）は、図１の本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置を用いた場合の遅延プロファイルを示す図である。 （ａ）は、受信信号の遅延プロファイルを示す図である。（ｂ）は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置（特許文献２）を用いた場合、および図１の本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置を用いた場合のＢＥＲ特性を示す図である。 従来技術における通常のＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。 従来技術における、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスを等化可能なＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照して説明する。本発明は、伝搬路の推定結果である遅延プロファイル上に現れる、伝搬路には存在しないマルチパス成分、特に、シンボル判定誤りおよびシンボル間での不連続、チャネル推定におけるキャリヤ方向の補間処理などに伴って生じる、キャリヤフィルタの遷移域に相当する遅延時間に現れる不要なマルチパス成分を除去するために、不要なマルチパス成分を除去する窓関数を用いて、遅延プロファイルに対しリーク処理を行うことを特徴とする。これにより、遅延プロファイル上に現れる、伝搬路には存在しない不要なマルチパス成分を除去することができる。したがって、伝搬路に存在する遅延波の遅延時間に依ることなく、受信特性を著しく劣化させる遅延波を等化することができる。つまり、受信特性の劣化を改善することができる。

〔ＯＦＤＭ信号受信装置の構成〕
まず、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成について説明する。図１は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置１は、周波数領域等化部１０、ＯＦＤＭ復調部２０および等化係数算出部３０を備えている。なお、周波数領域等化部１０の前段に、図示しないＢＰＦ（Band Pass Filter：バンドパスフィルタ）、周波数変換部、Ａ／Ｄ変換部および直交復調部を備えている。

図示しない周波数変換部は、ＯＦＤＭ信号受信装置１が受信したＯＦＤＭ信号を、ＢＰＦを介して入力し、入力信号をＩＦ信号に周波数変換する。周波数変換部の出力するＩＦ信号はＡ／Ｄ変換部へ入力される。図示しないＡ／Ｄ変換部は、周波数変換部から入力されるＩＦ信号をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換部の出力するデジタルＩＦ信号は直交復調部に入力される。図示しない直交復調部は、Ａ／Ｄ変換部から入力されるデジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を出力する。直交復調部の出力する等価ベースバンド信号は周波数領域等化部１０へ入力される。

周波数領域等化部１０は、等化係数算出部３０から入力される等化係数を用いて、直交復調部から入力される等価ベースバンド信号を周波数領域において等化し、時間領域の等価ベースバンド信号を出力する。周波数領域等化部１０の出力する時間領域の等価ベースバンド信号はＯＦＤＭ復調部２０へ入力される。

ＯＦＤＭ復調部２０は、周波数領域等化部１０から入力される時間領域の等化ベースバンド信号をＯＦＤＭ復調し、ビット列を外部へ出力すると共に、ＦＦＴ後のキャリヤシンボル、チャネル推定により算出したチャネル応答、およびデマッピング後のパラレル信号を等化係数算出部３０へ出力する。

等化係数算出部３０は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるキャリヤシンボル、チャネル応答およびパラレル信号を用いて、伝搬路には存在しない不要なマルチパス成分を除去した遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルから等化係数を算出し、周波数領域等化部１０へ出力する。

〔周波数領域等化部〕
次に、周波数領域等化部１０について詳細に説明する。図１に示すように、周波数領域等化部１０は、ＦＦＴ部１１、等化部１２およびＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部１３を備えている。

ＦＦＴ部１１は、直交復調部から入力される等価ベースバンド信号を、ＯＦＤＭ信号のＦＦＴサイズに対し２のべき乗倍のサイズのポイント数でＦＦＴし、周波数領域信号に変換する。ＦＦＴ部１１の出力する周波数領域信号は等化部１２へ入力される。

等化部１２は、ＦＦＴ部１１から入力される周波数領域信号を、等化係数算出部３０から入力される等化係数で除算し、周波数特性歪みを等化する。すなわち、等化部１２は、キャリヤ間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で等化する。等化部１２の出力する、周波数特性歪みが等化された周波数領域信号はＩＦＦＴ部１３へ入力される。

ＩＦＦＴ部１３は、等化部１２から入力される、周波数特性歪みが等化された周波数領域信号を、ＦＦＴ部１１と同じサイズ（ＯＦＤＭ信号のＦＦＴサイズに対し２のべき乗倍のサイズ）のポイント数でＩＦＦＴし、時間領域信号（時間領域の等価ベースバンド信号）に変換する。ＩＦＦＴ部１３の出力する時間領域の等価ベースバンド信号はＯＦＤＭ復調部２０へ入力される。

