JP4413232B2 - チャネル転送機能を評価するチャネル評価器及び方法、並びに、パイロットシーケンスを供給する装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、遠隔通信の分野、特に、受信器が複数の送信アンテナから信号を受信する多重入力シナリオにおけるチャネル評価の分野に関する。

今日および将来の移動無線利用に必要である高いデータ転送速度に対する需要が徐々に増大するにつれ、利用可能な帯域幅すなわち達成可能なチャネルキャパシティを効率的に用いる高データ速度伝送技術が必要となる。したがって、近年、多入力多出力（ＭＩＭＯ）伝送システムがかなりの重要性を果たしてきた。ＭＩＭＯシステムは、それぞれが１つの送信アンテナを有する複数の送信点と、それぞれが１つの受信アンテナを有する複数の受信点とを使用して、複数の送信点によって送信される信号を異なる通信チャネルを介して受信するようになっている。ＭＩＭＯシステムの重要なサブセットは、複数の送信点と１つの受信点とを使用して、複数の送信点により送信される信号を、それぞれの送信点から（共通の）受信点へと延びる異なる通信チャネルを介して受信する多入力単出力（ＭＩＳＯ）システムである。

ＭＩＭＯシステム、すなわち、いくつかの送信アンテナおよび受信アンテナを使用するシステムは、モバイル通信システムの能力を高めるために使用できる可能性がある。複数のＭＩＭＯ伝送技術のうちで、巡回遅延ダイバーシティ技術（ＣＤＤ：cyclic delay diversity）は、今後の通信システムにおいて有望な候補である。ＣＤＤは、Ａ．ＤａｍｍａｎｎおよびＳ．Ｋａｉｓｅｒによる「Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｃｏｍｆｏｒｍａｂｌｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ａｎｄ ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｔｈｅ ＤＶＢ−Ｔ Ｓｙｓｔｅｍ」（ＩＥＥＥグローバル遠隔通信会議（ＧＬＯＢＥＣＯＭ ２００１）の議事録、サンアントニオ、ＵＳＡ、３１００−３１０５頁、２００１年１１月）に記載されているように、複数の送信アンテナが同じ信号の遅延バージョンを送信する送信アンテナダイバーシティ方式である。より具体的には、ＣＤＤ技術は、ＭＩＭＯチャネルを高い周波数選択性をもつ等価な単入力多出力（ＳＩＭＯ）チャネルへ変換する。すなわち、空間ダイバーシティを周波数ダイバーシティへ変換する。この場合、当初の信号の各バージョンは、設計パラメータであるアンテナ固有の遅延分だけ遅延される。

巡回遅延ダイバーシティ技術は、例えばＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）等のマルチキャリア伝送シナリオにおいて使用されることが好ましい。これは、巡回遅延が挿入されるとシンボル間干渉（ＩＳＩ）を避けることができ、それにより、例えばＯＦＤＭ方式の直交性が維持されるからである。アウタチャネルデコーダ（outer channel decoder）、例えばトレリスデコーダは、周波数選択チャネルのダイバーシティを利用することができるため、ＣＤＤを更なるダイバーシティ源と見なすことができる。

マルチキャリア変調、特に直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、多種多様なデジタル通信システムに対してうまく適用されている。ＯＦＤＭは１９６０年代に最初に導入された。ＯＦＤＭ変調技術は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を使用して効果的に利用することができる。通信チャネルの最大遅延よりも長いガードインターバル（ＧＩ）にサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を挿入することにより、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を完全に排除することができ、受信信号の直交性が保たれる。今後のモバイル通信システムは、現在のシステムよりも数倍高いデータ速度に対応しなければならないため、適切なコーディングおよびインターリービングを伴うマルチキャリアシステムは、受信信号のスペクトル表現を供給する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の適用による効率的な実施、および、無線チャネル障害に対する十分なローバスト性の両方を提供する。

マルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ、マルチキャリア符号分割多重化）と称される他のＯＦＤＭに基づく手法においては、ＯＦＤＭ変調に加えて、周波数方向及び／又は時間方向の拡散が導入されている。ＭＣ−ＣＤＭＡは、Ｓ．Ａｂｅｔａ、Ｈ．ＡｔａｒａｓｈｉおよびＭ．Ｓａｗａｈａｓｈｉによる「Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ／ＤＳ−ＣＤＭＡ ａｎｄ ＭＣ−ＣＤＭＡ ｆｏｒ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｐａｃｋｅｔ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ａｃｃｅｓｓ」（通信に関するＩＥＩＣＥ報告書、Ｅ８４−Ｂ巻、４０６−４１４頁、２００１年３月）に記載されているように、４Ｇシステムのダウンリンクにおいて有望な候補であると考えられている。また、Ｈ．ＡｔａｒａｓｈｉおよびＭ．Ｓａｗａｈａｓｈｉによる「Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ Ｆａｃｔｏｒ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ）」（マルチキャリア拡散、スペクトル＆関連トピックスに関する第３回国際セミナー（ＭＣ−ＳＳ ２００１）、Ｏｂｅｒｐｆａｆｆｅｎｈｏｆｅｎ、ドイツ、２００１年９月）には、４Ｇエアインタフェースのダウンリンクのための可変拡散率（variable spreading factor）、すなわち、直交周波数および符号分割多重接続の可変拡散率（ＶＳＦ−ＯＦＣＤＭ）を使用するＭＣ−ＣＤＭＡシステムが記載されている。

複数の送信アンテナおよび受信アンテナを使用するシステム（ＭＩＭＯ）は、通信容量および移動無線システムの質を高めるためにＯＦＤＭと共に使用することができる。複数の送信アンテナを用いるＯＦＤＭシステム、例えばＡ．Ｎａｇｕｉｂ、Ｎ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ、Ａ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋによる「Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ」（ＩＥＥＥ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｍａｇａｚｉｎｅ、７６−９２頁、２０００年５月）に記載されているような時空間符号、または空間多重化においては、異なる信号が異なる送信アンテナから同時に送信される。Ａ．Ｗｉｔｔｎｅｂｅｎによる「Ａ Ｎｅｗ Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ａｎｔｅｎｎａ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ Ｌｉｎｅａｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」（通信に関するＩＥＥＥ国際会議（ＩＣＣ’９３）の議事録、ジュネーブ、スイス、１６３０−１６３４頁、１９９３年５月）には、低複雑度の伝送遅延ダイバーシティ方式（a low complexity transmit delay diversity scheme）が記載されている。この場合、異なるアンテナがデータストリームの遅延バージョンを送信する。このことは、人為的なシンボル間干渉（ＩＳＩ）が形成されることを意味している。モバイル通信システムにおいてしばしば必要とされるイコライザが、均等化のために受信器において使用される場合には、異なる送信点によって構成されている異なる送信アンテナからの信号が互いに無関係であれば、ダイバーシティを利用することができる。

上述の文献に記載されているような当初の伝送ダイバーシティ方式は、巡回遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）と称されるＯＦＤＭに対して適用することができる。ＤＦＴ（離散フーリエ変換）が巡回シフト（cyclic shift）を位相シフトへ変換するという特性を利用することにより、ＩＳＩを導入することなく巡回遅延ダイバーシティを提供することができる。これは複雑度が低い送信器構造を提供する上、従来のＯＦＤＭ受信器が維持される。このことは、無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）規格、８０２．１１ａ、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２規格またはデジタル放送規格ＤＶＢ−Ｔなどの既存の規格に、ＣＤＤを、規格仕様を変えることなく組み入れることができることを意味している。残念ながら、ＣＤＤはチャネルを更に周波数選択的（frequency selective）にするため、標準的なチャネル評価器は、得られたダイバーシティ利得（diversity gain）を部分的に補償する大きな評価エラーが起こる場合がある。特に、完全なチャネル知識を伴ったＣＤＤ−ＯＦＤＭのための有利な性能を達成すると思われる大きな巡回遅延において、観測されるチャネルの周波数選択性は非常に厳しい。

ＣＤＤ−ＯＦＤＭの主要な利点のうちの１つは、受信器が依然として影響されないという点、すなわち、同じ受信器構造、例えばシングルアンテナＯＦＤＭシステムを使用できるという点である。

しかしながら、無線システムにおいてコヒーレント伝送技術であるＣＤＤを使用するには、チャネル評価として知られるモバイル無線チャネルのトラッキングが必要となる。例えば、ＯＦＤＭ信号をマルチパスフェーディングチャネル（multipath fading channel）にわたって送信すると、受信された信号は、未知の振幅および位相変化を有する。コヒーレント伝送の場合、これらの振幅および位相変化は、チャネル評価技術を適用することにより評価されなければならない。

チャネルが周波数選択的になればなるほど、コード化ＯＦＤＭシステムが良好に行なわれる。上述したように、ＣＤＤは、複数の入力チャネルを、高い周波数選択性をもつ等価な単一の入力（シングルアンテナ）チャネルに変換する。例えば、ＣＤＤを伴うＯＦＤＭでは、Ｇ．ＢａｕｃｈおよびＪ．Ｓ．Ｍａｌｉｋによる「Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ，Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ ｉｎ ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」（自動車技術会議（ＶＴＣ−スプリング２００４）での発表、ミラノ、イタリア、２００４年４月）によって、巡回遅延をできる限り大きくしなければならないことが記載されている。しかしながら、周波数選択的な通信チャネルにわたって送信するには、通信チャネルの周波数選択的な挙動を表わす正確なチャネル評価を行なう効率的（効果的）なチャネル評価技術が必要となる。通信チャネルの周波数挙動は、通常、チャネルインパルス応答のスペクトル表現であるそのチャネル転送機能によって表わされる。

通常、チャネル評価は、送信器から受信器へと送信されるパイロットシーケンス（パイロットシンボル）に基づいて行なわれ、そのため、（既知の）パイロットシーケンス及びその受信されたバージョンを利用することにより１つの通信チャネルまたは複数の通信チャネルを評価できる。受信器において、（既知の）パイロットシンボル及びその受信されたバージョンは、ＯＦＤＭシステムにおいて重要な、例えばチャネル転送機能の評価を得るために評価される。パイロットシンボル支援チャネル評価（ＰＡＣＥ：pilot symbol aided channel estimation）において、ＭＣ−ＣＤＭＡを含むＯＦＤＭに基づくシステムは、チャネルインパルス応答を評価するために全く同じアルゴリズムを使用することができる。したがって、説明を簡単にするため、以下では、単なる一例として、ＯＦＤＭシステムについて言及する。他のＯＦＤＭに基づくシステムへの拡張は容易である。

Ｍ．Ｓｐｅｔｈは、ＭＩＭＯ ＯＦＤＭのためのＬＭＭＳＥチャネル評価（ＯＦＤＭワークショップ、ハンブルク、２００３年）において、ＭＩＭＯ ＯＦＤＭのためのＬＭＭＳＥチャネル評価方式を開示している。ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムは、Ｑ送信アンテナとＰ受信アンテナとを備えており、送信アンテナは、互いに直交する異なるトレーニングシンボル（training symbol）を送信する。チャネル係数を評価するため、線形評価器フィルタ（linear estimator filter）が使用されている。この場合、線形評価器フィルタは、Ｗｉｅｎｅｒ−Ｈｏｐｆ方程式を解くことにより得られる。

しかしながら、チャネル評価は、評価される通信チャネルの周波数選択性が増大するにつれて更に難しくなる。これは、多くの周波数点でチャネル転送機能をサンプリングしなければならないからである。ＣＤＤ−ＯＦＤＭがチャネルの周波数選択性を大きくするため、得られる性能の向上は、劣悪なチャネル評価値に関連する劣悪なチャネル評価に起因して制限される。

ＣＤＤ伝送技術は新しい研究分野であるため、特にＣＤＤ伝送システムにおけるチャネル評価問題は未だ解決されていない。

ＣＤＤにおけるチャネル評価を参照する従来技術の手法は、チャネルが完全に知られていること、すなわち、チャネル入力応答の係数の知識が完全であることを前提としており、あるいは、従来の単入力単出力（ＳＩＳＯ）チャネル評価器、すなわちシングルアンテナシステムで使用される評価器を用いてチャネル評価が行なわれることを前提としている。しかしながら、このチャネル評価手法は、小さな巡回遅延においてのみ満足な結果を提供する。Ｇ．ＢａｕｃｈおよびＪ．Ｓ．Ｍａｌｉｋによる「Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ，Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ ｉｎ ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」（自動車技術会議（ＶＴＣ−スプリング２００４）での発表、ミラノ、イタリア、２００４年４月）において導き出されるように、ＣＤＤによって提供されるチャネル周波数選択性を十分に利用するためには、巡回遅延ができる限り大きくならなければならない。

以下では、ＣＤＤ−ＯＦＤＭ手法について詳細に説明する。

図１０は、ＯＦＤＭ変調器（左側）およびＯＦＤＭ復調器（右側）のブロック図をそれぞれ示している。

ＯＦＤＭ変調器は、ＩＦＦＴ−トランスフォーマ１１０３（ＩＦＦＴ＝離散フーリエ逆変換）に結合されたＮ_c個の出力を有するシリアル−パラレル変換器１１０１（Ｓ／Ｐ）を備えている。ＩＦＦＴ−トランスフォーマ１１０３は、ガードインターバル挿入ブロック１１０５（ＧＩ＝ガードインターバル）に結合されたＮ_FFT個の出力を有している。ガードインターバル挿入ブロック１１０５は、送信信号を供給するための１つの出力を有するパラレル−シリアル変換器１１０７（Ｐ／Ｓ）に結合された複数の出力を有している。

図１０の右側に示されているＯＦＤＭ復調器は、ＯＦＤＭ変調器のそれと逆の構造を有している。特に、ＯＦＤＭ復調器は、１つの入力とガードインターバル除去ブロック１１１１に結合された複数の出力とを有するシリアル−パラレル変換器１１０９を備えている。ガードインターバル除去ブロック１１１１は、Ｎ_FFT個の入力と複数の出力とを有するＦＦＴ−トランスフォーマ１１１３に結合された複数の出力を有している。この場合、ＦＦＴトランスフォーマ１１１３のＮ_c個の出力は、受信信号を供給するための１つの出力を有するＰ／Ｓ変換器１１１５に結合されている。

検討されているＯＦＤＭに基づくＭＩＭＯシステムにおいては、各送信アンテナに対して１つのＯＦＤＭ変調器が使用され、一方、各受信アンテナに対して独立してＯＦＤＭ復調が行なわれる。ＯＦＤＭの場合、一般的には任意のマルチキャリア変調スキームにおいて、信号ストリームがＮ_c個のパラレルサブストリームに分けられる。ＯＦＤＭシンボルと名付けられるｌ番目のシンボルブロックのｉ番目のサブストリーム（一般に副搬送波と称される）は、Ｘ_l,iによって示されている。Ｎ_FFT個の点を用いた逆ＤＦＴが各ブロックで行なわれ、その後、Ｎ_GI個のサンプルを有するガードインターバルが挿入されてＸ_l,nが得られる。デジタル−アナログ変換（Ｄ／Ａ）後、インパルス応答ｈ（ｔ，τ）を有するモバイル無線チャネルにわたって信号Ｘ（ｔ）が送信される。

図１１は、チャネル評価のための多入力単出力（ＭＩＳＯ）ＯＦＤＭシステムのブロック図を示している。

図１１の左側に示されている送信器は、周波数方向および時間方向で通信チャネルを評価するために２次元（２Ｄ）パイロットシーケンスを生成するブロック１２０１を備えている。また、送信器は、送信されるデータストリーム中にパイロットシーケンスを挿入するための複数のマルチプレクサ１２０３と、結果として得られる信号を変調する複数のＯＦＤＭ変調器１２０５とを備えている。この場合、各ＯＦＤＭ変調器は、対応する送信アンテナ１２０７に結合されており、送信アンテナ１２０７は、変調された信号を複数の通信チャネルを介して図１１の右側に示されている受信器へ送信する。