〔ＯＦＤＭ復調部〕
次に、ＯＦＤＭ復調部２０について詳細に説明する。ＯＦＤＭ復調部２０は、図１に示すように、ＧＩ除去部２１、ＦＦＴ部２２、チャネル推定部２３、チャネル等化部２４、デマッピング部２５およびパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部）２６を備えている。

ＧＩ除去部２１は、周波数領域等化部１０から入力される時間領域の等価ベースバンド信号からＧＩを除去し、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する時間幅の等価ベースバンド信号を出力する。ＧＩ除去部２１の出力する有効シンボル期間の等価ベースバンド信号はＦＦＴ部２２へ入力される。ＦＦＴ部２２は、ＧＩ除去部２１から入力される有効シンボル期間の等価ベースバンド信号をＯＦＤＭ信号のＦＦＴサイズでＦＦＴし、キャリヤシンボルに変換する。ＦＦＴ部２２の出力するキャリヤシンボルは３分配され、チャネル等化部２４、チャネル推定部２３および等化係数算出部３０へ入力される。

チャネル推定部２３は、ＦＦＴ部２２から入力されるキャリヤシンボルに基づいて、チャネル応答を推定する。チャネル推定部２３の出力するチャネル応答は２分配され、一方がチャネル等化部２４へ、他方が等化係数算出部３０へ入力される。チャネル推定部２３の詳細については後述する。

チャネル等化部２４は、ＦＦＴ部２２から入力されるキャリヤシンボルを、チャネル推定部２３から入力されるチャネル応答で除算し、チャネル等化を行う。チャネル等化部２４の出力する等化後のキャリヤシンボルはデマッピング部２５へ入力される。

デマッピング部２５は、チャネル等化部２４から入力される等化後のキャリヤシンボルをデマッピングし、送信されたキャリヤシンボルを推定して複数ビットからなるパラレル信号を生成する。デマッピング部２５の出力するパラレル信号は２分配され、一方がパラレルシリアル変換部２６へ、他方が等化係数算出部３０へ入力される。パラレルシリアル変換部２６は、デマッピング部２５から入力されるパラレル信号をシリアル信号に変換し、ビット列を外部へ出力する。

〔等化係数算出部〕
次に、等化係数算出部３０について詳細に説明する。等化係数算出部３０は、図１に示すように、周波数特性算出部４０、等化誤差算出部３１、遅延プロファイル算出部５０および領域変換部６０を備えている。

周波数特性算出部４０は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるキャリヤシンボル、チャネル応答およびパラレル信号に基づいて、ＧＩ内マルチパスによる歪みが分離された周波数特性（等化後の周波数特性）を算出する。周波数特性算出部４０の出力する等化後の周波数特性は等化誤差算出部３１へ入力される。

等化誤差算出部３１は、周波数特性算出部４０から入力される等化後の周波数特性から１を減じ、すなわち、等化後の周波数特性から主波に相当するＤＣ成分を除去し、等化誤差（マルチパスによる歪みの残差を示す周波数特性）を求める。ここで、周波数特性算出部４０から入力される等化後の周波数特性は、主波の振幅および位相が正規化されているから、等化誤差算出部３１による等化後の周波数特性から主波成分を除去する処理は、全てのキャリヤシンボルにおける複素の周波数特性から単純にＤＣ成分を減算するだけでよい。つまり、等化誤差算出部３１は、任意の複素信号（Ｉ，Ｑ）から、主波成分（１，０）を減算することにより、等化誤差を求めることができる。等化誤差算出部３１の出力する等化誤差は遅延プロファイル算出部５０へ入力される。

遅延プロファイル算出部５０は、等化誤差算出部３１から入力される等化誤差を用いて、伝搬路には存在しない不要なマルチパス成分を除去した遅延プロファイルを算出する。遅延プロファイル算出部５０の出力する遅延プロファイルは領域変換部６０へ入力される。

領域変換部６０はＦＦＴ部６１を備えており、ＦＦＴ部６１は、遅延プロファイル算出部５０から入力される遅延プロファイルを、ＦＦＴ部１１と同じサイズ（ＯＦＤＭ信号のＦＦＴサイズに対し２のべき乗倍のサイズ）のポイント数でＦＦＴし、時間領域の遅延プロファイルを周波数領域の等化係数に変換する。領域変換部６０の出力する等化係数は周波数領域等化部１０へ入力される。

（周波数特性算出部）
次に、等化係数算出部３０の周波数特性算出部４０について詳細に説明する。周波数特性算出部４０は、図１に示すように、マッピング部４１、除算器４２および除算器４３を備えている。