受信器は、ＯＦＤＭ復調器１２１１に結合された受信アンテナ１２０９を備えている。ＯＦＤＭ復調器１２１１の出力は、パイロットシーケンスの受信バージョンを逆多重化するデマルチプレクサ１２１３（ＤＭＵＸ）に結合されている。デマルチプレクサ１２１３は、チャネル評価のためのチャネル評価器１２１５と、受信データストリームを供給するための検出ブロック１２１７、例えばイコライザとに結合されている。

いくつかの送信アンテナを使用するシステムのためのチャネル評価との関連において、通常、多入力単出力システム、すなわち、１つの受信アンテナを使用するシステムが参照される。チャネル評価に関する限りにおいては、ＭＩＭＯシステムへの拡張が容易である。これは、チャネル評価が各受信アンテナブランチにおいて独立に実行されるからである。このため、以下では、ＭＩＳＯシステムについて検討する。

一般に、各送信アンテナは、Ｘ⁽μ⁾（ｔ）およびｈ⁽μ⁾（ｔ，τ）によって示される通信チャネルを介して伝搬する独立のデータストリームを送信する。この場合、μは、送信アンテナインデックス（transmit antenna index）を示している。これらの信号は受信器において重畳される。

完全な同期化を想定すると、サンプリング時における等価なベースバンドシステムの受信信号

は以下のような形態を成す。

ここで、Ｎ_Tは送信アンテナの総数を示しており、Ｘ⁽μ⁾（ｔ）はＯＦＤＭ変調後の送信アンテナμの送信信号を示しており、ｎ（ｔ）は加算性ガウスノイズ（additive Gaussian noise）を表わし、Ｎ_sys＝Ｎ_FFT＋Ｎ_GIはＯＦＤＭシンボル１つ当たりのサンプルの数に相当する。受信器では、ガードインターバルが除去されるとともに、信号サンプルの受信ブロック上でＤＦＴを実行してＯＦＤＭ復調の入力

を得ることによって、情報が再生される。ＯＦＤＭ復調後の受信信号は以下によって与えられる。

ここで

および

は、それぞれ、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルの副搬送波ｉにおける、送信された情報シンボルおよび送信アンテナのチャネル転送機能（ＣＴＦ）である。項Ｎ_l,iは、ゼロ平均（zero mean）および分散（variance）Ｎ₀を伴う加算性ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ）に相当する。以下では、送信信号がＬ個のＯＦＤＭシンボルからなり、各ＯＦＤＭシンボルがＮ_c個の副搬送波を有している。

図１２は、巡回遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）を利用するＯＦＤＭに基づくシステムの送信器のブロック図を示している。

送信器は、マルチプレクサ１３０３に対して供給されるパイロットシーケンスを生成するブロック１３０１を備えており、マルチプレクサ１３０３は、パイロットシーケンスを、マルチプレクサ１３０３の更なる入力を介して供給されるデータストリームへと多重化する。マルチプレクサ１３０３は、ＩＦＦＴトランスフォーマ１３０５（ＩＦＦＴ＝高速フーリエ逆変換）に結合された多数の出力を有しており、ＩＦＦＴトランスフォーマ１３０５は、パラレル−シリアル変換器１３０７（Ｐ／Ｓ）に結合された複数の出力を有している。Ｐ／Ｓ変換器１３０７によって供給される信号は、その後、Ｎ_T個の同一のコピーに分割される。ここで、Ｎ_Tは送信点の数を示している。信号経路１３０９によって供給される第１のコピーは、ガード挿入ブロック１３１１に対して与えられる。ガードインターバル挿入後、結果として得られる信号は、第１のアンテナ１３１３によって送信される。

第２の信号経路１３１５を介して供給される第２のコピーは、巡回遅延素子（cyclic delay element）１３１７に対して提供される。ガードインターバル挿入後、結果として得られる信号は、第２の送信アンテナ１３１９によって送信される。したがって、Ｎ_T番目の信号コピーは、Ｎ_T番目の信号経路１３２１を介して巡回遅延素子１３２３へと供給される。ガードインターバル挿入後、結果として得られる信号は、Ｎ_T番目のアンテナ１３２５によって送信される。

標準的なＯＦＤＭシステムとの大きな違いは、ガードインターバル挿入および送信器フロントエンド処理の前にδ⁽μ⁾ _cyc個のサンプルのアンテナ固有の遅延を引き起こす送信器内の遅延素子（遅延ユニット）である。信号処理は一般にデジタル処理で行なわれるため、遅延素子は巡回シフトを行なうように形成することができる。

図１３は、ＯＦＤＭに基づく送信システムの対応する受信器のブロック図を示している。受信器は、ガードインターバル除去ブロック１４０３に結合された受信アンテナ１４０１を備えている。ガードインターバル除去後、結果として得られる信号は、ＦＦＴトランスフォーマ１４０７に結合された多数の出力を有するシリアル−パラレル変換器１４０５（Ｓ／Ｐ）に対して供給される。ＦＦＴトランスフォーマ１４０７は、チャネル評価のためにパイロットシーケンスの受信バージョンを逆多重化するようになっているデマルチプレクサ１４０９（ＤＭＵＸ）に結合された複数の出力を有している。デマルチプレクサ１４０１はチャネル評価器１４１１および検出器１４１３に結合されている。検出器１４１３は、例えば、チャネル評価器１４１１によるチャネル評価プロバイダを使用して受信信号を均等化するようになっている。

受信器は、等価なシングルアンテナチャネルを観測するため、受信器フロントエンドは、ＣＤＤが使用されるか否かにかかわらず影響されない。

しかしながら、ＣＤＤ伝送技術はチャネルを更に周波数選択的にする。これは、時間領域における巡回遅延（送信器におけるＩＦＦＴ後）が周波数領域における受信器での位相シフト（受信器におけるＦＦＴ後）へ変換されるからである。したがって、信頼できるチャネル評価は、標準的なＯＦＤＭ受信器を使用する場合、全ての副搬送波がパイロットシンボルであるときにのみ可能である。しかしながら、この手法は、この場合においてパイロットシーケンスの送信中に情報送信が不可能になるという問題に直面する。すなわち、チャネル評価は、特定の時刻においてのみ行なうことができ、そのため、チャネル変動の連続的なトラッキング（追跡）を行なうことができない。この問題については後に詳しく扱う。

上述したように、実効的なＣＴＦは、異なる通信チャネルに関連する複数の異なるＣＴＦの重畳を含んでいる。しかしながら、異なるＣＴＦは簡単な方法で重畳されない。その理由は、それぞれのＣＴＦに関連する各巡回遅延が、更なる位相シフトを引き起こす遅延係数（delay factor）に関連する更なるチャネル特性をもたらすからである。したがって、従来のＯＦＤＭ受信器の標準的なチャネル評価ユニットは、ＣＤＤ伝送シナリオ内でチャネル評価に適用されると役に立たなくなる。Ａ．ＤａｍｍａｎｎおよびＳ．Ｋａｉｓｅｒによる「Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｃｏｍｆｏｒｍａｂｌｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ａｎｄ ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｔｈｅ ＤＶＢ−Ｔ Ｓｙｓｔｅｍ」（ＩＥＥＥグローバル遠隔通信会議（ＧＬＯＢＥＣＯＭ ２００１）の議事録、サンアントニオ、アメリカ合衆国、３１００−３１０５頁、２００１年１１月）においては、ＣＤＤが従来のＯＦＤＭ受信器の標準にならっていることが記載されているが、上述した問題は、残念ながら、これが概してそのようなケースでないことをはっきりと示している。これについては後述する。

図１４は、結果として得られる通信チャネルの特性に対するＣＤＤの影響を示している。

ＣＤＤ−ＯＦＤＭの効果（影響）を明らかにするため、Ｎ_T＝２個の送信アンテナに関し、単なる一例として実効的なＣＴＦ １６０１について検討する。この場合、第１の送信点から受信点へと延びる第１のフラットフェーディングチャネル（flat fading channel）は、ＣＴＦ Ｈ⁽¹⁾（ｆ）＝Ｈ⁽¹⁾を有しており、また、第２の送信点から受信点へと延びる第２のフラットフェーディングチャネルは、第２のＣＴＦ Ｈ⁽²⁾（ｆ）＝Ｈ⁽²⁾を有している。第１のＣＴＦおよび第２のＣＴＦは、いずれも周波数が独立した第１および第２のアンテナのＣＴＦであると見なすことができる。また、ＯＦＤＭシンボル持続時間の半分の巡回遅延が第２のアンテナにおいて挿入され、τ⁽²⁾ _cyc＝δ⁽μ⁾ _cycＴ_spl＝Ｔ／２になると仮定する。ここで、ＴおよびＴ_splは、ＯＦＤＭシンボル持続時間およびサンプリング持続時間を示している。実効的なＣＴＦ（測定されたＣＴＦ）の振幅１６０１の断片は、実効的なＣＴＦがもはや周波数独立ではないことを明らかにしている。すなわち、巡回遅延ダイバーシティは、実効的なＣＴＦの周波数依存性によって反映されるかなりの量の周波数ダイバーシティをもたらす。

第２のアンテナの送信信号を巡回的に遅延させることにより、受信器において、個々のアンテナブランチＨ⁽¹⁾、Ｈ⁽²⁾の２つの周波数フラットであるが独立なフェーディングＣＴＦが、周波数選択的なＣＴＦ Ｈ（ｆ）へ変換されている。実効的なＣＴＦの振幅１６０１、｜Ｈ（ｆ）｜は、｜Ｈ⁽¹⁾｜＋｜Ｈ⁽²⁾｜と、｜Ｈ⁽¹⁾｜−｜Ｈ⁽²⁾｜との間で振動する正弦波である。

パイロットシンボル支援チャネル評価（ＰＡＣＥ）においては、既知のシンボル（パイロット）がＤ_f個の副搬送波分の等距離な間隔をもって挿入される。単なる一例として、上述の例の場合には、Ｄ_f＝２、すなわち、全ての第２の送信副搬送波が１つのパイロット（パイロット値）を含むと仮定する。この場合、Ｈ（ｆ＝２ｉ／Ｔ）＝Ｈ⁽¹⁾＋Ｈ⁽²⁾だけを測定できる。これは、全ての副搬送波に関してチャネルを評価するために基本的にパイロットシンボル間で補間する従来のＳＩＳＯチャネル評価器が、周波数フラットチャネル

を評価することを意味している。このことは、奇数の副搬送波に関してチャネルを評価できず、そのため、全ての奇数の副搬送波が失われることを意味している。Ｄ_f＝１のパイロット間隔を使用するだけで、すなわち、全ての副搬送波がパイロットシンボルでありさえすれば、上述の例のシンボルの場合であっても信頼できるチャネル評価が可能である。しかしながら、この手法は、利用可能な帯域幅の非効率な利用である上述した問題に関連付けられる。これは、パイロットシーケンスの送信中に情報送信を行なうことができないからである。

上述した問題の１つの解決策は、ＭＩＳＯパイロットグリッド（MISO pilot grid）を挿入することである。すなわち、各送信アンテナが、それ自体のパイロットシーケンスに割当てられる。残念なことに、図１２に示されているＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの簡単なトランシーバ構造を維持することができない。その代わり、ＯＦＤＭ変調前にパイロットグリッドが挿入されるため、各送信アンテナはそれ自体のＩＦＦＴユニットを必要とする。これにより、送信器構造が複雑になる。

図１５は、各アンテナに対して個別のパイロット挿入ユニット（pilot insertion unit）を使用するＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの送信器のブロック図を示している。

データストリームは複数の同一のコピーに分割される。この場合、各コピーは対応するマルチプレクサ１５０１に対して供給され、マルチプレクサ１５０１は、パイロットシーケンス生成器１５０３によって生成されるパイロットシーケンスをデータストリームの対応するコピーへ多重化するようになっている。マルチプレクサ１５０１は、複数のＩＦＦＴトランスフォーマのうちの１つのＩＦＦＴトランスフォーマ１５０５に結合された複数の出力を有している。各トランスフォーマ１５０５は、パラレル−シリアル変換器１５０７に結合された複数の出力を有している。この場合、各パラレル−シリアル変換器は、対応する信号経路に関連付けられる。先の説明にしたがって、第１の信号経路１５０９は、第１のアンテナ１５１３に結合された１つの出力を有するガード挿入ブロック１５１１に結合されている。それに合わせて、第２の信号経路１５１５は、第１の遅延素子１５１７およびガード挿入ブロックを介してＮ_T個の送信アンテナのうちの更なる送信アンテナに結合されている。同様に、Ｎ_T個の経路のうちのＮ_T番目の経路１５１９は、遅延素子１５１９およびガード挿入ブロックを介して対応する送信アンテナに結合されている。

図１５に示されている送信器は、余分なＩＦＦＴユニットが各アンテナに必要になると、結果として得られる送信器の複雑性が増大することを示している。この複雑性の増大は、ＣＤＤ伝送技術の主要な利点のうちの１つ、すなわち、その簡略さと矛盾するが、これは送信器および受信器の両方の要件によって妥協されるであろう。

受信器において、図１２に示されているような一般的な構造は、真のＭＩＭＯ評価器、すなわち、各副搬送波にＮ_T個のチャネル転送機能（ＣＴＦ）を評価するのに適した評価器を備えている。しかしながら、これは、一般に、単入力単出力（ＳＩＳＯ）チャネル評価ユニットよりも複雑である。

複雑性の増大は、余分な信号処理部分を各送信アンテナ経路に使用しなければ受信器が別個の通信チャネルのＣＴＦの評価を分離することができないという事実に起因している。

本発明の目的は、チャネル転送機能の効率的な評価のための概念を提供することである。

この目的は、請求項１に係るチャネル評価器によって、または、請求項２２に係るＮ_T個のパイロットシーケンスを生成する装置によって、あるいは、請求項３２に係るチャネル転送機能を評価する方法によって、あるいは、請求項３３に係るＮ_T個のパイロットシーケンスを提供する方法によって、または、請求項３４に係るコンピュータプログラムによって達成される。

本発明は、時間領域信号の巡回的な遅延が、時間領域信号のスペクトル表現の係数依存性の位相シフト（coefficient dependent phase shift）をもたらすという所見に基づいている。これは、時間領域信号のスペクトル表現と、複素数値位相シフトシーケンス（complex valued phase shift sequence）または実数値位相シフトシーケンス（real valued phase shift sequence）とを係数に関して掛け合わせることに相当する。この演算は、位相シフトシーケンスがゼロでない搬送周波数を有する搬送波を表わすときに、時間領域信号のスペクトル表現をアップコンバートすること或いはダウンコンバートすることに対応している。その結果、時間領域信号のスペクトル表現のスペクトルは、シフトされるとともに、この時に、搬送周波によって決定される中心周波数を有する異なるスペクトル領域を占める。

以上の考えは、スペクトル表現自体がスペクトルを有するシーケンスであるという事実に基づいている。単なる一例として、ＯＦＤＭシステムについて言及すると、スペクトル表現は、ＩＦＦＴ変換を適用して時間領域信号を得る前に情報ビットを処理することによって得られるものである。また一方、ＩＦＦＴ変換を適用する前に、スペクトル表現は、例えばフィルタリングなどの従来の信号処理方法を使用することによって処理される。

また、スペクトル表現は、例えばフーリエ変換を用いた時間領域信号の時間−周波数変換によって得ることもできる。

例えば、時間領域信号は、時間領域信号のスペクトル表現が位相シフトシーケンス＋１、−１、＋１、−１などによって乗じられるように巡回的に遅延される。そのため、位相シフトシーケンスは、サンプリングの瞬間に関連する特定の搬送周波数を有する正弦波（搬送波）のサンプルバージョンを表わしている。例えばスペクトル表現がベースバンド信号である場合、スペクトル表現は、搬送周波数に対応する中心周波数を有する帯域通過スペクトル領域へとアップコンバートされる。巡回遅延された時間領域信号を、通信チャネルを介して送信されると、中心周波数を有する帯域通過スペクトル領域を占めるスペクトル表現を有する時間領域受信信号が得られる（ドップラー周波数シフトがゼロであると仮定する）。受信信号のスペクトル表現を提供するために、受信器において受信信号の時間−周波数変換が行なわれる場合には、受信信号のスペクトル表現に対して適用される帯域通過フィルタを使用して帯域通過スペクトル領域内の情報を検出することができる。ダウンコンバージョン後においては、例えばベースバンドスペクトル領域（the base-band spectral region）を占める、送信されたスペクトル表現の受信バージョンが得られる。