マッピング部４１は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるパラレル信号をマッピングしてキャリヤ変調し、キャリヤシンボルを再生する。マッピング部４１の出力するシンボル再生後のキャリヤシンボルは除算器４２へ入力される。除算器４２は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるキャリヤシンボルを、マッピング部４１から入力されるシンボル再生後のキャリヤシンボルで除算し、等化後の周波数特性を算出する。除算器４２の出力する等化後の周波数特性は除算器４３へ入力される。除算器４３は、除算器４２から入力される等化後の周波数特性を、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるチャネル応答で除算し、ＧＩ内マルチパスによる歪みが分離された周波数特性を出力する。除算器４３の出力する、ＧＩ内マルチパスによる歪みが分離された周波数特性（等化後の周波数特性）は等化誤差算出部３１へ入力される。なお、ＯＦＤＭ復調部２０のデマッピング部２５および周波数特性算出部４０のマッピング部４１の処理は、デマッピング部２５が入力するキャリヤシンボルを、当該キャリヤシンボルに最も近い既知の送信シンボルに置き換える処理であり、等化誤差および白色雑音を除去するという利点がある。しかしながら、周波数特性算出部４０は、必ずしもマッピング部４１を備える必要はなく、デマッピング部２５からパラレル信号を入力する代わりに、チャネル等化部２４からチャネル等化後のキャリヤシンボルを入力するようにしてもよい。この場合、除算器４２は、ＯＦＤＭ復調部２０のＦＦＴ部２２から入力したキャリヤシンボルを、チャネル等化後のキャリヤシンボルで除算し、等化後の周波数特性を算出する。

（遅延プロファイル算出部）
次に、等化係数算出部３０の遅延プロファイル算出部５０について詳細に説明する。遅延プロファイル算出部５０は、図１に示すように、ＩＦＦＴ部５１、適応係数乗算器５２、加算器５３、遅延部５４およびリーク処理部５５を備えている。

ＩＦＦＴ部５１は、等化誤差算出部３１から入力される等化誤差をＩＦＦＴし、時間領域の等化誤差に変換する。ＩＦＦＴ部５１の出力する時間領域の等化誤差は適応係数乗算器５２へ入力される。適応係数乗算器５２は、ＩＦＦＴ部５１から入力される時間領域の等化誤差に所定の適応係数を乗算する。適応係数乗算器５２の出力する時間領域の等化誤差は加算器５３へ入力される。

加算器５３は、適応係数乗算器５２から入力される時間領域の等化誤差に、リーク処理部５５から入力される遅延プロファイル（単位更新時間前の遅延プロファイル）を加算し、遅延プロファイルを更新して出力する。加算器５３の出力する遅延プロファイルは２分配され、一方が領域変換部６０へ、他方が遅延部５４へ入力される。遅延部５４は、加算器５３から入力される遅延プロファイルを、単位更新時間遅延させて出力する。遅延部５４の出力する遅延プロファイルはリーク処理部５５へ入力される。リーク処理部５５は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルに対し、実部および虚部それぞれにリーク処理を施す。リーク処理部５５の出力する遅延プロファイルは加算器５３へ入力される。

（第１のリーク処理部）
次に、図１に示した等化係数算出部３０の遅延プロファイル算出部５０に備えたリーク処理部５５について詳細に説明する。リーク処理部５５は、伝搬路には存在しないマルチパス成分、特に、シンボル判定誤りおよびシンボル間での不連続、チャネル推定部２３におけるキャリヤ方向の補間処理などに伴って生じる、キャリヤフィルタの遷移域に相当する遅延時間に現れる不要なマルチパス成分および雑音成分を除去する。まず、第１のリーク処理部５５について説明する。図２は、第１のリーク処理部５５の構成を示すブロック図である。この第１のリーク処理部５５−１は、符号判定器７１、窓関数乗算器７２および減算器７３を備えている。リーク処理部５５−１は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部または虚部ごとに、リーク処理を施す。なお、実部に対する処理と虚部に対する処理は同じである。

遅延部５４の出力する遅延プロファイルｐ（ｎ）は実部または虚部ごとに２分配され、一方が符号判定器７１へ、他方が減算器７３へ入力される。符号判定器７１は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の符号を判定し、正の場合は「１」を出力し、負の場合は「−１」を出力する。符号判定器７１の出力する符号は窓関数乗算器７２へ入力される。

窓関数乗算器７２は、符号判定器７１から入力される符号に、予め決められた窓関数を乗算する。窓関数乗算器７２の出力する乗算結果は減算器７３へ入力される。減算器７３は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）から、窓関数乗算器７２から入力される乗算結果を減算する。リーク処理部５５−１は、この減算結果をリーク処理後の遅延プロファイルｑ（ｎ）として出力する。

リーク処理部５５−１の出力するリーク処理後の遅延プロファイルがｑ（ｎ）であり、遅延部５４から入力される遅延プロファイルがｐ（ｎ）である。符号判定器７１から入力される、実部の遅延プロファイルｐ（ｎ）の符号をｓｉｇｎ（Ｒｅ｛ｐ（ｎ）｝）、窓関数をｗ（ｎ）とすると、実部の遅延プロファイルｑ（ｎ）は、以下の式で表される。
Ｒｅ｛ｑ（ｎ）｝＝ｐ（ｎ）−ｓｉｇｎ（Ｒｅ｛ｐ（ｎ）｝）・ｗ（ｎ） ・・・（１）

図３は、キャリヤフィルタと第１のリーク処理部５５−１にて用いる窓関数ｗ（ｎ）の例を示す図である。また、図４は、図１に示したチャネル推定部２３の構成を示すブロック図である。図３を参照して、このキャリヤフィルタは、図１に示したチャネル推定部２３においてキャリヤ方向の補間を行う際の周波数領域信号に対するフィルタであり、横軸を時間、縦軸を振幅として、その通過帯域を示している。

ここで、図１に示したチャネル推定部２３について詳細に説明する。図４を参照して、このチャネル推定部２３は、ＳＰ抽出部２３１、ＳＰ生成部２３２、除算器２３３および補間部２３４を備えている。ＳＰ抽出部２３１は、図１に示したＦＦＴ部２２から入力されるキャリヤシンボルのうち、予め決められたシンボル番号およびサブキャリヤ番号のキャリヤシンボルとして伝送されたパイロット信号であるＳＰ信号を抽出する。ＳＰ抽出部２３１の出力するＳＰ信号は、受信ＳＰ信号として除算器２３３へ入力される。

ＳＰ生成部２３２は、予め決められた振幅および位相を持つパイロット信号であるＳＰ信号を生成する。ＳＰ生成部２３２が出力するＳＰ信号は、送信ＳＰ信号として除算器２３３へ入力される。除算器２３３は、ＳＰ抽出部２３１から入力される受信ＳＰ信号を、ＳＰ生成部２３２から入力される送信ＳＰ信号で除算し、ＳＰ信号が伝送されるシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を求める。除算器２３３が出力するチャネル応答は補間部２３４へ入力される。補間部２３４は、除算器２３３から入力される、ＳＰ信号が伝送されるシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を、シンボル方向およびサブキャリヤ方向に補間し、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリヤにおけるチャネル応答を算出する。このように、チャネル推定部２３の補間部２３４において、チャネル応答に対してキャリヤ方向の補間処理が行われる。

図３に戻って、キャリヤフィルタは、図４に示したチャネル推定部２３の補間部２３４におけるキャリヤ方向の補間処理を行う際のイメージ成分除去のためのものであり、ＧＩ長の時間幅を有する通過域と、当該通過域の時間帯の両側に位置する所定範囲の遷移域と、遷移域の時間帯の片側に位置する阻止域とからなる台形状の特性を有する。ここで、通過域は、キャリヤ方向の補間処理が行われる周波数軸のチャネル応答を時間軸の遅延プロファイルで表した場合に、マルチパス成分が出力される領域を示す。また、阻止域は、補間処理の対象にならない領域であり、遅延プロファイルのマルチパス成分が出力されない領域である。また、遷移域は、通過域と阻止域の間の周波数帯域であり、マルチパス成分は振幅が小さくなって出力される領域である。

キャリヤフィルタとしては、通過域および阻止域のみからなる矩形状の特性を有することが理想的であるが、実際には図３に示すように、ＧＩ長の時間幅の通過域の両側に、１未満の応答特性をもつ遷移域が存在することになる。

図１及び図４に示したチャネル推定部２３は、本来的には、ＧＩ長内のマルチパスの歪みとＧＩ長外のマルチパスの歪みとを分離し、チャネル応答を推定する機能を有するが、実際は、図３のキャリヤフィルタの特性のように、遷移域が存在することから、両歪みを完全に分離することができず、不要な成分が残存してしまう。

そこで、リーク処理部５５−１は、図３に示すような窓関数ｗ（ｎ）を用いて、遅延プロファイルにおいて遷移域に相当する遅延時間に現れる不要なマルチパス成分を除去する。この窓関数ｗ（ｎ）は、キャリヤフィルタの遷移域においてａ１が設定されており、それ以外の領域において、ａ１よりも小さいａ２が設定されている。すなわち、ａ１＞ａ２である。