本発明は、一般に、重畳信号のスペクトル表現が、異なる中心周波数を有し、かつ異なって重なり合わないスペクトル領域を占めるときに、重畳信号を検出して受信信号から分離する効率的な概念を提供する。本発明においては、例えば、受信信号のスペクトル表現と平行して適用される調整可能な１つの帯域通過フィルタまたは複数の帯域通過フィルタを使用して、各重畳信号を検出して分離することができる。

一例として、以下では、２つの送信アンテナを適用することにより図１２に示されているような送信器構造（Ｎ_T＝２の場合）を得る巡回遅延ダイバーシティ技術について言及する。また、説明を簡単にするため、更なる情報データがマルチプレクサ１３０３に対して供給されないとする。図１２に示されているように、当初のパイロットシーケンスは、ＩＦＦＴ変換器１３０５によって送信信号に変換される。この場合、送信信号（「時間領域信号」）は全ての信号経路において共通である。しかしながら、遅延素子１３１７は、第１の信号経路１３０９によって供給される送信信号のコピーに対する特定の遅延を、第２の信号経路１３１５により供給される送信信号のコピーに対してもたらす。また、以下では、当初のパイロットシーケンスがベースバンド領域を占めるスペクトルを有すると仮定する。遅延素子１３１７によってもたらされる巡回遅延が、例えば図１４の実施形態に関連して述べた巡回遅延に対応する場合、送信信号のシフトされたコピーのスペクトル表現は、帯域通過スペクトル領域を占める。この場合、第１の信号経路１５０９を介して供給される送信信号のスペクトル表現は、ベースバンドスペクトル領域を占める。すなわち、両方のスペクトル表現は、異なるスペクトル領域を占める。第１の送信アンテナ１５１３を介して送信信号（第１のパイロットシーケンス）の（遅延されていない）コピーを第１の通信チャネルを介して受信器へ送信し、かつ第２のアンテナを介して送信信号（第２のパイロットシーケンス）の遅延されたコピーを第２の通信チャネルを介して受信器へ送信した後において、受信信号は、両方の送信信号（パイロットシーケンス）の重畳を含んで受信される。本発明において、第２の送信アンテナから受信器へと延びる第２の通信チャネルのチャネル転送機能は、受信信号のスペクトル表現のフィルタバージョンから評価することができ、スペクトル表現のフィルタバージョンは、帯域通過フィルタを使用して受信信号のスペクトル表現をフィルタリングすることによって得られる。したがって、第１のアンテナ１５１３から受信器へと延びる第１の通信チャネルのチャネル転送機能を評価するため、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を使用して、受信信号のスペクトル表現をフィルタリングし、必要な信号成分を提供することができる。

本発明において、別個の通信チャネルのチャネル転送機能は、各位相シフトシーケンスに関するサイド情報（side information）が分かっている場合、あるいは、特にＣＤＤのシナリオにおいては巡回遅延に関するサイド情報が分かっている場合に、本発明の帯域通過フィルタリングにより検出して分離することができる。この情報は、更なる制御チャネルを介して受信器へ供給することができる。また、固定された巡回遅延ダイバーシティのシナリオが使用される場合には、適用される巡回遅延が推測的に知られる。

本発明の概念の更なる利点は、ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムのための簡単なトランシーバ構造を維持することができ、それにより、Ｄ_f＞１における図１２および図１３に示されている従来の送信器構造および受信器構造を使用できるという点である。そのような大きなパイロット間隔Ｄ_fは、帯域幅効率がよい頑強なチャネル評価システムにおいて、速い速度で移動するユーザをサポートするために必要とされる。

本発明の更なる利点は、本発明の概念によりＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信システムを任意の巡回遅延δ⁽μ⁾ _cycをもって使用できるという事実によってもたらされる。従来のチャネル評価技術を用いてサポートできる巡回遅延δ⁽μ⁾ _cycの範囲は限られるが、本発明の方式を使用すれば任意のδ⁽μ⁾ _cycをサポートできる。従来のＳＩＳＯ評価器は、最大巡回遅延τ⁽μ⁾ _cyc＝δ⁽μ⁾ _cycＴ_spl＝（μ−１）Ｔ／Ｎ_Tが選択される場合、Ｄ_f＝１のパイロット間隔を有していなければならない。一方、本発明の評価方式は、τ⁽μ⁾ _cyc＝（μ−１）Ｔ／Ｎ_Tの最大巡回遅延のための評価器を提供する。また、Ｄ_fの選択における制約は、従来の評価器と比べるとあまり厳しくない。これにより、パイロットに起因するオーバヘッドを効果的に減らすことができ、すなわち、パイロット間隔Ｄ_fを増大させることができる。また、Ｄ_f＝１のシステムにおいても本発明の評価器が有利であるため、本発明の概念はチャネル評価性能を向上させる。巡回遅延に関する知識が受信器において有効に利用されるため、複雑性や計算コストを増大させることなく性能を向上させることができる。

本発明においては、そのコピーが遅延されるべきパイロットシーケンスが、ＣＤＤ−ＯＦＤＭのシナリオにおいてマルチキャリアシーケンスの周波数−時間変換から生じる場合であっても、簡単なＣＤＤ伝送構造を維持することができる。マルチキャリアシーケンスは、例えば、当初のシーケンスの一連の値をマルチキャリア変調スキームの複数の一連の副搬送波の全てのＤ_f番目の副搬送波に対して割当てることによって、得ることができる。したがって、情報値を残りの副搬送波に対して割当てることができ、それにより、チャネルトラッキングのためのデータ送信およびパイロット送信を同時に行なうことができる。そのため、「時間領域」におけるパイロットシーケンスは、トレーニング部分および情報部分を含んでいる。

実効的なＣＴＦを得るため、ＭＩＳＯ評価器は、全てのμ＝｛１，．．．，Ｎ_T｝送信アンテナにおける全ての評価値（推定値）Ｈ⁽μ⁾（ｉ／Ｔ）を個別に評価することができる。巡回遅延δ⁽μ⁾ _cycがサイド情報として提供される場合には、測定される（実効的な）ＣＴＦ Ｈ（ｉ／Ｔ）を再構成（復元）することができる。

以下の図面を参照しながら本発明の更なる実施形態について詳細に説明する。

図１に示されている本発明のチャネル評価器は、入力および出力を有する時間−周波数変換器１０１を備えており、時間−周波数変換器１０１の出力は、帯域通過フィルタ１０３に結合されている。帯域通過フィルタ１０３は出力１０５を有している。

図１に示されているチャネル評価器は、時間−周波数変換器１０１の入力に供給される受信信号から、通信チャネルのチャネル転送機能を評価するようになっている。受信信号は、送信点から通信チャネルを介して受信点へと送信できるパイロットシーケンスを含んでいる。送信点は、例えば巡回遅延ダイバーシティ送信器の単一の信号経路に関連付けることができる。それに応じて、受信点は、本発明のチャネル評価器と共に通信受信器に組み込まれてもよく、受信アンテナを備えてもよい。パイロットシーケンス（「時間領域信号））は、パイロットシーケンスのスペクトル表現が所定の中心周波数を有する帯域通過スペクトル領域を占めるように構成されている。この場合、所定の中心周波数が帯域通過搬送周波数に対応することができる。

図１に示されているように、受信信号は、時間−周波数変換器１０１により、異なる信号に変換される。以下、この異なる信号を、受信信号のスペクトル表現と称する。時間−周波数変換器は、例えば、高速フーリエ変換や離散高速フーリエ変換等を行なうようになっているフーリエ変換器を備えている。また一方、時間−周波数変換器は、受信信号を「時間領域」から「周波数領域」へ変換する任意の変換、例えばラプラス変換等を行うことができる。

時間−周波数変換器１０１の出力には、受信信号のスペクトル表現が供給される。便宜上、スペクトル表現は、周波数軸ｆに関して図１に示されている。しかしながら、上述したように、受信信号のスペクトル表現は、それ自体が１つのスペクトルを有する受信信号の異なる表示である。受信信号がパイロットシーケンスの受信バージョンを含むため、受信信号のスペクトル表現は、上述した帯域通過スペクトル領域を占める１つのスペクトルを有するパイロットシーケンスのスペクトル表現の受信バージョンを含んでいる。また、パイロットシーケンスのスペクトル表現の受信バージョンは、パイロットシーケンスのスペクトル表現とチャネル転送機能とを組み合わせることによってもたらされる。したがって、所定の中心周波数を有する帯域通過フィルタ１０３により受信信号のスペクトル表現をフィルタリングすることによって生じるフィルタ処理された変換信号は、チャネル転送機能の評価（推定値）を含んでいる。

図１には、帯域通過フィルタの特性が周波数に関して示されている。便宜上、周波数はｆ’で示されている。また、図１は、フィルタ処理された変換信号の特性および帯域通過スペクトル領域を占めるフィルタ処理された変換信号のスペクトルをｆ’軸に対して示している。

例えばパイロットシーケンスのスペクトル表現の振幅が１つの全体のシーケンスである場合、さらに、他の送信信号の遅延コピーである１つの送信信号によってパイロットシーケンスが構成されている場合、フィルタ処理された変換信号は、巡回遅延ダイバーシティ特性を含むチャネル転送機能の評価（推定値）である。更に、帯域通過フィルタは、帯域通過特性に起因するチャネルノイズを抑制するようになっている。

図２ａ、２ｂ、２ｃは、異なる帯域通過スペクトル領域を占めるスペクトル表現を含む２つのパイロットシーケンスにおける本発明の概念を示している。これらのパイロットシーケンスは、例えば、１つのパイロットシーケンスから生じることができ、あるいは、一般的には時間領域信号から生じ得る。この場合、パイロットシーケンスの第１のコピーは第１の遅延係数（delay factor）だけ遅延され、当初のパイロットシーケンスの第２のコピーはＣＤＤ伝送方式で第２の遅延係数だけ遅延される。したがって、第１および第２のパイロットシーケンスの受信バージョンの重畳を含む受信信号は、所定の中心周波数および更なる所定の中心周波数を有する帯域通過スペクトル領域（第１の帯域通過スペクトル領域）および更なる帯域通過スペクトル領域（第２の帯域通過スペクトル領域）が存在する１つのスペクトルを持つスペクトル表現を有している。すなわち、受信信号のスペクトル表現は、第１および第２のパイロットシーケンスのスペクトルに関連するスペクトル成分を含む１つのスペクトルを有している。

第１の通信チャネルのチャネル転送機能の評価を得るため、例えば、所定の中心周波数を有する第１の帯域通過フィルタを使用することができる。それに応じて、第２の通信チャネルのチャネル転送機能の評価を得るため、更なる所定の中心周波数を有する更なる帯域通過フィルタを使用することができる。しかしながら、所定の中心周波数に関して及び状況により更なる所定の中心周波数に関して調整できる１つの帯域通過フィルタだけを使用して、受信信号のスペクトル表現をフィルタ処理することにより、帯域通過スペクトル領域および更なる帯域通過スペクトル領域を得ることができる。この場合、本発明のチャネル評価器は、それぞれのチャネル転送機能の所望の評価を得るために、帯域通過フィルタを調整して受信信号のスペクトル表現の適切なフィルタリングのためのその中心周波数及び状況によりその帯域幅を調整する手段を更に備えることができる。

例えば、帯域通過フィルタは、セットのフィルタ係数がフィルタリングに適用されるデジタルフィルタである。この場合、帯域通過フィルタを調整する手段は、所定の中心周波数に応じてセットのフィルタ係数を提供する手段を備えることができる。

また、セットのフィルタ係数を提供する手段は、検出されるスペクトル領域にしたがってフィルタ係数を置き換えるため、所定の中心周波数に応じて或いは更なる所定の中心周波数に応じてセットのフィルタ係数を計算するように動作するようになっている。例えば、セットのフィルタ係数を提供する手段は、計算でき或いは予め記憶できる複数の所定の中心周波数に応じて複数のセットのフィルタ係数を記憶するフィルタメモリを備えている。

パイロットシーケンスの受信バージョンを含む受信信号からチャネル転送機能を評価するためには、当初のシーケンスの値（パイロット）が収集されることが好ましい。本発明の時間−周波数変換器は、受信信号のスペクトル表現を得るために受信信号の時間−周波数変換バージョンの全てのＤ_f番目の値を選択するセレクタを更に備えている。すなわち、受信信号のスペクトル表現は、選択された値を含むシーケンスである。例えば、当初のシーケンスは、結果として得られる当初のシーケンスが、例えば相関関係が無い一連の値などの特定の統計的特性を有するように更なるシーケンスとスクランブルシーケンスとを掛け合わせることによって得られる。この場合、本発明の時間−周波数変換器は、スクランブル解除シーケンスを受信信号のスペクトル表現として提供するために受信信号のスペクトル表現とスクランブルシーケンスの複素共役バージョンとを掛け合わせるための乗算器を備えている。例えば、スクランブルシーケンスは、例えば１に等しい一定の振幅を有するが、各スクランブルシーケンス値に関連する異なる位相を有している。この更なる位相シフトは、スクランブルシーケンスの共役バージョンを使用して受信器において補償することができる。また、乗算器は、受信信号のスペクトル表現と、逆係数を有するスクランブルシーケンスのバージョンとの乗算に相当する除算を行なうように動作する。

また、受信信号のスペクトル表現は、セットのパラレル値とすることができる。フィルタリングを行なうため、時間−周波数変換器は、受信信号のスペクトル表現をセットのシリアル値として提供するパラレル−シリアル変換器を備えることが可能である。あるいは、パラレル−シリアル変換が帯域通過フィルタによって最初に行なわれてもよい。

上述したように、マルチキャリア（多搬送波）送信器は、チャネル評価のためにパイロットグリッドを適用するように動作するようになっている。例えば、全てのＤ_f番目の副搬送波（サブキャリア）だけがパイロット情報を含んでいる。この場合、チャネル転送機能の評価は、パイロット送信のための送信器で使用される全てのＤ_f番目の副搬送波に関連する別々の周波数点でのみ得ることができる。チャネル情報を含んでいない副搬送波に関連する周波数点でチャネル転送機能の評価を得るため、本発明の帯域通過フィルタは、更に、フィルタ処理された変換信号（あるいは、受信信号のスペクトル表現）の隣り合う値同士の間で補間して、周波数補間された前記フィルタ処理された変換信号をフィルタ処理された変換信号として提供するように動作する。帯域通過フィルタは、例えば、周波数補間された値を提供するために多項式補間あるいはウィーナー補間を行なうように動作する。

したがって、送信器は、全てのＤ_f番目の時刻にパイロット情報を含む信号を送信するように動作するようになっている。この場合、本発明の帯域通過フィルタは、第１の時刻におけるフィルタ処理された変換信号の対応する値と第２の時刻における更なるフィルタ処理された変換信号の値との間で補間して、時間補間された前記フィルタ処理された変換信号をフィルタ処理された変換信号として得るように動作する。時間補間を行なうため、本発明の帯域通過フィルタは上述した補間概念を使用することができる。

時間補間および周波数補間を行なうため、本発明の帯域通過フィルタは、最初に時間補間された前記フィルタ処理された変換信号をフィルタ処理された変換信号として提供し、次のステップで周波数補間方式を時間補間された前記フィルタ処理された変換信号に対して適用してもよく、あるいは、その逆もまた同様である。本発明の更なる態様において、本発明の帯域通過フィルタは、時間補間および周波数補間を同時に行なうようになっている２次元フィルタであってもよい。

本発明の更なる態様において、受信信号は、パイロットシーケンスと、更なる送信点から更なる通信チャネルを介して受信点へと送信できる更なるパイロットシーケンスとの重畳を含んでいてもよい。ここで、更なるパイロットシーケンスは、更なるパイロットシーケンスのスペクトル表現が更なる中心周波数を有する更なるスペクトル領域を占めるように構成され、また、更なる中心周波数は所定の中心周波数と異なっている。この場合、本発明のチャネル評価器は、更なるフィルタ処理された変換信号を得て更なる通信チャネルの更なるチャネル転送機能の評価を得るために、受信信号のスペクトル表現をフィルタリングする更なる所定の中心周波数を有する更なるフィルタを更に備えていてもよい。

図２の実施形態に関連して説明したように、更なるスペクトル領域は、更なる帯域通過スペクトル領域とすることができる。この場合、更なるフィルタは、所定の中心周波数とは異なる更なる所定の中心周波数を有する更なる帯域通過フィルタである。

また一方、更なるスペクトル領域がベースバンドスペクトル領域であってもよい。このケースは、例えば、図１２に示されているように、第１の信号経路１３０９が任意の遅延素子に結合されない巡回遅延ダイバーシティ方式に対応する。

この場合、更なるフィルタは、更なるチャネル転送機能の評価である更なる変換信号を供給する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）である。低域通過フィルタリングは、帯域通過フィルタをゼロ中心周波数に調整することによって行なうことができるため、適切に調整されると、本発明の帯域通過フィルタによって低域通過フィルタリング演算を行なうこともできる。

上述したように、本発明の概念は、異なる遅延が異なる位相シフトを引き起こすようにすることによって、複数のチャネル転送機能の評価を簡略化するために適用することができる。これは、それぞれの信号成分を検出および分離してそれぞれのチャネル転送機能を評価するために利用できる。本発明の概念は、巡回遅延ダイバーシティシステムでのチャネル評価に完全に適しているが、複数の送信アンテナと例えば複数の受信アンテナのうちの１つの受信アンテナとを備えている巡回遅延ダイバーシティ方式を使用しない任意のＭＩＳＯシステムに対しても適用することができる。単なる一例として、送信器は、複数の送信アンテナを使用して同じ送信信号を送信する空間ダイバーシティ送信器であってもよい。本発明の手法は、上述した問題に関連する異なる通信チャネルを介した異なるパイロットシーケンスの送信ではなく、チャネル評価のために適用されてもよい。例えば、送信器は、巡回（周期）的に遅延される（シフトされる）シーケンスが送信されるように巡回遅延（巡回シフト）を一時的に導入することができる。しかしながら、本発明の評価方式を使用して評価されたチャネル転送機能は、更なるアップコンバートまたはダウンコンバートを引き起こす位相シフトシーケンスを含んでいる。この影響は、それぞれのチャネル転送機能の評価が結果として得られる位相シフトシーケンスの複素共役バージョンと掛け合わされる際に補正することができ、それにより、変換効果が補償される。この演算は、ダウンコンバートまたはアップコンバートに相当する。

上記演算を行なうため、例えばデジタルフィルタである本発明の帯域通過フィルタは、受信信号のスペクトル特性を帯域通過フィルタリングするためのセットの係数と、スペクトル表現のフィルタバージョンをベースバンドスペクトル領域へダウンコンバートするための更なるセットの係数との重畳を含んでいてもよく、それにより、チャネル転送機能の所望の評価であるフィルタ処理された変換信号を提供することができる。

更なるスペクトル領域を占めるスペクトル表現を有する更なるパイロットシーケンスを受信信号が含んでいる場合、本発明の帯域通過フィルタは、帯域通過フィルタリングとダウンコンバートとを同時に行なうための更なるセットの係数を含んでいてもよい。

フィルタリング演算とダウンコンバート演算とを同時に行なう代わりに、本発明の帯域通過フィルタは、受信信号のスペクトル表現を帯域通過フィルタリングするためだけに形成することができる。この場合、本発明のチャネル評価器は、ベースバンドスペクトル領域においてチャネル転送機能の評価であるダンコンバート信号を得るために、帯域通過フィルタによって提供されたフィルタ処理された変換信号をベースバンドスペクトル領域へダウンコンバートするダウンコンバータを更に備えていてもよい。

それに応じて、本発明のチャネル評価器は、上述した更なるフィルタ処理された変換信号を更なる帯域通過スペクトル領域から帯域通過領域へダウンコンバートして更なるダウンコンバート信号を得るための更なるダウンコンバータを更に備えていてもよい。この場合、更なるダウンコンバート信号は、更なるチャネル転送機能の更なる評価である。

また一方、本発明のダウンコンバージョン方式は、ベースバンドスペクトル領域においてチャネル転送機能のチャネル評価を処理するために、本発明のチャネル評価器が巡回遅延ダイバーシティ送信システム内に組み込まれる際にも実行することができる。処理は、よりよい評価を得るために、評価エラーを減少させることと、パイロット間隔に関連する更なるフェーズエラーを減少させることと、または、例えばウィーナー予測手法（Wiener prediction approach）を使用して予測フィルタリングを行なうこととを含んでいてもよい。次の処理ステップにおいて、チャネル転送機能の処理された評価は、元の関連するスペクトル領域へとアップコンバートされてもよい。そのようにするため、本発明のチャネル評価器は、アップコンバージョン演算を実行するアップコンバータを更に備えていてもよい。

上述したように、巡回遅延ダイバーシティ送信方式に関連する実効的なチャネル転送機能は、チャネル転送機能の重畳を含んでいる。この場合、各チャネル転送機能は、関連する巡回遅延または同様に関連する巡回シフトに対する影響を含んでいる。実効的なチャネル転送機能の評価を得るために、本発明のチャネル評価器は、実効的なチャネル転送機能の評価であるコンポジット変換信号（composite transformed signal）を得るためにフィルタ処理された変換信号を加える加算器を更に備えていてもよい。より具体的には、本発明の加算器は、チャネル転送機能の評価と更なるチャネル転送機能の評価との重畳を含む実効的なチャネル転送機能の評価を得るためにフィルタ処理された変換信号と更なるフィルタ処理された変換信号とを加えるようになっている。上述したように、更なるチャネル転送機能は、ベースバンドスペクトル領域または帯域通過スペクトル領域を占めてもよい。

上述したように、チャネル転送機能の評価は誤りが含まれていてもよい。これは、例えば、当初のシーケンスの一連の値を複数の一連の副搬送波の全てのＤ_f番目の副搬送波に対して割当てることにより得られるマルチキャリアシーケンスの周波数時間変換によりパイロットシーケンスが生じる場合である。そのため、チャネル転送機能の評価（帯域通過スペクトル領域またはベースバンドスペクトル領域において）は、Ｄ_fに依存するフェーズエラーを有する。例えば、フェーズエラーは、Ｄ_fに比例するエラーフェーズ（エラー位相）を引き起こす一定のフェーズターム（位相期間）である。フェーズエラーを減少させるため、本発明のチャネル評価器は、チャネル転送機能の評価のフェーズエラーを補正する手段を更に備えていてもよい。例えば、フェーズエラーを補正する手段は、チャネル転送機能の評価の係数とフェーズエラーを補償する複素シーケンスとを掛け合わせるようになっている。この演算は、ベースバンドスペクトル領域を占める、或いは帯域通過スペクトル領域を占めるチャネル転送機能の評価に対して適用することができる。

ＣＤＤのＤＦＴ（離散フーリエ変換）特性を利用する本発明により、図１２に示されているような送信ユニットの構造を保つことができ、一方、受信器はＭＩＳＯチャネル評価ユニット（MISO channel estimation unit）を依然として十分に利用することができる。すなわち、本発明の概念は、図１２の従来のＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信器を用いて仮想ＭＩＳＯパイロットグリッド（virtual MISO pilot grid）を確立している。用語「仮想ＭＩＳＯパイロットグリッド」は、巡回遅延の導入後に結果として得られるパイロットシーケンスのスペクトル表現を表わしており、そのため、複数のチャネル転送機能のうちの各チャネル転送機能は、それ自身の固有のトレーニングシーケンス（training sequence）を受ける。

本発明の概念は、巡回遅延がＤＦＴ演算によって位相シフトへ変換されるというＤＦＴ特性に基づいている。これは、受信器が送信アンテナに依存する受信信号の位相シフトを測定することにより、巡回遅延δ⁽μ⁾ _cycが受信器に知られている場合に利用することができる。システムパラメータが適切に選択される場合には、アンテナに依存する巡回遅延の演算により、位相シフトされたセットのパイロットシーケンスを形成することができる。

図１４の実施形態を再び参照すると、τ⁽²⁾ _cyc＝δ⁽μ⁾ _cyc＝Ｔ／２の巡回シフトは、ｅ^-jπⁱ＝（−１）ⁱ＝｛１，−１｝の位相シフトへと変換されるが、これは、等価なＳＩＳＯチャネルＨ（ｆ）のＣＴＦにおいて具体化され、それにより、Ｈ（ｉ／Ｔ）＝Ｈ⁽¹⁾＋Ｈ⁽²⁾（−１）ⁱとなる。本発明の考えは、偶数の副搬送波と奇数の副搬送波との間のＨ⁽²⁾の振動サインを位相シフトされたパイロットシーケンスと見なすことに基づいており、これは、チャネル評価器のためのサイド情報として利用できる。上述したように、振動サインは、正弦搬送波または余弦搬送波のサンプルバージョンであると見なすことができる。巡回遅延の選択の範囲は、τ⁽²⁾ _cyc＝Ｔ／２に制限されないが、システムパラメータにはいくつかの制約があり、それにより、適切な仮想ＭＩＳＯパイロットシーケンスが得られる。これらの制約については後述する。

本発明においては、ＭＩＳＯチャネル評価ユニットを更に簡略化できる。しかしながら、これは、τ⁽μ⁾ _cyc＝（μ−１）Ｔ／Ｎ_Tの巡回遅延を必要とする。本発明を簡単に説明するため、図１４の実施形態を再び参照する。基本的な考えは、副搬送波を、２つのセットすなわち偶数副搬送波と奇数副搬送波とにグループ化することである。偶数副搬送波および奇数副搬送波は、ＣＴＦ Ｈ（２ｉ／Ｔ）＝Ｈ⁽¹⁾＋Ｈ⁽²⁾と、ＣＴＦ Ｈ（［２ｉ＋１］／Ｔ）＝Ｈ⁽¹⁾−Ｈ⁽²⁾とをそれぞれ有している。結果として、各セットに２つの独立したＣＴＦがあることになる。ＣＴＦ Ｈ⁽¹⁾およびＣＴＦ Ｈ⁽²⁾が、図１４に示されているようにフラットなフェーディングである場合、Ｈ（２ｉ／Ｔ）およびＨ（［２ｉ＋１］／Ｔ）の両方とも周波数フラットであり、図１４に直線で描かれている。パイロット間隔Ｄ_fが奇数である場合、パイロットは、奇数の副搬送波および偶数の副搬送波上に交互に配置される。したがって、本発明においては、独立のＳＩＳＯチャネル評価器、すなわち、奇数の副搬送波上に位置するパイロットシンボルを利用して奇数の副搬送波

のＣＴＦを評価する評価器、および

を評価する偶数の副搬送波のための等価な評価器が使用されている。

本発明の概念を詳細に説明するため、以下では、Ｑ₀個の非ゼロタップを有するタップ付き遅延線（ＴＤＬ）によってモデリングされる時系列周波数選択的フェーディングチャネル（time-variant frequency selective fading channel）について考える。チャネルは、最大遅延（最大遅延時間）τ_max＝Ｑ・Ｔ_splによって時間制限されると仮定する。送信アンテナμから与えられるチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）は以下のように規定される。

ここで、ｈ⁽μ⁾ _q（ｔ）およびτ⁽μ⁾ _qは、ｑ番目のチャネルタップの複素振幅および遅延である。非ゼロタップの数は、一般に、チャネルの最大遅延以下であり、Ｑ₀≦Ｑである。Ｑ₀個のチャネルタップおよび全てのアンテナが互いに関連していないと仮定する。チャネルタップｈ⁽μ⁾ _q（ｔ）はゼロ平均複素独立同一分布（ｉ．ｉ．ｄ．：independent identically distributed）ガウスランダム変数である。車の動き（モバイル送信器またはモバイル受信器）に起因して、ｈ⁽μ⁾ _q（ｔ）は、ドップラー効果によって時間とともに変動する。ｑ番目のチャネルタップｈ⁽μ⁾ _q（ｔ）は、最大ドップラー周波数Ｖ_maxによって帯域制限されるワイド・センス・ステーショナリ（ＷＳＳ）ガウスプロセスである。一般的には、１つのＯＦＤＭシンボルの間はチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）がほぼ一定であり、それにより、表記簡略化のために、１つのＯＦＤＭシンボル内のＣＩＲの時間依存性を低下させることができると仮定する。すなわち、

に関して

とする。これは、厳密には時間とともに変化しないチャネルにおいてのみしか当てはまらないが、この仮定は殆どの場合に事実上正しいと判断され、良好なシステム設計によりＯＦＤＭシンボル持続時間を十分に短くしなければならない。

上述したチャネル転送機能はＣＩＲ ｈ⁽μ⁾（ｔ，τ）のフーリエ変換である。以下の時間ｔの式

における結果および周波数ｆ＝ｉ／Ｔをサンプリングすると、ＯＦＤＭシンボルｌの副搬送波ｉにおけるＣＴＦは以下のようになる。

ここで、Ｔ_sym＝（Ｎ_FFT＋Ｎ_GI）Ｔ_splおよびＴ＝Ｎ_FFTＴ_splは、ガードインターバルを伴う及び伴わないＯＦＤＭシンボル持続時間をそれぞれ表わしている。

ガードインターバルがチャネルの最大遅延よりも長い場合、すなわち、Ｎ_GI≧Ｑ（Ｑ≧Ｑ₀はチャネルタップの総数を示す）である場合には、ＯＦＤＭ復調後の受信器における直交性が維持され、ＯＦＤＭ復調後の受信信号が得られる。

導入されたチャネルモデルは、多入力単出力システムにおいて導入されている。受信アンテナにおけるフェーディングが互いに関連していないと仮定すると、チャネル評価はアンテナ毎に独立して行なわれる。したがって、各受信アンテナにおいて別個にチャネル評価が行なわれるため、多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムへの拡張が容易になる。

以下では、図１２に示されているような巡回遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）を使用するＯＦＤＭシステムを参照する。

図１２に示されているように、パラレル−シリアル変換（ＰＳ）後までは全ての送信アンテナにおいて共通の信号ストリームが存在する。すなわち、１つのＩＦＦＴだけが必要とされる。ＩＦＦＴ演算およびパラレル−シリアル変換後においては、データストリームがＮ_T個のサブストリームに分割され（各送信アンテナに１つのサブストリーム）、以下のようにアンテナ依存性巡回遅延（antenna dependent cyclic delay）δ⁽μ⁾ _cycが挿入される。

通常、隣り合う送信アンテナ間の巡回遅延は以下のように定められる。

ここで、δ⁽μ⁾ _cycは、［０，Ｎ_FFT／Ｎ_T］範囲内の設計パラメータである。そのため、第１のアンテナによって送信された信号は遅延されない。すなわち、

となる。

ＩＤＦＴによって

に関連付けされるＯＦＤＭ変調前の信号

を考慮することは、有益である。これに対して、上述した巡回遅延信号

のＩＤＦＴは、

の位相シフトバージョンである。数学的に説明すると、送信アンテナμの時間領域信号(time domain signal)は、以下によって周波数領域送信信号（frequency domain transmitted signal）に関連付けられる。

ここで、

は、送信アンテナμの送信された周波数領域信号を表わしている。

が単に事実上存在しているだけであることに留意すべきであり、それは、ＯＦＤＭ変調後の時間遅延ではなくＯＦＤＭ変調前に位相シフトを生じさせることによって得られる等価信号である。

その後、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）の形態を成すガードインターバル（ＧＩ）が加えられる。これはＯＤＦＭ変調において一般的なことである。その後、信号は、デジタル−アナログ変換され（Ｄ／Ａ）、無線周波数（ＲＦ）搬送波周波数にアップコンバートされ、モバイル無線チャネルにわたって送信される。受信器においては、ベースバンドへのダウンコンバージョンおよびサンプリング後に、ガードインターバルが除去され、ＩＦＦＴ演算により信号が周波数領域すなわち副搬送波レベルへ変換される。ＯＦＤＭ復調後、パイロットシンボルは、逆多重化されるとともに、本発明のチャネル評価ユニット（チャネル評価器）へ供給される。