図５は、リーク処理部５５−１の処理を説明する図である。図５に示すように、リーク処理部５５−１が、遷移域において振幅ｂ１のマルチパス成分を有する遅延波（１）、それ以外の領域において振幅ｂ１のマルチパス成分を有する遅延波（２）および振幅ｂ２のマルチパス成分を有する遅延波（３）を含む遅延プロファイルｐ（ｎ）を入力する場合を想定する。遅延波（１）（２）は、振幅ｂ１を有する実部の遅延プロファイルとし、遅延波（３）は、振幅ｂ２を有する虚部の遅延プロファイルとする。なお、図５は、説明の便宜上、ｂ２を負の値として扱う。

リーク処理部５５−１の符号判定器７１は、この遅延プロファイルｐ（ｎ）の遅延波の符号を判定し、窓関数乗算器７２は、図３に示した窓関数ｗ（ｎ）を用いて、遅延波（１）についてａ１を出力し、遅延波（２）についてａ２を出力し、遅延波（３）について−ａ２を出力する。そして、減算器７３は、遅延波（１）について（ｂ１−ａ１）の振幅を演算し、遅延波（２）について（ｂ１−ａ２）を演算し、遅延波（３）について（ｂ２−（−ａ２））を演算し、遅延プロファイルｑ（ｎ）を出力する。

図５に示すように、リーク処理部５５−１によるリーク処理後の遅延プロファイルｑ（ｎ）における遷移域の遅延波（１）は、他の領域よりも振幅が抑制されたものとなる。つまり、リーク処理部５５−１は、入力した遅延プロファイルｐ（ｎ）に対し、窓関数ｗ（ｎ）を用いて、遷移域における遅延波の振幅を他の領域よりも抑制するための処理を行い、遅延プロファイルｑ（ｎ）を生成する。

このように、リーク処理部５５−１によれば、入力した遅延プロファイルｐ（ｎ）に対し、伝搬路には存在しないマルチパス成分、特に、シンボル判定誤りおよびシンボル間での不連続、チャネル推定部２３においてキャリヤ方向の補間処理に伴って生じる、キャリヤフィルタの遷移域（ＧＩ長の時間帯域の両側）に相当する遅延時間に現れる不要なマルチパス成分を、窓関数ｗ（ｎ）を用いてより除去するようにした。これにより、キャリヤフィルタの遷移域に相当する遅延時間に、伝搬路には存在しない遅延波成分が現れた場合であっても、リーク処理によりその遅延波成分の絶対値が小さくなるように遅延プロファイルが更新されるから、不要な遅延波成分が継続的に現れることがなくなる。したがって、伝搬路に存在する遅延波の遅延時間に依ることなく、受信特性を著しく劣化させる遅延波を等化することができる。つまり、受信特性の劣化を改善することができる。

（第２のリーク処理部）
次に、第２のリーク処理部５５について説明する。図６は、第２のリーク処理部５５の構成を示すブロック図である。この第２のリーク処理部５５−２は乗算器７４を備えている。

遅延部５４の出力する遅延プロファイルｐ（ｎ）は、乗算器７４へ入力される。乗算器７４は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）に、予め決められた窓関数ｖ（ｎ）を乗算する。リーク処理部５５−２は、この乗算結果をリーク処理後の遅延プロファイルｑ（ｎ）として出力する。

リーク処理部５５−２の出力するリーク処理後における遅延プロファイルｑ（ｎ）は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルをｐ（ｎ）、予め決められた窓関数をｖ（ｎ）とすると、以下の式で表される。
ｑ（ｎ）＝ｐ（ｎ）・ｖ（ｎ） ・・・（２）

図７は、第２のリーク処理部５５−２にて用いる窓関数ｖ（ｎ）の例を示す図である。リーク処理部５５−２は、図７に示すような窓関数ｖ（ｎ）を用いて、遅延プロファイルにおいて遷移域に現れる不要なマルチパス成分を除去する。この窓関数ｖ（ｎ）は、キャリヤフィルタの遷移域においてｃ２が設定されており、それ以外の領域において、ｃ２よりも大きいｃ１が設定されている。すなわち、ｃ１＞ｃ２である。ｃ１およびｃ２は、いずれも１よりも小さい値である。

この窓関数ｖ（ｎ）を用いることにより、リーク処理部５５−２のリーク処理後の遅延プロファイルｑ（ｎ）における遷移域の遅延波は、他の領域よりも振幅が抑制されたものとなる。つまり、リーク処理部５５−２は、入力した遅延プロファイルｐ（ｎ）に対し、窓関数ｖ（ｎ）を用いて、遷移域における遅延波の振幅を抑制するための処理を行い、遅延プロファイルｑ（ｎ）を生成する。