受信された信号は、上述の方程式のうちの１つによって記載されるように、Ｎ_T個の信号からなる。そのため、以下が得られる。

ここで、

は、ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの結果として得られるＣＴＦにおいて見出すことができる。このことは、

を有する等価ＳＩＳＯシステムから生じる信号として受信信号が観察されることを意味している。ＣＤＤの効果は、チャネルが更に周波数選択的になるということである。チャネルコーディングが無ければ、改善を見ることができない。しかしながら、チャネルはＣＤＤによってランダム化される。すなわち、隣り合う副搬送波が相互に関連しなくなり、それにより、エラーバーストが殆ど無くなり、チャネルコーディングが使用されれば有利である。

以下では、ＣＤＤ−ＯＦＤＭにおいて結果として得られるＳＩＳＯチャネルモデル、すなわち、受信器によって観測される結果のＳＩＳＯチャネルについて検討する。

タップ遅延線チャネルモデルを前提とすると、

を以下のように定めることができる。

結果として得られるＣＴＦの位相項が伝搬遅延τ⁽μ⁾ _qおよび巡回遅延パラメータδ_cycによって決定されるのが分かる。δ_cycが物理チャネル（physical channel）と無関係であることに留意することは興味深い。この事実は、ＣＤＤ−ＯＦＤＭチャネル評価を更に効率的にするために利用できる。

結果として得られるＣＴＦにしたがって、結果として得られるＣＩＲを規定することができる。これはＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの等価ＳＩＳＯチャネルを表わしている。すなわち、以下のようになる。

結果として得られるＣＩＲと送信アンテナμのＣＩＲとを比較すると、全てのＮ_T個のＣＩＲがＱ₀個の非ゼロタップを有すると仮定すると、結果として得られるＣＩＲは、Ｎ_TＱ₀個の非ゼロタップからなる。このことから、Ｎ_T個の送信アンテナのＣＩＲを適切に遅延させることによりＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムを等価ＳＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムへ変換できるのが分かる。より周波数選択的なチャネルの生成は別として、チャネルの有効最大遅延τ’_maxは、更に長くなり、以下によって上限が定められる。

図３は、ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの実効的なチャネルインパルス応答（ｈ（ｔ，τ）の実現値）を示している。図３に示されているように、実効的なチャネルインパルス応答は、Ｎ_T個のチャネルインパルス応答を含んでいる。この場合、Ｎ_T−１個のチャネルインパルス応答が最初の（第１の）チャネルインパルス応答に対して遅延される。

チャネル評価器の設計においてチャネルの最大遅延は重大であるため、ＣＤＤによる拡張子τ’_maxは無視できない。最も重要なことには、パイロットシンボル支援チャネル評価（ＰＡＣＥ）が使用される場合、評価器は、τ’_maxによって決定されるサンプリング定理を満たさなければならない。

以下では、チャネルの相関特性について説明する。

上述したように、各タップおよび各送信・受信アンテナは互いに関連していない。ワイド・センス・ステーショナリ無相関ケータリング（ＷＳＳ−ＵＳ：wide sense stationary uncorrelated catering）チャネルを想定すると、送信アンテナμのＣＩＲの外相関関数（outer correlation function）は以下のような一般的な形式である。

ｑ番目のタップ遅延τ_qの外相関関数は、以下のように積の形式で書き表すことができる。

これは、周波数方向での相関関係が時間方向での相関関係から独立していることを意味している。チャネルの出力遅延プロファイル

（ｑ＝［Ｑ₀］）は、全ての位相が１となるように、すなわち

となるように正規化される。時間方向での相関関数

は、全てのＱ₀個のタップにおいて同一であるとする。

Ｗ．Ｃ．Ｊａｋｅｓ、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ウィリー、ニューヨーク州、１９７４年）に示されているようなジェイクモデル（Jake's model）を想定すると、時間における相関関係はベッセル関数（Bessel function）によって表わされる。すなわち、

となる。ここで、ν_maxは最大ドップラー周波数であり、Ｊ₀（・）は第１種のゼロオーダベッセル関数（zero order Bessel function）に相当する。

τ変数におけるＲ⁽μ⁾ _hh（τ，Δｔ）のフーリエ変換は以下の周波数相関関数をもたらす。

積の形式により、時間方向での相関関係はτと無関係である。したがって、周波数領域において

だけ離間したＯＦＤＭシンボル間の相関関係は、以下のように時間領域における場合と同じである。

Δｆ＝Δｉ／Ｔだけ離れた副搬送波間の周波数相関は以下のようになる。

ＣＤＤにおいて、結果として得られるＣＴＦの周波数相関関数は、興味深く、Ｎ_T個の相関関数の総計である。また、各周波数相関関数は、対応する送信アンテナの巡回遅延にしたがって位相シフトされる。したがって、結果として得られる周波数相関関数は以下の形態を成している。

以下では、ＯＦＤＭにおけるパイロットシンボル支援チャネル評価の原理を扱う。

パイロットシンボル支援チャネル評価（ＰＡＣＥ）においては、チャネルを評価するためにサイド情報として使用される既知のシンボル（パイロット）がデータストリームへと多重化される。パイロットシンボル支援チャネル評価について説明するには、パイロットのみを含む受信信号シーケンスのサブセット

（

および

）
を規定することが便利である。そのため、パイロットシーケンスは、周波数方向においてはＤｆ倍低い速度

で、且つ時間方向においてはＤｔ倍低い速度

でそれぞれ送信される（一般的な決まりとして、以下では、パイロットシンボルを表わす変数には〜が付けられる）。また、パイロット

は、一例として、

となるようにＰＳＫコンステレーション（PSK constellation）から選択される。

ＯＦＤＭ復調後には、受信信号

が得られる。チャネル評価において、パイロット位置における受信信号は、以下のように受信パイロットシーケンスを得るためにデータストリームから逆多重化される。

ここで、Ｇは、パイロットを含むＯＦＤＭフレームのサブセットである。

図４ａ、４ｂ、４ｃは、パイロットグリッド構造の可能な実現形態を示している。図４ａに示されているように、パイロットグリッドを実現する１つの可能性は、パイロットの後にＤ_t−１個のデータシンボルが続くようなパイロットだけを含んでいる１つのＯＦＤＭシンボルを送信することである。この方式は、屋内環境で観察されるように、時間とともにほとんど変化しないチャネルにおいて適用することができる。この場合、周波数方向での補間は不要である。そのようなパイロットグリッド構造は、ＷＬＡＮ規格 ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２および８０２．１１ａにおいて使用されている。

図４ｂに示されているように、パイロットグリッドを実現する他の可能性は、予約された副搬送波によりパイロットを連続的に送信することである。この方式は、移動性をサポートすることができるが、周波数方向での補間を必要とする。

更に帯域幅効率がよい解決策は、図４ｃに示されているように散在するパイロットグリッドを使用することである。そのようなパイロットグリッド構造は、周波数方向の間隔Ｄ_fおよび時間方向の間隔Ｄ_tのそれぞれによって特徴付けられる。

ＰＡＣＥの考え方をマルチキャリアシステムへと拡張する場合、ＯＦＤＭではフェーディング変動が時間および周波数において２次元であることを考慮に入れなければならない。２次元（２Ｄ）サンプリング定理を満たすことができる程度にパイロットの間隔が十分近い場合には、全データシーケンスにおける補間およびチャネル評価が可能である。したがって、パイロットに起因するオーバヘッドを減らすことができるが、時間および周波数における補間が必要となる。散在するパイロットグリッドは、例えば地上波デジタルＴＶ規格ＤＶＢ−Ｔにおいて使用されている。

以下では、ＦＩＲフィルタリングによるＯＦＤＭチャネル評価の原理について説明する。

チャネル評価プロセスにおける第１のステップは、上述したスクランブルシーケンスによって導入され得るパイロットシンボルの変調を除去することである。変調を除去した後、以下のようにパイロット位置におけるＣＴＦの最初の評価が行なわれる。

ここで、

であり、

は、送信器で使用されるスクランブルシーケンスを示している。その後、後述する２つの評価のうちの１つにより

が処理される。

一般的な屋内シナリオでは、チャネルが準静的であってもよい。すなわち、１つのＯＦＤＭフレーム内のチャネル変化を無視することができる。この場合、図４ａに示されているように、フレームの始めにおいて、１つのＯＦＤＭトレーニングシンボルを送信するパイロットグリッドが送信されてもよい。チャネル評価器は、以下の復調されたパイロット

を使用してチャネル評価を行なう。

ここで、Ｍ_fは、フィルタ次数、すなわち、ＦＩＲフィルタの係数Ｗ_m’の数を示す。チャネル評価は、各副搬送波においてフレーム毎に１回行なわれる。これらの評価はフレーム全体において使用される。Ｒ．Ｎｉｌｓｓｏｎ、Ｏ．Ｅｄｆｏｒｓ、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、Ｐ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎによる「Ａｎ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｔｗｏ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ Ｐｉｌｏｔ−Ｓｙｍｂｏｌ Ａｓｓｉｓｔｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ」（パーソナル無線通信に関するＩＥＥＥ国際会議（ＩＣＰＷＣ ’９７）の議事録、ムンバイ（ボンベイ）、インド、７１−７４頁、１９９７年）、および、Ｐ．Ｈｏｈｅｒ、Ｓ．Ｋａｉｓｅｒ、Ｐ．Ｒｏｂｅｒｔｓｏｎによる「Ｐｉｌｏｔ−Ｓｙｍｂｏｌ−Ａｉｄｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ Ｔｉｍｅ ａｎｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ」（ＩＥＥＥグローバル遠隔通信会議（ＧＬＯＢＥＣＯＭ ’９７）内での通信理論小会議（ＣＴＭＣ）の議事録、フェニックス、ＵＳＡ、９０−９６頁、１９９７年）には、ＰＡＣＥに関してＤＩＮ Ａフィルタリングに基づく２次元（２Ｄ）フィルタリングアルゴリズムが記載されている。１つのＯＦＤＭフレームの散在パイロット（または、その一部）

を使用して、ＯＦＤＭシンボルｌの副搬送波ｉのためのチャネル評価が得られる。

ここで、

は、Ｍ_fＭ_t係数を有する２Ｄ ＦＩＲフィルタの係数を表わしている。一般に、１つのフレーム内の各ＯＦＤＭシンボルおよび各副搬送波ｉにおいては、別個のフィルタが必要とされる。しかしながら、そのような２次元評価器構造は、実際に実施するにはあまりにも複雑である。複雑性を減らすため、時間と周波数との相関関係の使用を分けることができる。ダブル１次元（２×１Ｄ）ＰＡＣＥと称されるこの複合方式は、別個のウィーナーフィルタ、すなわち周波数方向のウィーナーフィルタと時間方向のウィーナーフィルタとを使用する。２×１Ｄ ＰＡＣＥにおけるチャネル評価は以下のように表わすことができる。

周波数方向および時間方向のフィルタを用いると、Ｗ’_mおよびＷ”_nは、１次元評価器である。２×１Ｄ ＰＡＣＥは、２次元相関関数を積の形式で書き表すことができるという事実、すなわち、周波数および時間における相関関数が独立であるという事実によって動機付けられる。

ＦＩＲフィルタ

および

は、例えば低域補間フィルタ（low pass interpolation filter）、多項式補間フィルタ（polynomial interpolator）あるいはウィーナー補間フィルタ（Wiener interpolation filter）として実施することができる。ウィーナー補間フィルタは、所望の応答Ｈ_l,iと観測との間で、すなわち、受信パイロットシンボル間で、平均２乗誤差（ＭＳＥ）を最小にする。このことは、チャネル統計値に関する知識が必要とされることを意味している。一方、低域補間フィルタおよび多項式補間は、チャネル統計値に関する任意の知識を前提としていない。

なお、ＦＩＲフィルタリングは、チャネル評価を行なうための唯一の方法ではない。他の可能性は、受信されたパイロットシーケンスを変換領域へ変換することである。更なる処理が変換領域で行なわれてもよい。結果として得られる処理されたシーケンスは、その後、全体のＯＦＤＭシンボルの評価を行なうために、元の当初の領域へ変換される。変換は、時間−周波数変換、例えばフーリエ変換または特異値分解（ＳＶＤ）であってもよい。

いずれの場合でも、上述した全ての評価器は、本発明のチャネル評価方式内で本発明のフィルタ（帯域通過フィルタまたは低域通過フィルタ（ＬＰＦ））として適用できる。

散在するパイロットグリッドが使用される場合（図４ｃ参照）、受信されたＯＦＤＭフレームは、周波数および時間のそれぞれにおいてＤ_f／ＴおよびＤ_tＴ_symの速度をもって２次元でサンプリングされる。信号を再構成（復元）するために、チャネルの最大遅延τ’_maxおよび最大ドップラー周波数ν_maxによって決まる最大値Ｄ_fおよびＤ_tが存在する。サンプリング定理を適用することにより、以下の関係が満たされなければならない。

なお、ＣＤＤ−ＯＦＤＭは、時間方向のパイロット間隔Ｄ_tに対して影響を全く与えない。しかしながら、ＣＤＤは、チャネルの最大遅延を効果的に延ばし、それにより、従来のＳＩＳＯチャネル評価器が使用される場合には、密集したパイロット間隔Ｄ_fが必要になる。それを思い起こすことにより、ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムの最大実効遅延が

になり、これはτ_maxよりも数倍大きくなる場合がある。特に、δ_cycが大きくなる場合、Ｄ_fは著しく小さくなる。このことは、より多くのパイロットが必要となり、それによりシステムのスペクトル効率が低下することを意味している。

スペクトル効率の低下を実証するため、以下の事例について考える。ＯＦＤＭシステムパラメータは、チャネルの最大遅延がガードインターバル持続時間を越えないように、τ_max≦Ｔ_GIとなるように選択されている。また、ＯＦＤＭシンボル持続時間Ｔ＝Ｎ_FFTＴ_splは、スペクトル効率が良いシステムを提供するために、Ｔ_GIよりも５〜２０倍大きく選択される。したがって、τ_maxは、τ_max≦Ｔ_GI≦Ｎ_FFTＴ_spl／５によって上限を定めることができる。例えば、ＣＤＤ遅延パラメータに関する好ましい選択は、δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tである。上記近似値を上記方程式に代入すると、周波数におけるパイロット間隔は、以下によって下限を定めることができる。

ここで、

は、ｘ以下の最も大きい整数である。そのため、遅延δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tを伴うＣＤＤ−ＯＦＤＭが使用されている場合には、散在するパイロットグリッドを利用する従来のＳＩＳＯチャネル評価が不可能となる。Ｄ_f＝１となるグリッドが選択される場合であっても、すなわち、図４ａに示されているように１つのＯＦＤＭトレーニングシンボル全体が送信されるグリッドが選択される場合であっても、シングルアンテナの場合において５よりも大きいオーバーサンプリングファクタは、Ｎ_T≧２において約１．４まで減少され、それにより、チャネル評価エラーが増大する場合がある。

以下では、従来のチャネル評価方式の本発明における改良について詳細に説明する。ＣＤＤのＤＦＴ特性を利用することにより、図１２に示されているシンボル送信ユニットの構造を保つことができる一方で、受信器は、上述したように巡回遅延に関する情報を利用することができる。

本発明は、好ましくは図１２の従来のＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信器と共に使用できる仮想ＭＩＳＯパイロットグリッドを更に提供する。これは、後述するいくつかの制約をシステムパラメータに課す。本発明の更なる態様においては、チャネル評価器の構造を更に簡略化することができる。しかしながら、これにより、δ⁽μ⁾ _cyc＝（μ−１）Ｔ／Ｎ_Tの巡回遅延が必要になる。

以下では、ＣＤＤ−ＯＦＤＭにおいて仮想ＭＩＳＯパイロットグリッドを利用する本発明について説明する。

受信されたＣＤＤ−ＯＦＤＭ信号における表記は、以下の２つの解釈を可能にする。

１．受信信号

は、上述した結果として得られるＣＴＦ（実効的なＣＴＦ）を有するＳＩＳＯ信号として見なすことができる。周波数選択性の増大は、ＳＩＳＯチャネル評価器において問題となることが明らかになっている。これは、パイロットに起因するオーバヘッドが著しく増大されるからである。