このように、リーク処理部５５−２によれば、入力した遅延プロファイルｐ（ｎ）に対し、伝搬路には存在しないマルチパス成分、特に、シンボル判定誤りおよびシンボル間での不連続、チャネル推定部２３においてキャリヤ方向の補間処理に伴って生じる、キャリヤフィルタの遷移域（ＧＩ長の時間帯域の両側）に相当する遅延時間に現れる不要なマルチパス成分を、窓関数ｖ（ｎ）を用いてより除去するようにした。これにより、リーク処理部５５−１と同様の効果を奏する。すなわち、伝搬路に存在する遅延波の遅延時間に依ることなく、受信特性を著しく劣化させる遅延波を等化することができ、受信特性の劣化を改善することができる。

〔ＯＦＤＭ受信装置を用いた中継装置〕
次に、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１を用いた中継装置について説明する。図８は、中継装置の構成を示すブロック図である。この中継装置２は、受信アンテナ１３１、受信フィルタ１３２、周波数変換部１３３、Ａ／Ｄ変換部１３４、直交復調部１３５、周波数領域等化部１０、ＯＦＤＭ復調部２０、等化係数算出部３０、選択部１３６、ＩＦＦＴ部１３７、ＧＩ付加部１３８、直交変調部１３９、Ｄ／Ａ変換部１４０、周波数変換部１４１、送信フィルタ１４２および送信アンテナ１４３を備えている。受信アンテナ１３１、受信フィルタ１３２、周波数変換部１３３、Ａ／Ｄ変換部１３４、直交復調部１３５、周波数領域等化部１０、ＯＦＤＭ復調部２０および等化係数算出部３０は、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１に相当する構成部である。なお、図１では、受信アンテナ１３１から直交復調部１３５までの構成を省略してある。

上位局から送信された希望波（ＯＦＤＭ波）は、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１を備える放送波中継局の中継装置２において、受信アンテナ１３１を介して受信される。受信アンテナ１３１から出力された受信信号は、フィーダーケーブルを通して受信フィルタ１３２であるＢＰＦに入力され、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分が除去される。受信フィルタ１３２の出力信号は、周波数変換部１３３に入力され、その出力レベルが一定になるようにＡＧＣ増幅された後、周波数変換され、Ａ／Ｄ変換部１３４および直交復調部１３５を介して等価ベースバンド信号として周波数領域等化部１０へ入力される。

周波数領域等化部１０、ＯＦＤＭ復調部２０および等化係数算出部３０は、前述したので説明を省略する。ＯＦＤＭ復調部２０に備えたチャネル等化部２４（図１を参照）の出力信号であるチャネル等化後のキャリヤシンボルは、選択部１３６へ入力される。また、等化係数算出部３０に備えたマッピング部４１（図１を参照）の出力信号であるマッピング（シンボル再生）後のキャリヤシンボルは、選択部１３６へ入力される。

選択部１３６は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるチャネル等化後のキャリヤシンボルまたは等化係数算出部３０から入力されるマッピング後のキャリヤシンボルのうちのいずれか一方を、所定の設定に従って選択する。選択部１３６の出力するキャリヤシンボルはＩＦＦＴ部１３７へ入力される。ＩＦＦＴ部１３７は、選択部１３６から入力されるキャリヤシンボルをＩＦＦＴし、時間領域信号に変換する。ＩＦＦＴ部１３７の出力する時間領域信号はＧＩ付加部１３８へ入力される。

ＧＩ付加部１３８は、ＩＦＦＴ部１３７から入力される時間領域信号について、ＯＦＤＭシンボルの先頭にＧＩを付加する。ＧＩ付加部１３８の出力する時間領域信号は直交変調部１３９へ入力される。直交変調部１３９は、ＧＩ付加部１３８から入力される時間領域信号である等価ベースバンド信号を直交変調し、デジタルＩＦ信号に変換する。直交変調部１３９の出力するデジタルＩＦ信号はＤ／Ａ変換部１４０へ入力される。

Ｄ／Ａ変換部１４０は、直交変調部１３９から入力されるデジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号に変換する。Ｄ／Ａ変換部１４０の出力するアナログＩＦ信号は周波数変換部１４１へ入力される。周波数変換部１４１は、Ｄ／Ａ変換部１４０から入力されるアナログＩＦ信号をＲＦ帯の信号に周波数変換し、一定レベルになるように増幅する。周波数変換部１４１の出力するＲＦ信号は送信フィルタ１４２へ入力される。送信フィルタ１４２は、周波数変換部１４１から入力されるＲＦ信号について、帯域外の不要輻射成分を除去する。送信フィルタ１４２の出力する信号は、フィーダーケーブルを通して送信アンテナ１４３へ供給され、電波となって放射される。

〔実験結果〕
次に、実験結果（室内実験による結果）について説明する。図９は、第１の実験結果を示す図である。（ａ）は、受信信号の遅延プロファイルを示し、（ｂ）は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置（特許文献２）を用いた場合の遅延プロファイルを示し、（ｃ）は、図１の本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１を用いた場合の遅延プロファイルを示している。（ａ）に示すように、本実験では、主波の他、Ｄ／Ｕ ３ｄＢ、遅延時間６０μｓの遅延波およびＤ／Ｕ １５ｄＢ、遅延時間１８０μｓの遅延波が受信されるマルチパスの環境を想定している。ここで、ＧＩ長は１２６μｓであり、遅延時間１８０μｓの遅延波（α１）が受信特性を劣化させる遅延波である。

（ｂ）に示すように、従来のＯＦＤＭ信号受信装置（特許文献２）を用いた場合の遅延プロファイルでは、遅延時間１８０μｓの遅延波（β１）は抑圧できているが、約６０μｓ，１２０μｓ，１８０μｓおよび−７０μｓに不要な遅延波成分（β２〜β５）が生成されていることがわかる。特に、１８０μｓ付近の遅延波成分（β４）はＧＩ長を越えているため、受信特性を劣化させてしまう。

これに対し、（ｃ）に示すように、図１の本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１を用いた場合の遅延プロファイルでは、等化残差成分は存在するが、−４０ｄＢを越える不要波成分は存在しないことがわかる。

図１０は、第２の実験結果を示す図である。（ａ）は、受信信号の遅延プロファイルを示し、（ｂ）は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置（特許文献２）を用いた場合、および図１の本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１を用いた場合のＢＥＲ特性、すなわちマルチパスの等化特性を示している。（ａ）に示すように、本実験では、主波の他、１２６μｓのＧＩ長内の遅延時間範囲に２つの遅延波（α１，α２）、および、ＧＩ長を越える遅延時間範囲に１つの遅延波（β１）の合計３つの遅延波が受信されるマルチパスの環境を想定している。

（ｂ）は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置（特許文献２）を用いた場合、および図１の本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１を用いた場合における、内符合復号後のＢＥＲの時間経過を示している。このＢＥＲ特性から、従来のＯＦＤＭ信号受信装置では、１１分過ぎにＢＥＲの劣化が生じ、その後断続的に所要ＢＥＲ（２×１０^−４）を上回っている。これに対し、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１では、ＢＥＲの劣化が生じることなく、安定して所要ＢＥＲを下回っていることがわかる。

以上のように、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１によれば、リーク処理部５５が、遅延プロファイル上の伝搬路には存在しないマルチパス成分、特に、シンボル判定誤りおよびシンボル間での不連続、チャネル推定部２３においてキャリヤ方向の補間処理に伴って生じる、キャリヤフィルタの遷移域（ＧＩ長の時間帯域の両側）に相当する遅延時間に現れる不要なマルチパス成分を、窓関数ｗ（ｎ），ｖ（ｎ）を用いて除去するようにした。これにより、伝搬路に存在する遅延波の遅延時間に依ることなく、受信特性を著しく劣化させる遅延波を等化することができ、受信特性の劣化を改善することができる。また、本発明の実施形態による中継装置２によれば、ＯＦＤＭ信号受信装置１を用いるようにしたから、上位局波を良好かつ安定に中継することができる。

１，２００，２０１ ＯＦＤＭ信号受信装置
２ 中継装置
１０ 周波数領域等化部
１１，２２，６１，２１５，２２５ ＦＦＴ部
１２ 等化部
１３，５１，１３７ ＩＦＦＴ部
２０ ＯＦＤＭ復調部
２１，２１４ ＧＩ除去部
２３，２１６ チャネル推定部
２４，２１７ チャネル等化部
２５，２１８ デマッピング部
２６，２１９ パラレルシリアル変換部
３０ 等化係数算出部
３１ 等化誤差算出部
４０ 周波数特性算出部
４１，２２２ マッピング部
４２，４３，２２３，２３３ 除算器
５０ 遅延プロファイル算出部
５２ 適応係数乗算器
５３ 加算器
５４ 遅延部
５５ リーク処理部
６０ 領域変換部
７１ 符号判定器
７２ 窓関数乗算器
７３，２２０ 減算器
７４ 乗算器
１３１ 受信アンテナ
１３２ 受信フィルタ
１３３，１４１，２１１ 周波数変換部
１３４，２１２ Ａ／Ｄ変換部
１３５，２１３ 直交復調部
１３６ 選択部
１３８ ＧＩ付加部
１３９ 直交変調部
１４０ Ｄ／Ａ変換部
１４２ 送信フィルタ
１４３ 送信アンテナ
２２１ 適応フィルタ部
２２４ フィルタ係数制御部
２３１ ＳＰ抽出部
２３２ ＳＰ生成部
２３４ 補間部