２．同じ受信信号がＭＩＳＯ信号と見なされてもよく、そのため、上述した送信ＭＩＳＯ信号

に関して

となる。ＭＩＳＯチャネル評価において、本発明の手法は、全てのＮ_T個の

を評価することである。その結果、実効的な（結果として得られる）

を例えば、重畳によって構成することができる。

以下では、ＣＤＤ−ＯＦＤＭにおけるチャネル評価問題との関連で、後者の場合について検討する。巡回遅延パラメータδ_cycおよび送信アンテナの数Ｎ_Tは、受信器において知られている。一般に、ＭＩＳＯシステムにおいては、受信器が重畳した信号を分離できるように、全ての送信アンテナ信号がそれ自体のパイロットを使用することが許容されている。

副搬送波

およびＯＦＤＭシンボル

にあるＣＤＤ−ＯＦＤＭパイロット

は、以下のような形式を成している。

ここで、ψ（μ）＝２πＤ_f・（μ−１）δ_cyc／Ｎ_FFTは、パイロットシーケンスμの隣り合うパイロット間の位相増分を規定している。上記方程式に現れる位相項

は、上述した位相シフトシーケンスを規定している。

が、位相シフトされたパイロットシーケンスの形態を成すことによって、複数の送信アンテナを用いるＯＦＤＭのための既知のチャネル評価技術を、チャネル評価に適用することができる。複数の送信アンテナを用いるＯＦＤＭにおけるチャネル評価方式は、例えば、Ｙ．Ｌｉ、Ｎ．Ｓｅｓｈａｄｒｉ、Ｓ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌによる「Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｉｎ Ｍｏｂｉｌｅ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ」（ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、第１７刊、４６１−４７０頁、１９９９年３月）に記載されている。

数学的に説明すると、復調されたパイロット

が使用される。周波数方向でチャネル評価を得るため、すなわち、パイロットシンボルを含むＯＦＤＭシンボルを得るため、それぞれがパイロットシフトシーケンスを規定する特定のパイロットシフトｅ^-jiψ⁽μ⁾に適合させたＮ_T個の評価器Ｗ⁽μ⁾ _m（本発明のフィルタ）は、送信アンテナμに関してチャネル評価を行なう必要がある。

その後、以下によって実効的な（結果として得られる）ＣＴＦ

の評価が得られる。

このケースは、本発明のベースバンドフィルタがフィルタリングとダウンコンバージョンとを同時に実行する本発明のシナリオに対応している。その後、上述したようにＤ_fの影響を補正することによって、チャネル転送機能のベースバンド表現の処理が行なわれる。同じステップでは、アップコンバージョンを行なうことができる。すなわち、処理されたチャネル転送機能には、関連する位相シフトシーケンスが掛け合わされる。

評価器の複雑性は、１つの副搬送波毎に成される約Ｎ_TＭ_f個の掛け算にあり、その結果、匹敵するＳＩＳＯ評価器の複雑性の約Ｎ_T倍となる。これは、一般に互いに独立なＮ_t個の信号を評価しなければならないという事実によって動機付けられる。上述したＳＩＳＯチャネル評価器においては、散在するパイロットグリッドが使用される場合、２×１Ｄ ＰＡＣＥアルゴリズムを適用できる。

本発明の更なる態様においては、上記方程式を再整理することにより、以下が得られる。

結果として得られる係数

は、実効的なＣＴＦを評価するのに十分である。なお、タスク（作業）は、個々の送信アンテナのＣＴＦ

ではなく

を評価することであり、２つの上記方程式を連続的に計算するのではなく、帯域通過フィルタＷ_mの係数を予め計算して上記計算を行なうのが、より効率的である。

上記簡略化は、フィルタＷ_mを提供する帯域通過フィルタ｛Ｗ⁽μ⁾ _m｝の線形結合に起因するものである。この簡略化に基づき、１つの副搬送波毎にＮ_TＭ_f個の乗算ではなくＭ_f個の乗算を行なうだけで済むため、受信器におけるチャネル評価器の複雑性を更に減らすことができる。この場合、結果は全く同じである。

ＳＩＳＯチャネル評価器においては、散在するパイロットグリッドが使用される場合、２次元アルゴリズムおよび２×１Ｄ ＰＡＣＥアルゴリズムを適用できる。

ＭＩＳＯ−ＯＦＤＭチャネル評価器のパイロット間隔は以下によって境界が付けられる。

パイロットシンボルに起因するオーバヘッドが送信アンテナの数に比例して増大するのが分かる。上記式によって境界付けられる最大パイロット間隔とＳＩＳＯ評価器とを比較すると、ＭＩＳＯ評価器におけるパイロットシンボルに起因するオーバヘッドは、δ_cycＴ_spl＞τ_maxとなる場合に小さくなる。すなわち、巡回遅延が大きい場合、ＭＩＳＯチャネル評価はパイロットオーバヘッドに関して更に効率的である。

以下では、本発明の仮想ＭＩＳＯパイロットグリッドにおいて必要な条件について説明する。仮想ＭＩＳＯパイロットシーケンス

は、δ_cycおよびパイロット間隔Ｄ_fによって決まる。そのため、δ_cycおよびＤ_fの両方が固定される場合には、Ｎ_T個の異なるチャネルを評価することができない場合がある。理由は、Ｎ_T個のチャネルを区別するために各送信アンテナのチャネルが固有のパイロットシーケンスを必要とするからである。すなわち、位相曖昧性（phase ambiguity）を避けなければならない。数学的に説明すると、隣り合うパイロット

間の位相項ψ（μ）が全てのμ＝｛１，．．．．，Ｎ_T｝に関して異なっていなければならない。そのため、以下の条件が保たなければならない。

ここで、ｋは任意の整数である。ｋに関して上記条件を解くとともに、ψ（・）に関する式を代入すると、以下のようになる。

上記条件は、回避されるべきパイロットシンボルの位相曖昧性を定めている。これは、δ_cycおよびＤ_fの設計に対して制約を課す。所定の巡回遅延δ_cycにおいては、パイロット間隔Ｄ_fを任意に選択することができず、逆もまた同様である。

以下では、最適な位相シフトされたセットのパイロットシーケンスを提供するための十分条件が得られる。評価器性能はパイロットシーケンス構成によって決まる。また、評価器性能は、位相シフトされたパイロットシーケンス

の周期性がＮ_Tである場合に最適となる。このことは、ψ（μ）ｍｏｄ２πが正確にＮ_T個のコンステレーションポイント（constellation point）を有することを意味している。そのため、Ｎ_T個の重畳信号を評価するのに適する本発明に係るＮ_T個の最適な位相シフトされたセットのパイロットシーケンスｅ^-jθⁱ⁽ⁿ⁾は、以下のように規定される。

ここで、ｉは搬送波指数（subcarrier index）を示しており、θ（ｎ）＝ｎ２π／Ｎ_Tは２つの隣り合う副搬送波間の位相増分を示している。θ_i（ｎ）ｍｏｄ２π＝θ（ｎ）の可能な実現値（realization）は、以下のＮ_T−ＰＳＫコンステレーションに対応する式によって与えられるＮ_T個の別個の位相である。

一般に、隣り合うパイロット間の位相増分ψ（μ）を、単位円θ（ｎ）∈Ｐ（ｎ＝｛０，．．．，Ｎ_T−１｝）内のＮ_T個の特殊な位相に対して一意にマッピングできる場合には、位相シフトされたパイロットシーケンスの最適なセットのための十分条件が得られる。これは、最適なパイロットグリッドを生じるＤ_fのための条件をもたらす。

ここで、ｋは任意の整数である。上記方程式は、ψ（μ）および２Πの倍数がセットＰ内にあり、そのため、対応する表記がψ（μ）ｍｏｄ２π∈Ｐであることを示している。なお、上記方程式はμ＝１およびｎ＝０に関して常に満たされる。しかしながら、上記方程式は、全てのμ＝｛１，．．．，Ｎ_T｝に関して保たれなければならない。また、ψ（μ）のＮ_T個の実現値(realization)が、Ｐの全てのＮ_T個のコンステレーションポイントを一意的にマッピングしなければならない。

δ_cycおよびＤ_fにおける想定し得る値を特定するために、上記方程式を使用することができる。しかしながら、上述した値を得るための更に簡単な方法があり、これは、任意の整数ｋに関してｋψ（μ）を考慮することにより動機付けられ得る。また、上記方程式が満たされる場合には、ｋψ（μ）ｍｏｄ２π∈Ｐ、すなわち、ψ（μ）の倍数もＰの範囲内にある。

上記方程式の条件は、以下のように再公式化することができる。

パイロットの位相曖昧性を避けるためには、（ｋ，Ｎ_T）の最大公約数（ＧＣＤ）が１よりも大きくないことが好ましい。これは、本発明にしたがってＮ_T個の最適な位相シフトされたパイロットシーケンスを提供するための十分条件に従う。

上記条件は、δ_cycが与えられれば、Ｄ_fにおいて可能な値を与える。

本発明は、更なる態様において、最大巡回遅延を伴うＣＤＤ−ＯＦＤＭのための簡略化されたチャネル評価における概念を提供する。

以下では、巡回遅延がδ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tに設定される。これは、全ての送信アンテナ間の相互遅延を最大にするという点で、想定し得る最大の巡回遅延である。上述したように、最大巡回遅延はＣＤＤ−ＯＦＤＭにおいて最適な選択である。幸いにも、巡回遅延のこの選択は、チャネル評価器の複雑性を大いに簡略化できる。これは、ＣＤＤにおいて最も実用的な選択かもしれないＮ_T＝２個の送信アンテナシステムにおいて特に当てはまる。

以下では、実効的なチャネル転送機能（結果として得られるＣＴＦ）について考える。これは以下のようになる。

位相シフトシーケンスを規定する位相項ψ_i（μ）＝ｉψ（μ）＝２πｉ・（μ−１）／Ｎ_Tは、以下のようないくつかの興味深い特性を有する。

１．ψ_i（μ）の全ての想定し得る実現値は、セットＰによって示されている単位円上のＮ_T個の特殊な点に対してマッピングすることができる。

２．位相ψ_i（μ）は、位相シフトされたパイロットシーケンスに相当する。位相シフトされたパイロットシーケンスは、評価エラーを最小限に抑えるＮ_T個のセットの直交パイロットシーケンスである。

３．周波数方向における相関関数Ｒ’_HH［Δｉ］は以下のようになる。

以下では、全てのＮ_T個のチャネルのパワーディレイプロファイル（power delay profile）が同様であり、そのため、

になるとする。その結果、

を合計から引き出すことができ、また、

（Δｉ＝｛１，．．．．，Ｎ_T｝）において、結果として得られる相関関数

は、Ｎ_T−１個の隣り合う副搬送波において相互に関連がなくなる。

巡回遅延δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tを代入すると、仮想ＭＩＳＯまたはパイロットシーケンスを以下のように書き換えることができる。

ここで、ψ（μ）＝２πＤ_f・（μ−１）／Ｎ_Tは、パイロットシーケンスμの隣り合うパイロット間の位相シフトを示している。パイロット間隔Ｄ_f＝１において、すなわち、全てのＯＦＤＭトレーニングシンボルが送信され、

が、Ｎ_T個の位相シフトされたセットのパイロットシーケンスを構成していることを検証することができる。

しかしながら、これは、Ｎ_T個の位相シフトされた最適なセットのパイロットシーケンスが得られる場合には、Ｄ_fにおける唯一の解ではない。一般に、δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tを代入すると、パイロット間隔Ｄ_fのための条件が得られる。
ＧＣＤ（Ｄ_f，Ｎ_T）＝１

上記の

に関する式及びＤ_fに関する制約を用いると、ＣＤＤ−ＯＦＤＭのためのチャネル評価を簡略化することができる。δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tに設定された巡回遅延を用いると、Ｎ_T個の隣り合う副搬送波がＮ_T個のセットにグループ化される。すなわち、複数のセットへのグループ化は、モジュロ演算ｍ＝ｉｍｏｄＮ_Tによって定められる。

以下の、

によって規定されるＯＦＤＭシンボルｌのセットｍのｎ番目のエントリが定められる。ここで、各セットは、Ｎ_C／Ｎ_T個のエントリ

を含んでいる。なお、導かれるＣＤＤの位相項はｎとは無関係となる。これは、ｎに依存する任意の項が２Πの倍数であり、よって無視できるからである。各セットは、同じ位相項Ψ（ｍ，μ）＝２πｍ・（μ−１）Ｎ_Tによって特定される。このとき、Ψ（ｍ，μ）をｎ番目のセット内のｎに関して定数と見なすことができる。そのため、

は、一定の位相項が乗じられるＮ_T ＣＴＦの重畳である。このことは、ＣＤＤによってもたらされる見せかけの周波数選択性が補償されたことを意味している。

簡略化されたチャネル評価方式に関連する基本的な本発明の考え方は、各送信アンテナにおけるチャネル転送機能

を個別に評価せず、ｍ番目のセット内にあるパイロットだけが使用されるように各セットに対して個別に

を評価することである。セットｎにおける

の評価は、ＳＩＳＯチャネルを評価することに相当する。唯一の違いは、セットｍに分類されるパイロットだけが使用されるという点である。幸いにも、上記方程式が満たされる場合、

によって示されるパイロットのサブセットは各セット内にある。Ｎ_T倍のセットが存在するため、実効的なパイロット間隔はＤ_f’＝Ｎ_TＤ_fを増大させる。このことは、等価なＳＩＳＯシステムと比べてＮ_T倍多いパイロットが必要になることを事実上意味している。これは、真のＭＩＳＯ評価器の場合と同じパイロットオーバヘッドである。しかしながら、複雑度は、簡単なＳＩＳＯチャネル評価器の場合と同じである。

本発明の技術の最大パイロット間隔は、サンプリング定理に従っている。

ここで、ｍａｘμτ⁽μ⁾ _maxは、Ｎ_T個の重畳チャネル

の最大遅延であり、個々の最大チャネル遅延の全体の最大値によって決定される。全てのチャネルが同様の最大遅延

を有し、上記ｍａｘ演算が省かれてもよいと仮定する。従来のＳＩＳＯ評価器において必要とされるパイロット間隔と比べると、本発明の簡略化された評価器は、以下の場合に更に効率的である。

上記の関係は、実際には、δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tにおいて殆どの場合に得られる。これは、ＣＤＤが低いＮ_Tに対して最も実用的だからである。

以下では、ＣＤＤ−ＯＦＤＭにおける本発明の簡略化されたチャネル評価器の実施について説明する。

一例として、周波数におけるパイロットがＤ_f個の搬送波分だけ離間されたパイロットグリッドについて考える。パイロットを含む１つの副搬送波は、

によって定義される。ここで、

は、パイロットインデックス（pilot index）である。パイロット間隔において前記条件が保たれる場合には、全てのＮ_T番目のパイロットが同じセットの中に入る。そのため、セットｍにおけるパイロット位置は２５０によって決定される。パイロットに関する２５１における定義を用いると、２５４を伴う２５３として２５２が得られる。ｍ番目のセットの評価においては、パイロット間隔２５５を伴う上述した１Ｄ、２Ｄまたは２×１Ｄ ＳＩＳＯチャネル評価器をそれぞれ適用できる。

本発明のチャネル評価器は以下のように動作する。

最初に、パイロットシンボルの変調が除去される。セットｍのｎ番目の復調されたパイロットは以下の形態を成している。

セットｍに属するシンボルのチャネル評価は、このセットに入るパイロットを使用するだけで行なわれる。これが従来のＳＩＳＯチャネル評価との違いである。１Ｄチャネル評価を考慮すると、副搬送波ｉ＝ｍ＋ｎＮ_Tのチャネル評価器は、以下のようになる。

ここで、

は、ＡＷＧＮ（average white Gaussian noise：平均ホワイトガウスノイズ）項である。２Ｄおよび２×１Ｄチャネル評価方式への拡張は容易である。

１Ｄ評価器のための本発明のアルゴリズムの計算の複雑さは、副搬送波１つ当たりＭ_f個の乗算である。ここで、Ｍ_fは本発明のフィルタのフィルタ次数である。これは従来のＳＩＳＯ評価器の場合と同じである。上述したＭＩＳＯ評価器は、Ｎ_T倍高い複雑さを有している。本発明の評価器の性能は、選択された評価器およびチャネル特性によって決まる。しかしながら、全てのＮ_T個のチャネルの出力遅延プロファイルが同様である場合には、Ｎ_T個の隣り合う副搬送波が上述したように相互に関連しなくなり、それがセットのグループ化に対応することに留意しなければならない。そのため、隣り合うセットに属するパイロットが互いに何ら関連しないために無視される場合には、何も失われない。この場合、本発明の評価器は、著しく低い計算コストでＭＩＳＯ評価器の性能に近づく。

以下では、単なる一例として、Ｎ_T＝２個の送信アンテナを用いるＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムについて考える。このシステムは、上述したように、ＣＤＤ−ＯＦＤＭにおける好ましいシステム設定である。この場合、以下の簡略化が得られる。

アンテナμ＝１のＣＴＦは位相歪みを有していないが、アンテナμ＝２のＣＴＦは１と−１との間で振動するのが分かる。偶数および奇数の副搬送波においては、以下が得られる。

すなわち、簡略化されたチャネル評価方式は、実効的なチャネル転送機能の評価を直接提供する。

奇数のパイロット間隔が必要とされることが好ましい。これは、この場合、｛Ｄ_f，２｝の最大公約数が１になるからである。このとき、セットｍ＝０に属する１つのパイロットの後に、セットｍ＝１に属するパイロットが続く。

図５は、２つの送信アンテナを有するＣＤＤ−ＯＦＤＭにおける本発明のパイロットグリッド構造を示している。

図５に示されているように、２つの一連のパイロットは、偶数および奇数の副搬送波をそれぞれ占めている。偶数および奇数の副搬送波によるチャネル転送機能を評価するため、偶数および奇数の副搬送波上にそれぞれ位置するパイロットだけを使用する。

以下では、最大巡回遅延を伴うＣＤＤ−ＯＦＤＭのチャネル評価におけるいくつかの本発明の改良について説明する。

巡回遅延パラメータδ_cycが任意に選択されなければならない場合には、パイロット間隔Ｄ_fに対していくつかの制約が課される。例えば、δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_TおよびＮ_T＝２においては、パイロット間隔Ｄ_fが奇数でなければならない。

しかしながら、これらの制約は、結果として得られるシステムの自由度を制限する。本発明は、更に、Ｄ_fの要件を緩和するための概念を提供している。

以下では、単なる一例として、２６６を伴う上述したシステムについて考える。パイロットグリッドのためのオフセットパラメータを課すことにより、任意のＤ_fに対応することができる。この手法においては、Ｎ_T＝２個の送信アンテナの例における図６に示されているように、最初のパイロットの開始を奇数Ｄ₀だけシフトすることにより、Ｄ_fが偶数であってもチャネルを評価することができる。

時として、パイロットグリッドの開始をＤ₀分だけシフトすることが望ましくない場合もある。そのような場合には、本発明の更なる態様にしたがって送信器を僅かに変更することができる。

図７は、偶数のパイロット間隔Ｄ_fに対応できる本発明のＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信器のブロック図を示している。

図７の本発明のＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信器は、マルチプレクサ７０３に結合されたパイロット生成器７０１を備えている。マルチプレクサ７０３は、データシーケンスを受けるための１つの入力と、ＩＦＦＴ変換器７０５に結合された複数の出力とを有する。ＩＦＦＴ変換器７０５は、パラレル−シリアル変換器７０７（Ｐ／Ｓ）に結合された複数の出力を有している。パラレル−シリアル変換器７０７の出力によって決定される信号経路は、第１の信号経路７０９と第２の信号経路７１１とに分けられる。

第１の信号経路７０９は、第１の送信アンテナ７１５に結合された１つの出力を有するガード挿入ブロック７１３に結合されている。

第２の信号経路７１１は、乗算器７１７の入力に結合されている。乗算器７１７は、更なる入力７１９と、遅延素子７２１に結合された１つの出力とを有する。遅延素子７２１は、ガード挿入ブロック７２３を介して第２の送信アンテナ７２５に結合されている。

図７に示されている本発明の送信器は、乗算器７１７の更なる入力７１９に対して与えられるアンテナに依存する複素定数α⁽μ⁾ _lとの乗算により、図１２に示されているＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信器とは異なっている。本発明において、アンテナ依存複素定数（antenna dependent complex constant）は、全てのＤ_T個のＯＦＤＭシンボルを１回変更する。最大巡回遅延δ_cyc＝Ｎ_FFT／Ｎ_Tにおいて、この複素定数に関して可能な値は、

である。例えばＮ_T＝２および偶数Ｄ_fを用いると、アンテナ依存定数は、第１のアンテナ７１５に関して

に設定され、第２のアンテナ７２５に関して

に設定されてもよい。

受信信号に対する影響は、偶数Ｄ_fを伴う本発明のパイロットグリッド構造を示している図８に明示されている。

本発明において、偶数および奇数のセットは、Ｄ_T個のＯＦＤＭシンボル毎に副搬送波１つ分だけシフトされる。これは、パイロットのＤ₀分のシフトと同じ効果を効果的に有する。なお、α⁽μ⁾ _lは、Ｄ_T個のＯＦＤＭシンボルにおいて定数である。また、２つの送信アンテナにおいて、α⁽²⁾ _lは、第２のアンテナによる入力シーケンスだけを無効にする。このことは、入力シーケンス値の符号が変えられることを意味している。

本発明においては、送信器におけるアンテナに依存するα⁽μ⁾ _lとの乗算と、パイロットオフセットＤ₀と、ほぼ任意の規則的なパイロットグリッドとに対応することができる。

また、本発明は、チャネル評価のために当初の１つのパイロットシーケンスからＮ_T個のパイロットシーケンスを供給する装置を提供する。この場合、各パイロットシーケンスは、Ｎ_T個の送信点のうちの１つの対応する送信点により送信されなければならない。

更に、本発明は、上述したように１つの当初のパイロットシーケンスからＮ_T個のパイロットシーケンスを生成する装置を提供する。Ｎ_T個のパイロットシーケンスはＮ_T個の送信点によって送信されなければならない。この場合、Ｎ_T個のパイロットシーケンスのうちのμ番目のパイロットシーケンスは、Ｎ_T個の送信点のうちのμ番目の送信点によって送信されなければならない。

図９は、Ｎ_T個のパイロットシーケンスを生成する本発明の装置のブロック図を示している。この装置は、第１の入力９０３と第２の入力９０５とを有する割当器９０１を備えている。割当器９０１は、周波数−時間変換器９０７に結合された複数の出力を有している。周波数−時間変換器９０７は、周波数−時間変換器９０７によって供給される変換されたシーケンスのμ番目のコピーを供給するための手段９０９に結合された１つの出力を有している。μ番目のコピーを供給する手段は、周波数−時間変換器９０７の出力によって規定される信号経路を複数の信号経路に分けるように動作する。この場合、図９においては、単なる例として、１番目の信号経路９１１とμ番目の信号経路９１３とが描かれている。μ番目の信号経路９１３は、１つの出力を有する循環的に遅延させる手段９１５（遅延素子）に結合されている。

図９に示されている装置は、第２の入力９０５によって供給される情報信号と、第１の入力９０３によって供給される当初のパイロットシーケンスとを巡回遅延ダイバーシティ方式にしたがって処理するように動作する。この場合、両方のシーケンスが図９に示されている。単なる一例として、図９では、Ｄ_f＝３のケースについて考える。図９に示されているように、当初のパイロットシーケンスのその後の値は全てのＤ_f番目の副搬送波に対して割当てられる。この場合、情報シーケンスの一連の値は、残りの副搬送波に対して割当てられる。すなわち、本発明の割当器９０１は多重化演算を行なう。図９に示されているように、割当てられたシーケンスは、割当器９０１の複数の出力を介して供給される。時間−周波数変換および任意のパラレル−シリアル変換後、変換されたシーケンスの複数のコピーが供給される。

なお、図９に示されている本発明の装置は、当初のパイロットシーケンスのその後の値だけを割当てるように動作可能である。この場合、Ｄ_f＝１である。

図９に示されているように、変換シーケンス（converted sequence）は、全てのＮ_T個のパイロットシーケンスに共通のものである。すなわち、本発明の装置は、例えば単一のフーリエ変換器、例えば単一のＩＦＦＴ変換を行なうように動作するＩＦＦＴ変換器である単一の時間−周波数変換器を使用して、１つの当初のパイロットシーケンスから複数のパイロットシーケンスを供給するように動作する。例えば、μ番目のコピーを供給する手段９０９は、図９に示されているように、変換シーケンスの複数のコピーを供給するように動作する。単なる一例として、μ番目のコピーを供給する手段９０９は、Ｎ_T個のパイロットシーケンスのうちの最初のパイロットシーケンスとして、変換シーケンスの１番目のコピーの変換シーケンスを供給するとともに、μ番目のパイロットシーケンスを供給するために使用される変換シーケンスのμ番目のコピーを供給するように動作する。

図９に示されているように、Ｎ_T個のパイロットシーケンスは、同じ当初のパイロットシーケンスに基づいており、すなわち、同じ変換シーケンスから得られる。パイロットシーケンスの受信バージョンを受信器において分離できるように同じ変換シーケンスからパイロットシーケンスを供給するため、変換シーケンスのコピーは、上述したように結果として得られるパイロットシーケンスのスペクトル表現が異なるスペクトル領域を占めるように処理される。例えば、両方のスペクトル領域が重なり合わないように、μ番目のパイロットシーケンスのスペクトル表現が帯域通過スペクトル領域を占めるとともに、１番目のパイロットシーケンスのスペクトル表現がベースバンドスペクトル領域または更なる帯域通過領域を占める。上述したように、この特性は本発明のチャネル評価器によって利用することができる。この場合、スペクトル表現をフィルタリングするために適用される簡単な帯域通過フィルタを使用してチャネル評価を得てもよい。

分離可能なトレーニングシーケンスを供給するため、本発明は所定の巡回遅延を適用している。随意的に、異なるパイロット間隔Ｄ_fを使用することができる。より具体的には、巡回的に遅延させる本発明の手段９１５は、Ｄ_fによって決まる遅延値分だけ変換シーケンスのμ番目のコピーを巡回的に遅延させるようになっており、あるいは、割当器は、巡回遅延値によって決まるパイロット間隔を使用するようになっている。すなわち、Ｄ_fは遅延係数（delay factor）によって決まる。

本発明において、遅延係数またはＤ_fは、例えばμ番目のパイロットシーケンスのスペクトル表現が位相シフトシーケンス、例えば＋１、−１等によって乗じられるように選択され、これにより、上述したアップコンバージョン効果がもたらされる。

より具体的には、巡回的に遅延させる手段９１５は、μ番目のパイロットシーケンスを得るために、以下の方程式から得ることができる遅延係数分だけ変換シーケンスのμ番目のコピーを循環的に遅延させるようになっている。

この場合、

であり、あるいは、本発明の割当器９０１は、当初のパイロットシーケンスのその後の値を全てのＤ_f番目の副搬送波に対して割当てるようになっている。この場合、Ｄ_fは以下の方程式から得られる。

ここで、ｋは、最大公約数ＧＣＤが以下のようになるように選択される。
ＧＣＤ（ｋ，Ｎ_T）＝１

例えば、遅延係数が固定される。この場合、本発明の割当器９０１は、結果としてμ番目のパイロットシーケンスのスペクトル表現が、例えば帯域通過スペクトル領域へアップコンバートされるようにＤ_fを選択するように動作する。

Ｄ_fが固定される場合、巡回的に遅延させるための本発明の手段９１５は、単なる一例としてμ番目のパイロットシーケンスのスペクトル表現が上述した帯域通過スペクトル領域を占めるように変換シーケンスのμ番目のコピーを遅延させるように動作する。

本発明の更なる態様においては、本発明の割当器９０１と循環的に遅延させる本発明の手段９１５とが互いに協働してもよい。より具体的には、割当器９０１および循環的に遅延させる本発明の手段９１５は、Ｄ_fに関して可能な値と巡回遅延に関して可能な値とが制限される場合に対しても、所望の効果がもたらされるようにＤ_fと遅延値とを調整してもよい。

再び図６の実施形態を参照すると、上述した問題に関連して、Ｄ_fは偶数であってもよい。偶数の番号が付けられた副搬送波と奇数の番号が付けられた副搬送波との両方を網羅するため、本発明の割当器９０１は、当初のパイロットシーケンスのその後の値を、パイロットが送信される時刻に、例えば奇数の番号が付けられた副搬送波から始まる全てのＤ_f番目の副搬送波に対して割当てるとともに、当初のパイロットシーケンスのその後の値を、パイロットの更なる送信がなされるその後の時刻に、偶数の番号が付けられた副搬送波から始まる全てのＤ_f番目の副搬送波に対して割当てるようにすることが可能であり、あるいは、その逆もまた同様である。すなわち、本発明の割当器９０１は、ナンバリングシフトを導入し、それにより、パイロットが、異なる時刻において、偶数および奇数の副搬送波に対して割当てられるようにしている。

再び図７の実施形態を参照すると、μ番目のコピーを供給する手段９０９は、乗算コピーを変換シーケンスのμ番目のコピーとして供給するために変換シーケンスのμ番目のコピーに乗率（multiplying factor）を掛け合わせる乗算器７１７を備えることができる。上述したように、乗率は、アンテナに依存していてもよく、すなわち、例えばμ番目のコピーに関連するナンバリングインデックス（numbering index）に依存していてもよい。例えば、ナンバリングインデックスは、μに等しくてもよい。つなり、上述したように図８に示されている影響がもたらされる。より具体的には、乗算器は、ｌ番目の時刻に送信されるμ番目のパイロットシーケンスを得るための変換シーケンスのμ番目のコピーに以下の乗率を乗じるように動作する。

ここで、Ｄ_tはｌ番目の時刻と（ｌ＋１）番目の時刻との間の時間間隔を示している。

なお、（巡回）遅延素子９１５は、巡回シフト素子でもよいことに留意すべきである。そのため、遅延素子９１５（シフト素子）は、μ番目のコピーを変換シーケンスに対して上記係数分だけ巡回的にシフトするように動作する。また、μ番目のコピーを供給する手段９０９は、Ｎ_T個のコピーを関連する信号経路に対して供給するために、変換シーケンスのＮ_T個のコピーを供給するコピー器を備えることができる。

本発明の方法の特定の実施要件に応じて、本発明の方法はハードウェアまたはソフトウェアにおいて実施することができる。本発明が実行されるように、プログラム可能なコンピュータシステムと協働できるデジタル記憶媒体、特に電気的に読み取り可能な制御信号が記憶されたディスクまたはＣＤを使用して実施することができる。したがって、一般に、本発明は、プログラムコードが機械読取可能なキャリアに記憶されたコンピュータプログラム製品である。この場合、プログラムコードは、コンピュータプログラム製品がコンピュータ上で実行する際に本発明の方法を実施するようになっている。すなわち、本発明の方法は、コンピュータプログラムであって、当該コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行する際に本発明の方法を実施するプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

チャネル転送機能を評価するための本発明の第１の実施形態に係るチャネル評価器のブロック図を示している。 図２ａ、２ｂ、２ｃは本発明の概念を明らかにしている。 ＣＤＤ−ＯＦＤＭシステムにおける実効的なチャネル入力応答を示している。 図４ａ、４ｂ、４ｃはパイロットグリッド構造を示している。 パイロットグリッド構造を示している。 パイロットグリッド構造を示している。 本発明の第１の実施形態に係る改良されたＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信器のブロック図を示している。 パイロットシーケンスを提供するための本発明に係る装置のブロック図を示している。 ＯＦＤＭ変調器およびＯＦＤＭ復調器のブロック図を示している。 ＭＩＳＯ−ＯＦＤＭシステムのブロック図を示している。 ＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信器のブロック図を示している。 ＯＦＤＭ受信器のブロック図を示している。 ＣＤＤのシナリオにおける実効的なチャネル転送機能の大きさを示している。 各アンテナに個別のパイロット挿入ユニットを使用するＣＤＤ−ＯＦＤＭ送信器のブロック図を示している。