Claims (6)

1. ＯＦＤＭ信号を受信して復調し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号受信装置であって、
   前記ＯＦＤＭ信号を直交復調して算出された等価ベースバンド信号をＦＦＴし、等化係数を用いてキャリヤ間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で等化し、ＩＦＦＴして時間領域の等価ベースバンド信号を出力する周波数領域等化部と、
   前記周波数領域等化部により出力された時間領域の等価ベースバンド信号からＧＩを除去した後にＦＦＴしてキャリヤシンボルを生成し、前記キャリヤシンボルに基づいてチャネル推定を行ってチャネル応答を生成し、前記キャリヤシンボルおよびチャネル応答からチャネル等化後のキャリヤシンボルを生成し、ＯＦＤＭ復調によりビット列を出力するＯＦＤＭ復調部と、
   前記周波数領域等化部にて用いる等化係数を算出する等化係数算出部と、を備え、
   前記等化係数算出部は、周波数特性算出部、等化誤差算出部、遅延プロファイル算出部および領域変換部を有し、
   前記周波数特性算出部は、前記チャネル等化後のキャリヤシンボルからシンボル再生後のキャリヤシンボルを生成し、前記ＦＦＴにより生成されたキャリヤシンボルを前記シンボル再生後のキャリヤシンボルで除算して第１の周波数特性を求め、前記第１の周波数特性を前記チャネル応答で除算して第２の周波数特性を求め、
   前記等化誤差算出部は、前記第２の周波数特性から主波成分を除去して等化誤差を求め、
   前記遅延プロファイル算出部は、前記等化誤差に基づいて遅延プロファイルを算出し、
   前記領域変換部は、前記遅延プロファイルをＦＦＴし、前記周波数領域等化部にて用いる等化係数を求め、
   前記遅延プロファイル算出部は、
   前記等化誤差を時間領域の等化誤差に変換するＩＦＦＴ部、
   前記時間領域の等化誤差に適応係数を乗算する乗算器、
   単位更新時間前の遅延プロファイルを入力し、前記遅延プロファイルに、前記乗算器により乗算された等化誤差を加算して遅延プロファイルを更新する加算器、
   前記更新された遅延プロファイルを、前記単位更新時間遅延させて出力する遅延部、および、
   前記遅延部の出力する遅延プロファイルに対し、遅延波の振幅を減少させるためのリーク処理を施すリーク処理部を有し、
   前記ＯＦＤＭ復調部が、前記キャリヤシンボルに基づいてチャネル推定を行う際に、前記キャリヤシンボルから抽出したパイロット信号および予め決められたパイロット信号からチャネル応答を求め、前記チャネル応答をシンボル方向およびキャリヤ方向に補間するときの、前記キャリヤ方向の補間を行うキャリヤフィルタが、ＧＩ長の時間幅を持つ通過域と、前記通過域の両側に位置する所定範囲の遷移域と、前記遷移域の片側に位置する阻止域とからなる場合に、
   前記リーク処理部は、
   前記遷移域に相当する遅延時間における遅延波の振幅を、前記通過域および阻止域に相当する遅延時間における遅延波の振幅よりも減少させる、ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記リーク処理部は、
   前記遅延プロファイルの符号を判定する符号判定器、
   前記符号判定器により判定された符号に、予め決められた窓関数の値を乗算する窓関数乗算器、および
   前記遅延プロファイルから前記窓関数乗算器の乗算結果を減算する減算器を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
3. 請求項２に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記窓関数乗算器の窓関数は、前記遷移域における第１の値と、前記通過域および阻止域における第２の値とを有し、前記第１の値が前記第２の値よりも大きくなるように予め決められている、ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
4. 請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記リーク処理部は、
   前記遅延プロファイルに、予め決められた窓関数の値を乗算する乗算器を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
5. 請求項４に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記乗算器で乗算する窓関数は、前記遷移域における第１の値と、前記通過域および阻止域における第２の値とを有し、前記第１の値及び前記第２の値が１よりも小さく、かつ、前記第１の値が前記第２の値よりも小さくなるように予め決められている、ことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
6. 請求項１から５までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号受信装置を用いる中継装置。

Images