Claims (34)

1. 通信チャネルを介して送信点から受信点へと送信できるパイロットシーケンスを含む受信信号から、通信チャネルのチャネル転送機能を評価するように構成されたチャネル評価器であって、ここで、前記パイロットシーケンスは、前記パイロットシーケンスのスペクトル表現が或るスペクトルを有するシーケンスであるように構成されており、前記スペクトルが、所定の中心周波数を有する帯域通過スペクトル領域を占めており、
   前記受信信号のスペクトル表現を得るために前記受信信号を時間−周波数変換する時間−周波数変換器（１０１）と、
   前記所定の中心周波数を有するとともに、フィルタ処理された変換信号を得るために前記受信信号の前記スペクトル表現をフィルタリングする帯域通過フィルタ（１０３）と
   を備え、
   前記フィルタ処理された変換信号が前記チャネル転送機能の評価を含むものであり、
   前記帯域通過フィルタは、前記受信信号の前記スペクトル表現をフィルタリングして、前記スペクトル表現の前記スペクトルにおいて前記所定の中心周波数を有する前記帯域通過スペクトル領域を出力するように動作するものである、チャネル評価器。
2. 前記時間−周波数変換器（１０１）が、前記受信信号を時間−周波数変換するフーリエ変換器を備えているものである、請求項１に記載のチャネル評価器。
3. 前記パイロットシーケンスは、マルチキャリアシーケンスの周波数−時間変換により生じ、前記マルチキャリアシーケンスは、当初のシーケンスの一連の値を、マルチキャリア変調スキームの複数の一連の副搬送波の全てのＤ_ｆ番目の副搬送波に対して割当てることにより得られ、前記時間−周波数変換器（１０１）は、前記受信信号の前記スペクトル表現を得るために前記受信信号の時間−周波数変換バージョンの全てのＤ_ｆ番目の値を選択するセレクタを備えているものである、請求項１ないし２のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
4. 当初のシーケンスがスクランブルシーケンスを含んでおり、前記時間−周波数変換器（１０１）は、スクランブル解除シーケンスを前記受信信号の前記スペクトル表現として提供するために前記受信信号の前記スペクトル表現と前記スクランブルシーケンスの複素共役バージョンとを掛け合わせる乗算器を備えているものである、請求項３に記載のチャネル評価器。
5. 前記受信信号の前記スペクトル表現がセットのパラレル値であり、前記時間−周波数変換器（１０１）は、前記受信信号の前記スペクトル表現をセットのシリアル値として提供するパラレル−シリアル変換器を備えているものである、請求項１ないし４のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
6. 前記帯域通過フィルタは、前記フィルタ処理された変換信号を提供するために、前記受信信号の前記スペクトル表現を帯域通過フィルタリングするためのセットの係数と、スペクトル表現のフィルタバージョンをベースバンドスペクトル領域へダウンコンバートする更なるセットの係数との重畳を含むデジタルフィルタであり、前記フィルタ処理された変換信号が前記チャネル転送機能の評価である、請求項１ないし５のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
7. 前記フィルタ処理された変換信号が帯域通過信号であり、前記チャネル評価器は、ダンコンバート信号を得るために、前記フィルタ処理された変換信号を前記ベースバンドスペクトル領域へダウンコンバートするダウンコンバータを備え、前記ダンコンバート信号が前記チャネル転送機能の評価である、請求項１ないし６のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
8. 前記帯域通過フィルタ（１０３）は、帯域通過フィルタリングのためのセットのフィルタ係数を含むデジタルフィルタであり、前記帯域通過フィルタ（１０３）が、前記所定の中心周波数に関して調整可能であり、前記チャネル評価器が、前記帯域通過フィルタを調整する手段を備えているものである、請求項１ないし７のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
9. 前記帯域通過フィルタを調整する手段は、前記所定の中心周波数に応じてセットのフィルタ係数を提供する手段を備えているものである、請求項８に記載のチャネル評価器。
10. 前記セットのフィルタ係数を提供する手段は、前記所定の中心周波数に応じてセットのフィルタ係数を計算するように動作するものである、請求項９に記載のチャネル評価器。
11. 前記セットのフィルタ係数を提供する手段は、複数の所定の中心周波数に応じて複数のセットのフィルタ係数を記憶するフィルタメモリを備えているものである、請求項９または１０に記載のチャネル評価器。
12. 前記帯域通過フィルタ（１０３）は、更に、前記フィルタ処理された変換信号の隣り合う値同士の間で補間して、周波数補間された前記フィルタ処理された変換信号をフィルタ処理された変換信号として提供するように動作するものである、請求項１ないし１１のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
13. 前記帯域通過フィルタ（１０３）は、更に、第１の時刻におけるフィルタ処理された変換信号の換算値と、第２の時刻における更なるフィルタ処理された変換信号の値との間で補間して、時間補間された前記フィルタ処理された変換信号をフィルタ処理された変換信号として得るように動作するものである、請求項１ないし１２のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
14. 前記受信信号は、前記パイロットシーケンスと、更なる送信点から更なる通信チャネルを介して受信点へと送信できる更なるパイロットシーケンスとの重畳を含み、前記更なるパイロットシーケンスは、前記更なるパイロットシーケンスのスペクトル表現が更なる中心周波数を有する更なるスペクトル領域を占めるように構成され、前記更なる中心周波数は、前記所定の中心周波数と異なり、前記チャネル評価器は、更なるフィルタ処理された変換信号を得て更なる通信チャネルの更なるチャネル転送機能の評価を得るために、前記受信信号の前記スペクトル表現をフィルタリングする前記更なる所定の中心周波数を有する更なるフィルタを備えるものである、請求項１ないし１３のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
15. 前記更なるスペクトル領域がベースバンドスペクトル領域であり、前記更なるフィルタが低域通過フィルタであり、前記更なるフィルタ処理された変換信号が前記更なるチャネル転送機能の評価である、請求項１４に記載のチャネル評価器。
16. 前記更なるスペクトル領域が更なる帯域通過スペクトル領域であり、前記更なるフィルタは、前記所定の中心周波数とは異なる前記更なる所定の中心周波数を有する更なる帯域通過フィルタである、請求項１４に記載のチャネル評価器。
17. 前記更なるフィルタ処理された変換信号を前記更なる帯域通過スペクトル領域から前記ベースバンド領域へダウンコンバートして更なるダウンコンバート信号を得る更なるダウンコンバータを更に備え、前記更なるダウンコンバート信号は、前記更なるチャネル転送機能の更なる評価である、請求項１６に記載のチャネル評価器。
18. 前記チャネル転送機能の評価と前記更なるチャネル転送機能の評価との重畳を含む実効的なチャネル転送機能の評価を得るために、前記フィルタ処理された変換信号と前記更なるフィルタ処理された変換信号とを加える加算器を更に備えている、請求項１４ないし１７のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
19. 前記帯域通過スペクトル領域において前記チャネル転送機能の評価を得るために前記チャネル転送機能の評価をアップコンバートするアップコンバータと、
    前記帯域通過スペクトル領域において前記チャネル転送機能の評価と前記更なるチャネル転送機能の評価との重畳を含む実効的なチャネル転送機能の評価を得るために、前記チャネル転送機能の評価と前記更なるチャネル転送機能の評価とを加える加算器と
    を備えている、請求項１５ないし１７のいずれか一項に記載のチャネル評価器。
20. 前記パイロットシーケンスは、前記マルチキャリアシーケンスの周波数−時間変換により生じ、前記マルチキャリアシーケンスは、当初のシーケンスの一連の値を、複数の一連の副搬送波の全てのＤ_ｆ番目の副搬送波に対して割当てることにより得られ、前記チャネル転送機能の評価は、Ｄ_ｆに依存するフェーズエラーを有し、前記チャネル評価器は、前記チャネル転送機能の評価の前記フェーズエラーを補正する手段を備え、前記補正する手段は、前記チャネル転送機能の評価とフェーズエラーとを掛け合わせるように動作するものである、請求項１８または１９に記載のチャネル評価器。
21. Ｎ_Ｔ個の送信点によって送信されるＮ_Ｔ個のパイロットシーケンスを当初のパイロットシーケンスから生成する装置であって、ここで、前記Ｎ_Ｔ個のパイロットシーケンスのうちのμ番目のパイロットシーケンスが、前記Ｎ_Ｔ個の送信点のうちのμ番目の送信点によって送信され、
    いくつかの副搬送波を使用するマルチキャリア変調スキームの全てのＤ_ｆ番目の副搬送波に対して前記当初のパイロットシーケンスのその後の値を割当てて、割当てシーケンスを得る割当器（９０１）と、
    前記割当てシーケンスを変換シーケンスへ変換する周波数−時間変換器（９０７）と、
    前記変換シーケンスのμ番目のコピーを提供する手段（９０９）と、
    前記変換シーケンスのμ番目のコピーを循環的に遅延させてμ番目のパイロットシーケンスを得る手段（９１５）と
    を備え、
    循環的に遅延させる手段（９１５）は、Ｄ_ｆによって決まる遅延値だけ循環的に遅延させるように動作し、または、割当器（９０１）は、前記当初のパイロットシーケンスのその後の値を全てのＤ_ｆ番目の副搬送波に対して割り当てるようになっており、Ｄ_ｆが遅延値によって決まり、
    前記遅延値から得られるＤ _ｆ の最大値又はＤ _ｆ から得られる前記遅延値の最大値は、以下の式による依存関係によって定義され、
    

    

    ここで、Ｔは、ＯＦＤＭシンボルの持続時間を表し、
    

    

    は、Ｎ _Ｔ 個の重畳チャネルの最大遅延であり、個々の最大チャネル遅延の全体の最大値によって決定されるものである、
    装置。
22. 全てのチャネルが、同様の最大遅延
    

    

    を有すると仮定される、請求項２１に記載の装置。
23. 前記最大遅延が、
    

    

    によって定義され、ここで、Ｔ _ｓｐｌ は、サンプリング持続時間を表し、δ _ｃｙｃ は、巡回遅延パラメータを表す、請求項２１または２２に記載の装置。
24. 前記時間−周波数変換器（９０７）は、前記変換シーケンスのμ番目のコピーを提供する手段（９０９）の入力部に結合される出力部を有するものである、請求項２１ないし２３のいずれか一項に記載の装置。
25. 前記μ番目のコピーを提供する手段（９０９）は、前記変換シーケンスまたは前記変換シーケンスのコピーをＮ_Ｔ個のパイロットシーケンスのうちの最初のパイロットシーケンスとして提供するように動作するものである、請求項２１ないし２４のいずれか一項に記載の装置。
26. 前記変換シーケンスは、Ｎ_Ｔ個のパイロットシーケンスにおいて共通である、請求項２１ないし２５のいずれか一項に記載の装置。
27. 前記循環的に遅延させる手段（９１５）は、Ｄ_ｆによって決まる遅延係数だけ前記変換シーケンスのμ番目のコピーを循環的に遅延させるように動作し、前記μ番目のパイロットシーケンスを得るためにμ番目のコピーにおける遅延係数δ^（μ） _ｃｙｃが以下の方程式から得られ、
    

    

    

    または、
    前記割当器（９０１）は、前記当初のパイロットシーケンスのその後の値を全てのＤ_ｆ番目の副搬送波に対して割当てるように動作し、Ｄ_ｆが遅延係数に依存するパイロット間隔であり、Ｄ_ｆが以下の方程式から得られ、
    

    

    ｋは、最大公約数ＧＣＤが
    ＧＣＤ（ｋ，Ｎ_Ｔ）＝１
    となるように選択される、請求項２１ないし２６のいずれか一項に記載の装置。
28. 前記時間−周波数変換器（９０７）は、単一のフーリエ変換を行なうように動作する単一のフーリエ変換器である、請求項２１ないし２７のいずれか一項に記載の装置。
29. Ｄ_ｆが偶数であり、前記割当器（９０１）は、前記当初のパイロットシーケンスのその後の値を、第１の時刻において奇数の番号が付けられた副搬送波で始まる全てのＤ_ｆ番目の副搬送波に対して割当てるとともに、前記当初のパイロットシーケンスのその後の値を、第１の時刻後の第２の時刻において偶数の番号が付けられた副搬送波で始まる全てのＤ_ｆ番目の副搬送波に対して割当て、あるいは、この逆の割当てを行なう、請求項２１ないし２８のいずれか一項に記載の装置。
30. 前記μ番目のコピーを提供する手段（９０９）は、前記変換シーケンスのμ番目のコピーと乗率とを掛け合わせることにより前記変換シーケンスのμ番目のコピーとして乗算コピーを提供する乗算器（７１７）を備え、前記乗率は、前記変換シーケンスのμ番目のコピーに関連するナンバリングインデックスによって決まる、請求項２１ないし２９のいずれか一項に記載の装置。
31. 前記乗算器（７１７）は、ｌ番目の時刻に送信されるμ番目のパイロットシーケンスを得るための前記変換シーケンスのμ番目のコピーと以下の乗率とを掛け合わせるように動作し、
    

    

    Ｄ_ｔは、ｌ番目の時刻と（ｌ＋１）番目の時刻との間の時間間隔を示すものである、請求項３０に記載の装置。
32. 通信チャネルを介して送信点から受信点へと送信できるパイロットシーケンスを含む受信信号から、通信チャネルのチャネル転送機能を評価する方法であって、ここで、前記パイロットシーケンスは、前記パイロットシーケンスのスペクトル表現が或るスペクトルを有するシーケンスであるように構成されており、前記スペクトルが、所定の中心周波数を有する帯域通過スペクトル領域を占めており、
    前記受信信号のスペクトル表現を得るために前記受信信号を時間−周波数変換するステップと、
    フィルタ処理された変換信号を得るために、前記受信信号のスペクトル表現を所定の中心周波数に関して帯域通過フィルタリングするステップであって、前記フィルタ処理された変換信号がチャネル転送機能の評価を含んでいる、ステップとを含み、
    前記帯域通過フィルタリングするステップは、前記受信信号の前記スペクトル表現をフィルタリングして、前記スペクトル表現の前記スペクトルにおいて前記所定の中心周波数を有する前記帯域通過スペクトル領域を出力する、
    方法。
33. Ｎ_Ｔ個の送信点によって送信されるＮ_Ｔ個のパイロットシーケンスを当初のパイロットシーケンスから生成する方法であって、ここで、前記Ｎ_Ｔ個のパイロットシーケンスのうちのμ番目のパイロットシーケンスが前記Ｎ_Ｔ個の送信点のうちのμ番目の送信点によって送信され、
    いくつかの副搬送波を使用するマルチキャリア変調スキームの全てのＤ_ｆ番目の副搬送波に対して当初のパイロットシーケンスのその後の値を割当てて、割当てシーケンスを得るステップと、
    前記割当てシーケンスを変換シーケンスへ周波数−時間変換するステップと、
    前記変換シーケンスのμ番目のコピーを提供するステップと、
    前記変換シーケンスのμ番目のコピーを遅延値だけ循環的に遅延させてμ番目のパイロットシーケンスを得るステップと
    を含んでおり、
    前記遅延値がＤ_ｆによって決まるか、または、Ｄ_ｆが前記遅延値によって決まるかのどちらかであり、
    前記遅延値から得られるＤ _ｆ の最大値又はＤ _ｆ から得られる前記遅延値の最大値は、以下の式による依存関係によって定義され、
    

    

    ここで、Ｔは、ＯＦＤＭシンボルの持続時間を表し、
    

    

    は、Ｎ _Ｔ 個の重畳チャネルの最大遅延であり、個々の最大チャネル遅延の全体の最大値によって決定されるものである、
    方法。
34. コンピュータ上で実行させた際に、請求項３２または３３に記載の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラム。

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